JP4678699B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明はモータ制御装置に関し、例えば複数相のコイルを備えた同期モータをセンサを用いることなく駆動できるようなモータ制御装置に関する。

従来、複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合、モータロータに対して適切なタイミングでモータ電流を流すことおよびコイル端子に電圧を印加することのいわゆる通電タイミングの最適化が重要となっていた。この通電タイミングの基準を検出するために、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式が存在する。

たとえば、モータロータ位置センサを用いずにモータを制御・駆動するいわゆるセンサレス駆動においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する方式がある。

また、特開平５−２３６７８９号公報に示される駆動装置は、モータ電流ゼロクロス時におけるモータ電圧位相を検出し、この電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出して、このモータ電流位相が所望の電流位相となるように電圧指令、あるいは周波数指令を演算する方式が示されている。

図１０は、従来の一般的なモータ制御装置の構成である。
図１０を参照して、ステータに複数相（３相）のコイル、ロータに永久磁石を備えた同期モータ１００を駆動するために、インバータ装置は、インバータ１５０とコンバータ回路１３０と交流電源１６０と、コイル１７０と、電流センサ１８０と、コントローラ１１０とから構成されている。なお、本例においては、交流電源１６０は、２００Ｖ、５０Ｈｚであるものとする。

同期モータ１００はインバータ１５０によって駆動され、インバータ１５０にはコンバータ回路１３０から交流電源１６０を直流に変換して与えられる。

具体的には、コンバータ回路１３０は、ダイオード１２２〜１２８で形成されるダイオード全波整流回路１２０と、母線間の平滑コンデンサ１４０とを含み、平滑コンデンサの容量は、直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きい。

このコンバータ回路１３０により、交流電源１６０の交流電圧が直流電圧に変換されてインバータ１５０に供給される。

コイル１７０は、コンバータ回路１３０に供給される交流電源の力率を改善する目的で設けられたものである。

図１１は、直流電圧の波形と、Ｕ相モータ電流との関係を説明する図である。
図１１（ａ）に示されるように、平滑コンデンサ１４０の容量が十分大きい場合には、直流電圧波形のリプルが改善されて、一定の直流電圧がインバータ１５０に供給される。

図１１（ｂ）は、電流センサ１８０により、検出したＵ相の電流波形を説明する図である。

図１１（ｂ）に示されるように、直流電圧波形のリプルが改善されて一定の直流電圧がインバータ１５０に供給されるためインバータ１５０から同期モータ１００を駆動するＵ相モータ電流は、振幅が一定の安定した波形として検出される。

一方で、上記のような従来の構成においては、入力電流波形の改善と、高力率化が得にくいという問題があるため、特開２００２−５１５８９号公報においては、コイル１７０を用いず、また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いることで故意に直流電圧に電源の２倍の周波数のリプルを発生させ、簡易な方式で入力電流波形の改善と、高力率化を実現する方式が提案されている。

特開平５−２３６７８９号公報 特開２００２−５１５８９号公報

しかしながら、上記方式を採用した場合には、直流電圧波形のリプルを改善するコイル１７０が設けられていないため図１２（ａ）に示されるように直流電圧に電源の２倍の周波数のリプルが発生する。すなわち、交流電源１６０は２００Ｖ、５０Ｈｚであるため１００Ｈｚのリプルが発生する。

ここで、モータの回転数２８００ｒｐｍ時のインバータの出力周波数は、４極モータであるため、９３．３Ｈｚとなる。このように、インバータの周波数が直流電圧のリプルの周波数に近づくと、図１２（ｂ）に示されるようにインバータ出力側のモータ電流に大きな脈動が発生し、モータの回転が不安定となるため、振動、騒音が増大し、効率が悪化するとともに、最悪の場合は脱調停止に至る。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、直流電圧のリプルが大きい場合でも安定性を確保した位置センサレス正弦波通電が可能なモータ制御装置を提供することである。

本発明のある局面に従うモータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、モータを駆動するインバータと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備える。制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて複数回、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する回転数補正手段とを含む。

本発明の別の局面に従うモータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、モータを駆動するインバータと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備える。制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて複数回、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する回転数補正手段とを含む。回転数補正手段は、ゼロクロス点の検出からの経過時間に従って予め規定された補正率データテーブルの補正率に基づいて目標回転数を補正する。

