JP4908223B2 - 受信装置およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

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Description

本発明は、受信装置に関し、広いダイナミックレンジで感度を確保するための技術に関する。
近年、テレビやカメラなどさまざまな電子機器を遠隔操作するために、赤外線などを利用したリモートコントロール装置が多く用いられている。このようなリモートコントロール装置は、かならずしも室内のように、信号成分以外のノイズが小さい状況で使用されるとは限らず、屋外のように太陽光などのさまざまなノイズが存在する状況下でも使用できることが望ましい。
このようなリモートコントロール装置は、赤外線を送信する送信装置と、送信装置から送信された赤外線信号を受信する受信装置からなる。受信装置は、送信装置から所定の変調方式によって変調して送出される赤外線信号を受光するための光受信装置を備えている。この光受信装置は、フォトダイオードなどの受光素子によって赤外線を検出して電流に変換し、電流電圧変換を行う増幅器によって十分な信号レベルまで増幅して、復調などの信号処理を行っている。
一般的に送信装置は、電池によって電源供給されているため、送信される赤外線信号のレベルはあまり大きくはない。一方、赤外線信号のレベルに比べて、太陽光などの外乱ノイズのレベルは、数万倍から数百万倍大きい場合がある。送信装置から送信される赤外線信号は変調によって振幅が変化する交流信号であるのに対して、外乱ノイズは時間的に信号レベルが変化しない直流信号である。
ここで、太陽光などの外乱ノイズが少ない状況下において良好な検出感度が得られるように増幅器の電流電圧変換利得を設定した場合、太陽光が入力されたときには増幅器の利得が飽和し検出感度が低下するために、信号成分の検出が困難となる。
そこで検出感度を一定のままダイナミックレンジを確保するためには電源電圧を上げる必要があるが、省電力化の要請に反することになる。逆に電源電圧を一定のままダイナミックレンジを広げるためには、電流電圧変換利得を小さくする必要があるが、この場合、太陽光などの外乱ノイズが存在しないときの検出感度が低下し、リモートコントロール装置の有効範囲が狭くなってしまう。
このような問題を解決するため、従来では、フォトダイオードから出力される検出電流が大きくなるに従って電流電圧変換利得を低くする利得圧縮を行っていた。たとえば、特許文献１には、フォトダイオードの出力電流の平方根に比例する関数をもつ入力マッチング回路を設ける技術が開示されている。
特開平６−１８８８３５号公報
ところが、増幅器における電流電圧変換利得を圧縮する方法によっても、太陽光などの非常に大きな外来ノイズが直流バイアス成分として存在し、フォトダイオードの検出電流が非常に大きな範囲において十分高い電流電圧変換利得を得ることは困難であり、リモートコントロール装置の使用範囲が狭くなっていた。
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、広いダイナミックレンジで良好な検出感度を得ることができる受信装置の提供にある。
本発明のある態様は受信装置に関する。この受信装置は、外部より信号を受け電気信号に変換して出力する感応素子と、感応素子から出力される電気信号を複数の電気信号として分配する分配部と、分配部により分配された複数の電気信号をそれぞれ異なる利得で増幅する複数の増幅器と、複数の増幅器によってそれぞれ増幅された複数の電気信号を加算する加算器と、を備える。
本明細書において、「感応素子」とは、光、磁気、音、振動などの物理的な信号を検知し、電気信号へと変換することができる素子をいう。この態様によれば、各増幅器ごとにそれぞれ電気信号の増幅利得を異ならしめることが可能となり、受信装置のダイナミックレンジおよび検出感度を自由に設定することができる。
複数の増幅器の利得は、分配された電気信号を有意に増幅することのできる信号レベルの範囲が複数の増幅器ごとに異なるように設定されていてもよい。
感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子であってもよい。
受光素子は受光量に応じた検出電流を電気信号として出力し、分配部は受光素子から出力される検出電流を複数の検出電流として複数の増幅器に分配し、複数の増幅器はそれぞれ複数の検出電流を異なる電流電圧変換利得で複数の検出電圧に変換し、加算器は複数の検出電圧を加算してもよい。
フォトダイオード、フォトトランジスタなどの受光素子には、受光量に応じた電流が流れるため、この電流をカレントミラー回路などによって複数の増幅器に分配することにより、各増幅器に分配される電流値を好適に調節することができる。
加算器は、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号の直流成分を除去した後に加算してもよい。
外来ノイズに含まれる直流成分を除去した後に電気信号を加算することにより、有意な信号成分のみを抽出して信号処理することができる。
また、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号を加算した後に、直流成分を除去してもよい。
本発明の別の態様も受信装置に関する。この受信装置は、外部より信号を受け電気信号に変換して出力する複数の感応素子と、複数の感応素子から出力される複数の電気信号をそれぞれ増幅する複数の増幅器と、複数の増幅器によってそれぞれ増幅された複数の電気信号を加算する加算器と、を備える。
この態様によれば、感応素子の個数と、各感応素子のサイズを変化させることにより、各増幅器に入力される信号レベルを自由に設定し、その信号レベルにあわせて各増幅器の利得を設定することが可能となり、広いダイナミックレンジにて良好な検出感度を得ることができる。
増幅器の利得は、感応素子から出力される電気信号のレベルが大きくなるに従って低く設定されてもよい。
増幅器において利得圧縮を行う場合、入力される電気信号のレベルが低い方が、利得は高くなるため、複数の感応素子を設けてひとつの感応素子あたりの電気信号のレベルを下げることによって、良好な検出感度を得ることができる。
感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子であってもよい。
複数の感応素子は、入力として想定される最大の信号が入力されたときに出力される電気信号のレベルがその電気信号を増幅する増幅器が有意な利得を有する範囲に含まれるように、そのサイズが設定されてもよい。
フォトダイオードなどのようにサイズに応じた電気信号を出力する感応素子のサイズを調節することによって、増幅器が高利得を有する信号レベルに調節することができるため、検出感度を高めることができる。
複数の増幅器の利得は、感応素子に入力として想定される最大の信号が入力されたときに出力される電気信号を有意に増幅できるように設定されてもよい。
感応素子のサイズを調節する代わりに、増幅器の利得を調節することによって検出感度を高めることができる。
複数の感応素子はそれぞれ、受光量に応じた複数の検出電流を電気信号として出力し、複数の増幅器はそれぞれ、複数の検出電流を複数の検出電圧に変換し、加算器は複数の検出電圧を加算してもよい。
加算器は、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号の直流成分を除去した後に加算してもよい。
外来ノイズに含まれる直流成分を除去した後に電気信号を加算することにより、有意な信号成分のみを抽出して信号処理することができる。
また、複数の増幅器により増幅された複数の電気信号を加算した後に、直流成分を除去してもよい。
本発明のさらに別の態様も、受信装置に関する。この受信装置は、外部より信号を受け電気信号に変換して出力する感応素子と、感応素子から出力される電気信号を増幅する増幅器と、増幅器により増幅された電気信号を複数の経路に分配する分配部と、分配部により分配された複数の電気信号を加算する加算器と、を備える。
加算器は、複数の電気信号の直流成分を除去した後に加算してもよい。また、複数の経路は、それぞれ直流阻止用のキャパシタを含んでもよい。
外来ノイズに含まれる直流成分を除去した後に電気信号を加算することにより、直流成分として混入する外来ノイズを除去した状態で有意な信号成分のみを加算することができる。
増幅器の利得は、感応素子から出力される電気信号のレベルが大きくなるに従って低く設定されてもよい。増幅器において利得圧縮を行うことにより、ダイナミックレンジを拡大することができる。
複数の経路は、それぞれバッファ回路を含んでもよい。バッファ回路によりインピーダンス変換を行うことによって、安定な電圧加算を行うことができる。
加算器は、複数の差動対と、複数の差動対に共通に設けられた負荷と、複数の差動対それぞれにバイアス電流を供給する複数の電流源と、を含む差動増幅器を備えてもよい。分配部により分配された複数の電気信号を、複数の差動対それぞれに入力してもよい。
複数の電気信号を複数の差動対に入力し、各差動対に流れる電流を共通の負荷に流すことにより、複数の電気信号を加算することができる。
感応素子は、光信号を受光し、電気信号に変換して出力する受光素子であってもよい。また、受光素子は受光量に応じた検出電流を電気信号として出力し、増幅器は検出電流を電圧に変換して増幅し、加算器は複数の電気信号を電圧加算してもよい。
