JP4838573B2 - 安定化電源回路 - Google Patents
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Description
以下、図7を参照しつつ、かかる従来の安定化電源回路(以下「LDOレギュレータ回路」と称す)について説明する。
このLDOレギュレータ回路は、基準電圧VREFを出力する基準電圧源1Aを内部に有し、2つの帰還抵抗器(図7においては、それぞれ「R2」、「R3」と表記)22A,23Aによって出力端子58Aの電圧が分圧されて得られた帰還信号電圧と前述の基準電圧VREFとの差が誤差増幅器(図7においては「OP」と表記)2Aにより増幅されて、第2のトランジスタ(図7においては「Tr2」と表記)12Aで増幅された後、出力用の第1のトランジスタ(図7においては「Tr1」と表記)11Aのゲートへ印加されることで、出力電圧が所定値となるように構成されたものとなっている。
図8において、図7に示された第1及び第2のトランジスタ11A,12Aは、小信号におけるトランスコンダクタを表す電流源41A,42Aに置き換えられている。ここで、第2のトランジスタ12Aは、第1のトランジスタ11Aに比較してその素子面積が非常に小さいものであるため、そのドレイン・ソース間の寄生容量は無視されたものとなっている。帰還抵抗器22A,23Aは、便宜上、その抵抗値をR2、R3で表すと共に、負荷抵抗器25Aの抵抗値もRLで表すとすると、R2+R3≫RLであり、その周波数特性に与える影響は小さいため、無視できるものとする。
また、図8において、gm1(符号41A)は、第1のトランジスタ11Aのトランスコンダクタンス、gm2(符号42A)は、第2のトランジスタ12Aのトランスコンダクタンス、RLは、負荷抵抗器24Aの抵抗値、Ro2(符号27A)は、第2のトランジスタ12Aのドレイン・ソース間出力抵抗値、C1(符号51A)は、第1のトランジスタ11Aのゲート・ドレイン間寄生容量、C2(符号53A)は、第1のトランジスタ11Aのゲート・ソース間寄生容量、CLは、安定化用コンデンサ5Aの容量値を表している。
第1のトランジスタ11Aのドレイン出力インピーダンスZo1は、出力端子58Aの電圧がC1を介して第1のトランジスタ11Aのゲートに帰還されるため、周波数が上がるに従い減少し、最終的には−1/gm1に近づく。しかし、ここでは、周波数が低い場合に着目し、Zo1≫RLとする。このため、出力インピーダンスは、ほぼ負荷抵抗器RLの抵抗値に近い値となる。
上述した式3及び式5で表されるfp1及びfp2は、負荷抵抗器24Aの値により変化し、その値が大きい場合には、低い周波数に移動するということができる。このため、低い周波数において、帰還信号電圧の位相が180°遅れ、その結果、LDOレギュレータが発振する場合がある。
このような問題を解決する方策として、本願出願人は、図9に示されたような位相補償回路を備えた安定化電源回路を提案している(特願2004−134936号)。すなわち、この回路は、出力端子において発生する極により帰還信号電圧の位相が遅れるのを防ぐため、コンデンサ54を介して出力端子を経由しない帰還信号経路を設け、それによって出力電圧の安定化を図るようにしたものである。
しかしながら、この様な位相補償回路を用いても、負荷抵抗器RLの値が大きい場合には、先に述べたfp1及びfp2が低くなるため、コンデンサ54の容量値を大きくしなければ十分な効果が得られないという欠点がある。また、この種の位相補償回路を備えた安定化電源回路は、例えば、特許文献1にも開示されている。
しかしながら、上述のようなLDOレギュレータ回路にあって、安定化用コンデンサとして積層セラミックコンデンサを用いた場合は、負荷抵抗が大きく、出力端子からの流出電流が小さいと、低い周波数で帰還信号電圧の位相が180°遅れることにより、回路が発振状態となり、出力端子電圧が不安定になるという問題があった。
出力電圧が分圧された帰還信号電圧と基準電圧とが比較されて、その比較結果に基づいて前記出力電圧が所定の出力状態となるよう制御可能に構成されてなる安定化電源回路であって、
外部負荷へ出力電流の供給を行う出力用の第1のトランジスタと、
前記第1のトランジスタよりも小さなアスペクト比を有し、前記第1のトランジスタと並列接続された第2のトランジスタとが設けられ、
前記第1のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧と、前記第2のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧が、定常的に一定の電位差に保持されると共に、前記第2のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧は、前記第1のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧に対して、前記第2のトランジスタを順方向にバイアスするよう設定され、定常状態において、前記第2のトランジスタのゲート・ソース間電位差又はベース・コレクタ間電位差が、前記第1のトランジスタのゲート・ソース間電位差又はベース・コレクタ間電位差よりも常に大となるよう構成されてなるものである。