特に、補正率は、目標回転数に対する補正率データテーブルに規定された補正率の合計が概ね０となる値に規定される。

特に、補正率データテーブルは、目標回転数毎に設けられる。
好ましくは、インバータの母線間には極めて小容量のコンデンサを接続する。

本発明のモータ制御装置は、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する回転数補正手段を設ける。当該構成により、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、モータの回転数を補正する。ゼロクロス点となる直流電圧が０Ｖに落ち込む際の回転数を補正して、直流電圧のリプルの周波数よりもかなり離れた値とすることにより、電流波形の脈動を抑制して、振幅が一定の安定した波形を検出することが可能となり、安定に同期モータを駆動できる。

本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図について説明する図である。 位相差情報検出の原理について説明する図である。 コントローラ７における位相差情報を検出する位相差検出ルーチンを説明するフロー図である。 サンプリングタイミングが到来したかをタイマの値などで検出して、サンプリングを開始させるサンプリング開始ルーチンを説明するフロー図である。 モータ電流信号ｂとモータ駆動電圧位相情報ｃの波形図である。 本発明の実施の形態に従うモータ制御装置の回転数を補正する方式について説明する図である。 本発明の実施の形態に従う回転数補正率データテーブルを説明する図である。 本発明の実施の形態における直流電圧波形とＵ相モータ電流の関係を示す図である。 モータの回転数指令値（補正前回転数）に応じて変更可能な複数の回転数補正率データテーブルを説明する図である。 従来の一般的なモータ制御装置の構成である。 直流電圧の波形と、Ｕ相モータ電流との関係を説明する図である。 直流電圧の波形と、Ｕ相モータ電流との関係を説明する別の図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を附してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。

図１を用いて、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図について説明する。

図１を参照して、モータ制御装置は、ステータに複数相（３相）のコイルとロータに永久磁石とを備えた同期モータ１と、インバータ２と、コンバータ回路３と、交流電源４と、電流センサ５と、モータ電流検出アンプ部６と、ゼロクロス検出部３０と、電圧センサ３２と、マイクロコンピュータであるコントローラ７とから構成されている。

同期モータ１は、インバータ２によって駆動され、インバータ２にはコンバータ回路３から交流電源４の交流電圧を直流に変換して与えられる。

具体的には、コンバータ回路３は、複数のダイオード２２〜２８を含み、全波整流回路２０が形成される。また、母線間に小容量コンデンサ４０が設けられる。本例において、小容量コンデンサ４０は、１００μＦ以下のものを用いることとする。具体的には、負荷側である同期モータ１の回生エネルギーによるインバータ２の半導体素子の耐圧破壊防止を考慮して１０〜２０μＦ程度のコンデンサを用いることが可能である。

電流センサ５は、モータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の中で特定相（図１ではＵ相）に流れるモータ電流ａを検出する。電流センサ５で検出されたモータ電流は、モータ電流検出アンプ部６に与えられる。

そして、モータ電流検出アンプ部６において、所定量増幅し、そして、オフセット加算したモータ電流信号ｂがコントローラ７に与えられる。

また、電圧センサ３２は、交流電源４の電圧を検出する。電圧センサ３２で検出された交流電圧は、ゼロクロス検出部３０に与えられる。

そして、ゼロクロス検出部３０は、電圧センサ３２で検出された交流電圧をモニタリングして０Ｖを跨ぐ際にゼロクロス点信号を生成してコントローラ７に与える。

コントローラ７は、位相差検出部８と、目標位相差情報格納部９と、加算部１０と、ＰＩ演算部１１と、回転数設定部１２と、正弦波データテーブル１３と、正弦波データ作成部１４と、ＰＷＭ作成部１５、補正率データ抽出部１６と、回転数補正率データテーブル１７との各処理をソフト的に行なう。本実施例においては、特開２００１−１１２２８７号公報に記載される位相制御方式と同様の方式により位相制御を実行する。この点については後述する。

位相差検出部８は、モータ電流検出アンプ６から与えられたモータ電流信号を所定のタイミングでＡ／Ｄ変換して取り込み、２個所のモータ駆動電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比を位相差情報として出力する。

目標とする位相差情報は目標位相差情報格納部９に格納される。目標位相差情報と位相差情報との誤差データは加算部１０によって算出される。ＰＩ演算部１１は算出された誤差データに対して比例誤差データおよび積分誤差データを算出してデューティ基準値を出力する。なお、加算部１０とＰＩ演算部１１とによって位相差制御部が構成される。

