JP5213469B2 - 変調装置及び復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、位相変調信号及び振幅変調信号が用いられるミリ波帯に適用される変調装置及び復調装置に関する。

ＩＥＥＥ８０２．１５ Ｔａｓｋ Ｇｒｏｕｐ ３ｃでは、６０ＧＨｚ帯付近のミリ波帯を用いた高速度の無線パーソナル・エリア・ネットワーク（ＷＰＡＮ：Wireless Personal Area Network）の物理層に関する議論が進められている。ミリ波ＷＰＡＮの適用されるアプリケーションとしては、高速インタネット・アクセス、ビデオ・ストリーミング（ビデオ・オン・デマンド、ＨＤＴＶ（High Definition Television）やホーム・シアター）、並びにケーブルに代わる無線データ・バスなどの２Ｇｂｐｓを超える非常に高いデータ転送などが上げられる。

ミリ波ＷＰＡＮの利用に向けて、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＯＯＫ、ＯＦＤＭなどの様々な変調方式が検討されているところである。キオスク・ファイル・ダウンローディングなどのポータブル機器でのミリ波利用では、回路規模が小さく、低消費電力・低コストに向いたＢＰＳＫ、ＱＰＳＫまたはＯＯＫといったシングルキャリア通信方式を装備した機器が望ましい。したがって、キオスク側装置では、ＢＰＳＫやＱＰＳＫといった位相変調方式とＯＯＫのような振幅変調方式の両方の携帯機器と通信できるように実現しなければならない。

図６は、第１の先行技術（特許文献１，特許文献２参照）によるＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０の要部構成を示すブロック図である。図６に示すように、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０は、ＯＯＫ送信データを生成するためのＯＯＫデータ生成部１２と、ＱＰＳＫ送信データを生成するためのＱＰＳＫデータ生成部１３と、スペクトル・マスクに適合するように、ＯＯＫまたはＱＰＳＫデータのパルス波形を整形するための二つのパルス整形部１４−１，１４−２と、パルス整形部１４−１，１４−２を通過したＯＯＫまたはＱＰＳＫデータから高調波成分を除去するための２つの低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１６−１，１６−２と、ＯＯＫデータ又はＱＰＳＫデータに応じてパルス整形部１４−１，１４−２のフィルタ特性を切り換えるフィルタ特性切換部１５と、ＬＰＦ１６−１，１６−２からのＯＯＫデータ又はＱＰＳＫデータをＱＰＳＫ変調するためのＱＰＳＫ変調部１７と、変調指示信号Ｓ１１によりＯＯＫデータ生成部１２、ＱＰＳＫデータ生成部１３、及びフィルタ特性切換部１５を制御するための変調選択部１１とを具備する。

ＱＰＳＫ変調部１７は、ＬＰＦ１６−１，１６−２の出力にそれぞれ接続された２つのミキサ１７−１，１７−２と、ミキサ１７−１，１７−２から出力された信号を足し合わせるための合成器１７−５とを備える。ミキサ１７−１は、発振器１７−３により発生された搬送波に直接接続され、一方、ミキサ１７−２は９０度位相シフタ１７−４を介して搬送波に間接的に接続される。

図６において、変調指示信号Ｓ１１がＯＯＫ変調を指示するとき、変調選択部１１は、ＯＯＫデータ生成部１２を有効にし、ＱＰＳＫデータ生成部１３を無効にする。変調選択部１１は、また、フィルタ特性切換部１５に対してパルス整形部１４−１及び１４−２のフィルタ特性をＯＯＫデータ用に切り換えるように指示する。

ＯＯＫデータ生成部１２は、式（１），（２）により表わされるＩ（ｔ）信号Ｓ１２及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３を出力する。

ここでαは定数であり、Ｄ（ｔ）は０または１のいずれかに値をとる入力データ信号である。ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０の出力ＲＦ信号Ｓ１４は、式（３）のように表わされる。

式（３）から分かるように、出力ＲＦ信号Ｓ１４は、ＯＯＫ変調波の形状となる。

図７は、第２の先行技術（特許文献１，特許文献３参照）による他のＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０の要部構成を示すブロック図である。図６に示したＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０とは異なり、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０は、フィルタ特性切換部１５を削除し、ＱＰＳＫ変調部２６の出力信号Ｓ２４を増幅するための振幅変調部２８を追加した構成を採る。ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０は、また、ＯＯＫ変調波を生成するのに異なる方法を採用する。

図７において、変調指示信号Ｓ２１がＯＯＫ変調を示すとき、ＯＯＫデータ生成部２２は、一般によく知られるように式（４），（５）により表わされるＩ（ｔ）信号Ｓ２２及びＱ（ｔ）信号Ｓ２３を出力する。

ここでφは、例えば４５度といった定数である。式（４）、（５）に示すように、９０度位相差信号の生成方法としては、無線周波数に比し低い周波数の局部発振器を用いて生成したＩＦ（Intermediate Frequency）信号に位相差を付与したり、矩形波の発生タイミングをずらして位相を調整したりして行なわれる。なお、式（４），（５）で示されるＩ（ｔ）信号Ｓ２２及びＱ（ｔ）信号Ｓ２３は、式（１），（２）で示されるＩ（ｔ）信号Ｓ１２及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３とは異なることに注意する。式（４），（５）に基づいて、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０の出力信号Ｓ２４は、式（６）により表わされる。

式（６）から分かるように、出力ＲＦ信号Ｓ２４もまた、ＯＯＫ変調波の形状となる。

図７に示したＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０は、動作安定性という点で、図６に示したＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０よりも優れた利点をもつ。これは、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０は、ＯＯＫ変調を実現するためにＩ（同相成分）及びＱ（直交成分）の両方のブランチを利用し、Ｉ及びＱの両方のブランチは、接地レベル等の変動が互いに補正または相殺されるように互いに同期して動作するとともに、振幅変調部２８において振幅変調を行うからである。しかし、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０の不利なところは、付加的な振幅変調部２８を必要とするために実装の複雑度が増すことである。
米国特許出願公開第２００３／１５７８８８号明細書 特開２００４−１４７０５２号公報 米国特許第７１２０２０２号明細書

しかしながら、図６に示したＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０及び図７に示したＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０はともに、９０度位相シフタ１７−４，２６−４における位相のずれがＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置に及ぼす悪影響を考慮に入れていない。また、９０度位相シフタ１７−４，２６−４における位相ずれに加え、例えば基板上の配線作成精度、部品のばらつきに起因した位相ずれが生じる。このため、これらの位相ずれにより、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０及びＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０の出力信号はＱＰＳＫ変調信号生成時にはＩ／Ｑ信号の直交ずれ、ＯＯＫ変調信号生成時の合成電力の損失（ＯＮ電力の低下）と相殺合成時の抑圧特性劣化（ＯＦＦ電力の増加）、つまりＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を招く可能性がある。

Ｉ／Ｑ信号の直交ずれとＯＮ／ＯＦＦ比の劣化は、特に、電力損失は、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０及びＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０が、高い周波数で動作するほど問題となる。５ＧＨｚ帯のようなマイクロ波帯で動作する場合は周波数を、分周器を用いて低い周波数に変換し、位相比較することが可能となるが、６０ＧＨｚ帯で動作する場合には、分周器を実現すること自体が困難である。また、ＯＮ／ＯＦＦ比の劣化については、例えば、９０度位相シフタ１７−４，２６−４において５度の位相ずれがある場合、６０ＧＨｚのＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０及びＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２０での最大信号電力損失は、およそ５ｄＢになる。なお、この９０度位相シフタの位相ずれが、部品形状といった物理形状によるものであれば、５ＧＨｚ帯での位相ずれは、１／１０以下となり、最大信号電力の損失は非常に小さく、これによる悪影響は無視することができる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、位相変調信号及び振幅変調信号を生成、復調する変調装置及び復調装置において、Ｉ／Ｑ直交ずれの補正と、ＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を低減することができる変調装置及び復調装置を提供することを目的とする。

