JP2002238276A - スイッチトリラクタンスモータ、その制御方法、及びその位置角決定機構並びにインバータ及びプログラム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチトリラクタンスモータにおいて、あ
る相のコイルについての電圧及び電流から位置角を正確
に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影響を簡
易に低減する。 【解決手段】 Ｕ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗ
に直流電源Ｖ_DCから電流を流す場合、それぞれ黒丸が付
された側から電流が供給され、反対側から引き抜かれ
る。フリーホイールダイオードＤ_u+，Ｄ_u-，Ｄ_w+，Ｄ_w-
によって還流する場合も電流の方向は同じである。しか
し、Ｖ相コイル９４ｖに直流電源Ｖ_DCから電流を流す場
合及びフリーホイールダイオードＤ_v+，Ｄ_v-によって還
流する場合のいずれも、それぞれ黒丸が付されていない
側から電流が供給され、黒丸が付された側から引き抜か
れる。つまりＶ相コイル９４ｖはＵ相コイル９４ｕ及び
Ｗ相コイル９４ｗとは逆方向に電流が供給される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は多相負荷に供給す
る電流を転流する技術に関し、例えばスイッチトリラク
タンスモータの位置検出に適用することができる。

【０００２】

【従来の技術】図２２はスイッチトリラクタンスモータ
１００の構造を模式的に示す、回転軸に垂直な断面図で
ある。ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流が採用さ
れ、磁性体からなる回転子８０が４個の突極８１〜８４
を、磁性体からなる固定子９０が６個の突極９１ｕ，９
１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗを、それぞれ備
えたスイッチトリラクタンスモータ１００を例示してい
る。

【０００３】回転子８０は断面図上で固定子９０に囲ま
れている。突極８１〜８４は固定子９０へと四等配され
て突出している。突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ、９２
ｕ，９２ｖ，９２ｗは回転子８０へと六等配されて突出
している。但し突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗは三等配さ
れて設けられている。

【０００４】突極９１ｕ，９２ｕ、突極９１ｖ，９２
ｖ、突極９１ｗ，９２ｗはそれぞれ対向して配置され、
これらの３対の突極はそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相に対応
する。即ち、突極９１ｕ，９２ｕにはＵ相コイル９４ｕ
が、突極９１ｖ，９２ｖにはＶ相コイル９４ｖが、突極
９１ｗ，９２ｗにはＷ相コイル９４ｗが、それぞれの対
向する軸において同方向に巻回されている。例えばＵ相
コイル９４ｕは突極９１ｕ，９２ｕが対向する軸を示す
仮想線９３ｕにおいて同方向に巻回される。Ｖ相コイル
９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗについても同様である。

【０００５】図２３はＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９
４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに電流を供給するインバータ４
００の回路図である。スイッチトリラクタンスモータ１
００に直流電源Ｖ_DCから電流を流す場合、直流電源Ｖ_DC
の正極からスイッチングトランジスタＴ_u+によって黒丸
が付された側からＵ相コイル９４ｕに電流ｉ_uが供給さ
れ、反対側からスイッチングトランジスタＴ_u-によって
負極へと電流ｉ_uが引き抜かれる。同様にして、Ｖ相コ
イル９４ｖには直流電源Ｖ_DCの正極からスイッチングト
ランジスタＴ_v+によって黒丸が付された側から電流ｉ_v
が供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴ_v-
によって負極へと電流ｉ_vが引き抜かれる。またＷ相コ
イル９４ｗには直流電源Ｖ_DCの正極からスイッチングト
ランジスタＴ_W+によって黒丸が付された側から電流ｉ_w
が供給され、反対側からスイッチングトランジスタＴ_W-
によって負極へと電流ｉ_wが引き抜かれる。

【０００６】スイッチングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-がオ
フした直後、Ｕ相コイル９４ｕに蓄えられた電磁エネル
ギーにより、電流ｉ_uはフリーホイールダイオード
Ｄ_u+，Ｄ_{u -}を介して流れ続ける。同様にしてＶ相コイル
９４ｖに流れる電流ｉ_vはフリーホイールダイオードＤ
_v+，Ｄ_v-によって、またＷ相コイル９４ｗに流れる電流
ｉ_wはフリーホイールダイオードＤ_w+，Ｄ_w-によって還
流する。

【０００７】Ｕ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ
相コイル９４ｗに対してインバータ４００によって上記
のように電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが供給されると、それぞれ
突極９１ｕから回転子８０を介して突極９２ｕへと流れ
る磁束、突極９１ｖから回転子８０を介して突極９２ｖ
へと流れる磁束、突極９１ｗから回転子８０を介して突
極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。

【０００８】スイッチトリラクタンスモータ１００で
は、上記のようにして発生した磁束が突極８１〜８４を
介して回転子８０を通り、その電磁エネルギーが最小と
なるように回転トルクが発生する。別の観点からみれ
ば、突極９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９
２ｗのうち、発生した磁束によって磁極となったものに
突極８１〜８４が吸引されて回転子８０が回転する。従
って、回転子８０を安定して回転させるためには、回転
子８０と固定子９０との間の位置角に整合させて上記の
磁束を発生させる必要がある。

【０００９】図２４は、スイッチングトランジスタ
Ｔ_u+，Ｔ_u-，Ｔ_v+，Ｔ_v-，Ｔ_w+，Ｔ_w-のオン／オフのタ
イミングを示すタイミングチャートである。位置角θ
は、図２２において突極９１ｕ，９２ｕが対向する方向
を示す仮想線９３ｕと、突極８２，８４が対向する方向
を示す仮想線８５又は突極８１，８３が対向する方向を
示す仮想線８６とが交差する角度のうちのいずれかが採
用され、位置角θが増大する方向は回転子８０の回転方
向、ここでは図２２において時計回りの方向に選択され
る。

【００１０】Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのインダクタン
スＬ_u，Ｌ_v，Ｌ_wは、それぞれθ＝９０°、１２０°、
６０°で最大値Ｌ_maxを、それぞれθ＝４５°、７５
°、１０５°で最小値Ｌ_minを採る、いずれも位置角θ
についての周期９０°の関数である。なお参考のため、
電気角ψについてもその３６０°の範囲を併記した。

【００１１】位置角θの正確な検出は、スイッチトリラ
クタンスモータ１００が回転する速度が位置角θの微分
に基づいて求められるので重要である。つまり位置角θ
の検出誤差は、速度の脈動を実際とは異なって見積もっ
てしまうことに繋がる。そしてスイッチトリラクタンス
モータの速度制御系のゲインが大きい程、速度の脈動も
大きく見積もられてしまう。またスイッチトリラクタン
スモータに流す電流の脈動を最小とするためにも位置角
θの正確な検出が望ましい。

【００１２】位置角θの検出のために光学式、磁気式の
位置センサをスイッチトリラクタンスモータ１００の回
転軸（図示せず）に取り付けられる場合もあるが、シス
テムの大型化や信頼性の低下、コスト上昇を招来した
り、設置環境が限定されるという問題がある。これを解
決するために、回転子８０と固定子９０とを総合して見
た磁化曲線に基づいて、位置角θを推定する手法が提案
されている。

【００１３】図２５はｖ相コイル９４ｖに流れる電流ｉ
_vと、電流ｉ_vによってｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束
鎖交数λ_vvとの関係を例示するグラフであり、位置角θ
をパラメータとして描いている。電流ｉ_vの値を固定し
て考えれば、図２４に示されるインダクタンスＬｖの位
置角θに対する依存性を反映して、位置角θが３０°に
おいて磁束鎖交数λ_vvは最大値を採り、位置角θが７５
°において磁束鎖交数λ_vvは最小値を採る。また、位置
角θの値を固定して考えれば、電流ｉ_vの値が増加する
ほど磁束鎖交数λ_vvの値は増大する。

【００１４】図２５に示された特性を予め較正曲線とし
て測定しておけば、スイッチトリラクタンスモータ１０
０の運転時に磁束鎖交数λ_vvと電流ｉ_vを測定すること
により、当該較正曲線から位置角θが求められる。かか
る較正曲線は、回転子８０、固定子９０、コイル９４
ｕ，９４ｖ，９４ｗを回転軸に対して対称に構成するこ
とにより、一つの相についてのみ準備しておけば他の相
についても転用することができる。

【００１５】磁束鎖交数λ_vvの値は、ｖ相コイル９４ｖ
の両端に生じる電圧をｖ_v、ｖ相コイル９４ｖの直流抵
抗分をＲ_vとして、式（１）に基づいて積分計算によっ
て見積もることが出来る。

【００１６】

【数１】

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】トルクの脈動の増加、
効率の低下、運転範囲の縮小等を回避しつつ、２つの相
に同時に磁束を発生させないようにするため、各相のス
イッチングトランジスタのオン／オフは排他的に行われ
る。具体的には図２４に示されるように、スイッチング
トランジスタＴ_u+，Ｔ_u-がオンする際の位置角θ_0uはス
イッチングトランジスタＴ_w+，Ｔ_w-がオフする際の位置
角θ_1wと等しく設定され、スイッチングトランジスタＴ
_v+，Ｔ_v-のオンする際の位置角θ_0vはスイッチングトラ
ンジスタＴ _u+，Ｔ_u-のオフする際の位置角θ_1uと等しく
設定され、スイッチングトランジスタＴ_w+，Ｔ_w-がオン
する際の位置角θ_0wはスイッチングトランジスタＴ_v+，
Ｔ_v-がオフする際の位置角θ_1vと等しく設定される。

【００１８】しかし、位置角θ_0u〜θ_1uにおいてＵ相コ
イル９４ｕに流れていた電流ｉ_uは、位置角θ_1u＝θ_0v
を越えてもフリーホイールダイオードＤ_u+，Ｄ_u-によっ
て還流される。そのため、スイッチングトランジスタＴ
_v+，Ｔ_v-を介してＶ相コイル９４ｖに電流が流れる期間
の初頭の期間Ｈにおいては、図２６のグラフに示される
ように電流ｉ_vのみならず、電流ｉ_uも流れてしまう。但
し図２６において時刻ｔ_0u，ｔ_1u，ｔ_0v，ｔ_1vは、それ
ぞれ位相角θ_0u，θ_1u，θ_0v，θ_1vに対応した時刻であ
る。

【００１９】このように複数の相に電流が流れる期間Ｈ
（以下「電流オーバーラップ期間」と称す）が存在する
と、図２５に示された較正曲線と式（１）とに基づいて
求めた位置角θは不正確となる。その理由は、ｕ相に流
れる電流ｉ_uがｖ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖交数
λ_vuを生成するからである。従って、正確には式（１）
の代わりに式（２）を採用しなければならない。

【００２０】

【数２】

【００２１】図２２には電流オーバーラップ期間Ｈにお
いてＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流
ｉ_u，ｉ_vの方向、電流ｉ_vが突極９１ｖ，９２ｖに与え
る磁束鎖交数λ_vv、電流ｉ_uが突極９１ｕ，９２ｕに与
える磁束鎖交数λ_uu、電流ｉ_uが突極９１ｖ，９２ｖに
与える磁束鎖交数λ_vu、電流ｉ_uが突極９１ｗ，９２ｗ
に与える磁束鎖交数λ_wuを模式的に示している。