フォトダイオード、フォトトランジスタなどの受光素子には、受光量に応じた光電流が流れるため、この光電流を増幅器により電流電圧変換して増幅し、得られた電圧を分配して加算することにより、受信装置のダイナミックレンジを広げることができる。
感応素子と、増幅器と、分配部と、加算器は、ひとつの半導体集積回路上に一体集積化されていてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。また、感応素子と、増幅器と、分配部と加算器は、複数の半導体基板上に分けて形成され、ひとつのパッケージ内に組み込まれていてもよい。
本発明のさらに別の態様は、赤外線信号によって外部から遠隔制御される電子機器である。この電子機器は、外部から入射されパルス変調された赤外線信号を受信する上述の受信装置と、受信装置により受信された赤外線信号を復調する復調部と、復調部により復調された赤外線信号にもとづき本機器の動作を制御する制御部と、を備える。
この態様によれば、レベルの異なる外来ノイズ下において、赤外線信号を好適に検出することができ、電子機器をさまざまな状況下で安定に遠隔操作することができる。
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明に係る受信装置によれば、広いダイナミックレンジで良好な検出感度を得ることができる。
第１の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。 図１の電流分配部および第１電流電圧変換増幅器、第２電流電圧変換増幅器の構成を示す回路図である。 図３（ａ）、（ｂ）はそれぞれ図２の第１、第２電流電圧変換増幅器の入出力特性を示す図である。 図２の第１、第２電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得を示す図である。 図１の光受信装置の各部における電流、電圧の関係を示す図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、図１の加算器における入出力電圧時間波形を示す図である。 図２の電流電圧変換増幅器の変形例を示す回路図である。 図７に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性を示す図である。 第２の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。 図９の第１電流電圧変換増幅器の構成を示す回路図である。 図１０の抵抗回路の構成を示す回路図である。 図１２（ａ）〜（ｂ）は、図１０に示す第１電流電圧変換増幅器の入出力特性および利得を示す図である。 図１３（ａ）〜（ｃ）は、図１０に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の様子を示す図である。 図１４（ａ）〜（ｃ）は、図１０に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の様子を示す図である。 低電圧化を行った場合の図１０に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性を示す図である。 第３の実施の形態に係る光受信装置の構成を示す回路図である。 図１６の電流電圧変換増幅器の構成例を示す回路図である。 図１８（ａ）、（ｂ）は、図１７に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性および利得特性を示す図である。 図１９（ａ）〜（ｃ）は、図１７に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の様子を示す。 図１７に示す電流電圧変換増幅器の入出力特性の設定について説明するための図である。 図１６の加算器および増幅器の構成例を示す回路図である。 図２２（ａ）〜（ｃ）は、利得が低く設定された図１７に示す電流電圧変換増幅器における信号の増幅の様子を示す。 図１６に示す光受信装置の変形例の一部を示す回路図である。
符号の説明
Ｃ１ 第１直流防止キャパシタ、 Ｃ２ 第２直流防止キャパシタ、 １０ フォトダイオード、 １０ａ 第１フォトダイオード、 １０ｂ 第２フォトダイオード、 １２ 電流分配部、 １４ａ 第１電流電圧変換増幅器、 １４ｂ 第２電流電圧変換増幅器、 １８ 加算器、 ２０ バンドパスフィルタ、 ２２ 復調器、 ２４ 増幅器、 １００ 光受信装置、 ２００ 送信装置、 ６２ 電流電圧変換増幅器、 ６４ 分配部、 ６６ 加算器、 ６８ 増幅器、 ７０ 復調器、 ７２ 制御部、 ６０ 演算増幅器、 ３２ 入力端子、 ３４ 出力端子、 Ｒ３１ 第１抵抗、 Ｒ３２ 第２抵抗、 Ｄ３１ ダイオード。
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係る受信装置は、赤外線リモートコントロール装置の送信装置から送信される赤外線信号を受信し、復調などの信号処理を行う光受信装置である。
図１は、本実施の形態に係る光受信装置１００の構成を示す回路図である。この光受信装置１００は、送信装置２００と赤外線によって通信を行っている。送信装置２００からは、パルス位置変調ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの変調がかけられた赤外線信号が送信される。
光受信装置１００は、受光素子であるフォトダイオード１０、電流分配部１２、第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂ、第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２、加算器１８、バンドパスフィルタ２０、復調器２２、増幅器２４、を含む。
フォトダイオード１０は、送信装置２００から送出される赤外線信号を受光する。このフォトダイオード１０には、赤外線信号の受光量に応じた電流を検出電流Ｉｄとして出力する。ここで電流を出力するとは、フォトダイオード１０に赤外線信号が入射することにより流れる光電流を外部に信号として取り出すことを意味し、フォトダイオード１０に流れ込む光電流を外部回路から引き込む場合、あるいはフォトダイオード１０に流れた光電流を外部回路へと取り出す場合の両方を含むものとする。
フォトダイオード１０から出力される検出電流Ｉｄは、電流分配部１２へと入力されている。
電流分配部１２は、フォトダイオード１０から出力される検出電流Ｉｄを第１検出電流Ｉｄ１、第２検出電流Ｉｄ２としてそれぞれ後段の第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂへと出力する。
第１電流電圧変換増幅器１４ａは、第１検出電流Ｉｄ１を電流電圧変換し、第１検出電圧Ｖｄ１として出力する。同様に、第２電流電圧変換増幅器１４ｂは、第２検出電流Ｉｄ２を第２検出電圧Ｖｄ２として出力する。
第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂからそれぞれ出力される第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２は、第１直流防止キャパシタＣ１および第２直流防止キャパシタＣ２によって直流成分が除去されて交流成分のみが出力される。
第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂの電流電圧変換利得ｇ１、ｇ２はそれぞれ後述のように、分配された電気信号である検出電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を有意に増幅することのできる信号レベルの範囲が異なるように設定されている。
加算器１８には、直流成分の除去された第１検出電圧Ｖｄ１’および第２検出電圧Ｖｄ２’が入力されている。この加算器１８は、第１、第２検出電圧Ｖｄ１’、Ｖｄ２’を加算して検出電圧Ｖｄとして出力する。増幅器２４は、加算器１８から出力される検出電圧Ｖｄを必要に応じて増幅する。
バンドパスフィルタ２０は、検出電圧Ｖｄの周波数成分のうち、搬送周波数付近の帯域のみを通過させ、他の帯域は除去して復調器２２へと出力する。復調器２２は、パルス位置変調された信号を復調し波形整形を行い、図示しない信号処理部へと出力する。
図２は、電流分配部１２および第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂの構成を示す回路図である。
電流分配部１２は、第１〜第５トランジスタＱ１〜Ｑ５、定電流源３０を含む。
第４トランジスタＱ４、第５トランジスタＱ５は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであって、定電流源３０とともにバイアス回路を構成している。
第１〜第３トランジスタＱ１〜Ｑ３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、ベース端子が共通に接続されており、エミッタ端子も電源電圧Ｖｃｃに接続されカレントミラー回路を構成している。第１トランジスタＱ１のコレクタ端子には、第５トランジスタＱ５を介してフォトダイオード１０が接続されており、第１トランジスタＱ１には、フォトダイオード１０が赤外線を受光することによって流れる光電流が、検出電流Ｉｄとして流れることになる。
