WO2018142635A1 - インバータ駆動６相モータ装置 - Google Patents

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WO2018142635A1
WO2018142635A1 PCT/JP2017/010245 JP2017010245W WO2018142635A1 WO 2018142635 A1 WO2018142635 A1 WO 2018142635A1 JP 2017010245 W JP2017010245 W JP 2017010245W WO 2018142635 A1 WO2018142635 A1 WO 2018142635A1
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voltage
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田中　正一
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田中　正一
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to an inverter-driven 6-phase motor device, and more particularly to a symmetric 6-phase motor device driven by a 6-phase PWM inverter.
  • a three-phase coil 1X as a stator coil is composed of a U-phase coil 1UX, a V-phase coil 1VX, and a W-phase coil 1WX.
  • the three-phase inverter 3X includes a U-phase leg 3UX, a V-phase leg 3VX, and a W-phase leg 3WX.
  • U-phase leg 3UX supplies U-phase current IUX to U-phase coil 1UX
  • V-phase leg 3VX supplies V-phase current IVX to V-phase coil 1VX
  • W-phase leg 3WX supplies W-phase current IWX to W-phase coil 1WX. Supply.
  • the electrical angle between any two of these three phase currents is 120 degrees.
  • the controller 100X generates six gate signals S1-S6 to control the six transistors of the inverter 3X.
  • This three-phase inverter is driven by pulse width modulation (PWM) to reduce loss and noise, but PWM switching increases loss and harmonic current. For this reason, the three-phase PWM inverter for driving the traction motor requires a cooling device and a noise filter. However, they increase the weight, volume, power loss and manufacturing cost of the motor device.
  • PWM pulse width modulation
  • Patent Document 1 proposes a six-phase inverter that drives two three-phase coils having a common neutral point. Each leg of the 6-phase inverter outputs two potential levels. When a set of three legs outputs one three-phase potential, the other three sets of legs output another three-phase potential of opposite phase. As a result, the common neutral point potential is constant. However, Patent Document 1 does not describe any six-phase inverter that is PWM-switched.
  • Patent Document 2 proposes a pole number switching type 6-phase synchronous motor connected to a 6-phase inverter.
  • Patent Document 3 proposes a pole number switching type 6-phase induction motor connected to a 6-phase inverter.
  • Patent Document 4 proposes a pole number switching type 6-phase synchronous motor connected to a 6-phase inverter. These pole number switching type six-phase motors output a three-phase voltage in the double-pole mode and a six-phase voltage in the non-double-pole mode.
  • the proposed inverter-driven 6-phase motor requires complex control because of the 6-phase PWM switching.
  • One object of the present invention is to improve the performance of a six-phase motor device driven by a six-phase PWM inverter.
  • a more specific object of the present invention is to improve the weight, volume, efficiency and manufacturing cost of a 6-phase motor device driven by a 6-phase PWM inverter.
  • the six-phase motor device of the present invention has two three-phase inverters that separately apply a three-phase voltage to two symmetrically arranged three-phase coils.
  • the two three-phase inverters have three legs each composed of a half bridge. Each leg has an upper arm side transistor and a lower arm side transistor connected in series.
  • the upper arm side transistor is called an upper transistor, and the lower arm side transistor is called a lower transistor.
  • a six-phase inverter consisting of two three-phase inverters consists of three symmetrical pairs.
  • the leg that basically outputs the highest potential is called the highest potential leg, and the leg that basically outputs the lowest potential is called the lowest potential leg.
  • the 6-phase inverter When the 6-phase inverter outputs a 6-phase voltage, the highest potential leg and the lowest potential leg are switched every 60 electrical degrees.
  • the upper transistor of one leg of the symmetric pair and the lower transistor of the other leg are driven by a substantially common gate signal in PWM switching termed simultaneous switching mode. Is done. Thereby, electromagnetic wave noise and surge voltage are reduced.
  • the output terminals of the two legs of the symmetric pair are connected by an inverter side capacitor.
  • inverter loss and electromagnetic wave noise can be reduced.
  • the input terminals of the two phase coils driven by the symmetric pair are connected by a motor side capacitor. Thereby, surge voltage and high frequency loss can be reduced.
  • the potential fixing mode in which the highest potential leg and the lowest potential leg output a predetermined potential is executed.
  • the potential jump of the highest potential leg has the same amplitude and the opposite direction as the potential jump of the lowest potential leg. Therefore, electromagnetic noise and surge voltage are reduced.
  • the upper transistor of the highest potential leg and the lower transistor of the lowest potential leg are always turned on in the fixed potential mode.
  • This potential fixing mode is called a power supply potential mode or a four-phase modulation mode.
  • the inverter loss can be reduced to 2/3 without increasing electromagnetic noise or leakage current.
  • the output voltages of the highest potential leg and the lowest potential leg are fixed to a predetermined intermediate potential in the potential fixing mode.
  • This potential fixing mode is called an intermediate potential mode or a series mode.
  • This intermediate potential has a value of 45-55% of the DC power supply voltage, more preferably 50% of the DC power supply voltage.
  • the highest potential leg and the lowest potential leg that output an intermediate potential are called intermediate potential legs.
  • the series mode is used in the pole doubling mode of the pole doubling motor.
  • concentrated winding three-phase coils of two saddle type induction motors are separately wound around two stator cores adjacent in the axial direction. Further, the two three-phase coils are relatively shifted in the circumferential direction by half the phase coil pitch. Thereby, the amount of magnetic flux per copper loss is improved and torque ripple is reduced.
  • the two three-phase induction motors have a common saddle coil. Thereby, the harmonic component of the secondary current is reduced.
  • the saddle coil end ring has a radial fan wing. This improves the cooling of the saddle coil and the stator coil.
  • FIG. 1 is a wiring diagram of a conventional three-phase motor device.
  • FIG. 2 is a wiring diagram of the six-phase motor device of the embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart showing a six-phase sine wave current.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing two three-phase coils separately wound around two semi-cylindrical portions of a radial gap type stator core.
  • FIG. 5 is a timing chart showing gate signals applied to two three-phase PWM inverters.
  • FIG. 6 is a wiring diagram for explaining the ringing voltage.
  • FIG. 7 is a wiring diagram for explaining the surge voltage.
  • FIG. 8 is a wiring diagram for illustrating the operation of the inverter side capacitor.
  • FIG. 9 is a wiring diagram for illustrating the operation of the inverter side capacitor.
  • FIG. 1 is a wiring diagram of a conventional three-phase motor device.
  • FIG. 2 is a wiring diagram of the six-phase motor device of the embodiment.
  • FIG. 3 is a
  • FIG. 10 is a wiring diagram for illustrating the operation of the inverter side capacitor.
  • FIG. 11 is a wiring diagram for illustrating the operation of the inverter side capacitor.
  • FIG. 12 is a wiring diagram for explaining the serial mode.
  • FIG. 13 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 14 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 15 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 16 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 17 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing four-phase voltage vectors in the series mode.
  • FIG. 19 is a wiring diagram showing PWM switching of the intermediate potential leg in the series mode.
  • FIG. 19A shows the current flow during a period in which the two upper transistors of the intermediate potential leg are simultaneously turned on
  • FIG. 19B shows the dead time current flow
  • FIG. 19C shows the intermediate potential. The current flow during the period when the two lower transistors of the leg are simultaneously turned on is shown.
  • FIG. 20 is a wiring diagram for illustrating the power generation operation in the series mode.
  • FIG. 21 is a developed view showing a double pole mode of the concentrated winding 6-phase motor.
  • FIG. 22 is a development view showing the non-double pole mode of the concentrated winding 6-phase motor.
  • FIG. 23 is a vector diagram showing phase currents in the double pole mode.
  • FIG. 19A shows the current flow during a period in which the two upper transistors of the intermediate potential leg are simultaneously turned on
  • FIG. 19B shows the dead time current flow
  • FIG. 19C shows the intermediate potential. The current flow during the period when the two lower transistor
  • FIG. 24 is a vector diagram showing a phase magnetic field in the double pole mode.
  • FIG. 25 is a vector diagram showing phase currents in the non-double pole mode.
  • FIG. 26 is a vector diagram showing a phase magnetic field in the non-double pole mode.
  • FIG. 27 is an axial sectional view showing a tandem six-phase motor.
  • FIG. 28 is a development view showing a double pole mode of the tandem six-phase motor.
  • FIG. 29 is a development view showing the non-double pole mode of the tandem six-phase motor.
  • FIG. 30 is a development view showing the arrangement of the phase coils of the tandem six-phase motor.
  • FIG. 31 is a development view showing a concentrated winding coil of a conventional 6-phase motor.
  • FIG. 32 is an axial cross-sectional view showing a saddle type rotor of a tandem six-phase motor.
  • FIG. 33 is a front view showing a coil end of the saddle type rotor.
  • FIG. 34 is a front view showing one three-phase inverter connected to the tandem six-phase motor.
  • FIG. 35 is an axial sectional view showing one leg of the three-phase inverter.
  • This simultaneous switching mode is characterized in that, in PWM (pulse width modulation) switching, one upper transistor and the other lower transistor of two legs of one symmetric pair are simultaneously switched in the same direction.
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 2 is a wiring diagram of this six-phase motor device.
  • the stator coil which is a symmetric 6-phase coil, comprises three-phase coils 1 and 2 having a star connection (Wye type).
  • a three-phase coil 1 having a neutral point N1 includes a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W.
  • the three-phase coil 2 having a neutral point N2 includes a U-phase coil 2U, a V-phase coil 2V, and a W-phase coil 2W.
  • Six phase coils 1U-2W having the same number of turns are wound around the stator core by concentrated winding or distributed winding.
  • the six phase coils 1U-2W are arranged in an electrical angle range of 360 degrees.
  • the electrical angle between U phase coil 1U and -U phase coil 2U is 180 degrees
  • the electrical angle between V phase coil 1V and -V phase coil 2V is 180 degrees
  • W phase coil 1W and -W phase The electrical angle between the coils 2W is 180 degrees.
  • the electrical angle between any two of the U-phase coil 1U, V-phase coil 1V, and W-phase coil 1W is 120 degrees
  • -U-phase coil 2U, -V-phase coil 2V, and -W-phase coil 2W The electrical angle between any two of them is 120 degrees.
  • the three-phase coil 1 is connected to the three-phase inverter 3, and the three-phase coil 2 is connected to the three-phase inverter 4.
  • the three-phase inverters 3 and 4 that are voltage source inverters constitute a six-phase inverter.
  • the controller 100 commands a pulse width modulation (PWM) operation to the inverters 3 and 4 to which the DC power supply voltage Vd is applied.
  • the inverter 3 includes a U-phase leg 3U, a V-phase leg 3V, and a W-phase leg 3W.
  • the inverter 4 includes a ⁇ U phase leg 4U, a ⁇ V phase leg 4V, and a ⁇ W phase leg 4W.
  • Each leg 3U-4W is one of the upper transistors (3UU, 3VU, 3WU, 4UU, 4VU, and 3WU) and the lower transistors (3UL, 3VL, 3WL, 4UL, 4VL, and 3WL) connected in series.
  • An anti-parallel diode is connected to the upper and lower transistors.
  • a pair of legs that carry opposite-phase currents in the basic six-phase mode is called a symmetric pair. Therefore, U-phase leg 3U and -U-phase leg 4U form a symmetric pair, V-phase leg 3U and -V-phase leg 4U form a symmetric pair, and W-phase leg 3W and -W-phase leg 4W form a symmetric pair.
  • the phase current I1 that is the U-phase current IU has a phase opposite to that of the phase current I4 that is the -U-phase current (-IU).
  • the phase current I2 that is the V-phase current IV has a phase opposite to that of the phase current I5 that is the -V phase current (-IV).
  • the phase current I3 that is the W-phase current IW has a phase opposite to that of the phase current I6 that is the -W-phase current (-IW).
  • the electrical angle between any two of the phase currents I1, I2, and I3 is 120 degrees.
  • the electrical angle between any two of the phase currents I4, I5, and I6 is 120 degrees.
  • the U-phase leg 3U applies the phase voltage V1 to the phase coil 1U through the cable 200U and supplies the phase current I1.
