JP4917595B2 - Ｏｆｄｍシステムにおけるドップラスプレッド推定 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用するデジタル通信に関し、より詳細には本発明は、ＯＦＤＭ通信システムにおけるドップラスプレッド推定に関するものである。

無線通信では、典型的にチャネルは時間により変動する。これは送信機の移動、受信機の移動、および／または通信環境の変化によりうる。セルラーシステム（ＧＳＭ（Global System for Mobile communication）およびＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access system）など、および、放送システム（ＤＡＢ（Digiatal Audio Broadcasting）およびＤＶＢ（Digital Video Broadcasting）など）の場合の大きなドップラスプレッドの主な原因は、通信端末の比較的高速な移動である。ＤＡＢおよびＤＶＢの規格では、送信機から受信機への情報通信においてＯＦＤＭを使用する。

ＯＦＤＭシステムでは、チャネルにはそれぞれ自身のデータにより独立して変調される多数のサブキャリア（以降では単に”キャリア”と呼ぶ）が含まれる。変調は、直交振幅変調（ＱＡＭ）またはｎ値位相変調（ｎ−ＰＳＫ）などの幾つかの公知の技術によることができる。ＯＦＤＭシステムにおけるベースバンド信号はこれら変調サブキャリアの総和となる。そして、ベースバンド信号は主無線周波数（ＲＦ）信号を変調するために使用される。このような信号を復調する重要な側面（それにより、基礎をなすベースバンド信号を取り出す）にはこのような信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により処理することが含むまれる。ＯＦＤＭによる通信の利点は、適度な複雑度の受信側により大きく時間分散したチャネルによる通信が可能になることである。

チャネルが高度に時間分散していると考えるべきか否かはシステムにより使用する変調速度（シンボルレート）による。チャネルの遅延スプレッドの平方二乗平均（ｒｍｓ）がシンボル継続時間の１０％未満であれば、チャネルは大雑把に言って非分散と考えることができよう。従って、これは正に大部分の出現しつつあるシステムに当てはまるようにサポートするデータ速度が増すと、ＯＦＤＭの利点はさらに顕著になる。

ＯＦＤＭに基づくシステムにおいて大きな遅延スプレッドを処理する方法としてガードインターバル（ＧＩ）を使用する方法がある。ＧＩ（文献によっては”サイクリック・プレフィックス”または”ＣＰ”とも呼ばれる）は実際のシンボルの前に送信されるＯＦＤＭシンボルの最終部の単なるコピーである。これを、幾つかのシンボルを示す図１に概略的に示す。例示的なシンボルの１つであるシンボル１０１は先行するガードインターバル１０５として送信する最終部１０３を含んでいる（図において時間は左から右へ流れる）。同様に、他のガードインターバルは直後に続くシンボルの最終部から形成される。

ＯＦＤＭに基づくシステムでは、ＧＩの長さＴ_Ｇが少なくともチャネルのインパルス応答の（最大）継続時間（以降、Ｔ_ｍとして表す）と同程度に長ければ、シンボル間干渉（ＩＳＩ）として知られる時間分散チャネルの影響を回避できることは良く知られている。ＯＦＤＭシステムは大きな遅延スプレッドを扱うことができるため、放送（ブロードキャスティング）に使用される所謂単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）に非常に適している（単一周波数ネットワークでは、地理的に間隔をおいた送信機は同一周波数で動作する。そして、干渉を減らすために、送信機は互いに時間同期している。）。

ＯＦＤＭシンボルの情報搬送部分がｔ＝０において始まり、ガードインターバル長はＴ_Ｇであるとする。チャネルが最大遅延スプレッドＴ_ｍを有するとき、ＦＦＴ窓の開始に関する要求条件は次式で与えられる。

従ってＴ_ｍ≦Ｔ_Ｇである限り、式（１）を満たすｔを選択すればＩＳＩを回避することが可能である。しかしながら、Ｔ_ｍ＞Ｔ_Ｇの場合、ＩＳＩの影響を最小にするようなｔを選択することが問題になる。ＳＦＮにおいて使用するように設計されたシステムに対して、ガードインターバルは典型的には前者の状況に類似するものであるような長さである。

以上で考察したように、ＩＳＩの無い受信はＴ_ｍ≦Ｔ_Ｇであれば可能である。しかしながら、これには信号の情報搬送部分の正確な開始を特定することが必要である。このため、ＯＦＤＭ受信機は受信信号のタイミングおよび周波数を推定する構成を含む。

性能をさらに改善するために、ＯＦＤＭ受信機は典型的にチャネル推定器を含み、これはチャネル応答を動的に決定する。この情報により、受信機は、チャネルが有する時間分散の影響を補償するように受信信号を処理することが可能になる。

ＯＦＤＭ受信機におけるチャネル応答を決定する従来の方法では、パイロット信号の搬送に幾つかのキャリアを当てる。パイロット信号は既知の情報を含み、実際の受信信号と送信が既知の信号（即ち、理想的なチャネル状態下において受信機が受信することが想定されるもの）とを比較することにより、チャネル推定器は個々の時点のキャリア周波数におけるチャネル応答を決定することが出来る。パイロット信号を搬送するキャリアは周波数方向にある量だけ間隔を置かれており、この量によりパイロットキャリアに対して決定したチャネル応答を補間することにより、パイロットキャリア間に存在するキャリアのチャネル応答を正確に推定することが可能になる。