上述のように、第１〜第３トランジスタＱ１〜Ｑ３はカレントミラー回路を構成しており、第２トランジスタＱ２、第３トランジスタＱ３にはそれぞれ、第１トランジスタＱ１とのサイズ比に比例した第１検出電流Ｉｄ１および第２検出電流Ｉｄ２が流れることになる。本実施の形態では、トランジスタのサイズ比はすべて等しく１：１：１に設定するものとし、第１検出電流Ｉｄ１および第２検出電流Ｉｄ２はそれぞれ、検出電流Ｉｄがそのまま分配された電流となっている。すなわち、Ｉｄ＝Ｉｄ１＝Ｉｄ２が成り立つ。
第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂは、それぞれ第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２を含む。第１電流電圧変換増幅器１４ａにおいて、第１抵抗Ｒ１には第１検出電流Ｉｄ１が流れることによって電圧降下が発生し、この第１抵抗Ｒ１の降下電圧（Ｉｄ１×Ｒ１）を第１検出電圧Ｖｄ１として出力する。
同様に第２電流電圧変換増幅器１４ｂにおいても、第２抵抗Ｒ２に第２検出電流Ｉｄ２が流れることにより電圧降下が生じ、降下電圧が第２検出電圧Ｖｄ２として出力される。
本実施の形態においては、第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２の抵抗値の間には、Ｒ１＞Ｒ２が成り立っているものとする。
図３（ａ）、（ｂ）はそれぞれ第１、第２電流電圧変換増幅器１４ａ、１４ｂの入出力特性を示す。図３（ａ）に示すように、第１電流電圧変換増幅器１４ａにおいては、Ｖｄ１＝Ｒ１×Ｉｄ１の関係に従い、第１検出電流Ｉｄ１の上昇に伴って第１検出電圧Ｖｄ１も大きくなっていく。ところが、電流分配部１２の第１〜第３トランジスタＱ１〜Ｑ３のエミッタ電圧は電源電圧Ｖｃｃで固定されており、コレクタ電圧である検出電圧Ｖｄ１が上昇するに従ってコレクタエミッタ間電圧が小さくなってバイポーラトランジスタが飽和領域に入る。その結果、電流分配部１２は、カレントミラー回路として動作しなくなり、第１検出電圧Ｖｄ１は電源電圧Ｖｃｃに達する前に飽和することになる。
一方、第２電流電圧変換増幅器１４ｂにおいては、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は第１抵抗Ｒ１の抵抗値よりも低く設定されているため、図３（ｂ）に示すように傾きは小さく、第２検出電流Ｉｄ２が増加しても、第２検出電圧Ｖｄ２は飽和しない。
ここで、電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得ｇを、入力される検出電流の変化量ΔＩｄに対する出力される検出電圧の変化量ΔＶｄを用いて、ｇ＝ΔＶｄ／ΔＩｄで定義すると、第１電流電圧変換増幅器１４ａにおける電流電圧変換利得ｇ１は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値で与えられ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂにおける電流電圧変換利得ｇ２は、第２抵抗Ｒ２の抵抗値で与えられる。すなわち、電流電圧変換増幅器を抵抗によって構成した場合、電流電圧変換利得ｇはその抵抗値に等しくなる。
図４は、第１、第２電流電圧変換増幅器１４ａ、１４ｂの電流電圧変換利得ｇ１、ｇ２を示す。第１電流電圧変換増幅器１４ａでは、Ｖｃｃ＞Ｖｄ１の領域においてｇ１＝Ｒ１が成り立つ。Ｖｄ１が大きくなってＶｃｃに近づくとＶｄ１は一定値となるため、ｇ１＝０となる。第２電流電圧変換増幅器１４ｂにおいては、第２抵抗Ｒ２の抵抗値が低いため、全検出電流域Ｉｄ２にわたってｇ２＝Ｒ２が成り立っている。
このように、第１、第２電流電圧変換増幅器１４ａ、１４ｂの電流電圧変換利得ｇ１、ｇ２は、それぞれ分配された電気信号である検出電流Ｉｄ１、Ｉｄ２を有意に増幅することのできる信号レベルの範囲が異なるように設定されている。
以上のように構成された光受信装置１００の動作について説明する。
図５は、光受信装置１００の各部における電流、電圧の関係を示す。図５の上段、下段にはそれぞれ、第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂの入出力特性が示されている。図５の中段には異なる外乱ノイズレベルのもと、同一振幅で赤外線信号が入射された場合の検出電流Ｉｄの時間波形が示されている。実際の検出電流Ｉｄの時間波形はパルス位置変調信号に対応した形状となるが、図５においては、簡略化のため単純な正弦波として示している。
フォトダイオード１０に入射する光信号は、送信装置２００から放射される赤外線信号と、太陽光などの外乱ノイズの和となる。通常太陽光などの外乱ノイズは、時間的に一定値をとる直流信号と考えられる。したがって、図５の中段に示すように、フォトダイオード１０によって電流変換される検出電流Ｉｄは、赤外線信号に直流バイアス成分が加わった信号となる。以下、外乱ノイズが小さい場合の検出電流の直流バイアス成分をＩｄａ、外乱ノイズが大きい場合の検出電流の直流バイアス成分をＩｄｂとして説明する。
はじめに、本実施の形態の効果をより明確にするために、電流分配部１２による電流分配を行わずに、ひとつの電流電圧変換増幅器によって信号増幅を行う場合の動作について説明する。
いま、第１電流電圧変換増幅器１４ａのみによって検出電流Ｉｄを電圧変換する場合を考える。外乱ノイズのレベルが小さく直流バイアス電流がＩｄａの場合、図５に示すように第１検出電圧Ｖｄ１ａは十分な振幅をもって出力される。ところが、外乱ノイズのレベルが上昇し、直流バイアス成分がＩｄｂと大きくなると、図４に示すように第１電流電圧変換増幅器１４ａは飽和するため、電流電圧変換利得ｇ１＝０となり、図５に示すように第１検出電圧Ｖｄ１ｂは一定値となってしまう。この第１検出電圧Ｖｄ１ｂには、もはや送信装置２００から放射された赤外線信号の変調成分は含まれていないため、後段の復調器２２において復調できない。もし、外乱ノイズのレベルが大きい場合にも電流電圧変換利得を確保しようとすれば、電源電圧Ｖｃｃを高くして図３（ａ）に示す電流電圧変換特性をより高い検出電流領域まで伸ばす必要があり、低電圧化の要請と反することになってしまう。
逆に、電流電圧変換利得を低く設定した第２電流電圧変換増幅器１４ｂのみによって検出電流Ｉｄを電圧変換する場合には次のような問題が生ずる。第２電流電圧変換増幅器１４ｂによれば、図４に示すように検出電流レベルが高い領域においても電圧電流変換利得が０とはならない。したがって、図５に示すように外乱ノイズのレベルが大きく直流バイアス電流がＩｄｂの場合においても、信号検出を行うことができる。しかしながら、電流電圧変換利得を低く設定した場合には、検出電流Ｉｄの振幅がある程度大きくなければ復調できなくなるため、光受信装置１００から送信装置２００を遠ざけて使用することができないという問題が生じてしまう。
このように、従来のようにひとつの電流電圧変換増幅器のみによって信号増幅を行う場合には、トレードオフの関係にあるダイナミックレンジと検出感度という２つの特性を満たすことが困難となる。
次に本実施の形態に係る光受信装置１００の動作を電流分配部１２および２つの電流電圧変換増幅器を用いた場合について説明する。
外乱ノイズレベルが小さく、検出電流の直流バイアス成分がＩｄａで与えられる場合、図５に示すように、第１検出電圧Ｖｄ１および第２検出電圧Ｖｄ２の時間波形は、それぞれＶｄ１ａおよびＶｄ２ａで与えられる。
図６（ａ）、（ｂ）は、加算器１８における入出力電圧時間波形を示す。第１検出電圧Ｖｄ１ａおよび第２検出電圧Ｖｄ２ａは、図６（ａ）に示すように加算器１８において加算され、検出電圧Ｖｄａが得られることになる。送信装置２００と光受信装置１００の距離が遠く、赤外線信号の受光量が減少し検出電流Ｉｄの振幅が小さい場合においても、外来ノイズのレベルが小さな領域においては、第１電流電圧変換増幅器１４ａにより高利得で増幅するため復調することができる。
つぎに外乱ノイズレベルが大きな場合について説明する。このとき、フォトダイオード１０における検出電流Ｉｄには直流バイアス成分Ｉｄｂが加わっている。検出電流Ｉｄが大きくなると、図４に示すように第１電流電圧変換増幅器１４ａは飽和するため、電流電圧変換利得ｇ１＝０となって、図５に示すように第１検出電圧Ｖｄ１ｂは一定値となる。
一方、第２電流電圧変換増幅器１４ｂの電流電圧変換利得ｇ２は、図４に示すように検出電流レベルが増加しても一定の利得を保持し続ける。この結果、図５に示すように、検出電流Ｉｄを増幅した信号として第２検出電圧Ｖｄ２ｂを得ることができる。
その結果、図６（ｂ）に示すように、加算器１８によって第１検出電圧Ｖｄ１ｂおよび第２検出電圧Ｖｄ２ｂを加算して得られる検出電圧Ｖｄは、フォトダイオード１０に入射した赤外線信号に対応した時間波形を有するため、太陽光などの大きな外乱ノイズが存在する状況下においても信号を復調することが可能となる。
以上のように本実施の形態によれば、検出電流Ｉｄのレベルが小さな領域においては、第１電流電圧変換増幅器１４ａによって検出電流Ｉｄを高い利得で増幅することによって、リモートコントロール装置の到達距離を伸ばすことができる。
