JP4942967B2 - インバータ装置及び冷凍サイクル装置 - Google Patents

Description

この発明は、負荷たとえばモータへの駆動電力を出力するインバータ装置及び冷凍サイクル装置に関する。

誘導成分を含む負荷たとえばモータを駆動するための電力を出力するインバータ装置は、電圧の印加方向に沿って上流側および下流側となる２つのスイッチング素子の直列回路を複数有するスイッチング回路を備え、これら直列回路における各スイッチング素子の相互接続点が負荷たとえばブラシレスＤＣモータの各相巻線に接続される。

スイッチング素子としては、最近、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴが多く採用されるようになっている。

ＩＧＢＴを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの場合（例えば、特許文献１）、ＩＧＢＴのオン時の両端間電圧が一定となるため、高電圧出力時のロスが小さく、トランジスタを用いる場合に比べて駆動回路が簡単となる。

ＭＯＳＦＥＴを用いたインバータ装置の場合（例えば、特許文献２）、ＭＯＳＦＥＴのオン，オフ速度が速いため高周波スイッチングが可能というメリットがあり、また低電圧出力時のロスが小さいことからファンモータ等の出力の小さいモータを駆動する場合に多用される。

なお、ＭＯＳＦＥＴの場合、大きな負荷を駆動する際に、ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）に逆回復電流が流れて損失が発生するという問題がある。この損失を低減するために、逆電圧印加回路を設け、所定のタイミングで還流ダイオードに逆電圧を印加してダイオードの逆回復を引き起こし、これにより損失を低減するようにした電力変換装置が考えられている（例えば、特許文献３）。

一方、近年、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗特性をさらに改善した低損失パワーＭＯＳＦＥＴが開発され、この素子を用いたインバータ装置も開発が進められている。
特開２００４−２５４４５２号公報 特開平７−１７０７５２号公報 特開平１０−３２７５８５号公報

上記のように、インバータ装置のスイッチング素子として様々な素子が用いられるが、空気調和機等の冷凍サイクル装置に搭載される圧縮機を駆動する場合には、その負荷特性に応じた最適なスイッチング素子を選定する必要がある。すなわち、空気調和機等の冷凍サイクル装置では圧縮機の高回転（高出力）は、運転開始時や特に空調・冷凍負荷が重いときに限られ、安定時や春・秋の負荷が軽い季節等では圧縮機は低回転（低出力）で長時間運転されることになる。

仮に、スイッチング素子としてＩＧＢＴが用いられた場合、ＩＧＢＴのオン時の電圧が一定となるため、高出力の大電流時は損失が少なるものの、低出力の低電流時の損失低減効果が小さくなる。このため、空気調和機等の冷凍サイクル装置に搭載される圧縮機を駆動する場合、その低出力時の損失低減効果の小さい導通特性は好ましくない。一方、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、抵抗特性の導通チャンネルのため、高電流時に電圧降下が増加し、高負荷時の損失が大きくなるという問題がある。

この発明は、上記の事情を考慮したもので、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを適切に組合わせたスイッチング回路の採用により、高負荷から低負荷の広範囲にわたって損失の低減を図ることができ、これにより効率の向上が図れるインバータ装置及び冷凍サイクル装置を提供することを目的とする。

請求項１に係る発明のインバータ装置は、電圧の印加方向に沿って上流側となるＩＧＢＴおよび下流側となるＭＯＳＦＥＴ及び各ＩＧＢＴと各ＭＯＳＦＥＴに対し逆並列に接続された還流ダイオードを備えた直列回路を複数有し、これら直列回路におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの相互接続点が誘導成分を含む負荷に接続されるスイッチング回路と、高負荷から低負荷の範囲にわたって、上記各直列回路のうち少なくとも１つの直列回路のＩＧＢＴをオン，オフして別の少なくとも１つの直列回路のＭＯＳＦＥＴをオンする複数相通電を順次に切換える制御手段と、を備えている。