本発明の変調装置の一つの態様は、振幅変調又は位相変調された無線周波数信号を変調する変調装置であって、搬送波の位相をシフトする位相シフタと、振幅変調モード又は位相変調モードに応じて、Ｉ信号とＱ信号とを生成する生成手段と、前記Ｉ信号と前記搬送波を乗算することにより、第１の混合信号を生成し、前記Ｑ信号と前記位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波とを乗算することにより、第２の混合信号を生成する乗算手段と、前記第１の混合信号と前記第２の混合信号とを足し合わせることにより、無線周波数信号を生成する合成手段と、振幅変調モードの前記無線周波数信号に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する位相制御手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、同相成分であるＩ信号及び直交成分であるＱ信号の両方のブランチを利用して振幅変調信号を生成し、振幅変調信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号との搬送波間の位相ずれを推定して、当該位相ずれが無くなるように位相シフタをチューニングするので、Ｉ信号とＱ信号とが所望の位相差で加算されるようになり、位相ずれによって生じる振幅の減少を抑圧し、電力損失を低減することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、ＯＯＫ変調又はＱＰＳＫ変調された無線周波数信号を生成する変調装置であって、変調方式に応じて、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を生成する信号生成手段と、前記Ｉ信号にベースバンド処理を施し、第１のベースバンド信号を生成する第１のベースバンド処理手段と、前記Ｑ信号にベースバンド処理を施し、第２のベースバンド信号を生成する第２のベースバンド処理手段と、搬送波を生成する局部発振器と、前記搬送波の位相をシフトする位相シフタと、前記局部発振器により生成された前記搬送波と前記第１のベースバンド信号とを乗算して、第１の混合信号を生成する第１のミキサと、前記位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波と前記第２のベースバンド信号とを乗算して、第２の混合信号を生成する第２のミキサと、前記第１の混合信号と前記第２の混合信号とを足し合わせることにより無線周波数信号を生成する合成手段と、前記無線周波数信号に基づいて、前記第１及び第２の混合信号の搬送波間の実際の位相差と、前記第１及び第２の混合信号の搬送波間の目標の位相差との位相ずれを推定し、当該位相ずれが無くなるように、前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相制御手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、同相成分であるＩ信号及び直交成分であるＱ信号の両方のブランチを利用してＯＯＫ変調信号を生成し、ＯＯＫ変調信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号との搬送波間の位相ずれを推定して、当該位相ずれが無くなるように、位相シフタをチューニングするようにしたので、Ｉ信号とＱ信号とが所望の位相差で加算されるようになるため、ＯＯＫ変調時のＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を低減することができるとともに、ＱＰＳＫ変調時のＩ／Ｑ直交ずれの補正することができる。

本発明の復調装置の一つの態様は、振幅変調又は位相変調された無線周波数信号を復調する復調装置であって、搬送波の位相をシフトする位相シフタと、前記無線周波数信号に前記搬送波を乗算しＩ信号を生成し、前記無線周波数信号に前記位相シフタにより位相シフトされた前記搬送を乗算しＱ信号を生成する乗算手段と、前記位相シフタのシフト量を制御する位相制御手段と、を具備し、前記位相制御手段は、振幅変調モードの前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とが同相になるように、前記位相シフタを制御して得られた前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを合成した同相信号に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する構成を採る。

この構成によれば、同相成分であるＩ信号及び直交成分であるＱ信号の両方のブランチを利用して振幅変調信号を復調し、当該振幅変調信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号との搬送波間の位相ずれを推定して、当該位相ずれが無くなるように位相シフタをチューニングするので、ＱＰＳＫ信号を受信した際にも良好な直交度でＩ／Ｑ信号を出力することが可能となり、直交ずれによる復調性能の劣化を低減することができる。

本発明によれば、ＱＰＳＫ変調信号及びＯＯＫ変調信号を生成、復調する変復調装置において、直交するＩ信号およびＱ信号でＱＰＳＫ変調信号を生成、復調すると共に、Ｉ信号とＱ信号を所望の位相差で加算してＯＯＫ変調信号を生成する際に、Ｉ信号とＱ信号の所望の位相差からのずれを検出、補正することでＩ／Ｑ直交ずれの補正と、ＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態は、ＱＰＳＫ変調及びＯＯＫ変調送受信装置に用いられるＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置に適用した例である。

図１において、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００は、変調選択部１１０、ＯＯＫデータ生成部１２０、ＱＰＳＫデータ生成部１３０、パルス整形部１４０−１，１４０−２、フィルタ特性切換部１５０、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１６０−１，１６０−２、ＱＰＳＫ変調部１７０、及び位相制御部１８０を備えて構成される。

変調選択部１１０は、ＯＯＫ変調又はＱＰＳＫ変調のうち、どちらの変調方式に対応した送信データを生成するかを示す変調指示信号Ｓ１１０を入力し、変調指示信号Ｓ１１０に応じて、ＯＯＫデータ生成部１２０又はＱＰＳＫデータ生成部１３０のＯＮ／ＯＦＦを制御する。また、変調選択部１１０は、フィルタ特性を変更する指示をフィルタ特性切換部１５０に出力する。

ＯＯＫデータ生成部１２０は、ＯＯＫ送信データとして、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３０を生成する。このとき、ＯＯＫデータ生成部１２０は、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３０として、式（７），（８）で表されるような、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３０を生成する。

ここでφは、例えば４５度といった定数であり、αは定ゲインである。式（７），（８）に示すように、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、図６に示した、これらに対応するＩ（ｔ）信号Ｓ１２及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３とは、異なる数式表現をとる。つまりこれは、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００は、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１０とは異なる方式で、ＯＯＫ変調された信号を生成する。

ＱＰＳＫデータ生成部１３０は、ＱＰＳＫ送信データとして、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０及びＱ（ｔ）信号Ｓ１３０を生成する。

ここで、α１とα２は、ＱＰＳＫデータの各シンボルに従って、１または−１に設定される。位相φは、例えば約４５度といった固定値に設定される。

パルス整形部１４０−１，１４０−２は、規格等で定められるスペクトラムマスクに適合するように、ＯＯＫ送信データ又はＱＰＳＫ送信データを濾波する。

フィルタ特性切換部１５０は、変調選択部１１０から出力されるフィルタ特性を変更する指示に応じて、ＯＯＫ送信データとＱＰＳＫ送信データとの場合で、パルス整形部１４０−１及び１４０−２のフィルタ特性を切り換える。

ＬＰＦ１６０−１，１６０−２は、低域通過フィルタであり、ＯＯＫ送信データ又はＱＰＳＫ送信データから高調波成分を除去する。

ＱＰＳＫ変調部１７０は、ＬＰＦ１６０−１と１６０−２の出力にそれぞれ接続された２つのミキサ１７１，１７２と、搬送波を生成する発振器１７３と、搬送波の位相をシフトする位相シフタ１７４と、ミキサ１７１から出力されるＩ信号Ｓ１２５とミキサ１７２から出力されるＱ信号Ｓ１３５とを足し合わせるための合成器１７５と、を備える。ミキサ１７１は、発振器１７３により発生された搬送波に直接接続され、一方、ミキサ１７２は、位相シフタ１７４を介して、搬送波に間接的に接続される。

位相シフタ１７４は、可変位相シフタであり、例えば、キャパシタンスが可変な可変コンデンサを有している。位相シフタ１７４は、この当該可変コンデンサに印可する電圧を制御して、キャパシタンスを変えることにより、位相をシフトする。

すなわち、位相シフタ１７４は、位相制御部１８０から出力される制御信号に基づいて、コンデンサに印可する電圧を制御して、キャパシタンスを調整することにより、発振器１７３により発生される搬送波の位相をシフトする。なお、本実施の形態のＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００は、ＱＰＳＫ変調信号を生成する一般的な構成を用いて、ＯＯＫ変調信号を生成するようにしているので、位相シフタ１７４の初期位置シフト値は通常９０度に設定されている。

