JP4674103B2 - 受信装置及び受信信号の処理方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置及び受信信号の処理方法に関し、詳しくは複数のチャネルを含む受信信号に対する受信装置及び受信信号の処理方法に関する。

近年、より高品位なデジタル情報を提供するために、送受信するデジタル情報の量が増大している。大量の情報量を効率よく伝送するための一手法として、振幅変調と位相変調とにより情報を送信するＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式が一般的に用いられている。

４つの異なる位相に値を割り当てることにより１回の変調で４値（２ビット）のデータを送受信するＱＰＳＫ変復調（Quadrature Phase Shift Keying）が、デジタル衛星放送等に現在用いられている。しかし外乱が少ないＣＡＴＶでは、より効率よくデータを転送するために、振幅と位相との両方を変調するＱＡＭ変復調が用いられている。ＱＡＭ変復調では、搬送波の振幅と位相との両方の変化にビットを割り当てて情報を表現するので、限られた帯域幅で効率よくデータを転送することができる。

このようなＱＡＭ変復調のうち、異なる振幅と位相とを有する６４個の波形パターンにより６４値の情報を送受信できるようにした６４ＱＡＭが、現在主流として用いられている。更に将来的には、データ値の数を更に大きくした２５６ＱＡＭや１０２４ＱＡＭが用いられると予想されている。

これらの大きなデータ値数のＱＡＭ変復調を実現するためには、伝送路や受信機等に高いＳＮＲ（信号対雑音比）が要求される。従って、如何にＳＮＲの劣化を防ぐかが、高品質な情報伝送システムを実現するうえでの重要な課題となる。

図１は、従来のＣＡＴＶ受信装置の構成の一例を示したブロック図である。

図１のＣＡＴＶ受信装置は、チューナー部１０及び復調部２０を含む。チューナー部１０は、バンドパスフィルタ１１、第１のアンプ１２、第１のミキサ１３、第２のアンプ１４、第３のアンプ１５、第２のミキサ１６、第４のアンプ１７、及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１８及び１９を含み、例えば外付けのＳＡＷフィルタ（Surface Acoustic Wave filter：弾性表面波フィルタ）３０及び３１が設けられている。復調部２０は、Ａ／Ｄ変換器２１及び復調器２２を含む。

バンドパスフィルタ１１は、受信信号の周波数成分のうち、ＣＡＴＶの有効チャンネルの範囲のみを通過させる。次段の第１のアンプ１２は、バンドパスフィルタ１１の出力信号を所望のレベルまで増幅する。第１のミキサ１３は、第１のアンプ１２の出力信号にＶＣＯ１８が生成するローカル周波数を掛けることにより、周波数変換を行う。これにより、選択したチャンネル（希望波）が、ＳＡＷフィルタ３０の中心周波数に合うように位置される。第２のアンプ１４で増幅した後の信号をＳＡＷフィルタ３０で処理することにより、希望波以外の周波数（妨害波）を抑圧する。

第３のアンプ１５は、ＳＡＷフィルタ３０による信号損失を補うために信号を増幅する。第２のミキサ１６は、第３のアンプ１５の出力信号にＶＣＯ１９が生成するローカル周波数を掛けることにより、周波数変換を行い中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）の信号を生成する。このＩＦ信号周波数は、欧州では約３６ＭＨｚ、米国では約４４ＭＨｚが一般的である。従って、これらの周波数に一致した中心周波数を有するＳＡＷフィルタ３１が一般に用いられる。

ＩＦ信号に変換された希望波は、第４のアンプ１７により増幅されて復調部２０に供給される。復調部２０において、Ａ／Ｄ変換器２１が供給された信号をＡ／Ｄ変換しデジタル信号を生成する。復調器２２は、このデジタル信号に対して、タイミング再生、波形等化、識別処理などを実行して、処理後の信号を出力する。

復調部２０における受信信号のＳＮＲは、ＩＦ信号周波数、信号速度（シンボルレート）、及びＡ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波数に応じて変化する。従って、最適なＳＮＲを実現するためには、ＩＦ信号周波数、信号速度（シンボルレート）、及びサンプリング周波数を調整する必要がある。