  • the V-phase leg 3V applies the phase voltage V2 to the phase coil 1V through the cable 200V and supplies the phase current I2.
  • W-phase leg 3W applies phase voltage V3 to phase coil 1W through cable 200W and supplies phase current I3.
  • -U-phase leg 4U applies phase voltage V4 to phase coil 2U through cable 300U and supplies phase current I4.
  • the -V phase leg 4V applies the phase voltage V5 to the phase coil 2V through the cable 300V and supplies the phase current I5.
  • -W-phase leg 4W applies phase voltage V6 to phase coil 2W through cable 300W and supplies phase current I6.
  • Capacitor C1 connects the input terminals of phase coils 1U and 2U.
  • Capacitor C2 connects the input terminals of phase coils 1V and 2V.
  • Capacitor C3 connects the input terminals of phase coils 1W and 2W.
  • Capacitor C4 connects the output terminals of legs 3U and 4U.
  • Capacitor C5 connects the output terminals of legs 3V and 4V.
  • Capacitor C6 connects the output terminals of legs 3W and 4W.
  • Controller 100 outputs PWM gate signals S1-S6 to three-phase inverters 3 and 4 based on the rotor angle, rotor speed, and torque command.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of waveforms of the phase currents I1 to I6.
  • Each of phase currents I1-I6 has a substantially sinusoidal waveform.
  • FIG. 4 shows an example of the three-phase coils 1 and 2.
  • the three-phase coils 1 and 2 are wound around a stator core 71 of a radial gap motor.
  • the semi-cylindrical three-phase coil 1 is wound around one half of a cylindrical stator core 71.
  • the semi-cylindrical three-phase coil 2 is wound around the other half of the cylindrical stator core 71.
  • each of the three-phase coils 1 and 2 is half of a conventional three-phase stator coil.
  • Each of the six phase coils 1U-2W has an equal number of turns and a conductor cross-sectional area that is half that of each of the three phase coils 1UX-1WX shown in FIG. Therefore, this 6-phase motor has approximately the same volume and weight as the conventional 3-phase motor.
  • Each one of the legs 3U-4W handles half the current compared to each of the three legs 3U-3W shown in FIG. Therefore, the legs 3U-4W have almost half the semiconductor chip area.
  • Each of the cables 200U-300W has a conductor cross-sectional area that is half that of the conventional three cables 9U-9W shown in FIG. Therefore, the total weight of the cables 200U-300W is substantially equal to the total weight of the cables 9U-9W.
  • the 6-phase motor apparatus shown in FIG. 2 has approximately the same weight and loss as a conventional 3-phase motor apparatus having the same rating. However, the reliability can be improved by stopping the three-phase inverter in which a failure has occurred.
  • FIG. 5 shows the waveforms of the gate signals S1-S6 for PWM switching.
  • the controller 100 outputs six gate signals S1-S6.
  • the gate signal S1 is applied to the upper transistor 3UU of the leg 3U and the lower transistor 4UL of the leg 4U.
  • the gate signal S2 is applied to the lower transistor 3UL of the leg 3U and the upper transistor 4UU of the leg 4U.
  • the gate signal S3 is applied to the upper transistor 3VU of the leg 3V and the lower transistor 4VL of the leg 4V.
  • the gate signal S4 is applied to the lower transistor 3VL of the leg 3V and the upper transistor 4VU of the leg 4V.
  • the gate signal S5 is applied to the upper transistor 3WU of the leg 3W and the lower transistor 4WL of the leg 4W.
  • the gate signal S6 is applied to the lower transistor 3WL of the leg 3W and the upper transistor 4WU of the leg 4W.
  • the gate signals S1-S6 are each level shifted and then applied separately to the six upper transistors (3UU, 4UU, 3VU, 4VU, 3WU, and 4WU).
  • the gate signals S1 and S2 have complementary waveforms except for the dead time TdU
  • the gate signals S3 and S4 have complementary waveforms except for the dead time TdV
  • the gate signals S5 and S6 are dead. It has a complementary waveform except for time TdW.
  • the gate signals S1 and S2 become low level at the dead time TdU
  • the gate signals S3 and S4 become low level at the dead time TdV
  • the gate signals S5 and S6 become low level at the dead time TdW.
  • FIG. 6 shows the flow of the U-phase current IU and the -U-phase current (-IU) immediately after the upper transistor 3UU and the lower arm transistor 4UL are turned off.
  • the three-phase inverters 3 and 4 are connected to a DC power source (not shown) through a high-level DC link line 500.
  • a ringing voltage is generated on the DC link line 500 when the upper transistor 3UU is turned off.
  • This ringing voltage is proportional to the rate of change of the current flowing through the DC link line 500, and the peak value of the ringing voltage reaches a value close to almost twice the DC power supply voltage Vd.
  • the upper transistor In order to prevent destruction of the upper transistor, the upper transistor needs to have a withstand voltage that is approximately twice the power supply voltage Vd. As a result, the loss of the upper transistor is increased.
  • the ringing voltage is half of the conventional one.
  • the lower transistor 4UL is turned off simultaneously with the upper transistor 3UU.
  • the U-phase freewheel current IUf flowing from the phase coil 2U to the DC link line 500 through the upper transistor 4UU raises the potential of the DC link line 500.
  • the rise in the potential of the DC link line 500 due to the lower transistor 4UL being turned off is delayed from the peak value of the ringing voltage generated when the upper transistor 3UU is turned off.
  • FIG. 7 shows two surge voltages VS1 and VS2 that are generated when the upper transistor 3UU and the lower transistor 4UL are simultaneously turned on.
  • Surge voltage VS1 generated when upper transistor 3UU is turned on is transmitted from leg 3U to phase coil 1U through cable 200U.
  • surge voltage VS2 generated when lower transistor 4UL is turned on is transmitted from leg 4U to phase coil 2U through cable 300U.
  • the surge voltage VS1 is reflected by the phase coil 1U, and the surge voltage is reflected by the phase coil 2U.
  • the surge voltages VS1 and VS2 adversely affect the three-phase coil and the inverter.
  • the simultaneously generated surge voltages VS1 and VS2 have substantially equal amplitudes and opposite directions.
  • the potential jump that the surge voltage VS1 gives to the cable 200U has the same amplitude and the opposite direction as the potential jump that the surge voltage VS2 gives to the cable 300U.
  • Cables 200U and 300U are preferably adjacent to each other.
  • Capacitor C1 absorbs surge voltages VS1 and VS2 that change in opposite directions. Furthermore, the simultaneous switching mode can reduce the PWM harmonic current by the same principle.
  • FIGS. 8 and 9 show one half cycle in which the leg 3U supplies the U-phase current IU to the phase coil 1U and the leg 4U absorbs the U-phase current IU from the phase coil 2U.
  • 10 and 11 show another half cycle in which the leg 4U supplies the U-phase current IU to the phase coil 2U and the leg 3U absorbs the U-phase current IU from the phase coil 1U.
  • FIG. 8 shows a current flow in a turn-off transition period in which the upper transistor 3UU and the lower transistor 4UL are turned off.
  • the output voltage V1 rapidly decreases and the output voltage V4 rapidly increases.
  • the capacitor current IC transiently flows from the leg 4U to the leg 3U through the capacitor C4.
  • the transistor current It flowing through the transistors 3UU and 4UL during the turn-off period is reduced by the capacitor current IC, and the switching loss of the transistors 3UU and 4UL is reduced.
  • FIG. 9 shows the current flow at the beginning of the turn-on period when the transistors 3UU and 4UL are turned on.
  • the output voltage V1 increases rapidly and the output voltage V4 decreases rapidly.
  • the antiparallel diodes D2 and D3 pass the reverse recovery current Ir, and the capacitor current IC flows through the capacitor C4.
  • the capacitor current IC reduces the reverse recovery current Ir.
  • the reverse recovery times of the diodes D2 and D3 are almost constant.
  • the capacitor current IC reduces the reverse recovery loss of the diodes D2 and D3. Further, the capacitor C4 reduces the vibration of the reverse recovery current Ir.
  • FIG. 10 shows a current flow in a turn-off period in which the upper transistor 4UU and the lower transistor 3UL are turned off.
  • the output voltage V1 of the leg 3U increases rapidly, and the output voltage V4 of the leg 4U decreases rapidly.
  • the capacitor current IC transiently flows from the leg 3U to the leg 4U through the capacitor C4.
  • the transistor current IT flowing through the transistors 4UU and 3UL during the turn-off period is reduced by the capacitor current IC, and the switching loss of the transistors 4UU and 3UL is reduced.
  • FIG. 11 shows the current flow at the beginning of the turn-on period when the upper transistor 4UU and the lower transistor 3UL are turned on.
  • the output voltage V1 rapidly decreases and the output voltage V4 increases rapidly.
  • the antiparallel diodes D1 and D4 pass the reverse recovery current Ir, and the capacitor current IC flows through the capacitor C4.
  • This capacitor current IC reduces the reverse recovery current Ir.
  • the reverse recovery times of the diodes D1 and D4 are almost constant. Therefore, the capacitor current IC reduces the reverse recovery loss of the diodes D1 and D4. Furthermore, the capacitor C4 reduces the reverse recovery current oscillation.
  • the power supply potential mode (four-phase modulation mode) of the six-phase motor device will be described with reference to FIG.
  • the output voltage of the highest potential leg is substantially fixed to the voltage Vd of the high level DC link line 500
  • the output voltage of the lowest potential leg is substantially fixed to the voltage 0V of the low level DC link line 600. Is done.
  • the operation in the four-phase modulation mode will be specifically described with reference to FIG.
  • the output voltage of the V-phase leg 3V is fixed to the lowest potential, and the output voltage of the -V-phase leg 4V is fixed to the highest potential.
  • the output voltage of the U-phase leg 3U is fixed at the highest potential, and the output voltage of the -U-phase leg 4U is fixed at the lowest potential.
  • the output voltage of the W-phase leg 3W is fixed to the lowest potential, and the output voltage of the -W-phase leg 4W is fixed to the highest potential.
  • the output voltage of the V-phase leg 3V is fixed at the highest potential, and the output voltage of the -V-phase leg 4V is fixed at the lowest potential.
  • the output voltage of the U-phase leg 3U is fixed to the lowest potential, and the output voltage of the -U-phase leg 4U is fixed to the highest potential.
  • the output voltage of the W-phase leg 3W is fixed at the highest potential, and the output voltage of the -W-phase leg 4W is fixed at the lowest potential.
  • the highest potential is approximately equal to the positive voltage Vd of the DC power supply, and the lowest potential is approximately equal to the negative voltage 0 V of the DC power supply.
  • the leg that outputs the highest voltage is called the highest potential leg, and the leg that outputs the lowest voltage is called the lowest potential leg.
  • the pair of the highest potential leg and the lowest potential leg is called a symmetric pair.
  • the output voltage of the next highest potential leg is fixed to the highest voltage Vd, and the voltage of the next lowest potential leg is fixed to the lowest voltage 0V.
  • the output voltage of the highest potential leg is fixed at the highest voltage Vd.
  • the transistor below the lowest potential leg is always turned on, the output voltage of the lowest potential leg is fixed at the lowest voltage 0V.
  • the other four legs basically output a phase voltage having a sinusoidal waveform. It is also possible to switch between the highest potential leg and the lowest potential leg based on the output voltage or voltage command value of the leg instead of the phase current or phase current command value.
  • the period TA-TF can be determined based on the time point when the output voltage of the leg is half of the power supply voltage Vd.
  • the six periods TA-TF can be determined based on the detected rotor angle.
  • the voltage jumps of the phase voltages V1, V2, and V3 are equal to each other.
  • the voltage jumps of the phase voltages V4, V5, and V6 are equal to each other.
  • the potential jumps of the three-phase inverters 3 and 4 have the same amplitude and have opposite directions. As a result, the potential fluctuation of the stator coil due to the potential jump of the three-phase inverters 3 and 4 is canceled, and so-called leakage current becomes almost zero. Furthermore, electromagnetic noise is greatly reduced.
  • a two-phase modulation method is known in a conventional three-phase inverter. According to this two-phase modulation method, the three phase voltages of the three-phase inverter repeat potential jumps every electrical angle of 60 degrees. As a result, a leakage current flowing from the stator coil to the motor housing is generated, and the cable generates electromagnetic noise.