図２は、例示的ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。無線周波数信号を受信し（中間周波数またはベースバンドに）ダウンコンバートすることにより生成したアナログ信号ｒ（ｔ）は、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０１に供給される。そして、デジタル化された信号ｒ（ｋ）は、タイミングおよび周波数の粗推定ユニット２０３に供給され、ユニット２０３は受信信号のタイミングおよび周波数オフセットの粗推定値を生成する（周波数オフセットは送信信号周波数と受信信号周波数との間の差である。）。この情報はＧＩ除去ユニット２０７ならびに周波数修正ユニット２０５に供給される。また、ＧＩ除去ユニット２０７は、周波数修正ユニット２０５の出力を受信する。利用可能な最良のタイミングおよび周波数情報に基づき、ＧＩ除去ユニット２０７はＧＩを除去し、受信信号の情報部分をＦＦＴユニット２０９に供給し、ＦＦＴユニット２０９の出力は受信機の残部に供給され、受信機残部には、ＦＦＴ出力信号からさらに正確なタイミングおよび周波数情報を生成することができる、タイミングおよび周波数の精密推定ユニット２１１が含まれる。受信機の性能を改善するため、より正確な周波数情報が周波数修正ユニット２０５にフィードバックされる。また、同様に、受信機の性能を改善するため、より正確なタイミング情報がＧＩ除去ユニット２０７にフィードバックされる。

ＦＦＴユニット２０９の出力を、またチャネル推定器２１３に供給し、以上で説明したように推定器２１３は、チャネル応答の完全な推定値を生成する。

チャネルがどの程度の速度で変化するかは所謂ドップラスプレッドまたは最高ドップラ周波数ｆ_Ｄにより測定することが多い。ドップラ周波数は次式により定義される。

ここで、ｖは受信機の速度（ｍ／ｓで表される）であり、ｆｃはキャリア周波数（Ｈｚで表される）であり、ｃは真空中での光の速度（即ち、約３・１０^８ｍ／ｓ）である。

考察の明確さを保証するために、通信に関して現れる用語”ドップラ”にそれぞれ関連する論点を幾つか定義することが、この点において重要である。論点は以下の通りである：
１．純粋なドップラシフト。これは１タップのチャネルを扱う場合に遭遇するものであり、得られる結果は純粋な周波数誤りである。ドップラシフト周波数誤りは、正確に同じ周波数を使用しない送信機および受信機が原因となる周波数誤りと区別することができない。純粋なドップラシフトは推定が比較的容易であり、除去するのは全く問題にならない。これは実際には受信信号に複素信号を乗算し、推定ドップラシフトを減算することにより行う。

２．ドップラスプレッド。通信チャネルが複数経路（マルチパス）伝播を特徴とする場合、種々の経路は、異なる角度で到来するであろうし、それにより異なるドップラシフトを有する。到来角度がゼロおよびπの場合（以上の２つの角度に対して符号は異なるが）、最大ドップラシフトを得、その中間の全てのドップラ周波数がありうる。純粋のドップラシフトの場合とは対照的に、ドップラスプレッドは複素信号の乗算によって容易に補正することはできない。通信システムではドップラスプレッドは、簡単に除去することができない周波数誤りとして処理されることが多く、例えばチャネル推定を実行すべき場合に、これを考慮する。ドップラスプレッドの影響は、また非補償周波数誤りに非常に類似する。

３．ドップラスプレッドによるキャリア間干渉（ＩＣＩ）。純粋なドップラシフトは、単一キャリアシステムにおいて問題ではないのと同じ理由により通常ＯＦＤＭシステムでは問題ではなく容易に除去することができる。純粋なドップラシフトを除去しなければ、その場合純粋なドップラシフトは単一キャリアシステムの場合と同じ理由により、さらにＦＦＴの漏洩の原因となるが故に問題である。ドップラスプレッドの影響は、単一キャリアシステムの場合と同じように複素乗算により容易に対処することはできない。それよりも、ＩＣＩの相殺はむしろ複雑な操作であり、これはＯＦＤＭ受信機におけるＦＦＴの後に行われ（純粋なドップラの除去はＦＦＴの前に行われているであろう）、チャネルの正確な推定を必要とする。

考察の中心および以下の実施形態の記述は、以上の”２”において記述したものであり、即ちＯＦＤＭ通信システムにおけるドップラスプレッドの決定である。周波数オフセットはＦＦＴの前に除去されているものと仮定する。

以上で考察したように程度の大きなドップラスプレッドは、チャネルが速く変化していることを意味する。これは、代わってチャネルに関する（位相および振幅のような）特殊な知識が信号を正しく復調するのに必要であれば、信号の受信がさらに困難になることを意味する。典型的な動作状態の下で経験するであろう最高のドップラ周波数がどんなものであるかを決定することが可能であることが多いので、このドップラ周波数に基づいて受信機を設計することが可能である。しかしながら、実際に経験するドップラ周波数がかなり小さい場合、最悪値での設計は不必要に複雑なアルゴリズムをチャネル推定に使用することを意味する。

ドップラ周波数の知識を、また受信機における幾つかのアルゴリズムを起動すべき頻度を決定するのに使用することができる。例えばドップラ周波数の知識を、中でも以下の事項の決定に使用することができる。

・ＣＤＭＡ受信機における経路探索における、必要なインパルス応答における新しい経路の探索頻度。

・セルラー通信システムにおける、セル間のハンドオーバに関するアルゴリズムを開始すべき頻度（高いドップラ周波数は受信機の速い移動を示すので、ドップラ周波数が高いほど、このようなアルゴリズムが動作するべき頻度は多い）。