信号速度（シンボルレート）は送信側システムの仕様で決まるものであり、受信側で調整できるものではない。またサンプリング周波数は、Ａ／Ｄ変換器２１に固有のものであり、基本的には固定の値である。サンプリング周波数を可変とするためには、その機能を実現するための特別の回路構成及び発振器が必要となり、コスト的に好ましくない。

またＩＦ信号周波数は、ＳＡＷフィルタ３１の中心周波数に合わせるように設定されるものであり、可変とすることができない。即ち、ＳＡＷフィルタは、振動エネルギーが圧電性結晶の表面に集中して伝搬する弾性波を利用することにより、ある特定の周波数の信号のみを通すフィルタであり、この特定の周波数を可変とすることはできない。

従って、図１に示すような従来のＣＡＴＶ受信装置の構成では、最適なＳＮＲを実現することができないという問題がある。

なお特許文献１には、受信装置において周波数選択用のＳＡＷフィルタを不要とした構成が示される。
特開２０００−０９２０２１号公報

以上を鑑みて本発明は、受信信号のＳＮＲを最適化することが可能な受信装置を提供することを目的とする。

本発明による受信装置は、複数のチャネルを含む受信信号の受信端に結合され該受信信号を所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限した信号を出力端に出力する帯域制限周波数が可変なバンドパスフィルタと、該バンドパスフィルタの該出力端に結合され該帯域制限された信号を周波数変換して得た中間周波数信号を出力端に出力する周波数変換ユニットと、該受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔に応じて該周波数変換ユニットを制御することにより該中間周波数信号の中間周波数を調整するコントロールユニットを含むことを特徴とする。

また本発明による受信信号の処理方法は、複数のチャネルを含む受信信号を所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限して帯域制限信号を生成し、該帯域制限信号を周波数変換して中間周波数信号を生成し、該中間周波数信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を生成し、該デジタル信号をデジタルフィルタ処理することにより該所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限し、該受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔に応じて該中間周波数信号の中間周波数を調整する各段階を含むことを特徴とする。

本発明の少なくとも１つの実施例によれば、受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔に応じて中間周波数信号の中間周波数を調整することにより、所望の中間周波数を実現し、Ａ／Ｄ変換後のＳＮＲを最適化することができる。この際、中間周波数信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を生成し、デジタル信号をデジタルフィルタ処理することにより所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限することで、ＳＡＷフィルタを用いることなく所望のチャネルに対して十分な周波数選択性を実現することができる。

このように受信信号のＳＮＲを最適化することで、多値化伝送により高品質な情報伝送を実現するためのシステム設計及び復調部設計が容易になる。またＳＡＷフィルタが不要となることにより、チューナー部及び復調部を１つのチップとして実現することが可能となり、コストを削減することができる。

以下に、本発明の実施例を添付の図面を用いて詳細に説明する。

図２は、本発明によるＣＡＴＶ受信装置の構成の一例を示すブロック図である。図２の構成は例えばＣＡＴＶ受信装置を想定したものであるが、本発明はＣＡＴＶに限られるものではなく受信装置一般に適用可能なものである。

図２のＣＡＴＶ受信装置は、チューナー部４０、復調部５０、及びコントローラ６０を含む。チューナー部４０は、バンドパスフィルタ４１、第１のアンプ４２、バンドパスフィルタ４３、第２のアンプ４４、ミキサ４５、第３のアンプ４６、及びＶＣＯ４７を含む。復調部５０は、Ａ／Ｄ変換器５１及びデジタルフィルタ＆復調器５２を含む。

バンドパスフィルタ４１は、受信信号の周波数成分のうち、ＣＡＴＶの有効チャンネルの範囲のみを通過させる。即ちバンドパスフィルタ４１は、ＣＡＴＶにおいて運用されている帯域（５０ＭＨｚ〜８５０ＭＨｚ）の周波数成分を通過し、それ以外の周波数成分を抑圧する。次段の第１のアンプ４２は低雑音増幅器であり、バンドパスフィルタ４１の出力信号を所望のレベルまで増幅する。