回転数設定部１２は、同期モータ１の目標とする回転数指令を設定し、正弦波データテーブル１３は所定のデータ個数のテーブルを含む。

回転数補正率データテーブル１７は、目標とする回転数に対する補正率データを格納したものである。

補正率データ抽出部１６は、回転数補正率データテーブルからゼロクロス検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、補正回転数生成部１８に出力する。

補正回転数生成部１８は、補正率データ抽出部１６により抽出された補正率データに従って回転数設定部１２により設定された回転数を補正して、正弦波データ作成部１４に出力する。

正弦波データ作成部１４は、補正回転数生成部１８から出力された回転数指令と時間経過に従って正弦波データテーブル１３からモータコイルＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応した正弦波データを読出すとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータ駆動電圧位相情報ｃを出力する。

ＰＷＭ作成部１５は正弦波データとデューティ基準値とから各相ごとにインバータ２の駆動素子にＰＷＭ波形を出力する。

なお、電流センサ５はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサでもよく、カレントトランスでもよい。

また、本例においては、Ｕ相について検出する場合について説明するが、１相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度にすることができる。さらに、正弦波データの作成は正弦波データテーブル１３をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。

さらに、各構成要素８〜１７の構成要素はコントローラ７でソフト的に処理されるようにしたが、特にこれに限ることなく同様の処理をしていればハード構成で構成してもよい。

なお、モータの駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動、騒音が少なくできる。しかしながら、これに限らず、モータロータの磁束に合せたモータ電流が得られるような駆動波形を通電すれば、より高効率な駆動が可能となる。

２個所のモータ駆動電圧位相期間で検出された２つのモータ電流信号面積は、位相差検出部８で面積比が計算され、この結果が位相差情報とされる。この位相差情報と目標位相差情報との誤差量に対してＰＩ演算部１１でＰＩ演算が行なわれ、ＰＷＭ作成部１５はその出力であるデューティ基準値と別途回転指令から求まる正弦波データとから、その都度の出力デューティ比を計算してＰＷＭ信号を作成し、インバータ２を介してモータコイルに印加することで同期モータ１が駆動される。

すなわち、モータ駆動電圧（出力デューティ）に対するモータ電流位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって駆動電圧の大きさ（ＰＷＭデューティのデューティ幅）を決定し、同期モータ１を所望の回転数で回転させるために所望の周波数で出力される正弦波データによって回転数を決定する。これによって、所望の位相差，所望の回転数でモータを駆動・制御することができる。

なお、モータ起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方法で制御を行なえばよい。

ここで、この発明の位相差制御によって同期モータが駆動・制御できることは特開２００１−１１２２８７号公報に記載されるとおりである。

本実施の形態においては、一例として上記位相差制御の方式について、まず、この発明の位相差情報の検出の処理について説明する。

図２を用いて位相差情報検出の原理を説明する。
図２（ａ）を参照して、Ｕ相のモータ電流ａは０レベルを中心としたほぼ正弦波状の波形とする。このモータ電流ａをモータ電流検出アンプ部６によって増幅し、オフセット設定してモータ電流信号ｂを作成する。これはモータ電流ａをコントローラ７に内蔵されているＡ／Ｄ変換器の変換可能電圧範囲（たとえば０〜＋５Ｖ）に合せるために行なわれる。

また、Ｕ相のモータ駆動電圧位相情報ｃは正弦波データ作成部１４でＵ相の正弦波データから作成される。なお、モータ駆動電圧位相情報ｃは、実際には正弦波波形とする必要はなく、位相情報だけがわかっていればよい。

位相差検出部８には図２（ｂ）に示すようなモータ電流信号ｂと図２（ｃ）に示すモータ駆動電圧位相情報ｃが入力される。位相差検出部８では、モータ駆動電圧位相情報ｃから予め決められた所定の位相期間θ０，θ１においてモータ電流信号ｂのサンプリングを所定のサンプリング位相（サンプリングタイミング）ｓ０〜ｓ３で１位相期間当りｎ回（図２の場合２回）行ない、各位相期間θ０およびθ１でのモータ電流信号面積をそれぞれＩＳ０およびＩＳ１として、各々サンプリングされて電流サンプリングデータを積算する。