上記構成において、ゲート同士又はベース同士及びソース同士又はエミッタ同士がそれぞれ接続された第3及び第4のトランジスタが設けられ、
前記第3のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第1のトランジスタのゲート又はベースに、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第2のトランジスタのゲート又はベースに、それぞれ接続されると共に、前記第3及び第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは第1の抵抗器を介して接続される一方、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタとグランドとの間には定電流源が設けられてなるように構成しても好適である。
また、先の構成において、ゲート同士又はベース同士とソース同士又はエミッタ同士がそれぞれ接続された第3及び第4のトランジスタが設けられ、
前記第3のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第1のトランジスタのゲート又はベースに、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第2のトランジスタのゲート又はベースに、それぞれ接続されると共に、前記第3及び第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは第1の抵抗器を介して接続される一方、
前記第3のトランジスタのドレイン又はコレクタとグランドとの間には第1の定電流源が、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタとグランドとの間には第2の定電流源が、それぞれ設けられてなるように構成しても好適である。
さらに、先の構成において、第1のトランジスタと前記第2のトランジスタは、その閾値電圧が異なるものとしても好適である。
またさらに、先の構成において、第2のトランジスタの基板電位を、前記第1のトランジスタの基板電位に対して一定電位差となるよう構成しても好適である。
また、負荷抵抗が小さく、出力電流が大きい場合には、第1のMOSトランジスタと第2のMOSトランジスタの電流比率が変化し、出力電流の大半を第1のMOSトランジスタが負担し、第2のMOSトランジスタは回路動作に殆ど影響を与えなくなるため、従来と同様な回路動作を得ることができる。
したがって、出力端子に接続する安定化用のコンデンサとして等価直列抵抗の小さなセラミックコンデンサ等を用いても、出力電流が数μAと小さい場合から、数A程度の大きな場合まで安定した出力電圧を得ることができるという効果を奏するものである。
また、以下に説明する部材、配置等は本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができるものである。
最初に、本発明の実施の形態における安定化電源回路の基本回路構成例について、図1を参照しつつ説明する。
この図1に示された本発明の実施の形態における安定化電源回路の基本回路は、演算増幅器などを用いてなる誤差増幅器(図1においては「OP」と表記)2と、基準電圧源1と、出力用の第1のMOSトランジスタ(図1においては「Tr1」と表記)11と、出力補助用の第2のMOSトランジスタ(図1においては「Tr2」と表記)12とを主たる構成要素として構成されたものとなっている。
第1及び第2のMOSトランジスタ11,12は、ソースが共に電源端子57に接続されており、電源電圧VDDが印加されるようになっている一方、ドレインが相互に接続されて出力端子58に接続されると共に、このドレイン同士の接続点とグランドとの間には、第1の帰還抵抗器(図1においては「R2」と表記)22と第2の帰還抵抗器(図1においては「R3」と表記)23が直列接続されて設けられている。そして、第1の帰還抵抗器22と第2の帰還抵抗器23の相互の接続点は、誤差増幅器2の非反転入力端子に接続されており、出力電圧の分圧電圧が帰還信号電圧としてその非反転入力端子へ印加されるようになっている。
また、第2のMOSトランジスタ12は、ゲートのアスペクト比が第1のMOSトランジスタ11より小さいものが用いられるものとなっている。
また、出力端子58には、負荷抵抗器(図1においては「RL」と表記)24が接続されている。
以下、図2を参照しつつ第1の具体回路構成例における安定化電源回路について説明する。