  • the serial mode of the 6-phase motor device will be described with reference to FIGS.
  • the output voltages of the highest potential leg and the lowest potential leg are fixed to a predetermined intermediate voltage value.
  • the highest potential leg and the lowest potential leg are referred to as intermediate potential legs.
  • the other four legs basically output a phase voltage having a sinusoidal waveform.
  • the intermediate voltage value is determined in the range of 45 to 55% of the power supply voltage Vd.
  • the intermediate voltage value is half of the power supply voltage Vd and the PWM duty ratio of the two intermediate potential legs is 50%.
  • FIG. 12 shows the flow of the phase current in the periods TC and TF in which both the W-phase leg 3W and the -W-phase leg 4W are at the intermediate potential level in the series mode.
  • Legs 3W and 4W each have a duty ratio of 50%.
  • the output voltages of the legs 3W and 4W being equal means that the output points of the legs 3W and 4W are substantially connected and become a virtual neutral point Nq.
  • one of the three-phase coils 1 and 2 equivalently connected in series supplies the W-phase current IW to the other.
  • the three-phase coils 1 and 2 are equivalently connected in series in the periods TB and TE in which both the legs 1U and 2U output an intermediate voltage.
  • the three-phase coils 1 and 2 are equivalently connected in series.
  • the three-phase coils 1 and 2 are equivalently connected in series.
  • the three-phase coils 1 and 2 are equivalently connected in series in all periods TA-TF in the series mode.
  • a mode in which the three-phase inverters 3 and 4 are not connected in series is called a parallel mode or a six-phase mode.
  • the inverter 3 supplies one three-phase current to the three-phase coil 1
  • the inverter 4 supplies another three-phase current to the three-phase coil 2. Therefore, in the parallel mode, the three-phase coils 1 and 2 are connected in parallel.
  • the series mode gives twice the back electromotive force to the stator coil as compared to the parallel mode. This means that the number of turns of the stator coil is doubled in the series mode.
  • the current supplied to the three-phase coils 1 and 2 is halved in the series mode compared to the parallel mode.
  • the serial mode is suitable in the low speed region.
  • the switching of the intermediate potential leg is essentially the same as the four-phase modulation mode of the second embodiment.
  • the V phase and the ⁇ V phase are selected as intermediate potential phases.
  • the U phase and the -U phase are selected as intermediate potential phases.
  • the W phase and the -W phase are selected as intermediate potential phases.
  • FIGS. 13 to 18 are vector diagrams showing phase voltages (V1-V6) applied to the three-phase coils 1 and 2 by the inverters 3 and 4 in each period (TA-TF).
  • Leg 3U outputs phase voltage V1
  • leg 3V outputs phase voltage V2
  • leg 3W outputs phase voltage V3.
  • Leg 4U outputs phase voltage V4, leg 4V outputs phase voltage V5, and leg 4W outputs phase voltage V6.
  • phase voltages V2 and V5 become the intermediate voltage 0.5Vd.
  • the phase voltages V1 and V4 become the intermediate voltage 0.5Vd.
  • the phase voltages V3 and V6 become the intermediate voltage 0.5Vd.
  • a suitable PWM switching example of the two intermediate potential legs is described with reference to FIG.
  • a solid line with an arrow indicates the direction of the W-phase current in the period TA, and a broken line with an arrow indicates the direction of the W-phase current in the period TD.
  • Each upper transistor of the two intermediate potential legs is turned on at the same time and turned off at the same time. Further, the lower transistors of the two intermediate potential legs are turned on at the same time and turned off at the same time. Thereby, current ripple is reduced.
  • FIG. 19A shows a state immediately after the upper transistors 3WU and 4WU are simultaneously turned on.
  • U-phase current IU flows through phase coils 1W and 2W through upper transistors 3WU and 4WU.
  • a solid line with an arrow shown in FIG. 19B indicates a free wheel current in a dead time immediately after the upper transistors 3WU and 4WU are turned off.
  • the diode of the upper transistor 3WU returns the U-phase current IU to the DC power source, and the diode of the lower transistor 4WL returns the U-phase current IU to the phase coil 2W.
  • FIG. 19C shows a state immediately after the lower transistors 3WL and 4WL are simultaneously turned on.
  • U phase current IU flows through phase coils 1W and 2W through lower transistors 3WL and 4WL.
  • a broken line with an arrow shown in FIG. 19B indicates a free wheel current in a dead time immediately after the lower transistors 3WL and 4WL are turned off.
  • the diode of the lower transistor 3WL returns the U-phase current IU to the phase coil 1U, and the diode of the upper transistor 4WU returns the U-phase current IU to the DC power source.
  • the PWM switching mode shown in FIG. 19 is different from the simultaneous switching mode shown in FIG. As shown in FIG. 19, according to the PWM switching of the intermediate potential leg, the two upper transistors perform the same operation, and the two lower transistors perform the same operation. However, since the directions of the currents flowing through the two upper transistors are opposite, the ringing voltage does not increase.
  • the generated current flows from the -U phase leg 4U and the -V phase leg 4V to the U phase leg 3U and the V phase leg 3V.
  • the PWM duty ratio of the intermediate potential legs 3W and 4W is 50%.
  • the generated voltage of the three-phase coil 1 is lower than the DC power supply voltage Vd
  • the generated voltage of the three-phase coil 2 is lower than the DC power supply voltage Vd.
  • the inverter 3 alternately performs an accumulation mode in which magnetic energy is accumulated in the three-phase coil 1 and a boost mode operation in which a boost voltage is applied to a DC power source.
  • the inverter 4 alternately performs an accumulation mode in which magnetic energy is accumulated in the three-phase coil 2 and a boost mode in which a boost voltage is applied to the DC power source.
  • the accumulation mode of the inverter 3 and the boost mode of the inverter 4 are performed in parallel, and the boost mode of the inverter 3 and the accumulation mode of the inverter 4 are performed in parallel.
  • the switching control between the series mode and the parallel mode or the switching control between the series mode and the four-phase modulation method is executed at an electrical angle position where the torque shock is minimized.
  • a pole-switching six-phase motor device to which the series mode is applied will be described with reference to FIGS.
  • This 6-phase motor device switches the number of poles and the number of turns of the stator.
  • the pole number switching 6-phase motor requires a rotor capable of switching the number of rotor poles.
  • a saddle type induction motor and a pole number switching type synchronous motor have a rotor capable of switching the number of rotor poles.
  • This motor device used as a traction motor adopts serial mode and pole doubling mode in the low speed region, adopts parallel mode and pole doubling mode in at least the medium speed region, and parallel mode and pole number in at least the high speed region. Use non-double mode. It is preferable to adopt the four-phase modulation mode in the parallel mode.
  • a symmetric 6-phase motor pole number switching method is described.
  • 21 and 22 show a six-phase stator coil in which a six-phase coil 1U-2V is separately concentrated and wound around six salient poles 60 of the stator core 6.
  • Phase coils 1U, 1V, and 1W are separately concentrated and wound around odd-numbered salient poles 60.
  • the phase coils 2U, 2V, and 2W are separately wound around the even-numbered salient poles 60 separately.
  • the bipolar mode is described with reference to FIG.
  • the leg 3U supplies a phase current I1, which is a U-phase current IU, to the phase coil 1U.
  • the leg 4W supplies a phase current I6, which is a -W phase current (-IW), to the phase coil 2W.
  • the leg 3V supplies a phase current I2, which is a V-phase current IV, to the phase coil 1V.
  • the leg 4U supplies a phase current I4, which is a -U phase current (-IU), to the phase coil 2U.
  • the leg 3W supplies a phase current I3, which is a W-phase current IU, to the phase coil 1W.
  • the leg 4V supplies a phase current I5, which is a -V phase current (-IV), to the phase coil 2V.
  • FIG. 23 shows vectors of six phase currents I1-I6.
  • the phase coil 1U forms a phase magnetic field H1
  • the phase coil 2W forms a phase magnetic field H6
  • the phase coil 1V forms a phase magnetic field H2
  • the phase coil 2U forms a phase magnetic field H4.
  • the phase coil 1W forms a phase magnetic field H3, and the phase coil 2V forms a phase magnetic field H5.
  • the phase coils 2U, 2V, and 2W are wound in opposite directions to the phase coils 1U, 1V, and 1W.
  • phase magnetic fields H1 and H4 are U-phase magnetic fields
  • the phase magnetic fields H6 and H3 are W-phase magnetic fields
  • the phase magnetic fields H2 and H5 are V-phase magnetic fields.
  • FIG. 24 shows the vectors of the phase magnetic fields H1-H6. After all, one salient pole pitch corresponds to an electrical angle of 120 degrees in the double pole mode.
  • the double pole mode can be referred to as a three-phase mode.
  • the leg 3U supplies a phase current I1, which is a U-phase current IU, to the phase coil 1U.
  • the leg 4W supplies a phase current I5, which is a V-phase current IV, to the phase coil 2W.
  • the leg 3V supplies a phase current I3, which is a W-phase current IW, to the phase coil 1V.
  • the leg 4U supplies a phase current I4, which is a U-phase current IU, to the phase coil 2U.
  • the leg 3W supplies a phase current I2, which is a V-phase current IV, to the phase coil 1W.
  • the leg 4V supplies a phase current I6, which is a W-phase current IW, to the phase coil 2V.
  • FIG. 25 shows vectors of six phase currents I1-I6.
  • phase coil 1U forms a U-phase magnetic field H1
  • phase coil 2W forms a -V-phase magnetic field H5.
  • the phase coil 1V forms a W-phase magnetic field H3
  • the phase coil 2U forms a -U-phase magnetic field H4.
  • Phase coil 1W forms a V-phase magnetic field H2
  • phase coil 2V forms a -W-phase magnetic field H6.
  • Phase coils 2U, 2V, and 2W are wound in opposite directions to phase coils 1U, 1V, and 1W.
  • FIG. 26 shows the vectors of the phase magnetic fields H1-H6.
  • one salient pole pitch corresponds to an electrical angle of 60 degrees in the non-double pole mode.
  • the non-double pole mode can be referred to as a six-phase mode. As shown in FIGS. 24 and 26, the rotating magnetic field rotates clockwise in the double pole mode and the non-double pole mode.
  • the mode is switched when the phase current at which the phase angle of the output current is not shifted is zero.
  • switching from the double pole mode in FIG. 21 to the non-double pole mode in FIG. 22 is performed at an electrical angle of 0 degrees shown in FIG.
  • the output voltages of the four legs 3U, 4U, 4V, and 4W do not jump by switching. Only the amplitudes of the output voltages of the two legs 3V and 3W jump by switching.
  • the output current of the leg 3V is switched from the phase current IV to the phase current IW, and the output current of the leg 3W is switched from the phase current IW to the phase current IV.
  • the switching shock is minimized.
  • the switching between the double pole mode and the non-double pole mode is performed in the vicinity of electrical angles of 0 degrees, 60 degrees, 120 degrees, 180 degrees, 240 degrees, and 300 degrees.
  • Understood. 21 and 22 show the switching of the number of poles of a concentrated winding symmetrical 6-phase coil.
  • this pole number switching system can also be adopted for symmetrically wound six-phase coils with distributed winding.
  • the circumferential width of each phase coil occupies an electrical angle of 240 degrees in the double pole mode and occupies an electrical angle of 120 degrees in the non-double pole mode.
  • each phase coil preferably surrounds two salient poles (teeth).
  • the distributed winding stator coil preferably employs short-pitch winding.
  • the winding direction of the three-phase coil 2 is opposite to the winding direction of the three-phase coil 1.
  • the motor torque is increased by both the double pole mode and the series mode.
  • inverter loss is reduced by the double pole mode and the four-phase modulation mode.
  • the iron loss is reduced by the non-double pole mode and the parallel mode.
  • the number of turns of the stator coil can be increased. As a result, the torque is increased without increasing the battery current in the low speed region.
  • FIG. 27 shows an axial section of this six-phase induction motor.
  • the six-phase induction motor includes two three-phase saddle-type induction motors 7 and 8 that are adjacent to each other in the axial direction.
