JP4682429B2 - スイッチトリラクタンスモータの制御方法、及びその位置角決定機構並びにプログラム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は多相負荷に供給する電流を転流する技術に関し、例えばスイッチトリラクタンスモータの位置検出に適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
図２２はスイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す、回転軸に垂直な断面図である。ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流が採用され、磁性体からなる回転子８０が４個の突極８１〜８４を、磁性体からなる固定子９０が６個の突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗを、それぞれ備えたスイッチトリラクタンスモータ１００を例示している。
【０００３】
回転子８０は断面図上で固定子９０に囲まれている。突極８１〜８４は固定子９０へと四等配されて突出している。突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ、９２ｕ，９２ｖ，９２ｗは回転子８０へと六等配されて突出している。但し突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗは三等配されて設けられている。
【０００４】
突極９１ｕ，９２ｕ、突極９１ｖ，９２ｖ、突極９１ｗ，９２ｗはそれぞれ対向して配置され、これらの３対の突極はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相に対応する。即ち、突極９１ｕ，９２ｕにはＵ相コイル９４ｕが、突極９１ｖ，９２ｖにはＶ相コイル９４ｖが、突極９１ｗ，９２ｗにはＷ相コイル９４ｗが、それぞれの対向する軸において同方向に巻回されている。例えばＵ相コイル９４ｕは突極９１ｕ，９２ｕが対向する軸を示す仮想線９３ｕにおいて同方向に巻回される。Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗについても同様である。
【０００５】
図２３はＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに電流を供給するインバータ４００の回路図である。スイッチトリラクタンスモータ１００に直流電源ＶDCから電流を流す場合、直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴu+によって黒丸が付された側からＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴu-によって負極へと電流ｉuが引き抜かれる。同様にして、Ｖ相コイル９４ｖには直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴv+によって黒丸が付された側から電流ｉvが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴv-によって負極へと電流ｉvが引き抜かれる。またＷ相コイル９４ｗには直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴW+によって黒丸が付された側から電流ｉwが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴW-によって負極へと電流ｉwが引き抜かれる。
【０００６】
スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオフした直後、Ｕ相コイル９４ｕに蓄えられた電磁エネルギーにより、電流ｉuはフリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-を介して流れ続ける。同様にしてＶ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvはフリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-によって、またＷ相コイル９４ｗに流れる電流ｉwはフリーホイールダイオードＤw+，Ｄw-によって還流する。
【０００７】
Ｕ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対してインバータ４００によって上記のように電流ｉu，ｉv，ｉwが供給されると、それぞれ突極９１ｕから回転子８０を介して突極９２ｕへと流れる磁束、突極９１ｖから回転子８０を介して突極９２ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから回転子８０を介して突極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。
【０００８】
スイッチトリラクタンスモータ１００では、上記のようにして発生した磁束が突極８１〜８４を介して回転子８０を通り、その電磁エネルギーが最小となるように回転トルクが発生する。別の観点からみれば、突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗのうち、発生した磁束によって磁極となったものに突極８１〜８４が吸引されて回転子８０が回転する。従って、回転子８０を安定して回転させるためには、回転子８０と固定子９０との間の位置角に整合させて上記の磁束を発生させる必要がある。
【０００９】
図２４は、スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-，Ｔv+，Ｔv-，Ｔw+，Ｔw-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートである。位置角θは、図２２において突極９１ｕ，９２ｕが対向する方向を示す仮想線９３ｕと、突極８２，８４が対向する方向を示す仮想線８５又は突極８１，８３が対向する方向を示す仮想線８６とが交差する角度のうちのいずれかが採用され、位置角θが増大する方向は回転子８０の回転方向、ここでは図２２において時計回りの方向に選択される。
【００１０】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのインダクタンスＬu，Ｌv，Ｌwは、それぞれθ＝９０°、１２０°、６０°で最大値Ｌmaxを、それぞれθ＝４５°、７５°、１０５°で最小値Ｌminを採る、いずれも位置角θについての周期９０°の関数である。なお参考のため、電気角ψについてもその３６０°の範囲を併記した。
【００１１】
位置角θの正確な検出は、スイッチトリラクタンスモータ１００が回転する速度が位置角θの微分に基づいて求められるので重要である。つまり位置角θの検出誤差は、速度の脈動を実際とは異なって見積もってしまうことに繋がる。そしてスイッチトリラクタンスモータの速度制御系のゲインが大きい程、速度の脈動も大きく見積もられてしまう。またスイッチトリラクタンスモータに流す電流の脈動を最小とするためにも位置角θの正確な検出が望ましい。
【００１２】
位置角θの検出のために光学式、磁気式の位置センサをスイッチトリラクタンスモータ１００の回転軸（図示せず）に取り付けられる場合もあるが、システムの大型化や信頼性の低下、コスト上昇を招来したり、設置環境が限定されるという問題がある。これを解決するために、回転子８０と固定子９０とを総合して見た磁化曲線に基づいて、位置角θを推定する手法が提案されている。
【００１３】
図２５はｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvと、電流ｉvによってｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvvとの関係を例示するグラフであり、位置角θをパラメータとして描いている。電流ｉvの値を固定して考えれば、図２４に示されるインダクタンスＬｖの位置角θに対する依存性を反映して、位置角θが３０°において磁束鎖交数λvvは最大値を採り、位置角θが７５°において磁束鎖交数λvvは最小値を採る。また、位置角θの値を固定して考えれば、電流ｉvの値が増加するほど磁束鎖交数λvvの値は増大する。
【００１４】
図２５に示された特性を予め較正曲線として測定しておけば、スイッチトリラクタンスモータ１００の運転時に磁束鎖交数λvvと電流ｉvを測定することにより、当該較正曲線から位置角θが求められる。かかる較正曲線は、回転子８０、固定子９０、コイル９４ｕ，９４ｖ，９４ｗを回転軸に対して対称に構成することにより、一つの相についてのみ準備しておけば他の相についても転用することができる。
【００１５】
磁束鎖交数λvvの値は、ｖ相コイル９４ｖの両端に生じる電圧をｖv、ｖ相コイル９４ｖの直流抵抗分をＲvとして、式（１）に基づいて積分計算によって見積もることが出来る。
【００１６】
【数１】
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
トルクの脈動の増加、効率の低下、運転範囲の縮小等を回避しつつ、２つの相に同時に磁束を発生させないようにするため、各相のスイッチングトランジスタのオン／オフは排他的に行われる。具体的には図２４に示されるように、スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオンする際の位置角θ0uはスイッチングトランジスタＴw+，Ｔw-がオフする際の位置角θ1wと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-のオンする際の位置角θ0vはスイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-のオフする際の位置角θ1uと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴw+，Ｔw-がオンする際の位置角θ0wはスイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-がオフする際の位置角θ1vと等しく設定される。
【００１８】
しかし、位置角θ0u〜θ1uにおいてＵ相コイル９４ｕに流れていた電流ｉuは、位置角θ1u＝θ0vを越えてもフリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-によって還流される。そのため、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-を介してＶ相コイル９４ｖに電流が流れる期間の初頭の期間Ｈにおいては、図２６のグラフに示されるように電流ｉvのみならず、電流ｉuも流れてしまう。但し図２６において時刻ｔ0u，ｔ1u，ｔ0v，ｔ1vは、それぞれ位相角θ0u，θ1u，θ0v，θ1vに対応した時刻である。
【００１９】
このように複数の相に電流が流れる期間Ｈ（以下「電流オーバーラップ期間」と称す）が存在すると、図２５に示された較正曲線と式（１）とに基づいて求めた位置角θは不正確となる。その理由は、ｕ相に流れる電流ｉuがｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvuを生成するからである。従って、正確には式（１）の代わりに式（２）を採用しなければならない。
【００２０】
【数２】
【００２１】
図２２には電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉu，ｉvの方向、電流ｉvが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λvv、電流ｉuが突極９１ｕ，９２ｕに与える磁束鎖交数λuu、電流ｉuが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λvu、電流ｉuが突極９１ｗ，９２ｗに与える磁束鎖交数λwuを模式的に示している。
【００２２】
図２５に示された較正曲線は、コイルに流れる電流と、当該コイルが巻回された突極に鎖交する磁束についてのものであり、巻回された突極と異なる突極に対してコイルが与える磁束についてのものではない。従って、磁束鎖交数λvuを無視して、式（３）を用いて磁束鎖交数λvvを見積もり、これと電流ｉvとを用いて図２５の較正曲線から位置角θを求めても不正確となる。
【００２３】
【数３】
【００２４】
そこで、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を考慮した較正曲線をも準備する手法が、例えば特開平５−１９９７９４号公報（以下、単に「公報」と称す）において提案されている。しかしながら他の相に流れる電流に対応させて磁化曲線を測定する手間や、記憶させるデータが膨大となることから、回転を制御する装置の複雑化、ひいてはコストアップが懸念される。
【００２５】
記憶させるデータ量を少なくするために、磁化曲線をファジー理論を採用してモデル化する技術も、例えば「磁化曲線を利用したＳＲＭの位置センサレス制御法」（小坂、落合、松井、電気学会論文誌Ｄ、Vol.120,No.2,2000,pp216-222：以下、単に「文献」と称す）において提案されているが、制御の実装過程が複雑になるという問題が懸念される。
【００２６】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を簡易に低減するという課題を解決するものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは、第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを有する固定子（９０）と、前記固定子に囲まれる回転子（８０）と、を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、前記回転子と前記固定子の間において前記第１の突極と第２の突極とで同じ方向に磁束を発生させる第１及び第２の電流（ｉ u ，ｉ v ）を供給する。
そして前記第１の相（Ｕ）へと転流する第３の相（Ｗ）についての第３の電流（ｉ w ）が、前記第１の電流（ｉ u ）よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記回転子（８０）の位置角（θ）と、前記第１の電流とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３２】
この発明のうち請求項２にかかるものは、請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第１の電流（ｉu）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第１相期間（Ｕ）で前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λu）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第１相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）。
【００３３】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）と、前記第１の電流（ｉu）とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λu）を求めるに際してファジー理論を用いる。
【００３４】
この発明のうち請求項４にかかるものは、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３５】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第２の電流（ｉu）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λu）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）。
【００３６】
この発明のうち請求項６にかかるものは、請求項４及び請求項５のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉu）とに基づいて、前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λu）を求めるに際してファジー理論を用いる。
【００３７】
この発明のうち請求項７にかかるものは、第１の電流（ｉu）が流れる第１の相（Ｕ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉv）が流れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して（Ｓ９０１〜Ｓ９０４）前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ９０５）、当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３８】
この発明のうち請求項８にかかるものは、請求項７記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第２の電流（ｉv）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λv）を求めるための積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λN-1）を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θN）を求める（６０）。
【００３９】
この発明のうち請求項９にかかるものは、請求項７及び請求項８のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉv）とに基づいて、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λv）を求めるに際して前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介される。
【００４３】
この発明のうち請求項１０にかかるものは、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の位置角決定機構（２００）であって、前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ａ）と、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備える。
【００４４】
この発明のうち請求項１１にかかるものは、請求項１０記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）であって、前記第２の電流（ｉu）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λu）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。
【００４５】
この発明のうち請求項１２にかかるものは、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ａ）は前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、ファジー理論を用いて前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λu）を求める。
【００４６】
この発明のうち請求項１３にかかるものは、第１の電流（ｉu）が流れる第１の相（Ｕ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉv）が流れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の位置角決定機構（２０１）であって、前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ｂ）と、当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備える。
【００４７】