バンドパスフィルタ４３は、可変帯域を有するものであり、希望のチャネルに対応する周波数を選択的に通過させる。即ちバンドパスフィルタ４３は、希望するチャンネルの周波数成分近傍のみ通過させ、それ以外のチャンネルの周波数成分を抑圧する機能を有するものである。バンドパスフィルタ４３はＩＣチップ内部に実装してよく、また或いはチップ外部の部品として構成してもよい。ＬＣフィルタとして実現した場合、容量Ｃを可変とすることにより、中心周波数可変な構成を実現できる。

受信信号の周波数帯域が広いので、バンドパスフィルタ４３として複数のバンドパスフィルタを用意し、それぞれ対応する周波数帯域についてフィルタ処理を行う構成としてもよい。バンドパスフィルタ４３の帯域内及び帯域外における信号の減衰量は、復調部５０のＡ／Ｄ変換器５１等の後段の回路が飽和しないような大きさに設定する。

第２のアンプ４４は、バンドパスフィルタ４３の出力を所望のレベルまで増幅する。第２のアンプ４４の利得は、バンドパスフィルタ４３の損失及びチューナー部４０全体の利得配分を考慮して設定される。

ミキサ４５は、第２のアンプ４４の出力信号にＶＣＯ４７が生成するローカル周波数を掛けることにより、周波数変換を行い中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）の信号を生成する。ＶＣＯ４７はコントローラ６０により制御され、ＶＣＯ４７が発振するローカル周波数はコントローラ６０が指示する周波数に設定される。ローカル周波数の設定については後ほど詳細に説明する。

ミキサ４５においては、入力信号周波数とローカル周波数との和成分及び差成分が生成されるので、不要な方の周波数帯はフィルタにより抑圧する。第３のアンプ４６は、ミキサ４５の出力を増幅することで、ミキサ４５による損失を補償するとともに、復調部５０との信号レベルを一致させる。

復調部５０においては、Ａ／Ｄ変換器５１が、チューナー部４０から供給されたアナログＩＦ信号をデジタル信号に変換する。バンドパスフィルタ４３の周波数特性はＳＡＷフィルタの周波数特性と比較してなだらかである（周波数選択性が弱い）ので、Ａ／Ｄ変換器５１の出力には希望波以外の妨害波も存在している。デジタルフィルタ＆復調器５２は、まず狭帯域なデジタルフィルタにより妨害波を抑圧して希望波だけを抽出し、抽出された希望波に対してタイミング再生（キャリア再生）、波形等化、識別処理などの復調処理を実行して、復調処理された信号を出力する。

復調部５０のＡ／Ｄ変換器５１においては、希望波及び妨害波を含む信号が入力されても飽和しないように、適宜ＡＧＣ制御を実行して入力側の信号レベルを適切なレベルに設定する必要がある。上述のようにデジタルフィルタ＆復調器５２において妨害波成分をデジタルフィルタリング処理により取り除くため、Ａ／Ｄ変換器５１の出力ビット数は、希望波を所望のＳＮＲで表現可能なビット数だけでなく、妨害波をも含めて表現可能なビット数とする必要がある。例えば希望波を８ビットで表現したい場合、妨害波の混入により信号レベルが希望波のレベルの２倍になるとすると、Ａ／Ｄ変換器５１の出力ビット数としては９ビットが必要となる。

コントローラ６０は、デジタルフィルタ＆復調器５２の復調動作に必要なシンボルレート情報をデジタルフィルタ＆復調器５２に供給する。更にコントローラ６０は、シンボルレートやチャネル間隔等に応じてＶＣＯ４７のローカル周波数を制御するために、シンボルレートやチャネル間隔等に応じた制御信号をＶＣＯ４７に供給する。このようにしてコントローラ６０によりＶＣＯ４７を制御することで、所望の中間周波数を実現し、Ａ／Ｄ変換後のＳＮＲを最適化することができる。なお所望の中間周波数を実現するためのローカル周波数の制御に関わるパラメータには、シンボルレート（信号速度）、チャネル間隔、及びサンプリング周波数が含まれる。しかし一般に、サンプリング周波数は装置毎に固定であるので、以下の説明において特に必要ない限りはパラメータとしてサンプリング周波数については言及しない。