すなわち、
Ｉｓ０＝Ｉ０＋Ｉ１
Ｉｓ１＝Ｉ２＋Ｉ３
そして、各モータ電流信号面積Ｉｓ０，Ｉｓ１の比を計算してこれを位相差情報とする。

図３は、コントローラ７における位相差情報を検出する位相差検出ルーチンを説明するフロー図である。

図３は、サンプリングタイミングが到来したかをタイマの値などで検出して、サンプリングを開始させるサンプリング開始ルーチン（タイマ割込ルーチン）を説明するフロー図である。なお、特にこのような処理構成でなくても同様の考え方で処理を行なっていればよい。

図３を参照して、ステップＳ２において、サンプリング位相ｓ０のサンプリングタイミングを、モータの回転数とタイマのカウント周期から、サンプリング開始ルーチンの割込値として設定し、サンプリング回数ｎなどの各変数を初期化する。これはモータ回転開始直後、あるいは位相期間θ０の直後または位相期間θ０の前に１度だけ行なわれ、それ以降のサンプリングタイミング設定はサンプリング開始ルーチンで行なわれる。

ステップＳ４以降はループ処理であり、ステップＳ２が行なわれた後は、位相差情報の検出が終了するまでこのループ処理が繰返され、次回の位相期間θ０で再度ループ処理が行なわれる。ステップＳ４では、位相差検出部８においてサンプリング開始ルーチンで開始指令されたサンプリングが終了したかを検出する。終了していればステップＳ８に進み、終了していなければ以下の処理が行なわれるが、ループ処理中なので結果的にサンプリングが終了したかを検出し続けることとなる。

そして、次に、電流のサンプリング値を読み込む（ステップＳ８）。具体的には、位相差検出部８は、モータ電流検出アンプ６から出力される電流のサンプリング値を読み込む。

そして、次に、ステップＳ１２においてサンプリング回数が１回更新される。具体的には、位相差検出部８において以降の処理が実行される。

次に、ステップＳ１４において、現在の位相期間がθ０あるいはθ１かが判断され、判断結果によってステップＳ１６またはＳ２２の処理を行なう。この判断はサンプリング回数ｎで行なえばよい。

ステップＳ１６あるいはＳ２２では、サンプリング回数が所定回数（２回あるいは４回）になったかを判断し、所定回数（２回あるいは４回）であれば、ステップＳ１８あるいはＳ２４の処理を行なう。

ステップＳ１８あるいはＳ２４では、それぞれの位相期間でのサンプリングが終了したものとして、電流サンプリングデータの積算（Ｉ０＋Ｉ１，Ｉ２＋Ｉ３）を行ない、モータ電流信号面積Ｉｓ０あるいはＩｓ１を計算する。ステップＳ２０では、モータ電流信号面積Ｉｓ０およびＩｓ１両方の計算が終了したかを判断し、終了していなければループ処理に戻る。

ステップＳ２６においては、モータ電流信号面積Ｉｓ０およびＩｓ１の計算が終了していたとして、両面積データの比（Ｉｓ０／Ｉｓ１）を計算して、これを位相差情報とする。

そして、次に、検出した位相差情報を保存する（ステップＳ２８）。そして、一連の位相差検出ルーチン（ループ処理）が終了する。

一方、ステップＳ６において、モータ電圧が所定の電圧未満であると判断された場合（ステップＳ６においてＮＯ）には、次に、電流のサンプリング値を無効とする（ステップＳ９）。そして、位相差検出ルーチンの処理を終了する。モータ電圧が所定の電圧未満である場合には、モータ電流の振幅も小さいため誤差の影響が大きい。それゆえ、誤差の影響が大きいモータ電流のサンプリング値を用いた位相差情報では精度の高い位相制御が難しいため位相差検出ルーチンの処理を終了する。この場合には、保存されている位相差情報に基づいて、位相制御が実行されることになる。すなわち、位相差情報は更新されず、次の位相差検出ルーチンの際にモータ電圧が所定の電圧以上の場合に更新された位相差情報に基づく位相制御が実行されることになる。

また、図４に示すサンプリング開始ルーチン（タイマ割込ルーチン）は、タイマ割込が設定されたサンプリングタイミングで処理が開始され、ステップＳ４０では次回のサンプリングタイミングを予め決めておいたサンプリング位相に従ってサンプリング開始ルーチンの割込値として設定される。