一方、第２電流電圧変換増幅器１４ｂの電流電圧変換利得ｇ２を低く設定し、ダイナミックレンジを広くとることによって、太陽光などによる赤外線信号よりも非常に大きな外乱ノイズが存在する状況においても送信装置２００から送出される赤外線信号を増幅することができる。
すなわち、本実施の形態においては、従来ひとつの電流電圧変換増幅器によって信号増幅を行う場合では困難であったダイナミックレンジと検出感度という２つの特性を、電源電圧Ｖｃｃを高くしたり、受光量に応じて電流電圧変換増幅器の利得を変化させるような帰還制御を行うことなく、両立させることが可能となる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
たとえば本実施の形態においては、第１電流電圧変換増幅器１４ａを第１抵抗Ｒ１により構成し、入出力特性が図３（ａ）に示すように直線で与えられる場合について説明したが、図７に示す構成としてもよい。
図７は、電流電圧変換増幅器の構成の変形例を示す回路図である。この電流電圧変換増幅器１４’は、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２およびダイオード５０、５２を含む。検出電流Ｉｄが小さい領域においては、ダイオード５０に印加される電圧が小さいためオンせず、抵抗Ｒ１０のみに電流が流れることになる。検出電流Ｉｄが大きくなり抵抗Ｒ１０での電圧降下が増加してダイオード５０に印加される電圧が順方向電圧Ｖｆを超えると、ダイオード５０がオンするため、抵抗Ｒ１１を介してダイオード５０に電流が流れる。その結果、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１が並列に接続されることになるため、電流電圧変換増幅器１４’の利得は小さくなる。さらに検出電流Ｉｄが大きくなり、抵抗Ｒ１１での電圧降下が増加すると、ダイオード５２がオンし、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２が並列に接続されて合成して得られる抵抗値はさらに下がる。
図８は、このように構成された図７に示す電流電圧変換増幅器１４’の入出力特性を示す。検出電流Ｉｄが増加し、各ダイオード５０、５２が順次オンするたびに抵抗値が下がり、電流電圧変換利得が小さくなっていく。本実施の形態においては、このように電流電圧変換増幅器において利得圧縮を行い、ダイナミックレンジを広げてもよい。
また、本実施の形態においては、第１、第２電流電圧変換増幅器１４ａ、１４ｂの電流電圧変換利得ｇをそれぞれ第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２によって決定する場合について説明したがこれには限定されない。たとえば、第１〜第３トランジスタＱ１〜Ｑ３のサイズ比を変更することによって電流分配部１２の電流分配比を調節し、電流電圧変換利得ｇを調節することも可能である。
すなわち、電流分配部１２と第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂは、全体として電流電圧変換および増幅を行っていると捕らえることもできる。したがって、実際の回路構成においては、一の回路ブロックが電流分配と電流電圧変換を両方行うような構成とすることも可能となる。
さらに、本実施の形態においては、２つの電流電圧変換増幅器を設けた場合について説明したが、３つ以上の電流電圧変換増幅器を設け、有意に増幅することのできる信号レベルの範囲をより詳細に設定してもよい。
また、本実施の形態では、光信号を受光する受光素子を例に説明を行ったが本発明はこれには限定されない。本発明は、磁気信号を検知する磁気感応素子や、マイクやピエゾ素子のように振動を感知して電気信号に変換する感応素子などを用いた受信装置に広く適用することができる。
本実施の形態では、図１に示すように、第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂの直後に第１直流防止キャパシタＣ１および第２直流防止キャパシタＣ２を配置したが、直流防止キャパシタは、加算器１８の後段に配置してもよい。
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態に係る受信装置は、赤外線リモートコントロール装置の送信装置から送信される赤外線信号を受信し、復調などの信号処理を行う光受信装置である。
図９は、本実施の形態に係る光受信装置１００の構成を示す回路図である。この光受信装置１００は、送信装置２００と赤外線によって通信を行っている。送信装置２００からは、パルス位置変調ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの変調がかけられた赤外線信号が送信される。
光受信装置１００は、受光素子である第１フォトダイオード１０ａ、第２フォトダイオード１０ｂ、第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂ、第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２、加算器１８、バンドパスフィルタ２０、復調器２２、増幅器２４を含む。
第１フォトダイオード１０ａ、第２フォトダイオード１０ｂは、それぞれ送信装置２００から送出される赤外線信号を受光し、赤外線信号の受光量に応じた電流を第１検出電流Ｉｄ１、第２検出電流Ｉｄ２として出力する。ここで電流を出力するとは、フォトダイオードに赤外線信号が入射することにより流れる光電流を外部に信号として取り出すことを意味し、フォトダイオードに流れ込む光電流を外部回路から引き込む場合、あるいはフォトダイオードに流れた光電流を外部回路へと取り出す場合の両方を含むものとする。
第１フォトダイオード１０ａから出力される第１検出電流Ｉｄ１は、第１電流電圧変換増幅器１４ａへと入力される。同様に、第２フォトダイオード１０ｂから出力される第２検出電流Ｉｄ２は、第２電流電圧変換増幅器１４ｂへと入力される。
第１電流電圧変換増幅器１４ａは、第１検出電流Ｉｄ１を電流電圧変換し、第１検出電圧Ｖｄ１として出力する。同様に、第２電流電圧変換増幅器１４ｂは、第２検出電流Ｉｄ２を第２検出電圧Ｖｄ２として出力する。
第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂの電流電圧変換利得はそれぞれ、後述のように第１フォトダイオード１０ａおよび第２フォトダイオード１０ｂから出力される電気信号のレベルが大きくなるに従って低く設定されている。
第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂからそれぞれ出力される第１検出電圧Ｖｄ１、第２検出電圧Ｖｄ２は、第１直流防止キャパシタＣ１および第２直流防止キャパシタＣ２によって直流成分が除去されて交流成分のみが出力される。
加算器１８には、直流成分の除去された第１検出電圧Ｖｄ１’および第２検出電圧Ｖｄ２’が入力されている。この加算器１８は、第１検出電圧Ｖ１’、第２検出電圧Ｖｄ２’を加算して検出電圧Ｖｄとして出力する。増幅器２４は、加算器１８から出力される検出電圧Ｖｄを、必要に応じて増幅する。
バンドパスフィルタ２０は、検出電圧Ｖｄの周波数成分のうち、搬送周波数付近の帯域のみを通過させ、他の帯域は除去して復調器２２へと出力する。復調器２２は、パルス位置変調された信号を復調し波形整形を行い、図示しない信号処理部へと出力する。
図１０は、第１電流電圧変換増幅器１４ａの構成を示す回路図である。第１電流電圧変換増幅器１４ａは、第１〜第４トランジスタＱ１１〜Ｑ１４、定電流源３０を含む。第３トランジスタＱ１３、第４トランジスタＱ１４は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであって、定電流源３０とともにバイアス回路を構成している。
第１、第２トランジスタＱ１１、Ｑ１２は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、ベース端子が共通に接続されており、エミッタ端子も電源電圧Ｖｃｃに接続されカレントミラー回路を構成している。第１トランジスタＱ１１のコレクタ端子には、第３トランジスタＱ１３を介して第１フォトダイオード１０ａが接続されており、第１トランジスタＱ１１には、第１フォトダイオード１０ａが赤外線を受光することによって流れる光電流が、第１検出電流Ｉｄ１として流れることになる。
第２トランジスタＱ１２のコレクタ端子には、抵抗回路４０が接続されている。上述のように、第１、第２トランジスタＱ１１、Ｑ１２は、カレントミラー回路を構成しており、第２トランジスタＱ１２には第１トランジスタＱ１１とのサイズ比に比例した電流Ｉｄ１’が流れることになる。本実施の形態では、第１、第２トランジスタＱ１１、Ｑ１２のサイズ比が１：１に設定されておりＩｄ１’＝Ｉｄ１が成り立つものとする。
第２トランジスタＱ１２のコレクタ端子と抵抗回路４０の接続点が第１電流電圧変換増幅器１４ａの出力端子となっている。検出電流Ｉｄ１を抵抗回路４０に流すと、その抵抗回路４０には、検出電流Ｉｄ１と抵抗回路４０の抵抗値Ｒｄの積に相当するＩｄ１×Ｒｄの電圧降下が発生する。この電圧降下を検出電圧として出力することによって、電流電圧変換を行うことができ、出力端子からは、第１検出電圧Ｖｄ１＝Ｉｄ１×Ｒｄが出力される。