【００２２】図２５に示された較正曲線は、コイルに流
れる電流と、当該コイルが巻回された突極に鎖交する磁
束についてのものであり、巻回された突極と異なる突極
に対してコイルが与える磁束についてのものではない。
従って、磁束鎖交数λ_vuを無視して、式（３）を用いて
磁束鎖交数λ_vvを見積もり、これと電流ｉ_vとを用いて
図２５の較正曲線から位置角θを求めても不正確とな
る。

【００２３】

【数３】

【００２４】そこで、ある相のコイルについての電圧及
び電流から位置角を正確に得るために、他の相のコイル
に流れる電流の影響を考慮した較正曲線をも準備する手
法が、例えば特開平５−１９９７９４号公報（以下、単
に「公報」と称す）において提案されている。しかしな
がら他の相に流れる電流に対応させて磁化曲線を測定す
る手間や、記憶させるデータが膨大となることから、回
転を制御する装置の複雑化、ひいてはコストアップが懸
念される。

【００２５】記憶させるデータ量を少なくするために、
磁化曲線をファジー理論を採用してモデル化する技術
も、例えば「磁化曲線を利用したＳＲＭの位置センサレ
ス制御法」（小坂、落合、松井、電気学会論文誌Ｄ、Vo
l.120,No.2,2000,pp216-222：以下、単に「文献」と称
す）において提案されているが、制御の実装過程が複雑
になるという問題が懸念される。

【００２６】本発明はかかる事情に鑑みてなされたもの
で、ある相のコイルについての電圧及び電流から位置角
を正確に得るために、他の相のコイルに流れる電流の影
響を簡易に低減するという課題を解決するものである。

【００２７】

【課題を解決するための手段】この発明のうち請求項１
にかかるものは、スイッチトリラクタンスモータ（１０
０）であって、回転子（８０）と、前記回転子を囲む固
定子（９０）とを備える。前記固定子は、第１の相
（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）が巻回される
第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、前記第１の相から転
流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２のコイル（９４
ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配置される
第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを有する。前記第１及
び第２の突極のそれぞれにおいて、前記第１及び第２の
コイル（９４ｕ，９４ｖ）が発生する磁束の方向は、前
記回転子と前記固定子の間において同じ方向である。

【００２８】この発明のうち請求項２にかかるものは、
第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）が巻
回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、前記第１の
相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２のコイ
ル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配
置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを有する固定
子（９０）と、前記固定子に囲まれる回転子（８０）
と、を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１００）
の制御方法である。前記第１及び第２のコイル（９４
ｕ，９４ｖ）に対し、前記回転子と前記固定子の間にお
いて前記第１の突極と第２の突極とで同じ方向に磁束を
発生させる第１及び第２の電流（ｉ_u，ｉ_v）を供給す
る。

【００２９】この発明のうち請求項３にかかるものは、
請求項２記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
法であって、前記第１の相（Ｕ）から前記第２の相
（Ｖ）への転流の前後において、前記第１及び前記第２
のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、相互に逆方向に電
流を供給する。

【００３０】この発明のうち請求項４にかかるものは、
請求項３記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
法であって、前記固定子（８０）は前記第１の相（Ｕ）
へと転流される第３の相（Ｗ）に対応し、第３のコイル
（９４ｗ）が巻回され、前記第１の突極に隣接して配置
される第３の突極（９３ｖ，９３ｖ）を更に有する。前
記第３の相（Ｗ）から前記第１の相（Ｕ）への転流の前
後において、前記第１及び前記第３のコイル（９４ｕ，
９４ｗ）に対し、相互に逆方向に電流を供給する。

【００３１】この発明のうち請求項５にかかるものは、
請求項３記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
法であって、前記第１の相（Ｕ）へと転流する第３の相
（Ｗ）についての第３の電流（ｉ_w）が、前記第１の電
流（ｉ_u）よりも小さい値で流れている特定オーバーラ
ップ期間（Ｈ’）において、前記回転子（８０）の位置
角（θ）と、前記第１の電流とに基づいて、前記第１の
突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ）を求
め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて
前記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求
める（６０）。

【００３２】この発明のうち請求項６にかかるものは、
請求項５記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
法であって、前記第１の電流（ｉ_u）のみが前記スイッ
チトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第
１相期間（Ｕ）で前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）に
おける磁束鎖交数（λ_u）を求めるための積分計算の初
期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）にお
いて最後に求められた前記第１の突極（９１ｕ，９２
ｕ）における磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基
づいて前記真性第１相期間での前記位置角（θ）を求め
る（６０）。

【００３３】この発明のうち請求項７にかかるものは、
請求項５及び請求項６のいずれか一つに記載のスイッチ
トリラクタンスモータの制御方法であって、前記特定オ
ーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角（θ）
と、前記第１の電流（ｉ_u）とに基づいて、前記第１の
突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束鎖交数（λ_u）を
求めるに際してファジー理論を用いる。

【００３４】この発明のうち請求項８にかかるものは、
第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前記第
１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れる第
２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモータ
（１００）の制御方法である。前記第１の電流が、前記
第２の電流よりも小さい値で流れている特定オーバーラ
ップ期間（Ｈ’）において、前記スイッチトリラクタン
スモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づい
て、前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め
（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、当該磁束鎖交数に基づいて前
記特定オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求め
る（６０）。

【００３５】この発明のうち請求項９にかかるものは、
請求項８記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
法であって、前記第２の電流（ｉ_u）のみが前記スイッ
チトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性第
２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖交
数（λ_u）を求めるための積分計算の初期値として、前
記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求め
られた前記第２の相についての磁束鎖交数を採用し、当
該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記位
置角（θ）を求める（６０）。

【００３６】この発明のうち請求項１０にかかるもの
は、請求項８及び請求項９のいずれか一つに記載のスイ
ッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前記特
定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前記位置角
（θ）と、前記第２の電流（ｉ_u）とに基づいて、前記
第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数（λ_u）を求める
に際してファジー理論を用いる。

【００３７】この発明のうち請求項１１にかかるもの
は、第１の電流（ｉ_u）が流れる第１の相（Ｕ）と、前
記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ_v）が流れ
る第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモ
ータ（１００）の制御方法である。前記第１の電流及び
前記第２の電流が流れている電流オーバーラップ期間
（Ｈ）において、前記スイッチトリラクタンスモータの
位置角（θ）と、前記第２の電流とに基づいて、前記第
２の相についてのインダクタンス（Ｌ）を介して（Ｓ９
０１〜Ｓ９０４）前記第２の相についての磁束鎖交数
（λ）を求め（Ｓ９０５）、当該磁束鎖交数に基づいて
前記電流オーバーラップ期間での前記位置角を改めて求
める（６０）。

【００３８】この発明のうち請求項１２にかかるもの
は、請求項１１記載のスイッチトリラクタンスモータの
制御方法であって、前記第２の電流（ｉ_v）のみが前記
スイッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される
真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁
束鎖交数（λ_v）を求めるための積分計算の初期値とし
て、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に
求められた前記第２の相についての磁束鎖交数
（λ_N-1）を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真
性第２相期間での前記位置角（θ_N）を求める（６
０）。

【００３９】この発明のうち請求項１３にかかるもの
は、請求項１１及び請求項１２のいずれか一つに記載の
スイッチトリラクタンスモータの制御方法であって、前
記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角
（θ）と、前記第２の電流（ｉ _v）とに基づいて、前記
第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数（λ_v）を求める
に際して前記インダクタンスの前記位置角についての微
分（ｄＬ／ｄθ）も介される。

【００４０】この発明のうち請求項１４にかかるもの
は、第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル（９４ｕ）
が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と、前記第
１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、第２の
コイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に隣接し
て配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを有する
固定子（９０）と、前記固定子に囲まれる回転子（８
０）と、を備えるスイッチトリラクタンスモータ（１０
０）に対して電流を供給するインバータ（３００，３０
１）である。当該インバータは前記回転子と前記固定子
の間において前記第１の突極と第２の突極とで同じ方向
に磁束を発生させる第１及び第２の電流（ｉ _u，ｉ_v）を
前記第１及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に供給す
る。

【００４１】この発明のうち請求項１５にかかるもの
は、請求項１４記載のインバータ（３００，３０１）で
あって、前記第１の相（Ｕ）から前記第２の相（Ｖ）へ
の転流の前後において、前記第１及び前記第２のコイル
（９４ｕ，９４ｖ）に対し、相互に逆方向に電流を供給
する。

【００４２】この発明のうち請求項１６にかかるものは
請求項１５記載のインバータ（３０１）であって、前記
固定子（８０）は前記第１の相（Ｕ）へと転流される第
３の相（Ｗ）に対応し、第３のコイル（９４ｗ）が巻回
され、前記第１の突極に隣接して配置される第３の突極
（９３ｖ，９３ｖ）を更に有し、前記第３の相（Ｗ）か
ら前記第１の相（Ｕ）への転流の前後において、前記第
１及び前記第３のコイル（９４ｕ，９４ｗ）に対し、相
互に逆方向に電流を供給する。

【００４３】この発明のうち請求項１７にかかるもの
は、第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相（Ｗ）と、前
記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流れ
る第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンスモ
ータ（１００）の位置角決定機構（２００）であって、
前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流
れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、前
記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、前
記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての磁
束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ａ）
と、当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ
期間での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６
０）とを備える。

【００４４】この発明のうち請求項１８にかかるもの
は、請求項１７記載のスイッチトリラクタンスモータの
位置角決定機構（２００）であって、前記第２の電流
（ｉ_u）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１
００）に供給される真性第２相期間（Ｕ）で前記第２の
相についての前記磁束鎖交数（λ_u）を積分計算で求め
る磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値
として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において
最後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数を
格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備える。

【００４５】この発明のうち請求項１９にかかるもの
は、請求項１７及び請求項１８のいずれか一つに記載の
スイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０
０）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ａ）は前記
特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、ファジー理
論を用いて前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数
（λ_u）を求める。

【００４６】この発明のうち請求項２０にかかるもの
は、第１の電流（ｉ_u）が流れる第１の相（Ｕ）と、前
記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ_v）が流れ
る第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンスモ
ータ（１００）の位置角決定機構（２０１）であって、
前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オ
ーバーラップ期間（Ｈ）において、前記スイッチトリラ
クタンスモータの位置角（θ）と、前記第２の電流とに
基づいて、前記第２の相についてのインダクタンス
（Ｌ）を介して前記第２の相についての磁束鎖交数
（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ｂ）と、当該磁
束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間での前
記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）とを備
える。

【００４７】この発明のうち請求項２１にかかるもの
は、請求項２０記載のスイッチトリラクタンスモータの
位置角決定機構（２０１）であって、前記第２の電流
（ｉ_v）のみが前記スイッチトリラクタンスモータ（１
００）に供給される真性第２相期間（Ｖ）で前記第２の
相についての前記磁束鎖交数（λ_v）を積分計算で求め
る磁束鎖交数演算部（５３）と、前記積分計算の初期値
として、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最
後に求められた前記第２の相についての磁束鎖交数（λ
_N-1）を格納する積分初期値設定部（５９）とを更に備
える。

【００４８】この発明のうち請求項２２にかかるもの
は、請求項２０及び請求項２１のいずれか一つに記載の
スイッチトリラクタンスモータの位置角決定機構（２０
１）であって、前記磁束鎖交数算出部（５４ｂ）は、前
記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置角
（θ）と、前記第２の電流（ｉ_v）とに基づいて、前記
インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／ｄ
θ）も介して、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交
数（λ_v）を求める。

