JP4708206B2 - 無線通信方法及び無線基地局 - Google Patents

Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立な信号系列を空間多重して送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信局側でデータの復調を行うMIMO（Multiple-Input Multiple-Output）通信を実現する高速無線アクセスシステムにおいて、ひとつの無線局と他の複数の無線局が、同時にかつ同一周波数チャネル上で空間多重して通信を行うマルチユーザMIMO通信技術を用いた無線通信方法及び無線基地局に関する。

近年、２．４ＧＨz帯または５ＧＨz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、IEEE802.11g規格、IEEE802.11a規格なども対応したシステムの普及が目覚しい。これらのシステムにおいては、マルチパスフェージング環境での特性を安定化させるための技術である直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用い、最大で５４Ｍbpsの伝送速度を実現している。ただし、ここでの伝送速度とは物理レイヤ上での伝送速度であり、実際にはMAC（Medium Access Control ）レイヤでの伝送効率が５０〜７０%程度であるため、実際のスループットの上限値は３０Ｍbps程度である。

一方で、有線LAN（Local Area Network）の世界ではEthernet（登録商標）の１００Base-Tインタフェースをはじめ、各家庭にも光ファイバを用いたFTTH（Fiber to the home）の普及から、１００Ｍbpsの高速回線の提供が普及しており、無線LANの世界においても更なる伝送速度の高速化が求められている。
そのための技術としては、MIMO技術が有力である。このMIMO技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ／受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側の各アンテナから送信した独立な信号を受信側で推定し、データを再生するものである。

ここで、Ｎ本の送信アンテナを用いてＮ系統の信号を送信し、Ｍ本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。まず、送受信局の各アンテナ間にはＭ×Ｎ個の伝送のパスが存在し、第ｉ送信アンテナから送信され第ｊ受信アンテナで受信される場合の伝達関数をｈ_j,iとし、これを第（ｊ，ｉ）成分とするＭ行Ｎ列の行列をＨと表記する。さらに、第ｉ送信アンテナからの送信信号をｔ_iとし（ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，・・・ ｔ_N）を成分とする列ベクトルをＴx、第ｊ受信アンテナでの受信信号をｒ_jとし（ｒ₁，ｒ₂，ｒ₃，・・・ｒ_M）を成分とする列ベクトルをＲｘ、第ｊ受信アンテナの熱雑音をｎ_jとし（ｎ₁，ｎ₂,ｎ₃，・・・ｎ_M）を成分とする列ベクトルをｎと表記する。

上述した条件の場合、以下（１）式の関係式が成り立つ。
Ｒx＝Ｈ・Ｔx＋ｎ …（１）
したがって、受信局側で受信した信号Ｒｘをもとに、送信信号Ｔｘを推定する技術が求められている。
このMIMO通信においては、信号の伝搬路の情報を利用して、その伝搬路に対して最適な状況にて信号を送信することにより、最も効率的な通信を行うことができる。

例えば、特許文献１の「無線通信方法、並びに該方法を用いた無線通信システム」等に記載された固有モードSDM（Space Division Multiplexing）方式を用いたMIMO伝送においては、信号の伝送方向のMIMOチャネルの伝達関数行列Ｈを送信局側で取得できた場合に、この伝達関数行列に対応した送信信号の最適化を行う。具体的には、伝達関数行列Ｈとそのエルミート共役な行列Ｈ^Ｈ（右肩の「Ｈ」の記号はエルミート共役を表す）の積を、対角化することが可能なユニタリー行列Ｕを取得し、このユニタリ行列により送信信号を変換して信号を送信する（各アンテナから発信する）。

このユニタリ変換行列Ｕと伝達関数行列Ｈとの間には以下の（２）式の関係式が成り立つ。
Ｕ^H・Ｈ^H ・Ｈ・Ｕ＝Λ …（２）
上記（２）式において、右辺の行列Λは対角成分のみが値を持ち、その他の成分がゼロである対角行列である。この様な特徴を持つユニタリ行列Ｕを列ベクトルＴｘに作用させて信号を送信することにより、（１）式は以下の（３）式の様に変換される。
Ｒx＝Ｈ・（Ｕ・Ｔｘ）＋ｎ …（３）

この変換により、送信信号はMIMOチャネル毎に直交化され、受信側での処理において簡易なZF（Zero Forcing）方式を用いた場合であっても、各送信信号をMIMOチャネル毎のSNR特性が良好になるように調整される。また、このユニタリ行列の各列ベクトルは、送信信号である列ベクトルＴxを各送信アンテナに分配する際の各アンテナに乗算する係数（以降、「送信ウエイト」と呼ぶ）で構成される。また、送信ウエイトで構成される列ベクトルを送信ウエイトベクトルと呼ぶ。この送信ウエイトベクトルを用いることで、各MIMOチャネル毎に直交したビーム形成を行い、それぞれのビーム（固有ビーム）に相当するチャネルの利得がその固有ベクトルの固有値となる。したがって、全MIMOチャネルのチャネル容量Ｃの上限は以下の（４）式で与えられる。

上記（４）式において、Ｂは帯域幅、Ｐ_iは第ｉ番のMIMOチャネルの総送信電力、λ_ｉは第ｉ固有値であり、σ²は雑音電力の分散値を意味する。この（４）式から求まるチャネル容量Ｃから、どの程度の伝送レートの伝送モード（ここではQPSK, 64QAM等の変調方式と誤り訂正の符号化率の組み合わせにより規定されるモードを「伝送モード」と定義する）を適用可能か、またさらにどの程度の数のMIMOチャネルを多重化できるかが推定できる。
ちなみに、上記（４）式の中の送信電力Ｐ_iは全てのMIMOチャネルに共通の値である必要はなく、また各MIMOチャネル毎に伝送モードを変更しても構わない。

一般に、注水定理と呼ばれる手法を用いることにより、この総送信電力Ｐ_iの値を最適化することが可能である。このMIMOチャネルの中において、総送信電力Ｐ_i＝０となるMIMOチャネルが存在した場合、そのMIMOチャネルを実際の伝搬に用いず、このMIMOチャネルの電力を、他のMIMOチャネルに対して配分した方が効率的な伝送が行えることを意味している。つまり、MIMOチャネルの多重数を、元々の多重可能な上限値よりも少なく設定することになる。この様にして、多重化するMIMOチャネルの最適値を判断することも可能である。

以上の固有モードSDM技術は、送信側で指向性を持った送信ビームを形成し、空間上で多重化する信号を受信側において効率的に信号分離できるようにするものである。ここで、通常のMIMO通信、すなわち、ひとつの送信局とひとつの受信局との間で通信を行う通信形態をシングルユーザMIMOと呼ぶ。ここで、無線LANや携帯電話等を例に見れば、基地局はサイズ的に比較的大きく、端末局側はポータブルな端末としてサイズは基地局よりも大幅に小さい。この様な小型で携帯可能な端末の中に、MIMO通信のための複数のアンテナを実装したとしても、実装したアンテナ間の距離が短く、アンテナ相関が非常に大きくなってしまう。この場合、（４）式における固有値λ_iの値は小さくなる傾向にあり、実際に通信に利用できるMIMOチャネル数はそれほど多くはない。

上述した様なケースにおいて、ひとつひとつの端末（個々の端末）との間においては空間多重するMIMOチャネル数を少なくする一方、複数の異なる端末と同時に同一周波数チャネルで通信するマルチユーザMIMO通信が有効である。図７に、このマルチユーザMIMOシステムの構成例を示す。図７において、１０１は基地局、１０２〜１０４は端末局＃１〜＃３を示す。実際にひとつの基地局が収容する端末局数は多数であるが、その中の数局（図７においては端末局＃１〜＃３：１０２〜１０４）を選び出して通信を行う。各端末局は基地局と比較して送受信アンテナ数が一般的に少ない。

例えば、基地局から端末局方向への通信（ダウンリンク）を行う場合を考える。基地局１０１は、多数のアンテナを用いて、複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末１０２〜１０４に対して、それぞれ３つのMIMOチャネルを割り当て、全体としては９系統の信号系列を送信する場合を考える。
その際、端末局＃１（１０２）に対して送信する信号は、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。この結果として端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）への干渉を抑制することができる。同様に、端末局＃２（１０３）に対して送信する信号は、端末局＃１（１０２）および端末局＃３（１０４）方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末局＃３（１０４）にも施す。

この様に指向性制御を行う理由は、例えば端末局＃１（１０２）においては、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）で受信した信号の情報を知る術がないため、端末間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本しかアンテナのない端末局＃１（１０２）のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末局に対して他の端末局宛の信号が受信されないように、送信側の基地局において干渉分離を事前に行う。