第１電流電圧変換増幅器１４ａにおいては、Ｉｄ×Ｒｄの関係に従い、第１検出電流Ｉｄ１の上昇に伴って第１検出電圧Ｖｄ１も大きくなっていく。ところが、第２トランジスタＱ１２のエミッタ電圧は電源電圧Ｖｃｃで固定されており、コレクタ電圧である第１検出電圧Ｖｄ１が上昇するに従ってコレクタエミッタ間電圧が小さくなってバイポーラトランジスタが飽和領域に入る。その結果、第１、第２トランジスタＱ１１、Ｑ１２は、カレントミラー回路として動作しなくなり、第１検出電圧Ｖｄ１は電源電圧Ｖｃｃに達する前に飽和することになる。このように、第１電流電圧変換増幅器１４ａにおいて電流電圧変換する能力は、電源電圧Ｖｃｃによって制限される。
ここで、電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得ｇを、入力される検出電流の変化量ΔＩｄに対する出力される検出電圧の変化量ΔＶｄを用いて、ｇ＝ΔＶｄ／ΔＩｄで定義する。電流電圧変換増幅器を抵抗回路によって構成した場合、電流電圧変換利得ｇ＝ΔＶｄ／ΔＩｄは、抵抗回路４０の抵抗値Ｒｄで与えられることになる。
図１１は、図１０の抵抗回路４０の構成を示す回路図である。この抵抗回路４０は、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２およびダイオード５０、５２を含む。入力電流Ｉｄが小さい領域においては、ダイオード５０に印加される電圧が小さいためオンせず、抵抗Ｒ１０のみに電流が流れることになる。入力電流Ｉｄが大きくなり抵抗Ｒ１０での電圧降下が増加してダイオード５０に印加される電圧が順方向電圧Ｖｆを超えると、ダイオード５０がオンするため、抵抗Ｒ１１を介してダイオード５０に電流が流れる。その結果、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１が並列に接続されることになるため、抵抗回路４０の抵抗値Ｒｄは小さくなる。
さらに入力電流Ｉｄが大きくなり、抵抗Ｒ１１での電圧降下が増加すると、ダイオード５２がオンし、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２が並列に接続されて抵抗回路４０の抵抗値Ｒｄはさらに小さくなる。
入力電流Ｉｄがさらに増加し、検出電圧Ｖｄが電源電圧Ｖｃｃに近づくと、検出電圧Ｖｄはそれ以上高くはならないため、電流電圧変換利得は０となる。
図１２（ａ）は、図１０に示す第１電流電圧変換増幅器１４ａの入出力特性を示す。図１２（ａ）において、横軸が入力に相当する第１検出電流Ｉｄ１を、縦軸が出力に相当する第１検出電圧Ｖｄ１を示す。図１２（ａ）に示す第１電流電圧変換増幅器１４ａの利得は、図１２（ｂ）で与えられる。
電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得ｇは、抵抗回路４０の抵抗値Ｒｄで与えられるため、抵抗回路４０を図１１のように構成した場合、利得圧縮されることになる。すなわち、この電流電圧変換増幅器においては、図１２（ｂ）に示すように検出電流Ｉｄのレベルが大きくなるにつれて電流電圧変換増幅器の利得は徐々に低くなる。
電流電圧変換増幅器において利得圧縮を行い、検出電流Ｉｄのレベルが低いときには高利得で増幅する一方、検出電流Ｉｄのレベルが高いときには低利得で増幅することにより、増幅可能な検出電流のダイナミックレンジを広くすることができる。
本実施の形態においては、第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂの入出力特性および利得特性は、いずれも図１２（ａ）、（ｂ）に示す特性を有するものとする。
以上のように構成された光受信装置１００の動作について説明する。本実施の形態においては、第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂは同様の構成とするため、ここでは両者を特に区別しない。
図１３（ａ）、（ｂ）は、電流電圧変換増幅器における信号の増幅の様子を示す。図１３（ａ）は、電流電圧変換増幅器の入出力特性を示し、横軸が入力に相当する検出電流Ｉｄを、縦軸が出力に相当する検出電圧Ｖｄを示す。
図１３（ｂ）は、フォトダイオードにパルス位置変調された赤外線信号が入力されたときの、検出電流の時間波形を示す。フォトダイオードに入射する光信号は、送信装置２００から放射される赤外線信号と、太陽光などの外乱ノイズの和となる。通常、太陽光などの外乱ノイズは、時間的に一定値をとる直流信号と考えられる。
図１３（ｂ）にＩｄで示す検出電流は、ある基準となる受光面積Ｓを有するフォトダイオードに高いレベルの外乱ノイズが入射したときの時間波形を示している。この検出電流Ｉｄは、外乱ノイズによる直流バイアス成分Ｉｂｉａｓと、変調成分ΔＩが加わった波形となっている。
図１３（ｃ）は、図１３（ｂ）に示す検出電流が入力されたときに電流電圧変換増幅器から出力される検出電圧を示す。電流電圧変換増幅器の電流電圧変換利得は、入力信号である検出電流のレベルが高くなるに従って低くなるように設定されているため、外乱ノイズにより不要な直流バイアス成分が加算されると、電流電圧変換増幅器から出力される検出電圧Ｖｄの振幅ΔＶは小さくなってしまう。
本実施の形態に係る光受信装置１００では、赤外線信号と外乱ノイズの和として想定される上限レベルの信号が入力された際の検出電流の値が、電流電圧変換増幅器が有意な利得を有する範囲に含まれるようにフォトダイオードの受光面積を設定している。言い換えれば、フォトダイオードの受光面積は、高い外乱ノイズが入射した場合にも、電流電圧変換増幅器の利得が飽和しない検出電流を出力するように設定されている。フォトダイオードに流れる検出電流は、受光面積にほぼ比例するため、たとえば受光面積を１／２に設定することによって、検出電流の値も１／２とすることができる。
図１３（ｂ）に示される検出電流Ｉｄ’は、受光面積を、Ｓ／２に設定したときの時間波形を示しており、外乱ノイズによる直流バイアス成分がＩｂｉａｓ’＝Ｉｂｉａｓ／２となり検出電流のレベルは大幅に小さくなる。このようにフォトダイオードの受光面積を小さくすることによって、電流電圧変換増幅器が高利得を有する領域まで検出電流のレベルを下げることができ、検出電流を高利得で電圧変換することができる。その結果、フォトダイオードの受光面積をＳ／２としたときに電流電圧変換増幅器から出力される検出電圧の変調成分ΔＶ’は、受光面積をＳとしたときの検出電圧の変調成分ΔＶに比べて大きくなり、受信感度が向上する。
なお、フォトダイオードの受光面積を１／２に設定することによって、赤外線信号の変調成分、すなわち振幅ΔＩも１／２となるが、電流電圧変換利得は２倍以上になっているため、出力される検出電圧の変調成分ΔＶ’は、変調成分ΔＶより大きくとることができる。
本実施の形態に係る光受信装置１００では、上述のように、太陽光などの外乱ノイズのレベルが最大となる状況下における検出電流の信号レベルが、電流電圧変換増幅器の高利得領域に入るようにサイズ設定されたフォトダイオードを２つ備えている。
したがって、第１フォトダイオード１０ａおよび第２フォトダイオード１０ｂを近接して設けた場合、第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂからそれぞれ出力される検出電圧の変調成分ΔＶ’はほぼ等しくなるため、加算器１８により加算して得られる検出電圧Ｖｄの振幅は、ΔＶ’の２倍となるため、さらに検出感度を高めることができる。
このように、本実施の形態に係る光受信装置１００では、外来ノイズが大きな状況下においても赤外線信号を検出でき、ダイナミックレンジを広くとることができる。
また、太陽光などの外来ノイズが小さな場合の光受信装置１００の動作について、図１４をもとに説明する。
図１４（ａ）は、図１３（ａ）と同様に電流電圧変換増幅器の入出力特性を示し、横軸が入力に相当する検出電流Ｉｄを、縦軸が出力に相当する検出電圧Ｖｄを示す。
図１４（ｂ）は、異なる受光面積を有するフォトダイオードに、小さな外乱ノイズとともにパルス位置変調された赤外線信号が入力されたときの、検出電流の時間波形を示す。受光面積Ｓの大きなフォトダイオードから出力される検出電流をＩｄで、受光面積Ｓ／２の小さなフォトダイオードから出力される検出電流をＩｄ’で示す。フォトダイオードから出力される検出電流は、受光面積にほぼ比例するため、Ｉｄ’＝Ｉｄ／２が成り立っている。
図１４（ｃ）は、異なるサイズのフォトダイオードから出力される検出電流が入力されたときの電流電圧変換増幅器の出力である検出電圧の時間波形を示す。室内など外乱ノイズのレベルが小さな状況においては、フォトダイオードのサイズが異なっても、電流電圧変換増幅器に入力される検出電流のレベルはそれほど変わらず、ほぼ等しい電流電圧変換利得で増幅されることになる。ここで、Ｉｄ、Ｉｄ’の変調成分を比較すると、ΔＩ’＝ΔＩ／２が成り立っている。その結果、検出電流Ｉｄ、Ｉｄ’を同一の電流電圧変換増幅器で増幅した場合、図１４（ｃ）に示すように、検出電圧の変調成分はΔＶ＞ΔＶ’となって、サイズの小さなダイオードを用いた方が検出感度が低下する。
つまり、ひとつのフォトダイオードのみに着目すれば、太陽光などによる外乱ノイズのレベルが高い状況下を基準にフォトダイオードのサイズを設定すると、外乱ノイズのレベルが低い状況下での検出感度が低下することを意味する。