以下に、ＳＮＲを最適化するための中間周波数の制御について説明する。

図３は、復調部５０のＡ／Ｄ変換器５１へ入力される信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。図３に示される周波数スペクトルは、チューナー部４０への入力時点での受信信号中の希望波（希望チャネル）及び妨害波（他のチャネル）は全て同じ信号レベルとし、各チャンネルの間隔を８ＭＨｚ、ＩＦ信号の周波数を１２ＭＨｚ、チューナー部４０のバンドパスフィルタ４３の可変通過帯域を１０ＭＨｚとしたものである。

図３において、受信信号の周波数スペクトルは複数のチャネルに対応した８ＭＨｚ間隔の複数のバンドからなっており、各バンド間は分離されている。ＩＦ信号の周波数が１２ＭＨｚとなるように設定されており、スペクトルのピークの位置は１２ＭＨｚとなっている。図３に示されるように、希望波の成分（１２±３．５ＭＨｚの成分）以外にも、そのスペクトルの両側に妨害波の成分が残っている。

図４は、Ａ／Ｄ変換器５１によるサンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。図４では、図３と同様に各チャンネルの間隔を８ＭＨｚ、ＩＦ信号の周波数を１２ＭＨｚとし、サンプリング周波数を４８ＭＨｚとした場合の折り返し雑音を示してある。

希望波帯域（１２±３．５MHｚの成分）を領域Ｓとして示してある。サンプリング周波数ｆｓを４８ＭＨｚとしてサンプリングすると、図４に示されるスペクトルを４８ＭＨｚの間隔で複数個重ね合わせるようにして折り返し雑音が発生する。折り返し雑音として図４に示されるスペクトルの希望波帯域の領域Ｓと重なってくる領域（干渉する領域）は、図４に示す領域Ｎ１、Ｎ２、及びＮ３であり、それぞれ−ｆｓ＋ＩＦ（−３６ＭＨｚ）、−ＩＦ（−１２ＭＨｚ）、及びｆｓ−ＩＦ（３６ＭＨｚ）の位置を中心とする±４ＭＨｚの領域である。従って、折り返し雑音による雑音成分と希望波の信号成分とのＳＮＲは、
ＳＮＲ = Ｓ／（Ｎ１＋Ｎ２＋Ｎ３） （１）
として表される。

図５は、別の条件においてサンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。図５では、図４と同様に各チャンネルの間隔が８ＭＨｚ、サンプリング周波数が４８ＭＨｚであるが、ＩＦ信号の周波数を６ＭＨｚに設定した場合の折り返し雑音を示してある。

希望波帯域（６±４ＭＨｚの成分）を領域Ｓとして示してある。サンプリング周波数ｆｓを４８ＭＨｚとしてサンプリングすると、図５に示されるスペクトルを４８ＭＨｚの間隔で複数個重ね合わせるようにして折り返し雑音が発生する。折り返し雑音として図５に示されるスペクトルの希望波帯域の領域Ｓと重なってくる領域は、図５に示す領域Ｎ１、Ｎ２、及びＮ３であり、それぞれ−ｆｓ＋ＩＦ（−４２ＭＨｚ）、−ＩＦ（−６ＭＨｚ）、及びｆｓ−ＩＦ（４２ＭＨｚ）の位置を中心とする±４ＭＨｚの領域である。この場合の、折り返し雑音による雑音成分と希望波の信号成分とのＳＮＲは、図４の場合と同様に式（１）によって表現される。

図５を図４とで、折返し雑音の量を比較すると、領域Ｎ１については同じ、領域Ｎ２についてはＩＦ＝６ＭＨｚの場合の方が大きく、領域Ｎ３についてはＩＦ＝１２ＭＨｚの場合の方が大きい。しかしこの場合、ＩＦ＝６ＭＨｚの領域Ｎ２が非常に大きいために、総合的なＳＮＲは、ＩＦ＝１２ＭＨｚの場合の方が良い値（大きなＳＮＲ値）となる。

図６は、信号速度６．９Ｍｂａｕｄの場合についてサンプリング周波数をパラメータとしてＩＦ周波数に対するＳＮＲ特性を示した図である。

図６から分かるように、信号速度がチャンネル間隔に近い場合には、ＩＦ周波数に対するＳＮＲは山状の特性を示し、そのピークはサンプリング周波数ｆｓの１／４に位置している。即ち、サンプリング周波数ｆｓが４８ＭＨｚの場合には１２ＭＨｚにピークが存在し、サンプリング周波数ｆｓが４０ＭＨｚの場合には１０ＭＨｚにピークが存在し、サンプリング周波数ｆｓが３２ＭＨｚの場合には８ＭＨｚにピークが存在し、サンプリング周波数ｆｓが２４ＭＨｚの場合には６ＭＨｚにピークが存在している。