位相制御部１８０は、ＯＯＫ変調又はＱＰＳＫ変調のうち、どちらの変調方式に対応した送信データを生成するかを示す変調指示信号Ｓ１１０を入力し、変調指示信号Ｓ１１０に応じて、位相シフタ１７４に対して位相制御を行う。

位相制御部１８０は、位相制御として、２つの主要な機能をもつ。第１の機能は、後述する位相ずれ推定方法を用いて、出力ＲＦ信号Ｓ１４０に基づいて、位相シフタ１７４の位相ずれを推定することである。

第２の機能は、位相シフタ１７４の位相ずれの推定値に基づいて、変調指示信号Ｓ１１０がＯＯＫ変調を示す際、Ｉ信号Ｓ１２５とＱ信号Ｓ１３５の搬送波間の位相差が０度又は１８０度に保たれるように、位相シフタ１７４をチューニングすることである。また、位相制御部１８０は、変調指示信号Ｓ１１０がＱＰＳＫ変調を示す際、Ｉ信号Ｓ１２５とＱ信号Ｓ１３５の搬送波間の位相差が９０度に保たれるように、位相シフト１７４をチューニングする。位相制御部１８０は、位相シフタ１７４のキャパシタンスを調整することにより、搬送波の位相をチューニングする。

このようにして、例えば、変調指示信号Ｓ１１０がＯＯＫ変調を示し、搬送波間の位相差を０度とする同相合成では、データ「１」に相当する出力ＲＦ信号Ｓ１４０が生成され、搬送波間の位相差を１８０度とする逆相合成では、データ「０」に相当する出力ＲＦ信号Ｓ１４０が生成される。

また、位相制御部１８０は、トリガ信号Ｓ１５０によって、位相制御の実行開始が制御される。トリガ信号Ｓ１５０としては、いろいろな信号波形が存在する。例えば、トリガ信号Ｓ１５０が単一の矩形パルスであり、あるＰＨＹフレームの開始タイミングに同期する矩形パルスの立ち上がりエッジにより、位相制御部１８０は位相制御の実行を開始できる。この場合、位相制御部１８０は、位相シフタ１７４に対して位相制御を１回実行する。

あるいは、トリガ信号Ｓ１５０は矩形パルス列であり、対応するＰＨＹフレームの開始に同期するパルス列の各矩形パルスの立ち上がりエッジにより、位相制御部１８０は、位相制御の実行を開始できる。その結果、位相制御部１８０は、位相シフタ１７４に対して、位相制御を各ＰＨＹフレームごとに実行する。

あるいは、トリガ信号Ｓ１５０が単一の矩形パルスである場合において、工場出荷前の調整工程において、矩形パルスの立ち上がりエッジで、位相制御部１８０が位相制御の実行を開始するようにしてもよい。

以下、上述のように構成された図１のＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の動作について説明する。

変調指示信号Ｓ１１０がＯＯＫ変調を示すとき、変調選択部１１０は、ＯＯＫデータ生成部１２０を有効にし、ＱＰＳＫデータ生成部１３０を無効にする。変調選択部１１０は、また、フィルタ特性切換部１５０に対してパルス整形部１４０−１及び１４０−２のフィルタ特性をＯＯＫデータ用に切り換えるように指示する。

ＯＯＫデータ生成部１２０により生成されるＩ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、式（７），（８）によって表わされる。式（７），（８）のＩ（ｔ）信号Ｓ１２０，Ｑ（ｔ）信号Ｓ１３０は、式（４），（５）に対応するＩ（ｔ）信号Ｓ２２，Ｑ（ｔ）信号Ｓ２３とは異なる。これらはまた、式（１），（２）に対応するＩ（ｔ）信号Ｓ１２，Ｑ（ｔ）信号Ｓ１３とも異なる。

位相制御部１８０が、トリガ信号Ｓ１５０によりトリガされる前は、位相シフタ１７４に対して位相制御が実行されていないため、ミキサ１７１から出力されるＩ信号Ｓ１２５の搬送波とミキサ１７２から出力されるＱ信号Ｓ１３５の搬送波との間の位相差が０度でなく、位相ずれが存在している可能性がある。この場合、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（１１）によって表わされる。

ここで、δ_２は、位相シフタ１７４によりシフトされる位相量が、０度（所望の位相差）から、どの位ずれているかを示す位相ずれである。

位相制御を実行するためには、始めに、位相制御部１８０は、位相シフタ１７４の位相ずれを推定する必要がある。この目的を達するために、以下に説明する最尤（ＭＬ：Maximum likelihood）原則に基づく推定方法（以下「最尤推定方法」という）が用いられる。

最尤推定方法では、対数尤度関数は式（１２）のように記述される。

ここで、Ｔは、数個のＯＯＫシンボル長を含む時間に相当し得る観測間隔である。Ｒ（ｔ）は、式（１３）に示すように、ノイズの影響を受けた出力ＲＦ信号Ｓ１４０を示す。

Ｎ（ｔ）は、電力スペクトル密度Ｎ_０をもつガウス性白色雑音である。

式（１１）〜（１３）により、ｌｎΛ（δ_２）のδ_２に関する導関数をそれぞれゼロに設定し、式（１４），（１５）を得る。

式（１４），（１５）に基づいて、式（１６）を得る。

上述した最尤推定方法は、統計的な意味では最適であるが、積分演算を含むため計算複雑度がより高くなる。さらに、最尤推定方法は、また、観測間隔Ｔ内での入力データ信号Ｄ（ｔ）を知ることを必要とする。

もう一つの方法として、位相シフタ１７４の位相ずれを推定するために、信号振幅測定に基づく推定方法を用いることができる。

この方法では、式（１１），（１３）により、２Ｎ個の異なる時刻点ｔ１，ｔ２，…，ｔ２Ｎにおいて、雑音の影響を受けた出力ＲＦ信号Ｓ１４０をサンプリングし、式（１７）を得る。

ここで、ｌ＝１，２，…，２Ｎとする。雑音を平滑化するために、始めからＮ個のサンプルを概ね平均化し、式（１８）を得る。なお、全てのサンプルを用いて平均化する必要はない。

ここで、Ｒ_１，Ｘ_１，Ｙ_１は、それぞれ式（１９），（２０），（２１）である。

次いで、残りのＮ個のサンプルを概ね平均化し、式（２２）を得る。

ここで、Ｒ_２，Ｘ_２，Ｙ_２は、それぞれ式（２３），（２４），（２５）である。

式（１８），（２０）により、式（２６）を得る。

最尤推定方法に比べて、信号振幅測定に基づく推定方法は、計算複雑度がより低い。しかし、この方法は準最適である。さらに、この方法は、また、２Ｎ個のサンプリング時刻点での入力データ信号Ｄ（ｔ）を知ることを必要とする。

上述した最尤推定方法及び信号振幅測定に基づく推定方法に加えて、位相シフタ１７４の位相ずれを推定するために、以下に説明する信号電力測定に基づく方法を用いることができる。

式（１１），（１３）によれば、雑音の影響を受けた出力ＲＦ信号Ｓ１４０の信号電力は、式（２７）によって表わされる。

ここでＥ［・］は期待作用素を表わす。式（２７）により、式（２８）を得る。

最尤推定方法や信号振幅測定に基づく推定方法に比較して、信号電力測定に基づく推定方法は、観測間隔Ｔとともに入力データ信号Ｄ（ｔ）を知ることを必要としない。その代わりに、この方法は雑音電力を知ることを必要とする。

最尤推定方法、信号振幅測定に基づく推定方法、または信号電力測定に基づく推定方法を用いて得られる位相シフタ１７４の位相ずれδ_２の推定値に従って、位相制御部１８０は、位相ずれδ_２を無くすように位相シフタ１７４をチューニングして、位相ずれδ_２をゼロにする。チューニング後の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（１１）により、式（２９）によって表わされる。

この結果、式（２７）から分かるように、出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、ＯＯＫ変調波の形状となる。