【００４９】この発明のうち請求項２３にかかるもの
は、請求項２乃至請求項１３に記載のスイッチトリラク
タンスモータの制御方法をコンピュータに実現させるプ
ログラムである。

【００５０】

【作用】この発明の内、請求項１にかかるスイッチトリ
ラクタンスモータ、請求項２にかかるスイッチトリラク
タンスモータの制御方法、請求項１４にかかるインバー
タにおいては、スイッチトリラクタンスモータ（１０
０）に、第１のコイル（９４ｕ）に流れる電流（ｉ_u）
から、第２のコイル（９４ｖ）に流れる電流（ｉ_v）へ
転流した直後の電流オーバーラップ期間（Ｈ）におい
て、第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）で発生した磁束は、
第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）には流れ込まない。

【００５１】この発明の内、請求項３にかかるスイッチ
トリラクタンスモータの制御方法、請求項１５にかかる
インバータにおいては、回転子（８０）と固定子（９
０）の間において第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と第２
の突極（９１ｖ，９２ｖ）とで同じ方向に磁束が発生す
る。

【００５２】この発明の内、請求項４にかかるスイッチ
トリラクタンスモータの制御方法、請求項１６にかかる
インバータにおいては、回転子（８０）と固定子（９
０）の間において第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）と第３
の突極（９１ｖ，９２ｖ）とで同じ方向に磁束が発生す
る。

【００５３】この発明の内、請求項５乃至請求項１０に
かかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求
項１７乃至請求項１９にかかるスイッチトリラクタンス
モータの位置角決定機構においては、磁束鎖交数（λ）
を介して位置角（θ）についてのフィードバックが行わ
れる。

【００５４】この発明の内、請求項１１乃至請求項１３
にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請
求項２０乃至請求項２２にかかるスイッチトリラクタン
スモータの位置角決定機構においては、インダクタンス
（Ｌ）を用いて磁束鎖交数（λ）が求められる。

【００５５】

【発明の実施の形態】第１の実施の形態．図１は本発明
の第１の実施の形態において採用されるインバータ３０
０の回路図である。簡単にいえば、インバータ３００
は、図２３に示されたインバータ４００に対し、スイッ
チングトランジスタＴ_v+，Ｔ_v-、フリーホイールダイオ
ードＤ_v+，Ｄ_v-の接続をＶ相コイル９４ｖの巻線方向に
対して反対に設けた構成を有している。

【００５６】即ち、Ｕ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９
４ｗに直流電源Ｖ_DCからそれぞれ電流ｉ_u，ｉ_wを流す場
合、それぞれ黒丸が付された側から電流が供給され、反
対側から引き抜かれる。フリーホイールダイオード
Ｄ_u+，Ｄ_u-，Ｄ_w+，Ｄ_w-によって還流する場合も電流ｉ
_u，ｉ_wの方向は同じである。しかし、Ｖ相コイル９４ｖ
に直流電源Ｖ_DCから供給する場合及びフリーホイールダ
イオードＤ_v+，Ｄ_v-によって還流する場合のいずれも、
電流ｉ_vは黒丸が付されていない側から供給され、黒丸
が付された側から引き抜かれる。つまりＶ相コイル９４
ｖはＵ相コイル９４ｕ及びＷ相コイル９４ｗとは逆方向
に電流が供給される。

【００５７】インバータ３００によってＵ相コイル９４
ｕ、Ｖ相コイル９４ｖ、Ｗ相コイル９４ｗに対して上記
のようにして電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが供給されると、それ
ぞれ突極９１ｕから突極９２ｕへと流れる磁束、突極９
２ｖから突極９１ｖへと流れる磁束、突極９１ｗから突
極９２ｗへと流れる磁束、を発生させる。つまりＶ相に
関しては磁束の向きが従来とは反対になる。このため、
位置角θ_1u＝θ_0v以後の電流オーバーラップ期間Ｈにお
いて電流ｉ_uが発生させる磁束は電流ｉ_vによる起磁力に
阻まれ、磁束鎖交数λ_vuは殆どゼロとなる。

【００５８】図２は電流オーバーラップ期間Ｈにおいて
Ｕ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４ｖに流れる電流
ｉ_u，ｉ_vの方向、電流ｉ_vが突極９１ｖ，９２ｖに与え
る磁束鎖交数λ_vv、電流ｉ_uが突極９１ｕ，９２ｕに与
える磁束鎖交数λ_uu、電流ｉ_uが突極９１ｗ，９２ｗに
与える磁束鎖交数λ_wuを模式的に示している。

【００５９】以上のようにして本実施の形態によれば、
それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して配置された突
極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９１ｕのいずれ
においても、自身に巻回されたコイル９４ｕ，９４ｖに
よって自身に発生する磁束は回転子８０と固定子９０の
間において同じ方向となる。従ってスイッチトリラクタ
ンスモータに流す電流をＵ相からＶ相に転流した直後の
電流オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相についての磁極
となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる磁束はＶ相について
の磁極となる突極９１ｖ，９２ｖには流れ込まない。従
ってＶ相に電流ｉ_vが流れる期間のスイッチトリラクタ
ンスモータ１００の位置角θの検出においては、Ｕ相に
流れる電流ｉ_uの影響を排除することができる。従っ
て、図２５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交す
る磁束鎖交数λ_vvと位置角θの関係のみを較正曲線とし
て用いても精度良く位置角θの検出を行うことができ
る。

【００６０】図３は本実施の形態の効果を説明するグラ
フであり、横軸に位置角θ（°）を、縦軸に電流ｉ
_v（Ａ）を、それぞれ採っている。グラフＬ０は式
（３）及び図３に示された較正曲線から計算によって位
置角θを求めて得られた理想値を示す。一方、グラフＬ
１，Ｌ２はそれぞれ、従来と同様にして電流オーバーラ
ップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉ_uが磁束鎖交数λ_vuを
生成した場合、本実施の形態に示すように磁束鎖交数λ
_vuが発生しない場合を示している。

【００６１】同図から明白なように、グラフＬ２は殆ど
グラフＬ０と重なっており、本実施の形態によって電流
オーバーラップ期間ＨにおいてＵ相の電流ｉ_uが流れて
も、これがＶ相に転流した後の位置角θの検出に影響を
殆ど与えないことがわかる。

【００６２】しかも本実施の形態によれば、速度情報を
用いて位置角θの検出を行わないので、速度制御系のゲ
インを高めることができ、スイッチトリラクタンスモー
タ１００の応答性を向上することもできる。

【００６３】かかる効果はスイッチトリラクタンスモー
タ１００に流す電流をＶ相からＷ相に転流した直後の電
流オーバーラップ期間Ｈについても同様にして得られる
ことはいうまでもない。

【００６４】また、必ずしも三相交流で駆動されるスイ
ッチトリラクタンスモータにのみ適用されるものではな
く、二相、四相等の他の多相交流で駆動されるスイッチ
トリラクタンスモータに適用されてもよい。また固定子
９０や回転子８０の突極の数も、６−４極に限定される
ものではなく、１２−８極、８−６極などの他の極数を
備えたスイッチトリラクタンスモータに適用されてもよ
い。

【００６５】第２の実施の形態．第１の実施の形態では
Ｖ相についての磁束の向きを変えたので、Ｗ相からＵ相
に転流した直後（位置角θ_1w＝θ_0uの直後）の電流オー
バーラップ期間Ｈについては、第１の実施の形態の効果
が期待できない。そこで本実施の形態では、当該期間に
おいて（後述するように、正確には若干異なる期間であ
るが）、減少しつつある電流ｉ_wがＵ相の磁極となる突
起９１ｕ，９２ｕに流れ込んでも、これによる位置角θ
の誤差を低減する技術を採用する。

【００６６】図４は本実施の形態において採用される位
置角決定機構２００の構成を例示するブロック図であ
る。

【００６７】位置角決定機構２００において推定相選択
処理部５１が設けられている。推定相選択処理部５１は
最大電流相選択部５１ａと検出相選択部５１ｂとを備え
ている。最大電流相選択部５１ａには、各相に流れる電
流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが供給される。これら三者の中で最大
値を採る電流ｉ_zに対応する相がインバータ（例えば図
１に示されたインバータ３００）によって励磁されてい
る相であると判断し、当該相を示す励磁相信号Ｚ（Ｚは
Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか一つを示す）が出力される。検出
相選択部５１ｂにはＵ相コイル９４ｕ、Ｖ相コイル９４
ｖ，Ｗ相コイル９４ｗの電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが入力され
ており、これらのうち、励磁相Ｚに対応する電圧ｖ
_z（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）が出力され
る。

【００６８】推定相選択処理部５１の動作は、ノイズを
無視できる理想的な場合には図５に示されるフローチャ
ートで実現されてもよい。ステップＳ５０１において電
流ｉ _u，ｉ_v，ｉ_wが入力される。ステップＳ５０２に進
み、電流ｉ_uが電流ｉ_vより大きいかが判断される。判断
結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５０４に進む。判
断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５０３に進む。ス
テップＳ５０３では電流ｉ_vが電流ｉ_wより大きいかが判
断される。判断結果が「ＹＥＳ」であればステップＳ５
０５に進む。判断結果が「ＮＯ」であればステップＳ５
０６に進む。

【００６９】ステップＳ５０４ではＵ相の方がＶ相より
も大きな電流が流れていた事に基づき、インバータによ
って励磁されている相はＵ相であると判断し、励磁相信
号Ｚは励磁相がＵ相である旨を出力する（図中、励磁相
信号Ｕとしている）。同様にしてステップＳ５０５では
Ｖ相の方がＷ相よりも大きな電流が流れていた事に基づ
き、励磁相がＶ相である旨（図中、励磁相信号Ｖとして
いる）を出力する。同様にしてステップＳ５０６では励
磁相がＷ相（図中、励磁相信号Ｗとしている）である旨
を出力する。

【００７０】ステップＳ５０４，Ｓ５０５，Ｓ５０６が
実行された後は、それぞれステップＳ５０７，Ｓ５０
８，Ｓ５０９により、電流ｉ_zと電圧ｖ_zとして、電流ｉ
_uと電圧ｖ_u、電流ｉ_vと電圧ｖ_v、電流ｉ_wと電圧ｖ_wが設
定される。

【００７１】図４に示された推定相選択処理部５１の動
作でも、図５に示されたフローチャートの動作でも、励
磁相Ｚの判定は各相の電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの大小関係に
基づいている。従って、図２４に示されたスイッチング
トランジスタのオン／オフや、図２６に示された電流オ
ーバーラップ期間Ｈのいずれともずれた期間として励磁
相が判断される。

【００７２】図６は励磁相の判断を、Ｗ相からＵ相への
転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここで
時刻ｔ_1wは位置角θ_1wに対応してスイッチングトランジ
スタＴ_w+，Ｔ_w-がオフする時刻であり、時刻ｔ_ouは位置
角θ_ouに対応してスイッチングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-
がオンする時刻である。例えば図１に示されるインバー
タ３００において、時刻ｔ_1w＝ｔ_ouにおいてスイッチン
グトランジスタの動作によってＷ相からＵ相へと転流を
行う制御が行われても、その後の電流オーバーラップ期
間Ｈ中で電流ｉ_u＝ｉ_wとなる時刻ｔ_1w’＝ｔ_ou’になっ
て初めて、励磁相ＺはＵ相であると判断される。