ステップＳ４２では、Ａ／Ｄ変換器に電流サンプリング開始を指示して終了する。
このように、サンプリング開始ルーチンの処理の中で次回のサンプリングタイミングの設定を行なうのは、現在のタイマカウント値がわかっている（≒今回のタイマ割込値）、現在のモータ電圧位相がわかっている（≒今回のサンプリング位相）ためであり、このようにすることで改めてタイマカウント値、モータ電圧位相を参照する必要がなくなり、効率的な処理が可能となる。

しかしながら、厳密には今回のタイマ割込値、今回のサンプリング位相は、割込が発生した時点での値であり、ステップＳ４０を行なう時点でのタイマカウント値、モータ電圧位相とはわずかながら異なってしまう。したがって、厳密なサンプリングタイミングの設定が必要であれば、その都度タイマカウント値およびモータ電圧位相を参照するのが望ましい。

ここで、モータ電流のサンプリングタイミングは、予め決めておいたサンプリング位相に従って、モータ回転数とタイマ周期とから、その都度所定の値にタイマ割込値を設定することで任意に決めることができる。この設定方法は具体的にはたとえばと同じく正弦波２周期でモータが１回転するとし、モータ回転数が３０００ｒｐｍのときにモータ電圧位相３０°のときにサンプリングを開始するとして、モータ電圧位相０°のときに設定を行ない、また電流サンプリングタイマのカウント分解能は１μｓｅｃとすると、モータ電圧位相が０°から３０°になるまでの時間は、正弦波１周期の時間が１０ｍｓｅｃなので、
０．０１［ｓ］＊３０［°］／３６０［°］＝８３３［μｓｅｃ］
であり、電流サンプリングタイマのカウントとしては、
８３３［μｓｅｃ］／１［μｓｅｃ／カウント］＝８３３［カウント］
となる。つまり、モータ電圧位相０°のときのタイマのカウント値に８３３を加算し、これをタイマ割込値とすれば、モータ電圧位相３０°でタイマ割込が発生して電流のサンプリングが開始される。なお、前述のようにモータ回転数は正弦波データの周期によって決まる、つまりコントローラ７側で決まるものであるので、正確なモータ電圧位相でのサンプリングが可能となる。

また２個所の位相期間でのサンプリングタイミングをどのように設定するかについては、各サンプリングタイミングは常にモータ電圧の同じ位相にサンプリングされ、１つの位相差情報に対しては１つのロータステータ相対位置あるいは駆動電圧（出力デューティ）が得られるようなタイミングであれば問題はない。

しかしながら、図２に示すように、モータ電圧位相９０°を中心として線対称となる位相で（位相９０°地点からの各サンプリングタイミングまでの位相が、それぞれの位相期間のサンプリングタイミングで同じとなる位相で、また言い換えれば実際の位相差が０のときには両モータ電流信号面積が同値として検出されるような位相で）、各位相期間における電流サンプリングを行なえば、位相差制御設計が容易となる。

さらに、モータ電圧位位相の各位相期間はまとまっている必要もなく、たとえば図２においてＩ０とＩ５の積算値は第１の位相期間のモータ電流信号面積とし、Ｉ２とＩ７の積算値を第２の位相期間のモータ電流信号面積と分割してもよく、これらは制御系の処理時間の余裕度などから決めればよい。

また、位相期間θ０とθ１における位相差情報（Ｉｓ０／Ｉｓ１）検出後の位相差検出は、位相期間θ１とθ２を利用して、位相差情報（Ｉｓ２／Ｉｓ１）の計算を行なうことでより高速な位相差情報の検出が可能となる。

ここで、モータ電流のサンプリングタイミングの設定、すなわちタイマ割込値の設定を簡略化する方法について説明する。

図５はモータ電流信号ｂとモータ駆動電圧位相情報ｃの波形図である。
図５において、モータ駆動電圧位相情報ｃに基づく所定の位相期間θ０，θ１間でのサンプリング回数はそれぞれ３回としている。ここで注目すべきは、各位相期間内での電流サンプリングタイミングを同じ値のサンプリング期間θｓ＝ａにしている、つまり同じ間隔でサンプリングを行なうことである。