  • the three-phase motor 7 has a stator core 71, concentrated winding three-phase coil 1, rotor core 73, and saddle coil 9.
  • the stator core 71 is fixed to the housing 10.
  • the three-phase coil 1 is wound around the stator core 71.
  • the rotor core 73 is fixed to the rotating shaft 12.
  • the three-phase motor 8 includes a stator core 81, concentrated winding three-phase coil 2, a rotor core 83, and a saddle coil 9.
  • the stator core 81 is fixed to the housing 10.
  • Three-phase coil 2 is wound around stator core 81.
  • the rotor core 83 is fixed to the rotating shaft 12.
  • the rotating shaft 12 is supported by the housing 10.
  • a ring-shaped spacer 15 fixed to the housing 10 is sandwiched between stator cores 71 and 81.
  • the ring-shaped spacer 16 fixed to the rotating shaft 12 is sandwiched between the rotor cores 73 and 83.
  • the spacers 15 and 16 made of aluminum alloy form an idle space between the two stator cores 71 and 81 for accommodating the coil ends of the three-phase coils 1 and 2.
  • the saddle coil 9 includes a large number of conductor bars 91 and two end rings 92.
  • Each conductor bar 91 is accommodated in both slots of the rotor core 73 and the rotor core 83.
  • One of the two end rings 91 having a ring shape is connected to the front end of the conductor bar 91, and the other is connected to the rear end of the conductor bar 91.
  • An air inflow hole is formed in the end wall of the housing 10.
  • An air discharge hole is formed in the cylindrical portion of the housing 10. The cooling air flow supplied to the idle space through the air passage formed in the rotor cores 73 and 83 cools the saddle coil 9 and the three-phase coils 1 and 2.
  • the stator core 71 has six salient poles (teeth) 79, and the stator core 81 has six salient poles (teeth) 89.
  • the three-phase coil 1 is wound around the salient pole 79, and the three-phase coil 2 is wound around the salient pole 89.
  • the salient pole 79 is disposed between the two salient poles 89 in the circumferential direction. In other words, the salient pole 79 is shifted from the salient pole 89 by a half of the salient pole pitch (Tp) in the circumferential direction.
  • FIG. 28 shows the phase current in the double pole mode.
  • This double pole mode is essentially equal to the double pole mode shown in FIG.
  • FIG. 29 shows the phase current in the non-double pole mode.
  • This non-double pole mode is essentially equal to the non-double pole mode shown in FIG. Therefore, this tandem 6-phase IM can execute pole number switching and winding number switching.
  • the 6-phase motor has various advantages.
  • distributed winding 6-phase coils have long and complex coil ends.
  • the concentrated winding 6-phase coil has an axial length that is longer than the circumferential width.
  • the copper loss increases under the condition that the saturation magnetic flux amount is constant. This problem is particularly acute in elongated motors such as electric vehicle hub motors.
  • FIG. 30 is a development view showing a tandem 6-phase IM stator
  • FIG. 31 is a development view showing a conventional concentrated winding 6-phase IM stator. Both stators have equal axial length and equal diameter.
  • Each phase coil shown in FIG. 30 has a total length of 2/3 as compared with each phase coil shown in FIG.
  • each of the salient poles 89 and 79 shown in FIG. 30 has a cross-sectional area of 5/4 as compared with each salient pole 59 shown in FIG.
  • the tandem 6-phase IM shown in FIG. 30 has approximately half the copper loss under the condition that both of the saturation magnetic quantities are equal to those of the 6-phase IM shown in FIG. Furthermore, the 6-phase IM stator core and the rotor core shown in FIG. 30 each have a weight of 5/6 due to the existence of idle space, compared to those of the 6-phase IM shown in FIG. Furthermore, the 6-phase IM shown in FIG. 30 has a preferable magnetic flux distribution compared to the conventional 6-phase IM shown in FIG.
  • Each of the two coil ends 92 of the saddle coil 9 has a large number of wings 93 formed radially.
  • the wing part 93 operating as a radial cooling fan is cooled well. Further, the air flow formed by the wing portion 93 cools the coil ends of the three-phase coils 1 and 2.
  • FIG. 34 is a front view showing the inverter 3
  • FIG. 34 is a side view showing the leg 3 U of the inverter 3.
  • the three legs 3U, 3V, and 3W are arranged radially around the rotating shaft 12. The illustration of the free wheel diode is omitted.
  • the upper transistors 3UU, 3VU, and 3WU are disposed outside the lower transistors 3UL, 3VL, and 3WL in the radial direction.
  • Upper transistor The upper transistors 3UU, 3VU, and 3WU are separately sandwiched between a ring-shaped copper plate 501 and an L-shaped output terminal 503-505.
  • the lower transistors 3UL, 3VL, and 3WL are sandwiched between a ring-shaped copper plate 502 and output terminals 503 to 505.
  • the output terminals 503-505 extend into the housing 10 through holes in the housing 10.
  • the copper plates 501 and 502 are fixed to the front end wall of the housing 10 through an insulating sheet.
  • the copper plate 501 is connected to the positive electrode of the DC power source, and the copper plate 502 is connected to the negative electrode of the DC power source.
  • the three-phase inverter 4 has the same structure as the three-phase inverter 3.
  • a symmetrical six-phase motor device having a fixed number of poles will be described with reference to FIG.
  • This six-phase motor suitable for a synchronous traction motor employs a serial mode in the low speed region and a four-phase modulation mode in the high speed region.
  • the concentrated winding phase coils 1U, 1V, and 1W are separately wound around odd-numbered salient poles 60.
  • Concentrated winding phase coils 2U, 2V, and 2W are separately wound around even-numbered salient poles 60.
  • the legs 3U, 3V and 3W of the three-phase inverter 3 are separately connected to the phase coils 1U, 1V and 1W.
  • the legs 4U, 4V, and 4W of the three-phase inverter 4 are separately connected to the phase coils 2U, 2V, and 2W.