この第1の具体回路構成例における安定化電源回路は、図1に示された基本回路に対して、さらに、主たる構成要素として第3及び第4のMOSトランジスタ(図2においては、それぞれ「Tr3」、「Tr4」と表記)13,14が付加されたものである。
この回路においては、第1のMOSトランジスタ11の駆動用として第3のMOSトランジスタ13が、また、第2のMOSトランジスタ12の駆動用として第4のMOSトランジスタ14が、それぞれ設けられている。
また、第3のMOSトランジスタ13のドレインと第4のMOSトランジスタ14のドレインとの間には、第1の抵抗器(図2においては「R1」と表記)21が接続されると共に、第3のMOSトランジスタ13のドレインは、第1のMOSトランジスタ11のゲートに、また、第4のMOSトランジスタ14のドレインは第2のMOSトランジスタ12のゲートに、それぞれ接続されている。
なお、この構成例において、第3及び第4のMOSトランジスタ13,14は、第1及び第2のMOSトランジスタ11,12同様、PチャンネルMOSトランジスタが用いられたものとなっている。
さらに、第1の定電流源3の出力電流値IS1と第2の定電流源4の出力電流値IS2は、下記するように設定されたものとなっている。
また、第1のMOSトランジスタ11と第2のトランジスタ12は、共にMOS電界効果トランジスタであるため、定常状態においては、そのゲートに流入する電流は殆ど無い。このため、定常状態においては、第3及び第4のMOSトランジスタ13,14が飽和領域で動作する限りにおいては、第1及び第2の定電流源3,4のそれぞれの出力電流値及びその比が一定である限り、上述の式7におけるVR1は、第1のMOSトランジスタ11と第2のMOSトランジスタ12のゲート電位によらず一定である。したがって、第1のMOSトランジスタ11と第2のMOSトランジスタ12は、そのゲート電圧が、常に一定の電位差に保たれた状態で駆動されることとなる。
また、第1のMOSトランジスタ11と第2のMOSトランジスタ12とは、素子のサイズが大きく異なるため、それぞれのゲートにおける寄生容量成分の大きさも全く異なり、当然のことながら、その容量成分に対する充放電に要する時間も大きく異なるものとなる。それ故、過渡状態においては、第1のMOSトランジスタ11と第2のMOSトランジスタ12のゲート電圧は、ほぼ独立して変化することとなる。
図6は、図2に示された回路構成において、特に、第3のMOSトランジスタ13のゲートから出力端子58に至る部分の小信号における等価回路である。
同図において、gm1(符号41)、gm2(符号43)、gm3(符号42)、gm4(符号44)は、それぞれ先の図2に示された第1、第2、第3,第4のMOSトランジスタ11〜14のトランスコンダクタンスである。
また、同図において、viは、誤差増幅器2の出力電圧であり、voは、出力端子58における出力電圧である。
しかして、viに対するvoの伝達関数は下記する式の如くとなる。
また、第3及び第4のMOSトランジスタ13,14の出力抵抗であるRo3,Ro4は、これらのトランジスタが飽和領域で動作する場合、その値は非常に大きいと仮定することができるものである。このため、さらに、次のような条件が成立するものとする。
このため、この極P1の値は、従来回路と大きな違いは無い。しかしながら、式9に基づいて、下記する式によってゼロ点が定まる。
このため、先の式11は、下記するように近似することができる。
一方、第2のMOSトランジスタ12の素子サイズは、第1のMOSトランジスタ11に比べて非常小さく設定されているため、出力端子58からの流出電流が大きい場合は、その出力電流の大半は第1のMOSトランジスタ11のドレイン電流であり、第2のMOSトランジスタ12は回路全体の動作に殆ど関与しなくなる。したがって、このような状態では、先に図7に示したような従来回路に近い動作となる。
また、負荷抵抗器24の抵抗値が小さく出力電流が大きい場合には、出力電流の大半は素子サイズが大きい第1のMOSトランジスタ11が負担するため、第2のMOSトランジスタ12は回路全体の動作に殆ど寄与しなくなり、従来回路と同様の位相補償が行われることとなる。このため、出力電流が小さい場合に、安定化用コンデンサとしてセラミックスコンデンサを使用した場合に発振状態となるという従来回路における問題が確実に回避されることとなる。
さらに、上述した本発明の実施の形態における安定化電源回路においては、容量値の大きなコンデンサを位相補償に用いる必要がないため、半導体集積回路化した場合、そのレアウト面積も非常に小さくて済むこととなるものである。
この第2の具体回路構成例における安定化電源回路は、第4のMOSトランジスタ14のドレインとグランドとの間に第2の定電流源4が設けられるのに対して、第3のMOSトランジスタ13のドレインとグランドとの間は開放状態とされ、図2の第1の具体回路構成例における第1の定電流源3を有しない構成とされているものである。