前述のサンプリングタイミングの設定方法に従って、各位相期間の最初にθｓを計算した後は、以降のタイマ割込値では現在のタイマカウント値θｓを加算するだけでよい。

このように一定のタイミングとすることで、図４のステップＳ４０でのサンプリングタイミング設定、すなわちタイマ割込値の計算を軽減することができる。

上述の如く、本実施形態では、図１２（ａ）で説明したように直流電圧に大きなリプルが発生する可能性がある。

したがって、図１２（ｂ）で説明したように、インバータ出力側のモータ電流に大きな脈動が発生し、具体的には、Ｕ相モータ電流の電流値が−１０Ａから１０Ａの範囲内を超える値となる場合もあり、位相差制御が不安定となる可能性がある。そのため、モータの回転が不安定となるため、振動、騒音が増大し、効率が悪化する可能性がある。

本実施の形態においては、上記点を改善するためにインバータ出力側のモータ電流の脈動を抑制するために回転数を補正する方式について説明する。

図６を用いて、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置の回転数を補正する方式について説明する。

図６（ａ）を参照して、ここでは、交流電圧波形が示されている。なお、交流電源４は２００Ｖ,周波数は５０Ｈｚである。モータの回転数指令値（補正前回転数）は２８００ｒｐｍとしている。モータの回転数指令値（補正前回転数）が２８００ｒｐｍの場合のインバータの出力周波数は、４極モータであるため９３．３Ｈｚである。

図６（ｂ）には、図６（ａ）の交流電圧波形に対する直流電圧波形が示されている。本例においては平滑コンデンサの容量が十分小さいため、直流電圧波形には、大きなリプルが発生している。すなわち、交流電源の２倍の周波数１００Ｈｚのリプルが発生する。

図６（ｃ）には、図６（ａ）の交流電圧波形に対するゼロクロス点信号が示されている。具体的には、ゼロクロス検出部３０が交流電源４をモニタリングして交流電圧波形において、交流電圧が０を跨ぐゼロクロス点信号を出力する。

本実施の形態においては、このゼロクロス点信号の立ち上がりエッジが発生した時点を０として、この時点からの経過時間をマイクロコンピュータであるコントローラ７で計測する。

補正率データ抽出部１６は、回転数補正率データテーブル１７を読み出してこの時間経過に従う補正率データを抽出する。そして、当該抽出された補正率データが補正回転数生成部１８に出力される。

補正回転数生成部１８は、回転数設定部１２で設定された目標回転数に対して補正率データを乗算して計算された値を補正した目標回転数として正弦波データ作成部１４に出力する。

図７には、本発明の実施の形態に従う回転数補正率データテーブルの数値が示されている。

具体的には１０ｍｓを一周期として、０．２ｍｓ毎の数値が示されている。
当該回転数補正率データテーブルの数値は、モータ電流の脈動を低減し、モータが安定して駆動できる値を予め実験により求めたものである。

図６（ｄ）は、０％を基準とした場合の図７の補正率データに基づく回転数補正率データ線である。

図６（ｄ）に示されるように、回転数補正率データ線は、直流電圧波形に合わせたデータ線であり、ゼロクロス点の場合に最も回転数補正率が大きくなるように設定されている。

例えば、補正前回転数が２８００ｒｐｍで、経過時間５．０ｍｓの場合は、図７より補正率データが１８．１７％であるため、回転数補正値は、２８００ｒｐｍ×１８．１７％＝約５０９ｒｐｍとなる。

補正後回転数は、２８００ｒｐｍ＋５０９ｒｐｍ＝３３０９ｒｐｍとなる。
また、経過時間１０ｍｓすなわち０ｍｓの場合には、図７より補正率データが−３１．８３％であるため回転数補正値は、２８００ｒｐｍ×（−３１．８３％）＝約−８９１ｒｐｍとなる。

補正後回転数は、２８００ｒｐｍ＋（−８９１）＝１９９９ｒｐｍとなる。
ここで、回転数１９９９ｒｐｍ時のインバータの出力周波数は４極モータであるため、６６．６３Ｈｚとなる。したがって、インバータの周波数は直流電圧のリプルの周波数（１００Ｈｚ）よりもかなり離れた値に設定される。

すなわち、本例においては、ゼロクロス点を検出して、ゼロクロス点において直流電圧が０Ｖに落ち込む際の補正率データを最も大きくして、直流電圧のリプルの周波数よりもかなり離れた値とすることにより、電流波形について脈動を抑制して、振幅が一定の安定した波形を検出することが可能となる。