この発明のインバータ装置及び冷凍サイクル装置によれば、高負荷から低負荷の広範囲にわたって損失の低減を図ることができ、これにより効率の向上が図れる。

以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１において、Ｍは空気調和機のコンプレッサモータとして使用されるブラシレスＤＣモータ（負荷）で、中性点Ｃを中心に星形結線された３つの相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有する固定子、および永久磁石を有する回転子により構成されている。相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界と永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転子が回転する。このブラシレスＤＣモータＭに、本発明のインバータ装置１が接続されている。

インバータ装置１は、直流電圧Ｖｄが印加される入力端子Ｐ，Ｎ、この入力端子Ｐ，Ｎ間の直流電圧Ｖｄを受けて上記相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに対する通電およびその通電切換を行うスイッチング回路２、このスイッチング回路２を駆動制御する制御部１０を備えている。

上記スイッチング回路２は、直流電圧Ｖｄの印加方向に沿って上流側となるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）および下流側となる低損失パワーＭＯＳＦＥＴの直列回路をＵ，Ｖ，Ｗの三相分有するもので、Ｕ相の上流側にＩＧＢＴ３ｕ、下流側にＭＯＳＦＥＴ４ｕを備え、Ｖ相の上流側にＩＧＢＴ３ｖ、下流側にＭＯＳＦＥＴ４ｖを備え、Ｗ相の上流側にＩＧＢＴ３ｗ、下流側にＭＯＳＦＥＴ４ｗを備えている。そして、ＩＧＢＴ３ｕ，３ｖ，３ｗに対し還流ダイオードＤｕ＋，Ｄｖ＋，Ｄｗ＋がそれぞれ逆並列接続され、ＭＯＳＦＥＴ４ｕ，４ｖ，４ｗに対し還流（寄生）ダイオードＤｕ−，Ｄｖ−，Ｄｗ−がそれぞれ逆並列接続されている。

ＩＧＢＴ３ｕとＭＯＳＦＥＴ４ｕの相互接続点が出力端子Ｑｕとなり、ＩＧＢＴ３ｖとＭＯＳＦＥＴ４ｖの相互接続点が出力端子Ｑｖとなり、ＩＧＢＴ３ｗとＭＯＳＦＥＴ４ｗの相互接続点が出力端子Ｑｗとなる。そして、出力端子Ｑｕに上記相巻線Ｌｕの非結線端が接続され、出力端子Ｑｖに上記相巻線Ｌｖの非結線端が接続され、出力端子Ｑｗに上記相巻線Ｌｗの非結線端が接続されている。

また、スイッチング回路２は、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに蓄えられたエネルギによって還流ダイオードＤｕ−，Ｄｖ−，Ｄｗ−に順方向電流が流れた場合に、ＩＧＢＴ３ｕ，３ｖ，３ｗのそれぞれのオンに伴って還流ダイオードＤｕ−，Ｄｖ−，Ｄｗ−に逆方向電流が流れないよう、還流ダイオードＤｕ−，Ｄｖ−，Ｄｗ−に逆電圧を印加する逆電圧印加回路（リカバリーアシスト回路ともいう）５ｕ，５ｖ，５ｗを備えている。この逆電圧印加回路５ｕ，５ｖ，５ｗについては、特開平１０−３２７５８５号公報に示されているものと同じであり、その説明は省略する。

上記制御部１０は、主要な機能として、次の（１）〜（３）を有している。
（１）所定期間がスイッチング休止期間として一定レベルに固定される電圧波形を有し且つ互いに位相角が異なる複数の変調信号を発する変調信号発生手段。

（２）上記各変調信号と三角波信号との電圧比較により、上記スイッチング休止期間に相当する期間の電位が零レベルで、残りの期間の電位が高レベルと零レベルを繰返す波形の複数の駆動信号を作成する駆動信号作成手段。

（３）上記各駆動信号に応じてスイッチング回路２における各直列回路のうち少なくとも１つの直列回路のＩＧＢＴがオン，オフして別の少なくとも１つの直列回路のＭＯＳＦＥＴがオンする複数相通電を、順次に切換える制御手段。