以上の説明が既存のマルチユーザMIMOシステムの概要に対する説明である。
次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。例えば、図７において、端末局＃１（１０２）の第１受信アンテナと基地局（１０１）の第ｊアンテナとの間の伝達関数をｈ_１ｊと表記することにする。基地局（１０１）のｊ＝１〜９の全てのアンテナに関する伝達関数を用い、行ベクトルｈ₁を（ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₁₃，…，ｈ₁₈，ｈ₁₉）と表記する。同様に端末局＃１（１０２）の第２受信アンテナ、第３受信アンテナと基地局１０１の伝達関数をｈ_2jおよびｈ_3jとし、対応する行ベクトルｈ₂およびｈ₃を（ｈ₂₁，ｈ₂₂，ｈ₂₃，…，ｈ₂₈，ｈ₂₉）、（ｈ₃₁，ｈ₃₂，ｈ₃₃，…，ｈ₃₈，ｈ₃₉）とする。

端末局＃２（１０３）、端末局＃３（１０４）の受信アンテナにも同様の連番をふり、行ベクトルｈ₄〜ｈ₉を（ｈ₄₁，ｈ₄₂，ｈ₄₃，…，ｈ₄₈，ｈ₄₉）〜（ｈ₉₁，ｈ₉₂，ｈ₉₃，…，ｈ₉₈，ｈ₉₉）とする。加えて、基地局１０１が送信する９系統の信号をｔ₁〜ｔ₉と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ^[all]＝（ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃，…，ｔ₈，ｔ₉）^Tと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル行列の転置を表す。また、同様に、端末局＃１〜＃３（１０２〜１０４）の9本のアンテナでの受信信号をｒ₁〜ｒ₉と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ^[all]＝（ｒ₁，ｒ₂，ｒ₃，…，ｒ₈,，ｒ₉）^Tと表記する。最後に、行ベクトルｈ₁〜ｈ₉を第１から第９行成分とする行列を、全体伝達関数行列Ｈ^[all]と表記する。

この様に表記した場合、システム全体としては以下の（５）式の関係式が成り立つ。
Ｒx^[all]＝Ｈ^[all]・Ｔx^[all]＋ｎ …（５）
この（５）式はシングルユーザMIMOにおける（１）式に対応する。同様に、（３）式に示すような送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、（３）式を以下の（６）式のように書き換える。
Ｒx^[all]＝Ｈ^[all]・Ｗ・Ｔx^[all]＋ｎ …（６）
さらに、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ₁〜ｗ₉に分解し、Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_８，ｗ_９）と表記すると、以下の（７）式の様に表せる。

上記（７）式において、例えば６つの行ベクトルｈ₄〜ｈ₉と３つの列ベクトルｗ₁〜ｗ₃の乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、列ベクトルｗ₁〜ｗ₃を選択することとする。同様に、行ベクトルｈ₁〜h₃および行ベクトルｈ₇〜ｈ₉と列ベクトルｗ₄〜ｗ₆の積、行ベクトルｈ₁〜ｈ₆と列ベクトルｗ₇〜ｗ₉の積の全てがゼロになるように選択することとする。すると、（７）式に示す９行９列の行列は、３行３列の９個の部分行列を用いて表記すると以下のように表すことができる。

上記（８）式において、部分行列Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、Ｈ^［３］ は３行３列の行列であり、他の部分行列Ｏは成分が全てゼロの３行３列の行列である。この様な条件を満たす変換行列Ｗを選択することにより、（８）式は以下に示す（９）式〜（１１）式により表される３つの関係式に分解することができる。
Ｒｘ^［１］＝Ｈ^［１］・Ｔｘ^［１］＋ｎ_１ …（９）
Ｒｘ^［２］＝Ｈ^［２］・Ｔｘ^［２］＋ｎ_２ …（１０）
Ｒｘ^［３］＝Ｈ^［３］・Ｔｘ^［３］＋ｎ_３ …（１１）
上記（９）式から（１１）式において、Ｔｘ^［１］＝（ｔ_１，ｔ_２，ｔ_３）^Ｔ、Ｔｘ^［２］＝（ｔ_４，ｔ_５，ｔ_６）^Ｔ、Ｔｘ^［３］＝（ｔ_７，ｔ_８，ｔ_９）^Ｔ、Ｒｘ^［１］＝（ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３）^Ｔ、Ｒｘ^［２］＝（ｒ_４，ｒ_５，ｒ_６）^Ｔ、Ｒｘ^［３］＝（ｒ_７，ｒ_８，ｒ_９）^Ｔとした。この様に、全体伝達関数行列Ｈ^{［ａｌｌ］}を、部分行列Ｈ^［１］、Ｈ^［２］、Ｈ^［３］ に分解することにより、基地局と３つの端末局とにおける各々の通信を、３つのシングルユーザMIMO通信とみなすことができるようになる。

次に、送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末局＃１（１０２）に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定し、順次、端末局＃２（１０３）に対する送信ウエイトベクトルｗ_４〜ｗ_６、端末局＃３（１０４）に対する送信ウエイトベクトルｗ_７〜ｗ_９を決定する。
そして、まず、第１ステップとして、端末局＃２及び＃３に対応する６つの行ベクトルｈ_４〜ｈ_９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求める。この基底ベクトルを求める方法としては、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。

まず、ひとつのベクトル、例えば行ベクトルｈ_４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ_４とする。この基底ベクトルｅ_４を下記の（１２）式で表す。
ｅ_４＝（ｈ_４・ｈ_４ ^Ｈ ）^−１／２・ ｈ_４ …（１２）
上記（１２）式において、（ｈ_４・ｈ_４ ^Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この平方根の逆数の乗算は、行ベクトルｈ_４を規格化することを意味する。
次に、行ベクトルｈ_５に着目し、この行ベクトルｈ_５の中から、上記（１２）式により求めた基底ベクトルｅ_４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ_５’を、下記の（１３）式により求めた後、さらに、この行ベクトルｈ_５’を、（１４）式により規格化する。
ｈ_５’＝ｈ_５−（ｈ_５・ｅ_４ ^Ｈ ） ｅ_４ …（１３）
ｅ_５＝（ｈ_５’・ｈ_５’^Ｈ ）^−１／２ ｈ_５’ …（１４）
上記（１３）式において、（ｈ_５・ｅ_４ ^Ｈ ）はベクトルｈ_５の基底ベクトルｅ_４方向への射影を意味する。

同様の基底ベクトルの算出処理を、各ベクトルに対して、以下の（１５）式及び（１６）式を用いて行う。
ｈ_ｊ’＝ｈ_ｊ−Σ_（ｉ）（ｈ_ｊ・ｅ_ｉ ^Ｈ ）・ｅ_ｉ …（１５）
ｅ_ｊ＝（ｈ_ｊ’・ｈ_ｊ’^Ｈ ）^−１／２ ・ｈ_ｊ’ …（１６）
上記（１５）式におけるΣ_(i)は、４≦ｉ≦ｊ−１（ｊは４〜９の整数）の整数ｉに対する総和を意味する。つまり、既に確定した基底ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味している。上述した基底ベクトルの算出処理により、６つの基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９を求めることができる。

次に、第２ステップとして、端末局＃１（１０２）に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を求める。
まず、行ベクトルｈ_１〜ｈ_３から、基底ベクトルｅ_４〜ｅ_９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には以下の（１７）式により表せる。
ｈ_ｊ’＝ｈ_ｊ −Σ_（ｉ）（ｈ_ｊ・ｅ_ｉ ^Ｈ）・ｅ_ｉ …（１７）
上記（１７）式において、ｊは１〜３の整数であり、Σ_(i)は、４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和を意味する。
この（１７）式を用いて求めた行ベクトルｈ_１’〜ｈ_３’に対し、適当な直交化処理を行う。簡単のためにここではグラムシュミットの直交化を例として用いるが、その他の方法を用いても良い。

グラムシュミットの直交化法は、既に（１２）〜（１６）式において説明しているので詳細な説明は省略するが、３次元空間の３つの基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３各々を、下記の（１８）式から（２２）式により求めることができる。
ｅ_１＝（ｈ_１’・ｈ_１’^Ｈ）^−１／２・ｈ_１’ …（１８）
ｈ_２”＝ｈ_２’−（ｈ_２’・ｅ_１ ^Ｈ）・ｅ_１ …（１９）
ｅ_２＝（ｈ_２”・ｈ_２”^Ｈ）^−１／２・ｈ_２” …（２０）
ｈ_３”＝ｈ_３’−（ｈ_３’・ｅ_１ ^Ｈ）・ｅ_１−（ｈ_３’・ｅ_２ ^Ｈ）・ｅ_２ …（２１）
ｅ_３＝（ｈ_３”・ｈ_３”^Ｈ）^−１／２・ｈ_３” …（２２）

さらに、上記基底ベクトルｅ_１〜ｅ_３各々に対応する複素共役ベクトルの転置ベクトル、すなわちエルミート共役なベクトルを求めることにより、各基底ベクトルに対応するベクトルｗ_１＝ｅ_３ ^Ｈ、ｗ_２＝ｅ_２ ^Ｈ、ｗ_３＝ｅ_３ ^Ｈとして送信ウエイトベクトル（列ベクトル）が求まる。
上記（１２）式から（２２）式までの処理により、端末局＃１（１０２）に対する送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_３を決定することができる。