・単一周波数ネットワークにおける、通信にハンドオフ可能なより良い周波数のスキャン頻度。
このように最悪値のドップラスプレッドに対して受信機を設計することは可能であるが、それは通常非常に無駄な手法である。

加えて、L. Wilhelmssonらによる"Channel estimation by adaptive estimation in time"というタイトルの米国特許出願番号10/920,928号に詳細に記載されているように、ウィーナフィルタに基づくチャネル推定によりさらに性能を改善する場合、ウィーナフィルタを計算するために実際のドップラ周波数が必要である。またチャネル推定がウィーナフィルタの手法にはよらないが、例えばチャネル推定の困難度に応じて種々の複雑さのフィルタを使用することに基づく場合、ドップラ周波数の推定が必要である。

ＤＡＢおよびＤＡＶは幾つかのシステムの中でチャネル変動速度を考慮することができるただ２つのものである。特にハンド・ヘルド・デバイスのために新たに開発されたＤＶＢ規格（ＤＶＢ−Ｈ）の場合には、ユーザが完全に静止し、静止チャネルに近いことを意味する場合、ならびにユーザが移動車両（例えば、車）で移動中であり、かなりのドップラを経験することを意味する場合に、サービスを使用することが考えられうる。ＤＶＢ−ＨはＯＦＤＭに基づいており、ＤＶＢ−Ｈ受信機の最も計算の集中するブロックの１つは、チャネル推定を行う部分である。以上で参照した米国特許出願番号10/920,928号に記載されるように、ドップラスプレッドの知識を使用して、チャネル推定に使用する適切な補間フィルタを導出することができる。

ドップラ推定の精度は、一般的にはドップラ測定を長く行うほど改善することになろう。一方長い測定時間を認めると、実際の推定に長くかかるだけでなく、また実際のドップラスプレッドにおける速い変動に、受信機が余り応答しないであろうことを意味する。従ってドップラ推定の実施時間はできる限り短くあるべきであるが、必要な精度を得ることを保証するのに十分な長さが必要である。

従って効率的な方法でドップラスプレッド推定を行うことが可能であるためのニーズがある。

用語”含む”および”含んでいる”を本明細書で使用する場合、記述する特徴、数値、ステップまたは構成要素の存在を明記するものと受け取られるが、これらの用語の使用は１以上の他の特徴、数値、ステップ、構成要素またはそのグループの存在または追加を排除しないことを強調する。

本発明の１態様によれば、上述およびその他の目的は、チャネルが複数のキャリア周波数を含む直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムにおけるチャネルのドップラスプレッド値を推定する方法および装置において達成される。推定するステップは、複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップを含む。選択したキャリア周波数のそれぞれに対してドップラスプレッド値を推定する。選択したキャリア周波数のそれぞれの推定ドップラスプレッド値を結合することにより、チャネルのドップラスプレッド値の推定値を生成する。例えば、選択したキャリア周波数のそれぞれの推定ドップラスプレッド値を平均化することにより、チャネルのドップラスプレッド値を推定することができる。

幾つかの実施形態では、複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップは、チャネルに関連する連続するパイロット周波数のセットのみから２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップを含む。

選択するキャリア周波数の数は固定数でありうる。あるいは、選択するキャリア周波数の数は可変の数Ｎであってよく、Ｎはチャネルの遅延スプレッドを表す値の関数である。

別の態様では、選択したキャリア周波数のそれぞれのドップラスプレッド値を推定するステップは、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間選択したキャリア周波数を測定するステップを含み、継続時間Ｔ_ｍｅａｓはチャネルの遅延スプレッドを表す値の関数である。幾つかであって、必ずしも全てではないこれら実施形態では、選択するキャリア周波数の数は可変の数Ｎであってよく、Ｎはチャネルの遅延スプレッドを表す値の関数である。

本発明の目的および利点は図面と共に以下の詳細な記述を読むことにより理解されるであろう。

次に、本発明の種々の特徴を、図面を参照して記述することにするが、同様の部分は同じ参照符号により示す。

次に、本発明の種々の態様を幾つかの例示的実施形態と共にさらに詳細に記述することにする。本発明の理解を容易にするために、本発明の多くの態様をコンピュータシステムにおける要素により実行される動作シーケンスにより記述する。実施形態のそれぞれにおいて、専用回路（例えば、専用機能を実行するために相互接続したディスクリート・ロジック・ゲート）、１以上のプロセッサにより実行されるプログラム命令、または両者の組み合わせにより、種々の動作を実行することができることが理解されるであろう。さらに加えて、本明細書において記述する技術をプロセッサにより実現させるためのコンピュータ命令の適切なセットを含む固体メモリ、磁気ディスク、光ディスクまたは搬送波（無線周波数、音声周波数または光周波数の搬送波など）などの任意の形式のコンピュータ可読の媒体により、本発明を完全に実施するものと考えることができる。このように、本発明の種々の態様を多くの異なる形式で実施することができ、全てのこのような形式は本発明の範囲内にあると考えられる。本明細書では本発明の種々の態様のそれぞれに対する任意の実施形態のこのような形式を、記述された動作を実行するように”構成されたロジック”、あるいは、記述された動作を実行する”ロジック”と呼ぶことができる。