つぎに、上記の構成の作用を説明する。
図２に示すように、互いに位相角が１２０度ずれた三相正弦波電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが用意されている。この三相正弦波電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、ブラシレスＤＣモータMの速度に比例して周波数が変化する。そして、この三相正弦波電圧波形Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが波形整形されることにより、三相正弦波電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗの周期（＝２π）の１／３（＝２π／３）に相当する期間がスイッチング休止期間として負の一定レベルに固定される電圧波形を有し、かつ互いに位相角が１２０度ずれた複数の変調信号Ｅｕ´，Ｅｖ´，Ｅｗ´が、生成される。

この変調信号Ｅｕ´，Ｅｖ´，Ｅｗ´と三角波信号Ｅｏとが電圧比較されることにより、上記スイッチング休止期間に相当する期間の電位が零レベル（下ベタ）で、残りの期間の電位が高レベルと零レベルを繰返す下ベタ通電波形の駆動信号（パルス幅変調信号；ＰＷＭ信号）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが作成される。この駆動信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてスイッチング回路２における少なくとも１つの直列回路のＩＧＢＴがオン，オフして別の少なくとも１つの直列回路のＭＯＳＦＥＴがオンする複数相通電が、順次に切換えられる。ＩＧＢＴ３ｕ，３ｖ，３ｗおよびＭＯＳＦＥＴ４ｕ，４ｖ，４ｗの動作パターンを図３に示している。○がオン，オフ、△がオン、×がオフを示している。

この複数相通電の切換えにより、ＩＧＢＴのオン，オフデューティに対応するレベルの相間電圧Vｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが出力端子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗの相互間に生じ、その相間電圧Vｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕが相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに印加される。これにより、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに正弦波状の電流が流れ、ブラシレスＤＣモータＭが動作する。

相間電圧Vｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕと相巻線電流との関係を図４に示している。すなわち、空調負荷が大きくてＩＧＢＴのオン，オフデューティが大きく設定される運転条件では（オン期間が長くてオフ期間が短い）、相間電圧Vｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕのレベルおよび周波数が高くなって、相巻線電流が増大する。ＩＧＢＴのオン，オフデューティは、変調信号Ｅｕ´，Ｅｖ´，Ｅｗ´のレベル調節により可変設定することができる。

以上のように、スイッチング回路２における各直列回路の上流側スイッチング素子としてＩＧＢＴ３ｕ，３ｖ，３ｗを用いるとともに、各直列回路の下流側スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ４ｕ，４ｖ，４ｗを用い、少なくとも１つの直列回路のＩＧＢＴをパルス幅変調によりオン，オフして別の少なくとも１つの直列回路のＭＯＳＦＥＴをオンする複数相通電を順次に切換えることにより、空調負荷が小さくてブラシレスＤＣモータＭの回転数が低くてよい低負荷時において、ＭＯＳＦＥＴのオン期間が長くなり、ＩＧＢＴのオン期間が短くなる。したがって、損失についてはＭＯＳＦＥＴの損失が支配的になり、ＩＧＢＴの損失の影響を小さくできる。このため、空気調和機等のもっとも運転時間の比率の高い低能力運転においてＭＯＳＦＥＴの低損失な運転を活用できる。

高負荷時（高電流時）には、ＭＯＳＦＥＴの損失が増加するが、上流側ＩＧＢＴのオン時間比率も長くなるため、全てのスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとする場合よりも、少なくとも上流側スイッチング素子としてＩＧＢＴを使用した分だけ、損失が低減できる。

一方、ＭＯＳＦＥＴを使用すると、運転状態によって一対のスイッチング素子の一方がオンするときに、対となっているＭＯＳＦＥＴの還流ダイオードに大きな逆回復電流が流れ、損失が増大してしまう。これを抑制するために、逆電圧印加回路５ｕ，５ｖ，５ｗにより、対となるスイッチング素子のオン前後にわたって還流ダイオードに対して逆電圧が印加される。この結果、ＭＯＳＦＥＴの還流(寄生)ダイオードにおいて生じる大きな逆回復電流が抑制され、逆回復電流によるロスを大幅に低減できる。とくに、ＭＯＳＦＥＴの使用は下流側のみであり、この下流側のＭＯＳＦＥＴ４ｕ，４ｖ，４ｗに対してのみ逆電圧印加回路５ｕ，５ｖ，５ｗを設ければよいので、回路の簡素化およびコストダウンが図れる。