この発明のうち請求項１４にかかるものは、請求項１３記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）であって、前記第２の電流（ｉv）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λv）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λN-1）を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。
【００４８】
この発明のうち請求項１５にかかるものは、請求項１３及び請求項１４のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ｂ）は、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉv）とに基づいて、前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介して、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λv）を求める。
【００４９】
この発明のうち請求項１６にかかるものは、請求項１乃至請求項９に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに実現させるプログラムである。
【００５０】
【作用】
この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法においては、スイッチトリラクタンスモータ（１００）に、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉu）から、第２のコイル（９４ｖ）に流れる電流（ｉv）へ転流した直後の電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）で発生した磁束は、第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）には流れ込まない。
【００５３】
この発明の内、請求項１乃至請求項６にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１０乃至請求項１２にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構においては、磁束鎖交数（λ）を介して位置角（θ）についてのフィードバックが行われる。
【００５４】
この発明の内、請求項７乃至請求項９にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１３乃至請求項１５にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構においては、インダクタンス（Ｌ）を用いて磁束鎖交数（λ）が求められる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態において採用されるインバータ３００の回路図である。簡単にいえば、インバータ３００は、図２３に示されたインバータ４００に対し、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-、フリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-の接続をＶ相コイル９４ｖの巻線方向に対して反対に設けた構成を有している。
【００５６】
即ち、Ｕ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗに直流電源ＶDCからそれぞれ電流ｉu，ｉwを流す場合、それぞれ黒丸が付された側から電流が供給され、反対側から引き抜かれる。フリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-，Ｄw+，Ｄw-によって還流する場合も電流ｉu，ｉwの方向は同じである。しかし、Ｖ相コイル９４ｖに直流電源ＶDCから供給する場合及びフリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-によって還流する場合のいずれも、電流ｉvは黒丸が付されていない側から供給され、黒丸が付された側から引き抜かれる。つまりＶ相コイル９４ｖはＵ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗとは逆方向に電流が供給される。
【００５７】
インバータ３００によってＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対して上記のようにして電流ｉu，ｉv，ｉwが供給されると、それぞれ突極９１ｕから突極９２ｕへと流れる磁束、突極９２ｖから突極９１ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから突極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。つまりＶ相に関しては磁束の向きが従来とは反対になる。このため、位置角θ1u＝θ0v以後の電流オーバーラップ期間Ｈにおいて電流ｉuが発生させる磁束は電流ｉvによる起磁力に阻まれ、磁束鎖交数λvuは殆どゼロとなる。
【００５８】
図２は電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉu，ｉvの方向、電流ｉvが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λvv、電流ｉuが突極９１ｕ，９２ｕに与える磁束鎖交数λuu、電流ｉuが突極９１ｗ，９２ｗに与える磁束鎖交数λwuを模式的に示している。
【００５９】
以上のようにして本実施の形態によれば、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の間において同じ方向となる。従ってスイッチトリラクタンスモータに流す電流をＵ相からＶ相に転流した直後の電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束はＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。従ってＶ相に電流ｉvが流れる期間のスイッチトリラクタンスモータ１００の位置角θの検出においては、Ｕ相に流れる電流ｉuの影響を排除することができる。従って、図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いても精度良く位置角θの検出を行うことができる。
【００６０】
図３は本実施の形態の効果を説明するグラフであり、横軸に位置角θ（°）を、縦軸に電流ｉv（Ａ）を、それぞれ採っている。グラフＬ０は式（３）及び図３に示された較正曲線から計算によって位置角θを求めて得られた理想値を示す。一方、グラフＬ１，Ｌ２はそれぞれ、従来と同様にして電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉuが磁束鎖交数λvuを生成した場合、本実施の形態に示すように磁束鎖交数λvuが発生しない場合を示している。
【００６１】
同図から明白なように、グラフＬ２は殆どグラフＬ０と重なっており、本実施の形態によって電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉuが流れても、これがＶ相に転流した後の位置角θの検出に影響を殆ど与えないことがわかる。
【００６２】
しかも本実施の形態によれば、速度情報を用いて位置角θの検出を行わないので、速度制御系のゲインを高めることができ、スイッチトリラクタンスモータ１００の応答性を向上することもできる。
【００６３】
かかる効果はスイッチトリラクタンスモータ１００に流す電流をＶ相からＷ相に転流した直後の電流オーバーラップ期間Ｈについても同様にして得られることはいうまでもない。
【００６４】
また、必ずしも三相交流で駆動されるスイッチトリラクタンスモータにのみ適用されるものではなく、二相、四相等の他の多相交流で駆動されるスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよい。また固定子９０や回転子８０の突極の数も、６−４極に限定されるものではなく、１２−８極、８−６極などの他の極数を備えたスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよい。
【００６５】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態ではＶ相についての磁束の向きを変えたので、Ｗ相からＵ相に転流した直後（位置角θ1w＝θ0uの直後）の電流オーバーラップ期間Ｈについては、第１の実施の形態の効果が期待できない。そこで本実施の形態では、当該期間において（後述するように、正確には若干異なる期間であるが）、減少しつつある電流ｉwがＵ相の磁極となる突起９１ｕ，９２ｕに流れ込んでも、これによる位置角θの誤差を低減する技術を採用する。
【００６６】
図４は本実施の形態において採用される位置角決定機構２００の構成を例示するブロック図である。
【００６７】
位置角決定機構２００において推定相選択処理部５１が設けられている。推定相選択処理部５１は最大電流相選択部５１ａと検出相選択部５１ｂとを備えている。最大電流相選択部５１ａには、各相に流れる電流ｉu，ｉv，ｉwが供給される。これら三者の中で最大値を採る電流ｉzに対応する相がインバータ（例えば図１に示されたインバータ３００）によって励磁されている相であると判断し、当該相を示す励磁相信号Ｚ（ＺはＵ，Ｖ，Ｗのいずれか一つを示す）が出力される。検出相選択部５１ｂにはＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ，Ｗ相コイル９４ｗの電圧ｖu，ｖv，ｖwが入力されており、これらのうち、励磁相Ｚに対応する電圧ｖz（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）が出力される。
【００６８】
推定相選択処理部５１の動作は、ノイズを無視できる理想的な場合には図５に示されるフローチャートで実現されてもよい。ステップＳ５０１において電流ｉu，ｉv，ｉwが入力される。ステップＳ５０２に進み、電流ｉuが電流ｉvより大きいかが判断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０４に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０３に進む。ステップＳ５０３では電流ｉvが電流ｉwより大きいかが判断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０５に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０６に進む。
【００６９】
ステップＳ５０４ではＵ相の方がＶ相よりも大きな電流が流れていた事に基づき、インバータによって励磁されている相はＵ相であると判断し、励磁相信号Ｚは励磁相がＵ相である旨を出力する（図中、励磁相信号Ｕとしている）。同様にしてステップＳ５０５ではＶ相の方がＷ相よりも大きな電流が流れていた事に基づき、励磁相がＶ相である旨（図中、励磁相信号Ｖとしている）を出力する。同様にしてステップＳ５０６では励磁相がＷ相（図中、励磁相信号Ｗとしている）である旨を出力する。
【００７０】
ステップＳ５０４，Ｓ５０５，Ｓ５０６が実行された後は、それぞれステップＳ５０７，Ｓ５０８，Ｓ５０９により、電流ｉzと電圧ｖzとして、電流ｉuと電圧ｖu、電流ｉvと電圧ｖv、電流ｉwと電圧ｖwが設定される。
【００７１】
図４に示された推定相選択処理部５１の動作でも、図５に示されたフローチャートの動作でも、励磁相Ｚの判定は各相の電流ｉu，ｉv，ｉwの大小関係に基づいている。従って、図２４に示されたスイッチングトランジスタのオン／オフや、図２６に示された電流オーバーラップ期間Ｈのいずれともずれた期間として励磁相が判断される。
【００７２】
図６は励磁相の判断を、Ｗ相からＵ相への転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで時刻ｔ1wは位置角θ1wに対応してスイッチングトランジスタＴw+，Ｔw-がオフする時刻であり、時刻ｔouは位置角θouに対応してスイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオンする時刻である。例えば図１に示されるインバータ３００において、時刻ｔ1w＝ｔouにおいてスイッチングトランジスタの動作によってＷ相からＵ相へと転流を行う制御が行われても、その後の電流オーバーラップ期間Ｈ中で電流ｉu＝ｉwとなる時刻ｔ1w’＝ｔou’になって初めて、励磁相ＺはＵ相であると判断される。
【００７３】
図４に戻り、位置角決定機構２００において磁束鎖交数演算部５３は、励磁相に対応した電流ｉz、電圧ｖzを受け、Ｖ相について示された式（３）を各相に読み替えて磁束鎖交数λを求める。例えば図６に即して言えば時刻ｔ1w’＝ｔou’以前では電流ｉw、電圧ｖwに基づいて磁束鎖交数λwwを求める。
【００７４】
一方、位置角決定機構２００において磁化曲線モデル部５４ａは、後述する近似によって磁束鎖交数を求める磁束鎖交数算出部として機能する。そしてこの２つの求め方のいずれかによって求められた磁束鎖交数λと、インバータに流れる電流に基づき、図２５に示される較正曲線を用いて、回転位置演算部６０は位置角θを求める演算を行う。
【００７５】
磁束鎖交数λを求める方法を切り替えるため、位置角決定機構２００はフロー切り替え機構５８を備えている。もちろん、これと同様の機能が実現できればソフトウェアの処理を採用してもよいが、便宜上、１つのＡＮＤゲート５８ａと３つのスイッチ５８ｂ，５８ｃ，５８ｄを用いてフロー切り替え機構５８を構成した場合を例示している。
【００７６】
位置角決定機構２００において電流ｉu，ｉv，ｉwは電流オーバーラップ判定部５７にも与えられる。ここでは測定している時点が電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る判定信号ｘを出力する。かかる判断は電流ｉu，ｉv，ｉwの２つが所定値以上であること、理想的には非零であることを検出することによって実現することができる。
【００７７】
また位置角決定機構２００において励磁相信号Ｚは相互誘導作用判定部５６にも与えられる。ここでは励磁相がＵ相であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る判定信号ｙを出力する。
【００７８】
ＡＮＤゲート５８ａにおいて判定信号ｘ，ｙの論理積を採ることにより、ＡＮＤゲート５８ａの出力は、ｉu＞ｉw＞０である電流オーバーラップ期間Ｈ（以下「特定オーバーラップ期間Ｈ’」とも称す）内であるか否かに対応して変動する。なお図６に示されるように、特定オーバーラップ期間Ｈ’の終期は電流オーバーラップ期間Ｈの終期と一致するが、その始期は電流オーバーラップ期間Ｈの始期よりも遅れる。
【００７９】
特定オーバーラップ期間Ｈ’内である場合にはスイッチ５８ｃをオンにし、積分初期値設定部５９から式（３）の計算のための初期値が新たに磁束鎖交数演算部５３に与えられる。但し特定オーバーラップ期間Ｈ’内ではスイッチ５８ｄによって磁化曲線モデル部５４ａの出力を回転位置演算部６０に与えさせる。特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、スイッチ５８ｃをオフにし、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算部５３の出力を回転位置演算部６０に与えさせる。
【００８０】
特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、Ｕ相、Ｗ相の場合も読み替えて、式（３）に基づいて求められた磁束鎖交数λが回転位置演算部６０での演算に採用され、位置角θが決定される。これは特に電流オーバーラップ期間Ｈ以外では従来から行われてきた手法と同様である。また第１の実施の形態を採用することにより、電流オーバーラップ期間Ｈ内であっても、Ｕ相からＶ相への転流時、Ｖ相からＷ相への転流時において位置角θを正確に求めることができる。しかし、第１の実施の形態で問題を回避できない、Ｗ相からＵ相への特定オーバーラップ期間Ｈ’では、磁化曲線モデル部５４ａの近似計算によって磁束鎖交数を求める。
【００８１】
図７及び図８は両者相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。まず図７に示されたステップＳ６０１〜Ｓ６１０において電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かが判断され、電流オーバーラップ判定部５７の動作に対応している。まずこれらのステップに移行する前にカウント値Ｃは０に設定されているものとする。
【００８２】
ステップＳ６０１において電流ｉu，ｉv，ｉwが入力され、ステップＳ６０２において電流ｉuは０か否かが判断される。もちろんこの判断はノイズを無視した理想的な場合を例示しており、実際には許容される最低値よりも小さいか否かが判断されることになる。以下のステップＳ６０４，Ｓ６０６についても同様である。
【００８３】
ステップＳ６０２の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０３においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０４に進む。
【００８４】
ステップＳ６０４において電流ｉvは０か否かが判断される。ステップＳ６０４の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０５においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０６に進む。
【００８５】
ステップＳ６０６において電流ｉwは０か否かが判断される。ステップＳ６０６の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０７においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０８に進む。
【００８６】
ステップＳ６０８ではカウント値Ｃの値が１より大きいか否かを判断する。カウント値Ｃの値が１より大きければステップＳ６０２，Ｓ６０４，Ｓ６０６の少なくとも２つにおいて判断結果が「ＮＯ」であり、電流ｉu，ｉv，ｉwの２つが非零であると判断されたことになる。従ってその場合には電流オーバーラップ期間Ｈ内であるとしてステップＳ６０８の判断結果は「ＹＥＳ」となり、ステップＳ６０９へと進み、判定信号ｘに１を設定する。本フローチャートにおいて記号「＝」はその左辺に右辺の値を設定することを示している。ステップＳ６０８における判断結果が「ＮＯ」であれば、ステップＳ６１０へと進み、電流オーバーラップ期間Ｈ内ではないとして判定信号ｘに０を設定する。ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれの場合も、新たにステップＳ６０１〜Ｓ６０８が実行される事に備えて、カウント値Ｃに０をセットしておく。
【００８７】
ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれが実行された場合でも、接続子Ｊ１を介して図８のステップＳ６１１に進み、励磁相信号Ｚが入力される。ステップＳ６１２ではステップＳ６１１で入力された励磁相信号Ｚについての判断が実行される。励磁相がＵ相であればステップＳ６１３に進んで判定信号ｙに１を、Ｕ相でなければステップＳ６１４に進んで判定信号ｙに０を、それぞれ設定する。つまりステップＳ６１１〜Ｓ６１４は相互誘導作用判定部５６の動作に対応している。
【００８８】
ステップＳ６１５はＡＮＤゲート５８ａの動作に対応しており、判定信号ｘ，ｙの論理積が０であるか否かが判断される。即ち、判定信号ｘ，ｙの少なくともいずれか一方が０である場合にはステップＳ６１６に、判定信号ｘ，ｙの双方が１である場合にはステップＳ６２１に、それぞれ進む。
【００８９】