【００７３】図４に戻り、位置角決定機構２００におい
て磁束鎖交数演算部５３は、励磁相に対応した電流
ｉ_z、電圧ｖ_zを受け、Ｖ相について示された式（３）を
各相に読み替えて磁束鎖交数λを求める。例えば図６に
即して言えば時刻ｔ_1w’＝ｔ_ou’以前では電流ｉ_w、電
圧ｖ_wに基づいて磁束鎖交数λ_wwを求める。

【００７４】一方、位置角決定機構２００において磁化
曲線モデル部５４ａは、後述する近似によって磁束鎖交
数を求める磁束鎖交数算出部として機能する。そしてこ
の２つの求め方のいずれかによって求められた磁束鎖交
数λと、インバータに流れる電流に基づき、図２５に示
される較正曲線を用いて、回転位置演算部６０は位置角
θを求める演算を行う。

【００７５】磁束鎖交数λを求める方法を切り替えるた
め、位置角決定機構２００はフロー切り替え機構５８を
備えている。もちろん、これと同様の機能が実現できれ
ばソフトウェアの処理を採用してもよいが、便宜上、１
つのＡＮＤゲート５８ａと３つのスイッチ５８ｂ，５８
ｃ，５８ｄを用いてフロー切り替え機構５８を構成した
場合を例示している。

【００７６】位置角決定機構２００において電流ｉ_u，
ｉ_v，ｉ_wは電流オーバーラップ判定部５７にも与えられ
る。ここでは測定している時点が電流オーバーラップ期
間Ｈ内であるか否かに対応してそれぞれ値１，０を採る
判定信号ｘを出力する。かかる判断は電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ
_wの２つが所定値以上であること、理想的には非零であ
ることを検出することによって実現することができる。

【００７７】また位置角決定機構２００において励磁相
信号Ｚは相互誘導作用判定部５６にも与えられる。ここ
では励磁相がＵ相であるか否かに対応してそれぞれ値
１，０を採る判定信号ｙを出力する。

【００７８】ＡＮＤゲート５８ａにおいて判定信号ｘ，
ｙの論理積を採ることにより、ＡＮＤゲート５８ａの出
力は、ｉ_u＞ｉ_w＞０である電流オーバーラップ期間Ｈ
（以下「特定オーバーラップ期間Ｈ’」とも称す）内で
あるか否かに対応して変動する。なお図６に示されるよ
うに、特定オーバーラップ期間Ｈ’の終期は電流オーバ
ーラップ期間Ｈの終期と一致するが、その始期は電流オ
ーバーラップ期間Ｈの始期よりも遅れる。

【００７９】特定オーバーラップ期間Ｈ’内である場合
にはスイッチ５８ｃをオンにし、積分初期値設定部５９
から式（３）の計算のための初期値が新たに磁束鎖交数
演算部５３に与えられる。但し特定オーバーラップ期間
Ｈ’内ではスイッチ５８ｄによって磁化曲線モデル部５
４ａの出力を回転位置演算部６０に与えさせる。特定オ
ーバーラップ期間Ｈ’内でない場合には、スイッチ５８
ｃをオフにし、スイッチ５８ｄを介して磁束鎖交数演算
部５３の出力を回転位置演算部６０に与えさせる。

【００８０】特定オーバーラップ期間Ｈ’内でない場合
には、Ｕ相、Ｗ相の場合も読み替えて、式（３）に基づ
いて求められた磁束鎖交数λが回転位置演算部６０での
演算に採用され、位置角θが決定される。これは特に電
流オーバーラップ期間Ｈ以外では従来から行われてきた
手法と同様である。また第１の実施の形態を採用するこ
とにより、電流オーバーラップ期間Ｈ内であっても、Ｕ
相からＶ相への転流時、Ｖ相からＷ相への転流時におい
て位置角θを正確に求めることができる。しかし、第１
の実施の形態で問題を回避できない、Ｗ相からＵ相への
特定オーバーラップ期間Ｈ’では、磁化曲線モデル部５
４ａの近似計算によって磁束鎖交数を求める。

【００８１】図７及び図８は両者相まって位置角決定機
構２００の上述の動作を概念的に示すフローチャートで
ある。まず図７に示されたステップＳ６０１〜Ｓ６１０
において電流オーバーラップ期間Ｈ内であるか否かが判
断され、電流オーバーラップ判定部５７の動作に対応し
ている。まずこれらのステップに移行する前にカウント
値Ｃは０に設定されているものとする。

【００８２】ステップＳ６０１において電流ｉ_u，ｉ_v，
ｉ_wが入力され、ステップＳ６０２において電流ｉ_uは０
か否かが判断される。もちろんこの判断はノイズを無視
した理想的な場合を例示しており、実際には許容される
最低値よりも小さいか否かが判断されることになる。以
下のステップＳ６０４，Ｓ６０６についても同様であ
る。

【００８３】ステップＳ６０２の判断結果が「ＹＥＳ」
であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ６０３
においてカウント値Ｃを１だけインクリメントして、い
ずれもステップＳ６０４に進む。

【００８４】ステップＳ６０４において電流ｉ_vは０か
否かが判断される。ステップＳ６０４の判断結果が「Ｙ
ＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ
６０５においてカウント値Ｃを１だけインクリメントし
て、いずれもステップＳ６０６に進む。

【００８５】ステップＳ６０６において電流ｉ_wは０か
否かが判断される。ステップＳ６０６の判断結果が「Ｙ
ＥＳ」であればそのまま、「ＮＯ」であればステップＳ
６０７においてカウント値Ｃを１だけインクリメントし
て、いずれもステップＳ６０８に進む。

【００８６】ステップＳ６０８ではカウント値Ｃの値が
１より大きいか否かを判断する。カウント値Ｃの値が１
より大きければステップＳ６０２，Ｓ６０４，Ｓ６０６
の少なくとも２つにおいて判断結果が「ＮＯ」であり、
電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの２つが非零であると判断されたこ
とになる。従ってその場合には電流オーバーラップ期間
Ｈ内であるとしてステップＳ６０８の判断結果は「ＹＥ
Ｓ」となり、ステップＳ６０９へと進み、判定信号ｘに
１を設定する。本フローチャートにおいて記号「＝」は
その左辺に右辺の値を設定することを示している。ステ
ップＳ６０８における判断結果が「ＮＯ」であれば、ス
テップＳ６１０へと進み、電流オーバーラップ期間Ｈ内
ではないとして判定信号ｘに０を設定する。ステップＳ
６０９，Ｓ６１０のいずれの場合も、新たにステップＳ
６０１〜Ｓ６０８が実行される事に備えて、カウント値
Ｃに０をセットしておく。

【００８７】ステップＳ６０９，Ｓ６１０のいずれが実
行された場合でも、接続子Ｊ１を介して図８のステップ
Ｓ６１１に進み、励磁相信号Ｚが入力される。ステップ
Ｓ６１２ではステップＳ６１１で入力された励磁相信号
Ｚについての判断が実行される。励磁相がＵ相であれば
ステップＳ６１３に進んで判定信号ｙに１を、Ｕ相でな
ければステップＳ６１４に進んで判定信号ｙに０を、そ
れぞれ設定する。つまりステップＳ６１１〜Ｓ６１４は
相互誘導作用判定部５６の動作に対応している。

【００８８】ステップＳ６１５はＡＮＤゲート５８ａの
動作に対応しており、判定信号ｘ，ｙの論理積が０であ
るか否かが判断される。即ち、判定信号ｘ，ｙの少なく
ともいずれか一方が０である場合にはステップＳ６１６
に、判定信号ｘ，ｙの双方が１である場合にはステップ
Ｓ６２１に、それぞれ進む。

【００８９】ステップＳ６１６〜Ｓ６２０は、特定オー
バーラップ期間Ｈ’内でない場合の処理であって、まず
ステップＳ６１６でスイッチ５８ｃがオフしているか否
かについて判断する。オフしている場合は、既に式
（３）の計算が行われており、これに引き続いて新たな
電流ｉ_z、電圧ｖ_zを用いてステップＳ６１９で式（３）
に基づいて磁束鎖交数λを計算する。オンしている場合
は特定オーバーラップ期間Ｈ’から初めて抜け出た場合
の磁束鎖交数λを計算するので、ステップＳ６１７へ進
み、スイッチ５８ｃを経由して積分初期値設定部５９か
ら初期値を磁束鎖交数演算部５３へ与え、その後ステッ
プＳ６１８においてスイッチ５８ｃをオフする。ステッ
プＳ６１８，Ｓ６１９のいずれが実行された場合でも、
ステップＳ６２０に進み、スイッチ５８ｄを介して磁束
鎖交数演算部５３で求められた磁束鎖交数λを回転位置
演算部６０に与える。これにより磁束鎖交数演算処理は
終了し、図示されないメインルーチンへと復帰する。

【００９０】ステップＳ６２１以降は、特定オーバーラ
ップ期間Ｈ’内での処理であって、スイッチ５８ｄを介
して磁化曲線モデル部５４ａで求められた磁束鎖交数λ
を回転位置演算部６０に与える。更にこの磁束鎖交数λ
を用い、ステップＳ６２２において、積分初期値設定部
５９に格納される式（３）のための積分初期値を更新す
る。そしてスイッチＳ６２３においてスイッチ５８ｃを
オンし、当該積分初期値を磁束鎖交数演算部５３に与え
る。ステップＳ６２２，Ｓ６２３は特定オーバーラップ
期間Ｈ’内においても繰り返し実行されるが、これは回
転位置演算部６０に与えられる磁束鎖交数λには寄与し
ない。ステップＳ６１７の準備のために行われる処理で
ある。

【００９１】以上のようにして、特定オーバーラップ期
間Ｈ’からＵ相についての電流ｉ_uのみが流れる状態
（本明細書において「真性Ｕ相期間」と称す）に移行す
る際には、特定オーバーラップ期間Ｈ’において磁化曲
線モデル部５４ａの近似計算によって最後に求められ
た、即ち真性Ｕ相期間の直前に求められた磁束鎖交数λ
_uを初期値として、式（３）の積分によって磁束鎖交数
λ_uを計算する。その一方、特定オーバーラップ期間
Ｈ’へと移行する際には、それまでの期間で最後に求め
られていた、即ち特定オーバーラップ期間Ｈ’の直前で
求められていた位置角θを初期値として、以下に述べる
方法で磁束鎖交数λを求める。そのため、図示されては
いないが、図８の「復帰」の後にスイッチ５８ｂが一時
的にオンされ、これを介して回転位置演算部６０から得
られた位置角θがサンプリングされて回転位置記憶部５
５へ伝達される。そして回転位置記憶部５５は特定オー
バーラップ期間Ｈ’中、磁化曲線モデル部５４ａでの近
似計算の初期値として、その直前に回転位置演算部６０
で求められた位置角θを記憶する。

【００９２】図９は磁化曲線モデル部５４ａの構成を例
示するブロック図である。また図１０は磁化曲線モデル
部５４ａの動作を示すフローチャートであり、ステップ
Ｓ６２１に対応している。