本明細書では幾つかの実施形態を記述し、本発明の種々の態様を説明する。ある態様では、ＯＦＤＭ受信機により経験されるドップラ周波数を推定する。厳密に周波数を選別するチャネルの場合フラットなチャネルに比べ２周波数間の相関が比較的少ないであろうことを活用することにより、幾つかのキャリアにおいてドップラ周波数を推定するより正確なドップラ推定を開示する。別の態様では、推定に使用する時間が不必要に長くないことが望ましいので、動的ドップラ推定技術にはチャネルの推定遅延スプレッドに基づくドップラ推定への割り当て時間の適応を含む。

従って以下に記述する幾つかの実施形態では、ドップラスプレッドの推定はＯＦＤＭシステムでは幾つかのキャリアにおいて並行に行う。ある条件下では、これはドップラ推定を殆ど瞬時に行うことを可能にする。幾つかの実施形態では、遅延スプレッドの知識を使用して、ドップラ推定に使用すべき時間の長さを決定する。さらに幾つかの実施形態では、ドップラ推定に使用するキャリアの適する数をチャネルの遅延スプレッドの知識に基づいて決定し、それにより最少の計算上の複雑度において最適に近い性能を達成することを可能にする。次に、本発明のこれらおよびその他の態様をさらに詳細に記述することにする。

本発明の種々の態様の理解を容易にするために、以下の記述では、データをデジタル・ビデオ・ブロードキャスティング−テレストリアル（ＤＶＢ−Ｔ）（”ETSI EN 300 744 V.1.4.1(2001-01), Digital Video Broadcasting(DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television”−以降”ＥＴＳＩ文献”と呼ぶ−を参照されたい。）の規格から採用する。詳細には、ＯＦＤＭ符号部を搬送する情報の継続時間はＴｕ＝８９６μｓに等しく、ガードインターバル（ＧＩ）の長さはＴｕ／４＝２２４μｓに等しいと仮定する。通常の当業者には明らかであるはずであるように、記述において使用するこれらおよびその他の特定の数は、本発明の種々の態様をより容易に説明するためにのみ採用するものであり、本発明を実行するのに決して本質的なものではない。

次に本発明の第１の態様では、ＯＦＤＭチャネルにおいて送信される連続的なパイロットを使用することによりチャネルのドップラスプレッドを推定する。ＥＴＳＩ文献に記述されるように、例えば８ｋモードでは、ＯＦＤＭチャネルを構成する１７７個のキャリアにおいて送信されるデータに、これらの連続的パイロットが埋め込まれる。ＤＶＢ−Ｔ規格によるフレーム構成を示すタイミング図を図３に示す。周波数領域は水平軸に沿って伸び、時間領域は垂直軸に沿って伸びる。各正方形は送信データを表し；正方形の垂直位置はその送信時間を示し、正方形の水平位置は送信するキャリア周波数を示す。黒い正方形はパイロットデータを示す。パイロットデータが時間および周波数双方に亘って既知のパターンで分散する様子を図から見ることができる。特に、幾つかのキャリアはパイロットデータを全然伝送せず、幾つかのキャリアはパイロットデータのみを定期的に伝送し、その他のキャリア（即ち、黒い正方形で実線の縦線を持つもの）は各送信時間中にパイロットデータを伝送する。この後者が連続的パイロットである。

単一キャリアシステムにおいて使用することができる任意の方法を使用することにより、いずれか１つの任意の連続的パイロットを使用して、ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッドを推定することができる。このようなアルゴリズムの概要は、例えば”C. Tepedelenlio lu et al., "Estimation of Doppler spread and signal strength in mobile communications with applications to handoff and adaptive transmission," Wirel. Commun. and Mob. Comput., pp. 221-242, VOL. 1, 2001”に見出すことができる。おおまかに、アルゴリズムは以下のように３つの範疇に分割することができる：
１．直接的方法：チャネル応答を使用してドップラスプレッドを直接推定する。

２．ドップラ周波数の関数として相関モデルを使用する方法：相関関数を推定することにより、ドップラスプレッドの推定値も得る。

３．ドップラスペクトルに基づく方法。

本明細書において開示する技術は以上の範疇のいずれにも適用可能である。とはいえ以下の考察では、複雑度が少ないため、直接的方法に注意を限定する。通常の当業者は、容易に以下の考察において明確にする原理を任意のその他のタイプのドップラスプレッド推定技術に適合させることができるであろう。

直接的方法は、一般的に、レベル交差率またはゼロ交差率のいずれかを考慮することによる。レベル交差率に関してはチャネル応答の絶対値を使用し、あるレベル（例えば、平均電力）と交差する回数を計数する。ゼロ交差率に関してはチャネル応答の実部または虚部を使用し、実部または虚部のいずれかがゼロと交差する回数を考慮する。この点で、ゼロ交差法が受信信号強度の推定を必要としないので、ゼロ交差法はレベル交差法に対して有利である。このため、本明細書において開示する技術の基礎をなす考え方はレベル交差法を使用する場合にも動作するが、以下の記述ではゼロ交差法に焦点を当てる。