なお、式（７），（８）において、ＯＯＫデータ生成部１２０によって生成されるＩ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０とは、それぞれ逆方向に変化する振幅と同一の固定位相をもっている。実際には、ＯＯＫ変調波を生成する目的で、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０として、以下にあげるような他の信号波形も存在する。

１）Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相が正反対になるような信号である。

２）Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相の位相差が１８０度であるような信号である。

３）Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相の位相和が１８０度であるような信号である。

４）Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相が正反対になるような信号である。

５）Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相の位相差が１８０度であるような信号である。

６）Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相の位相和が１８０度であるような信号である。

Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０との様々な形態に応じて、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０が、式（１１），（２７）とは異なる数式表現をとり得ることは当業者には理解されるであろう。前述した位相ずれ推定方法の推定の数式表現、例えば式（１６），（２４），（２８）もまた異なってくる。

変調指示信号Ｓ１１０が、ＱＰＳＫ変調を示すとき、変調選択部１１０は、ＱＰＳＫデータ生成部１３０を有効にし、ＯＯＫデータ生成部１２０を無効にする。変調選択部１１０はまた、フィルタ特性切換部１５０に対してパルス整形部１４０−１及び１４０−２のフィルタ特性をＱＰＳＫデータ用に切り換えるように指示する。

ＱＰＳＫデータ生成部１３０は、ＱＰＳＫデータ信号の４個の２進コード（００，０１，１０，１１）または４個のシンボルに基づいて、式（９），（１０）によって表わされるＩ（ｔ）信号とＱ（ｔ）信号を出力する。

位相制御部１８０が、位相シフタ１７４に対して位相制御を実行する前は、位相シフタ１７４には位相ずれが存在している可能性がある。この場合、式（２８），（２９）により、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（３０）によって表わされる。

式（１１）と同様に、δ_２は、位相シフタ１７４によりシフトされる位相量が、９０度（所望の位相差）からどの位ずれているかを示す位相ずれである。

位相制御部１８０は、上述した位相ずれ推定方法を用いて、位相シフタ１７４の位相ずれの推定値を得た後、位相ずれδ_２を無くすように、位相シフタ１７４をチューニングして、位相ずれδ_２をゼロにする。式（３０）により、チューニング後の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（３１）によって表わされる。

式（３１）から分かるように、出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、ＱＰＳＫデータ信号の４個のシンボルに対応して、搬送波に対し４５度、１３５度、２２５度、及び３１５度の位相シフトをもつ４個の位相の間で切り換えられ、ＱＰＳＫ変調波の形状となる。

ＱＰＳＫ変調された信号を出力する際にも、位相シフタ１７４の位相ずれを推定するために、上述した最尤推定方法、信号振幅測定に基づく推定方法、及び、信号電力測定に基づく推定方法を用いることができることは当業者には理解されるであろう。ただし、ＱＰＳＫ変調器１００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、ＯＯＫ変調とＱＰＳＫ変調とでは異なる数式表現をとるので、これらの位相ずれ推定方法の推定の数式表現、例えば、式（１６），（２４），（２８）は、ＯＯＫ変調とＱＰＳＫ変調とでは異なってくる。したがって、位相制御部１８０は、変調指示信号Ｓ１１０に応じて、位相ずれ推定方法を適宜に調整するようにすればよい。

図２は、本実施の形態に係る位相制御方法を説明するためのフローチャート図である。図中、ＳＴはフローの各ステップを示す。

ＳＴ１０１で、位相シフタ１７４の位相シフト値が初期値に設定される。位相シフタ１７４の初期位相シフト値は、位相シフタ１７４のキャパシタンスを適宜に調整することにより、９０度に設定される。ＳＴ１０２で、位相ずれ推定方法、例えば、信号電力測定に基づいた方法を用いて、位相シフタ１７４の位相ずれδ_２が推定される。ＳＴ１０３で、位相シフタの位相ずれδ_２の推定値に従って、位相シフタ１７４がチューニングされる。これは、位相シフタ１７４のキャパシタンスを再調整することにより行われる。

以上のように、本実施の形態によれば、ＯＯＫ変調を実現するためにＩ及びＱの両方のブランチを利用し、Ｑ及びＩの両方のブランチは、接地レベル等の変動が互いに補正、または相殺されるように、互いに同期して動作するので、動作安定性を向上させることができる。さらに、付加的な振幅変調部を必要としないため、実装の複雑度を減少させることもできる。

さらに重要なのは、本実施の形態では、位相ずれがＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００に及ぼす悪影響に配慮している。すなわち、位相ずれ推定値に従って、位相シフタ１７４をチューニングすることによって、位相ずれδ_２がＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００に及ぼす悪影響を排除する。この結果、特に６０ＧＨｚにおいて、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の出力ＲＦ信号のＯＮ／ＯＦＦ比を大幅に改善することができる。また、位相ずれが調整されることにより、Ｉ／Ｑ信号送信の際の直交ずれが小さくなるので、ＱＰＳＫ変調装置としての変調精度を高める効果も期待できる。

以上、Ｉ／Ｑ直交ずれの補正を行い、ＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を低減することができる変調装置について説明した。なお、以上の説明では、ＯＯＫ変調信号とＱＰＳＫ変調信号との組合せを用いて説明したが、振幅変調方式としてはＡＳＫ変調や、これを多値化した多値ＡＳＫ変調を用いても同様に実施可能である。多値ＡＳＫ変調では、式（７），（８）において、αが、多値のゲインを採ることになる。また、位相変調方式としてはＢＰＳＫ変調、π／２シフトＢＰＳＫ変調や８値以上の多位相の変調方式を用いても同様に実施可能である。

すなわち、振幅変調モード又は位相変調モードに応じて、Ｉ信号とＱ信号とを生成し、Ｉ信号と搬送波を乗算することにより、第１の混合信号を生成し、Ｑ信号と位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波とを乗算することにより、第２の混合信号を生成し、第１と第２の混合信号とを足し合わせることにより、無線周波数信号を生成し、振幅変調モードの無線周波数信号に基づいて、位相シフタのシフト量を調整するようにしてもよい。

この際、例えば、振幅変調モードにおいて、異なる振幅レベルに変調された第１の無線周波数信号と第２の無線周波数信号の振幅差に基づいて、上述の推定方法により、位相シフタのシフト量を調整する。

なお、以上の説明では、振幅変調信号と位相変調信号の送信順序について記載していないが、例えば、振幅変調信号をまず送信し、この信号を元に送信と受信の位相調整を行なった後に、位相変調信号を送信するようにしてもよい。また、送信フレーム中にビーコンを挿入し、ビーコンを用いて位相調整を行なうように取り決めてもよい。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係るＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態の説明にあたり、図１と同一構成部分には同一符号を付して説明を省略する。

実施の形態１との相違点は、本実施の形態のＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００は、位相制御部１８０に代えて、位相制御部２１０を有し、ＬＰＦ１６０−１とミキサ１７１との間に可変遅延部２２０を備えることにある。

可変遅延部２２０は、ＬＰＦ１６０−１とミキサ１７１との間に設けられ、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０に可変遅延を与える。可変遅延部２２０は、例えば、多段のトランジスタから構成され、当該トランジスタのバイアス電圧を調整することにより、遅延量をチューニングする。また、遅延量は、トランジスタの組み合わせや段数を変えることにより、変更することができる。このため、可変遅延部２２０は、比較的大きな遅延量を与えることができる。一方、上述したように、位相シフタ１７４は、キャパシタンスが可変なコンデンサを有し、当該コンデンサに印可する電圧を調整してキャパシタンスを制御することにより、遅延量をチューニングする。このため、位相シフタ１７４は、比較的小さな位相差を微調整することができる。なお、可変遅延部２２０を、ＬＰＦ１６０−２とミキサ１７２との間に設け、Ｑ（ｔ）信号Ｓ１３０に可変遅延を与えるようにしてもよい。