【００９３】磁化曲線モデル部５４ａは例えばファジー
判断部５４１と線形補間部５４２とを備えている。ファ
ジー判断部５４１には最大電流相選択部５１ａから電流
ｉ_zが、線形補間部５４２には回転位置記憶部５３から
位置角θが、それぞれ与えられる。これは図１０のステ
ップＳ７０１で実行される。そして最大電流相選択部５
１ａは電流ｉ_zと、例えば図２５に示された較正曲線に
基づいて設定されるメンバーシップ関数とから、複数
個、例えば７個の暫定的な磁束鎖交数λ（θ₁），λ
（θ₂），…，λ（θ₇）を求める。これはステップＳ７
０２で実行される。そして線形補間部５４２はこれらの
暫定的な磁束鎖交数λ（θ₁）〜λ（θ₇）と、回転位置
記憶部５３から与えられた位置角θとに基づいて磁束鎖
交数λを求める。これはステップＳ７０３〜Ｓ７０６に
対応する。

【００９４】ステップＳ７０３においてまずパラメータ
ｊを０に設定する。そしてステップＳ７０４でｊを１だ
けインクリメントしつつ、ステップＳ７０５を繰り返し
実行する。ステップＳ７０５では回転位置記憶部５３か
ら得られた位置角θが位置角θ_j以上で位置角θ_j+1以下
となるか否かを判断する。特定オーバーラップ期間Ｈ’
で位置角θが通常採り得る値に鑑みて、例えば位置角θ
₁，θ₂，θ₃，θ₄，θ ₅，θ₆，θ₇をそれぞれ５０．
０，５２．５，５７．５，６５．０，７２．５，７７．
５，８２．５（°）に設定しておけば、ｊ＝１〜６のい
ずれかでステップＳ７０５の判断基準となる不等式が満
足される（固定子９０と回転子８０との対称性により、
７５°＜θ＜１２０°では図２５において１５０°−θ
のグラフを参照する）。

【００９５】そしてステップＳ７０６に進み、ステップ
Ｓ７０５の判断基準を満足させたｊに対して、式（４）
を用いた線形補間によって、回転位置記憶部５３から得
られた位置角θに対する磁束鎖交数λ（θ）を求める。

【００９６】

【数４】

【００９７】その後は、図８を参照して、ステップＳ６
２２に処理が進み、ステップＳ６２２，Ｓ６２３を経由
して図示されないメインルーチンに復帰する。そして、
回転位置演算部６０によって改めて位置角θが求められ
る。

【００９８】以上のようにして、磁化曲線モデル部５４
ａは、回転位置演算部６０による位置角θと、新たに測
定された電流ｉ_zとを用いて磁束鎖交数λを求める。そ
して、この求めた磁束鎖交数λから回転位置演算部６０
が新たに位置角θを求める。このようにして磁束鎖交数
λを介して位置角θについてのフィードバックを行うこ
とにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’においても回転
位置演算部６０が用いる較正曲線として図２５に相当す
るもの一つのみを採用しても、位置角θを精度良く算出
することができる。

【００９９】以下、ファジー判断部５４１の動作を説明
する。式（５）は電流ｉについての磁束鎖交数λの推論
規則である。

【０１００】

【数５】

【０１０１】また図１１は式（５）電流ｉについてのメ
ンバーシップ関数を示すグラフである。ここでは電流の
単位として例えばアンペアを採用している。図１２は電
流ｉが１０．５アンペアの場合の適合度を例示するグラ
フである。ここではメンバーシップ関数Ａ₃，Ａ₄は折れ
線で規定されており、メンバーシップ関数Ａ₃，Ａ₄につ
いてのそれぞれ適合度μ_A3，μ_A4は、１＋（１０．５−
１０）／（１０−１２）＝０．７５，０＋（１２−１
０．５）／（１２−１０）＝０．２５と求められる。ま
たその他のメンバーシップ関数についての適合度は０と
なる。

【０１０２】式（６）は適合度と式（５）の推論規則に
基づいて磁束鎖交数λを求める演算を示しており、適合
度μ_Amに対して推論規則に示された値Λ_mの重み付けを
与えた加算が行われている。

【０１０３】

【数６】

【０１０４】このようにファジー理論による磁束鎖交数
λの計算は、較正曲線を得るために予め測定しておくべ
き電流のバリエーションを低減することができて望まし
い。このようなファジー理論を用いた磁束鎖交数λの計
算は、位置角θの計算手法において本件とは異なるもの
の、例えば上述の文献に示されている。

【０１０５】なお、本実施の形態では第１の実施の形態
を前提としているが、必ずしもインバータ３００を採用
する場合のみならず、従来のインバータ４００を採用し
た場合にも適用できる。つまり、Ｕ相からＶ相への、ま
たＶ相からＷ相への転流の際にも図１０のフローチャー
トを採用することができる。この場合、相互誘導作用判
定部５６による判定信号ｙを必要とせず、従ってアンド
ゲート５８ａも必要ない。図１３はこのような変形を示
すフローチャートである。図８におけるステップＳ６１
１〜Ｓ６１４は不要であり、接続子Ｊ１からステップＳ
６１５に直接に処理が進み、かつステップＳ６１５は
「ｘ＝０であるか」という判断を行うステップＳ６２４
に置換される。そしてＸ＝０であればステップＳ６２４
の判断はＹＥＳとなってステップＳ６１６へと進み、Ｘ
＝１であればステップＳ６２４の判断はＮＯとなってス
テップＳ６２１へと進む。その後の処理は図８に示され
たフローチャートと同様に進む。

【０１０６】第３の実施の形態．本実施の形態でも、必
ずしもインバータ３００を採用する場合のみならず、図
２３に示されるような従来のインバータを採用した場合
にも適用できる手法を提示する。例えば減少しつつある
電流ｉ_uによる磁束鎖交数λ_vuがＶ相の磁極となる突起
９１ｖ，９２ｖに流れ込んでも、これによる位置角θの
誤差を低減する技術を採用する。

【０１０７】Ｖ相の磁極となる突起９１ｖ，９２ｖにお
いて、自身に巻回されるＶ相コイル９４ｖに流れる電流
ｉ_vによって与えられる磁束鎖交数数λ_vvの時間微分を
考えると、式（７）となる。

【０１０８】

【数７】

【０１０９】但しインダクタンスＬはＶ相コイル９４ｖ
のインダクタンスであって、本来的には電流ｉ_v及び位
置角θの関数である。しかし、図２４、図２５を参照し
て理解されるように、Ｕ相からＶ相への転流時近傍、即
ちθ＝７５°近傍では磁束鎖交数λ_vvは電流ｉ_vに関し
てほぼ線形であり、インダクタンスＬは位置角θのみの
関数として近似している。また角周波数ωは位置角θの
時間微分である。

【０１１０】そして式（７）はある時刻ｔの近傍の微小
時間Δｔにおいて式（８）で近似できる。

【０１１１】

【数８】

【０１１２】ここで、Ｌ_aveは、当該微小時間Δｔ中で
のインダクタンスＬの平均値であり、Δλ_vvは磁束鎖交
数λ_vvの、Δｉ_vは電流ｉ_vの、Δθは位置角θの、それ
ぞれ微小時間Δｔ中での変動分を示す。

【０１１３】図１４は励磁相の判断を、Ｕ相からＶ相へ
の転流時点近傍で示すタイミングチャートである。ここ
で時刻ｔ_ovは位置角θ_1u，θ_ovに対応しており、スイッ
チングトランジスタＴ_u+，Ｔ_u-がオフ、スイッチングト
ランジスタＴ_v+，Ｔ_v-がオンする時刻である。なお、電
流ｉ_v、位置角θを求めるためのサンプリング時刻とし
て、時刻ｔ_K-2，ｔ_K-1，ｔ_K，ｔ_N-1，ｔ_Nを例示してい
る。但し図においてはｔ_K-2＜ｔ_K-1＜ｔ_ov＜ｔ_K＜ｔ_N-1
＜ｔ_e＜ｔ_Nの関係にあり、時刻ｔ_eは実質的に電流ｉ_uが
０となる時刻であって電流オーバーラップ期間Ｈの終期
である。

【０１１４】時刻ｔ_M-1，ｔ_Mにおける磁束鎖交数λ_vvを
それぞれλ_M-1，λ_Mとし、時刻ｔ_{M- 1}，ｔ_Mにおける電流
ｉ_vをそれぞれｉ_M-1，ｉ_Mとし、時刻ｔ_M-1，ｔ_Mにおけ
る位置角θをそれぞれθ_M-1，θ_Mとし、位置角θ_Mでの
ｄＬ／ｄθの値をｄＬ／ｄθ］_Mとして表すと、式
（８）は式（９）で表すことができる。

【０１１５】

【数９】

【０１１６】式（９）においてインダクタンスＬの平均
値Ｌ_ave及び位置角θ_Mは、式（１０）を用いて求めるこ
とができる。

【０１１７】

【数１０】

【０１１８】但し角速度ω_M-1は１サンプル周期Ｔにお
いて一定であると近似している。例えば角速度ω
_M-1は、１サンプル周期前、及び２サンプル周期前に求
められた位置角θ_M-1，θ_M-2を用いてω_M-1＝（θ_M-1−
θ_M-2）／Ｔとして計算できるので、結局位置角θ_Mは式
（１１）で計算できる。

【０１１９】

【数１１】

【０１２０】以上のことから、時刻ｔ_Mでの磁束鎖交数
λ_Mは、磁束鎖交数λ_M-1と、位置角θ_M-1，θ_M-2、電流
ｉ_M-1，ｉ_M、インダクタンスＬ_M-1，Ｌ_Mと、インダクタ
ンスの微分値ｄＬ／ｄθ］_Mに基づいて、求めることが
できる。インダクタンスＬ_M-1，Ｌ_Mと、インダクタンス
の微分値ｄＬ／ｄθ］_Mは、位置角位置角θ_M-1，θ_Mに
より、図２５に示された較正曲線から得ることができ
る。あるいは予めテーブルとしてインダクタンスＬ及び
その微分値ｄＬ／ｄθを、位置角θに関してのテーブル
として設定しておいても良い。

【０１２１】このようにして求められた磁束鎖交数λ_M
と、電流ｉ_Mと、較正曲線とが使用され、改めて位置角
θ_Mを求め、これを更新する。

【０１２２】本実施の形態では電流オーバーラップ期間
Ｈにおいて上述のようにして位置角θ_Mを求めるので、
その最初には上述の説明でＫ＝Ｍとおいて、真性Ｕ相の
最後に求められていた磁束鎖交数λ_K-1を用いて磁束鎖
交数λ_Kが求まり、最終的な位置角θ_Kも求められる。そ
の後は、磁束鎖交数λ_vvの初期値は真性Ｕ相で求めたも
のとは異なり、電流オーバーラップ期間Ｈで求められた
ものが採用されるが、上記手順がサンプリング毎に繰り
返される。従って式（３）の計算を用いることが無く、
従って式（２）に存在するｄλ_vu／ｄｔの影響を受ける
ことなく、図２５に示された較正曲線を用いて、精度良
く位置角θを求めることができる。

【０１２３】図１５は本実施の形態において採用される
位置角決定機構２０１の構成を例示するブロック図であ
る。位置角決定機構２０１は図４に示された位置角決定
機構２００と同様にして、検出相選択部５１ｂ、磁束鎖
交数演算部５３、回転位置記憶部５５、電流オーバーラ
ップ判定部５７、積分初期値設定部５９、回転位置円算
部６０を有している。しかし、位置角決定機構２００の
最大電流相検出部５１ａは電流相選択部５１ｃに、磁化
曲線モデル部５４ａは磁化曲線モデル部５４ｂに、それ
ぞれ置換されている。またアンドゲート５８ａは省略さ
れている。