  • the three-phase coil 2 composed of the phase coils 2U, 2V, and 2W has a winding direction opposite to that of the three-phase coil 1 composed of the phase coils 1U, 1V, and 1W. Therefore, the electrical angle between the two phase coils of the symmetric pair is 360 degrees.
  • the three-phase coils 1 and 2 can employ distributed winding.
  • the motor device of the present invention capable of switching the number of poles and / or the number of turns is regarded as a motor device having an electronic transmission having superior characteristics as compared with a conventional mechanical transmission.
  • a six-phase motor that performs only switching between the serial mode and the parallel mode is suitable for a permanent magnet synchronous motor as a compact EV traction motor.
  • a six-phase motor that performs switching between the serial mode and the parallel mode and switching between the double pole mode and the non-double pole mode is suitable as a traction motor for large EVs.

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Abstract

【課題】インバータ駆動６相モータ装置の性能が改善される。 【解決手段】 反対位相の２つの３相電圧が２つの３相コイルに別々に印加される。同時スイチングモードにおいて、反対相の２つレグの互いに逆サイドのトランジスタが同一動作を行う。４相変調モードにおいて、反対相の２つのレグの出力電圧は最高電圧及び最低電圧に固定される。直列モードにおいて、反対相の２つのレグの出力電圧は中間電圧に固定される。

Description

インバータ駆動６相モータ装置
本発明は、インバータ駆動６相モータ装置に関し、特に６相PWMインバータにより駆動される対称６相モータ装置に関する。
従来のトラクションモータは一般に図１に示されるインバータ駆動３相モータ装置を採用する。ステータコイルとしての３相コイル１XはＵ相コイル１ＵX、Ｖ相コイル１ＶX、及びＷ相コイル１ＷXからなる。３相インバータ３XはＵ相レグ３ＵX、Ｖ相レグ３ＶX、及びＷ相レグ３ＷXからなる。
Ｕ相レグ３ＵXはＵ相コイル１ＵXにＵ相電流ＩＵXを供給し、Ｖ相レグ３ＶXはＶ相コイル１ＶXにＶ相電流ＩＶXを供給し、Ｗ相レグ３ＷXはＷ相コイル１ＷXにＷ相電流ＩＷXを供給する。これら３つの相電流のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。コントローラ１００Xは、インバータ３Xの６個のトランジスタを制御するために６個のゲート信号Ｓ１-Ｓ６を発生する。
この３相インバータは、損失及び騒音を低減するためにパルス幅変調（PWM）により駆動される、しかし、PWMスイッチングは損失及び高調波電流を増加させる。このため、トラクションモータ駆動用の３相PWMインバータは冷却装置及びノイズフィルタを必要とする。しかし、それらはモータ装置の重量、体積、電力損失、及び製造コストを増加させる。
特許文献１は、共通の中性点をもつ２つの３相コイルを駆動する６相インバータを提案している。６相インバータの各レグは２つの電位レベルを出力する。３個のレグのセットが一つの３相電位を出力する時、他の３個のレグのセットは反対位相の他の３相電位を出力する。これにより、共通の中性点の電位は一定となる。しかし、特許文献１はPWMスイッチングされる６相インバータについてなんら記載していない。
特許文献２は、６相インバータに接続される極数切替式６相同期モータを提案している。特許文献３は、６相インバータに接続される極数切替式６相誘導モータを提案している。特許文献４は、６相インバータに接続される極数切替式６相同期モータを提案している。これらの極数切替式６相モータは、倍極モードにおいて３相電圧を出力し、非倍極モードにおいて６相電圧を出力する。しかし、提案されたインバータ駆動６相モータは、６相PWMスイッチングの故に複雑な制御を必要とする。
特開２０１２-１５７０８６号公報 特開２０１４-３９４４６号公報 特開２０１５-２２６４２５号公報 特開２０１６-１７１６２６号公報
本発明の一つの目的は、６相PWMインバータにより駆動される６相モータ装置の性能を改善することである。本発明の更に具体的な目的は、６相PWMインバータにより駆動される６相モータ装置の重量、体積、効率、及び製造コストを改善することである。
本発明の６相モータ装置は、対称配置された２つの３相コイルを別々に３相電圧を印加する２つの３相インバータを有する。この２つの３相インバータは、それぞれハーフブリッジからなる３個のレグをもつ。各レグは直列接続された上アームサイドのトランジスタ及び下アームサイドのトランジスタをもつ。上アームサイドのトランジスタは上トランジスタと呼ばれ、下アームサイドのトランジスタは下トランジスタと呼ばれる。
互いに反対相の電流を扱う２つのレグのペアは対称ペアと呼ばれる。２つの３相インバータからなる６相インバータは３個の対称ペアからなる。基本的に最高の電位を出力するレグは最高電位レグと呼ばれ、基本的に最低の電位を出力するレグは最低電位レグと呼ばれる。６相インバータが６相電圧を出力する時、最高電位レグ及び最低電位レグはそれぞれ、電気角６０度毎に切り替えられる。
本発明の第１の様相によれば、対称ペアの一つのレグの上トランジスタ、及び、他方のレグの下トランジスタは、同時スイッチングモードと名付けられたPWMスイッチングにおいて実質的に共通のゲート信号により駆動される。これにより、電磁波ノイズやサージ電圧が低減される。
好適には、対称ペアの２つのレグの出力端子は、インバータサイドキャパシタにより接続される。これにより、インバータ損失及び電磁波ノイズを低減することができる。
好適には、対称ペアにより駆動される２つの相コイルの入力端子は、モータサイドキャパシタにより接続される。これにより、サージ電圧及び高周波損失を低減することができる。
本発明の第２の様相によれば、最高電位レグ及び最低電位レグが所定の電位を出力する電位固定モードが実行される。この電位固定モードにおいて、最高電位レグの電位ジャンプが、最低電位レグの電位ジャンプと等しい振幅及び反対の方向をもつ。したがって、電磁波ノイズやサージ電圧は低減される。
好適には、最高電位レグの上トランジスタ及び最低電位レグの下トランジスタは電位固定モードにおいて常にオンされる。この電位固定モードは電源電位モード又は４相変調モードと呼ばれる。これにより、電磁波ノイズや漏れ電流の増加無しにインバータ損失を２/３とすることができる。
好適には、最高電位レグ及び最低電位レグの出力電圧は電位固定モードにおいて所定の中間電位に固定される。この電位固定モードは、中間電位モード又は直列モードと呼ばれる。この中間電位は、直流電源電圧の４５-５５％、さらに好ましくは直流電源電圧の５０％の値をもつ。中間電位を出力する最高電位レグ及び最低電位レグは中間電位レグと呼ばれる。これにより、６相モータのトルク・速度特性を簡単に変更することができる。好適には、直列モードは、極数倍増モータの極数倍増モードにおいて使用される。
本発明の第３の様相によれば、２個の籠形誘導モータの集中巻き３相コイルが軸方向において隣接する２つのステータコアに別々に巻かれる。さらに、２つの３相コイルは相コイルピッチの半分だけ周方向において相対的にシフトされている。これにより、銅損あたりの磁束量が改善され、トルクリップルが低減される。
好適には、２つの３相誘導モータは共通の籠形コイルを有する。これにより、二次電流の高調波成分が低減される。
好適には、籠形コイルのエンドリングはラジアルフアンをなす翼部を有する。これにより、籠形コイル及びステータコイルの冷却が改善される。
図１は従来の３相モータ装置の配線図である。 図２は実施例の６相モータ装置の配線図である。 図３は６相正弦波電流を示すタイミングチャートである。 図４はラジアルギャップタイプのステータコアの２つの半円筒部に別々に巻かれた２つの３相コイルを示す模式図である。 図５は２つの３相PWMインバータに印加されるゲート信号を示すタイミングチャートである。 図６はリンギング電圧を説明するための配線図である。 図７はサージ電圧を説明するための配線図である。 図８はインバータサイドキャパシタの動作を示すための配線図である。 図９はインバータサイドキャパシタの動作を示すための配線図である。 図１０はインバータサイドキャパシタの動作を示すための配線図である。 図１１はインバータサイドキャパシタの動作を示すための配線図である。 図１２は直列モードを説明するための配線図である。 図１３は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図１４は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図１５は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図１６は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図１７は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図１８は直列モードにおける４相電圧ベクトルを示すベクトル図である。 図１９は直列モードにおける中間電位レグのPWMスイッチングを示す配線図である。図１９（Ａ）は中間電位レグの２つの上トランジスタが同時にオンされた期間の電流の流れを示し、図１９（Ｂ）はデッドタイムの電流の流れを示し、図１９（Ｃ）は中間電位レグの２つの下トランジスタが同時にオンされた期間の電流の流れを示す。 図２０は直列モードにおける発電動作を示すため配線図である。 図２１は集中巻６相モータの倍極モードを示す展開図である。 図２２は集中巻６相モータの非倍極モードを示す展開図である。 図２３は倍極モードにおける相電流を示すベクトル図である。 図２４は倍極モードにおける相磁界を示すベクトル図である。 図２５は非倍極モードにおける相電流を示すベクトル図である。 図２６は非倍極モードにおける相磁界を示すベクトル図である。 図２７はタンデム６相モータを示す軸方向断面図である。 図２８はタンデム６相モータの倍極モードを示す展開図である。 図２９はタンデム６相モータの非倍極モードを示す展開図である。 図３０はタンデム６相モータの相コイルの配置を示す展開図である。 図３１は従来の６相モータの集中巻コイルを示す展開図である。 図３２はタンデム６相モータの籠形ロータを示す軸方向断面図である。 図３３は籠形ロータのコイルエンドを示す正面図である。 図３４はタンデム６相モータに接続される一つの３相インバータを示す正面図である。 図３５は３相インバータの一つのレグを示す軸方向断面図である。
本発明のインバータ駆動６相モータ装置の好適な実施形態が図面を参照して説明される。この実施例において、しかし、本発明は以下の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の技術知識に基づいて変更されることができる。
この６相モータ装置の同時スイッチングモードが説明される。この同時スイッチングモードは、PWM（パルス幅変調）スイッチングにおいて、一つの対称ペアの２つのレグの一方の上トランジスタ及び他方の下トランジスタを同時に同方向へスイッチングする点をその特徴とする。
図２はこの６相モータ装置の配線図である。対称６相コイルであるステータコイルは星形接続（Wyeタイプ）の３相コイル１及び２からなる。中性点N１をもつ３相コイル１はU相コイル１U、V相コイル１V、及びW相コイル１Wからなる。中性点N２をもつ３相コイル２はU相コイル２U、V相コイル２V、及びW相コイル２Wからなる。互いに等しい巻数をもつ６個の相コイル１U-２Wは集中巻き又は分布巻きにてステータコアに巻かれている。
基本動作モードである６相モードにおいて、６個の相コイル１U-２Wは電気角３６０度の範囲に配置される。U相コイル１U及び-U相コイル２Uの間の電気角は１８０度であり、V相コイル１V及び-V相コイル２Vの間の電気角は１８０度であり、W相コイル１W及び-W相コイル２Wの間の電気角は１８０度である。Ｕ相コイル１Ｕ、Ｖ相コイル１V、及びＷ相コイル１Ｗのうちの任意の２つの間の電気角は１２０度であり、-Ｕ相コイル２Ｕ、-Ｖ相コイル２V、及び-Ｗ相コイル２Ｗのうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。
３相コイル１は３相インバータ３に接続され、３相コイル２は３相インバータ４に接続されている。電圧源インバータである３相インバータ３及び４は６相インバータを構成する。コントローラ１００は、直流電源電圧Vdが印加されるインバータ３及び４にパルス幅変調（PWM）動作を指令する。インバータ３は、U相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。インバータ４は、-U相レグ４U、-V相レグ４V、及び-W相レグ４Wからなる。レグ３U-４Wはそれぞれ、直列接続された上トランジスタ（３UU、３VU、３WU、４UU、４VU、及び３WUの一つ、及び下トランジスタ（３UL、３VL、３WL、４UL、４VL、及び３WL）の一つからなるハーフブリッジからなる。逆並列ダイオードが上トランジスタ及び下トランジスタに接続されている。