次に、第３ステップとして、第２のステップと同様の送信ウェイトベクトルの算出処理を、端末局＃２（１０３）および端末局＃３（１０４）に対しても施し、その結果として全ての送信ウエイトベクトルｗ_１〜ｗ_９が求まる。
上述した第１ステップから第３のステップが従来方式における送信ウエイト行列の求める処理方法である。ここで、図８に、従来技術における送信ウエイト行列Ｗの算出のフローチャートを示す。以下に、図８のフローチャートを簡単に説明する。

まず、送信ウエイト行列の算出にあたり、全端末への伝達関数行列Ｈを取得する（Ｓ１０２）。宛先とする端末局に通し番号を付与し、その通し番号をｋと表記した場合、まず通し番号ｋを初期化する（Ｓ１０３）。さらに、通し番号ｋをカウントアップし（Ｓ１０４）、着目しているｋ＝１に対応した端末局＃１（１０２）に対する部分伝達関数（ここでは便宜上、Ｈ^ｍａｉｎと表記）の抽出（Ｓ１０５）と、それ以外の宛先の端末局の部分伝達関数行列（ここでは便宜上、Ｈ^ｓｕｂと表記）とを抽出（Ｓ１０６）する。

さらに、Ｈ^ｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、この基底ベクトルを｛ｅ_ｊ｝とおく（Ｓ１０７）。次に、上記（１７）式に相当する処理として、着目している端末局＃１（１０２）に対する部分伝達関数Ｈ^ｍａｉｎの各行ベクトルから、上記ステップＳ１０７で求めた基底ベクトル｛ｅ_ｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列Ｈ^ｍａｉｎ’とする（Ｓ１０８）。さらに、（１８）〜（２２）式に対応する処理として、上記行列Ｈ^ｍａｉｎ’の行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを｛ｅ_ｉ｝とおく（Ｓ１０９）。

次に、直交基底ベクトル｛ｅ_ｉ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（列ベクトル）として、端末局＃１（１０２）宛の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｉ｝を決定する。ここで、全ての宛先の端末局の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判断し（Ｓ１１１）、残りの端末局があれば、ステップＳ１０４からステップＳ１１０の処理を繰り返す。また、上記ステップＳ１１１において、もし全ての宛先の端末局の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗ_ｉ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（Ｓ１１２）、処理を完了する（Ｓ１１３）。

なお、ステップＳ１０１〜ステップＳ１１３における説明は全てシングルキャリアのシステムを仮定し、送信ウエイト行列をひとつだけ求めれば良かった。
現在、MIMO技術は無線LAN等で注目を集めているが、IEEE802.11a、IEEE802.11g等の標準規格の無線LANにおいては、マルチキャリアを用いたOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を採用している。このOFDM変調方式を用いるマルチユーザMIMOシステムの場合には、以上の処理を全てのサブキャリアにおいて個別に実施する必要がある。

以上、説明を行った各種処理を実現するための従来技術における送信局側の構成例（シングルキャリアの場合）を図９に示す。
この図９において、１１１ａはデータ分割回路、１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌはプリアンブル付与回路、、１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌは変調回路、１１４ａは送信信号変換回路、１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔは無線部、１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔは送受信アンテナ、１１７ａは伝達関数行列取得回路、１１８ａは送信ウエイト算出回路、１１９ａは空間多重条件判断回路を表す。

なお、ここでは空間多重する信号系列の総数をＬ（Ｌ＞２、Ｌは整数）とし、無線部（１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔ）及び送受信アンテナ（１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔ）の系統数をＭ_Ｔとした。さらに、装置として備える変調回路（１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌ）の数も同じくＬであるとする。
また、送信局側の構成としたが、一般には基地局及び端末局は送信機能および受信機能の双方を備えており、ここで示した図９はその中の送信に関する機能のみを抜粋したものとなっている。
したがって、受信のための機能はここには明記していない。また、ここではダウンリンクでのマルチユーザMIMOを想定し、送信局側とは基地局を暗に想定しているが、必ずしも基地局である必要はない。

図９における無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔ及び送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔにおいては、逐次信号の受信を個別に行う。例えば、送受信アンテナ１１６ａ−１にて受信された信号は、無線部１１５ａ−１にて周波数変換を施され、所定の処理の後、伝達関数行列取得回路１１７ａにおいて各受信局の伝達関数情報を収集する。ここで、伝達関数情報の収集方法については、受信局側から伝達関数情報を制御チャネルを用いてフィードバックする方法、伝搬チャネル推定用のプリアンブル信号を送受双方向で適宜交換する方法など、様々な方法が選択可能であり、如何なる方法を用いても構わない。

この様にして取得した各受信局毎の伝達関数行列の情報は、伝達関数行列取得回路１１７ａ内において記録・管理しておく。空間多重条件判断回路１１９ａは、信号を送信する際にどの受信局を同時に空間多重するか、及びその多重度をどの様に設定するかを管理する。ここで、空間多重する受信局と多重度が規定されると、送信ウエイト算出回路１１８ａにおいては、先に示した条件に対応する送信ウエイト列ベクトル（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_Ｌ−１， ｗ_Ｌ）を算出する。また、送信ウエイト算出回路１１８ａは、これらの情報を送信信号変換回路１１４ａに入力する。

一方、データ分割回路１１１ａは、送信すべきデータが入力されると、空間多重条件判断回路１１９ａが判断した空間多重する受信局と多重度（全受信局でＬ多重とする）との条件に合わせて、データをＬ系統に分割する。
上記Ｌ系統に分割されたそれぞれの信号は、プリアンブル付与回路１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌに入力され、所定のチャネル推定用プリアンブルが付与され、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌに入力される。
変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌにおいては、所定の変調処理が行われ、この変調処理された出力信号が送信信号変換回路１１４ａに入力される。

この送信信号変換回路１１４ａは、送信ウエイト算出回路１１８ａが算出したベクトル群をもとに、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌからの出力信号を成分とする送信信号ベクトルに対し、変換行列Ｗ＝（ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，…，ｗ_Ｌ−１， ｗ_Ｌ）を乗算する。この乗算により変換されたＭ_Ｔ系統の信号は、無線部１１５ａ−１〜１１５ａ−Ｍ_Ｔにて周波数変換され、各々対応する送受信アンテナ１１６ａ−１〜１１６ａ−Ｍ_Ｔを介して送信される。
以上がシングルキャリアの無線システムの例である。OFDM変調方式を用いるマルチユーザMIMOシステムの場合には、図１０に示すように、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。

この図１０に示すMIMOシステムと、図９に示す送信局側の構成例との差分として、各信号系列はデータ分割回路１１１ｂにてサブキャリア毎に分割され、各サブキャリアで同様の処理が行われる。また、各サブキャリアにおいて、プリアンブル付与回路１１２ａ−１〜１１２ａ−Ｌ、変調回路１１３ａ−１〜１１３ａ−Ｌ、送信信号変換回路１１４ａに相当する処理を並列的に実施する。その後、逆フーリエ変換処理をＩＦＦＴ回路１２０ａ−１〜１２０ａ−Ｍ_Ｔにおいて実施し、無線部１１５ｂ−１〜１１５ｂ−Ｍ_Ｔ、送受信アンテナ１１６ｂ−１〜１１６ｂ−Ｍ_Ｔを介して送信される。

次に、図１１に、従来技術における受信局の構成例を示す。この図１１においては端末局が受信局となるダウンリンクを想定し説明を行う。この場合、マルチユーザMIMOシステムの場合においても、送信局側での送信指向性制御により、他の受信局宛の信号が干渉とならないように制御しているため、受信局は通常のシングルユーザMIMOと同様に受信処理を行えばよい。ここではひとつの例として、３つのアンテナを備える場合を例にとり説明する。

図１１において、１２１−１〜１２１−３は受信アンテナ、１２２−１〜１２２−３は無線部、１２３はチャネル推定回路、１２４は受信信号管理回路、１２５は伝達関数行列管理回路、１２６は行列演算回路＃１、１２７は行列演算回路＃２、１２８は硬判定回路、１２９はデータ合成回路、１３０はＭＩＭＯ受信処理を示す。
まず、第１の受信アンテナ１２１−１から第３の受信アンテナ１２１−３は、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部１２２−１〜１２２−３を経由して、受信した信号はチャネル推定回路１２３に入力される。チャネル推定回路１２３は、送信側で付与された所定のプリアンブル信号の受信状況から、第ｉ送信アンテナと第ｊ受信アンテナとの間の伝達関数を取得する。