狭帯域なバンドパスフィルタ通過後のスペクトルでは、希望波の中心周波数に近い帯域での周波数成分は無視できないが、希望波の中心周波数から遠い帯域での周波数成分は無視できると考えられる。従って、折り返し雑音に関与する領域が、希望波の中心周波数の近くにはなるべく存在しない条件が好ましい。具体的には希望波の中心周波数を基点として、負側の１番目の折返し雑音領域Ｎ２の中心周波数までの周波数差と、正側の１番目の折返し雑音領域Ｎ３の中心周波数までの周波数差とが等しい場合が、折返し雑音量としては最小となる。

即ち、ＩＦ信号周波数をＩＦ、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をｆｓ、負側の１番目の折返し雑音領域の中心周波数をＡ、正側の１番目の折返し雑音領域の中心周波数をＢとすると
ＩＦ−Ａ=Ｂ−ＩＦ
であり、ここでＡは−ＩＦ、Ｂはｆｓ−ＩＦであるから、これを上式に代入して、
ＩＦ＝ｆｓ／４ （２）
が得られる。

図７は、信号速度が２Ｍｂａｕｄにおいてサンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。図７では、図４と同様に各チャンネルの間隔が８ＭＨｚ、サンプリング周波数が４８ＭＨｚで、ＩＦ信号の周波数が１２ＭＨｚである。但し図４では信号速度が６．９Ｍｂａｕｄであったのに対して、図７では信号速度が２Ｍｂａｕｄであり、各チャネルの帯域が狭く集中した形状となっている。

図７において、希望波帯域（中心周波数１２ＭＨｚ）の領域Ｓに折り返し雑音として重なってくる領域は、領域Ｎ１、Ｎ２、及びＮ３であり、それぞれ−ｆｓ＋ＩＦ（−３６ＭＨｚ）、−ＩＦ（−１２ＭＨｚ）、及びｆｓ−ＩＦ（３６ＭＨｚ）の位置を中心とする領域である。この場合の、折り返し雑音による雑音成分と希望波の信号成分とのＳＮＲは、図４の場合と同様に式（１）によって表現される。

図８は、別の条件においてサンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。図８では、図７と同様に各チャンネルの間隔が８ＭＨｚ、サンプリング周波数が４８ＭＨｚ、信号速度が２Ｍｂａｕｄである。但し図７ではＩＦ信号の周波数が１２ＭＨｚであったのに対して、図８ではＩＦ信号の周波数が１１ＭＨｚに設定されている。

図８において、希望波帯域（中心周波数１１ＭＨｚ）の領域Ｓに折り返し雑音として重なってくる領域は、領域Ｎ１、Ｎ２、及びＮ３であり、それぞれ−ｆｓ＋ＩＦ（−３７ＭＨｚ）、−ＩＦ（−１１ＭＨｚ）、及びｆｓ−ＩＦ（３７ＭＨｚ）の位置を中心とする領域である。この場合の、折り返し雑音による雑音成分と希望波の信号成分とのＳＮＲは、図４の場合と同様に式（１）によって表現される。

図７と図８との両方において、チャンネル間隔が８ＭＨｚであるために、チャンネル間隔から信号速度を引いた６ＭＨｚの領域には信号成分が存在しない。図７に示される条件では、折返し雑音となる領域Ｎ１乃至Ｎ３が、信号成分の存在する位置にちょうど重なってしまっている。それに対して図８に示される条件では、折返し雑音となる支配的領域Ｎ２乃至Ｎ３が、信号成分の存在しない位置に対応している。この図８に示される場合のように、折返し雑音となる領域Ｎ１乃至Ｎ３に信号が存在しないようにＩＦを設定することにより、ＳＮＲを最大にすることが可能となる。