このように、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを適切に組合わせたスイッチング回路２の採用により、高負荷から低負荷の広範囲にわたって損失の低減を図ることができ、これによりインバータ装置１の効率の向上が図れる。

ところで、図２に示している変調信号Ｅｕ´，Ｅｖ´，Ｅｗ´と三角波信号Ｅｏの電圧比較では、比較結果が分かりやすいよう、実際よりも低い周波数の三角波信号Ｅｏを採用している。実際の三角波信号Ｅｏは、周波数がもっと高い。この実際の三角波信号Ｅｏと変調信号Ｅｕ´，Ｅｖ´，Ｅｗ´との関係を位相の６０°区間において時間的に拡大して示したのが図５である。

図５において、相巻線の電流経路として６０°区間の前半ではＴ１で示す、高電位の変調信号Ｅｕ´と下ベタ電位（零電位）の変調信号Ｅｖ´との電位差に基づく通電経路と、Ｔ２で示す、中電位の変調信号Ｅｗ´と下ベタ電位（零電位）の変調信号Ｅｖ´との電位差に基づく通電経路が生じる。６０°区間の後半では、Ｔ３に示す、高電位の変調信号Ｅｕ´と中電位の変調信号Ｅｗ´との電位差に基づく通電経路とＴ４に示す高電位の変調信号Ｅｕ´と下ベタ電位（零電位）の変調信号Ｅｖ´との電位差に基づく通電経路が生じる。これら通電経路におけるＩＧＢＴのオン，オフ動作、オン，オフデューティ、相巻線電流、インバータ装置１の電流経路の関係を図６にまとめて示している。なお、中電位の変調信号Ｅｗ´のレベルは、前半のＴ２では正電圧、後半のＴ３では負電圧となっており、電流の方向及び経路が変化する。

Ｔ１の通電経路は、ＩＧＢＴ３ｕのオン（オン，オフデューティの代表値をＡ）により、図７の実線のように、入力端子Ｐ、ＩＧＢＴ３ｕ、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ、ＭＯＳＦＥＴ４ｖ、入力端子Ｎの経路で電流が流れる。ＩＧＢＴ３ｕがオフすると、図７の破線のように、相巻線Ｌｕ，Ｌｖに蓄えられたエネルギに基づく電流が、相巻線Ｌｕ，ＬｖからＭＯＳＦＥＴ４ｖを経てＭＯＳＦＥＴ４ｕ側の還流ダイオードＤｕ−を順方向に流れる。

Ｔ２の通電経路では、ＩＧＢＴ３ｗのオン（オン，オフデューティの代表値をＢ）により、図８の実線のように、入力端子Ｐ、ＩＧＢＴ３ｗ、相巻線Ｌｗ，Ｌｖ、ＭＯＳＦＥＴ４ｖ、入力端子Ｎの経路で電流が流れる。ＩＧＢＴ３ｗがオフすると、図８の破線のように、相巻線Ｌｗ，Ｌｖに蓄えられたエネルギに基づく電流が、相巻線Ｌｗ，ＬｖからＭＯＳＦＥＴ４ｖを経てＭＯＳＦＥＴ４ｗ側の還流ダイオードＤｗ−を順方向に流れる。