ステップＳ６１６〜Ｓ６２０は、特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合の処理であって、まずステップＳ６１６でスイッチ５８ｃがオフしているか否かについて判断する。オフしている場合は、既に式（３）の計算が行われており、これに引き続いて新たな電流ｉz、電圧ｖzを用いてステップＳ６１９で式（３）に基づいて磁束鎖交数λを計算する。オンしている場合は特定オーバーラップ期間Ｈ’から初めて抜け出た場合の磁束鎖交数λを計算するので、ステップＳ６１７へ進み、スイッチ５８ｃを経由して積分初期値設定部５９から初期値を磁束鎖交数演算部５３へ与え、その後ステップＳ６１８においてスイッチ５８ｃをオフする。ステップＳ６１８，Ｓ６１９のいずれが実行された場合でも、ステップＳ６２０に進み、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算部５３で求められた磁束鎖交数λを回転位置演算部６０に与える。これにより磁束鎖交数演算処理は終了し、図示されないメインルーチンへと復帰する。
【００９０】
ステップＳ６２１以降は、特定オーバーラップ期間Ｈ’内での処理であって、スイッチ５８ｄを介して磁化曲線モデル部５４ａで求められた磁束鎖交数λを回転位置演算部６０に与える。更にこの磁束鎖交数λを用い、ステップＳ６２２において、積分初期値設定部５９に格納される式（３）のための積分初期値を更新する。そしてスイッチＳ６２３においてスイッチ５８ｃをオンし、当該積分初期値を磁束鎖交数演算部５３に与える。ステップＳ６２２，Ｓ６２３は特定オーバーラップ期間Ｈ’内においても繰り返し実行されるが、これは回転位置演算部６０に与えられる磁束鎖交数λには寄与しない。ステップＳ６１７の準備のために行われる処理である。
【００９１】
以上のようにして、特定オーバーラップ期間Ｈ’からＵ相についての電流ｉuのみが流れる状態（本明細書において「真性Ｕ相期間」と称す）に移行する際には、特定オーバーラップ期間Ｈ’において磁化曲線モデル部５４ａの近似計算によって最後に求められた、即ち真性Ｕ相期間の直前に求められた磁束鎖交数λuを初期値として、式（３）の積分によって磁束鎖交数λuを計算する。その一方、特定オーバーラップ期間Ｈ’へと移行する際には、それまでの期間で最後に求められていた、即ち特定オーバーラップ期間Ｈ’の直前で求められていた位置角θを初期値として、以下に述べる方法で磁束鎖交数λを求める。そのため、図示されてはいないが、図８の「復帰」の後にスイッチ５８ｂが一時的にオンされ、これを介して回転位置演算部６０から得られた位置角θがサンプリングされて回転位置記憶部５５へ伝達される。そして回転位置記憶部５５は特定オーバーラップ期間Ｈ’中、磁化曲線モデル部５４ａでの近似計算の初期値として、その直前に回転位置演算部６０で求められた位置角θを記憶する。
【００９２】
図９は磁化曲線モデル部５４ａの構成を例示するブロック図である。また図１０は磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフローチャートであり、ステップＳ６２１に対応している。
【００９３】
磁化曲線モデル部５４ａは例えばファジー判断部５４１と線形補間部５４２とを備えている。ファジー判断部５４１には最大電流相選択部５１ａから電流ｉzが、線形補間部５４２には回転位置記憶部５３から位置角θが、それぞれ与えられる。これは図１０のステップＳ７０１で実行される。そして最大電流相選択部５１ａは電流ｉzと、例えば図２５に示された較正曲線に基づいて設定されるメンバーシップ関数とから、複数個、例えば７個の暫定的な磁束鎖交数λ（θ1），λ（θ2），…，λ（θ7）を求める。これはステップＳ７０２で実行される。そして線形補間部５４２はこれらの暫定的な磁束鎖交数λ（θ1）〜λ（θ7）と、回転位置記憶部５３から与えられた位置角θとに基づいて磁束鎖交数λを求める。これはステップＳ７０３〜Ｓ７０６に対応する。
【００９４】
ステップＳ７０３においてまずパラメータｊを０に設定する。そしてステップＳ７０４でｊを１だけインクリメントしつつ、ステップＳ７０５を繰り返し実行する。ステップＳ７０５では回転位置記憶部５３から得られた位置角θが位置角θj以上で位置角θj+1以下となるか否かを判断する。特定オーバーラップ期間Ｈ’で位置角θが通常採り得る値に鑑みて、例えば位置角θ1，θ2，θ3，θ4，θ5，θ6，θ7をそれぞれ５０．０，５２．５，５７．５，６５．０，７２．５，７７．５，８２．５（°）に設定しておけば、ｊ＝１〜６のいずれかでステップＳ７０５の判断基準となる不等式が満足される（固定子９０と回転子８０との対称性により、７５°＜θ＜１２０°では図２５において１５０°−θのグラフを参照する）。
【００９５】
そしてステップＳ７０６に進み、ステップＳ７０５の判断基準を満足させたｊに対して、式（４）を用いた線形補間によって、回転位置記憶部５３から得られた位置角θに対する磁束鎖交数λ（θ）を求める。
【００９６】
【数４】
【００９７】
その後は、図８を参照して、ステップＳ６２２に処理が進み、ステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンに復帰する。そして、回転位置演算部６０によって改めて位置角θが求められる。
【００９８】
以上のようにして、磁化曲線モデル部５４ａは、回転位置演算部６０による位置角θと、新たに測定された電流ｉzとを用いて磁束鎖交数λを求める。そして、この求めた磁束鎖交数λから回転位置演算部６０が新たに位置角θを求める。このようにして磁束鎖交数λを介して位置角θについてのフィードバックを行うことにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’においても回転位置演算部６０が用いる較正曲線として図２５に相当するもの一つのみを採用しても、位置角θを精度良く算出することができる。
【００９９】
以下、ファジー判断部５４１の動作を説明する。式（５）は電流ｉについての磁束鎖交数λの推論規則である。
【０１００】
【数５】
【０１０１】
また図１１は式（５）電流ｉについてのメンバーシップ関数を示すグラフである。ここでは電流の単位として例えばアンペアを採用している。図１２は電流ｉが１０．５アンペアの場合の適合度を例示するグラフである。ここではメンバーシップ関数Ａ3，Ａ4は折れ線で規定されており、メンバーシップ関数Ａ3，Ａ4についてのそれぞれ適合度μA3，μA4は、１＋（１０．５−１０）／（１０−１２）＝０．７５，０＋（１２−１０．５）／（１２−１０）＝０．２５と求められる。またその他のメンバーシップ関数についての適合度は０となる。
【０１０２】
式（６）は適合度と式（５）の推論規則に基づいて磁束鎖交数λを求める演算を示しており、適合度μAmに対して推論規則に示された値Λmの重み付けを与えた加算が行われている。
【０１０３】
【数６】
【０１０４】
このようにファジー理論による磁束鎖交数λの計算は、較正曲線を得るために予め測定しておくべき電流のバリエーションを低減することができて望ましい。このようなファジー理論を用いた磁束鎖交数λの計算は、位置角θの計算手法において本件とは異なるものの、例えば上述の文献に示されている。
【０１０５】
なお、本実施の形態では第１の実施の形態を前提としているが、必ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、従来のインバータ４００を採用した場合にも適用できる。つまり、Ｕ相からＶ相への、またＶ相からＷ相への転流の際にも図１０のフローチャートを採用することができる。この場合、相互誘導作用判定部５６による判定信号ｙを必要とせず、従ってアンドゲート５８ａも必要ない。図１３はこのような変形を示すフローチャートである。図８におけるステップＳ６１１〜Ｓ６１４は不要であり、接続子Ｊ１からステップＳ６１５に直接に処理が進み、かつステップＳ６１５は「ｘ＝０であるか」という判断を行うステップＳ６２４に置換される。そしてＸ＝０であればステップＳ６２４の判断はＹＥＳとなってステップＳ６１６へと進み、Ｘ＝１であればステップＳ６２４の判断はＮＯとなってステップＳ６２１へと進む。その後の処理は図８に示されたフローチャートと同様に進む。
【０１０６】
第３の実施の形態．
本実施の形態でも、必ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、図２３に示されるような従来のインバータを採用した場合にも適用できる手法を提示する。例えば減少しつつある電流ｉuによる磁束鎖交数λvuがＶ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖに流れ込んでも、これによる位置角θの誤差を低減する技術を採用する。
【０１０７】
Ｖ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖにおいて、自身に巻回されるＶ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvによって与えられる磁束鎖交数数λvvの時間微分を考えると、式（７）となる。
【０１０８】
【数７】
【０１０９】
但しインダクタンスＬはＶ相コイル９４ｖのインダクタンスであって、本来的には電流ｉv及び位置角θの関数である。しかし、図２４、図２５を参照して理解されるように、Ｕ相からＶ相への転流時近傍、即ちθ＝７５°近傍では磁束鎖交数λvvは電流ｉvに関してほぼ線形であり、インダクタンスＬは位置角θのみの関数として近似している。また角周波数ωは位置角θの時間微分である。
【０１１０】
そして式（７）はある時刻ｔの近傍の微小時間Δｔにおいて式（８）で近似できる。
【０１１１】
【数８】
【０１１２】
ここで、Ｌaveは、当該微小時間Δｔ中でのインダクタンスＬの平均値であり、Δλvvは磁束鎖交数λvvの、Δｉvは電流ｉvの、Δθは位置角θの、それぞれ微小時間Δｔ中での変動分を示す。
【０１１３】
図１４は励磁相の判断を、Ｕ相からＶ相への転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで時刻ｔovは位置角θ1u，θovに対応しており、スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオフ、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-がオンする時刻である。なお、電流ｉv、位置角θを求めるためのサンプリング時刻として、時刻ｔK-2，ｔK-1，ｔK，ｔN-1，ｔNを例示している。但し図においてはｔK-2＜ｔK-1＜ｔov＜ｔK＜ｔN-1＜ｔe＜ｔNの関係にあり、時刻ｔeは実質的に電流ｉuが０となる時刻であって電流オーバーラップ期間Ｈの終期である。
【０１１４】
時刻ｔM-1，ｔMにおける磁束鎖交数λvvをそれぞれλM-1，λMとし、時刻ｔM-1，ｔMにおける電流ｉvをそれぞれｉM-1，ｉMとし、時刻ｔM-1，ｔMにおける位置角θをそれぞれθM-1，θMとし、位置角θMでのｄＬ／ｄθの値をｄＬ／ｄθ］Mとして表すと、式（８）は式（９）で表すことができる。
【０１１５】
【数９】
【０１１６】
式（９）においてインダクタンスＬの平均値Ｌave及び位置角θMは、式（１０）を用いて求めることができる。
【０１１７】
【数１０】
【０１１８】
但し角速度ωM-1は１サンプル周期Ｔにおいて一定であると近似している。例えば角速度ωM-1は、１サンプル周期前、及び２サンプル周期前に求められた位置角θM-1，θM-2を用いてωM-1＝（θM-1−θM-2）／Ｔとして計算できるので、結局位置角θMは式（１１）で計算できる。
【０１１９】
【数１１】
【０１２０】
以上のことから、時刻ｔMでの磁束鎖交数λMは、磁束鎖交数λM-1と、位置角θM-1，θM-2、電流ｉM-1，ｉM、インダクタンスＬM-1，ＬMと、インダクタンスの微分値ｄＬ／ｄθ］Mに基づいて、求めることができる。インダクタンスＬM-1，ＬMと、インダクタンスの微分値ｄＬ／ｄθ］Mは、位置角位置角θM-1，θMにより、図２５に示された較正曲線から得ることができる。あるいは予めテーブルとしてインダクタンスＬ及びその微分値ｄＬ／ｄθを、位置角θに関してのテーブルとして設定しておいても良い。
【０１２１】
このようにして求められた磁束鎖交数λMと、電流ｉMと、較正曲線とが使用され、改めて位置角θMを求め、これを更新する。
【０１２２】
本実施の形態では電流オーバーラップ期間Ｈにおいて上述のようにして位置角θMを求めるので、その最初には上述の説明でＫ＝Ｍとおいて、真性Ｕ相の最後に求められていた磁束鎖交数λK-1を用いて磁束鎖交数λKが求まり、最終的な位置角θKも求められる。その後は、磁束鎖交数λvvの初期値は真性Ｕ相で求めたものとは異なり、電流オーバーラップ期間Ｈで求められたものが採用されるが、上記手順がサンプリング毎に繰り返される。従って式（３）の計算を用いることが無く、従って式（２）に存在するｄλvu／ｄｔの影響を受けることなく、図２５に示された較正曲線を用いて、精度良く位置角θを求めることができる。
【０１２３】
図１５は本実施の形態において採用される位置角決定機構２０１の構成を例示するブロック図である。位置角決定機構２０１は図４に示された位置角決定機構２００と同様にして、検出相選択部５１ｂ、磁束鎖交数演算部５３、回転位置記憶部５５、電流オーバーラップ判定部５７、積分初期値設定部５９、回転位置円算部６０を有している。しかし、位置角決定機構２００の最大電流相検出部５１ａは電流相選択部５１ｃに、磁化曲線モデル部５４ａは磁化曲線モデル部５４ｂに、それぞれ置換されている。またアンドゲート５８ａは省略されている。
【０１２４】
検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃには、いずれも転流タイミング信号Ｑが与えられる。検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃからは、転流タイミング信号Ｑが与えられる度に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか一つに循環的に対応して更新される電圧ｖz、電流ｉz（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）がそれぞれ出力される。
【０１２５】
電流オーバーラップ判定部５７は位置角決定機構２００における動作と同様にして、換言すればステップＳ６０１〜Ｓ６０９（図７）を実行して、判定信号ｘを出力する。スイッチ５８ｃ，５８ｄのオン／オフは第２の実施の形態と同様に行われる。但し、ステップＳ６０９，Ｓ６１０からステップＳ６１６，Ｓ６２１に至るまでは図１３に示されたステップＳ６２４が実行される。これにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’（図６）ではなく、その始期と終期にそれぞれ最大限サンプリング期間Ｔの誤差は生じうるものの、電流オーバーラップ期間ＨにおいてステップＳ６２１が実行されることになる。
【０１２６】
図１６は磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフローチャートである。磁化曲線モデル部５４ｂも磁束鎖交数算出部として機能する。図１６に示されたフローチャートはステップＳ６２１に対応しており、例えばＭ≧Ｋに設定される。先ずステップＳ９０１において位置角θM-1，θM-2、電流ｉM-1を入力する。例えば１サンプル周期前の位置角θM-1は回転位置記憶部５５が格納しており、２サンプル周期前の位置角θM-2は、電流相選択部５１ｃから得られた１サンプル周期前の電流電流ｉM-1と共に、磁化曲線モデル部５４ｂが記憶しておくことができる。
【０１２７】
ステップＳ９０２において、式（１１）を計算し、位置角θMを仮に求める。そしてステップＳ９０３において電流相選択部５１ｃから現在の電流ｉMを入力する。電流ｉM、位置角θMを用いて図２５に例示される較正曲線から、あるいは予めこれらに関するテーブルとして求めておいたインダクタンスＬから、インダクタンスＬMを求める。同様にして、微分値ｄＬ／ｄθ］Mを求める。また同様にして電流ｉM-1、位置角θM-1を用いてインダクタンスＬM-1を求め、式（１０）に基づいてインダクタンスの平均値Ｌaveを求める。磁化曲線モデル部５４ｂが１サンプル周期前のインダクタンスＬM-1を記憶していても良く、その場合にはステップＳ９０４においては電流ｉM-1、位置角θM-1を用いる必要はない。
【０１２８】
あるいは図１６においてステップＳ９０４のブロックに示されるように、電流ｉM-1，ｉMを用いることなくインダクタンスＬMや微分値ｄＬ／ｄθ］Mを求めても良い。上述のようにインダクタンスＬは位置角θのみの関数として近似出来るからである。その場合、ステップＳ９０３とＳ９０４とはその順序を入れ替えても良い。
【０１２９】
磁化曲線モデル部５４ｂによって記憶された１サンプル前に求められた磁束鎖交数λM-1と、上述のようにして求められ、あるいは記憶されていた値から、式（９）を計算して磁束鎖交数λMが求められる。これによりインダクタンスＬによる磁束鎖交数演算処理は終了し、処理がステップＳ６２２（図８）へと進む。この後は第２の実施の形態と同様にしてステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンへと復帰し、回転位置演算部６０によって改めて位置角θMが求められる。更にその後は、パラメータＭが１ずつ更新されて上述の処理が進む。
【０１３０】
図１４に示されるように、時刻ｔe直後のサンプリングタイミングの時刻ｔNでは既に電流オーバーラップ期間Ｈを経過している。よってステップＳ６１０（図７）に示されるようにｘ＝０に設定され、ステップＳ６２４（図１３）の判断によってステップＳ６１６へと進む。そして時刻ｔN-1において求められ積分初期値設定部５９に記憶された磁束鎖交数λN-1を積分初期値として、磁束鎖交数演算部５３で式（３）を用いて、時刻ｔNでの磁束鎖交数λNを計算する。そして磁束鎖交数λNに基づいて回転位置演算部６０によって位置角θNが求められる。これ以降は新たに電流オーバーラップ期間Ｈが開始するまでは式（３）を用いた計算により磁束鎖交数λを求め、ひいては位置角θを求めることになる。
【０１３１】
もちろん、本実施の形態で示されたステップＳ９０１の内容をＷ相からＵ相に転流する際の電流オーバーラップ期間Ｈにおいてのみ採用し、Ｕ相からＶ相へ、またＶ相からＷ相へ転流する際の電流オーバーラップ期間Ｈにおいて、第１の実施の形態に示される技術を採用してもよい。
【０１３２】
第４の実施の形態．
図１７は本発明の第４の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回路図である。簡単にいえば、インバータ３０１は、図２３に示されたインバータに対し、スイッチングトランジスタ及びフリーホイールダイオードを、いずれもスイッチングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続に置換した構成を有している。
【０１３３】
Ｕ相に関して具体的に説明すると、直流電源ＶDCの正極にはスイッチングトランジスタＴu1+，Ｔu0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤu0+，Ｄu1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源ＶDCの負極にはスイッチングトランジスタＴu0-，Ｔu1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤu1-，Ｄu0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＵ相コイル９４ｕの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴu0+の負側端、スイッチングトランジスタＴu1-の正側端、フリーホイールダイオードＤu1+のアノード、フリーホイールダイオードＤu0-のカソードが共通に接続されている。またＵ相コイル９４ｕの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴu1+の負側端、スイッチングトランジスタＴu0-の正側端、フリーホイールダイオードＤu0+のアノード、フリーホイールダイオードＤu1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３４】