この様にして取得された伝達関数行列は、伝達関数行列管理回路１２５にて伝達関数行列Ｈとして管理される。行列演算回路＃１（１２６）では、伝達関数行列管理回路１２５で管理された伝達関数行列Ｈをもとに、Ｈ^Ｈ、Ｈ^Ｈ Ｈ、（Ｈ^Ｈ Ｈ）^−１、（Ｈ^Ｈ Ｈ）^−１ Ｈ^Ｈを順次、演算により求める。
一方、プリアンブル信号に後続するデータ信号は、１シンボル分づつ受信信号管理回路１２４に入力される。受信信号管理回路１２４においては、各アンテナの受信信号（ｒ_１， ｒ_２， ｒ_３）を成分とした受信信号ベクトルＲｘが一旦管理される。この受信信号ベクトルＲｘは、行列演算回路＃２（１２７）において、行列演算回路＃１（１２６）にて求められた（Ｈ^Ｈ Ｈ）^−１ Ｈ^Ｈと乗算される。この乗算結果により得られた信号は、送信信号ベクトルＴｘにノイズが乗った信号であるため、硬判定回路１２８にて信号判定がされ、各シンボル毎および各系統の信号はデータ合成回路１２９で合成され、もとのユーザデータが再生され出力される。

なお、上述した説明においては簡単のため、行列演算回路＃１（１２６）および行列演算回路＃２（１２７）における処理は、ZF（Zero Forcing）法と呼ばれる簡単なMIMO信号検出法を仮定して説明したが、MMSE（Minimum Mean Square Error）法や、MLD（Maximum Likelihood Detection）法などを用いても構わない。また、ZF法の説明として正方行列以外の伝達関数行列Ｈを想定し、擬似逆行列（Ｈ^Ｈ・Ｈ）^−１・Ｈ^Ｈを用いる場合について説明したが、伝達関数行列Ｈが正方行列であれば簡易に伝達関数行列Ｈの逆行列を用いても構わない。

さらに、硬判定回路１２８においては硬判定を行うことを仮定していたが、誤り訂正を組み合わせ、軟判定を用いることも可能である。
上述した各場合には、図１１において点線で囲ったＭＩＭＯ受信処理部１３０の構成の詳細が変更になるのであるが、以降の説明においてはその具体例に依存しないので、ここではその詳細は省略する。また、以上はシングルキャリアを前提とした説明であったが、OFDM変調方式を用いる場合には、サブキャリア毎に同様の処理を行うことになる。

次に、従来技術におけるアップリンクのマルチユーザMIMO通信の受信部の説明を行う。図１２は、従来技術におけるアップリンクのマルチユーザMIMO通信の受信部の構成例を示すブロック図である。
図１２において、２０１−１〜２０１−Ｍ_Ｒは受信アンテナ、２０２−１〜２０２− Ｍ_Ｒは無線部、２０３は受信信号線形加算回路、２０４−１〜２０４−Ｍ_ＵはＭＩＭＯ受信処理部、２０５は受信ウエイト算出回路、２０６は伝達関数管理回路を表す。ここで、Ｍ_Ｒは受信アンテナの本数、Ｍ_Ｕは同時に空間多重される端末局数をそれぞれ表している。ＭＩＭＯ受信処理部２０４−１〜２０４−Ｍ_Ｕは、図１１のＭＩＭＯ受信処理部１３０と同様の構成をしている。

まず、伝達関数管理回路２０６は、所定の手法を用いて端末局ごとの最新の伝達関数行列情報を管理している。この伝達関数情報は、各ＭＩＭＯ受信処理部におけるチャンネル推定回路が各端末局とのMIMO通信の中で取得した最新の情報を別途管理しているものとする。マルチユーザMIMO通信として信号を受信する際、受信ウエイト算出回路２０５は、各端末毎（ないしは各空間多重された信号系統毎）に信号を分離するための受信ウエイトを、ＭＩＭＯ受信処理部２０４−１〜２０４−Ｍ_Ｕへ出力されるデジタル信号に対し、受信信号線形加算回路２０３にて加算される前に算出する。また、受信ウエイト算出回路２０５は、算出結果の受信ウエイトを、受信信号線形加算回路２０３に対して出力する。
また、各ＭＩＭＯ受信処理部２０４−１〜２０４−Ｍ_Ｕには、それぞれ３系統の信号の入力を図示しているが、この入力される信号数が各端末局あたりに空間多重可能な信号系統数の上限を与える。

図１２の構成において、第１の受信アンテナ２０１−１から第Ｍ_Ｒの受信アンテナ２０１−Ｍ_Ｒは、それぞれ個別に受信信号を受信する。無線部２０２−１〜２０２−Ｍ_Ｒ各々は、それぞれ対応する受信アンテナから受信した受信信号を、受信信号線形加算回路２０３に出力する。ここで、無線部２０２−１〜２０２−Ｍ_Ｒは、入力される受信信号に対して増幅処理及び周波数変換処理を行い、この処理結果に対してアナログ／デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）処理を行い、受信信号をデジタル信号に変換して出力する。受信信号線形加算回路２０３は、受信ウエイト算出回路２０５から入力される受信ウエイトを、無線部２０２−１〜２０２−Ｍ_Ｒ各々から入力される受信信号に乗算し、この乗算結果を線形加算する。ここでの線形加算は、無線部２０２−１〜２０２−Ｍ_Ｒ各々より入力されるデジタル信号に変換された受信信号に対し、所定の係数として受信ウエイトを、各受信信号列ベクトルの成分に乗算して（受信信号の重み付け）、空間多重した信号系列毎に加算するものである。

これにより、端末局毎の受信信号は干渉分離され、同一の端末局において空間多重された信号のみをまとめて端末局毎のＭＩＭＯ受信処理部２０４−４〜２０４−Ｍ_Ｕに入力され、それぞれ個別に信号検出の後、データが出力される。
上記ＭＩＭＯ受信処理部２０４−４〜２０４−Ｍ_Ｕは、すでに述べたように、図１１におけるシングルユーザMIMOの個別のＭＩＭＯ受信処理部１３０に対応する。これは、ダウンリンクにおける送信指向性制御の結果として、マルチユーザMIMO通信を（８）式〜（１１）式で示した様に、個別のシングルユーザMIMO通信に帰着させたものを、アップリンクのマルチユーザMIMOに拡張させたものに対応する。この拡張において注意すべき点は、受信信号線形加算回路２０３は、受信指向性ビーム形成と等価なことを行っており、この指向性制御のみで端末局間の分離を行っている点であり、受信指向性ビームを形成するもととなる伝達関数情報に誤差があれば、完全には分離できない場合がある。

なお、受信ウエイトの算出処理に関しては、図８に示した送信ウエイトの算出手順と同様に行えばよい。注意すべき点は、送信側の送信パワーアンプや周波数変換器及び受信側のローノイズアンプや周波数変換器等の特性の個体差により、伝達関数行列は完全に対称（お互いに転置行列の関係）であるとは限らない点である。
しかし、ここでは送信指向性制御においても受信指向性制御においても、その伝達関数情報の取得方法（フィードバック方法）は特に限定しておらず、既存のいかなる手法で対応しても良いため、任意の手法で受信指向性制御を行うための伝達関数情報を取得すればよい。
ＷＯ ２００５／０５５４８４ Ａ１

以上説明した様に、従来技術によりマルチユーザMIMO通信が実現可能であるが、以上の説明は、基本的にダウンリンク、すなわち多数のアンテナを備えた基地局が、比較的少数のアンテナを備えた端末局に向けて、マルチユーザMIMO技術により送信する場合の構成及び処理に対応している。また、図１２に示したように、シングルキャリアのシステムの場合であれば、このダウンリンクで形成する指向性を受信時にそのまま用いることで、アップリンクの受信指向性制御を実現することが可能である。
しかしながら、OFDM変調方式を用いるシステムの場合には、事情は大幅に異なり、各端末局が信号を同時に送信する場合、
(a)OFDMのシンボルタイミングの完全な同期が図られていないこと、
(b)各端末局の周波数誤差により合成された信号のサブキャリア間の直交性に崩れがある、
(c)形成すべきビームの指向性はサブキャリア毎に異なる、
等の解決すべき課題が生じることとなる。

ここで、上記(a)及び(b)の課題は、受信時の受信指向性制御で各端末毎の受信信号を分離できれば問題はないのであるが、この処理はフーリエ変換（FFT）処理を行う前段までに実施しなければ、FFTにおいて(a)によるシンボル間干渉、及び(b)によるサブキャリア間干渉を分離できない。
しかしながら、(c)の課題として、受信した信号に指向性を与えるための線形合成処理は、サブキャリア毎に線形合成時の係数、すなわち受信ウエイトが異なるため、FFTにより信号をサブキャリア毎に分離した後でないと処理ができない。

すなわち、狭帯域のシステムを前提とする場合、従来技術においては対応可能であったが、広帯域のシステムを前提とする場合、受信ウエイトの周波数依存性が問題となる。
したがって、受信時の受信指向性制御を実施する際に、このビーム形成処理を周波数ドメイン上で行うのではなく、FFT処理の前段（すなわち時間ドメイン）でサブキャリア毎に異なる指向性制御を行う必要がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、アップリンクにおけるマルチユーザＭＩＭＯ通信を行う際に、FFT処理の前段においてサブキャリア毎に異なる指向性制御を行うことが可能な無線通信方法及び無線基地局を提供することを目的とする。