図９は、信号速度２Ｍｂａｕｄの場合についてサンプリング周波数をパラメータとしてＩＦ周波数に対するＳＮＲ特性を示した図である。

図９から分かるように、信号速度がチャンネル間隔より十分に小さい場合には、ＩＦ周波数に対するＳＮＲは山と谷を繰り返す特性を示し、そのピークはサンプリング周波数ｆｓに殆んど依存しない。即ち、図９の例では、サンプリング周波数ｆｓが４８ＭＨｚの場合、４０ＭＨｚの場合、３２ＭＨｚの場合、２４ＭＨｚの場合の何れの場合においても、ピークの位置は６ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１４ＭＨｚとなっている。

ＳＮＲを最適化するために必要なＩＦ信号周波数は、信号速度をＳＲ、チャンネル間隔をｆｓｐａｃｅ、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をｆｓとすると、
ＳＲ≦ｆｓｐａｃｅ／２の場合：
IF1=(fspace+fspace+fspace/2)/2±(fspace/2)×N
=5×fspace/4±(fspace/2)×N （３）
ＳＲ＞ｆｓｐａｃｅ／２の場合：
IF2=IF1+(SR−fspace/2)/2 （４）
で与えられる。但しＮは任意の整数である。

前述のように、通常、Ａ／Ｄ変換器５１のサンプリング周波数ｆｓは固定である。従ってコントローラ６０は、デフォールトでＩＦ信号周波数が上記式（２）に示すｆｓ／４になるように、ＶＣＯ４７が生成するローカル周波数の基本周波数を設定しておけばよい。更にチャネル間隔と信号速度との相対的な大きさに応じて、式（３）又は式（４）に基づきチャネル間隔及び信号速度に応じたＩＦ信号周波数を算出し、この算出したＩＦ信号周波数とデフォールトのＩＦ信号周波数との差分を、基本周波数に反映させるよう制御すればよい。即ち、この差分に相当する分を電圧に変換し、この電圧をＶＣＯ４７のリファレンス電圧の変化分として与えればよい。

この場合、コントローラ６０は例えばソフトウェアに基づく処理により、上記式の演算を実行し、更には制御動作を実行すればよい。或いはコントローラ６０は、例えばテーブル形式で所定のパラメータと制御信号との対応関係をメモリに保持しておき、このテーブルを参照することで、制御動作を実行するように構成してもよい。

図１０は、復調部５０及びコントローラ６０の構成の一例を示す図である。図１０の構成では、例えば復調部５０とコントローラ６０とを１つのチップで構成し、制御動作の主体となるＣＰＵ７１及びテーブルを格納するＲＡＭ７２を、チップの外部に設けた構成となっている。しかしながら機能的には、ＣＰＵ７１及びテーブルを格納するＲＡＭ７２をも含めた制御動作を実行する構成の全体を、コントローラ６０であると考えてもよい。

復調部５０とコントローラ６０とを構成するチップは、Ｉ／Ｏ６１、レジスタ６２、レジスタ６３、Ｉ／Ｏ６４、Ｄ／Ａ６５、Ａ／Ｄ変換器５１、及びデジタルフィルタ＆復調器５２を含む。Ｉ／Ｏ６１、レジスタ６２、レジスタ６３、Ｉ／Ｏ６４、及びＤ／Ａ６５からなる部分がコントローラ６０に相当し、Ａ／Ｄ変換器５１及びデジタルフィルタ＆復調器５２が復調部５０に相当する。

ＲＡＭ７２には、例えばチャネル間隔及び信号速度等のパラメータに対応付けて制御コードが規定されたテーブルが格納されている。ＣＰＵ７１はユーザコマンドに応じてＲＡＭ７２を参照することにより、当該受信装置が受信する信号のチャネル間隔及び信号速度等のパラメータに応じた制御コードを獲得する。ＣＰＵ７１は、獲得した制御コードをＩ／Ｏ６１を介してレジスタ６２に書き込む。このレジスタ６２の制御コードの値は、Ｉ／Ｏ６４及びＤ／Ａ６５を介してアナログ電圧に変換されて、ＶＣＯ４７に供給される。ＶＣＯ４７の発振するローカル周波数により、ミキサ４５がミキシング処理を実行する。これにより、チャネル間隔及び信号速度等のパラメータに応じたＩＦ信号周波数を生成し、最適なＳＮＲを実現することができる。