Ｖ相に関して具体的に説明すると、直流電源ＶDCの正極にはスイッチングトランジスタＴv1+，Ｔv0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤv0+，Ｄv1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源ＶDCの負極にはスイッチングトランジスタＴv0-，Ｔv1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤv1-，Ｄv0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＶ相コイル９４ｖの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴv0+の負側端、スイッチングトランジスタＴv1-の正側端、フリーホイールダイオードＤv1+のアノード、フリーホイールダイオードＤv0-のカソードが共通に接続されている。またＶ相コイル９４ｖの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴv1+の負側端、スイッチングトランジスタＴv0-の正側端、フリーホイールダイオードＤv0+のアノード、フリーホイールダイオードＤv1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３５】
Ｗ相に関して具体的に説明すると、直流電源ＶDCの正極にはスイッチングトランジスタＴw1+，Ｔw0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤw0+，Ｄw1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源ＶDCの負極にはスイッチングトランジスタＴw0-，Ｔw1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤw1-，Ｄw0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＷ相コイル９４ｗの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴw0+の負側端、スイッチングトランジスタＴw1-の正側端、フリーホイールダイオードＤw1+のアノード、フリーホイールダイオードＤw0-のカソードが共通に接続されている。またＷ相コイル９４ｗの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴw1+の負側端、スイッチングトランジスタＴw0-の正側端、フリーホイールダイオードＤw0+のアノード、フリーホイールダイオードＤw1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３６】
本実施の形態では各相のコイルの巻線方向のいずれに対してもスイッチングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続が設けられている。従って、これらのスイッチングトランジスタの導通を制御することにより、各相のコイルのいずれの方向にも電流を流すことができる。これにより、第１の実施の形態と同様にして、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の間において同じ方向となる。従って第１の実施の形態と同様に電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。そして第１の実施の形態と同様に図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いても正確に行うことができる。しかも、本実施の形態ではスイッチングトランジスタの導通を制御することにより、Ｗ相からＵ相へと転流するさいにも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３７】
図１８はスイッチングトランジスタＴu0+，Ｔu0-，Ｔu1+，Ｔu1-，Ｔv0+，Ｔv0-，Ｔv1+，Ｔv1-，Ｔw0+，Ｔw0-，Ｔw1+，Ｔw1-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートである。位置角θ0u〜θ1uにおいてスイッチングトランジスタＴu0+，Ｔu0-のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが図中の矢印方向へと流れる。そして位置角θ0v（＝θ1u）〜θ1vにおいてはスイッチングトランジスタＴv1+，Ｔv1-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電流ｉvが図中の矢印方向と反対方向に流れる。従って第１の実施の形態と同様にして電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。
【０１３８】
同様にして位置角θ0w（＝θ1v）〜θ1wにおいてスイッチングトランジスタＴw0+，Ｔw0-のみがオンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉwが図中の矢印方向へと流れる。また位置角θ2u（＝θ1w）〜θ3uにおいてスイッチングトランジスタＴu1+，Ｔu1-のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが図中の矢印方向と反対方向に流れる。また位置角θ2v（＝θ3u）〜θ3vにおいてスイッチングトランジスタＴv0+，Ｔv0-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電流ｉvが図中の矢印方向に流れる。また位置角θ2w（＝θ3v）〜θ3wにおいてスイッチングトランジスタＴw1+，Ｔw1-のみがオンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉwが図中の矢印方向と反対方向に流れる。
【０１３９】
以上のようにスイッチングトランジスタＴu0+，Ｔu0-，Ｔv0+，Ｔv0-，Ｔw0+，Ｔw0-，Ｔu1+，Ｔu1-，Ｔv1+，Ｔv1-，Ｔw1+，Ｔw1-のオン／オフを制御することにより、いずれの相間の転流の際にも、第１の実施の形態の効果を得ることができる。
【０１４０】
図１９は図１８に示されたスイッチングを採用してスイッチトリラクタンスモータ（図中ＳＲＭとして示す）７９を駆動する制御システムを例示するブロック図である。スイッチトリラクタンスモータ７９としては、例えば図２２に示されたスイッチトリラクタンスモータ１００が採用される。回転位置演算部７８はスイッチトリラクタンスモータ７９に流れる巻線電流ｉ、印加した電圧ｖに基づき、適当な演算方法に則って位置角θを求める。このようにして得られた位置角θを時間微分して、速度演算部７６は角速度ωを求める。このようにして得られた角速度ωは、角速度指令ω*と共に、ＰＩ演算を行う速度制御演算部７１に与えられる。速度制御演算部７１は角速度指令ω*通りの角速度でスイッチトリラクタンスモータを駆動するのに必要なトルクを計算する。このようにして計算されたトルクはトルク／電流換算部７２で、各相コイルに流すべき電流値の振幅に換算される。そして、例えば図１７に示されるように、各相コイルの黒丸が付された側からその反対側へ流れる方向を正とし、電流極性発生部７５は当該電流の極性の正負を決定する。図１９ではこの電流値の正負の決定を便宜上、乗算器７０で示している。
【０１４１】
符号が決定された電流値は励磁電流指令発生部７３に送られ、当該電流を流すべき期間を決定する。この際、位相制御部７７によって現状の位置角θを参照している。励磁電流指令発生部７３の出力は電流制御部７４に送られ、ここでインバータ３０１のスイッチングトランジスタのオン／オフを制御するスイッチング信号Ｊに変換される。この際、現状の検出電流ｉを参照している。
【０１４２】
電流極性発生部７５以外は従来の技術を採用して図１９に示された構成を実現することができる。例えば回転位置演算部７８の実現には上述の公報に開示された技術や、上述の論文に開示された技術を採用することができる。
【０１４３】
図２０は電流極性発生部７５の動作を示すフローチャートである。かかる動作を行うならば電流極性発生部７５はハードウェアで構成してもよいし、上記フローチャートを実現するソフトウェアを実行させるコンピュータあるいはその一部であってもよい。励磁電流指令発生部７３からのトリガ信号を受け、ステップＳ８０１において電流極性Ｆ１を入力する。これは後述するステップＳ８０９において記憶されていた、前回流していた電流の極性である。次にステップＳ８０２においてこの電流極性Ｆ１の極性を反転する。例えば図２０のステップＳ８０２のブロック中に示されるように、電流極性Ｆ１の値に（−１）を乗じてこれを更新する。そして乗算器へと電流極性Ｆ１を出力し、またステップＳ８０９で電流極性Ｆ１を記憶する。その後、図示されないメインルーチンへと復帰する。
【０１４４】
これにより、図１８を用いて説明したように、各相コイルには、黒丸が付された側から反対側へと、その逆へと、相間で転流されるたびに交互に電流が流れる。
【０１４５】
効果の例示．
図２１は、本発明の効果を例示するグラフである。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ電流ｉu，ｉv，ｉwの経時変化を、同図（ｄ）は従来の技術による位置角θの演算誤差を、それぞれ例示している。また同図（ｅ）は実施の形態１による位置角θの演算誤差を示している。実施の形態１で述べたように、Ｕ相からＶ相への転流、Ｖ相からＷ相への転流においては磁束鎖交数λvu，λwvの影響を受けない。これを反映して、図２１（ｅ）のグラフは同図（ｄ）のグラフと比較して、Ｖ相及びＷ相での演算誤差が低減している。しかしながら、Ｗ相からＵ相への転流時には、磁束鎖交数λuwの影響を受けるので、Ｕ相での演算誤差はそれほど減少していない。
【０１４６】
同図（ｆ）は実施の形態４による位置角θの演算誤差を示している。実施の形態４ではいずれの相の間の転流においても電流オーバーラップ期間における前の相の電流の影響を受けないので、全ての相において演算誤差が低減している。実施の形態２及び実施の形態３を採用した場合も図２１（ｆ）のグラフとほぼ同程度に演算誤差を低減することができる。
【０１４７】
なお、各実施例の動作制御をコンピュータに行わせるプログラムについても本発明の範疇にある。
【０１４８】
【発明の効果】
この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、第２のコイル（９４ｖ）に電流（ｉv）が流れる期間のスイッチトリラクタンスモータの位置検出においては、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉu）の影響を排除することができる。従って、第２の突極（９１ｖ；９２ｖ）において第２のコイル（９４ｖ）に鎖交する磁束（λvv）と位置角（θ）の関係のみを較正曲線として用いても正確に位置検出を行うことができる。
【０１５１】
この発明の内、請求項１乃至請求項６にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１０乃至請求項１２にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構によれば、特定オーバーラップ期間（Ｈ’）においても回転位置演算部（６０）が用いる較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確に算出することができる。
【０１５２】
この発明の内、請求項７乃至請求項９にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１３乃至請求項１５にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構によれば、電流オーバーラップ期間（Ｈ）においても回転位置演算部（６０）が用いる較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態において採用されるインバータ３００の回路図である。
【図２】電流オーバーラップ期間Ｈにおける磁束の態様を示す模式図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するグラフである。
【図４】本発明の第２の実施の形態において採用される位置角決定機構２００を例示するブロック図である。
【図５】推定相選択処理部５１の動作を示すフローチャートである。
【図６】励磁相の判断を示すタイミングチャートである。
【図７】図８と相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。
【図８】図７と相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。
【図９】磁化曲線モデル部５４ａの構成を示すブロック図である。
【図１０】磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第２の実施の形態で採用されるメンバーシップ関数を示すグラフである。
【図１２】電流ｉに対する適合度を例示するグラフである。
【図１３】本発明の第２の実施の形態の変形を示すフローチャートである。
【図１４】励磁相の判断を示すタイミングチャートである。
【図１５】本発明の第３の実施の形態において採用される位置角決定機構２０１を例示するブロック図である。
【図１６】磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフローチャートである。
【図１７】本発明の第４の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回路図である。
【図１８】インバータ３０１のスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１９】スイッチトリラクタンスモータ７９を駆動する制御システムを例示するブロック図である。
【図２０】電流極性発生部７５の動作を示すフローチャートである。
【図２１】本発明の効果を例示するグラフである。
【図２２】スイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す断面図である。
【図２３】従来の技術で採用されるインバータの回路図である。
【図２４】従来の技術で採用されるインバータのスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図２５】電流ｉvと磁束鎖交数λvvとの関係を例示するグラフである。
【図２６】電流オーバーラップ期間Ｈを示すグラフである。
【符号の説明】
５４ａ，５４ｂ 磁化曲線モデル部
６０ 回転位置演算部
８０ 回転子
９０ 固定子
９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗ 突極
９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ 各相コイル
１００ スイッチトリラクタンスモータ
２００，２０１ 位置角決定機構
３００，２０１ インバータ
Ｈ’ 特定オーバーラップ期間
ｉu，ｉv，ｉw 各相電流
θ 位置角
λ，λuu，λwu，λvv 磁束鎖交数
【発明の属する技術分野】
この発明は多相負荷に供給する電流を転流する技術に関し、例えばスイッチトリラクタンスモータの位置検出に適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
図２２はスイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す、回転軸に垂直な断面図である。ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流が採用され、磁性体からなる回転子８０が４個の突極８１〜８４を、磁性体からなる固定子９０が６個の突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗを、それぞれ備えたスイッチトリラクタンスモータ１００を例示している。
【０００３】
回転子８０は断面図上で固定子９０に囲まれている。突極８１〜８４は固定子９０へと四等配されて突出している。突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ、９２ｕ，９２ｖ，９２ｗは回転子８０へと六等配されて突出している。但し突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗは三等配されて設けられている。
【０００４】
突極９１ｕ，９２ｕ、突極９１ｖ，９２ｖ、突極９１ｗ，９２ｗはそれぞれ対向して配置され、これらの３対の突極はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相に対応する。即ち、突極９１ｕ，９２ｕにはＵ相コイル９４ｕが、突極９１ｖ，９２ｖにはＶ相コイル９４ｖが、突極９１ｗ，９２ｗにはＷ相コイル９４ｗが、それぞれの対向する軸において同方向に巻回されている。例えばＵ相コイル９４ｕは突極９１ｕ，９２ｕが対向する軸を示す仮想線９３ｕにおいて同方向に巻回される。Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗについても同様である。
【０００５】
図２３はＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに電流を供給するインバータ４００の回路図である。スイッチトリラクタンスモータ１００に直流電源ＶDCから電流を流す場合、直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴu+によって黒丸が付された側からＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴu-によって負極へと電流ｉuが引き抜かれる。同様にして、Ｖ相コイル９４ｖには直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴv+によって黒丸が付された側から電流ｉvが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴv-によって負極へと電流ｉvが引き抜かれる。またＷ相コイル９４ｗには直流電源ＶDCの正極からスイッチングトランジスタＴW+によって黒丸が付された側から電流ｉwが供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴW-によって負極へと電流ｉwが引き抜かれる。
【０００６】
スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオフした直後、Ｕ相コイル９４ｕに蓄えられた電磁エネルギーにより、電流ｉuはフリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-を介して流れ続ける。同様にしてＶ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvはフリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-によって、またＷ相コイル９４ｗに流れる電流ｉwはフリーホイールダイオードＤw+，Ｄw-によって還流する。
【０００７】
Ｕ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対してインバータ４００によって上記のように電流ｉu，ｉv，ｉwが供給されると、それぞれ突極９１ｕから回転子８０を介して突極９２ｕへと流れる磁束、突極９１ｖから回転子８０を介して突極９２ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから回転子８０を介して突極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。
【０００８】
スイッチトリラクタンスモータ１００では、上記のようにして発生した磁束が突極８１〜８４を介して回転子８０を通り、その電磁エネルギーが最小となるように回転トルクが発生する。別の観点からみれば、突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗのうち、発生した磁束によって磁極となったものに突極８１〜８４が吸引されて回転子８０が回転する。従って、回転子８０を安定して回転させるためには、回転子８０と固定子９０との間の位置角に整合させて上記の磁束を発生させる必要がある。