位相制御部２１０は、可変遅延部２２０と位相シフタ１７４とに対して位相制御を行う。位相制御部２１０は、位相制御として、２つの主要な機能をもつ。第１の機能は、上述した位相ずれ推定方法を用いて、出力ＲＦ信号Ｓ１４０に基づいて、パルス整形部１４０−１，１４０−２や、ＬＰＦ１６０−１，１６０−２の素子のばらつき等により、Ｉ（ｔ）信号の伝送経路とＱ（ｔ）信号の伝送経路との間に生じる経路差遅延（以下「Ｉ／Ｑ経路差遅延」という）及び位相シフタ１７４の位相ずれの双方を共に推定することである。第２の機能は、Ｉ／Ｑ経路差遅延の推定値に従って可変遅延部２２０をチューニングし、位相シフタ１７４の位相ずれの推定値に従って位相シフタ１７４をチューニングすることである。位相制御部２１０は、可変遅延部２２０をそのバイアス電圧を調整することによりチューニングし、一方、位相制御部２１０は、位相シフタ１７４のキャパシタンスを調整することにより、位相シフタ１７４をチューニングする。

このようにすることで、位相制御部２１０は、パルス整形部１４０−１，１４０−２や、ＬＰＦ１６０−１，１６０−２の素子のばらつき等により、Ｉ（ｔ）信号の伝送経路とＱ（ｔ）信号の伝送経路との間に生じるＩ／Ｑ経路差遅延を、可変遅延部２２０を用いてキャンセルすることができ、さらに、位相シフタ１７４を用いて、Ｉ信号Ｓ１２５とＱ信号Ｓ１３５の搬送波間の位相差を微調整することができる。

なお、実施の形態１と同様に、位相制御部２１０は、トリガ信号Ｓ１５０によって、位相制御の実行開始が制御される。

以下、上述のように構成されたＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００の動作について説明する。

変調指示信号Ｓ１１０がＯＯＫ変調を指示するとき、変調選択部１１０はＯＯＫデータ生成部１２０を有効にし、ＱＰＳＫデータ生成部１３０を無効にする。変調選択部１１０は、また、フィルタ特性切換部１５０に対してパルス整形部１４０−１と１４０−２のフィルタ特性をＯＯＫデータ用に切り換えるように指示する。

ＯＯＫデータ生成部１２０により生成されるＩ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０は、実施の形態１と同様に、式（７），（８）によって表わされる。

位相制御部２１０が、トリガ信号Ｓ１５０によりトリガされる前は、可変遅延部２２０及び位相シフタ１７４に対して位相制御が実行されていないため、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００にはＩ／Ｑ経路差遅延と位相シフタ１７４の位相ずれの双方が存在している可能性がある。この場合、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置１００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（３２）によって表わされる。

ここで、δ_１は、Ｉ／Ｑ経路差遅延であり、δ_２は、位相シフタ１７４によりシフトされる位相量が、９０度からどの位ずれているかを示す位相ずれである。

位相制御を実行するためには、最初に、位相制御部２１０は、Ｉ／Ｑ経路差遅延と位相シフタ１７４の位相ずれと、を推定する必要がある。位相ずれ推定方法としては、実施の形態１と同様に、最尤推定方法、及び信号振幅測定に基づく推定方法に基づく推定方法を用いることができる。

以下では、最尤推定方法を用いて、位相制御部２１０が、Ｉ／Ｑ経路差遅延と位相シフタ１７４の位相ずれを推定する場合を例に説明する。

最尤推定方法では、対数尤度関数が式（３３）のように記述される。

ここで、Ｔは、数個のＯＯＫシンボル長を含む時間に相当し得る観測間隔である。Ｒ（ｔ）は、式（１３）に示すように、ノイズの影響を受けた出力ＲＦ信号Ｓ１４０を示す。

式（１３），（３２），（３３）により、ｌｎΛ（δ_１，δ_２）のδ_１及びδ_２に関する導関数をそれぞれゼロに設定し、式（３４），（３５）を得る。

式（３４），（３５）に基づいて、実施の形態１と同様に、式（１６）を得る。

δ_１は、式（３４）又は（３５）に、式（１６）を代入することにより導出される。

また、実施の形態１と同様に、信号振幅測定に基づく推定方法を用いて、Ｉ／Ｑ経路差遅延及び位相シフタ１７４の位相ずれの双方を推定することができる。

この方法では、式（１３），（３２）により、２Ｎ個の異なる時刻点ｔ１，ｔ２，…，ｔ２Ｎにおいて、雑音の影響を受けた出力ＲＦ信号Ｓ１４０をサンプリングし、式（３６）を得る。

ここで、ｌ＝１，２，…，２Ｎとする。雑音を平滑化するために、始めからＮ個のサンプルを概ね平均化し、式（３７）を得る。なお、全てのサンプルを用いて平均化する必要はない。

ここで、Ｒ_１，Ｘ_１，Ｙ_１は、それぞれ上述した式（１９），（２０），（２１）と同じである。

次いで、残りのＮ個のサンプルを概ね平均化し、式（３８）を得る。

ここで、Ｒ_２，Ｘ_２，Ｙ_２は、それぞれ上述した式（２３），（２４），（２５）と同じである。

式（３７），（３８）により、実施の形態１と同様に、式（２６）を得る。

δ_１は、式（３７）又は（３８）に、式（２６）を代入することにより導出される。

最尤推定方法、又は信号振幅測定に基づく推定方法を用いて得られるＩ／Ｑ経路差遅延及び位相シフタ１７４の位相ずれの双方の推定値に従って、位相制御部２１０は、双方の位相ずれを無くすように可変遅延部２２０及び位相シフタ１７４をチューニングする。このようにして、δ_１及びδ_２をゼロにする。チューニング後の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（３２）により、式（２９）によって表わされる。

この結果、式（２７）から分かるように、出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、ＯＯＫ変調波の形状となる。

なお、実施の形態１と同様に、Ｉ（ｔ）信号Ｓ１２０とＱ（ｔ）信号Ｓ１３０の様々な形態に応じて、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０が、式（３２）や式（２７）とは異なる数式表現をとり得ることは当業者には理解されるであろう。前述した位相ずれ推定方法の推定の数式表現、例えば式（１６），（２４）もまた異なってくる。

なお、本実施の形態では、実施の形態１とは異なり、信号電力測定に基づく推定方法を用いて、Ｉ／Ｑ経路差遅延及び位相シフタ１７４の位相ずれの双方を推定することが難しい。ただし、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の所望の形状については予めわかっているので、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の信号電力をモニタすることにより、Ｉ／Ｑ経路差遅延又は位相シフタ１７４の位相ずれのどちらの影響がより強いか推測することができる。すなわち、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の信号電力と所望の出力電力との差が大きい場合には、Ｉ／Ｑ経路差遅延の影響が大きいと推測し、一方、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の信号電力と所望の出力電力との差が小さい場合は、Ｉ／Ｑ経路差遅延の影響は小さいと推測することができる。

したがって、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の信号電力と所望の出力電力との差が所定の閾値以上の場合は、可変遅延部２２０をチューニングし、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の信号電力と所望の出力電力との差が所定の閾値未満の場合は、位相シフタ１７４をチューニングするようにすることで、比較的短い時間で、Ｉ／Ｑ経路差遅延又は位相シフタ１７４の位相ずれの影響を除去することができる。

また、比較的短時間でチューニングを行う必要がある場合には、可変遅延部２２０をチューニングし、チューニングに比較的長い時間をかけることができる場合には、位相シフタ１７４を先にチューニングするようにしてもよい。上述したように可変遅延部２２０は、多段のトランジスタなどから構成されており、位相シフタ１７４に比べ大きな遅延を発生させることができる。したがって、比較的短時間でチューニングを行う必要がある場合に、可変遅延部２２０をチューニングするようにすることで、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の状態がＩ／Ｑ経路差遅延の影響を受けているか否かの判定を早く行うことができるようになる。