またＣＰＵ７１は、現在のシンボルレートに関するデータをＩ／Ｏ６１を介してレジスタ６３に書き込む。デジタルフィルタ＆復調器５２は、レジスタ６３の内容に基づいて、現在のシンボルレートに応じた所定の復調処理を実行する。

図１１は、チャネル間隔と信号速度とに対応付けて制御コードが規定されたテーブルの一例を示す図である。このテーブルは図１０のＲＡＭ７２に格納される。

図１１に示すテーブルには、チャネル間隔、信号速度ＳＲ、最適な中間周波数ＩＦ、例としてＩＦのデフォールト値として設定した１０MＨｚからの最適な中間周波数ＩＦの差分、及び対応する制御コードが、互いに関連付けて格納されている。例えば、チャネル間隔が８ＭＨｚで信号速度ＳＲが２．０Ｍｂａｕｄの場合、最適ＩＦは１０ＭＨｚであり、デフォールト値からの差分はゼロ、制御コードは“００００００００”である。またチャネル間隔が８ＭＨｚで信号速度ＳＲが６．９Ｍｂａｕｄの場合、最適ＩＦは１１．４５ＭＨｚであり、デフォールト値からの差分は１．４５、制御コードは“００００１０００”である。最適ＩＦの値は前述の式に基づく計算、種々の条件を設定して行った実験、或いはシミュレーション等により、予め求めておけばよい。

図１２は、各チャネルとローカル周波数との対応を示すテーブルである。このテーブルは図１０のＲＡＭ７２に格納される。

図１２のテーブルには例としてチャネル１８乃至２０が示される。これらのチャネルに対してＩＦ信号周波数１０ＭＨｚを実現するために必要なローカル周波数が、各チャネルに対応付けて格納されている。例えばチャネル１８については、４９６ＭＨｚのローカル周波数を用いることで、ＩＦ信号周波数１０ＭＨｚを実現できることを示している。またこれに対応するコード“０００００１００００”は、これを図１０のレジスタ６２に書き込むことで、４９６ＭＨｚのローカル周波数をＶＣＯ４７に発生させるようなコードである。

図１１のテーブルのコードＣ１と図１２のテーブルのコードＣ２とに基づいて演算することで、最適なＩＦを実現するためのコードＣ３を生成する。チャネル間隔が８ＭＨｚで信号速度ＳＲが６．９Ｍｂａｕｄの場合を例にとると、最適ＩＦは１１．４５ＭＨｚであり、デフォールト値からの差分は１．４５、制御コードは“００００１０００”である。チャネル１９に対してデフォールトのＩＦ信号周波数１０ＭＨｚを実現するために必要なコードは、“０００００１００１０”である。従って、デフォールトＩＦ周波数からの差分（１．４５ＭＨｚ）に対応する制御コード“００００１０００”をデフォールトＩＦ周波数（１０ＭＨｚ）実現に必要なコード“０００００１００１０”に組み合わせることで（例えば加減算することで）、所望のＩＦ周波数（１１．４５ＭＨｚ）を実現するために必要な制御コードＣ３を生成することができる。

図１３は、図１０のレジスタ６２に書き込む制御コードの値と、ＶＣＯ電圧、及びローカル周波数の関係を示す図である。例えば、上記のようにして制御コードＣ１及びＣ２から求めた制御コードＣ３が“００００００００１０”である場合、この制御コードを図１０のレジスタ６２に書き込むことにより、Ｄ／Ａ６５からＶＣＯ４７に供給されるＶＣＯ電圧は０．１５Ｖとなる。またこの場合、ＶＣＯ４７が発振するローカル周波数は５６．０３ＭＨｚとなる。

このようにして、図１１のテーブルのコードＣ１と図１２のテーブルのコードＣ２とに基づいて最適なＩＦを実現するためのコードＣ３を生成し、コードＣ３を図１０のレジスタ６２に書き込むことにより、チャネル間隔及び信号速度等のパラメータに応じたＩＦ信号周波数を生成し、最適なＳＮＲを実現することができる。なおパラメータはチャネル間隔及び信号速度に限られるものではなく、サンプリング周波数を含むような構成としてもよい。