【０００９】
図２４は、スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-，Ｔv+，Ｔv-，Ｔw+，Ｔw-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートである。位置角θは、図２２において突極９１ｕ，９２ｕが対向する方向を示す仮想線９３ｕと、突極８２，８４が対向する方向を示す仮想線８５又は突極８１，８３が対向する方向を示す仮想線８６とが交差する角度のうちのいずれかが採用され、位置角θが増大する方向は回転子８０の回転方向、ここでは図２２において時計回りの方向に選択される。
【００１０】
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのインダクタンスＬu，Ｌv，Ｌwは、それぞれθ＝９０°、１２０°、６０°で最大値Ｌmaxを、それぞれθ＝４５°、７５°、１０５°で最小値Ｌminを採る、いずれも位置角θについての周期９０°の関数である。なお参考のため、電気角ψについてもその３６０°の範囲を併記した。
【００１１】
位置角θの正確な検出は、スイッチトリラクタンスモータ１００が回転する速度が位置角θの微分に基づいて求められるので重要である。つまり位置角θの検出誤差は、速度の脈動を実際とは異なって見積もってしまうことに繋がる。そしてスイッチトリラクタンスモータの速度制御系のゲインが大きい程、速度の脈動も大きく見積もられてしまう。またスイッチトリラクタンスモータに流す電流の脈動を最小とするためにも位置角θの正確な検出が望ましい。
【００１２】
位置角θの検出のために光学式、磁気式の位置センサをスイッチトリラクタンスモータ１００の回転軸（図示せず）に取り付けられる場合もあるが、システムの大型化や信頼性の低下、コスト上昇を招来したり、設置環境が限定されるという問題がある。これを解決するために、回転子８０と固定子９０とを総合して見た磁化曲線に基づいて、位置角θを推定する手法が提案されている。
【００１３】
図２５はｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvと、電流ｉvによってｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvvとの関係を例示するグラフであり、位置角θをパラメータとして描いている。電流ｉvの値を固定して考えれば、図２４に示されるインダクタンスＬｖの位置角θに対する依存性を反映して、位置角θが３０°において磁束鎖交数λvvは最大値を採り、位置角θが７５°において磁束鎖交数λvvは最小値を採る。また、位置角θの値を固定して考えれば、電流ｉvの値が増加するほど磁束鎖交数λvvの値は増大する。
【００１４】
図２５に示された特性を予め較正曲線として測定しておけば、スイッチトリラクタンスモータ１００の運転時に磁束鎖交数λvvと電流ｉvを測定することにより、当該較正曲線から位置角θが求められる。かかる較正曲線は、回転子８０、固定子９０、コイル９４ｕ，９４ｖ，９４ｗを回転軸に対して対称に構成することにより、一つの相についてのみ準備しておけば他の相についても転用することができる。
【００１５】
磁束鎖交数λvvの値は、ｖ相コイル９４ｖの両端に生じる電圧をｖv、ｖ相コイル９４ｖの直流抵抗分をＲvとして、式（１）に基づいて積分計算によって見積もることが出来る。
【００１６】
【数１】
【発明が解決しようとする課題】
トルクの脈動の増加、効率の低下、運転範囲の縮小等を回避しつつ、２つの相に同時に磁束を発生させないようにするため、各相のスイッチングトランジスタのオン／オフは排他的に行われる。具体的には図２４に示されるように、スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオンする際の位置角θ0uはスイッチングトランジスタＴw+，Ｔw-がオフする際の位置角θ1wと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-のオンする際の位置角θ0vはスイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-のオフする際の位置角θ1uと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴw+，Ｔw-がオンする際の位置角θ0wはスイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-がオフする際の位置角θ1vと等しく設定される。
【００１８】
しかし、位置角θ0u〜θ1uにおいてＵ相コイル９４ｕに流れていた電流ｉuは、位置角θ1u＝θ0vを越えてもフリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-によって還流される。そのため、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-を介してＶ相コイル９４ｖに電流が流れる期間の初頭の期間Ｈにおいては、図２６のグラフに示されるように電流ｉvのみならず、電流ｉuも流れてしまう。但し図２６において時刻ｔ0u，ｔ1u，ｔ0v，ｔ1vは、それぞれ位相角θ0u，θ1u，θ0v，θ1vに対応した時刻である。
【００１９】
このように複数の相に電流が流れる期間Ｈ（以下「電流オーバーラップ期間」と称す）が存在すると、図２５に示された較正曲線と式（１）とに基づいて求めた位置角θは不正確となる。その理由は、ｕ相に流れる電流ｉuがｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvuを生成するからである。従って、正確には式（１）の代わりに式（２）を採用しなければならない。
【００２０】
【数２】
図２２には電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉu，ｉvの方向、電流ｉvが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λvv、電流ｉuが突極９１ｕ，９２ｕに与える磁束鎖交数λuu、電流ｉuが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λvu、電流ｉuが突極９１ｗ，９２ｗに与える磁束鎖交数λwuを模式的に示している。
【００２２】
図２５に示された較正曲線は、コイルに流れる電流と、当該コイルが巻回された突極に鎖交する磁束についてのものであり、巻回された突極と異なる突極に対してコイルが与える磁束についてのものではない。従って、磁束鎖交数λvuを無視して、式（３）を用いて磁束鎖交数λvvを見積もり、これと電流ｉvとを用いて図２５の較正曲線から位置角θを求めても不正確となる。
【００２３】
【数３】
そこで、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を考慮した較正曲線をも準備する手法が、例えば特開平５−１９９７９４号公報（以下、単に「公報」と称す）において提案されている。しかしながら他の相に流れる電流に対応させて磁化曲線を測定する手間や、記憶させるデータが膨大となることから、回転を制御する装置の複雑化、ひいてはコストアップが懸念される。
【００２５】
記憶させるデータ量を少なくするために、磁化曲線をファジー理論を採用してモデル化する技術も、例えば「磁化曲線を利用したＳＲＭの位置センサレス制御法」（小坂、落合、松井、電気学会論文誌Ｄ、Vol.120,No.2,2000,pp216-222：以下、単に「文献」と称す）において提案されているが、制御の実装過程が複雑になるという問題が懸念される。
【００２６】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたもので、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を簡易に低減するという課題を解決するものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは、第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを有する固定子（９０）と、前記固定子に囲まれる回転子（８０）と、を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、前記回転子と前記固定子の間において前記第１の突極と第２の突極とで同じ方向に磁束を発生させる第１及び第２の電流（ｉ u ，ｉ v ）を供給する。
そして前記第１の相（Ｕ）へと転流する第３の相（Ｗ）についての第３の電流（ｉ w ）が、前記第１の電流（ｉ u ）よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記回転子（８０）の位置角（θ）と、前記第１の電流とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３２】
この発明のうち請求項２にかかるものは、請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第１の電流（ｉu）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第１相期間（Ｕ）で前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λu）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第１相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）。
【００３３】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）と、前記第１の電流（ｉu）とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λu）を求めるに際してファジー理論を用いる。
【００３４】
この発明のうち請求項４にかかるものは、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３５】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第２の電流（ｉu）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λu）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）。
【００３６】
この発明のうち請求項６にかかるものは、請求項４及び請求項５のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉu）とに基づいて、前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λu）を求めるに際してファジー理論を用いる。
【００３７】
この発明のうち請求項７にかかるものは、第１の電流（ｉu）が流れる第１の相（Ｕ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉv）が流れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して（Ｓ９０１〜Ｓ９０４）前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ９０５）、当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）。
【００３８】
この発明のうち請求項８にかかるものは、請求項７記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記第２の電流（ｉv）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λv）を求めるための積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λN-1）を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θN）を求める（６０）。
【００３９】
この発明のうち請求項９にかかるものは、請求項７及び請求項８のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉv）とに基づいて、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λv）を求めるに際して前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介される。
【００４３】
この発明のうち請求項１０にかかるものは、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の位置角決定機構（２００）であって、前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ａ）と、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備える。
【００４４】
この発明のうち請求項１１にかかるものは、請求項１０記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）であって、前記第２の電流（ｉu）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λu）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。
【００４５】
この発明のうち請求項１２にかかるものは、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ａ）は前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、ファジー理論を用いて前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λu）を求める。
【００４６】
この発明のうち請求項１３にかかるものは、第１の電流（ｉu）が流れる第１の相（Ｕ）と、前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉv）が流れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）の位置角決定機構（２０１）であって、前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ｂ）と、当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備える。
【００４７】
この発明のうち請求項１４にかかるものは、請求項１３記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）であって、前記第２の電流（ｉv）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λv）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λN-1）を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。
【００４８】
この発明のうち請求項１５にかかるものは、請求項１３及び請求項１４のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ｂ）は、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉv）とに基づいて、前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介して、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λv）を求める。
【００４９】
この発明のうち請求項１６にかかるものは、請求項１乃至請求項９に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに実現させるプログラムである。
【００５０】
【作用】
この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法においては、スイッチトリラクタンスモータ（１００）に、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉu）から、第２のコイル（９４ｖ）に流れる電流（ｉv）へ転流した直後の電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）で発生した磁束は、第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）には流れ込まない。
【００５３】
この発明の内、請求項１乃至請求項６にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１０乃至請求項１２にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構においては、磁束鎖交数（λ）を介して位置角（θ）についてのフィードバックが行われる。
【００５４】
この発明の内、請求項７乃至請求項９にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１３乃至請求項１５にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構においては、インダクタンス（Ｌ）を用いて磁束鎖交数（λ）が求められる。
【００５５】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態において採用されるインバータ３００の回路図である。簡単にいえば、インバータ３００は、図２３に示されたインバータ４００に対し、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-、フリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-の接続をＶ相コイル９４ｖの巻線方向に対して反対に設けた構成を有している。
【００５６】
即ち、Ｕ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗに直流電源ＶDCからそれぞれ電流ｉu，ｉwを流す場合、それぞれ黒丸が付された側から電流が供給され、反対側から引き抜かれる。フリーホイールダイオードＤu+，Ｄu-，Ｄw+，Ｄw-によって還流する場合も電流ｉu，ｉwの方向は同じである。しかし、Ｖ相コイル９４ｖに直流電源ＶDCから供給する場合及びフリーホイールダイオードＤv+，Ｄv-によって還流する場合のいずれも、電流ｉvは黒丸が付されていない側から供給され、黒丸が付された側から引き抜かれる。つまりＶ相コイル９４ｖはＵ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗとは逆方向に電流が供給される。
【００５７】
インバータ３００によってＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対して上記のようにして電流ｉu，ｉv，ｉwが供給されると、それぞれ突極９１ｕから突極９２ｕへと流れる磁束、突極９２ｖから突極９１ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから突極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。つまりＶ相に関しては磁束の向きが従来とは反対になる。このため、位置角θ1u＝θ0v以後の電流オーバーラップ期間Ｈにおいて電流ｉuが発生させる磁束は電流ｉvによる起磁力に阻まれ、磁束鎖交数λvuは殆どゼロとなる。
【００５８】