一方、位相シフタ１７４は、例えば、キャパシタンスが可変な可変コンデンサを有し、当該可変コンデンサに印可する電圧を調整することにより、位相シフト量を微調整することができる。したがって、チューニングに比較的長い時間をかけることができる場合に、位相シフタ１７４をチューニングするようにすることで、より正確にＩ信号Ｓ１２５の搬送波とＱ信号Ｓ１３５の搬送波の位相ずれを調整することができるようになり、チューニング後の出力ＲＦ信号Ｓ１４０の電力をより所望の電力に近づけることができるようになる。

変調指示信号Ｓ１１０が、ＱＰＳＫ変調を指示するとき、変調選択部１１０はＱＰＳＫデータ生成部１３０を有効にし、ＯＯＫデータ生成部１２０を無効にする。変調選択部１１０はまた、フィルタ特性切換部１５０に対してパルス整形部１４０−１及び１４０−２のフィルタ特性をＱＰＳＫデータ用に切り換えるように指示する。

ＱＰＳＫデータ生成部１３０は、ＱＰＳＫデータ信号の４個の２進コード（００，０１５，及び１１）、または４個のシンボルに基づいて、実施の形態１と同様に、式（２２），（２３）によって表わされるＩ（ｔ）信号とＱ（ｔ）信号を出力する。

位相制御部２１０が、可変遅延部２２０と位相シフタ１７４の両方に対して位相制御を実行する前は、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００には、Ｉ／Ｑ経路差遅延と位相シフタ１７４の位相ずれの双方が存在している可能性がある。この場合、式（２８），（２９）により、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置２００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、式（３９）によって表わされる。

ここで、δ_１は、Ｉ／Ｑ経路差遅延であり、δ_２は、位相シフタ１７４によりシフトされる位相量が、９０度からどの位ずれているかを示す位相ずれである。

上述した位相ずれ推定方法を用いて、Ｉ／Ｑ経路差遅延と位相シフタ１７４の位相ずれの双方の推定値を得た後、位相制御部２１０は、双方の位相ずれを無くすように可変遅延部２２０及び位相シフタ１７４をチューニングする。式（３９）により、チューニング後の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、実施の形態１と同様に、式（３１）によって表わされ、ＱＰＳＫ変法波の形状となる。

ＱＰＳＫ変調された信号を出力する際にも、Ｉ／Ｑ経路差遅延と位相シフタ１７４の位相ずれの双方を推定するために、上述した最尤推定方法、及び、信号振幅測定に基づく推定方法に基づく推定方法を用いることができることは当業者には理解されるであろう。ただし、ＱＰＳＫ変調器２００の出力ＲＦ信号Ｓ１４０は、ＯＯＫ変調とＱＰＳＫ変調では異なる数式表現をとるので、これらの位相ずれ推定方法の推定の数式表現、例えば、式（１６），（２４）は、ＯＯＫ変調とＱＰＳＫ変調とでは異なってくる。したがって、位相制御部２１０は、変調指示信号Ｓ１１０に応じて、位相ずれ推定方法を適宜に調整するようにすればよい。

図４は、本実施の形態に係る位相制御方法を説明するためのフローチャート図である。図中、ＳＴはフローの各ステップを示す。

ＳＴ２０１で、位相シフタ１７４の位相シフト値が初期値に設定される。位相シフタ１７４の初期位相シフト値は、位相シフタ１７４のキャパシタンスを適宜に調整することにより９０度に設定される。ＳＴ２０２で、可変遅延部２２０の遅延値が初期値に設定される。可変遅延部２２０の初期遅延値は、可変遅延部２２０のバイアス電圧を適宜に調整することによりゼロに設定される。ＳＴ２０３で、前述した位相ずれ推定方法、例えば、信号振幅測定に基づく推定方法を用いて、Ｉ／Ｑ経路差遅延δ_１と位相シフタ１７４の位相ずれδ_２が共に推定される。ＳＴ２０４で、位相シフタ１７４の位相ずれδ_２の推定値に従って、位相シフタ１７４がチューニングされる。これは、位相シフタ１７４のキャパシタンスを再調整することにより行われる。ＳＴ２０５で、Ｉ／Ｑ経路差遅延δ_１の推定値に従って、可変遅延部２２０がチューニングされる。これは、可変遅延部２２０のバイアス電圧を再調整することにより行われる。

以上のように、本実施の形態によれば、出力ＲＦ信号Ｓ１４０に基づいて、同相成分と直交成分のＩ／Ｑ経路差遅延δ_１を推定し、Ｉ／Ｑ経路差遅延δ_１が無くなるように、可変遅延部２２０の遅延量を微調整するようにしたので、より確実にＩ信号Ｓ１２５及びＱ信号Ｓ１３５の搬送波間の位相差が目標の位相差となって、加算器１７５によって合成されるようになるので、出力ＲＦ信号Ｓ１４０の振幅レベルの劣化を確実に抑圧し、電力損失を確実に低減することができるようになる。

（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３に係るＱＰＳＫ／ＯＯＫ復調装置の要部構成を示すブロック図である。

図５のＱＰＳＫ／ＯＯＫ復調装置３００は、受信アンテナ３１０、ＱＰＳＫ復調部３２０、復調・同期部３３０、位相制御部３４０を備えて構成される。ＱＰＳＫ復調部３２０は、分岐回路３２１、発振器３２２、位相シフタ３２３、ミキサ３２４，３２５を備える。

分岐回路３２１は、受信アンテナ３１０を介して受信信号を分岐し、ミキサ３２４，３２５に入力する。

位相シフタ３２３は、位相制御部３４０から出力される制御信号に基づいて、発振器３２２から出力される搬送波の位相をシフトし、シフト後の搬送波をミキサ３２５に出力する。

ミキサ３２４は、発振器３２２により発生された搬送波と、受信信号とを乗算し、ベースバンドのＩ信号にダウンコンバートする。ミキサ３２４は、Ｉ信号を復調・同期部３３０及び位相制御部３４０に出力する。

ミキサ３２５は、位相シフタ３２３から出力される位相シフト後の搬送波と、受信信号とを乗算し、ベースバンドのＱ信号にダウンコンバートする。ミキサ３２５は、Ｑ信号を復調・同期部３３０及び位相制御部３４０に出力する。

このようにして、ＱＰＳＫ復調部３２０は、受信信号を直交復調し、Ｉ信号及びＱ信号に変換する。

復調・同期部３３０は、Ｉ信号及びＱ信号を用いて、データ復調を行い、復調後のデータを、位相制御部３４０に出力する。

位相制御部３４０は、位相シフタ３２３の位相シフト量を制御する。なお、位相シフト量の制御方法については、後述する。

以下、上述のように構成された図５のＱＰＳＫ／ＯＯＫ復調装置３００の動作について説明する。

受信アンテナ３１０を介して受信された受信信号は、分岐回路３２１によって分岐され、分岐後の受信信号は、それぞれミキサ３２４，３２５に出力される。発振器３２２から出力される搬送波は位相シフタ３２３によって、所定の位相に調整されてミキサ３２５に出力される。ミキサ３２４は、発振器３２２から出力される搬送波と、分岐回路３２１から出力される受信信号とを乗算し、ベースバンドのＩ信号に変換する。ミキサ３２５は、位相シフタ３２３から出力される位相シフト後の搬送波と、分岐回路３２１から出力される受信信号とを乗算し、ベースバンドのＱ信号に変換する。このようにして、ＱＰＳＫ復調部３２０によって、受信信号は、直交復調され、Ｉ信号及びＱ信号に変換される。

Ｉ信号及びＱ信号は、復調・同期部３３０に出力され、データの復調が行われる。

ＱＰＳＫ復調部３２０において直交復調される際に、Ｉ信号とＱ信号の直交度が劣化すると、復調性能の劣化につながる。図５から分かるように、ＱＰＳＫ復調部３２０において、分岐回路以降は別系統の回路（例えば、ミキサ３２４，３２５）が用いられて、信号処理が行なわれるため、Ｉ信号とＱ信号の直交度を正確に、例えば９０度の位相差で保つことは困難である。