基本の６相モードにおいて互いに反対相電流を流す一対のレグは対称ペアと呼ばれる。したがって、U相レグ３U及び-U相レグ４Uは対称ペアを形成し、V相レグ３U及び-V相レグ４Uは対称ペアを形成し、W相レグ３W及-W相レグ４Wは対称ペアを形成する。
６相モードにおいて、U相電流IUである相電流I１は、-U相電流(-IU)である相電流I４と反対の位相をもつ。V相電流IVである相電流I２は、-V相電流(-IV)である相電流I５と反対の位相をもつ。W相電流IWである相電流I３は、-W相電流(-IW)である相電流I６と反対の位相をもつ。相電流I１、I２、及びI３のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。相電流I４、I５、及びI６のうちの任意の２つの間の電気角は１２０度である。
U相レグ３Uは、ケーブル２００Ｕを通じて、相コイル１Uに相電圧V１を印加し、相電流I１を供給する。V相レグ３Vは、ケーブル２００Ｖを通じて、相コイル１Vに相電圧V２を印加し、相電流I２を供給する。W相レグ３Wは、ケーブル２００Ｗを通じて、相コイル１Wに相電圧V３を印加し、相電流I３を供給する。-U相レグ４Uは、ケーブル３００Ｕを通じて、相コイル２Uに相電圧V４を印加し、相電流I４を供給する。-V相レグ４Vは、ケーブル３００Ｖを通じて、相コイル２Vに相電圧V５を印加し、相電流I５を供給する。-W相レグ４Wは、ケーブル３００Ｗを通じて、相コイル２Wに相電圧V６を印加し、相電流I６を供給する。
モータサイドキャパシタC1-C３がモータ端子に接続され、インバータサイドキャパシタC４-C６がインバータ端子に接続されている。キャパシタＣ１が相コイル１U及び２Uの入力端子を接続している。キャパシタＣ２が相コイル１V及び２Vの入力端子を接続している。キャパシタＣ３が相コイル１W及び２Wの入力端子を接続している。キャパシタＣ４がレグ３U及び４Uの出力端子を接続している。キャパシタＣ５がレグ３V及び４Vの出力端子を接続している。キャパシタＣ６がレグ３W及び４Wの出力端子を接続している。コントローラ１００は、ロータ角、ロータ速度、及びトルク指令に基づいてPWMゲート信号S1-S6を３相インバータ３及び４に出力する。図３は、相電流Ｉ１-Ｉ６の波形の一例を示すタイミングチャートである。相電流Ｉ１-Ｉ６はそれぞれ、ほぼ正弦波形をもつ。
図４は３相コイル１及び２の一例を示す。３相コイル１及び２はラジアルギャップモータのステータコア７１に巻かれている。半円筒形状の３相コイル１は、円筒形状のステータコア７１の一半部に巻かれている。同様に、半円筒形状の３相コイル２は、円筒形状のステータコア７１の他半部に巻かれている。言い換えれば、３相コイル１及び２はそれぞれ、従来の３相ステータコイルの半分からなる。
６個の相コイル１Ｕ-２Ｗの各一つは、図１に示される３個の相コイル１ＵX-１ＷXの各一つと比べて等しい巻数及び半分の導体断面積をもつ。したがって、この６相モータは従来の３相モータとほぼ等しい体積及び重量をもつ。レグ３Ｕ-４Ｗの各一つは、図１に示される３個のレグ３Ｕ-３Ｗの各一つと比べて半分の電流を扱う。したがって、レグ３U-４Wはほぼ半分の半導体チップ面積をもつ。ケーブル２００Ｕ-３００Wの各一つは、図１に示される従来の３個のケーブル９Ｕ-９Ｗと比べて半分の導体断面積をもつ。したがって、ケーブル２００Ｕ-３００Wの総重量はケーブル９Ｕ-９Wの総重量とほぼ等しい。結局、図２に示される６相モータ装置は、同じ定格をもつ従来の３相モータ装置とほぼ等しい重量及び損失をもつ。しかし、故障が生じた３相インバータの停止により、信頼性を向上することができる。
次に、この実施例の同時スイッチングモードが図５を参照して説明される。図５はPWMスイッチングのためのゲート信号S1-S６の波形を示す。コントローラ１００は６個のゲート信号S1-S６を出力する。ゲート信号Ｓ１はレグ３Ｕの上トランジスタ３ＵＵ及びレグ４Ｕの下トランジスタ４ＵＬに印加される。ゲート信号Ｓ２はレグ３Ｕの下トランジスタ３ＵＬ及びレグ４Ｕの上トランジスタ４ＵＵに印加される。ゲート信号Ｓ３はレグ３Ｖの上トランジスタ３ＶＵ及びレグ４Ｖの下トランジスタ４ＶＬに印加される。
ゲート信号Ｓ４はレグ３Ｖの下トランジスタ３ＶＬ及びレグ４Ｖの上トランジスタ４ＶＵに印加される。ゲート信号Ｓ５はレグ３Ｗの上トランジスタ３ＷＵ及びレグ４Ｗの下トランジスタ４ＷＬに印加される。ゲート信号Ｓ６はレグ３Ｗの下トランジスタ３ＷＬ及びレグ４Ｗの上トランジスタ４ＷＵに印加される。良く知られているように、ゲート信号Ｓ１-Ｓ６はそれぞれレベルシフトされた後、６個の上トランジスタ（３ＵＵ、４ＵＵ、３ＶＵ、４ＶＵ、３ＷＵ、及び４ＷＵ）に別々に印加される。
このPWMスイッチングにおいて、ゲート信号Ｓ１及びＳ２はデッドタイムＴｄUを除いて相補的な波形をもち、ゲート信号Ｓ３及びＳ４はデッドタイムＴｄVを除いて相補的な波形をもち、ゲート信号Ｓ５及びＳ６はデッドタイムＴｄWを除いて相補的な波形をもつ。ゲート信号Ｓ１及びＳ２はデッドタイムＴｄUにおいてローレベルとなり、ゲート信号Ｓ３及びＳ４はデッドタイムTdVにおいてローレベルとなり、ゲート信号Ｓ５及びＳ６はデッドタイムＴｄWにおいてローレベルとなる。結局、この同時スイッチングモードによれば、３相インバータ３及び４のデッドタイム制御を含むPWMスイッチングは、６個のゲート信号Ｓ１-Ｓ６だけで実行される。言い換えれば、この同時スイッチングモードは、図１に示される従来の３相インバータ制御のためのコントローラ１００Xにより制御されることができる。
同時スイッチングモードにより実現されるリンギング電圧の低減が図６を参照して説明される。図６は、上トランジスタ３ＵＵ及び下アームトランジスタ４ULがオフされた直後のU相電流ＩＵ及び-Ｕ相電流（-ＩＵ）の流れを示す。３相インバータ３及び４はハイレベル側のＤＣリンク線５００を通じて直流電源（図示せず）に接続されている。上トランジスタ３UUがオフされる時、リンギング電圧がＤＣリンク線５００に発生する。
このリンギング電圧はＤＣリンク線５００を流れる電流の変化率に比例し、リンギング電圧のピーク値は直流電源電圧Ｖｄのほぼ２倍に近い値に達する。上トランジスタの破壊を防ぐため、上トランジスタは、電源電圧Vdの約２倍の絶縁耐圧をもつ必要がある。その結果、上トランジスタの損失が増加される。
この実施例によれば、Ｕ相電流ＩＵが図１に示される従来のＵ相電流ＩＵＸの半分となるので、リンギング電圧は従来の半分となる。しかし、下トランジスタ４ＵＬが上トランジスタ３ＵＵと同時にオフされる。その結果、相コイル２Ｕから上トランジスタ４ＵＵを通じてＤＣリンク線５００に流れるＵ相フリーホィール電流ＩＵｆがＤＣリンク線５００の電位を上昇させる。しかし、下トランジスタ４ＵＬのオフによるＤＣリンク線５００の電位上昇は、上トランジスタ３ＵＵのオフにより発生するリンギング電圧のピーク値よりも遅れる。
同時スイッチングモードにより実現されるサージ電圧の低減が図７を参照して説明される。図７は上トランジスタ３ＵＵ及び下トランジスタ４ＵＬが同時にオンされた時に発生する２つのサージ電圧VS１及びVS２を示す。上トランジスタ３ＵＵがオンされた時に発生するサージ電圧ＶＳ１はケーブル２００Ｕを通じてレグ３Ｕから相コイル１Ｕに伝達される。同様に、下トランジスタ４ＵＬがオンされた時に発生するサージ電圧ＶＳ２はケーブル３００Ｕを通じてレグ４Ｕから相コイル２Ｕに伝達される。サージ電圧ＶＳ１は相コイル１Uにより反射され、サージ電圧は相コイル２Uにより反射される。サージ電圧VS１及びＶＳ２は３相コイル及びインバータに悪影響を与える。
この実施例の同時スイッチングモードによれば、同時に発生するサージ電圧ＶＳ１及びＶＳ２は、ほぼ等しい振幅及び反対の方向をもつ。言い換えれば、サージ電圧ＶＳ１がケーブル２００Ｕに与える電位ジャンプはサージ電圧ＶＳ２がケーブル３００Ｕに与える電位ジャンプと振幅が等しく、方向が反対となる。その結果、サージ電圧ＶＳ１及びＶＳ２の悪影響はほぼキャンセルされる。ケーブル２００Ｕ及び３００Ｕは互いに隣接することが好適である。
キャパシタC1は、互いに反対方向へ変化するサージ電圧VS1及びVS２を吸収する。さらに、同時スイッチングモードは同じ原理によりPWM高調波電流を低減することができる。
同時スイッチングモードにより実現されるインバータ３及び４の損失低減が図８-図１１を参照して説明される。図８及び図９はレグ３UがU相電流IUを相コイル１Uに供給し、レグ４UがU相電流IUを相コイル２Uから吸収する一つの半周期を示す。図１０及び図１１はレグ４UがU相電流IUを相コイル２Uに供給し、レグ３UがU相電流IUを相コイル１Uから吸収するもう一つの半周期を示す。
図８は上トランジスタ３UU及び下トランジスタ４ULがオフされるターンオフ過渡期間における電流の流れを示す。トランジスタ３UU及び４ULのオフにより、出力電圧V１は急激に低下し、出力電圧V４は急激に上昇する。これにより、キャパシタ電流ICがレグ４Uからレグ３UへキャパシタC４を通じて過渡的に流れる。その結果、ターンオフ期間においてトランジスタ３UU及び４ULを流れるトランジスタ電流Itはキャパシタ電流ICにより低減され、トランジスタ３UU及び４ULのスイッチング損失が低減される。
図９はトランジスタ３UU及び４ULがオンされるターンオン期間の初期における電流の流れを示す。トランジスタ３UU及び４ULのオンにより、出力電圧V１は急激に上昇し、出力電圧V４は急激に低下する。逆並列ダイオードD２及びD３は逆回復電流Irを流し、キャパシタ電流ICはキャパシタC4を通じて流れる。キャパシタ電流ICは逆回復電流Irを減らす。ダイオードD２及びD３の逆回復時間はほぼ一定である。キャパシタ電流ICはダイオードD２及びD３の逆回復損失を低減する。さらに、キャパシタC４は逆回復電流Irの振動を低減する。
図１０は上トランジスタ４UU及び下トランジスタ３ULがオフされるターンオフ期間における電流の流れを示す。トランジスタ４UU及び３ULのオフにより、レグ３Uの出力電圧V１は急激に上昇し、レグ４Uの出力電圧V４は急激に低下する。これにより、キャパシタ電流ICがレグ３Uからレグ４UへキャパシタC４を通じて過渡的に流れる。その結果、ターンオフ期間においてトランジスタ４UU及び３ULを流れるトランジスタ電流ITはキャパシタ電流ICにより低減され、トランジスタ４UU及び３ULのスイッチング損失が低減される。
図１１は上トランジスタ４UU及び下トランジスタ３ULがオンされるターンオン期間の初期における電流の流れを示す。トランジスタ４UU及びトランジスタ３ULのオンにより、出力電圧V１は急激に低下し、出力電圧V４は急激に上昇する。逆並列ダイオードD１及びD４は逆回復電流Irを流し、キャパシタ電流ICがキャパシタC4を通じて流れる。このキャパシタ電流ICは逆回復電流Irを減らす。ダイオードD１及びD４の逆回復時間はほぼ一定である。したがって、キャパシタ電流ICはダイオードD１及びD４の逆回復損失を低減する。さらに、キャパシタC４は逆回復電流の振動を低減する。
６相モータ装置の電源電位モード（４相変調モード）が図２を参照して説明される。この電源電位モードにおいて、最高電位レグの出力電圧はハイレベルDCリンク線５００の電圧Vdに実質的に固定され、最低電位レグの出力電圧はローレベルDCリンク線６００の電圧０Vに実質的に固定される。
この４相変調モードの動作が図３を参照して具体的に説明される。期間ＴＡにおいて、Ｖ相レグ３Ｖの出力電圧が最低電位に固定され、-Ｖ相レグ４Ｖの出力電圧が最高電位に固定される。期間ＴＢにおいて、Ｕ相レグ３Ｕの出力電圧が最高電位に固定され、-Ｕ相レグ４Ｕの出力電圧が最低電位に固定される。期間ＴＣにおいて、Ｗ相レグ３Wの出力電圧が最低電位に固定され、-W相レグ４Ｗの出力電圧が最高電位に固定される。期間ＴＤにおいて、Ｖ相レグ３Ｖの出力電圧が最高電位に固定され、-Ｖ相レグ４Ｖの出力電圧が最低電位に固定される。期間ＴＥにおいて、Ｕ相レグ３Ｕの出力電圧が最低電位に固定され、-Ｕ相レグ４Ｕの出力電圧が最高電位に固定される。期間ＴＦにおいて、Ｗ相レグ３Ｗの出力電圧が最高電位に固定され、-Ｗ相レグ４Ｗの出力電圧が最低電位に固定される。最高電位は直流電源の正極電圧Vｄにほぼ等しく、最低電位は直流電源の負極電圧０Vにほぼ等しい。
最高電圧を出力するレグは最高電位レグと呼ばれ、最低電圧を出力するレグは最低電位レグと呼ばれる。最高電位レグ及び最低電位レグのペアは対称ペアと呼ばれる。この実施例によれば、各相電流のゼロクロス点にて、次の最高電位レグの出力電圧が最高電圧Vdに固定され、次の最低電位レグの電圧が最低電圧０Vに固定される。最高電位レグの上トランジスタが常時オンされる時、最高電位レグの出力電圧は最高電圧Vdに固定される。最低電位レグの下トランジスタが常時オンされる時、最低電位レグの出力電圧は最低電圧０Vに固定される。
他の４個のレグは基本的に正弦波波形の相電圧を出力する。相電流又は相電流指令値の代わりに、レグの出力電圧又は電圧指令値に基づいて最高電位レグ及び最低電位レグを切り替えることも可能である。たとえば、期間ＴＡ-ＴＦは、レグの出力電圧が電源電圧Vdの半分となる時点に基づいて決定されることができる。さらに、６個の期間ＴＡ-ＴＦは、検出されたロータ角度に基づいて決定されることができる。
この４相変調モードによれば、相電圧V１、V２、及びV３の各電圧ジャンプは互いに等しい。同様に、相電圧V4、V5、及びV6の各電圧ジャンプは互いに等しい。さらに、３相インバータ３及び４の電位ジャンプは、等しい振幅をもち、かつ、互いに反対の方向をもつ。その結果、３相インバータ３及び４の電位ジャンプによるステータコイルの電位変動がキャンセルされ、いわゆる漏れ電流はほぼゼロとなる。さらに、電磁波ノイズは大幅に低減される。
従来の３相インバータにおいて二相変調法が知られている。この二相変調法によれば、３相インバータの３つの相電圧は電気角６０度毎に電位ジャンプを繰り返す。これにより、ステータコイルからモータハウジングへ流れる漏れ電流を発生し、ケーブルは電磁波ノイズを発生する。