上記問題を解決するために、本発明の無線通信方法は、一つの第１の無線局と複数の第２の無線局により構成され、該第１の無線局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該第２の無線局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群および前記第２の無線局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMO（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能なOFDM（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた無線通信システムにおける無線通信方法において、
前記第１の無線局における受信部が、サブキャリア毎に、前記複数の第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群との間のMIMOチャネルの周波数ドメインにおける各伝達関数情報を取得する伝達関数行列取得ステップと、前記複数の第２の無線局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判断ステップと、サブキャリア毎に、該選択された第２の無線局の前記第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群との間の前記伝達関数情報をもとに、空間多重する各信号系列を前記第１のアンテナ群の各々のアンテナにて受信する際に各端末局間の干渉を分離するための周波数ドメインにおける第１のアンテナ各々の受信信号に対し乗算する係数である受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、該周波数ドメインにおける受信ウエイトの情報に対し逆フーリエ変換を行い、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に所定の係数を乗算して加算することで信号分離を行うための係数である時間軸受信ウエイトを算出する時間軸受信ウエイト算出ステップと、前記第１のアンテナ群の各アンテナ毎に個別に信号受信する信号受信ステップと、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することにより前記第２の無線局間の信号分離を行う時間軸第１次干渉除去ステップと、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することで前記第２の無線局間の信号分離を行った受信信号に対し、信号中に設定された既知のパターンが付与されている領域において、分離された前記第２の無線局間の各受信信号間の相関すなわち残留干渉除去係数を取得する残留相関算出ステップと、前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した他局宛の信号を減算することで更なる干渉除去を行う第２次干渉除去ステップとを有することを最も主なる特徴とする。

上記本発明は、上述した構成において、サブキャリア毎に、該選択された第２の無線局の前記第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群との間の前記伝達関数情報をもとに、空間多重する各信号系列を前記第１のアンテナ群の各々のアンテナにて受信する際の各端末局間の干渉を分離するための周波数ドメインにおける受信信号に対し乗算する係数である受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、該周波数ドメインにおける受信ウエイトの情報に対し逆フーリエ変換を行い、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に所定の係数を乗算して加算することで信号分離を行うための係数である時間軸受信ウエイトを算出する時間軸受信ウエイト算出ステップと、前記第１のアンテナ群の各アンテナ毎に個別に信号受信する信号受信ステップと、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することにより前記第２の無線局間の信号分離を行う時間軸第１次干渉除去ステップとを有する点で異なっている。
この特徴とする構成は、OFDM変調方式を適用したマルチユーザMIMO通信において、各送信端末局毎にOFDMのシンボルタイミングが異なるため、FFT処理を行う前に受信指向性制御をサブキャリア毎に個別に実施するためのひとつの実現方法を提供するものである。
また、例えば時間的な伝搬チャネルの変動や様々な処理誤差に伴い、先の手段で完全に除去できなかった場合に、最新の情報を用いて残留信号の干渉除去を行うためのひとつの実現方法を提供するものである。

また、本発明の無線通信方法は、上記記載の無線通信方法であって、前記第１の無線局における第２次干渉除去ステップは、前記残留干渉除去係数の中の所定の成分をゼロに設定するステップを実施することを特徴とする。
これは、各送信局毎に一旦信号分離した後、既存のシングルユーザMIMO通信の信号検出技術を適用するために、その技術で信号分離可能な信号系列間はあえて信号分離を前段で行わないようにするためのひとつの実現方法を提供するものである。

また、本発明の無線通信方法は、上記記載の無線通信方法であって、前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した他局宛の信号を減算することで更なる干渉除去を行った受信信号に対し、複数の前記第２の無線局毎に個別に信号検出処理を行う受信処理ステップを有することを特徴とする。

以上の無線通信方法を用いた無線基地局を実現するために、本発明の無線基地局は、一つの無線基地局と複数の無線端末局により構成され、該無線基地局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該無線端末局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記無線基地局の前記第１のアンテナ群および前記無線端末局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMO（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能なOFDM（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた無線通信システムにおける無線基地局であって、前記無線基地局は、サブキャリア毎に、前記複数の第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群との間のMIMOチャネルの周波数ドメインにおける各伝達関数情報を取得する伝達関数取得手段と、前記複数の無線端末局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判定手段と、サブキャリア毎に、該選択された無線端末局の前記第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群の間の前記伝達関数情報をもとに、空間多重する各信号系列を前記第１のアンテナ群の各々のアンテナにて受信する際に各端末局間の干渉を分離するために周波数ドメインにおける第１のアンテナ各々の受信信号に乗算する係数すなわち受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出手段と、該周波数ドメインにおける受信ウエイトの情報に対し逆フーリエ変換を行い、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に所定の係数を乗算して加算することで信号分離を行うための係数すなわち時間軸受信ウエイトを算出する時間軸ウエイト算出手段と、前記第１のアンテナ群の各アンテナ毎に個別に信号受信する無線手段と、前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信した信号に対してアナログデジタル変換を行うＡ／Ｄ変換手段と、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信され且つアナログデジタル変換された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することで前記無線端末局間の信号分離を行う時間軸第１次干渉除去手段と、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することで前記無線端末局間の信号分離を行った受信信号に対し、信号中に設定された既知のパターンが付与されている領域において、分離された前記無線端末局間の各受信信号間の相関すなわち残留干渉除去係数を取得する残留相関算出手段と、前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した信号を加算することで更なる干渉除去を行う第２次干渉除去手段とを備えることを特徴とする。

本発明の無線基地局は、上記記載の無線基地局であって、前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した他局宛の信号を減算することで更なる干渉除去を行った受信信号に対し、複数の前記第２の無線局毎に個別に信号検出処理を行う受信処理手段をさらに備えることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、アップリンクにおけるマルチユーザMIMO通信を行う際に、FFTの実施の前段にてサブキャリア毎に異なる受信指向性制御を実現することが可能となる。これにより、OFDM変調方式を用いたマルチユーザMIMOのアップリンクにおいて、複数の端末局の信号のシンボルタイミングのずれによるシンボル間干渉、および周波数誤差によるOFDMのサブキャリア間の直交性に崩れ等の問題を回避し、各端末局からのアップリンクされるデータを効率的に受信することが可能となる効果が得られる。

本発明の無線通信システムの構成を説明する前に、本発明における無線基地局におけるデータの送受信処理の動作原理を説明する。
まず、動作における前提条件において、無線基地局はデータの送信を行う際、事前の情報として、同時に信号を受信する複数の端末局の伝達関数情報を取得しており、その伝達関数行列に対しての指向性制御を行う際の各受信ウエイト情報が既知であるとする。
この各受信ウエイト情報は、例えば図８に示すフローチャートの従来技術における送信ウエイト行列Ｗの算出処理と同様の処理を行うことにより取得可能である。この受信ウエイト情報の取得における注意すべき点は、厳密にはダウンリンクの伝達関数行列とアップリンクの伝達関数行列との間には若干の補正が必要である点であるが、一般的な議論であり、本発明の本質ではないのでここではその説明を省略する。

無線基地局側において、全てのサブキャリアに対する各受信ウエイトの値の情報が既知であり、サブキャリアｋ、受信アンテナｉに対する第ｊ信号系列に関する受信ウエイトをｗ_ｊｉ ^［ｋ］とする。ここで、第ｉアンテナでの第ｋサブキャリアに関する受信信号をｙ_ｉ ^［ｋ］と表記し、受信信号の線形合成により干渉を除去し、信号分離された第ｊ信号系列に関する信号をｙ’_ｊ ^［ｋ］とした場合、以下の（２３）式に示す関係式が成り立つ。

また、従来例で説明した無線基地局の送信部が送信時に用いるときと同様に、受信ウエイト｛ｗ_ｊｉ ^［ｋ］｝を成分とする第ｋサブキャリアに対する行列を、受信ウエイト行列Ｗ^［ｋ］と表記する。ここでの周波数軸上における受信ウエイトの決定方法は、基本的にはダウンリンクにおける送信ウエイトの決定方法と同様である。
しかしながら、アップリンクの受信ウエイトにおいては、同一端末からの送信信号までを信号分離・干渉除去の対象とする必要はない。同一端末が空間多重した複数の信号系統は、端末局間の干渉分離を行った後に、通常のMIMO受信処理を実施することで干渉除去・信号分離を行うことが可能である。