これを解決するために、本実施の形態では、受信アンテナ３１０によって受信されたＯＯＫ信号の振幅に基づいて、位相制御部３４０が、Ｉ信号とＱ信号の直交度の判定と調整を行なうようにした。以下、位相制御部３４０の制御方法について説明する。

先ず、位相制御部３４０は、発振器３２２からミキサ３２４，３２５に供給される搬送波の位相を、直交（例えば、９０度）ではなく、同相となるように、位相シフタ３２３のシフト量を調整する。このようにすることで、ミキサ３２４及びミキサ３２５において、同相のＩ信号とＱ信号とが得られるようになる。これら信号は、位相制御部３４０に出力される。

次に、位相制御部３４０は、同相のＩ信号Ｑ信号の振幅差を算出するとともに、ＯＯＫ信号として‘１’を受信した場合のＩ／Ｑ信号の振幅差（第１の振幅差）と、‘０’を受信した場合のＩ／Ｑ信号の振幅差（第２の振幅差）を比較する。位相制御部３４０は、第１の振幅差と第２の振幅差との差が、所定の値を満たしていれば、Ｉ信号の系とＱ信号の系は所定の直交度であると判断する。一方、Ｉ信号とＱ信号の振幅差が、所定の値を満たしていなければ、位相制御部３４０は、位相シフタ３２３の位相シフト量を変更し、直交度を満たすように制御する。

これにより、ＱＰＳＫ／ＯＯＫ復調装置３００は、ＯＯＫ信号を受信した際にＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を低減することができるとともに、ＱＰＳＫ信号を受信した際に良好な直交度でＩ／Ｑ信号を出力することが可能となり、直交ずれによる復調性能の劣化を低減することができる。

広く記述された本発明の精神と範囲を逸脱しない範囲で、具体的な実施形態に示された本発明に対して多様な変形及び／または修正を加えることが可能であることは当業者には理解されるであろう。本実施形態は、したがって、あらゆる点で制限的ではなく、例示的にみされるべきものである。

本発明の変調装置の一つの態様は、振幅変調又は位相変調された無線周波数信号を変調する変調装置であって、搬送波の位相をシフトする位相シフタと、振幅変調モード又は位相変調モードに応じて、Ｉ信号とＱ信号とを生成する生成手段と、前記Ｉ信号と前記搬送波を乗算することにより、第１の混合信号を生成し、前記Ｑ信号と前記位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波とを乗算することにより、第２の混合信号を生成する乗算手段と、前記第１の混合信号と前記第２の混合信号とを足し合わせることにより、無線周波数信号を生成する合成手段と、振幅変調モードの前記無線周波数信号に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する位相制御手段と、を具備する構成を採る。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、振幅変調モードにおいて、異なる振幅レベルに変調された前記無線周波数信号の振幅差に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する構成を採る。

これらの構成によれば、同相成分であるＩ信号及び直交成分であるＱ信号の両方のブランチを利用して振幅変調信号を生成し、振幅変調信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号との搬送波間の位相ずれを推定して、当該位相ずれが無くなるように位相シフタをチューニングするので、Ｉ信号とＱ信号とが所望の位相差で加算されるようになり、位相ずれによって生じる振幅の減少を抑圧し、電力損失を低減することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、ＯＯＫ変調又はＱＰＳＫ変調された無線周波数信号を生成する変調装置であって、変調方式に応じて、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号を生成する信号生成手段と、前記Ｉ信号にベースバンド処理を施し、第１のベースバンド信号を生成する第１のベースバンド処理手段と、前記Ｑ信号にベースバンド処理を施し、第２のベースバンド信号を生成する第２のベースバンド処理手段と、搬送波を生成する局部発振器と、前記搬送波の位相をシフトする位相シフタと、前記局部発振器により生成された前記搬送波と前記第１のベースバンド信号とを乗算して、第１の混合信号を生成する第１のミキサと、前記位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波と前記第２のベースバンド信号とを乗算して、第２の混合信号を生成する第２のミキサと、前記第１の混合信号と前記第２の混合信号とを足し合わせることにより無線周波数信号を生成する合成手段と、前記無線周波数信号に基づいて、前記第１及び第２の混合信号の搬送波間の実際の位相差と、前記第１及び第２の混合信号の搬送波間の目標の位相差との位相ずれを推定し、当該位相ずれが無くなるように、前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相制御手段と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、同相成分であるＩ信号及び直交成分であるＱ信号の両方のブランチを利用してＯＯＫ変調信号を生成し、ＯＯＫ変調信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号との搬送波間の位相ずれを推定して、当該位相ずれが無くなるように位相シフタをチューニングするようにしたので、Ｉ信号とＱ信号とが所望の位相差で加算されるようになるため、ＯＯＫ変調時のＯＮ／ＯＦＦ比の劣化を低減することができるとともに、ＱＰＳＫ変調時のＩ／Ｑ直交ずれの補正することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記第１のベースバンド信号又は前記第２のベースバンド信号に対して遅延を与える可変遅延手段を、さらに具備し、前記位相制御手段は、前記無線周波数信号に基づいて、前記第１のベースバンド信号の伝送経路と前記第２のベースバンド信号の伝送経路との伝送経路差を、さらに推定し、当該伝送経路差が無くなるように、前記可変遅延手段の遅延量を制御する構成を採る。

この構成によれば、同相成分であるＩ信号と直交成分であるＱ信号との伝搬経路差を無くすことができるので、Ｉ信号とＱ信号とが確実に所望の位相差で加算されるようになり、伝搬経路差よって生じる振幅レベルの劣化を確実に抑圧し、電力損失を確実に低減することができるようになる。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、前記位相シフタのキャパシタンスを調整することにより、前記位相ずれをチューニングする構成を採る。

この構成によれば、位相シフタの可変コンデンサに印可する電圧を制御してキャパシタンスを変えることにより、搬送波の位相を微調整して、Ｉ信号とＱ信号の搬送波間の位相差を所望の位相差に調整することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、多段のトランジスタから構成され、前記位相制御手段は、前記トランジスタに印可するバイアス電圧を調整することにより、前記遅延量をチューニングする構成を採る。

この構成によれば、トランジスタのバイアス電圧を調整することにより、遅延量を微調整して、Ｉ信号とＱ信号の伝搬経路差を無くすことができる。また、トランジスタの組み合わせや段数を変えることにより、遅延量の可変範囲を容易に変更することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、最尤原則に基づく方法を用いて前記位相ずれを推定する構成を採る。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の振幅に基づいて前記位相ずれを推定する構成を採る。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の電力を検出し、当該電力に基づいて前記位相ずれを推定する構成を採る。

これらの構成によれば、Ｉ信号及びＱ信号の搬送波間の実際の位相差と、Ｉ信号及びＱ信号の搬送波間の目標の位相差との位相ずれを推定することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、最尤原則に基づく方法を用いて前記位相ずれ及び前記伝送経路差を推定する構成を採る。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の振幅に基づいて前記位相ずれ及び前記伝送経路差を推定する構成を採る。

これらの構成によれば、Ｉ信号及びＱ信号の搬送波間の実際の位相差と、Ｉ信号及びＱ信号の搬送波間の目標の位相差との位相ずれ、及びＩ信号の伝送経路とＱ信号の伝送経路との伝送経路差を推定することができる。

本発明の変調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の電力を検出し、当該電力と目標電力との差が予め設定された閾値以上の場合、前記可変遅延手段の前記遅延量を制御し、前記電力と目標電力との差が予め設定された閾値未満の場合、前記位相シフタの前記位相シフト量を制御する構成を採る。

この構成によれば、Ｉ信号とＱ信号との伝搬経路差による影響が大きいと推定される場合、Ｉ信号又はＱ信号の遅延量を調整し、搬送波間の位相ずれによる影響が大きいと推定される場合、Ｑ信号の搬送波の位相シフト量を調整することができるので、比較的短い時間で、Ｉ信号とＱ信号との伝搬経路差又は搬送波の位相ずれの影響を除去することができる。