図２は電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉu，ｉvの方向、電流ｉvが突極９１ｖ，９２ｖに与える磁束鎖交数λvv、電流ｉuが突極９１ｕ，９２ｕに与える磁束鎖交数λuu、電流ｉuが突極９１ｗ，９２ｗに与える磁束鎖交数λwuを模式的に示している。
【００５９】
以上のようにして本実施の形態によれば、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の間において同じ方向となる。従ってスイッチトリラクタンスモータに流す電流をＵ相からＶ相に転流した直後の電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束はＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。従ってＶ相に電流ｉvが流れる期間のスイッチトリラクタンスモータ１００の位置角θの検出においては、Ｕ相に流れる電流ｉuの影響を排除することができる。従って、図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いても精度良く位置角θの検出を行うことができる。
【００６０】
図３は本実施の形態の効果を説明するグラフであり、横軸に位置角θ（°）を、縦軸に電流ｉv（Ａ）を、それぞれ採っている。グラフＬ０は式（３）及び図３に示された較正曲線から計算によって位置角θを求めて得られた理想値を示す。一方、グラフＬ１，Ｌ２はそれぞれ、従来と同様にして電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉuが磁束鎖交数λvuを生成した場合、本実施の形態に示すように磁束鎖交数λvuが発生しない場合を示している。
【００６１】
同図から明白なように、グラフＬ２は殆どグラフＬ０と重なっており、本実施の形態によって電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉuが流れても、これがＶ相に転流した後の位置角θの検出に影響を殆ど与えないことがわかる。
【００６２】
しかも本実施の形態によれば、速度情報を用いて位置角θの検出を行わないので、速度制御系のゲインを高めることができ、スイッチトリラクタンスモータ１００の応答性を向上することもできる。
【００６３】
かかる効果はスイッチトリラクタンスモータ１００に流す電流をＶ相からＷ相に転流した直後の電流オーバーラップ期間Ｈについても同様にして得られることはいうまでもない。
【００６４】
また、必ずしも三相交流で駆動されるスイッチトリラクタンスモータにのみ適用されるものではなく、二相、四相等の他の多相交流で駆動されるスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよい。また固定子９０や回転子８０の突極の数も、６−４極に限定されるものではなく、１２−８極、８−６極などの他の極数を備えたスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよい。
【００６５】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態ではＶ相についての磁束の向きを変えたので、Ｗ相からＵ相に転流した直後（位置角θ1w＝θ0uの直後）の電流オーバーラップ期間Ｈについては、第１の実施の形態の効果が期待できない。そこで本実施の形態では、当該期間において（後述するように、正確には若干異なる期間であるが）、減少しつつある電流ｉwがＵ相の磁極となる突起９１ｕ，９２ｕに流れ込んでも、これによる位置角θの誤差を低減する技術を採用する。
【００６６】
図４は本実施の形態において採用される位置角決定機構２００の構成を例示するブロック図である。
【００６７】
位置角決定機構２００において推定相選択処理部５１が設けられている。推定相選択処理部５１は最大電流相選択部５１ａと検出相選択部５１ｂとを備えている。最大電流相選択部５１ａには、各相に流れる電流ｉu，ｉv，ｉwが供給される。これら三者の中で最大値を採る電流ｉzに対応する相がインバータ（例えば図１に示されたインバータ３００）によって励磁されている相であると判断し、当該相を示す励磁相信号Ｚ（ＺはＵ，Ｖ，Ｗのいずれか一つを示す）が出力される。検出相選択部５１ｂにはＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ，Ｗ相コイル９４ｗの電圧ｖu，ｖv，ｖwが入力されており、これらのうち、励磁相Ｚに対応する電圧ｖz（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）が出力される。
【００６８】
推定相選択処理部５１の動作は、ノイズを無視できる理想的な場合には図５に示されるフローチャートで実現されてもよい。ステップＳ５０１において電流ｉu，ｉv，ｉwが入力される。ステップＳ５０２に進み、電流ｉuが電流ｉvより大きいかが判断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０４に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０３に進む。ステップＳ５０３では電流ｉvが電流ｉwより大きいかが判断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０５に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０６に進む。
【００６９】
ステップＳ５０４ではＵ相の方がＶ相よりも大きな電流が流れていた事に基づき、インバータによって励磁されている相はＵ相であると判断し、励磁相信号Ｚは励磁相がＵ相である旨を出力する（図中、励磁相信号Ｕとしている）。同様にしてステップＳ５０５ではＶ相の方がＷ相よりも大きな電流が流れていた事に基づき、励磁相がＶ相である旨（図中、励磁相信号Ｖとしている）を出力する。同様にしてステップＳ５０６では励磁相がＷ相（図中、励磁相信号Ｗとしている）である旨を出力する。
【００７０】
ステップＳ５０４，Ｓ５０５，Ｓ５０６が実行された後は、それぞれステップＳ５０７，Ｓ５０８，Ｓ５０９により、電流ｉzと電圧ｖzとして、電流ｉuと電圧ｖu、電流ｉvと電圧ｖv、電流ｉwと電圧ｖwが設定される。
【００７１】
図４に示された推定相選択処理部５１の動作でも、図５に示されたフローチャートの動作でも、励磁相Ｚの判定は各相の電流ｉu，ｉv，ｉwの大小関係に基づいている。従って、図２４に示されたスイッチングトランジスタのオン／オフや、図２６に示された電流オーバーラップ期間Ｈのいずれともずれた期間として励磁相が判断される。
【００７２】
図６は励磁相の判断を、Ｗ相からＵ相への転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで時刻ｔ1wは位置角θ1wに対応してスイッチングトランジスタＴw+，Ｔw-がオフする時刻であり、時刻ｔouは位置角θouに対応してスイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオンする時刻である。例えば図１に示されるインバータ３００において、時刻ｔ1w＝ｔouにおいてスイッチングトランジスタの動作によってＷ相からＵ相へと転流を行う制御が行われても、その後の電流オーバーラップ期間Ｈ中で電流ｉu＝ｉwとなる時刻ｔ1w’＝ｔou’になって初めて、励磁相ＺはＵ相であると判断される。
【００７３】
図４に戻り、位置角決定機構２００において磁束鎖交数演算部５３は、励磁相に対応した電流ｉz、電圧ｖzを受け、Ｖ相について示された式（３）を各相に読み替えて磁束鎖交数λを求める。例えば図６に即して言えば時刻ｔ1w’＝ｔou’以前では電流ｉw、電圧ｖwに基づいて磁束鎖交数λwwを求める。
【００７４】
一方、位置角決定機構２００において磁化曲線モデル部５４ａは、後述する近似によって磁束鎖交数を求める磁束鎖交数算出部として機能する。そしてこの２つの求め方のいずれかによって求められた磁束鎖交数λと、インバータに流れる電流に基づき、図２５に示される較正曲線を用いて、回転位置演算部６０は位置角θを求める演算を行う。
【００７５】
磁束鎖交数λを求める方法を切り替えるため、位置角決定機構２００はフロー切り替え機構５８を備えている。もちろん、これと同様の機能が実現できればソフトウェアの処理を採用してもよいが、便宜上、１つのＡＮＤゲート５８ａと３つのスイッチ５８ｂ，５８ｃ，５８ｄを用いてフロー切り替え機構５８を構成した場合を例示している。
【００７６】
位置角決定機構２００において電流ｉu，ｉv，ｉwは電流オーバーラップ判定部５７にも与えられる。ここでは測定している時点が電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る判定信号ｘを出力する。かかる判断は電流ｉu，ｉv，ｉwの２つが所定値以上であること、理想的には非零であることを検出することによって実現することができる。
【００７７】
また位置角決定機構２００において励磁相信号Ｚは相互誘導作用判定部５６にも与えられる。ここでは励磁相がＵ相であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る判定信号ｙを出力する。
【００７８】
ＡＮＤゲート５８ａにおいて判定信号ｘ，ｙの論理積を採ることにより、ＡＮＤゲート５８ａの出力は、ｉu＞ｉw＞０である電流オーバーラップ期間Ｈ（以下「特定オーバーラップ期間Ｈ’」とも称す）内であるか否かに対応して変動する。なお図６に示されるように、特定オーバーラップ期間Ｈ’の終期は電流オーバーラップ期間Ｈの終期と一致するが、その始期は電流オーバーラップ期間Ｈの始期よりも遅れる。
【００７９】
特定オーバーラップ期間Ｈ’内である場合にはスイッチ５８ｃをオンにし、積分初期値設定部５９から式（３）の計算のための初期値が新たに磁束鎖交数演算部５３に与えられる。但し特定オーバーラップ期間Ｈ’内ではスイッチ５８ｄによって磁化曲線モデル部５４ａの出力を回転位置演算部６０に与えさせる。特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、スイッチ５８ｃをオフにし、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算部５３の出力を回転位置演算部６０に与えさせる。
【００８０】
特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、Ｕ相、Ｗ相の場合も読み替えて、式（３）に基づいて求められた磁束鎖交数λが回転位置演算部６０での演算に採用され、位置角θが決定される。これは特に電流オーバーラップ期間Ｈ以外では従来から行われてきた手法と同様である。また第１の実施の形態を採用することにより、電流オーバーラップ期間Ｈ内であっても、Ｕ相からＶ相への転流時、Ｖ相からＷ相への転流時において位置角θを正確に求めることができる。しかし、第１の実施の形態で問題を回避できない、Ｗ相からＵ相への特定オーバーラップ期間Ｈ’では、磁化曲線モデル部５４ａの近似計算によって磁束鎖交数を求める。
【００８１】
図７及び図８は両者相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。まず図７に示されたステップＳ６０１〜Ｓ６１０において電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かが判断され、電流オーバーラップ判定部５７の動作に対応している。まずこれらのステップに移行する前にカウント値Ｃは０に設定されているものとする。
【００８２】
ステップＳ６０１において電流ｉu，ｉv，ｉwが入力され、ステップＳ６０２において電流ｉuは０か否かが判断される。もちろんこの判断はノイズを無視した理想的な場合を例示しており、実際には許容される最低値よりも小さいか否かが判断されることになる。以下のステップＳ６０４，Ｓ６０６についても同様である。
【００８３】
ステップＳ６０２の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０３においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０４に進む。
【００８４】
ステップＳ６０４において電流ｉvは０か否かが判断される。ステップＳ６０４の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０５においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０６に進む。
【００８５】
ステップＳ６０６において電流ｉwは０か否かが判断される。ステップＳ６０６の判断結果が「ＹＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０７においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、いずれもステップＳ６０８に進む。
【００８６】
ステップＳ６０８ではカウント値Ｃの値が１より大きいか否かを判断する。カウント値Ｃの値が１より大きければステップＳ６０２，Ｓ６０４，Ｓ６０６の少なくとも２つにおいて判断結果が「ＮＯ」であり、電流ｉu，ｉv，ｉwの２つが非零であると判断されたことになる。従ってその場合には電流オーバーラップ期間Ｈ内であるとしてステップＳ６０８の判断結果は「ＹＥＳ」となり、ステップＳ６０９へと進み、判定信号ｘに１を設定する。本フローチャートにおいて記号「＝」はその左辺に右辺の値を設定することを示している。ステップＳ６０８における判断結果が「ＮＯ」であれば、ステップＳ６１０へと進み、電流オーバーラップ期間Ｈ内ではないとして判定信号ｘに０を設定する。ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれの場合も、新たにステップＳ６０１〜Ｓ６０８が実行される事に備えて、カウント値Ｃに０をセットしておく。
【００８７】
ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれが実行された場合でも、接続子Ｊ１を介して図８のステップＳ６１１に進み、励磁相信号Ｚが入力される。ステップＳ６１２ではステップＳ６１１で入力された励磁相信号Ｚについての判断が実行される。励磁相がＵ相であればステップＳ６１３に進んで判定信号ｙに１を、Ｕ相でなければステップＳ６１４に進んで判定信号ｙに０を、それぞれ設定する。つまりステップＳ６１１〜Ｓ６１４は相互誘導作用判定部５６の動作に対応している。
【００８８】
ステップＳ６１５はＡＮＤゲート５８ａの動作に対応しており、判定信号ｘ，ｙの論理積が０であるか否かが判断される。即ち、判定信号ｘ，ｙの少なくともいずれか一方が０である場合にはステップＳ６１６に、判定信号ｘ，ｙの双方が１である場合にはステップＳ６２１に、それぞれ進む。
【００８９】
ステップＳ６１６〜Ｓ６２０は、特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合の処理であって、まずステップＳ６１６でスイッチ５８ｃがオフしているか否かについて判断する。オフしている場合は、既に式（３）の計算が行われており、これに引き続いて新たな電流ｉz、電圧ｖzを用いてステップＳ６１９で式（３）に基づいて磁束鎖交数λを計算する。オンしている場合は特定オーバーラップ期間Ｈ’から初めて抜け出た場合の磁束鎖交数λを計算するので、ステップＳ６１７へ進み、スイッチ５８ｃを経由して積分初期値設定部５９から初期値を磁束鎖交数演算部５３へ与え、その後ステップＳ６１８においてスイッチ５８ｃをオフする。ステップＳ６１８，Ｓ６１９のいずれが実行された場合でも、ステップＳ６２０に進み、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算部５３で求められた磁束鎖交数λを回転位置演算部６０に与える。これにより磁束鎖交数演算処理は終了し、図示されないメインルーチンへと復帰する。
【００９０】
ステップＳ６２１以降は、特定オーバーラップ期間Ｈ’内での処理であって、スイッチ５８ｄを介して磁化曲線モデル部５４ａで求められた磁束鎖交数λを回転位置演算部６０に与える。更にこの磁束鎖交数λを用い、ステップＳ６２２において、積分初期値設定部５９に格納される式（３）のための積分初期値を更新する。そしてスイッチＳ６２３においてスイッチ５８ｃをオンし、当該積分初期値を磁束鎖交数演算部５３に与える。ステップＳ６２２，Ｓ６２３は特定オーバーラップ期間Ｈ’内においても繰り返し実行されるが、これは回転位置演算部６０に与えられる磁束鎖交数λには寄与しない。ステップＳ６１７の準備のために行われる処理である。
【００９１】
以上のようにして、特定オーバーラップ期間Ｈ’からＵ相についての電流ｉuのみが流れる状態（本明細書において「真性Ｕ相期間」と称す）に移行する際には、特定オーバーラップ期間Ｈ’において磁化曲線モデル部５４ａの近似計算によって最後に求められた、即ち真性Ｕ相期間の直前に求められた磁束鎖交数λuを初期値として、式（３）の積分によって磁束鎖交数λuを計算する。その一方、特定オーバーラップ期間Ｈ’へと移行する際には、それまでの期間で最後に求められていた、即ち特定オーバーラップ期間Ｈ’の直前で求められていた位置角θを初期値として、以下に述べる方法で磁束鎖交数λを求める。そのため、図示されてはいないが、図８の「復帰」の後にスイッチ５８ｂが一時的にオンされ、これを介して回転位置演算部６０から得られた位置角θがサンプリングされて回転位置記憶部５５へ伝達される。そして回転位置記憶部５５は特定オーバーラップ期間Ｈ’中、磁化曲線モデル部５４ａでの近似計算の初期値として、その直前に回転位置演算部６０で求められた位置角θを記憶する。
【００９２】
図９は磁化曲線モデル部５４ａの構成を例示するブロック図である。また図１０は磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフローチャートであり、ステップＳ６２１に対応している。
【００９３】
磁化曲線モデル部５４ａは例えばファジー判断部５４１と線形補間部５４２とを備えている。ファジー判断部５４１には最大電流相選択部５１ａから電流ｉzが、線形補間部５４２には回転位置記憶部５３から位置角θが、それぞれ与えられる。これは図１０のステップＳ７０１で実行される。そして最大電流相選択部５１ａは電流ｉzと、例えば図２５に示された較正曲線に基づいて設定されるメンバーシップ関数とから、複数個、例えば７個の暫定的な磁束鎖交数λ（θ1），λ（θ2），…，λ（θ7）を求める。これはステップＳ７０２で実行される。そして線形補間部５４２はこれらの暫定的な磁束鎖交数λ（θ1）〜λ（θ7）と、回転位置記憶部５３から与えられた位置角θとに基づいて磁束鎖交数λを求める。これはステップＳ７０３〜Ｓ７０６に対応する。
【００９４】
ステップＳ７０３においてまずパラメータｊを０に設定する。そしてステップＳ７０４でｊを１だけインクリメントしつつ、ステップＳ７０５を繰り返し実行する。ステップＳ７０５では回転位置記憶部５３から得られた位置角θが位置角θj以上で位置角θj+1以下となるか否かを判断する。特定オーバーラップ期間Ｈ’で位置角θが通常採り得る値に鑑みて、例えば位置角θ1，θ2，θ3，θ4，θ5，θ6，θ7をそれぞれ５０．０，５２．５，５７．５，６５．０，７２．５，７７．５，８２．５（°）に設定しておけば、ｊ＝１〜６のいずれかでステップＳ７０５の判断基準となる不等式が満足される（固定子９０と回転子８０との対称性により、７５°＜θ＜１２０°では図２５において１５０°−θのグラフを参照する）。
【００９５】
そしてステップＳ７０６に進み、ステップＳ７０５の判断基準を満足させたｊに対して、式（４）を用いた線形補間によって、回転位置記憶部５３から得られた位置角θに対する磁束鎖交数λ（θ）を求める。
【００９６】
【数４】
その後は、図８を参照して、ステップＳ６２２に処理が進み、ステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンに復帰する。そして、回転位置演算部６０によって改めて位置角θが求められる。
【００９８】
以上のようにして、磁化曲線モデル部５４ａは、回転位置演算部６０による位置角θと、新たに測定された電流ｉzとを用いて磁束鎖交数λを求める。そして、この求めた磁束鎖交数λから回転位置演算部６０が新たに位置角θを求める。このようにして磁束鎖交数λを介して位置角θについてのフィードバックを行うことにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’においても回転位置演算部６０が用いる較正曲線として図２５に相当するもの一つのみを採用しても、位置角θを精度良く算出することができる。