また補足であるが、従来方式に関する図１２の説明において、受信信号線形加算回路２０３が行う処理は、上記（２３）式と等価な処理を行うものである。ただし、図１２の受信信号線形加算回路２０３においては、シングルキャリアのシステムを仮定しており、OFDMのサブキャリアを示す各成分右肩の「［ｋ］」の文字は省略されている。
ここで、一般に周波数ドメインの処理と時間ドメインの処理は、図１３に示すように、フーリエ変換、及びその逆変換であるフーリエ逆変換により、関連付けることが可能である。これは、ある信号の遅延量ｔに対する遅延波の振幅・位相情報を縦軸にとり、それらを線形加算した左側の時間ドメインの情報は、周波数ドメインでは各サブキャリア毎の振幅・位相情報に焼きなおすことができ、それぞれを各ウエイトで時間ドメインないしは周波数ドメインで加算したものは同一となることを意味している。

したがって、上記（２３）式をIFFT処理により、周波数ドメインでの線形加算処理を、時間ドメインでの線形加算処理に焼きなおすことが可能である。この時間ドメインに変換した線形加算処理は、以下の（２４）式により表される。

上記（２４）式において、φ［ｋ，Ｔ］は、周波数ドメインの線形加算において、第ｋサブキャリアの素波を示す複素関数であり、時刻Ｔの振幅・位相情報を有している。または、時間ドメインの線形加算において、ｗ_ｉｊ’^［ｔ］が第ｉ受信アンテナで受信した第ｊ信号系列の遅延量ｔの信号のウエイトを表す。この（２４）式の第１式は周波数ドメインの線形加算を表し、第２式は時間ドメインでの加算を表している。
すなわち、この（２４）式の意図しているものは、重み付け加算の係数ｗ_ｉｊ’^［ｔ］を用い、各受信アンテナ毎の受信信号をＡ／Ｄ変換し、デジタル化された後の信号を時刻ｔだけずらした信号にこの係数ｗ_ｉｊ’^［ｔ］を乗算し、線形加算することでサブキャリア毎に異なる受信指向性を実現している。以上により、本発明におけるサブキャリア毎の干渉を除去する第１次干渉除去処理を行うことが可能である。

次に、この第１次干渉除去処理で取り除けなかった残留干渉成分に対する、第２次干渉除去処理の原理を説明する。まずここで、以下の条件ａ及びｂを仮定する。
ａ．各ユーザである無線端末局は大まかな送信時におけるタイミング制御は行われているものとする。つまり、ガードインターバルに比較して、各ユーザの無線端末局間の遅延の誤差は小さいものとする
ｂ．アップリンクにおいて、マルチユーザMIMO通信を行う際、空間多重される各無線端末局（ないしは上記の第１次干渉除去処理で除去しきれない端末局間）は、お互いに直交する既知信号（プリアンブル信号）がチャネル推定用にヘッダとして付与されて発信される。

上記条件ａは、例えば欧州で標準化が進められた無線LANのひとつであるHiperLAN/2において、４００ns程度の誤差の範囲内でタイミング制御が行われており、同様の従来技術を用いて実現することは可能である。
例えば、この様な手法を用いることにより、受信時のタイミング誤差を各端末毎に、４μ秒のOFDMシンボルタイミングに比較すると、シンボル誤差を１桁程度小さな値に抑えることは可能である。
また、条件ｂは、シングルユーザMIMO通信の場合においても、Ｎ系統の信号系列を空間多重する場合にはＮ個の直交したプリアンブルを用いており、同様のプリアンブルにより実現可能である。ちなみに、このプリアンブルにおける直交関係は周波数軸上での直交性の他、符号化による直交化、時間軸上の異なるスロットでプリアンブルを送信することによる直交性等、１シンボルに渡る相互相関がゼロとなる方法を任意に用いることができる。

上述した条件の基で、ある端末局＃ｋに対する受信指向性で検出したシンボルタイミングに合わせ、第１次干渉除去処理を行った後の他の端末局宛の受信信号すなわち（２４）式の第２式における左辺に相当するｙ_ｊ’^［Ｔ］（第ｊ信号系列に対する受信信号）と、着目する端末宛の第ｉ信号系列（全端末で空間多重する信号系列に通し番号をつけたｉ番目）の信号ｙ_ｉ’^［Ｔ］との相関Ｃ_ｉｊを求める。この相関Ｃ_ｉｊは、プリアンブル信号のパターンが直交し、かつシンボルタイミングや周波数誤差が小さければ、（２４）式で形成した受信指向性における受信ビームに対する第ｊ信号系列からの漏れこみに相当する。第１次干渉除去処理で干渉を除去した後の第ｊ信号系列の信号ｙ_ｊ”^［Ｔ］をとすると、以下の（２５）式で示す関係式が成り立つ。

上記（２５）式において、この式の右辺における行列に着目すると、ｍ行ｍ列の単位行列Ｉと、非対角成分のみの行列Ｃに分離できる。すなわち、「Ｉ＋Ｃ」と表記できる。これに対し、「Ｉ−Ｃ」なる行列を考え、これら「Ｉ＋Ｃ」と「Ｉ−Ｃ」とを乗算すると、「Ｉ^２−Ｃ^２」となる。行列Ｃの各成分は、先の第１次干渉除去処理により概ね干渉を除去した信号なので、その絶対値は小さな値となっており、各成分の２乗の項を近似的に無視可能とみなせば、「（Ｉ＋Ｃ）・（Ｉ−Ｃ）」は単位行列となり、つまり「Ｉ＋Ｃ」と「Ｉ−Ｃ」とはお互いに近似的な逆行列の関係にある。これを利用することにより、（２５）式を以下に示す（２６）式の様に書き換えることができる。

上述した処理により、第１次干渉除去処理で取り除けなかった残留干渉成分をさらに除去する第２次干渉除去処理を行うことが可能となる。
以上の説明が、本発明の動作原理の説明である。
次に、本動作原理を利用して通信を行うための本発明の一実施形態を、以下に図を用いて説明する。先にも説明したように、本発明の特徴はOFDM変調方式を用いた場合に効果があるため、以下の説明においてもOFDM変調方式を前提とする。

＜第１の実施形態＞
図１に、本発明の第１の実施形態における無線基地局の受信部の構成例を示す。第１の実施形態においては、上述した干渉除去の処理として、第１次干渉除去のみを実施し、第２次干渉除去は行わない。
図において、１−１〜１−Ｍ_Ｒは受信アンテナ、２−１〜２−Ｍ_Ｒは無線部、３は時間軸第１次干渉除去回路、４−１〜４−Ｍ_ＵはＭＩＭＯ受信処理部、５は伝達関数管理回路、６は受信ウエイト算出回路、７は時間軸受信ウエイト算出回路を表す。ここで、Ｍ_Ｒは受信アンテナの本数、Ｍ_Ｕは同時に空間多重される端末局数を表す。

まず、伝達関数管理回路５は、従来方式同様、所定の手法を用いて端末局ごとの最新の伝達関数行列情報を管理している。この伝達関数情報は、図示しない伝達関数行列取得部が予め各端末とのMIMO通信の中で取得した最新の情報を別途管理しているものとする。送信部は従来例における図１０における構成と同様である。ただし、ここでは端末局側を送信側としているため、必ずしも送信信号変換回路１１４ｂは必要ではない。また伝達関数行列取得回路１１７ｂ，送信ウエイト算出回路１１８ｂ，空間多重条件判断回路１１９ｂも同様である。
受信ウエイト算出回路６は、マルチユーザMIMO通信として信号を受信する際に、事前に、各端末毎（ないしは各空間多重された信号系統毎）に信号を分離するための受信ウエイトの算出を行う。ここでは、すでに述べたように、OFDM変調方式を前提としており、受信ウエイト算出回路６では、各サブキャリア毎の受信ウエイトが算出される。また、受信ウエイト算出回路６は算出した上記サブキャリア毎の受信ウエイトを、時間軸受信ウエイト算出回路７へ出力する。

時間軸受信ウエイト算出回路７は、入力される受信ウエイトに対して、上記（２４）式に対応する逆フーリエ変換処理を行う。この結果として、時間軸受信ウエイト算出回路７は、時間軸上での線形加算の係数として、（２４）式における第２式の行列の各要素に相当する遅延時間ｔ毎の係数ｗ_ｉｊ’^［ｔ］を算出する。また、時間軸受信ウエイト算出回路７は、得られた結果である係数ｗ_ｉｊ’^［ｔ］を時間軸第１次干渉除去回路３へ出力する。
時間軸第１次干渉除去回路３は、入力される係数ｗ_ｉｊ’^［ｔ］を用い、（２４）式の第２式の演算を実施し、演算結果の信号を端末毎のMIMO受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕにに対して出力する。

MIMO受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕにおいては、従来例における（８）式〜（１１）式の処理と同様に、無線端末局個別のシングルユーザMIMOの通信に帰着されており、通常のシングルユーザMIMO通信の受信処理が行われることになる。
上述したOFDM変調方式に必須となるFFT処理は、このMIMO受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕの中で行われる。なお、時間軸第１次干渉除去回路３における処理は、無線部２−１〜２−Ｍ_Ｒから入力された信号を、それぞれを単に相互に線形加算するのみではなく、時間的に遅延させた信号間の線形加算も、すなわち時間ドメインにおける線形加算の処理も行われるところが特徴である。
なお、ＭＩＭＯ受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕの数をここではＭ_Ｕとしているが、常にＭ_Ｕ台の端末局の空間多重を行うとは限らない。状況に応じて、Ｍ_Ｕ台よりも少ない台数の端末局を空間多重する際には、その台数に応じてＭＩＭＯ受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕを動作させる。