６相モータ装置の直列モードが図１２-図２０を参照して説明される。この直列モードによれば、最高電位レグ及び最低電位レグの出力電圧は所定の中間電圧値に固定される。この実施例において、最高電位レグ及び最低電位レグは中間電位レグと呼ばれる。、他の４個のレグは基本的に正弦波波形の相電圧を出力する。中間電圧値は電源電圧Ｖｄの４５-５５％の範囲において決定される。好適には、中間電圧値は電源電圧Ｖｄの半分であり、２つの中間電位レグのPWMデユーティ比は５０％である。
図１２は、直列モードにおいてW相レグ３W及び-W相レグ４Wの両方が中間電位レとなる期間TC及びTFにおける相電流の流れを示す。レグ３Ｗ及び４Ｗはそれぞれ５０％のデユーティ比をもつ。レグ３Uは相電流I１（＝IU）を相コイル１Uに供給し、レグ３Vは相電流I２（＝IV）を相コイル１Vに供給する。その結果、レグ３Wは、相電流Ｉ３（＝IW）を相コイル１Wに供給する。
レグ４Uは相電流I４（＝-IU）を相コイル２Uに供給する。レグ４Vは相電流I５（＝-IV）を相コイル２Vに供給する。したがって、レグ4Wは相電流Ｉ６（＝-IW）を相コイル２Wに供給する。
レグ３W及び４Wの出力電圧が等しいことは、レグ３W及び４Ｗの出力点が実質的に接続され、仮想中性点Ｎｑとなることを意味する。結局、W相レグ１W及び２Wが中間電位レグである期間TC及びTFにおいて、等価的に直列接続された３相コイル１及び２の一方は他方へW相電流IWを供給する。同様に、レグ１Ｕ及び２Ｕの両方が中間電圧を出力する期間TB及びTEにおいて、３相コイル１及び２は等価的に直列接続される。レグ１Ｖ及び２Ｖの両方が中間電圧を出力する期間TA及びTDにおいて、３相コイル１及び２は等価的に直列接続される。その結果、３相コイル１及び２は直列モードの全ての期間TA-TFにおいて等価的に直列接続される。
３相インバータ３及び４が直列に接続されないモードは並列モード又は６相モードと呼ばれる。並列モードにおいて、インバータ３は３相コイル１に一つの３相電流を供給し、インバータ４は３相コイル２にもう一つの３相電流を供給する。したがって、並列モードにおいて、３相コイル１及び２は並列に接続される。
直列モードは並列モードと比べて２倍の逆起電力をステータコイルに与える。これは、ステータコイルの巻数が直列モードにおいて倍増されることを意味する。３相コイル１及び２に供給される電流は、直列モードにおいて並列モードと比べて半分となる。直列モードは低速領域において好適である。中間電位レグの切替は本質的に実施例２の４相変調モードと同じである。
中間電位レグの切替が図３を参照して説明される。期間ＴＡ及びTDにおいてV相及び-Ｖ相が中間電位相として選択される。期間ＴＢ及びTEにおいてU相及び-Ｕ相が中間電位相として選択される。期間ＴＣ及びTFにおいてW相及び-Ｗ相が中間電位相として選択される。
図１３-図１８は、インバータ３及び４が各期間（TA-TF)に３相コイル１及び２に印加する相電圧（V1-V６）を示すベクトル図である。レグ３Uは相電圧V1を出力し、レグ３Vは相電圧V２を出力し、レグ３Wは相電圧V３を出力する。レグ４Uは相電圧V４を出力し、レグ４Vは相電圧V５を出力し、レグ４Wは相電圧V６を出力する。
期間TA及びTDにおいて相電圧V２及びV５が中間電圧０．５Vdとなる。期間TB及びTEにおいて相電圧V１及びV４が中間電圧０．５Vdとなる。期間TC及びTFにおいて相電圧V３及びV６が中間電圧０．５Vdとなる。
２つの中間電位レグの好適なPWMスイッチング例が図１９を参照して説明される。矢印付きの実線は期間TAにおけるW相電流の方向を示し、矢印付きの破線は期間TDにおけるW相電流の方向を示す。２つの中間電位レグの各上トランジスタは同じ時点にてオンされ、同じ時点にてオフされる。さらに、２つの中間電位レグの各下トランジスタは同じ時点にてオンされ、同じ時点にてオフされる。これにより、電流リップルが低減される。
図１９（A）は、上トランジスタ３WU及び４WUが同時にオンされた直後の状態を示す。U相電流IUは、上トランジスタ３WU及び４WUを通じて相コイル１W及び２Wを流れる。図１９（B）に示される矢印付き実線は、上トランジスタ３WU及び４WUがオフされた直後のデッドタイムにおけるフリーホィール電流を示す。上トランジスタ３WUのダイオードはU相電流IUを直流電源に戻し、下トランジスタ４WLのダイオードはU相電流IUを相コイル２Wに戻す。
図１９（C）は、下トランジスタ３WL及び４WLが同時にオンされた直後の状態を示す。U相電流IUは、下トランジスタ３WL及び４WLを通じて相コイル１W及び２Wを流れる。図１９（B）に示される矢印付き破線は、下トランジスタ３WL及び４WLがオフされた直後のデッドタイムにおけるフリーホィール電流を示す。下トランジスタ３WLのダイオードはU相電流IUを相コイル１Uに戻し、上トランジスタ４WUのダイオードはU相電流IUを直流電源に戻す。
図１９に示されるPWMスイッチングモードは、図５に示される同時スイッチングモードとは異なる。図１９に示されるように、この中間電位レグのPWMスイッチングによれば、２つの上トランジスタが同じ動作を行い、２つの下トランジスタが同じ動作を行う。しかし、２つの上トランジスタを流れる電流の方向が反対であるため、リンギング電圧は上昇しない。
直列モードにおける発電が図２０を参照して説明される。-U相レグ４U及び-V相レグ４VからU相レグ３U及びV相レグ３Vへ発電電流が流れている。中間電位レグ３W及び４WのPWMデユーティ比は５０％である。けれども、３相コイル１の発電電圧は直流電源電圧Vｄより低く、３相コイル２の発電電圧は直流電源電圧Vdより低い。インバータ３は３相コイル１に磁気エネルギーを蓄積する蓄積モードと、昇圧電圧を直流電源に印加する昇圧モード作とを交互に行う。同様に、インバータ４は３相コイル２に磁気エネルギーを蓄積する蓄積モードと、昇圧電圧を直流電源に印加する昇圧モードとを交互に行う。インバータ３の蓄積モードとインバータ４の昇圧モードは並列に行われ、インバータ３の昇圧モードとインバータ４の蓄積モードは並列に行われる。
直列モードと並列モードとの間の切替制御、又は、直列モードと４相変調法との間の切替制御は、トルクショックが最小となる電気角度位置にて実行されることが好適である。
直列モードが適用される極数切替６相モータ装置が図２１-図２６を参照して説明される。この６相モータ装置は、ステータの極数及び巻数を切り替える。極数切替６相モータは、ロータ極数を切替可能なロータを必要とする。籠形誘導モータ及び極数切替型同期モータはロータ極数を切替可能なロータをもつ。
トラクションモータとして使用されるこのモータ装置は、低速領域において直列モードおよび極数倍増モードを採用し、少なくとも中速領域において並列モード及び極数倍増モードを採用し、少なくとも高速領域において並列モード及び極数非倍増モードを採用する。並列モードにおいて４相変調モードを採用することが好適である。
対称６相モータの極数切替方式が説明される。図２１及び図２２は６相コイル１U-２Vがステータコア６の６個の突極６０に別々に集中巻された６相ステータコイルを示す。相コイル１U、１V、及び１Wは奇数番目の突極６０に別々に集中巻きされている。相コイル２U、２V、及び２Wは偶数番目の突極６０に別々に集中巻きされている。
倍極モードが図２１を参照して説明される。レグ３UはU相電流IUである相電流I1を相コイル１Uに供給する。レグ４Wは-W相電流（-IW)である相電流I６を相コイル２Wに供給する。レグ３VはV相電流IVである相電流I２を相コイル１Vに供給する。レグ４Uは-U相電流（-IU)である相電流I４を相コイル２Uに供給する。レグ３WはW相電流IUである相電流I３を相コイル１Wに供給する。レグ４Vは-V相電流（-IV)である相電流I５を相コイル２Vに供給する。図２３は６個の相電流I１-I６のベクトルを示す。
したがって、相コイル１Uは相磁界H1を形成し、相コイル２Wは相磁界H６を形成する。相コイル１Vは相磁界H２を形成し、相コイル２Uは相磁界H４を形成する。相コイル１Wは相磁界H３を形成し、相コイル２Vは相磁界H５を形成する。しかし、相コイル２U、２V、及び２Wは、相コイル１U、１V、及び１Wと反対向きに巻かれている。
したがって、相磁界H1及びH４はU相磁界となり、相磁界H６及びH３はW相磁界となり、相磁界H２及びH５はV相磁界となる。図２４は相磁界H1-H６のベクトルを示す。結局、１突極ピッチは倍極モードにおいて電気角１２０度に相当する。倍極モードは３相モードと呼ばれることができる。
次に、非倍極モードが図２２を参照して説明される。レグ３UはU相電流IUである相電流I1を相コイル１Uに供給する。レグ４WはV相電流IVである相電流I５を相コイル２Wに供給する。レグ３VはW相電流IWである相電流I３を相コイル１Vに供給する。レグ４UはU相電流IUである相電流I４を相コイル２Uに供給する。レグ３WはV相電流IVである相電流I２を相コイル１Wに供給する。レグ４VはW相電流IWである相電流I６を相コイル２Vに供給する。図２５は６個の相電流I１-I６のベクトルを示す。
したがって、相コイル１UはU相磁界H1を形成し、相コイル２Wは-V相磁界H５を形成する。相コイル１VはW相磁界H３を形成し、相コイル２Uは-U相磁界H４を形成する。相コイル１WはV相磁界H２を形成し、相コイル２Vは-W相磁界H６を形成する。相コイル２U、２V、及び２Wは、相コイル１U、１V、及び１Wと反対向きに巻かれている。図２６は相磁界H1-H６のベクトルを示す。結局、１突極ピッチは非倍極モードにおいて電気角６０度に相当する。非倍極モードは６相モードと呼ばれることができる。図２４及び図２６に示されるように、回転磁界は、倍極モード及び非倍極モードにおいて時計方向に回転する。
次に、倍極モード（３相モード）から非倍極モード（６相モード）への切替が説明される。図２１及び図２２に示されるように、インバータ４の相電圧を反転し、さらに、インバータ３の２相とインバータ４の２相とを交換することにより、極数切替が実現することが理解される。
切替時のトルクショックを低減するための好適な時点が図３を参照して説明される。この実施例によれば、モードの切替は、出力電流の位相角がシフトされない相電流が０である時点にて実行される。たとえば、図２１の倍極モードから図２２の非倍極モードへの切替は、図３に示される電気角０度にて実行される。これにより、４つのレグ３U、４U、４V、及び４Wの出力電圧は切替によりジャンプしない。２つのレグ３V及び３Wの出力電圧の振幅だけが切替によりジャンプする。言い換えれば、レグ３Vの出力電流は相電流IVから相電流IWに切り替えられ、レグ３Wの出力電流は相電流IWから相電流IVに切り替えられる。これにより、切替ショックは最小となる。
結局、倍極モードと非倍極モードとの間の切替は、電気角０度、６０度、１２０度、１８０度、２４０度、３００度の近傍にて実行されることが好適であることが理解される。図２１及び図２２は、集中巻きの対称６相コイルの極数切替を示す。
しかし、分布巻の対称６相コイルもこの極数切替方式を採用することができる。極数切替を行う分布巻き対称６相コイルによれば、各相コイルの周方向幅は、倍極モードにおいて電気角２４０度を占め、非倍極モードにおいて電気角１２０度を占める。たとえば、ステータコアが６個の突極（ティース）をもつケースにおいて、各相コイルはそれぞれ、２つの突極（ティース）を囲むことが好適である。言い換えれば、分布巻ステータコイルは、短節巻きを採用することが好ましい。
この実施例によれば、３相コイル２の巻方向は３相コイル１の巻方向と反対である。これにより、低速領域において、モータトルクは、倍極モード及び直列モードの両方により増加される。中速領域において、倍極モード及び４相変調モードにより、インバータ損失が低減される。高速領域において、非倍極モード及び並列モードにより、鉄損が低減される。さらに、ステータコイルの巻数を増加することができる。その結果、低速領域においてバッテリ電流の増加無しにトルクが増加される。
タンデム６相IMと呼ばれる６相誘導モータが図２７-図３５を参照して説明される。図２７は、この６相誘導モータの軸方向断面を示す。この６相誘導モータは、軸方向において互いに隣接する２個の３相籠形誘導モータ７及び８からなる。３相モータ７は、ステータコア７１、集中巻き３相コイル１、ロータコア７３、及び籠形コイル９を有する。ステータコア７１はハウジング１０に固定されている。３相コイル１はステータコア７１に巻かれている。ロータコア７３は回転軸１２に固定されている。
３相モータ８は、ステータコア８１、集中巻き３相コイル２、ロータコア８３、及び籠形コイル９を有する。ステータコア８１はハウジング１０に固定されている。３相コイル２がステータコア８１に巻かれている。ロータコア８３は回転軸１２に固定されている。回転軸１２はハウジング１０に支持されている。
ハウジング１０に固定されたリング状のスペーサ１５はステータコア７１及び８１により挟まれている。回転軸１２に固定されたリング状のスペーサ１６はロータコア７３及び８３により挟まれている。アルミニウム合金で作製されたスペーサ１５及び１６は、３相コイル１及び２のコイルエンドを収容するためのアイドルスペースを２つのステータコア７１及び８１の間に形成する。
籠形コイル９は、図３２に示されるように、多数の導体バー９１及び２つのエンドリング９２からなる。各導体バー９１はロータコア７３及びロータコア８３の両方のスロットに収容されている。リング形状をもつ２つのエンドリング９１の一方は導体バー９１の前端に接続され、他方は導体バー９１の後端に接続されている。
空気流入孔がハウジング１０の端壁に形成されている。空気排出孔がハウジング１０の筒部に形成されている。ロータコア７３及び８３に形成された空気通路を通じてアイドルスペースに供給された冷却空気流は、籠形コイル９及び３相コイル１及び２を冷却する。
図２８及び図２９は３相コイル１及び２の配置を示す展開図である。ステータコア７１は６個の突極（ティース）７９をもち、ステータコア８１は６個の突極（ティース）８９をもつ。３相コイル１が突極７９に巻かれ、３相コイル２が突極８９に巻かれている。突極７９は周方向において２つの突極８９の間に配置されている。言い換えれば、突極７９は突極８９に対して周方向に突極ピッチ（Tp)の半分だけシフトされている。