本実施の形態に係る光受信装置１００では、第１フォトダイオード１０ａ、第２フォトダイオード１０ｂから出力される検出電流は、それぞれ第１電流電圧変換増幅器１４ａ、第２電流電圧変換増幅器１４ｂによって増幅され、直流成分が除去された後に、加算器１８によって加算される。
加算器１８から出力される検出電圧Ｖｄの変調成分は、ひとつの電流電圧変換増幅器から出力される検出電圧の変調成分の略２倍となるため、フォトダイオードのサイズを小さくしたことによって低下した変調成分を見かけ上増幅することになるため、光受信装置１００全体としての検出感度は悪化しない。
このように、本実施の形態に係る光受信装置１００によれば、外乱ノイズのレベルが高い状況下でも電流電圧変換増幅器が高利得で電流電圧変換できるように、フォトダイオードのサイズを設定する。その結果、送信装置２００から送信される赤外線信号とともに、太陽光などの直流成分がノイズとして入力される場合においても、高い検出感度で信号を検出することができ、ダイナミックレンジを広くとることができる。
また、フォトダイオードのサイズを小さく設定したことによるフォトダイオードあたりの検出感度の低下は、複数のフォトダイオードを並列に設け、それぞれから出力される検出電流を増幅し、加算することによって解消することができる。
すなわち、本実施の形態においては、ダイナミックレンジと検出感度という２つの特性を、電源電圧Ｖｃｃを高くしたり、受光量に応じて電流電圧変換増幅器の利得を変化させるような帰還制御を行うことなく両立させることが可能となる。
本実施の形態に係る光受信装置１００では、電源電圧Ｖｃｃの値を変えることなく、検出感度およびダイナミックレンジを改善したが、検出感度およびダイナミックレンジを維持しつつ、低電源電圧化を行ってもよい。
図１０に示す電流電圧変換増幅器において、電源電圧Ｖｃｃをたとえば１／２に設定する場合を考える。これに併せて、図１１に示す抵抗回路４０において、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２の抵抗値も低く設定する。
図１５は、低電圧化を行った場合の電流電圧変換増幅器の入出力特性を示す。抵抗Ｒ１０〜Ｒ１２の抵抗値を低く設定することにより、入出力特性の傾き、すなわち電流電圧変換利得は低くなる。
このように設計された電流電圧変換増幅器を用いた場合、電流電圧変換利得は図１２に示した電流電圧変換利得の１／２程度まで低下する。ところが、本実施の形態に係る光受信装置１００では、２つのフォトダイオードと、２つの電流電圧変換増幅器を備えているため、電流電圧変換利得が１／２に低下しても、加算器１８から出力される検出電圧Ｖｄの振幅は２倍されるため、単一のフォトダイオードを電源電圧Ｖｃｃで駆動される電流電圧変換増幅器で増幅する場合とほぼ同じダイナミックレンジと、検出感度を得ることができる。
このように、本実施の形態に係る光受信装置１００によれば、ダイナミックレンジおよび検出感度を低下させることなく、低電圧化を図ることが可能となる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
本実施の形態では、フォトダイオードの受光面積を小さくすることによって、外来ノイズが大きな場合にも、電流電圧変換増幅器において高利得で増幅した。しかしながら、電流電圧変換増幅器の入力である検出電流の大きさと電流電圧変換増幅器のダイナミックレンジは相対的なものであるため、フォトダイオードのサイズを固定し、電流電圧変換増幅器の入出力特性を調節してもよい。すなわち、フォトダイオードのサイズが予め固定されている場合においては、電流電圧変換増幅器の入出力特性を、そのフォトダイオードに所定の最大信号が入力されたときに、有意な利得を有するように設定すればよい。
さらに、本実施の形態においては、２つのフォトダイオードと、２つの電流電圧変換増幅器を設けた場合について説明したが、３つ以上のフォトダイオードと電流電圧変換増幅器を設け、有意に増幅することのできる信号レベルの範囲をより詳細に設定してもよい。
本実施の形態では、図９に示すように、第１電流電圧変換増幅器１４ａおよび第２電流電圧変換増幅器１４ｂの直後に第１直流防止キャパシタＣ１および第２直流防止キャパシタＣ２を配置したが、直流防止キャパシタは、加算器１８の後段に配置してもよい。
（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態に係る受信装置は、赤外線リモートコントロール装置の送信装置から送信される赤外線信号を受信し、復調などの信号処理を行う光受信装置である。光受信装置は、たとえばテレビ受像器、ＤＳＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｔｅａｌ Ｃａｍｅｒａ）などの電子装置に、送信装置から送信された赤外線信号によって遠隔操作を可能とする目的で搭載される。
図１６は、第３の実施の形態に係る光受信装置１００の構成を示す回路図である。この光受信装置１００は、送信装置２００と赤外線によって通信を行っている。送信装置２００からは、パルス位置変調ＰＰＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの変調がかけられた赤外線信号が送信される。
光受信装置１００は、受光素子であるフォトダイオード１０、電流電圧変換増幅器６２、分配部６４、第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２、加算器６６、増幅器６８、復調器７０、制御部７２、バンドパスフィルタ７４を含む。
フォトダイオード１０は、送信装置２００から送出される赤外線信号を受光する。このフォトダイオード１０は、赤外線信号の受光量に応じた電流を検出電流Ｉｄとして出力する。ここで電流を出力するとは、フォトダイオード１０に赤外線信号が入射することにより流れる光電流を外部に信号として取り出すことを意味し、フォトダイオード１０に流れ込む光電流を外部回路から引き込む場合、あるいはフォトダイオード１０に流れた光電流を外部の回路へと取り出す場合の両方を含むものとする。
フォトダイオード１０から出力される検出電流Ｉｄは、電流電圧変換増幅器６２へと入力されている。電流電圧変換増幅器６２は、フォトダイオード１０から出力される電気信号である検出電流Ｉｄを電流電圧変換して増幅し、検出電圧Ｖｄとして出力する。
図１７は、電流電圧変換増幅器６２の構成例を示す回路図である。電流電圧変換増幅器６２は、演算増幅器６０、第１抵抗Ｒ３１、第２抵抗Ｒ３２、ダイオードＤ３１を含む。電流電圧変換増幅器６２は、入力端子３２に入力された検出電流Ｉｄを電圧に変換し、増幅して出力端子３４から出力する。
演算増幅器６０の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。演算増幅器６０の出力端子と反転入力端子の第１の帰還経路には、第１抵抗Ｒ３１が設けられる。また、第１抵抗Ｒ３１と並列に設けられた第２の帰還経路上には、第２抵抗Ｒ３２およびダイオードＤ３１が直列に接続される。
ここで、電流電圧変換増幅器６２の電流電圧変換利得ｇを、検出電流Ｉｄの変化量ΔＩｄに対する検出電圧Ｖｄの変化量ΔＶｄを用いて、ｇ＝ΔＶｄ／ΔＩｄで定義する。入力端子３２、出力端子３４間の電位差が、ダイオードＤ３１の順方向電圧Ｖｆより小さいときには、第１の帰還経路のみに電流が流れ、電流電圧変換増幅器６２の利得は、第１抵抗Ｒ３１によって定められる。入力端子３２、出力端子３４間の電位差が、ダイオードＤ３１の順方向電圧Ｖｆより大きくなると、ダイオードＤ３１がオンし、第２の帰還経路にも電流が流れるため、電流電圧変換増幅器６２の帰還抵抗は、第１抵抗Ｒ３１、第２抵抗Ｒ３２を並列接続したときの合成抵抗となり、電流電圧変換増幅器６２の利得はこの合成抵抗によって定められる。
図１８（ａ）、（ｂ）は、電流電圧変換増幅器６２の入出力特性および利得特性を示す図である。検出電流Ｉｄが０〜Ｉｄ１までの区間において、電流電圧変換増幅器６２は、高い利得ｇ１を有し、検出電流ＩｄがＩｄ１〜Ｉｄ２までの区間において、低い利得を有する。検出電圧Ｖｄが電源電圧Ｖｃｃ付近まで上昇すると、利得は０となる。このように、電流電圧変換増幅器６２の利得は、フォトダイオード１０から出力される検出電流Ｉｄのレベルが大きくなるに従って低下する。
図１９（ａ）〜（ｃ）は、電流電圧変換増幅器６２における信号の増幅の様子を示す。図１９（ａ）は、電流電圧変換増幅器６２の入出力特性を示し、横軸が入力に相当する検出電流Ｉｄを、縦軸が出力に相当する検出電圧Ｖｄを示す。
図１９（ｂ）は、フォトダイオード１０にパルス位置変調された赤外線信号が入力されたときの、検出電流Ｉｄの時間波形を示す。フォトダイオード１０に入射する光信号は、送信装置２００から放射される赤外線信号と、太陽光などの外乱ノイズの和となる。通常、太陽光などの外乱ノイズは、時間的に一定値をとる直流信号と考えられる。
図１９（ｂ）には、フォトダイオード１０に、振幅が一定の赤外線信号に加えて異なるレベルの外乱ノイズが入射したときの検出電流Ｉｄの時間波形を示している。この検出電流Ｉｄは、外乱ノイズによる直流バイアス成分Ｉｂｉａｓと、変調成分Ｉｓｉｇが加わった波形となっている。図中、Ｉｄ１〜Ｉｄ３は、異なる外来ノイズ下における検出電流Ｉｄの時間波形を示している。