以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で様々な変形が可能である。

従来のＣＡＴＶ受信装置の構成の一例を示したブロック図である。 本発明によるＣＡＴＶ受信装置の構成の一例を示すブロック図である。 復調部のＡ／Ｄ変換器へ入力される信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。 サンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。 信号速度６．９Ｍｂａｕｄの場合についてサンプリング周波数をパラメータとしてＩＦ周波数に対するＳＮＲ特性を示した図である。 信号速度が２Ｍｂａｕｄにおいてサンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。 サンプリングにより発生する折返し雑音に寄与する成分を示す図である。 信号速度２Ｍｂａｕｄの場合についてサンプリング周波数をパラメータとしてＩＦ周波数に対するＳＮＲ特性を示した図である。 復調部及びコントローラの構成の一例を示す図である。 チャネル間隔と信号速度とに対応付けて制御コードが規定されたテーブルの一例を示す図である。 各チャネルとローカル周波数との対応を示すテーブルである。 制御コードの値と、ＶＣＯ電圧、及びローカル周波数の関係を示す図である。

符号の説明

４０ チューナー部
４１ バンドパスフィルタ
４２ 第１のアンプ
４３ バンドパスフィルタ
４４ 第２のアンプ
４５ ミキサ
４６ 第３のアンプ４６
４７ ＶＣＯ
５０ 復調部
５１ Ａ／Ｄ変換器
５２ デジタルフィルタ＆復調器
６０ コントローラ

Claims (10)

1. 複数のチャネルを含む受信信号の受信端に結合され該受信信号を所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限した信号を出力端に出力する帯域制限周波数が可変なバンドパスフィルタと、
   該バンドパスフィルタの該出力端に結合され該帯域制限された信号を周波数変換して得た中間周波数信号を出力端に出力する周波数変換ユニットと、
   該受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔に応じて該周波数変換ユニットを制御することにより該中間周波数信号の中間周波数を調整するコントロールユニット
   を含むことを特徴とする受信装置。
2. 該周波数変換ユニットの該出力端に結合され該中間周波数信号をＡ／Ｄ変換して得たデジタル信号を出力端に出力するＡ／Ｄ変換器と、
   該Ａ／Ｄ変換器の該出力端に出力され該デジタル信号を該所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限するデジタルフィルタ
   を含むことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 該バンドパスフィルタはＬＣフィルタにより構成されることを特徴とする請求項１記載の受信装置。
4. 該受信信号の該受信端から該Ａ／Ｄ変換器の入力までの間にＳＡＷフィルタを含まないことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
5. 該周波数変換ユニットは、
   入力電圧に応じた周波数で発振するＶＣＯと、
   該ＶＣＯの発振出力を該帯域制限された信号に掛け合わせるミキサ回路
   を含み、該コントロールユニットは該入力電圧を制御することにより該周波数変換ユニットを制御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
6. 該コントローラは、該受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔の少なくとも１つと該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数とに応じて該周波数変換ユニットを制御することにより該中間周波数信号の中間周波数を調整するよう構成されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
7. 該コントローラは、該受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔の少なくとも１つに応じて該周波数変換ユニットを制御することにより、該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング処理において該所望のチャネルの周波数帯域に干渉する折り返し雑音が最小となるように該中間周波数信号の中間周波数を調整するよう構成されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
8. 該コントローラは、該中間周波数が該Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の略１／４となるように該中間周波数信号の中間周波数を調整するよう構成されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。
9. 該信号速度及びチャネル周波数間隔の少なくとも１つと制御コードとを互いに関連付けてメモリに格納し、該メモリから読み出された該制御コードに応じて該コントローラが該周波数変換ユニットを制御することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
10. 複数のチャネルを含む受信信号を所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限して帯域制限信号を生成し、
    該帯域制限信号を周波数変換して中間周波数信号を生成し、
    該中間周波数信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信号を生成し、
    該デジタル信号をデジタルフィルタ処理することにより該所望のチャネルの周波数帯域に帯域制限し、
    該受信信号の信号速度及びチャネル周波数間隔に応じて該中間周波数信号の中間周波数を調整する
    各段階を含むことを特徴とする受信信号の処理方法。

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