図２８は、倍極モードにおける相電流を示す。この倍極モードは、図２１に示される倍極モードと本質的に等しい。図２９は非倍極モードにおける相電流を示す。この非倍極モードは、図２２に示される非倍極モードと本質的に等しい。したがって、このタンデム６相IMは、極数切替及び巻数切替を実行することができる。
この実施例のタンデム６相IMの利点が説明される。実施例１-４で説明されたように、６相モータは種々の利点をもつ。しかし、分布巻き６相コイルは長く複雑なコイルエンドをもつ。他方、集中巻６相コイルは、周方向幅と比べて長い軸方向長をもつ。その結果、飽和磁束量が一定の条件下において銅損が増加する。この問題は、電気自動車のハブモータのような細長いモータにおいて特に深刻となる。
図３０はタンデム６相IMのステータを示す展開図であり、図３１は従来の集中巻６相IMのステータを示す展開図である。両者のステータは、等しい軸方向長及び等しい直径をもつ。図３０に示される各相コイルはそれぞれ、図３１に示される各相コイルと比べて２/３の全長をもつ。さらに、図３０に示される突極８９及び７９はそれぞれ、図３１に示される各突極５９と比べて５/４の断面積をもつ。
結局、図３０に示されるタンデム６相IMは、図３１に示される６相IMと比べて両者の飽和磁気量が等しい条件下においてほぼ半分の銅損をもつ。さらに、図３０に示される６相IMのステータコア及びロータコアはそれぞれ、図３１に示される６相IMのそれらと比べて、アイドルスペースの存在故に５/６の重量をもつ。さらに、図３０に示される６相IMは、図３１に示される従来の６相IMと比べて好適な磁束分布をもつ。
籠形コイル９の構造が図３２及び図３３に示される。籠形コイル９の２つのコイルエンド９２はそれぞれ放射状に形成された多数の翼部９３をもつ。籠形コイル９が回転される時、ラジアル冷却フアンとして動作する翼部９３は良好に冷却される。さらに、翼部９３により形成された空気流は、３相コイル１及び２のコイルエンドを冷却する。
モータに固定された３相インバータ３及び４が図２７、図３４、及び図３５を参照して説明される。インバータ３はハウジング１０の前端壁に固定され、インバータ４はハウジング１０の後端壁に固定されている。図３４はインバータ３を示す正面図であり、図３４はインバータ３のレグ３Uを示す側面図である。３個のレグ３U、３V、及び３Wは回転軸１２の周囲において放射状に配置されている。フリーホィールダイオードの図示は省略されている。上トランジスタ３UU、３VU、及び３WUは下トランジスタ３UL、３VL、及び３WLの径方向外側に配置されている。上トランジスタ上トランジスタ３UU、３VU、及び３WUはリング状の銅板５０１とL字状の出力端子５０３-５０５に別々に挟まれている。
同様に、下トランジスタ３UL、３VL、及び３WLはリング状の銅板５０２と出力端子５０３-５０５に挟まれている。出力端子５０３-５０５はハウジング１０の孔を通じてハウジング１０の内部に延在している。銅板５０１及び５０２は絶縁シートを通じてハウジング１０の前端壁に固定されている。銅板５０１は直流電源の正極に接続され、銅板５０２は直流電源の負極に接続されている。３相インバータ４も３相インバータ３と同じ構造をもつ。
一定の極数をもつ対称６相モータ装置が図２１を参照して説明される。同期トラクションモータに好適なこの６相モータは、低速領域において直列モードを採用し、高速領域において４相変調モードを採用する。
集中巻きされた相コイル１U、１V、及び１Wは奇数番目の突極６０に別々に巻かれている。集中巻きされた相コイル２U、２V、及び２Wは偶数番目の突極６０に別々に巻枯れている。３相インバータ３のレグ３U、３V、及び３Wは相コイル１U、１V、１Wに別々に接続されている。３相インバータ４のレグ４U、４V、及び４Wは相コイル２U、２V、及び２Wに別々に接続されている。相コイル２U、２V、２Wからなる３相コイル２は、相コイル１U、１V、１Wからなる３相コイル１と反対の巻方向をもつ。したがって、対称ペアの２つの相コイルの間の電気角は３６０度である。３相コイル１及び２は分布巻きを採用することができる。
極数及び/又は巻数を切替可能な本発明のモータ装置は、従来の機械的トランスミッション付きと比べて優れた特徴をもつ電子トランスミッションをもつモータ装置と見なされる。直列モード及び並列モードの切替だけを行う６相モータは小型ＥＶ用トラクションモータとしての永久磁石同期モータに好適である。直列モード及び並列モードの切替、並びに、倍極モード及び非倍極モードの切替を行う６相モータは大型EV用トラクションモータとして好適である。

Claims (23)

  1. 　ステータコイルの２つの３相コイルに別々に接続される第１の３相インバータ及び第２の３相インバータにPWMゲート信号を送信可能なコントローラを備え、前記第１の３相インバータは最高電圧を出力可能な最高電位レグを含み、前記第２の３相インバータは最低電圧を出力可能な最低電位レグを含むインバータ駆動６相モータ装置において、
    　前記コントローラは、前記最高電位レグ及び前記最低電位レグの互いに反対サイドのトランジスタに実質的に同一のPWMゲート信号を与える同時スイッチングモードを有することを特徴とするインバータ駆動６相モータ装置。
  2. 　前記最高電位レグの出力端子は、インバータサイドキャパシタを通じて前記最低電位レグの出力端子に接続されている請求項１記載のインバータ駆動式６相モータ装置。
  3. 　前記２つの３相コイルの一つの相コイルの入力端子は、モータサイドキャパシタを通じて前記２つの３相コイルの他の一つの相コイルの入力端子に接続されている請求項１記載のインバータ駆動式６相モータ装置。
  4. 　前記コントローラは、前記最高電位レグ及び前期最低電位レグの各出力電圧を所定の電圧値に固定する電位固定モードを有する請求項１記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  5. 　前記コントローラは、前記最高電位レグ及び前記最低電位レグの前記電圧固定を同時に行う請求項４記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  6. 　前記電位固定モードは、前記最高電位レグの上トランジスタ及び前記最低電位レグの下トランジスタに実質的に１００％のPWMデユーティ比を与える４相変調モードを含む請求項４記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  7. 　前記電位固定モードは、前記最高電位レグ及び前記最低電位レグの各トランジスタにそれぞれ、ほぼ５０％のPWMデユーティ比を与える直列モードを含む請求項４記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  8. 　前記コントローラは、前記直列モードにおいて、前記最高電位レグ及び前期最低電位レグの２つの上トランジスタに一つの共通ゲート電圧を与え、かつ、前記最高電位レグ及び前期最低電位レグの２つの下トランジスタにもう一つの共通ゲート電圧を与える請求項７記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  9. 　前記コントローラは、前記２つの３相インバータにより出力される各相電圧の位相シフトによりステータ極数を倍増する倍極モードにおいて前記直列モードを実行する請求項７記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  10. 　前記２つの３相コイルは互いに逆向きに巻かれている請求項９記載のインバータ駆動モータ６相装置。
  11. 　前記２つの３相コイルは、軸方向にタンデム配置された２つの集中巻き３相モータのステータコアに別々に巻かれ、かつ、前記２つの３相コイルの一方は他方と比べて相コイルピッチの半分だけ周方向へシフトされている請求項１記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  12. 　前記２つの３相モータは、共通の籠形コイルを有する請求項１１記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  13. 　前記籠形コイルは、ラジアルフアンの翼部を有するエンドリングを含む請求項１１記載のインバータ駆動式６相モータ装置。
  14. 　ステータコイルの２つの３相コイルに別々に接続される第１の３相インバータ及び第２の３相インバータにPWMゲート信号を送信可能なコントローラを備え、前記第１の３相インバータは最高電圧を出力可能な最高電位レグを含み、前記第２の３相インバータは最低電圧を出力可能な最低電位レグを含むインバータ駆動６相モータ装置において、
    　前記コントローラは、前記最高電位レグ及び前期最低電位レグの各出力電圧を所定の電圧値に固定する電位固定モードを有することを特徴とするインバータ駆動６相モータ装置。
  15. 　前記コントローラは、前記最高電位レグ及び前記最低電位レグの前記電圧固定を同時に行う請求項１４記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  16. 　前記電位固定モードは、前記最高電位レグの上トランジスタ及び前記最低電位レグの下トランジスタに実質的に１００％のPWMデユーティ比を与える４相変調モードを含む請求項１４記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  17. 　前記電位固定モードは、前記最高電位レグ及び前記最低電位レグの各トランジスタにそれぞれ、ほぼ５０％のPWMデユーティ比を与える直列モードを含む請求項１４記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  18. 　前記コントローラは、前記直列モードにおいて、前記最高電位レグ及び前期最低電位レグの２つの上トランジスタに一つの共通ゲート電圧を与え、かつ、２つの下トランジスタにもう一つの共通ゲート電圧を与える請求項１７記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  19. 　前記コントローラは、前記２つの３相インバータにより出力される各相電圧の位相シフトによりステータ極数を倍増する倍極モードにおいて前記直列モードを実行する請求項１７記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  20. 　前記２つの３相コイルは互いに逆向きに巻かれている請求項１９記載のインバータ駆動モータ６相装置。
  21. 　ステータコイルの２つの３相コイルに別々に接続される第１の３相インバータ及び第２の３相インバータにPWMゲート信号を送信可能なコントローラを備え、前記第１の３相インバータは最高電圧を出力可能な最高電位レグを含み、前記第２の３相インバータは最低電圧を出力可能な最低電位レグを含むインバータ駆動６相モータ装置において、
    　前記２つの３相コイルは、軸方向にタンデム配置された２つの集中巻き３相モータのステータコアに別々に巻かれ、かつ、前記２つの３相コイルの一方は他方と比べて相コイルピッチの半分だけ周方向へシフトされていることを特徴とするインバータ駆動６相モータ装置。
  22. 　前記２つの３相モータは、共通の籠形コイルを有する請求項２１記載のインバータ駆動６相モータ装置。
  23. 　前記籠形コイルは、ラジアルフアンの翼部を有するエンドリングを含む請求項２２記載のインバータ駆動式６相モータ装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111756173A (zh) * 2019-03-29 2020-10-09 湖南中车时代电动汽车股份有限公司 一种双绕组六相电机

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01264593A (ja) * 1988-04-13 1989-10-20 Satake Eng Co Ltd 可変速誘導電動機
JP2001045795A (ja) * 1999-08-04 2001-02-16 Meidensha Corp 可変速駆動装置
JP2005192355A (ja) * 2003-12-26 2005-07-14 Fujitsu General Ltd 電動機

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0736402Y2 (ja) * 1987-11-26 1995-08-16 トヨタ自動車株式会社 誘導電動機の極数切替装置
JPH07322413A (ja) * 1994-05-24 1995-12-08 Hitachi Ltd 回転電機制御装置および電気自動車
JPH1118382A (ja) * 1997-06-24 1999-01-22 Meidensha Corp 極数切換回転電機システム
JP4811037B2 (ja) * 2005-07-11 2011-11-09 株式会社デンソー 車両用タンデム式回転電機
JP2013039020A (ja) * 2011-07-13 2013-02-21 Suri-Ai:Kk 横磁束機械
JP2017017912A (ja) * 2015-07-03 2017-01-19 日立オートモティブシステムズエンジニアリング株式会社 電動モータ

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01264593A (ja) * 1988-04-13 1989-10-20 Satake Eng Co Ltd 可変速誘導電動機
JP2001045795A (ja) * 1999-08-04 2001-02-16 Meidensha Corp 可変速駆動装置
JP2005192355A (ja) * 2003-12-26 2005-07-14 Fujitsu General Ltd 電動機

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111756173A (zh) * 2019-03-29 2020-10-09 湖南中车时代电动汽车股份有限公司 一种双绕组六相电机

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