Ｔ３の通電経路では、ＩＧＢＴ３ｕ，３ｗのオン時（オン，オフデューティの代表値をＣ）、図９の実線のように、相巻線Ｌｗ，Ｌｖに蓄えられたエネルギに基づく電流が、相巻線Ｌｕ，ＬｗからＩＧＢＴ３ｗの還流ダイオードＤｗ＋、ＩＧＢＴ３ｕの経路で電流が流れる。ＩＧＢＴ３ｕがオンしてＩＧＢＴ３ｗがオフすると（オン，オフデューティの代表値がＡ−Ｃ）、図９の破線のように、入力端子ＰからＩＧＢＴ３ｕおよび相巻線Ｌｕ，Ｌｗを経た電流が、ＭＯＳＦＥＴ４ｗを経て入力端子Ｎ側に流れる。そして、ＩＧＢＴ３ｕ，３ｗがオフすると、図９の一点鎖線のように、ＩＧＢＴ３ｕおよび相巻線Ｌｕ，Ｌｗを経た電流が、ＭＯＳＦＥＴ４ｗを経てＭＯＳＦＥＴ４ｕ側の還流ダイオードＤｕ−を順方向に流れる。

Ｔ４の通電経路では、ＩＧＢＴ３ｕのオンにより、図１０の実線のように、入力端子Ｐ、ＩＧＢＴ３ｕ、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ、ＭＯＳＦＥＴ４ｖ、入力端子Ｎの経路で電流が流れる。ＩＧＢＴ３ｕがオフすると、図１０の破線のように、相巻線Ｌｕ，Ｌｖに蓄えられたエネルギに基づく電流が、相巻線Ｌｕ，ＬｖからＭＯＳＦＥＴ４ｖを経てＭＯＳＦＥＴ４ｕ側の還流ダイオードＤｕ−を順方向に流れる。

この６０°区間のＴ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４の４つの通電経路の電流について、ＩＧＢＴのオン，オフ動作に応じた電流経路と損失を解析することで、その解析結果を３６０°の全区間に展開することができる。

すなわち、Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４の４つの通電経路において、電流に伴って変化する損失要因を無視し、ＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴの各々の順方向電流・逆方向電流の損失を等しいと仮定してＩＧＢＴの損失をＩＲ、ＭＯＳＦＥＴの損失をMＲで表し、かつ変調率をａとして通電時間を加味して６０°区間の損失を算出する。

Ｔ１では、ＩＧＢＴ３ｕのオン時はＡ・ａ・（ＩＲ＋ＭＲ）、ＩＧＢＴ３ｕのオフ時は（１−Ａ）・ａ・（ＭＲ＋ＭＲ）＝２・（１−Ａ）・ａ・ＭＲとなる。続いてＴ２では、ＩＧＢＴ３ｗのオン時はＢ・ａ・（ＩＲ＋ＭＲ）、ＩＧＢＴ３ｗのオフ時は２（１−Ｂ）・ａ・ＭＲとなる。Ｔ３ではＩＧＢＴ３ｕオン，３ｗオン時に２・Ｃ・ａ・ＩＲ、ＩＧＢＴ３ｕオン，３ｗのオフ時は（Ａ−Ｃ）・ａ・（ＩＲ＋ＭＲ）、ＩＧＢＴ３ｕ，３ｗ共にオフ時は２・（１−Ａ）・ａ・ＭＲとなる。最後にＴ４ではＴ１と同じで、Ａ・ａ・（ＩＲ＋ＭＲ）と２・（１−Ａ）・ａ・ＭＲとなる。

これらを合算すると、下式が得られる。
３・Ａ・ａＩＲ＋Ｂ・ＩＲ＋Ｃ・ＩＲ＋（８−３Ａ−Ｂ−Ｃ）ＭＲ
ここで、オン，オフデューティの代表値として用いたＡ（０°から３０°区間）、Ｂ（３０°から６０°区間）、Ｃ（６０°から９０°区間）を平均値として各区間の中間角での値を用いるとＡは１５°におけるデューティ（オン時間）、Ｂは４５°におけるデューティ、Ｃは７５°におけるデューティとなる。こうすると、Ａ＋Ｂ＝Ｃとなるため、これを代入すると、以下の式となる。
４・Ａ・ａ・ＩＲ＋（８−４・Ａ・ａ）・ＭＲ
＝４・ＭＲ＋４・［Ａ・ａ・ＩＲ＋（１−Ａ・ａ）・ＭＲ］
この式から分かるように、変調率ａの低い低出力電圧領域（低電流領域）では大部分の電流がＭＯＳＦＥＴを流れ、損失の大きさはＭＯＳＦＥＴの損失に支配される。したがって、上側スイッチング素子にＩＧＢＴを使用していても、この領域では全てのスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合に近い損失低減効果が得られる。