【０１２４】検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１
ｃには、いずれも転流タイミング信号Ｑが与えられる。
検出相選択部５１ｂ及び電流相選択部５１ｃからは、転
流タイミング信号Ｑが与えられる度に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相のいずれか一つに循環的に対応して更新される電圧ｖ
_z、電流ｉ_z（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか一つを示す）が
それぞれ出力される。

【０１２５】電流オーバーラップ判定部５７は位置角決
定機構２００における動作と同様にして、換言すればス
テップＳ６０１〜Ｓ６０９（図７）を実行して、判定信
号ｘを出力する。スイッチ５８ｃ，５８ｄのオン／オフ
は第２の実施の形態と同様に行われる。但し、ステップ
Ｓ６０９，Ｓ６１０からステップＳ６１６，Ｓ６２１に
至るまでは図１３に示されたステップＳ６２４が実行さ
れる。これにより、特定オーバーラップ期間Ｈ’（図
６）ではなく、その始期と終期にそれぞれ最大限サンプ
リング期間Ｔの誤差は生じうるものの、電流オーバーラ
ップ期間ＨにおいてステップＳ６２１が実行されること
になる。

【０１２６】図１６は磁化曲線モデル部５４ｂの動作を
示すフローチャートである。磁化曲線モデル部５４ｂも
磁束鎖交数算出部として機能する。図１６に示されたフ
ローチャートはステップＳ６２１に対応しており、例え
ばＭ≧Ｋに設定される。先ずステップＳ９０１において
位置角θ_M-1，θ_M-2、電流ｉ_M-1を入力する。例えば１
サンプル周期前の位置角θ_M-1は回転位置記憶部５５が
格納しており、２サンプル周期前の位置角θ_M-2は、電
流相選択部５１ｃから得られた１サンプル周期前の電流
電流ｉ_M-1と共に、磁化曲線モデル部５４ｂが記憶して
おくことができる。

【０１２７】ステップＳ９０２において、式（１１）を
計算し、位置角θ_Mを仮に求める。そしてステップＳ９
０３において電流相選択部５１ｃから現在の電流ｉ_Mを
入力する。電流ｉ_M、位置角θ_Mを用いて図２５に例示さ
れる較正曲線から、あるいは予めこれらに関するテーブ
ルとして求めておいたインダクタンスＬから、インダク
タンスＬ_Mを求める。同様にして、微分値ｄＬ／ｄθ］_M
を求める。また同様にして電流ｉ_M-1、位置角θ_M-1を用
いてインダクタンスＬ_M-1を求め、式（１０）に基づい
てインダクタンスの平均値Ｌ_aveを求める。磁化曲線モ
デル部５４ｂが１サンプル周期前のインダクタンスＬ
_M-1を記憶していても良く、その場合にはステップＳ９
０４においては電流ｉ_M-1、位置角θ_M-1を用いる必要は
ない。

【０１２８】あるいは図１６においてステップＳ９０４
のブロックに示されるように、電流ｉ_M-1，ｉ_Mを用いる
ことなくインダクタンスＬ_Mや微分値ｄＬ／ｄθ］_Mを求
めても良い。上述のようにインダクタンスＬは位置角θ
のみの関数として近似出来るからである。その場合、ス
テップＳ９０３とＳ９０４とはその順序を入れ替えても
良い。

【０１２９】磁化曲線モデル部５４ｂによって記憶され
た１サンプル前に求められた磁束鎖交数λ_M-1と、上述
のようにして求められ、あるいは記憶されていた値か
ら、式（９）を計算して磁束鎖交数λ_Mが求められる。
これによりインダクタンスＬによる磁束鎖交数演算処理
は終了し、処理がステップＳ６２２（図８）へと進む。
この後は第２の実施の形態と同様にしてステップＳ６２
２，Ｓ６２３を経由して図示されないメインルーチンへ
と復帰し、回転位置演算部６０によって改めて位置角θ
_Mが求められる。更にその後は、パラメータＭが１ずつ
更新されて上述の処理が進む。

【０１３０】図１４に示されるように、時刻ｔ_e直後の
サンプリングタイミングの時刻ｔ_Nでは既に電流オーバ
ーラップ期間Ｈを経過している。よってステップＳ６１
０（図７）に示されるようにｘ＝０に設定され、ステッ
プＳ６２４（図１３）の判断によってステップＳ６１６
へと進む。そして時刻ｔ_N-1において求められ積分初期
値設定部５９に記憶された磁束鎖交数λ_N-1を積分初期
値として、磁束鎖交数演算部５３で式（３）を用いて、
時刻ｔ_Nでの磁束鎖交数λ_Nを計算する。そして磁束鎖交
数λ_Nに基づいて回転位置演算部６０によって位置角θ_N
が求められる。これ以降は新たに電流オーバーラップ期
間Ｈが開始するまでは式（３）を用いた計算により磁束
鎖交数λを求め、ひいては位置角θを求めることにな
る。

【０１３１】もちろん、本実施の形態で示されたステッ
プＳ９０１の内容をＷ相からＵ相に転流する際の電流オ
ーバーラップ期間Ｈにおいてのみ採用し、Ｕ相からＶ相
へ、またＶ相からＷ相へ転流する際の電流オーバーラッ
プ期間Ｈにおいて、第１の実施の形態に示される技術を
採用してもよい。

【０１３２】第４の実施の形態．図１７は本発明の第４
の実施の形態において採用されるインバータ３０１の回
路図である。簡単にいえば、インバータ３０１は、図２
３に示されたインバータに対し、スイッチングトランジ
スタ及びフリーホイールダイオードを、いずれもスイッ
チングトランジスタとフリーホイールダイオードとの並
列接続に置換した構成を有している。

【０１３３】Ｕ相に関して具体的に説明すると、直流電
源Ｖ_DCの正極にはスイッチングトランジスタＴ_u1+，Ｔ
_u0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホ
イールダイオードＤ_u0+，Ｄ_u1+のそれぞれのカソードが
共通に接続されている。また直流電源Ｖ_DCの負極にはス
イッチングトランジスタＴ_u0-，Ｔ_u1-のそれぞれの負側
端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤ
_u1-，Ｄ_u0-のそれぞれのアノードが共通に接続されてい
る。そしてＵ相コイル９４ｕの黒丸が付された側にはス
イッチングトランジスタＴ_u0+の負側端、スイッチング
トランジスタＴ_u1-の正側端、フリーホイールダイオー
ドＤ_u1+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_u0-の
カソードが共通に接続されている。またＵ相コイル９４
ｕの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジ
スタＴ_u1+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_u0-の
正側端、フリーホイールダイオードＤ_u0+のアノード、
フリーホイールダイオードＤ_u1-のカソードが共通に接
続されている。

【０１３４】Ｖ相に関して具体的に説明すると、直流電
源Ｖ_DCの正極にはスイッチングトランジスタＴ_v1+，Ｔ
_v0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホ
イールダイオードＤ_v0+，Ｄ_v1+のそれぞれのカソードが
共通に接続されている。また直流電源Ｖ_DCの負極にはス
イッチングトランジスタＴ_v0-，Ｔ_v1-のそれぞれの負側
端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤ
_v1-，Ｄ_v0-のそれぞれのアノードが共通に接続されてい
る。そしてＶ相コイル９４ｖの黒丸が付された側にはス
イッチングトランジスタＴ_v0+の負側端、スイッチング
トランジスタＴ_v1-の正側端、フリーホイールダイオー
ドＤ_v1+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_v0-の
カソードが共通に接続されている。またＶ相コイル９４
ｖの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジ
スタＴ_v1+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_v0-の
正側端、フリーホイールダイオードＤ_v0+のアノード、
フリーホイールダイオードＤ_v1-のカソードが共通に接
続されている。

【０１３５】Ｗ相に関して具体的に説明すると、直流電
源Ｖ_DCの正極にはスイッチングトランジスタＴ_w1+，Ｔ
_w0+のそれぞれの正側端（例えばコレクタ）とフリーホ
イールダイオードＤ_w0+，Ｄ_w1+のそれぞれのカソードが
共通に接続されている。また直流電源Ｖ_DCの負極にはス
イッチングトランジスタＴ_w0-，Ｔ_w1-のそれぞれの負側
端（例えばエミッタ）とフリーホイールダイオードＤ
_w1-，Ｄ_w0-のそれぞれのアノードが共通に接続されてい
る。そしてＷ相コイル９４ｗの黒丸が付された側にはス
イッチングトランジスタＴ_w0+の負側端、スイッチング
トランジスタＴ_w1-の正側端、フリーホイールダイオー
ドＤ_w1+のアノード、フリーホイールダイオードＤ_w0-の
カソードが共通に接続されている。またＷ相コイル９４
ｗの黒丸が付されていない側にはスイッチングトランジ
スタＴ_w1+の負側端、スイッチングトランジスタＴ_w0-の
正側端、フリーホイールダイオードＤ_w0+のアノード、
フリーホイールダイオードＤ_w1-のカソードが共通に接
続されている。

【０１３６】本実施の形態では各相のコイルの巻線方向
のいずれに対してもスイッチングトランジスタとフリー
ホイールダイオードとの並列接続が設けられている。従
って、これらのスイッチングトランジスタの導通を制御
することにより、各相のコイルのいずれの方向にも電流
を流すことができる。これにより、第１の実施の形態と
同様にして、それぞれＵ相及びＶ相に対応して隣接して
配置された突極９２ｕ，９１ｖあるいは突極９２ｖ，９
１ｕのいずれにおいても、自身に巻回されたコイル９４
ｕ，９４ｖによって自身に発生する磁束は回転子８０と
固定子９０の間において同じ方向となる。従って第１の
実施の形態と同様に電流オーバーラップ期間Ｈにおいて
Ｕ相についての磁極となる突極９１ｕ，９２ｕに流れる
磁束がＶ相についての磁極となる突極９１ｖ，９２ｖに
は流れ込まない。そして第１の実施の形態と同様に図２
５に示されるようなＶ相コイル９４ｖに鎖交する磁束鎖
交数λ_vvと位置角θの関係のみを較正曲線として用いて
も正確に行うことができる。しかも、本実施の形態では
スイッチングトランジスタの導通を制御することによ
り、Ｗ相からＵ相へと転流するさいにも、第１の実施の
形態と同様の効果を得ることができる。

【０１３７】図１８はスイッチングトランジスタ
Ｔ_u0+，Ｔ_u0-，Ｔ_u1+，Ｔ_u1-，Ｔ_v0+，Ｔ_{v 0-}，Ｔ_v1+，
Ｔ_v1-，Ｔ_w0+，Ｔ_w0-，Ｔ_w1+，Ｔ_w1-のオン／オフのタ
イミングを示すタイミングチャートである。位置角θ_0u
〜θ_1uにおいてスイッチングトランジスタＴ_u0+，Ｔ_u0-
のみがオンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉ_u
が図中の矢印方向へと流れる。そして位置角θ_0v（＝θ
_1u）〜θ_1vにおいてはスイッチングトランジスタ
Ｔ_v1+，Ｔ_v1-のみがオンすることによりＶ相コイル９４
ｖに電流ｉ_vが図中の矢印方向と反対方向に流れる。従
って第１の実施の形態と同様にして電流オーバーラップ
期間ＨにおいてＵ相についての磁極となる突極９１ｕ，
９２ｕに流れる磁束がＶ相についての磁極となる突極９
１ｖ，９２ｖには流れ込まない。