図１９（ｃ）は、図１９（ｂ）に示す検出電流Ｉｄ１〜Ｉｄ３が入力されたときに電流電圧変換増幅器６２から出力される検出電圧Ｖｄを示す。電流電圧変換増幅器６２の電流電圧変換利得は、入力信号である検出電流のレベルが高くなるに従って低くなるように設定されているため、外乱ノイズにより不要な直流バイアス成分が加算されると、電流電圧変換増幅器６２から出力される検出電圧Ｖｄの振幅ΔＶは小さくなる。検出電流Ｉｄ３に示されるように、外乱ノイズが電流電圧変換増幅器６２入力ダイナミックレンジを越えるほど大きい場合、検出電圧Ｖｄ３は図１９（ｃ）に示すように、振幅が０となり信号成分が現れなくなる。ここで、同一の利得を維持しつつ、ダイナミックレンジを広げるためには、電源電圧Ｖｃｃを上昇させる必要があるが、これは低電圧化、低消費電力化の要請に反することになる。
そこで、本実施の形態に係る光受信装置１００では、赤外線信号と外乱ノイズの和として想定される上限レベルの信号がフォトダイオード１０に入力されるときに発生する検出電流Ｉｄを増幅できるように電流電圧変換増幅器６２の入出力特性を設定する。
図２０は電流電圧変換増幅器６２の入出力特性の設定について説明するための図である。上述のように、電流電圧変換増幅器６２の利得は、第１抵抗Ｒ３１、第２抵抗Ｒ３２により調節することができる。図２０に破線で示すのは、図１９（ａ）〜（ｃ）に示した入出力特性であり、図２０に実線で示すのは、本実施の形態に係る電流電圧変換増幅器６２の入出力特性である。
このように、本実施の形態に係る電流電圧変換増幅器６２の利得は、第１抵抗Ｒ３１、第２抵抗Ｒ３２の抵抗値を低く設定することにより低く設定され、その結果として、入力ダイナミックレンジは広く設定される。
図１６に戻る。分配部６４は、電流電圧変換増幅器６２から出力された検出電圧Ｖｄを第１、第２の複数の経路に分配する。第１、第２の経路には、それぞれ直流阻止用の第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２が設けられている。第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２によって、検出電圧Ｖｄの直流成分は除去される。以下、直流成分の除去された検出電圧をＶｄ’と記す。
加算器６６は、分配部６４により分配され、直流成分の除去された複数の検出電圧Ｖｄ’を加算する。図２１は、加算器６６および増幅器６８の構成例を示す回路図である。
加算器６６および増幅器６８は、第１トランジスタＱ２１〜第４トランジスタＱ２４、第１電流源５４、第２電流源５６、抵抗Ｒ４０、Ｒ４１、増幅段４４を含む。第１、第２トランジスタＱ２１、Ｑ２２は第１の差動対を、第３、第４トランジスタＱ２３、Ｑ２４は第２の差動対を構成する。抵抗Ｒ４０、Ｒ４１は、第１、第２の差動対に共通に設けられた負荷である。第１電流源５４、第２電流源５６は、第１、第２の差動対にバイアス電流を供給する。第１、第３トランジスタＱ２１、Ｑ２３のベースには、図１６の第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２により直流成分の除去された検出電圧Ｖｄ’が入力される。また、第２、第４トランジスタＱ２２、Ｑ２４のベースはキャパシタＣ３、Ｃ４により交流接地される。
検出電圧Ｖｄ’が変化すると、第１、第２の差動対において差動電流が生成される。第１、第２の差動対で生成された差動電流は、負荷である抵抗Ｒ４０、Ｒ４１に流れることになり加算される。増幅段４４は、抵抗Ｒ４０、Ｒ４１に現れる電圧を増幅して出力する。抵抗Ｒ４０、Ｒ４１は、２つのトランジスタを含むカレントミラー負荷であってもよい。また、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタとＰＮＰ型バイポーラトランジスタは相互に置換されていてもよく、またＭＯＳトランジスタで構成してもよい。
図１６に戻る。加算器６６および増幅器６８は、検出電圧Ｖｄ’を電圧加算して増幅した後、後段のバンドパスフィルタ７４へと出力する。バンドパスフィルタ７４は、搬送周波数以外の帯域を除去し、復調器７０へと出力する。
復調器７０は、パルス位置変調された信号を復調し波形整形を行い、制御部７２へと出力する。制御部７２は、本光受信装置１００が搭載される電子機器を、復調された信号にもとづいて制御する。
以上のように構成された本実施の形態に係る光受信装置１００の動作について説明する。
フォトダイオード１０に赤外線信号が入射されると、検出電流Ｉｄが流れる。この検出電流Ｉｄは、外来ノイズによる直流成分Ｉｂｉａｓと信号成分Ｉｓｉｇの和となる。検出電流Ｉｄは電流電圧変換増幅器６２によって電圧変換され、検出電圧Ｖｄとして出力される。
検出電圧Ｖｄは分配部６４によって第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２を含む２つの経路に分配される。第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２により直流成分が除去された検出電圧Ｖｄ’は、加算器６６によって加算され、増幅器６８により増幅される。
図２２（ａ）〜（ｃ）は、利得が低く設定された図２０に実線で示す電流電圧変換増幅器６２による信号の増幅の様子を示す。図２２（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ図１９（ａ）〜（ｃ）に対応した図となっている。上述のように、本実施の形態に係る光受信装置１００では、入力ダイナミックレンジを広げるために電流電圧変換増幅器６２の利得を低く設定している。したがって、図２２（ｃ）に示すように、外来ノイズが小さいときに電流電圧変換増幅器６２から出力される検出電圧Ｖｄの振幅ΔＶ１、ΔＶ２は、図１９（ｃ）の振幅ΔＶ１、ΔＶ２よりも小さくなる。
検出電圧Ｖｄは、分配部６４によって２つの経路に分配され、外来ノイズにより発生した直流成分が除去される。加算器６６は、直流成分を除去することにより得られる振幅成分ΔＶを加算する。たとえば、電流電圧変換増幅器６２の利得を、分配部６４を設けない場合の１／２倍に設定した場合、検出電圧Ｖｄの振幅成分ΔＶも１／２倍となるが、加算器６６から出力される振幅成分ΔＶは加算により２倍となるため、分配部６４を設けない場合と同等とすることができる。
また、本実施の形態に係る光受信装置１００では、電流電圧変換増幅器６２の利得を低く設定することによって、入力ダイナミックレンジが拡大されているため、電流電圧変換増幅器６２の利得が高く設定された場合に比べて、外来ノイズによるバイアス成分Ｉｂｉａｓが大きな状況下においても赤外線信号を検出できる。
さらに、本実施の形態に係る光受信装置１００では、加算により振幅を２倍としているため、後段の増幅器の利得を２倍とした場合に比べてＳ／Ｎ比の悪化を抑えることができる。すなわち、増幅器の利得を２倍とした場合には、電流電圧変換増幅器６２から出力される熱雑音などのノイズ成分は利得倍されるため、Ｓ／Ｎ比は悪化する。これに対して、加算により振幅を２倍にした場合には、ノイズ成分は√２倍となるため、Ｓ／Ｎ比を改善することができる。
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
たとえば、実施の形態においては、電流電圧変換増幅器６２の出力を分配部６４によって２つの経路に分配し、第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２に入力したが、図２３に示す構成としてもよい。
図２３は、光受信装置１００の構成の一部を示す回路図である。２つの経路は、それぞれ第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２の前段にバッファ回路８０、８２を含む。バッファ回路８０は、トランジスタＱ２５、抵抗Ｒ２５を含む。トランジスタＱ２５のベースは分配部６４に接続され、エミッタは抵抗Ｒ２５に接続され、コレクタには電源電圧Ｖｃｃが印加される。バッファ回路８２も、トランジスタＱ２６、抵抗Ｒ２６により同様に構成される。
このように、第１直流防止キャパシタＣ１、第２直流防止キャパシタＣ２の前段にバッファ回路８０、５２を設けることにより、電流電圧変換増幅器６２から後段を見たインピーダンスを高く設定することができるため、回路をより安定に動作させることができる。
また、本実施の形態においては、加算器６６を、図２１に示すように複数の差動対を用いて構成したがこれには限定されず、他の構成としてもよい。たとえば、加算器６６は、演算増幅器の反転入力端子に２つの抵抗を接続し、各抵抗の他端に信号を入力するように構成される一般的な加算増幅器としてもよい。また、実施の形態では、分配部６４は電流電圧変換増幅器６２から出力される検出電圧Ｖｄを２つの経路に分配する場合について説明したが、これには限定されず３つ以上の経路に分配してもよい。この場合、図２１の加算器６６においては、各経路に対応する差動対を追加すればよい。
さらに、電流電圧変換増幅器６２においては、必ずしも利得圧縮を行う必要はなく、有効なダイナミックレンジ内においてその利得は一定値であってもよい。
さらに、第１から第３の実施の形態には、以下のような変化例や応用が考えられる。