【００９９】
以下、ファジー判断部５４１の動作を説明する。式（５）は電流ｉについての磁束鎖交数λの推論規則である。
【０１００】
【数５】
また図１１は式（５）電流ｉについてのメンバーシップ関数を示すグラフである。ここでは電流の単位として例えばアンペアを採用している。図１２は電流ｉが１０．５アンペアの場合の適合度を例示するグラフである。ここではメンバーシップ関数Ａ3，Ａ4は折れ線で規定されており、メンバーシップ関数Ａ3，Ａ4についてのそれぞれ適合度μA3，μA4は、１＋（１０．５−１０）／（１０−１２）＝０．７５，０＋（１２−１０．５）／（１２−１０）＝０．２５と求められる。またその他のメンバーシップ関数についての適合度は０となる。
【０１０２】
式（６）は適合度と式（５）の推論規則に基づいて磁束鎖交数λを求める演算を示しており、適合度μAmに対して推論規則に示された値Λmの重み付けを与えた加算が行われている。
【０１０３】
【数６】
このようにファジー理論による磁束鎖交数λの計算は、較正曲線を得るために予め測定しておくべき電流のバリエーションを低減することができて望ましい。このようなファジー理論を用いた磁束鎖交数λの計算は、位置角θの計算手法において本件とは異なるものの、例えば上述の文献に示されている。
【０１０５】
なお、本実施の形態では第１の実施の形態を前提としているが、必ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、従来のインバータ４００を採用した場合にも適用できる。つまり、Ｕ相からＶ相への、またＶ相からＷ相への転流の際にも図１０のフローチャートを採用することができる。この場合、相互誘導作用判定部５６による判定信号ｙを必要とせず、従ってアンドゲート５８ａも必要ない。図１３はこのような変形を示すフローチャートである。図８におけるステップＳ６１１〜Ｓ６１４は不要であり、接続子Ｊ１からステップＳ６１５に直接に処理が進み、かつステップＳ６１５は「ｘ＝０であるか」という判断を行うステップＳ６２４に置換される。そしてＸ＝０であればステップＳ６２４の判断はＹＥＳとなってステップＳ６１６へと進み、Ｘ＝１であればステップＳ６２４の判断はＮＯとなってステップＳ６２１へと進む。その後の処理は図８に示されたフローチャートと同様に進む。
【０１０６】
第３の実施の形態．
本実施の形態でも、必ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、図２３に示されるような従来のインバータを採用した場合にも適用できる手法を提示する。例えば減少しつつある電流ｉuによる磁束鎖交数λvuがＶ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖに流れ込んでも、これによる位置角θの誤差を低減する技術を採用する。
【０１０７】
Ｖ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖにおいて、自身に巻回されるＶ相コイル９４ｖに流れる電流ｉvによって与えられる磁束鎖交数数λvvの時間微分を考えると、式（７）となる。
【０１０８】
【数７】
但しインダクタンスＬはＶ相コイル９４ｖのインダクタンスであって、本来的には電流ｉv及び位置角θの関数である。しかし、図２４、図２５を参照して理解されるように、Ｕ相からＶ相への転流時近傍、即ちθ＝７５°近傍では磁束鎖交数λvvは電流ｉvに関してほぼ線形であり、インダクタンスＬは位置角θのみの関数として近似している。また角周波数ωは位置角θの時間微分である。
【０１１０】
そして式（７）はある時刻ｔの近傍の微小時間Δｔにおいて式（８）で近似できる。
【０１１１】
【数８】
ここで、Ｌaveは、当該微小時間Δｔ中でのインダクタンスＬの平均値であり、Δλvvは磁束鎖交数λvvの、Δｉvは電流ｉvの、Δθは位置角θの、それぞれ微小時間Δｔ中での変動分を示す。
【０１１３】
図１４は励磁相の判断を、Ｕ相からＶ相への転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで時刻ｔovは位置角θ1u，θovに対応しており、スイッチングトランジスタＴu+，Ｔu-がオフ、スイッチングトランジスタＴv+，Ｔv-がオンする時刻である。なお、電流ｉv、位置角θを求めるためのサンプリング時刻として、時刻ｔK-2，ｔK-1，ｔK，ｔN-1，ｔNを例示している。但し図においてはｔK-2＜ｔK-1＜ｔov＜ｔK＜ｔN-1＜ｔe＜ｔNの関係にあり、時刻ｔeは実質的に電流ｉuが０となる時刻であって電流オーバーラップ期間Ｈの終期である。
【０１１４】
時刻ｔM-1，ｔMにおける磁束鎖交数λvvをそれぞれλM-1，λMとし、時刻ｔM-1，ｔMにおける電流ｉvをそれぞれｉM-1，ｉMとし、時刻ｔM-1，ｔMにおける位置角θをそれぞれθM-1，θMとし、位置角θMでのｄＬ／ｄθの値をｄＬ／ｄθ］Mとして表すと、式（８）は式（９）で表すことができる。
【０１１５】
【数９】
式（９）においてインダクタンスＬの平均値Ｌave及び位置角θMは、式（１０）を用いて求めることができる。
【０１１７】
【数１０】
但し角速度ωM-1は１サンプル周期Ｔにおいて一定であると近似している。例えば角速度ωM-1は、１サンプル周期前、及び２サンプル周期前に求められた位置角θM-1，θM-2を用いてωM-1＝（θM-1−θM-2）／Ｔとして計算できるので、結局位置角θMは式（１１）で計算できる。
【０１１９】
【数１１】
以上のことから、時刻ｔMでの磁束鎖交数λMは、磁束鎖交数λM-1と、位置角θM-1，θM-2、電流ｉM-1，ｉM、インダクタンスＬM-1，ＬMと、インダクタンスの微分値ｄＬ／ｄθ］Mに基づいて、求めることができる。インダクタンスＬM-1，ＬMと、インダクタンスの微分値ｄＬ／ｄθ］Mは、位置角位置角θM-1，θMにより、図２５に示された較正曲線から得ることができる。あるいは予めテーブルとしてインダクタンスＬ及びその微分値ｄＬ／ｄθを、位置角θに関してのテーブルとして設定しておいても良い。
【０１２１】
このようにして求められた磁束鎖交数λMと、電流ｉMと、較正曲線とが使用され、改めて位置角θMを求め、これを更新する。
【０１２２】
本実施の形態では電流オーバーラップ期間Ｈにおいて上述のようにして位置角θMを求めるので、その最初には上述の説明でＫ＝Ｍとおいて、真性Ｕ相の最後に求められていた磁束鎖交数λK-1を用いて磁束鎖交数λKが求まり、最終的な位置角θKも求められる。その後は、磁束鎖交数λvvの初期値は真性Ｕ相で求めたものとは異なり、電流オーバーラップ期間Ｈで求められたものが採用されるが、上記手順がサンプリング毎に繰り返される。従って式（３）の計算を用いることが無く、従って式（２）に存在するｄλvu／ｄｔの影響を受けることなく、図２５に示された較正曲線を用いて、精度良く位置角θを求めることができる。
【０１２３】
図１５は本実施の形態において採用される位置角決定機構２０１の構成を例示するブロック図である。位置角決定機構２０１は図４に示された位置角決定機構２００と同様にして、検出相選択部５１ｂ、磁束鎖交数演算部５３、回転位置記憶部５５、電流オーバーラップ判定部５７、積分初期値設定部５９、回転位置円算部６０を有している。しかし、位置角決定機構２００の最大電流相検出部５１ａは電流相選択部５１ｃに、磁化曲線モデル部５４ａは磁化曲線モデル部５４ｂに、それぞれ置換されている。またアンドゲート５８ａは省略されている。
【０１２４】
検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃには、いずれも転流タイミング信号Ｑが与えられる。検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃからは、転流タイミング信号Ｑが与えられる度に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれか一つに循環的に対応して更新される電圧ｖz、電流ｉz（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）がそれぞれ出力される。
【０１２５】
電流オーバーラップ判定部５７は位置角決定機構２００における動作と同様にして、換言すればステップＳ６０１〜Ｓ６０９（図７）を実行して、判定信号ｘを出力する。スイッチ５８ｃ，５８ｄのオン／オフは第２の実施の形態と同様に行われる。但し、ステップＳ６０９，Ｓ６１０からステップＳ６１６，Ｓ６２１に至るまでは図１３に示されたステップＳ６２４が実行される。これにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’（図６）ではなく、その始期と終期にそれぞれ最大限サンプリング期間Ｔの誤差は生じうるものの、電流オーバーラップ期間ＨにおいてステップＳ６２１が実行されることになる。
【０１２６】
図１６は磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフローチャートである。磁化曲線モデル部５４ｂも磁束鎖交数算出部として機能する。図１６に示されたフローチャートはステップＳ６２１に対応しており、例えばＭ≧Ｋに設定される。先ずステップＳ９０１において位置角θM-1，θM-2、電流ｉM-1を入力する。例えば１サンプル周期前の位置角θM-1は回転位置記憶部５５が格納しており、２サンプル周期前の位置角θM-2は、電流相選択部５１ｃから得られた１サンプル周期前の電流電流ｉM-1と共に、磁化曲線モデル部５４ｂが記憶しておくことができる。
【０１２７】
ステップＳ９０２において、式（１１）を計算し、位置角θMを仮に求める。そしてステップＳ９０３において電流相選択部５１ｃから現在の電流ｉMを入力する。電流ｉM、位置角θMを用いて図２５に例示される較正曲線から、あるいは予めこれらに関するテーブルとして求めておいたインダクタンスＬから、インダクタンスＬMを求める。同様にして、微分値ｄＬ／ｄθ］Mを求める。また同様にして電流ｉM-1、位置角θM-1を用いてインダクタンスＬM-1を求め、式（１０）に基づいてインダクタンスの平均値Ｌaveを求める。磁化曲線モデル部５４ｂが１サンプル周期前のインダクタンスＬM-1を記憶していても良く、その場合にはステップＳ９０４においては電流ｉM-1、位置角θM-1を用いる必要はない。
【０１２８】
あるいは図１６においてステップＳ９０４のブロックに示されるように、電流ｉM-1，ｉMを用いることなくインダクタンスＬMや微分値ｄＬ／ｄθ］Mを求めても良い。上述のようにインダクタンスＬは位置角θのみの関数として近似出来るからである。その場合、ステップＳ９０３とＳ９０４とはその順序を入れ替えても良い。
【０１２９】
磁化曲線モデル部５４ｂによって記憶された１サンプル前に求められた磁束鎖交数λM-1と、上述のようにして求められ、あるいは記憶されていた値から、式（９）を計算して磁束鎖交数λMが求められる。これによりインダクタンスＬによる磁束鎖交数演算処理は終了し、処理がステップＳ６２２（図８）へと進む。この後は第２の実施の形態と同様にしてステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンへと復帰し、回転位置演算部６０によって改めて位置角θMが求められる。更にその後は、パラメータＭが１ずつ更新されて上述の処理が進む。
【０１３０】
図１４に示されるように、時刻ｔe直後のサンプリングタイミングの時刻ｔNでは既に電流オーバーラップ期間Ｈを経過している。よってステップＳ６１０（図７）に示されるようにｘ＝０に設定され、ステップＳ６２４（図１３）の判断によってステップＳ６１６へと進む。そして時刻ｔN-1において求められ積分初期値設定部５９に記憶された磁束鎖交数λN-1を積分初期値として、磁束鎖交数演算部５３で式（３）を用いて、時刻ｔNでの磁束鎖交数λNを計算する。そして磁束鎖交数λNに基づいて回転位置演算部６０によって位置角θNが求められる。これ以降は新たに電流オーバーラップ期間Ｈが開始するまでは式（３）を用いた計算により磁束鎖交数λを求め、ひいては位置角θを求めることになる。
【０１３１】
もちろん、本実施の形態で示されたステップＳ９０１の内容をＷ相からＵ相に転流する際の電流オーバーラップ期間Ｈにおいてのみ採用し、Ｕ相からＶ相へ、またＶ相からＷ相へ転流する際の電流オーバーラップ期間Ｈにおいて、第１の実施の形態に示される技術を採用してもよい。
【０１３２】
第４の実施の形態．
図１７は本発明の第４の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回路図である。簡単にいえば、インバータ３０１は、図２３に示されたインバータに対し、スイッチングトランジスタ及びフリーホイールダイオードを、いずれもスイッチングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続に置換した構成を有している。
【０１３３】
Ｕ相に関して具体的に説明すると、直流電源ＶDCの正極にはスイッチングトランジスタＴu1+，Ｔu0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤu0+，Ｄu1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源ＶDCの負極にはスイッチングトランジスタＴu0-，Ｔu1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤu1-，Ｄu0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＵ相コイル９４ｕの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴu0+の負側端、スイッチングトランジスタＴu1-の正側端、フリーホイールダイオードＤu1+のアノード、フリーホイールダイオードＤu0-のカソードが共通に接続されている。またＵ相コイル９４ｕの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴu1+の負側端、スイッチングトランジスタＴu0-の正側端、フリーホイールダイオードＤu0+のアノード、フリーホイールダイオードＤu1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３４】
Ｖ相に関して具体的に説明すると、直流電源ＶDCの正極にはスイッチングトランジスタＴv1+，Ｔv0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤv0+，Ｄv1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源ＶDCの負極にはスイッチングトランジスタＴv0-，Ｔv1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤv1-，Ｄv0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＶ相コイル９４ｖの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴv0+の負側端、スイッチングトランジスタＴv1-の正側端、フリーホイールダイオードＤv1+のアノード、フリーホイールダイオードＤv0-のカソードが共通に接続されている。またＶ相コイル９４ｖの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴv1+の負側端、スイッチングトランジスタＴv0-の正側端、フリーホイールダイオードＤv0+のアノード、フリーホイールダイオードＤv1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３５】
Ｗ相に関して具体的に説明すると、直流電源ＶDCの正極にはスイッチングトランジスタＴw1+，Ｔw0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホイールダイオードＤw0+，Ｄw1+のそれぞれのカソードが共通に接続されている。また直流電源ＶDCの負極にはスイッチングトランジスタＴw0-，Ｔw1-のそれぞれの負側端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤw1-，Ｄw0-のそれぞれのアノードが共通に接続されている。そしてＷ相コイル９４ｗの黒丸が付された側にはスイッチングトランジスタＴw0+の負側端、スイッチングトランジスタＴw1-の正側端、フリーホイールダイオードＤw1+のアノード、フリーホイールダイオードＤw0-のカソードが共通に接続されている。またＷ相コイル９４ｗの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジスタＴw1+の負側端、スイッチングトランジスタＴw0-の正側端、フリーホイールダイオードＤw0+のアノード、フリーホイールダイオードＤw1-のカソードが共通に接続されている。
【０１３６】
本実施の形態では各相のコイルの巻線方向のいずれに対してもスイッチングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並列接続が設けられている。従って、これらのスイッチングトランジスタの導通を制御することにより、各相のコイルのいずれの方向にも電流を流すことができる。これにより、第１の実施の形態と同様にして、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の間において同じ方向となる。従って第１の実施の形態と同様に電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。そして第１の実施の形態と同様に図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数λvvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いても正確に行うことができる。しかも、本実施の形態ではスイッチングトランジスタの導通を制御することにより、Ｗ相からＵ相へと転流するさいにも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３７】
図１８はスイッチングトランジスタＴu0+，Ｔu0-，Ｔu1+，Ｔu1-，Ｔv0+，Ｔv0-，Ｔv1+，Ｔv1-，Ｔw0+，Ｔw0-，Ｔw1+，Ｔw1-のオン／オフのタイミングを示すタイミングチャートである。位置角θ0u〜θ1uにおいてスイッチングトランジスタＴu0+，Ｔu0-のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが図中の矢印方向へと流れる。そして位置角θ0v（＝θ1u）〜θ1vにおいてはスイッチングトランジスタＴv1+，Ｔv1-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電流ｉvが図中の矢印方向と反対方向に流れる。従って第１の実施の形態と同様にして電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。
【０１３８】
同様にして位置角θ0w（＝θ1v）〜θ1wにおいてスイッチングトランジスタＴw0+，Ｔw0-のみがオンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉwが図中の矢印方向へと流れる。また位置角θ2u（＝θ1w）〜θ3uにおいてスイッチングトランジスタＴu1+，Ｔu1-のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉuが図中の矢印方向と反対方向に流れる。また位置角θ2v（＝θ3u）〜θ3vにおいてスイッチングトランジスタＴv0+，Ｔv0-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電流ｉvが図中の矢印方向に流れる。また位置角θ2w（＝θ3v）〜θ3wにおいてスイッチングトランジスタＴw1+，Ｔw1-のみがオンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉwが図中の矢印方向と反対方向に流れる。
【０１３９】