実軸または虚軸のいずれかとの交差を考慮する場合、ゼロ交差の期待数Ｅ［Ｎ_ＺＣ］は式（３）により与えられる。

ここで、Ｔ_ｍｅａｓはゼロ交差数を計数する間の時間である。実軸および虚軸の双方との交差を計数すれば、交差の期待数は倍になるであろう。ドップラを推定するのに１軸または２軸を使用しようとも、ドップラスプレッドが少なく、信号対雑音比（ＳＮＲ）が比較的小さい場合、推定が大きくなりすぎる傾向のあることが知られている。この理由は、真のチャネル応答が１つの軸に近ければ、雑音は幾つかの交差を生じうるからである。一般的にこれは問題であるが、ドップラスプレッドが小さく（これは、真のチャネル応答が、比較的長い時間の間、軸に近いことを意味するので）、ＳＮＲが小さい（これは、雑音が、幾らかの追加交差の原因となるであろう確率が増加するであろうことを意味するので）場合、それが問題であることがより断言されるであろう。この動作不良に対処するために、ある種のヒステリシスを導入することが可能である。例えば同じ軸との連続交差を計数しないように、ヒステリシスを導入することができる。実装が非常に簡単であることに加えて、またこのヒステリシスを使用する場合のゼロ交差の期待数Ｅ［Ｎ_{ＺＣ，ｈｙｓｔ}］が次式により与えられることが経験的に分かった。

式（３）または式（４）のいずれかを使用して、ドップラスプレッドを推定する場合、推定を十分信頼できると考えるためにある交差数が必要である場合、ドップラが少ない場合測定時間を増やさなければならないことが容易に分かる。あるいは、測定時間を固定に保てば、ドップラスプレッドが大きい場合、ドップラ推定値の精度は改善するであろう。

表１および表２はＯＦＤＭシステムの例示的ドップラ周波数推定値を提示し、ＯＦＤＭシステムでは各推定値は唯１つの継続的パイロットキャリアにおいて行う測定値から導出する。表１では、ＳＮＲが１０ｄＢに等しい場合のドップラスプレッドを推定する３つの異なるアルゴリズムの性能を比較する。

表１：測定時間が１００ｍｓでありＳＮＲ＝１０ｄＢの場合の、種々の実際のドップラスプレッド状態におけるドップラスプレッド推定の平均および標準偏差の比較。

第１のアルゴリズムでは、虚軸との交差のみを使用する（即ち、信号の実部のみを使用する）。第２のアルゴリズムでは、実軸および虚軸の双方との交差を使用する。最後に第３のアルゴリズムでは、実軸および虚軸双方との交差を使用するが、さらに以上に記述したヒステリシスを実装する。明らかに分かるように、雑音は全ての場合においてドップラスプレッドをあらゆる場合に過剰推定する原因となるが、予期するように大部分のひどい過剰推定はドップラスプレッドが小さな場合に生じる。また、ヒステリシスの導入により期待ドップラスプレッド推定値およびその標準偏差の双方をかなり改善することが分かる。

表２に、ＳＮＲ＝３０ｄＢの場合の対応する結果を示す。

表２：測定時間が１００ｍｓでありＳＮＲ＝３０ｄＢの場合の、種々の実際のドップラスプレッド状態におけるドップラ推定の平均および標準偏差の比較。

予期されるように、推定は特に期待推定値に関して改善する。これらの大きなドップラスプレッドの場合の推定値に関する上述の改善をまた見ることができる。ヒステリシスを使用するアルゴリズムを例に取れば、５Ｈｚから１００Ｈｚに移行する場合期待値に対する標準偏差は０．５から０．２未満に減少する。交差を独立であるとして扱えば、標準偏差は１／√ｆ_Ｄのように減少し、幾らかより大きな改善が期待されるであろうことを示唆すると考えられよう。

表１および表２から、実際のドップラスプレッドが小さい場合のドップラスプレッド期待値は大きすぎることが明らかである。これは、特にＳＮＲが小さいときの場合である。それ故、単に推定器により得られるものより幾分より小さなドップラ推定値を使用し、推定ドップラスプレッドを幾分調整することにより推定器のこの動作不良に対処することが可能である。

表１および表２から、また示唆するヒステリシスを使用する推定器は他の２つよりより良好に動作することを見ることができる。推定器の平均値を考えればこれは真実であるが、標準偏差を考慮すれば多分さらに顕著である。上記の通り平均値におけるバイアスに幾分対処することができるが、大きな偏差には対処できない。その代わり単により長い測定時間を使用することにより、偏差は典型的に減少するはずである。

チャネルが幾つかのキャリアを含むＯＦＤＭシステムでは、キャリア周波数の中の幾つかの異なるキャリア周波数においてドップラスプレッドを推定し、次いでその結果を結合することにより、チャネルのドップラスプレッドに関するより信頼性のある推定値を得ることが可能である。例えば個々のキャリアに対して決定する推定ドップラスプレッド値の平均値を計算することにより、結合を行うことができる。それ故以下で、全ての継続的パイロットを使用する場合のヒステリシスを使用するアルゴリズムの性能を考慮し、その性能を唯１つのキャリアを使用してドップラを推定する場合と比較することにする。

本発明のこの態様を説明するために、ＥＴＳＩ文献に記載されるようなＤＶＢ−Ｔの８ｋモードを再度考慮することにする。以前に記述したように、８ｋモードには利用可能な１７７個の連続的パイロットが存在する。幾つかの周波数において並行にドップラを推定すれば、雑音が平均化される明確な効果が常にあるであろう。それ故、またチャネルの遅延スプレッドが小さければ、ドップラ推定のかなりの改善を得るであろうことを期待することができる。一方種々の周波数におけるチャネル偏差が本質的に非相関（即ち、非相関に近いかまたは少なくともいくらか非相関）であれば、この改善はさらに大きいであろう。周波数を連続的パイロットが相互に関係なく位置するようにするために遅延スプレッドがあるべき大きさを掴むために、図４から図７にそれぞれ示すように過剰な遅延が１、５、１０および２０μｓの場合におけるチャネルの振幅関数の様子に関する例を考察する。図のそれぞれにおいて、連続的パイロットの位置をまた星印で示す。