また、図４で説明したように、負荷が大きくてＩＧＢＴのオン，オフデューティが大きく設定される運転条件では、相間電圧Vｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕのレベルおよび周波数が高くなって相巻線電流が増大するが、この場合にはＩＧＢＴの損失割合が大きくなり、この領域では全てのスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合に比べ、損失が低減できる。実使用条件では、冷凍サイクル装置の運転時間の大半は低電流の安定運転条件であり、この安定運転条件での損失低減効果は大きい。逆に、ＭＯＳＦＥＴは導通が抵抗特性のため電流が大きくなるとＩＧＢＴより損失が増加するがこのような場合には、電流経路の片側がＩＧＢＴとなっているため、その悪影響を軽減できる。

すなわち、スイッチング回路として上側にＩＧＢＴを下側にＭＯＳＦＥＴを用い、下ベタ通電（２相変調）を行なうことで高負荷から低負荷の広範囲にわたって損失の低減を図ることができ、これにより効率の向上が図れる。また、逆電圧印加回路を設けることで、ＭＯＳＦＥＴを使用しても還流(寄生)ダイオードにおいて生じる大きな逆回復電流が抑制され、ロスを大幅に低減できる
なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。

この発明の一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における各変調信号、各駆動信号、各相間電圧の波形を示す図。 一実施形態における各ＩＧＢＴおよび各ＭＯＳＦＥＴの動作パターンを示す図。 一実施形態における各相間電圧と相巻線電流との関係を示す図。 一実施形態における三角波信号と各変調信号との関係を時間的に拡大して示す図。 一実施形態の各通電パターンにおけるＩＧＢＴのオン，オフ動作、オン，オフデューティ、相巻線電流、電流経路の関係をまとめて示す図。 図６における電流経路を具体的に示す図。 図６における他の電流経路を具体的に示す図。 図６における別の電流経路を具体的に示す図。 図６におけるさらに別の電流経路を具体的に示す図。

符号の説明

１…インバータ装置、２…スイッチング回路、３ｕ，３ｖ，３ｗ…ＩＧＢＴ、４ｕ，４ｖ，４ｗ…ＭＯＳＦＥＴ、５ｕ，５ｖ，５ｗ…逆電圧印加回路、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ…還流ダイオード、Ｐ，Ｎ…入力端子、Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ…出力端子、１０…制御部、Ｍ…ブラシレスＤＣモータ、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…相巻線

Claims (3)

1. 電圧の印加方向に沿って上流側となるＩＧＢＴおよび下流側となるＭＯＳＦＥＴ及び各ＩＧＢＴと各ＭＯＳＦＥＴに対し逆並列に接続された還流ダイオードを備えた直列回路を複数有し、これら直列回路におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの相互接続点が誘導成分を含む負荷に接続されるスイッチング回路と、
   高負荷から低負荷の範囲にわたって、前記各直列回路のうち少なくとも１つの直列回路のＩＧＢＴをオン，オフして別の少なくとも１つの直列回路のＭＯＳＦＥＴをオンする複数相通電を順次に切換える制御手段と、
   を備えていることを特徴とするインバータ装置。
2. 前記負荷に蓄えられたエネルギにより前記各ＭＯＳＦＥＴの還流ダイオードに順方向電流が流れた場合に、前記各ＩＧＢＴのオンに伴って発生する前記各還流ダイオードの逆方向電流を抑制するよう、前記各ＩＧＢＴのオンに先立って前記各還流ダイオードに逆電圧を印加する逆電圧印加回路と、
   をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 冷媒を圧縮する圧縮機を有し、請求項１または２のいずれかに記載したインバータ装置によって前記圧縮機を駆動したことを特徴とする冷凍サイクル装置。

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