次に、図１に示す第１の実施形態による第１次干渉除去を行うための事前処理の動作例を示すフローチャートを図２に示す。
まず、受信ウエイト算出回路６は、アップリンクでのデータ，または各種制御情報の受信を判断すると（Ｓ１）、空間多重を行う無線端末局からのアップリンクに関する伝達関数情報を、伝達関数管理回路５から全て取得する（Ｓ２）。ここでの伝達関数情報は、OFDM変調方式におけるデータ伝送に用いられるサブキャリアの情報全てを意味する。

次に、時間軸受信ウエイト算出回路７は、上記伝達関数情報を用い、（２３）式に示す関係にある周波数ドメインにおける情報（受信ウエイトを含む）の全てを算出し、この算出結果に対してフーリエ逆変換を行い、すなわち、（２４）式に対応する変換により、周波数ドメインの情報（受信ウエイト）から時間ドメインでの受信ウエイト情報を算出する（Ｓ３）。
以上で受信のための事前準備を終了し（Ｓ４）、無線端末局からのデータの受信の待ち受け状態へ移行する。

次に、本発明の第１の実施形態における時間軸第１次干渉除去回路３にて行われる第１次干渉除去の処理の動作を、図３に示すフローチャートを用いて説明する。
時間軸第１次干渉除去回路３は、対応する各アンテナ１−１〜１−Ｍ_Ｒ毎の受信処理が開始され、無線部２−１〜無線部２−Ｍ_Ｒ各々から、各アンテナ毎の信号増幅・周波数変換等の基本処理の後の受信信号を入力し、（Ｓ１１）、所定のサンプリング周期でサンプリングを行うＡ／Ｄ変換を実施する。例えば、時間軸第１次干渉除去回路３は、第ｉ番目のアンテナ１−ｉでの時刻Ｔの受信信号を、デジタル信号であるｙ_ｉ ^［Ｔ］として出力する（Ｓ１２）。

次に、時間軸第１次干渉除去回路３は、上記これらｙ_ｉ ^［Ｔ］の情報と、図２に示した事前処理による受信ウエイト情報をもとに、無線部２−１〜２−Ｍ_Ｒからそれぞれ入力される信号ｙ_１ ^［Ｔ］〜ｙ_ｍ ^［Ｔ］ に対して、（２４）式の第２式の処理を各受信系統毎に実施し（Ｓ１３−１〜Ｓ１３−ｍ）、サブキャリア毎の干渉を除去する第１次干渉除去を終了する（Ｓ１４）。
これらの信号はその後、既に干渉除去を完了済みとして、FFTをはじめとする各送信元端末毎の受信処理を、ＭＩＭＯ受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕにおいてそれぞれ実施する。

＜第２の実施形態＞
図４に示す第２の実施形態による受信部と、図１に示す第１の実施形態による受信部との主なる差分は、第１次干渉除去処理の後段に、第２次干渉除去処理を実施するため、端末別タイミング検出回路８、残留相関算出回路９、第２次干渉除去回路１０が追加されている点である。
時間軸第１次干渉除去回路３は、上述した第１の実施形態において説明したように、各無線端末毎に、ある程度他の無線端末局との干渉を低減させた分離信号（受信系統毎の信号）を、各無線端末局毎に出力している。

端末別タイミング検出回路８は、入力される無線端末局毎の上記分離信号をもとに、既知のパターンの信号（予め内部に記憶されているパターン）との相関をとり、受信タイミング（シンボルタイミング）を検出する。
残留相関算出回路９は、端末別タイミング検出回路８から上記受信タイミングの情報及び無線端末毎の上記分離信号が入力されると、着目する端末宛の第ｉ信号系統に対する時間軸第１次干渉除去回路３からの分離信号と、各信号系統に対する時間軸第１次干渉除去回路３からの分離信号との相関Ｃ_ｉｊを、（２５）式により求め、第２次干渉除去回路１０へ出力する。
第２次干渉除去回路１０は、入力される相関値Ｃ_ｉｊにより、時間軸第１次干渉除去回路３からの各分離信号に対し、（２６）式による処理を実施し、結果の出力信号を、端末毎のMIMO受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕへ各々出力する。

MIMO受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕは、各々入力される出力信号が個別のシングルユーザMIMOの通信に帰着されており、（８）式〜（１１）式の処理と同様に、通常のシングルユーザMIMO通信の受信処理が行われる。ここで、OFDM変調方式に必須となるFFT処理は、このMIMO受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕ各々の内部に設けられたFFT回路により行われる。つまり、上述した本実施形態の一連の処理はFFT処理を行う前段の処理であることが処理の特徴である。なお、残留相関算出回路９での処理に、図６に示すステップS２６の処理を含めることも可能である。

また、先にも説明したが、OFDM変調方式においては、複数の端末局の信号が非同期で合成される際、それぞれの信号のシンボルタイミングがずれたことにより、シンボル間干渉を引き起こすこと、周波数誤差によりOFDMのサブキャリア間の直交性に崩れが生じること等の問題がある。
しかしながら、本実施形態におけるように、以上の他の無線端末局との干渉を除去する処理をFFT処理の前段で行うことにより、上述の問題の影響を低減させることが可能となる。

次に、上述した図４における受信部における第２次干渉除去についての処理を説明する。図５は本発明の第２の実施形態における第２次干渉除去処理の動作例を示すフローチャートである。
第１の実施形態において第１次干渉除去を実施するのみであったが、第２の実施形態においては、第１次干渉除去の後、続けて以下に示す第２次干渉除去を行う。
時間軸第１次干渉除去回路３からは、第１次干渉除去により得られた各信号系統毎の各サンプリング時刻の信号であるｙ_ｉ’^［Ｔ］（第ｉ受信系統の時刻Ｔ：サンプリング時刻の受信信号）が出力されている（Ｓ２１）。この各サンプリング時刻の信号は、第２次干渉除去回路１０及び端末別タイミング検出回路８に入力される。

端末別タイミング検出回路８は、上記信号ｙ_ｉ’^［Ｔ］が入力され、各信号系統のタイミング処理を行い、端末毎のシンボルタイミングの検出を行う（Ｓ２２）。
次に、残留相関算出回路９は、上記信号ｙ_ｉ’^［Ｔ］及び検出されたシンボルタイミング情報が入力され、得られた第ｉ系統の検出されたシンボルタイミングにおいて、第ｊ系統の受信信号と第ｉ系統の受信信号との相関を、プリアンブル区間に渡り算出し、これを相関Ｃ_ｊｉとして出力する（Ｓ２３）。
次に、第２次干渉除去回路１０は、上記相関Ｃ_ｊｉの情報をもとに、（２６）式に記載の演算を信号系統毎に実施、すなわち信号ｙ_ｉ’^［Ｔ］から他の信号に係数Ｃ_ｊｉを乗算した結果を減算し、各信号系列における残留干渉成分を除去することにより（Ｓ２４−１〜Ｓ２４−ｍ）、第２次干渉除去を終了する（Ｓ２５）。
これらの信号はその後、既に干渉除去を完了済みとして、FFTをはじめとする各送信元端末毎の受信処理を、ＭＩＭＯ受信処理部４−１〜４−Ｍ_Ｕにおいてそれぞれ実施する。

なお、上記（２６）式において、全ての信号系統に対して第２次干渉除去を行うという表現をしているが、実際の受信処理において、上述した干渉除去処理は、送信端末局毎のタイミング誤差やキャリア周波数誤差に依存しており、通常のMIMO受信処理で除去できない干渉を除去するための処理である。しかしながら、同一の無線端末局が送信する空間多重信号であれば、通常のMIMO受信処理を適用することが可能である。この場合には、同一端末局が送信した信号系統間の相関Ｃ_ｊｉが等価的にゼロであれば良い。

以上の処理は、図６のフローチャートにおいて、本発明の第２の実施形態における他の第２次干渉除去処理のフローとして示した。
図５及び図６のフローチャートの差分は、ステップＳ２６において、プリアンブルにより同一の無線端末局からの空間多重信号であることが検出された際、残留相関算出回路９は、（２５）式における該当する相関Ｃ_ｊｉにゼロを挿入する処理を行う。
または、上述したゼロ挿入と等価の処理であるが、図５のステップＳ２３において、残留相関算出回路９が、該当する相関Ｃ_ｊｉの算出処理を実施しない処理を行い、初期値であるゼロの値を用いるようにしてもよい。この相関Ｃ_ｊｉにゼロを挿入する処理と、該当する相関Ｃ_ｊｉの算出処理を実施しない処理とは等価である。