図８を用いて、本発明の実施の形態における直流電圧波形とＵ相モータ電流の関係を示す図である。

図８（ａ）を参照して、図１２（ａ）にも示されるように直流電圧に大きなリプルが発生するが、上記で説明した方式に従って目標回転数を補正することにより、図８（ｂ）に示されるようにモータ電流の脈動を大幅に低減することが可能である。ここでは、Ｕ相モータ電流の電流値が−１０Ａから１０Ａの範囲内に収められている場合が示されている。

これにより、モータの安定駆動が実現でき、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。

また、図６（ｅ）には、補正前回転数と補正後回転数との関係が示されている。
ここで、図７に示す回転数補正率データテーブルは、補正率データの平均値が概ね０となるように設定する。具体的には、ゼロクロス点近傍においては、回転数を下げる一方、ゼロクロス点から離れている期間において回転数を上げることにより、平均回転数（補正後回転数の平均値）とモータの回転数指令値（補正前回転数）の差を概ね無くすことができる。

例えば、平均回転数と回転数指令値とに差が生じると、モータの出力を精度良く制御することが困難になる。

例えば、冷蔵庫の圧縮機用のモータ駆動装置の場合を例に挙げると、平均回転数が回転数指令値より小さいときは冷却不足の状態になり、平均回転数が回転数指令値より大きいときは冷却過剰の状態となるが、差を概ね無くすことにより、全体的にモータの回転数を目標回転数とすることが可能であるため精度の高い制御が可能となる。

また、本例においては、一例として１つの回転数補正率データテーブルについて説明したが、目標回転数に応じて回転数補正率データテーブルを設けるようにすることも可能である。

図９には、モータの回転数指令値（補正前回転数）に応じて変更可能な複数の回転数補正率データテーブルが示されている。

目標回転数に対するインバータの出力周波数が直流電圧のリプルの周波数に近い値でない場合、例えば目標回転数が２０００ｒｐｍ未満の場合あるいは４０００ｒｐｍ以上の場合には、補正率データの範囲も小さくすることが可能である。

なお、上記の回転数補正率データテーブルの値は、モータ電流の変動が低減しモータが安定して駆動できる値を予め実験を行い決定することが可能である。

上述の如く、本実施形態では、従来の構成の如くコイルを用いず、また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いることが可能となり、その場合に直流電圧に大きなリプルが発生している条件においても、モータの安定駆動が実現でき、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。また、モータの出力を精度良く制御できる。

また、インバータの母線間に従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いることで、小型、軽量、低コストなインバータ装置を実現することが可能である。

また、検出した交流電圧／電流位相差情報を用いてインバータ制御を行うことで、低騒音、低振動、高効率である正弦波通電をはじめとする１８０度通電によるモータ駆動において、ロータ位置を検知するセンサを用いず、安定な回転を行うことが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ モータ、２ インバータ、３ コンバータ回路、４ 交流電源、５ 電流センサ、６ モータ電流検出アンプ部、７ コントローラ、８ 位相差検出部、９ 目標位相差情報格納部、１０ 加算部、１１ ＰＩ演算部、１２ 回転数設定部、１３ 正弦波データテーブル、１４ 正弦波データ作成部、１５ ＰＷＭ作成部、１６ 補正率データ抽出部、１７ 回転数補正率データテーブル、１８ 補正回転数生成部、２０ 全波整流回路、３０ ゼロクロス検出部、３２ 電圧センサ。

Claims (5)

1. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路と接続され、前記整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御する制御装置と、
   前記単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、
   前記制御装置は、
   前記モータの回転数を設定する回転数設定手段と、
   前記ゼロクロス点検出回路の前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて複数回、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する回転数補正手段とを含む、モータ制御装置。
2. 単相交流電源を入力とする整流回路と、
   前記整流回路と接続され、前記整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御する制御装置と、
   前記単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、
   前記制御装置は、
   前記モータの回転数を設定する回転数設定手段と、
   前記ゼロクロス点検出回路の前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する回転数補正手段とを含み、
   前記回転数補正手段は、前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に従って予め規定された補正率データテーブルの補正率に基づいて目標回転数を補正する、モータ制御装置。
3. 前記補正率は、前記目標回転数に対する前記補正率データテーブルに規定された補正率の合計が概ね０となる値に規定される、請求項２記載のモータ制御装置。
4. 前記補正率データテーブルは、目標回転数毎に設けられる、請求項２または３に記載のモータ制御装置。
5. 前記インバータの母線間には極めて小容量のコンデンサを接続する、請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置。

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