本発明の復調装置の一つの態様は、振幅変調又は位相変調された無線周波数信号を復調する復調装置であって、搬送波の位相をシフトする位相シフタと、前記無線周波数信号に前記搬送波を乗算しＩ信号を生成し、前記無線周波数信号に前記位相シフタにより位相シフトされた前記搬送を乗算しＱ信号を生成する乗算手段と、前記位相シフタのシフト量を制御する位相制御手段と、を具備し、前記位相制御手段は、振幅変調モードの前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とが同相になるように、前記位相シフタを制御して得られた前記Ｉ信号と前記Ｑ信号とを合成した同相信号に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する構成を採る。

本発明の復調装置の一つの態様は、前記位相制御手段は、振幅変調モードにおいて、異なる振幅レベルに変調された前記無線周波数信号の第１の同相信号と、第２の同相信号とに基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する構成を採る。

これらの構成によれば、同相成分であるＩ信号及び直交成分であるＱ信号の両方のブランチを利用して振幅変調信号を復調し、当該振幅変調信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号との搬送波間の位相ずれを推定して、当該位相ずれが無くなるように位相シフタをチューニングするので、ＱＰＳＫ信号を受信した際にも良好な直交度でＩ／Ｑ信号を出力することが可能となり、直交ずれによる復調性能の劣化を低減することができる。

本発明の変調装置及び復調装置は、位相変調信号及び振幅変調信号を生成、復調する変調装置及び復調装置において、同相成分と直交成分とを所望の位相差で加算し、電力損失を低減することができ、例えば、ミリ波帯において適用されるＱＰＳＫ変調信号及びＯＯＫ変調信号を生成する変調装置又は復調装置などに有用である。

本発明の実施の形態１に係るＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態１に係る位相制御方法を説明するためのフローチャート図 本発明の実施の形態２に係るＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置の要部構成を示すブロック図 実施の形態２に係る位相制御方法を説明するためのフローチャート図 本発明の実施の形態３に係るＱＰＳＫ／ＯＯＫ復調装置の要部構成を示すブロック図 従来のＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置の要部構成を示すブロック図 従来のＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置の要部構成を示すブロック図

符号の説明

１００，２００ ＱＰＳＫ／ＯＯＫ変調装置
１１０ 変調選択部
１２０ ＯＯＫデータ生成部
１３０ ＱＰＳＫデータ生成部
１４０−１，１４０−２ パルス整形部
１５０ フィルタ特性切換部
１６０−１，１６０−２ ＬＰＦ
１７０ ＱＰＳＫ変調部
１８０，２１０ 位相制御部
２２０ 可変遅延部
３００ ＱＰＳＫ／ＯＯＫ復調装置
３１０ 受信アンテナ
３２０ ＱＰＳＫ復調部
３３０ 復調・同期部
３４０ 位相制御部
３２１ 分岐回路
３２２ 発振器
３２３ 位相シフタ
３２４，３２５ ミキサ

Claims (12)

1. 振幅変調又は位相変調された無線周波数信号を生成する変調装置であって、
   搬送波の位相をシフトする位相シフタと、
   振幅変調モード又は位相変調モードに応じて、Ｉ信号とＱ信号とを生成する生成手段と、
   前記Ｉ信号と前記搬送波を乗算することにより、第１の混合信号を生成し、前記Ｑ信号と前記位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波とを乗算することにより、第２の混合信号を生成する乗算手段と、
   前記第１の混合信号と前記第２の混合信号とを足し合わせることにより、無線周波数信号を生成する合成手段と、
   前記振幅変調モードの前記無線周波数信号に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する位相制御手段とを有し、
   前記生成手段で生成する前記Ｉ信号および前記Ｑ信号は、前記振幅変調モードにおいて、
   振幅が互いに逆方向に変化し、同一の固定位相を有する、
   振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相が正反対になる、
   振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相の位相差が１８０度である、
   振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相の位相和が１８０度である、
   振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相が正反対になる、
   振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相の位相差が１８０度である、
   または、振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相の位相和が１８０度である、
   変調装置。
2. 前記位相制御手段は、
   前記振幅変調モードにおいて、異なる振幅レベルに変調された第１の無線周波数信号と第２の無線周波数信号の振幅差に基づいて、前記位相シフタのシフト量を調整する
   請求項１に記載の変調装置。
3. ＯＯＫ変調又はＱＰＳＫ変調された無線周波数信号を生成する変調装置であって、
   変調方式に応じて、Ｉ信号及びＱ信号を生成する信号生成手段と、
   前記Ｉ信号にベースバンド処理を施し、第１のベースバンド信号を生成する第１のベースバンド処理手段と、
   前記Ｑ信号にベースバンド処理を施し、第２のベースバンド信号を生成する第２のベースバンド処理手段と、
   搬送波を生成する局部発振器と、
   前記搬送波の位相をシフトする位相シフタと、
   前記局部発振器により生成された前記搬送波と前記第１のベースバンド信号とを乗算して、第１の混合信号を生成する第１のミキサと、
   前記位相シフタにより位相がシフトされた前記搬送波と前記第２のベースバンド信号とを乗算して、第２の混合信号を生成する第２のミキサと、
   前記第１の混合信号と前記第２の混合信号とを足し合わせることにより無線周波数信号を生成する合成手段と、
   前記無線周波数信号に基づいて、前記第１及び第２の混合信号の搬送波間の実際の位相差と、前記第１及び第２の混合信号の搬送波間の目標の位相差との位相ずれを推定し、当該位相ずれが無くなるように、前記位相シフタの位相シフト量を制御する位相制御手段と、
   を有し、
   前記信号生成手段で生成する前記Ｉ信号および前記Ｑ信号は、前記ＯＯＫ変調方式において、
   振幅が互いに逆方向に変化し、同一の固定位相を有する、
   振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相が正反対になる、
   振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相の位相差が１８０度である、
   振幅が互いに逆方向に変化し、それぞれの固定位相の位相和が１８０度である、
   振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相が正反対になる、
   振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相の位相差が１８０度である、
   または、振幅が同一方向に変化し、それぞれの固定位相の位相和が１８０度である、
   変調装置。
4. 前記第１のベースバンド信号又は前記第２のベースバンド信号に対して遅延を与える可変遅延手段を、さらに具備し、
   前記位相制御手段は、前記無線周波数信号に基づいて、前記第１のベースバンド信号の伝送経路と前記第２のベースバンド信号の伝送経路との伝送経路差を、さらに推定し、当該伝送経路差が無くなるように、前記可変遅延手段の遅延量を制御する
   請求項３に記載の変調装置。
5. 前記位相制御手段は、前記位相シフタのキャパシタンスを調整することにより、前記位相ずれをチューニングする
   請求項３に記載の変調装置。
6. 前記位相制御手段は、多段のトランジスタから構成され、
   前記位相制御手段は、前記トランジスタに印可するバイアス電圧を調整することにより、前記遅延量をチューニングする
   請求項４に記載の変調装置。
7. 前記位相制御手段は、最尤原則に基づく方法を用いて前記位相ずれを推定する
   請求項３に記載の変調装置。
8. 前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の振幅に基づいて前記位相ずれを推定する
   請求項３に記載の変調装置。
9. 前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の電力を検出し、当該電力に基づいて前記位相ずれを推定する
   請求項３に記載の変調装置。
10. 前記位相制御手段は、最尤原則に基づく方法を用いて前記位相ずれ及び前記伝送経路差を推定する
    請求項４に記載の変調装置。
11. 前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の振幅に基づいて前記位相ずれ及び前記伝送経路差を推定する
    請求項４に記載の変調装置。
12. 前記位相制御手段は、前記無線周波数信号の電力を検出し、当該電力と目標電力との差が予め設定された閾値以上の場合、前記可変遅延手段の前記遅延量を制御し、前記電力と目標電力との差が予め設定された閾値未満の場合、前記位相シフタの前記位相シフト量を制御する
    請求項４に記載の変調装置。

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