以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することが出来る。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

なお、図１及び図４における送信局側の受信部における図２，３，５，６のフローチャートに示す受信処理（本実施形態に対応する処理）の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより受信処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

本発明の第１の実施形態における無線基地局の受信部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態における第１次干渉除去の事前処理のフローを示すフローチャートである。 本発明の第１の実施形態における第１次干渉除去処理を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態における無線基地局の受信部の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態における第２次干渉除去処理を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態における他の第２次干渉除去処理を示すフローチャートである。 マルチユーザMIMOシステムの構成例を示す概念図である。 従来技術における送信ウエイト行列Ｗの算出処理の動作を示すフローチャートである。 従来技術における無線基地局の受信部の構成例（シングルキャリアの場合）を示すブロック図である。 従来技術における無線基地局の受信部の構成例（OFDM変調方式の場合）を示すブロック図である。 従来技術における受信局の構成例（シングルキャリアの場合）を示す図である。 従来技術におけるアップリンクのマルチユーザMIMO通信の受信部の構成例を示す図である。 時間ドメインと周波数ドメインの情報の関係を示す概念図である。

符号の説明

１−１，１−２，１−Ｍ_Ｒ…受信アンテナ
２−１〜２−３…無線部
３…時間軸第１次干渉除去回路
４−１，４−２，４−Ｍ_Ｒ…ＭＩＭＯ受信処理部
５…伝達関数行列管理回路 ６…受信ウエイト算出回路
７…時間軸受信ウエイト算出回路 ８…端末別タイミング検出回路
９…残留相関算出回路 １０…第２次干渉除去回路
１０１…基地局
１０２，１０３，１０４…端末局＃１〜＃３
１１１ａ，１１１ｂ…データ分割回路
１１２ａ−１，１１２ａ−２，１１２ａ−Ｌ…プリアンブル付与回路
１１２ｂ−１，１１２ｂ−２，１１２ｂ−Ｌ…プリアンブル付与回路
１１３ａ−１，１１３ａ−２，１１３ａ−Ｌ…変調回路
１１３ｂ−１，１１３ｂ−２，１１３ｂ−Ｌ…変調回路
１１４ａ，１１４ｂ…送信信号変換回路
１１５ａ−１，１１５ａ−２，１１５ａ−Ｍ_Ｔ…無線部
１１５ｂ−１，１１５ｂ−２，１１５ｂ−Ｍ_Ｔ…無線部
１１６ａ−１，１１６ａ−２，１１６ａ−Ｍ_Ｔ…送受信アンテナ
１１６ｂ−１，１１６ｂ−２，１１６ｂ−Ｍ_Ｔ…送受信アンテナ
１１７ａ，１１７ｂ…伝達関数行列取得回路
１１８ａ，１１８ｂ…送信ウエイト算出回路
１１９ａ，１１９ｂ…空間多重条件判断回路
１２０ａ−１，１２０ａ−２，１２０ａ−Ｌ…ＩＦＦＴ回路
１２０ｂ−１，１２０ｂ−２，１２０ｂ−Ｌ…ＩＦＦＴ回路
１２１−１，１２１−２，１２１−３…受信アンテナ
１２２−１，１２１−２，１２２−３…無線部
１２３…チャネル推定回路 １２４…受信信号管理回路
１２５…伝達関数行列管理回路 １２６…行列演算回路＃１
１２７…行列演算回路＃２ １２８…硬判定回路
１２９…データ合成回路 １３０…ＭＩＭＯ受信処理部
２０１−１，２０１−２，２０１−Ｍ_Ｒ…受信アンテナ
２０２−１，２０２−２，２０２−Ｍ_Ｒ…無線部
２０３…受信信号線形加算回路
２０４−１，２０４−２，２０４−Ｍ_Ｒ…ＭＩＭＯ受信処理部
２０５…受信ウエイト算出回路
２０６…伝達関数管理回路

Claims (5)

1. 一つの第１の無線局と複数の第２の無線局により構成され、該第１の無線局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該第２の無線局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記第１の無線局の前記第１のアンテナ群および前記第２の無線局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMO（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能なOFDM（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた無線通信システムにおける無線通信方法において、
   前記第１の無線局における受信部が、
   サブキャリア毎に、前記複数の第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群との間のMIMOチャネルの周波数ドメインにおける各伝達関数情報を取得する伝達関数行列取得ステップと、
   前記複数の第２の無線局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判断ステップと、
   サブキャリア毎に、該選択された第２の無線局の前記第２のアンテナ群と前記第１のアンテナ群との間の前記伝達関数情報をもとに、空間多重する各信号系列を前記第１のアンテナ群の各々のアンテナにて受信する際に各端末局間の干渉を分離するための周波数ドメインにおける第１のアンテナ各々の受信信号に対し乗算する係数である受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、
   該周波数ドメインにおける受信ウエイトの情報に対し逆フーリエ変換を行い、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に所定の係数を乗算して加算することで信号分離を行うための係数である時間軸受信ウエイトを算出する時間軸受信ウエイト算出ステップと、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナ毎に個別に信号受信する信号受信ステップと、
   時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することにより前記第２の無線局間の信号分離を行う時間軸第１次干渉除去ステップと、
   時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することで前記第２の無線局間の信号分離を行った受信信号に対し、
   信号中に設定された既知のパターンが付与されている領域において、分離された前記第２の無線局間の各受信信号間の相関すなわち残留干渉除去係数を取得する残留相関算出ステップと、
   前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した他局宛の信号を減算することで更なる干渉除去を行う第２次干渉除去ステップと
   を有することを特徴とする無線通信方法。
2. 前記請求項１に記載の無線通信方法であって、
   前記第１の無線局における第２次干渉除去ステップは、
   前記残留干渉除去係数の中の所定の成分をゼロに設定するステップを実施することを特徴とする無線通信方法。
3. 前記請求項１または請求項２に記載の無線通信方法であって、
   前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した他局宛の信号を減算することで更なる干渉除去を行った受信信号に対し、
   複数の前記第２の無線局毎に個別に信号検出処理を行う受信処理ステップを有することを特徴とする無線通信方法。
4. 一つの無線基地局と複数の無線端末局により構成され、該無線基地局は複数本のアンテナで構成される第１のアンテナ群を備え、該無線端末局は複数本のアンテナで構成される第２のアンテナ群を備え、前記無線基地局の前記第1のアンテナ群および前記無線端末局の全てないしはその一部の備える前記第２のアンテナ群により構成されるMIMO（Multiple Input Multiple Output）チャネルを介して複数の信号系統を同一周波数チャネルおよび同一時刻に空間多重してMIMO通信することが可能なOFDM（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた無線通信システムにおける無線基地局であって、
   前記無線基地局は、
   サブキャリア毎に、前記複数の第２のアンテナ群と前記第1のアンテナ群との間のMIMOチャネルの周波数ドメインにおける各伝達関数情報を取得する伝達関数取得手段と、
   前記複数の無線端末局の中からその全てないしはその一部の無線局を同時に空間多重する通信相手局として選択する空間多重条件判定手段と、
   サブキャリア毎に、該選択された無線端末局の前記第2のアンテナ群と前記第１のアンテナ群の間の前記伝達関数情報をもとに、空間多重する各信号系列を前記第１のアンテナ群の各々のアンテナにて受信する際に各端末局間の干渉を分離するために周波数ドメインにおける第１のアンテナ各々の受信信号に乗算する係数すなわち受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出手段と、
   該周波数ドメインにおける受信ウエイトの情報に対し逆フーリエ変換を行い、時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に所定の係数を乗算して加算することで信号分離を行うための係数すなわち時間軸受信ウエイトを算出する時間軸ウエイト算出手段と、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナ毎に個別に信号受信する無線手段と、
   前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信した信号に対してアナログデジタル変換を行うＡ／Ｄ変換手段と、
   時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信され且つアナログデジタル変換された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することで前記無線端末局間の信号分離を行う時間軸第１次干渉除去手段と、
   時間ドメインにおいて前記第１のアンテナ群の各アンテナで受信された信号に対し所定の遅延を付加した信号に前記時間軸受信ウエイトを乗算して加算することで前記無線端末局間の信号分離を行った受信信号に対し、
   信号中に設定された既知のパターンが付与されている領域において、分離された前記無線端末局間の各受信信号間の相関すなわち残留干渉除去係数を取得する残留相関算出手段と、
   前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した信号を加算することで更なる干渉除去を行う第２次干渉除去手段と
   を備えることを特徴とする無線基地局。
5. 前記請求項４に記載の無線基地局であって、
   前記信号分離後の各受信信号に対して前記残留干渉除去係数を乗算した他局宛の信号を減算することで更なる干渉除去を行った受信信号に対し、
   複数の前記第２の無線局毎に個別に信号検出処理を行う受信処理手段を
   をさらに備えることを特徴とする無線基地局。

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