図４は、Ｔ_ｍ＝１μｓの場合のＯＦＤＭチャネルの例示的振幅関数のグラフである。Ｔ_ｍ＝１μｓの場合のチャネル振幅関数を示す図４を参照すると、隣接パイロット間に非常に強い相関があるが、Ｔ_ｍを５μｓ（図５）に増やす場合にも、隣接パイロット間の相関がかなり減少していることが容易に分かる。実際、図５を図６（それぞれＴ_ｍ＝１０μｓおよび２０μｓ）と比較すると、５μｓを超えてＴ_ｍを大きくする場合には隣接パイロット間の相関には比較的少ない減少あるのみであると考えることができる。

１７７個の全ての連続的パイロットに対して推定値を生成し結合する場合のＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッド推定の性能を、ＳＮＲ＝１０ｄＢおよび３０ｄＢの場合に対しそれぞれ表３および表４に提示する。

表３：測定時間が１００ｍｓでありＳＮＲ＝１０ｄＢの場合の、種々の実際のドップラスプレッド状態および種々の最大遅延スプレッドにおけるドップラスプレッド推定の平均および標準偏差の比較。

表４：測定時間が１００ｍｓでありＳＮＲ＝３０ｄＢの場合の、種々の実際のドップラスプレッド状態および種々の最大遅延スプレッドにおけるドップラスプレッド推定の平均および標準偏差の比較。

（ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッドを単一キャリア周波数のみを考慮することにより推定した）表１および２に提示する結果と比較すると、性能の改善が明らかに見られる。特に以下の事項に注目する。

・１周波数のみを使用してドップラスプレッドを推定するのと比較して、幾つかのキャリア周波数からの測定結果の結合を使用するＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッド推定の場合、かなりの改善が得られる。ｆ_Ｄ＝５Ｈｚおよび１０ｄＢのＳＮＲの場合を考察すると、標準偏差の削減は２６／１．８；１４であり、これは理論とよく合致する。

・考慮している特定の例の場合、チャネルの遅延スプレッドＴ_ｍが５μｓを超えて増加すると、性能は改善しない。

・遅延スプレッドが十分大きく、ドップラ推定に使用する種々の周波数におけるゼロ交差が非相関であると考えられると仮定すると、推定に使用する周波数の数に関係するファクタにより推定時間を削減することができる。これは、ドップラ推定の精度が本質的に推定を行うのに使用するゼロ交差の数により決まるからである。高い精度を得るために、多数のゼロ交差が必要である。ドップラ推定を１周波数のみを使用して行えば、これは、十分な数のゼロ交差を得るために推定時間が増すに相違ないことを意味する。代わりに例えばＮ個の周波数をドップラ推定に使用すれば、その場合１周波数のみを使用する場合と比較してＮ倍より多くのゼロ交差を期待することができる。従って推定時間が同じファクタＮにより削減されれば、Ｎ個の周波数を使用する推定器に同じ数のゼロ交差を期待することができる。

・大部分の場合、全ての連続的パイロットを使用することによる精度の改善は、考察している特定の例でのファクタ１００をより大きい場合の低減された測定時間に相当する。

図８は、ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッドを決定する一般的な手順のフローチャートである。この手順を、例えばＯＦＤＭ受信機におけるドップラスプレッド推定ユニットにおいて実行することができる。例えば図２の例示的ＯＦＤＭ受信機を、本発明を実行するためのロジックをさらに含むように変更すれば、ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッドを決定するためのロジックをチャネル推定器２１３の一部として含むことができよう。

ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッド推定値を生成するために、ドップラスプレッド測定を行う周波数のセットを決定する（ステップ８０１）。例えばＤＶＢ−ＴおよびＤＶＢ−Ｈなどのパイロット信号を送信するＯＦＤＭシステムでは、幾つかまたは全ての継続的パイロット周波数を選択することができよう。幾つかの実施形態では、測定するキャリア数は固定である。代替実施形態では、測定するキャリア数は動的に可変であり、例えばチャネルの遅延スプレッド量によることができる。ＯＦＤＭチャネルの遅延スプレッドを推定する技術は良く知られており、本明細書においては詳細に記述しない。例えば遅延スプレッドは、２００５年４月２１日出願のAnders Berkemanらによる、”Initial Parameter Estimation in OFDM Systems”というタイトルの米国特許出願番号11/110840号により決定することができる。

そして、測定する周波数のセットを決定すると、ドップラスプレッド推定値をこれらの周波数のそれぞれに対して生成し、それによりドップラスプレッド推定値のセットを生成する（ステップ８０３）。以前に記述した任意の技術を含む単一周波数に対するドップラスプレッド推定値を生成するための任意の既知の技術により、これらの推定値を生成することができる。例えば上述したゼロまたはレベル交差技術のいずれかを、記述したようにヒステリシスを含み、または含まずに使用することができる。