【０１３８】同様にして位置角θ_0w（＝θ_1v）〜θ_1wに
おいてスイッチングトランジスタＴ _w0+，Ｔ_w0-のみがオ
ンすることによりＷ相コイル９４ｗに電流ｉ_wが図中の
矢印方向へと流れる。また位置角θ_2u（＝θ_1w）〜θ_3u
においてスイッチングトランジスタＴ_u1+，Ｔ_u1-のみが
オンすることによりＵ相コイル９４ｕに電流ｉ_uが図中
の矢印方向と反対方向に流れる。また位置角θ_2v（＝θ
_3u）〜θ_3vにおいてスイッチングトランジスタＴ_v0+，
Ｔ_v0-のみがオンすることによりＶ相コイル９４ｖに電
流ｉ_vが図中の矢印方向に流れる。また位置角θ_2w（＝
θ_3v）〜θ_3wにおいてスイッチングトランジスタ
Ｔ_w1+，Ｔ_w1-のみがオンすることによりＷ相コイル９４
ｗに電流ｉ_wが図中の矢印方向と反対方向に流れる。

【０１３９】以上のようにスイッチングトランジスタＴ
_u0+，Ｔ_u0-，Ｔ_v0+，Ｔ_v0-，Ｔ_w0+，Ｔ_w0-，Ｔ_u1+，Ｔ
_u1-，Ｔ_v1+，Ｔ_v1-，Ｔ_w1+，Ｔ_w1-のオン／オフを制御
することにより、いずれの相間の転流の際にも、第１の
実施の形態の効果を得ることができる。

【０１４０】図１９は図１８に示されたスイッチングを
採用してスイッチトリラクタンスモータ（図中ＳＲＭと
して示す）７９を駆動する制御システムを例示するブロ
ック図である。スイッチトリラクタンスモータ７９とし
ては、例えば図２２に示されたスイッチトリラクタンス
モータ１００が採用される。回転位置演算部７８はスイ
ッチトリラクタンスモータ７９に流れる巻線電流ｉ、印
加した電圧ｖに基づき、適当な演算方法に則って位置角
θを求める。このようにして得られた位置角θを時間微
分して、速度演算部７６は角速度ωを求める。このよう
にして得られた角速度ωは、角速度指令ω^*と共に、Ｐ
Ｉ演算を行う速度制御演算部７１に与えられる。速度制
御演算部７１は角速度指令ω^*通りの角速度でスイッチ
トリラクタンスモータを駆動するのに必要なトルクを計
算する。このようにして計算されたトルクはトルク／電
流換算部７２で、各相コイルに流すべき電流値の振幅に
換算される。そして、例えば図１７に示されるように、
各相コイルの黒丸が付された側からその反対側へ流れる
方向を正とし、電流極性発生部７５は当該電流の極性の
正負を決定する。図１９ではこの電流値の正負の決定を
便宜上、乗算器７０で示している。

【０１４１】符号が決定された電流値は励磁電流指令発
生部７３に送られ、当該電流を流すべき期間を決定す
る。この際、位相制御部７７によって現状の位置角θを
参照している。励磁電流指令発生部７３の出力は電流制
御部７４に送られ、ここでインバータ３０１のスイッチ
ングトランジスタのオン／オフを制御するスイッチング
信号Ｊに変換される。この際、現状の検出電流ｉを参照
している。

【０１４２】電流極性発生部７５以外は従来の技術を採
用して図１９に示された構成を実現することができる。
例えば回転位置演算部７８の実現には上述の公報に開示
された技術や、上述の論文に開示された技術を採用する
ことができる。

【０１４３】図２０は電流極性発生部７５の動作を示す
フローチャートである。かかる動作を行うならば電流極
性発生部７５はハードウェアで構成してもよいし、上記
フローチャートを実現するソフトウェアを実行させるコ
ンピュータあるいはその一部であってもよい。励磁電流
指令発生部７３からのトリガ信号を受け、ステップＳ８
０１において電流極性Ｆ１を入力する。これは後述する
ステップＳ８０９において記憶されていた、前回流して
いた電流の極性である。次にステップＳ８０２において
この電流極性Ｆ１の極性を反転する。例えば図２０のス
テップＳ８０２のブロック中に示されるように、電流極
性Ｆ１の値に（−１）を乗じてこれを更新する。そして
乗算器へと電流極性Ｆ１を出力し、またステップＳ８０
９で電流極性Ｆ１を記憶する。その後、図示されないメ
インルーチンへと復帰する。

【０１４４】これにより、図１８を用いて説明したよう
に、各相コイルには、黒丸が付された側から反対側へ
と、その逆へと、相間で転流されるたびに交互に電流が
流れる。

【０１４５】効果の例示．図２１は、本発明の効果を例
示するグラフである。同図（ａ），（ｂ），（ｃ）はそ
れぞれ電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wの経時変化を、同図（ｄ）は
従来の技術による位置角θの演算誤差を、それぞれ例示
している。また同図（ｅ）は実施の形態１による位置角
θの演算誤差を示している。実施の形態１で述べたよう
に、Ｕ相からＶ相への転流、Ｖ相からＷ相への転流にお
いては磁束鎖交数λ_vu，λ_wvの影響を受けない。これを
反映して、図２１（ｅ）のグラフは同図（ｄ）のグラフ
と比較して、Ｖ相及びＷ相での演算誤差が低減してい
る。しかしながら、Ｗ相からＵ相への転流時には、磁束
鎖交数λ_uwの影響を受けるので、Ｕ相での演算誤差はそ
れほど減少していない。

【０１４６】同図（ｆ）は実施の形態４による位置角θ
の演算誤差を示している。実施の形態４ではいずれの相
の間の転流においても電流オーバーラップ期間における
前の相の電流の影響を受けないので、全ての相において
演算誤差が低減している。実施の形態２及び実施の形態
３を採用した場合も図２１（ｆ）のグラフとほぼ同程度
に演算誤差を低減することができる。

【０１４７】なお、各実施例の動作制御をコンピュータ
に行わせるプログラムについても本発明の範疇にある。

【０１４８】

【発明の効果】この発明の内、請求項１にかかるスイッ
チトリラクタンスモータ（１００）、請求項２にかかる
スイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求項１４
にかかるインバータによれば、第２のコイル（９４ｖ）
に電流（ｉ_v）が流れる期間のスイッチトリラクタンス
モータの位置検出においては、第１のコイル（９４ｕ）
に流れる電流（ｉ_u）の影響を排除することができる。
従って、第２の突極（９１ｖ；９２ｖ）において第２の
コイル（９４ｖ）に鎖交する磁束（λ_vv）と位置角
（θ）の関係のみを較正曲線として用いても正確に位置
検出を行うことができる。

【０１４９】この発明の内、請求項３にかかるスイッチ
トリラクタンスモータの制御方法、請求項１５にかかる
インバータによれば、第２の電流（ｉ_v）が流れる期間
のスイッチトリラクタンスモータの位置検出において第
１の電流（ｉ_u）の影響を排除することができる。

【０１５０】この発明の内、請求項４にかかるスイッチ
トリラクタンスモータの制御方法、請求項１６にかかる
インバータによれば、第１の電流（ｉ_u）が流れる期間
のスイッチトリラクタンスモータの位置検出において第
３の電流（ｉ_w）の影響を排除することができる。

【０１５１】この発明の内、請求項５乃至請求項１０に
かかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請求
項１７乃至請求項１９にかかるスイッチトリラクタンス
モータの位置角決定機構によれば、特定オーバーラップ
期間（Ｈ’）においても回転位置演算部（６０）が用い
る較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確
に算出することができる。

【０１５２】この発明の内、請求項１１乃至請求項１３
にかかるスイッチトリラクタンスモータの制御方法、請
求項２０乃至請求項２２にかかるスイッチトリラクタン
スモータの位置角決定機構によれば、電流オーバーラッ
プ期間（Ｈ）においても回転位置演算部（６０）が用い
る較正曲線を一つのみ採用しても、位置角（θ）を正確
に算出することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態において採用される
インバータ３００の回路図である。

【図２】電流オーバーラップ期間Ｈにおける磁束の態様
を示す模式図である。

【図３】本発明の第１の実施の形態の効果を説明するグ
ラフである。

【図４】本発明の第２の実施の形態において採用される
位置角決定機構２００を例示するブロック図である。

【図５】推定相選択処理部５１の動作を示すフローチャ
ートである。

【図６】励磁相の判断を示すタイミングチャートであ
る。

【図７】図８と相まって位置角決定機構２００の上述の
動作を概念的に示すフローチャートである。

【図８】図７と相まって位置角決定機構２００の上述の
動作を概念的に示すフローチャートである。

【図９】磁化曲線モデル部５４ａの構成を示すブロック
図である。

【図１０】磁化曲線モデル部５４ａの動作を示すフロー
チャートである。

【図１１】本発明の第２の実施の形態で採用されるメン
バーシップ関数を示すグラフである。

【図１２】電流ｉに対する適合度を例示するグラフであ
る。

【図１３】本発明の第２の実施の形態の変形を示すフロ
ーチャートである。

【図１４】励磁相の判断を示すタイミングチャートであ
る。

【図１５】本発明の第３の実施の形態において採用され
る位置角決定機構２０１を例示するブロック図である。

【図１６】磁化曲線モデル部５４ｂの動作を示すフロー
チャートである。

【図１７】本発明の第４の実施の形態において採用され
るインバータ３０１の回路図である。

【図１８】インバータ３０１のスイッチングのタイミン
グを示すタイミングチャートである。

【図１９】スイッチトリラクタンスモータ７９を駆動す
る制御システムを例示するブロック図である。

【図２０】電流極性発生部７５の動作を示すフローチャ
ートである。

【図２１】本発明の効果を例示するグラフである。

【図２２】スイッチトリラクタンスモータ１００の構造
を模式的に示す断面図である。

【図２３】従来の技術で採用されるインバータの回路図
である。

【図２４】従来の技術で採用されるインバータのスイッ
チングのタイミングを示すタイミングチャートである。

【図２５】電流ｉ_vと磁束鎖交数λ_vvとの関係を例示す
るグラフである。

【図２６】電流オーバーラップ期間Ｈを示すグラフであ
る。

【符号の説明】

５４ａ，５４ｂ 磁化曲線モデル部 ６０ 回転位置演算部 ８０ 回転子 ９０ 固定子 ９１ｕ，９１ｖ，９１ｗ，９２ｕ，９２ｖ，９２ｗ 突
極 ９４ｕ，９４ｖ，９４ｗ 各相コイル １００ スイッチトリラクタンスモータ ２００，２０１ 位置角決定機構 ３００，２０１ インバータ Ｈ’ 特定オーバーラップ期間 ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w 各相電流 θ 位置角 λ，λ_uu，λ_wu，λ_vv 磁束鎖交数

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H550 CC01 DD09 GG03 GG05 HA07 HB07 JJ03 JJ06 LL13 LL22 LL34 5H576 CC01 DD01 DD02 DD09 EE06 GG04 HA02 HB02 JJ03 JJ06 JJ08 JJ17 JJ22 LL13 LL22 LL24 LL41 5H619 AA00 BB01 BB06 BB15 BB24 PP01 PP14