以上のようにスイッチングトランジスタＴu0+，Ｔu0-，Ｔv0+，Ｔv0-，Ｔw0+，Ｔw0-，Ｔu1+，Ｔu1-，Ｔv1+，Ｔv1-，Ｔw1+，Ｔw1-のオン／オフを制御することにより、いずれの相間の転流の際にも、第１の実施の形態の効果を得ることができる。
【０１４０】
図１９は図１８に示されたスイッチングを採用してスイッチトリラクタンスモータ（図中ＳＲＭとして示す）７９を駆動する制御システムを例示するブロック図である。スイッチトリラクタンスモータ７９としては、例えば図２２に示されたスイッチトリラクタンスモータ１００が採用される。回転位置演算部７８はスイッチトリラクタンスモータ７９に流れる巻線電流ｉ、印加した電圧ｖに基づき、適当な演算方法に則って位置角θを求める。このようにして得られた位置角θを時間微分して、速度演算部７６は角速度ωを求める。このようにして得られた角速度ωは、角速度指令ω*と共に、ＰＩ演算を行う速度制御演算部７１に与えられる。速度制御演算部７１は角速度指令ω*通りの角速度でスイッチトリラクタンスモータを駆動するのに必要なトルクを計算する。このようにして計算されたトルクはトルク／電流換算部７２で、各相コイルに流すべき電流値の振幅に換算される。そして、例えば図１７に示されるように、各相コイルの黒丸が付された側からその反対側へ流れる方向を正とし、電流極性発生部７５は当該電流の極性の正負を決定する。図１９ではこの電流値の正負の決定を便宜上、乗算器７０で示している。
【０１４１】
符号が決定された電流値は励磁電流指令発生部７３に送られ、当該電流を流すべき期間を決定する。この際、位相制御部７７によって現状の位置角θを参照している。励磁電流指令発生部７３の出力は電流制御部７４に送られ、ここでインバータ３０１のスイッチングトランジスタのオン／オフを制御するスイッチング信号Ｊに変換される。この際、現状の検出電流ｉを参照している。
【０１４２】
電流極性発生部７５以外は従来の技術を採用して図１９に示された構成を実現することができる。例えば回転位置演算部７８の実現には上述の公報に開示された技術や、上述の論文に開示された技術を採用することができる。
【０１４３】
図２０は電流極性発生部７５の動作を示すフローチャートである。かかる動作を行うならば電流極性発生部７５はハードウェアで構成してもよいし、上記フローチャートを実現するソフトウェアを実行させるコンピュータあるいはその一部であってもよい。励磁電流指令発生部７３からのトリガ信号を受け、ステップＳ８０１において電流極性Ｆ１を入力する。これは後述するステップＳ８０９において記憶されていた、前回流していた電流の極性である。次にステップＳ８０２においてこの電流極性Ｆ１の極性を反転する。例えば図２０のステップＳ８０２のブロック中に示されるように、電流極性Ｆ１の値に（−１）を乗じてこれを更新する。そして乗算器へと電流極性Ｆ１を出力し、またステップＳ８０９で電流極性Ｆ１を記憶する。その後、図示されないメインルーチンへと復帰する。
【０１４４】
これにより、図１８を用いて説明したように、各相コイルには、黒丸が付された側から反対側へと、その逆へと、相間で転流されるたびに交互に電流が流れる。
【０１４５】
効果の例示．
図２１は、本発明の効果を例示するグラフである。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ電流ｉu，ｉv，ｉwの経時変化を、同図（ｄ）は従来の技術による位置角θの演算誤差を、それぞれ例示している。また同図（ｅ）は実施の形態１による位置角θの演算誤差を示している。実施の形態１で述べたように、Ｕ相からＶ相への転流、Ｖ相からＷ相への転流においては磁束鎖交数λvu，λwvの影響を受けない。これを反映して、図２１（ｅ）のグラフは同図（ｄ）のグラフと比較して、Ｖ相及びＷ相での演算誤差が低減している。しかしながら、Ｗ相からＵ相への転流時には、磁束鎖交数λuwの影響を受けるので、Ｕ相での演算誤差はそれほど減少していない。
【０１４６】
同図（ｆ）は実施の形態４による位置角θの演算誤差を示している。実施の形態４ではいずれの相の間の転流においても電流オーバーラップ期間における前の相の電流の影響を受けないので、全ての相において演算誤差が低減している。実施の形態２及び実施の形態３を採用した場合も図２１（ｆ）のグラフとほぼ同程度に演算誤差を低減することができる。
【０１４７】
なお、各実施例の動作制御をコンピュータに行わせるプログラムについても本発明の範疇にある。
【０１４８】
【発明の効果】
この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法によれば、第２のコイル（９４ｖ）に電流（ｉv）が流れる期間のスイッチトリラクタンスモータの位置検出においては、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉu）の影響を排除することができる。従って、第２の突極（９１ｖ；９２ｖ）において第２のコイル（９４ｖ）に鎖交する磁束（λvv）と位置角（θ）の関係のみを較正曲線として用いても正確に位置検出を行うことができる。
【０１５１】
この発明の内、請求項１乃至請求項６にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１０乃至請求項１２にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構によれば、特定オーバーラップ期間（Ｈ’）においても回転位置演算部（６０）が用いる較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確に算出することができる。
【０１５２】
この発明の内、請求項７乃至請求項９にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１３乃至請求項１５にかかるスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構によれば、電流オーバーラップ期間（Ｈ）においても回転位置演算部（６０）が用いる較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確に算出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態において採用されるインバータ３００の回路図である。
【図２】電流オーバーラップ期間Ｈにおける磁束の態様を示す模式図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するグラフである。
【図４】本発明の第２の実施の形態において採用される位置角決定機構２００を例示するブロック図である。
【図５】推定相選択処理部５１の動作を示すフローチャートである。
【図６】励磁相の判断を示すタイミングチャートである。
【図７】図８と相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。
【図８】図７と相まって位置角決定機構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートである。
【図９】磁化曲線モデル部５４ａの構成を示すブロック図である。
【図１０】磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフローチャートである。
【図１１】本発明の第２の実施の形態で採用されるメンバーシップ関数を示すグラフである。
【図１２】電流ｉに対する適合度を例示するグラフである。
【図１３】本発明の第２の実施の形態の変形を示すフローチャートである。
【図１４】励磁相の判断を示すタイミングチャートである。
【図１５】本発明の第３の実施の形態において採用される位置角決定機構２０１を例示するブロック図である。
【図１６】磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフローチャートである。
【図１７】本発明の第４の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回路図である。
【図１８】インバータ３０１のスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図１９】スイッチトリラクタンスモータ７９を駆動する制御システムを例示するブロック図である。
【図２０】電流極性発生部７５の動作を示すフローチャートである。
【図２１】本発明の効果を例示するグラフである。
【図２２】スイッチトリラクタンスモータ１００の構造を模式的に示す断面図である。
【図２３】従来の技術で採用されるインバータの回路図である。
【図２４】従来の技術で採用されるインバータのスイッチングのタイミングを示すタイミングチャートである。
【図２５】電流ｉvと磁束鎖交数λvvとの関係を例示するグラフである。
【図２６】電流オーバーラップ期間Ｈを示すグラフである。
【符号の説明】
５４ａ，５４ｂ 磁化曲線モデル部
６０ 回転位置演算部
８０ 回転子
９０ 固定子
９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗ 突極
９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ 各相コイル
１００ スイッチトリラクタンスモータ
２００，２０１ 位置角決定機構
３００，２０１ インバータ
Ｈ’ 特定オーバーラップ期間
ｉu，ｉv，ｉw 各相電流
θ 位置角
λ，λuu，λwu，λvv 磁束鎖交数
Claims (16)
- 第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、
前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）と
を有する固定子（９０）と、
前記固定子に囲まれる回転子（８０）と、
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）において、
前記第１及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、前記回転子と前記固定子の間において前記第１の突極と第２の突極とで同じ方向に磁束を発生させる第１及び第２の電流（ｉ u ，ｉ v ）を供給し、
前記第１の相（Ｕ）へと転流する第３の相（Ｗ）についての第３の電流（ｉ w ）が、前記第１の電流（ｉ u ）よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、
前記回転子（８０）の位置角（θ）と、前記第１の電流とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、
当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改て求める（６０）、スイッチトリラクタンスモータの制御方法。 - 前記第１の電流（ｉ u ）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第１相期間（Ｕ）で前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ u ）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第１相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）、請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
- 前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、
前記位置角（θ）と、前記第１の電流（ｉ u ）とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ u ）を求めるに際してファジー理論を用いる、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 - 第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、
前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）と
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、
前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、
前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、
当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）、スイッチトリラクタンスモータの制御方法。 - 前記第２の電流（ｉ u ）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ u ）を求めるための積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θ）を求める（６０）、請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
- 前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、
前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ u ）とに基づいて、前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λ u ）を求めるに際してファジー理論を用いる、請求項４及び請求項５のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 - 第１の電流（ｉ u ）が流れる第１の相（Ｕ）と、
前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ v ）が流れる第２の相（Ｖ）と
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、
前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、
前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して（Ｓ９０１〜Ｓ９０４）前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ９０５）、
当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める（６０）、スイッチトリラクタンスモータの制御方法。 - 前記第２の電流（ｉ v ）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ v ）を求めるための積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λ N-1 ）を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位置角（θ N ）を求める（６０）、請求項７記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
- 前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、
前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ v ）とに基づいて、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λ v ）を求めるに際して前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介される、請求項７及び請求項８のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。 - 第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、
前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第２の相（Ｕ）と
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、
前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、
前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ａ）と、
当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）と
を備える、スイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）。 - 前記第２の電流（ｉ u ）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ u ）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、
前記積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を格納する積分初期値設定部（５９）と
を更に備える、請求項１０記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）。 - 前記磁束鎖交数算出部（５４ａ）は前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、ファジー理論を用いて前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λ u ）を求める、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２００）。
- 第１の電流（ｉ u ）が流れる第１の相（Ｕ）と、
前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ v ）が流れる第２の相（Ｖ）と
を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、
前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、
前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ｂ）と、
当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）と
を備える、スイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）。 - 前記第２の電流（ｉ v ）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交数（λ v ）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部（５３）と、
前記積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λ N-1 ）を格納する積分初期値設定部（５９）と
を更に備える、請求項１３記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）。 - 前記磁束鎖交数算出部（５４ｂ）は、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ v ）とに基づいて、前記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介して、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λ v ）を求める、請求項１３及び請求項１４のいずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）。
- 請求項１乃至請求項９に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに実現させるプログラム。
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