上述したように、測定時間長Ｔ_ｍｅａｓ、および測定を行う周波数が相互に相関する程度を含むファクタの数は、測定値の精度に影響することがある。また上述したように、相関の程度はチャネルの遅延スプレッドに関係する。考察するＯＦＤＭチャネルに対して決定する遅延スプレッド量の関数として測定時間Ｔ_ｍｅａｓを調整することにより、これらの関係を代替実施形態において使用することができる。より詳細には、チャネルの遅延スプレッド量の関数として測定時間を動的に調整する実施形態を導出することができる。遅延スプレッドのレベルが大きいほど、測定周波数のセット相互の相関はより少ないので、遅延スプレッドが大きい場合、望ましいレベルの精度を短い測定時間により達成することができる。

従って幾つかの実施形態では、チャネルの遅延スプレッドが大きい場合、測定時間を短くする方向に調整することができる。さらに他の代替実施形態では、遅延スプレッドが所定のレベル以上であるか否かにより、測定時間Ｔ_ｍｅａｓを測定時間の限定セット（例えば、２つの可能性）から選択することができ、所定のレベルは所与のシステム特性により経験的に決定されるであろう。例えば上述した例示的システムでは遅延スプレッドがＴ_ｍ＝５μｓか、これを上回る場合、連続的パイロット周波数のセットは実質的に相互に非相関であることを示した。従ってチャネルの遅延スプレッドがＴ_ｍ＜５μｓを満たす場合、比較的長い測定時間間隔Ｔ_ｍｅａｓを使用し、チャネルの遅延スプレッドがＴ_ｍ≧５μｓを満たす場合、比較的短い測定時間間隔Ｔ_ｍｅａｓを使用するシステムを設計することができよう。勿論これらの値および閾値条件は単に例示的であると考えられ、実際の閾値および試験条件は任意の個々の実施形態において遭遇することが予期される個々のシステムおよびチャネル状態に適するように調整する必要があろう。

そして、ステップ８０３において決定した個々のドップラスプレッド推定値を結合し、ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッド推定値を生成する（ステップ８０５）。例えば個々のチャネルに対して決定したドップラスプレッド推定値を平均化し、次いで平均値をＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッド推定値として使用することにより、結合を実行することができる。単純な平均化技術を使用することができるか、または替わりの実施形態では加重平均を実行することができるが、いずれか１つのドップラスプレッド推定値に与える加重はその個々のキャリア周波数における信号品質の関数である。

本発明を個々の実施形態を参照して記述した。一方、以上に記述したこれらの実施形態とは別の特定の形式で本発明を実施することが可能であることは当業者には容易に明らかであろう。

例えば複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する方法は、複数のキャリア周波数から可変数Ｎのキャリア周波数を選択するステップを含むことができ、Ｎはチャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを記載した。また、選択したキャリア周波数のそれぞれに対するドップラスプレッド値を推定する方法は、継続時間Ｔ_ｍｅａｓに亘って選択したキャリア周波数を測定するステップを含むことができ、継続時間Ｔ_ｍｅａｓはチャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを記載した。これらの態様を任意の特定の実施形態において共に実行する必要はない。一方、これらの態様を共に実行してもよい。例えばチャネルの遅延スプレッドに基づいて、適するＮの値を決定することができる。次いでＮに基づいて、適するＴ_ｍｅａｓの値を十分な精度を得るように決定することができる。Ｔ_ｍｅａｓはこの場合Ｎの関数であるので、それ故また遅延スプレッド値の関数でもある。

このように、記述した実施形態は単に説明上のものであり、決して限定するものと考えるべきではない。本発明の範囲は、以上の記述よりむしろ添付する特許請求の範囲により与えられ、本特許請求の範囲には全ての変形および等価なものが包含されると考えられる。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおけるガードインターバルにより分離されたシンボルの概略的説明図である。 例示的ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。 ＤＶＢ−Ｔ規格による信号フレーム構成を示すタイミング図である。 Ｔ_ｍ＝１μｓの場合のＯＦＤＭチャネルの例示的振幅関数のグラフを示す図である。 Ｔ_ｍ＝５μｓの場合のＯＦＤＭチャネルの例示的振幅関数のグラフを示す図である。 Ｔ_ｍ＝１０μｓの場合のＯＦＤＭチャネルの例示的振幅関数のグラフを示す図である。 Ｔ_ｍ＝２０μｓの場合のＯＦＤＭチャネルの例示的振幅関数のグラフを示す図である。 ＯＦＤＭチャネルのドップラスプレッドを決定する一般化された手順のフローチャートである。

Claims (25)

1. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける複数のキャリア周波数を含むチャネルのドップラスプレッド値を推定する方法であって、
   前記チャネルの遅延スプレッドを表す値を確認するステップと、
   前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップと、
   選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定するステップと、
   選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合することにより、前記チャネルのドップラスプレッド値を生成するステップと、
   を含み、
   前記チャネルの遅延スプレッドを表す前記値は、遅延スプレッドが増加した場合にドップラスプレッドを推定する前記ステップで使用される時間が短縮されるように、前記ドップラスプレッドの推定のやり方に影響を与えるように、前記方法により使用されることを特徴とする方法。
2. 前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ステップは、
   前記チャネルに関連付けられた複数の連続的パイロット周波数のセットからのみ、２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記チャネルに関連付けられた複数の連続的パイロット周波数のセットからのみ、２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップは、
   前記チャネルに関連付けられた複数の連続的パイロット周波数の全てを選択するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ステップは、
   前記複数のキャリア周波数から、固定数の複数のキャリア周波数を選択するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ステップは、
   前記複数のキャリア周波数から、可変のＮ個のキャリア周波数を選択するステップを含み、Ｎは前記チャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定する前記ステップは、
   前記選択されたキャリア周波数を、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間、測定するステップを含み、前記継続時間Ｔ_ｍｅａｓは前記チャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ステップは、
   前記複数のキャリア周波数から、可変のＮ個のキャリア周波数を選択するステップを含み、Ｎは前記チャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定する前記ステップは、
   前記選択されたキャリア周波数で受信された複数の信号のゼロ交差を、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間、測定するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記選択されたキャリア周波数で受信された複数の信号のゼロ交差を、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間、測定する前記ステップは、
   ヒステリシス基準により制約されることを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合するステップは、
    前記選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を平均するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合するステップは、
    前記選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値の重み付け平均を決定するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. 重み付け平均を決定する前記ステップにおいて、
    複数のドップラスプレッド値の各々は、推定されたドップラスプレッド値に関連付けられた選択されたキャリア周波数の信号品質測定値の関数として重み付けられることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける複数のキャリア周波数を含むチャネルのドップラスプレッド値を推定する装置であって、
    前記チャネルの遅延スプレッドを表す値を確認するロジックと、
    前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択するロジックと、
    選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定するロジックと、
    選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合することにより、前記チャネルのドップラスプレッド値を生成するロジックと、
    を含み、前記装置は、遅延スプレッドが増加した場合にドップラスプレッドを推定する前記ステップで使用される時間が短縮されるように、前記ドップラスプレッドの推定のやり方に影響を与えるように、前記チャネルの遅延スプレッドを表す前記値を使用するロジックを含むことを特徴とする装置。
14. 前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ロジックは、
    前記チャネルに関連付けられた複数の連続的パイロット周波数のセットからのみ、２以上のキャリア周波数のセットを選択するロジックを含むことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
15. 前記チャネルに関連付けられた複数の連続的パイロット周波数のセットからのみ、２以上のキャリア周波数のセットを選択するロジックは、
    前記チャネルに関連付けられた複数の連続的パイロット周波数の全てを選択するロジックを含むことを特徴とする請求項１４に記載の装置。
16. 前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ロジックは、
    前記複数のキャリア周波数から、固定数の複数のキャリア周波数を選択するロジックを含むことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
17. ドップラスプレッド値の推定値に影響を与えるように、前記チャネルの遅延スプレッドを表す前記値を使用する前記ロジックの少なくとも一部は、前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数を選択する前記ロジックの一部として動作し、
    前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ロジックは、
    前記複数のキャリア周波数から、可変のＮ個のキャリア周波数を選択するロジックを含み、Ｎは前記チャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを特徴とする請求項１３に記載の装置。
18. ドップラスプレッド値の推定値に影響を与えるように、前記チャネルの遅延スプレッドを表す前記値を使用する前記ロジックの少なくとも一部は、選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定する前記ロジックの一部として動作し、
    選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定する前記ロジックは、
    前記選択されたキャリア周波数を、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間、測定するロジックを含み、前記継続時間Ｔ_ｍｅａｓは前記チャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを特徴とする請求項１３に記載の装置。
19. ドップラスプレッド値の推定値に影響を与えるように、前記チャネルの遅延スプレッドを表す前記値を使用する前記ロジックの少なくとも一部は、前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数を選択する前記ロジックの一部として動作し、
    前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択する前記ロジックは、
    前記複数のキャリア周波数から、可変のＮ個のキャリア周波数を選択するロジックを含み、Ｎは前記チャネルの遅延スプレッドを表す値の関数であることを特徴とする請求項１８に記載の装置。
20. 選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定する前記ロジックは、
    前記選択されたキャリア周波数で受信された複数の信号のゼロ交差を、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間、測定するロジックを含むことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
21. 前記選択されたキャリア周波数で受信された複数の信号のゼロ交差を、継続時間Ｔ_ｍｅａｓの間、測定する前記ロジックは、
    ヒステリシス基準により制約されることを特徴とする請求項２０に記載の装置。
22. 選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合するロジックは、
    前記選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を平均するロジックを含むことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
23. 選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合するロジックは、
    前記選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値の重み付け平均を決定するロジックを含むことを特徴とする請求項１３に記載の装置。
24. 重み付け平均を決定する前記ロジックは、推定されたドップラスプレッド値に関連付けられた選択されたキャリア周波数の信号品質測定値の関数として、前記推定された複数のドップラスプレッド値の各々を重み付けることを特徴とする請求項２３に記載の装置。
25. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける複数のキャリア周波数を含むチャネルのドップラスプレッド値を推定するプログラム命令セットが記録されたコンピュータ可読の記録媒体であって、該プログラム命令セットは、プロセッサに、
    前記チャネルの遅延スプレッドを表す値を確認するステップと、
    前記複数のキャリア周波数から２以上のキャリア周波数のセットを選択するステップと、
    選択されたキャリア周波数の各々のドップラスプレッド値を推定するステップと、
    選択されたキャリア周波数の各々の推定された複数のドップラスプレッド値を結合することにより、前記チャネルのドップラスプレッド値を生成するステップと、
    を含む処理を実行させ、
    前記チャネルの遅延スプレッドを表す前記値は、遅延スプレッドが増加した場合にドップラスプレッドを推定する前記ステップで使用される時間が短縮されるように、前記ドップラスプレッドの推定のやり方に影響を与えるように、前記処理により使用されることを特徴とする記録媒体。

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