この第2の具体回路構成例においても、上記の式17で表される電位差が、第1及び第2のMOSトランジスタ11,12のゲート間に生ずるので、図2で説明したと同様に帰還信号電圧の位相遅れが防止されることとなる。
なお、回路全体の動作は図2で説明したと基本的に同様であるので、ここでの再度の詳細な説明は省略することとする。
この第3の具体回路構成例は、第2のMOSトランジスタ12として、第1のMOSトランジスタ11と異なる閾値電圧を有するものを用いるようにした点が、先の図2に示された第1の具体回路構成例と異なるもので、他の部分は基本的に図2の構成例と同一である。
この第4の具体回路構成例は、第2のMOSトランジスタ12の基板電位を第1のMOSトランジスタの基板電位より低くなるように構成し、第2のMOSトランジスタ12の閾値電圧を第1のMOSトランジスタ11の閾値電圧よりも低くして、第1のMOSトランジスタ11と異なる閾値電圧を有する第2のMOSトランジスタ12を用いた先の図4に示された構成例と実質的に同様としたものである。
そして、第2のMOSトランジスタ12の閾値電圧Vt2は、電圧源32の出力電圧V2によって下記するように変化するものとなっている。
2…誤差増幅器
3…第1の定電流源
4…第2の定電流源
11…第1のMOSトランジスタ
12…第2のMOSトランジスタ
13…第3のMOSトランジスタ
14…第4のMOSトランジスタ
22…第1の帰還抵抗器
23…第2の帰還抵抗器
Claims (5)
- 出力電圧が分圧された帰還信号電圧と基準電圧とが比較されて、その比較結果に基づいて前記出力電圧が所定の出力状態となるよう制御可能に構成されてなる安定化電源回路であって、
外部負荷へ出力電流の供給を行う出力用の第1のトランジスタと、
前記第1のトランジスタよりも小さなアスペクト比を有し、前記第1のトランジスタと並列接続された第2のトランジスタとが設けられ、
前記第1のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧と、前記第2のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧が、定常的に一定の電位差に保持されると共に、前記第2のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧は、前記第1のトランジスタのゲート電圧又はベース電圧に対して、前記第2のトランジスタを順方向にバイアスするよう設定され、定常状態において、前記第2のトランジスタのゲート・ソース間電位差又はベース・コレクタ間電位差が、前記第1のトランジスタのゲート・ソース間電位差又はベース・コレクタ間電位差よりも常に大となるよう構成されてなることを特徴とする安定化電源回路。 - ゲート同士又はベース同士及びソース同士又はエミッタ同士がそれぞれ接続された第3及び第4のトランジスタが設けられ、
前記第3のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第1のトランジスタのゲート又はベースに、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第2のトランジスタのゲート又はベースに、それぞれ接続されると共に、前記第3及び第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは第1の抵抗器を介して接続される一方、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタとグランドとの間には定電流源が設けられてなることを特徴とする請求項1記載の安定化電源回路。 - ゲート同士又はベース同士とソース同士又はエミッタ同士がそれぞれ接続された第3及び第4のトランジスタが設けられ、
前記第3のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第1のトランジスタのゲート又はベースに、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは前記第2のトランジスタのゲート又はベースに、それぞれ接続されると共に、前記第3及び第4のトランジスタのドレイン又はコレクタは第1の抵抗器を介して接続される一方、
前記第3のトランジスタのドレイン又はコレクタとグランドとの間には第1の定電流源が、前記第4のトランジスタのドレイン又はコレクタとグランドとの間には第2の定電流源が、それぞれ設けられてなることを特徴とする請求項1記載の安定化電源回路。 - 前記第1のトランジスタと前記第2のトランジスタは、その閾値電圧が異なるものであることを特徴とする請求項1乃至3いずれか記載の安定化電源回路。
- 前記第2のトランジスタの基板電位を、前記第1のトランジスタの基板電位に対して一定電位差にしてなることを特徴とする請求項1乃至3いずれか記載の安定化電源回路。
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