Claims (23)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転子（８０）と、前記回転子を囲む固
   定子（９０）とを備え、 前記固定子は第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル
   （９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）
   と、 前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、
   第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に
   隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを
   有し、 前記第１及び第２の突極のそれぞれにおいて、前記第１
   及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）が発生する磁束の
   方向は、前記回転子と前記固定子の間において同じ方向
   である、スイッチトリラクタンスモータ（１００）。
2. 【請求項２】 第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイル
   （９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１ｕ）
   と、 前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、
   第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に
   隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを
   有する固定子（９０）と、 前記固定子に囲まれる回転子（８０）と、を備えるスイ
   ッチトリラクタンスモータ（１００）において、 前記第１及び第２のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、
   前記回転子と前記固定子の間において前記第１の突極と
   第２の突極とで同じ方向に磁束を発生させる第１及び第
   ２の電流（ｉ_u，ｉ_v）を供給する、スイッチトリラクタ
   ンスモータ（１００）の制御方法。
3. 【請求項３】 前記第１の相（Ｕ）から前記第２の相
   （Ｖ）への転流の前後において、前記第１及び前記第２
   のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、相互に逆方向に電
   流を供給する、請求項２記載のスイッチトリラクタンス
   モータの制御方法。
4. 【請求項４】 前記固定子（８０）は前記第１の相
   （Ｕ）へと転流される第３の相（Ｗ）に対応し、第３の
   コイル（９４ｗ）が巻回され、前記第１の突極に隣接し
   て配置される第３の突極（９３ｖ，９３ｖ）を更に有
   し、 前記第３の相（Ｗ）から前記第１の相（Ｕ）への転流の
   前後において、前記第１及び前記第３のコイル（９４
   ｕ，９４ｗ）に対し、相互に逆方向に電流を供給する、
   請求項３記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方
   法。
5. 【請求項５】 前記第１の相（Ｕ）へと転流する第３の
   相（Ｗ）についての第３の電流（ｉ_w）が、前記第１の
   電流（ｉ_u）よりも小さい値で流れている特定オーバー
   ラップ期間（Ｈ’）において、 前記回転子（８０）の位置角（θ）と、前記第１の電流
   とに基づいて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）にお
   ける磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、 当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間
   での前記位置角を改て求める（６０）、請求項３記載の
   スイッチトリラクタンスモータの制御方法。
6. 【請求項６】 前記第１の電流（ｉ_u）のみが前記スイ
   ッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性
   第１相期間（Ｕ）で前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）
   における磁束鎖交数（λ_u）を求めるための積分計算の
   初期値として、前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）に
   おいて最後に求められた前記第１の突極（９１ｕ，９２
   ｕ）における磁束鎖交数を採用し、当該磁束鎖交数に基
   づいて前記真性第１相期間での前記位置角（θ）を求め
   る（６０）、請求項５記載のスイッチトリラクタンスモ
   ータの制御方法。
7. 【請求項７】 前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）に
   おいて、 前記位置角（θ）と、前記第１の電流（ｉ_u）とに基づ
   いて、前記第１の突極（９１ｕ，９２ｕ）における磁束
   鎖交数（λ_u）を求めるに際してファジー理論を用い
   る、請求項５及び請求項６のいずれか一つに記載のスイ
   ッチトリラクタンスモータの制御方法。
8. 【請求項８】 第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相
   （Ｗ）と、 前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流
   れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンス
   モータ（１００）に対し、 前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流
   れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、 前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、
   前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての
   磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ７０１〜Ｓ７０６）、 当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間
   での前記位置角を改めて求める（６０）、スイッチトリ
   ラクタンスモータの制御方法。
9. 【請求項９】 前記第２の電流（ｉ_u）のみが前記スイ
   ッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真性
   第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束鎖
   交数（λ_u）を求めるための積分計算の初期値として、
   前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において最後に求
   められた前記第２の相についての磁束鎖交数を採用し、
   当該磁束鎖交数に基づいて前記真性第２相期間での前記
   位置角（θ）を求める（６０）、請求項８記載のスイッ
   チトリラクタンスモータの制御方法。
10. 【請求項１０】 前記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）
    において、 前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ_u）とに基づ
    いて、前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数
    （λ_u）を求めるに際してファジー理論を用いる、請求
    項８及び請求項９のいずれか一つに記載のスイッチトリ
    ラクタンスモータの制御方法。
11. 【請求項１１】 第１の電流（ｉ_u）が流れる第１の相
    （Ｕ）と、 前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ_v）が流
    れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンス
    モータ（１００）に対し、 前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オ
    ーバーラップ期間（Ｈ）において、 前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、
    前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての
    インダクタンス（Ｌ）を介して（Ｓ９０１〜Ｓ９０４）
    前記第２の相についての磁束鎖交数（λ）を求め（Ｓ９
    ０５）、 当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間
    での前記位置角を改めて求める（６０）、スイッチトリ
    ラクタンスモータの制御方法。
12. 【請求項１２】 前記第２の電流（ｉ_v）のみが前記ス
    イッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真
    性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束
    鎖交数（λ_v）を求めるための積分計算の初期値とし
    て、前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において最後に
    求められた前記第２の相についての磁束鎖交数
    （λ_N-1）を採用し、当該磁束鎖交数に基づいて前記真
    性第２相期間での前記位置角（θ_N）を求める（６
    ０）、請求項１１記載のスイッチトリラクタンスモータ
    の制御方法。
13. 【請求項１３】 前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）に
    おいて、 前記位置角（θ）と、前記第２の電流（ｉ_v）とに基づ
    いて、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖交数
    （λ_v）を求めるに際して前記インダクタンスの前記位
    置角についての微分（ｄＬ／ｄθ）も介される、請求項
    １１及び請求項１２のいずれか一つに記載のスイッチト
    リラクタンスモータの制御方法。
14. 【請求項１４】 第１の相（Ｕ）に対応し、第１のコイ
    ル（９４ｕ）が巻回される第１の突極（９２ｕ，９１
    ｕ）と、 前記第１の相から転流される第２の相（Ｖ）に対応し、
    第２のコイル（９４ｖ）が巻回され、前記第１の突極に
    隣接して配置される第２の突極（９１ｖ，９２ｖ）とを
    有する固定子（９０）と、 前記固定子に囲まれる回転子（８０）と、を備えるスイ
    ッチトリラクタンスモータ（１００）に対し、 前記回転子と前記固定子の間において前記第１の突極と
    第２の突極とで同じ方向に磁束を発生させる第１及び第
    ２の電流（ｉ_u，ｉ_v）を前記第１及び第２のコイル（９
    ４ｕ，９４ｖ）に供給するインバータ（３００，３０
    １）。
15. 【請求項１５】 前記第１の相（Ｕ）から前記第２の相
    （Ｖ）への転流の前後において、前記第１及び前記第２
    のコイル（９４ｕ，９４ｖ）に対し、相互に逆方向に電
    流を供給する、請求項１４記載のインバータ（３００，
    ３０１）。
16. 【請求項１６】 前記固定子（８０）は前記第１の相
    （Ｕ）へと転流される第３の相（Ｗ）に対応し、第３の
    コイル（９４ｗ）が巻回され、前記第１の突極に隣接し
    て配置される第３の突極（９３ｖ，９３ｖ）を更に有
    し、 前記第３の相（Ｗ）から前記第１の相（Ｕ）への転流の
    前後において、前記第１及び前記第３のコイル（９４
    ｕ，９４ｗ）に対し、相互に逆方向に電流を供給する請
    求項１５記載のインバータ（３０１）。
17. 【請求項１７】 第１の電流（ｉｗ）が流れる第１の相
    （Ｗ）と、 前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉｕ）が流
    れる第２の相（Ｕ）とを備えるスイッチトリラクタンス
    モータ（１００）に対し、 前記第１の電流が、前記第２の電流よりも小さい値で流
    れている特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、 前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、
    前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての
    磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ａ）
    と、 当該磁束鎖交数に基づいて前記特定オーバーラップ期間
    での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）
    とを備える、スイッチトリラクタンスモータの位置角決
    定機構（２００）。
18. 【請求項１８】 前記第２の電流（ｉ_u）のみが前記ス
    イッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真
    性第２相期間（Ｕ）で前記第２の相についての前記磁束
    鎖交数（λ_u）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部
    （５３）と、 前記積分計算の初期値として、前記特定オーバーラップ
    期間（Ｈ’）において最後に求められた前記第２の相に
    ついての磁束鎖交数を格納する積分初期値設定部（５
    ９）とを更に備える、請求項１７記載のスイッチトリラ
    クタンスモータの位置角決定機構（２００）。
19. 【請求項１９】 前記磁束鎖交数算出部（５４ａ）は前
    記特定オーバーラップ期間（Ｈ’）において、ファジー
    理論を用いて前記第２の相（Ｕ）についての磁束鎖交数
    （λ_u）を求める、請求項１７及び請求項１８のいずれ
    か一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位置角
    決定機構（２００）。
20. 【請求項２０】 第１の電流（ｉ_u）が流れる第１の相
    （Ｕ）と、 前記第１の電流から転流される第２の電流（ｉ_v）が流
    れる第２の相（Ｖ）とを備えるスイッチトリラクタンス
    モータ（１００）に対し、 前記第１の電流及び前記第２の電流が流れている電流オ
    ーバーラップ期間（Ｈ）において、 前記スイッチトリラクタンスモータの位置角（θ）と、
    前記第２の電流とに基づいて、前記第２の相についての
    インダクタンス（Ｌ）を介して前記第２の相についての
    磁束鎖交数（λ）を求める磁束鎖交数算出部（５４ｂ）
    と、 当該磁束鎖交数に基づいて前記電流オーバーラップ期間
    での前記位置角を改めて求める回転位置演算部（６０）
    とを備える、スイッチトリラクタンスモータの位置角決
    定機構（２０１）。
21. 【請求項２１】 前記第２の電流（ｉ_v）のみが前記ス
    イッチトリラクタンスモータ（１００）に供給される真
    性第２相期間（Ｖ）で前記第２の相についての前記磁束
    鎖交数（λ_v）を積分計算で求める磁束鎖交数演算部
    （５３）と、 前記積分計算の初期値として、前記電流オーバーラップ
    期間（Ｈ）において最後に求められた前記第２の相につ
    いての磁束鎖交数（λ_N-1）を格納する積分初期値設定
    部（５９）とを更に備える、請求項２０記載のスイッチ
    トリラクタンスモータの位置角決定機構（２０１）。
22. 【請求項２２】 前記磁束鎖交数算出部（５４ｂ）は、
    前記電流オーバーラップ期間（Ｈ）において、前記位置
    角（θ）と、前記第２の電流（ｉ_v）とに基づいて、前
    記インダクタンスの前記位置角についての微分（ｄＬ／
    ｄθ）も介して、前記第２の相（Ｖ）についての磁束鎖
    交数（λ_v）を求める、請求項２０及び請求項２１のい
    ずれか一つに記載のスイッチトリラクタンスモータの位
    置角決定機構（２０１）。
23. 【請求項２３】 請求項２乃至請求項１３に記載のスイ
    ッチトリラクタンスモータの制御方法をコンピュータに
    実現させるプログラム。