第１から第３の実施の形態においては、受光素子としてフォトダイオード１０を例に説明したが、アバランシェフォトダイオードやフォトトランジスタなどを用いてもよい。また、これらの受光素子のみに限定されず、ＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ）などの光電変換素子に適用することができる。
また、第１から第３の実施の形態では、光信号を受光する受光素子を例に説明を行ったが本発明はこれには限定されない。本発明は、磁気信号を検知する磁気感応素子や、マイクやピエゾ素子のように振動を感知して電気信号に変換する感応素子などを用いた受信装置に広く適用することができる。
第１から第３の実施の形態において、光受信装置１００を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、または別の集積回路に分けて構成されていてもよく、さらにはその一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積、用途などに応じて決めればよい。
本発明は、赤外線信号などを受信する受信装置に好適に利用することができる。

Claims (9)

  1. 外部からの信号を受け、検出電流に変換して出力する感応素子と、
    前記感応素子から出力される前記検出電流を電流電圧変換して増幅し、検出電圧を出力する増幅器と、
    前記増幅器により増幅された前記検出電圧を、それぞれが直流阻止用のキャパシタを含む複数Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の経路に分配する分配部と、
    前記直流阻止用のキャパシタにより直流成分を除去することにより得られたＮ個の検出電圧の振幅成分を加算することにより、前記増幅器により増幅された検出電圧のＮ倍の振幅を有する電圧を生成する加算器と、
    を備え、
    前記増幅器は、
    前記感応素子からの検出電流が入力される入力端子と、
    その反転入力端子が前記入力端子と接続され、その非反転入力端子に基準電圧が入力された演算増幅器と、
    その一端が前記演算増幅器の反転入力端子と接続され、その他端が前記演算増幅器の出力端子と接続された第１抵抗と、
    その一端が前記演算増幅器の反転入力端子と接続された第２抵抗と、
    そのカソードが前記第２抵抗の他端と接続され、そのアノードが前記演算増幅器の出力端子と接続されたダイオードと、
    を含み、前記演算増幅器の出力端子に生ずる電圧を、前記検出電圧として出力することを特徴とする受信装置。
  2. 前記複数の経路は、それぞれバッファ回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記バッファ回路は、
    その制御端子に、分配された検出電圧を受けるトランジスタと、
    前記トランジスタのエミッタまたはソースに接続された抵抗と、
    を含み、前記トランジスタと前記抵抗の接続点の電圧を出力することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
  4. 前記トランジスタは、バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
  5. 前記加算器は、
    複数の差動対と、
    前記複数の差動対に共通に設けられた負荷と、
    前記複数の差動対それぞれにバイアス電流を供給する複数の電流源と、
    を含む差動増幅器を備え、
    前記分配部により分配された前記複数の検出電圧を、前記複数の差動対それぞれに入力することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の受信装置。
  6. 前記感応素子は、前記外部からの信号として光信号を受光し、受光量に応じた前記検出電流に変換して出力する受光素子であることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の受信装置。
  7. 前記感応素子と、前記増幅器と、前記分配部と、前記加算器は、ひとつの半導体集積回路上に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の受信装置。
  8. 前記感応素子と、前記増幅器と、前記分配部と、前記加算器は、ひとつのパッケージ内に組み込まれたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の受信装置。
  9. 赤外線信号によって外部から遠隔制御される電子機器であって、
    外部から入射されパルス変調された赤外線信号を、前記光信号として受信する請求項６に記載の受信装置と、
    前記受信装置により受信された前記赤外線信号を復調する復調部と、
    前記復調部により復調された前記赤外線信号にもとづき本機器の動作を制御する制御部と、を備えることを特徴とする電子機器。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5388632B2 (ja) * 2008-03-14 2014-01-15 株式会社半導体エネルギー研究所 半導体装置
KR101676003B1 (ko) * 2010-06-09 2016-11-14 삼성전자주식회사 무선주파수인식 태그 및 그것의 신호 수신 방법
CN102394692B (zh) * 2011-10-26 2014-09-03 索尔思光电（成都）有限公司 一种ddmi光模块收端监控电路及其突发模式光功率监控方法
US8901474B2 (en) * 2012-06-19 2014-12-02 Source Photonics, Inc. Enhanced received signal power indicators for optical receivers and transceivers, and methods of making and using the same
JP6453553B2 (ja) * 2014-03-26 2019-01-16 株式会社メガチップス カレントミラー回路及びこれを用いた受信装置
CN109586802B (zh) * 2018-12-27 2023-11-28 熊业冬 红外接收放大芯片与红外接收放大电路
TWI812434B (zh) * 2022-08-29 2023-08-11 茂達電子股份有限公司 共用光感測電路同時感測不同色光的光學感測器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07153093A (ja) * 1993-11-25 1995-06-16 Sony Corp 光再生信号処理回路
JPH07193437A (ja) * 1993-12-27 1995-07-28 Hitachi Ltd 利得切り替え型光受信増幅回路
JPH07321565A (ja) * 1994-05-19 1995-12-08 Sony Corp 受光信号増幅回路及び受光信号処理装置
JP2004080701A (ja) * 2002-08-22 2004-03-11 Fujitsu Ltd 波形劣化補償機能を有する受信装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL8100929A (nl) * 1981-02-26 1982-09-16 Philips Nv Optische ontvanger.
JP3270904B2 (ja) 1992-12-22 2002-04-02 ソニー株式会社 赤外線リモートコントロールセンサ
JP3110589B2 (ja) 1993-06-25 2000-11-20 ローランド株式会社 Ａ／ｄ変換装置およびｄ／ａ変換装置
US6384946B1 (en) * 1995-12-22 2002-05-07 Thomson Licensing S.A. Electrical isolation between IR receiver and further electronic circuits
JPH09200121A (ja) 1996-01-16 1997-07-31 Oki Electric Ind Co Ltd 光伝送方法およびその装置
JP2002353895A (ja) 2001-05-30 2002-12-06 Nakayo Telecommun Inc 光信号受信装置および光信号受信方法
KR100526532B1 (ko) * 2003-06-28 2005-11-08 삼성전자주식회사 광신호 품질 감시 장치

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07153093A (ja) * 1993-11-25 1995-06-16 Sony Corp 光再生信号処理回路
JPH07193437A (ja) * 1993-12-27 1995-07-28 Hitachi Ltd 利得切り替え型光受信増幅回路
JPH07321565A (ja) * 1994-05-19 1995-12-08 Sony Corp 受光信号増幅回路及び受光信号処理装置
JP2004080701A (ja) * 2002-08-22 2004-03-11 Fujitsu Ltd 波形劣化補償機能を有する受信装置

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