JPH09289467A - 移動通信機の高周波受信回路 - Google Patents
移動通信機の高周波受信回路Info
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- JPH09289467A JPH09289467A JP8101033A JP10103396A JPH09289467A JP H09289467 A JPH09289467 A JP H09289467A JP 8101033 A JP8101033 A JP 8101033A JP 10103396 A JP10103396 A JP 10103396A JP H09289467 A JPH09289467 A JP H09289467A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- Transceivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 耐妨害特性の改善を図る。
【解決手段】 ＡＮＴ１による希望信号を含む受信波
は、Ｒ−ＢＰＦ２ａにより受信帯域外成分が減衰され、
段間可変ＢＰＦ４に入力される。ＰＬＬ９は選択チャネ
ル周波数に応じた周波数制御電圧をＶＣＯ８に出力する
とともに、この周波数制御電圧を帯域制御電圧として段
間可変ＢＰＦ４にも出力する。ＶＣＯ８は周波数制御電
圧に従って局部搬送波を発生させる。段間可変ＢＰＦ４
は、チャネル帯域幅より僅かに広い通過帯域幅を有し、
帯域制御電圧により、選択チャネル帯域を含むように通
過帯域を変化させ、ＬＮＡ３より入力された受信波の通
過帯域外成分を減衰させ、この受信波をＭＩＸ５に入力
する。これにより、選択チャネル周波数から中間周波数
の１／２離れた一信号妨害を発生させる周波数位置が受
信帯域内にあっても、この周波数位置にある妨害波を減
衰させることができる。
は、Ｒ−ＢＰＦ２ａにより受信帯域外成分が減衰され、
段間可変ＢＰＦ４に入力される。ＰＬＬ９は選択チャネ
ル周波数に応じた周波数制御電圧をＶＣＯ８に出力する
とともに、この周波数制御電圧を帯域制御電圧として段
間可変ＢＰＦ４にも出力する。ＶＣＯ８は周波数制御電
圧に従って局部搬送波を発生させる。段間可変ＢＰＦ４
は、チャネル帯域幅より僅かに広い通過帯域幅を有し、
帯域制御電圧により、選択チャネル帯域を含むように通
過帯域を変化させ、ＬＮＡ３より入力された受信波の通
過帯域外成分を減衰させ、この受信波をＭＩＸ５に入力
する。これにより、選択チャネル周波数から中間周波数
の１／２離れた一信号妨害を発生させる周波数位置が受
信帯域内にあっても、この周波数位置にある妨害波を減
衰させることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信機の高周
波受信回路、特にＣＤＭＡ（Code Division Multiple A
ccess ）方式を採用しているＩＳ９５Ａ規格（８００Ｍ
Ｈｚ帯）のセルラー移動電話機やＰＮ−３３８５規格
（１．９ＧＨｚ帯）の移動携帯電話機の高周波受信回路
に関するものである。
波受信回路、特にＣＤＭＡ（Code Division Multiple A
ccess ）方式を採用しているＩＳ９５Ａ規格（８００Ｍ
Ｈｚ帯）のセルラー移動電話機やＰＮ−３３８５規格
（１．９ＧＨｚ帯）の移動携帯電話機の高周波受信回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の高周波受信回路は、図８
に示すように、アンテナ（ＡＮＴ）５１、デュープレク
サ（ＤＵＰ）５２、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）５３、段
間帯域通過フィルタ（段間ＢＰＦ）５４、ミキサー（Ｍ
ＩＸ）５５、中間周波用帯域通過フィルタ（ＩＦ−ＢＰ
Ｆ）５６、局部増幅器（ＬＣＡ）５７と電圧制御発振器
（ＶＣＯ）５８とフェイズ・ロックド・ループ回路（Ｐ
ＬＬ）５９による構成が一般的であった。
に示すように、アンテナ（ＡＮＴ）５１、デュープレク
サ（ＤＵＰ）５２、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）５３、段
間帯域通過フィルタ（段間ＢＰＦ）５４、ミキサー（Ｍ
ＩＸ）５５、中間周波用帯域通過フィルタ（ＩＦ−ＢＰ
Ｆ）５６、局部増幅器（ＬＣＡ）５７と電圧制御発振器
（ＶＣＯ）５８とフェイズ・ロックド・ループ回路（Ｐ
ＬＬ）５９による構成が一般的であった。
【０００３】ＤＵＰ５２の受信用帯域通過フィルタ（Ｒ
−ＢＰＦ）５２ａと段間ＢＰＦ５４はともに自局の受信
帯域を通過帯域とするＢＰＦである。これらのＢＰＦ
は、受信帯域外の自局送信波や受信不要波のＬＮＡ５３
およびＭＩＸ５５への入力を阻止し、受信感度低下や混
信妨害を防止するという機能を有する。Ｒ−ＢＰＦ５２
ａと段間ＢＰＦ５４の主要特性である通過帯域内におけ
る挿入損失と通過帯域外の減衰特性は、受信機全体の要
求仕様から決定される。
−ＢＰＦ）５２ａと段間ＢＰＦ５４はともに自局の受信
帯域を通過帯域とするＢＰＦである。これらのＢＰＦ
は、受信帯域外の自局送信波や受信不要波のＬＮＡ５３
およびＭＩＸ５５への入力を阻止し、受信感度低下や混
信妨害を防止するという機能を有する。Ｒ−ＢＰＦ５２
ａと段間ＢＰＦ５４の主要特性である通過帯域内におけ
る挿入損失と通過帯域外の減衰特性は、受信機全体の要
求仕様から決定される。
【０００４】またＩＦ−ＢＰＦ５６はチャネル帯域特性
を決定するものであり、通過帯域内において位相が一定
であることと通過帯域外における高減衰特性が要求さ
れ、これを実現するためにインターディジタル方式のＢ
ＰＦを用いる。インターディジタル方式のＢＰＦの通過
帯域の中心周波数は、性能および価格の面から７０〜１
１０［ＭＨｚ］程度となる。図８のようなシングルコン
バージョンタイプの高周波受信回路では、ＩＦ−ＢＰＦ
５６の中心周波数が中間周波数となり、中間周波数は７
０〜１１０［ＭＨｚ］の間に設定される。図８の高周波
受信回路の中間周波数は８５．３８［ＭＨｚ］に設定さ
れている。
を決定するものであり、通過帯域内において位相が一定
であることと通過帯域外における高減衰特性が要求さ
れ、これを実現するためにインターディジタル方式のＢ
ＰＦを用いる。インターディジタル方式のＢＰＦの通過
帯域の中心周波数は、性能および価格の面から７０〜１
１０［ＭＨｚ］程度となる。図８のようなシングルコン
バージョンタイプの高周波受信回路では、ＩＦ−ＢＰＦ
５６の中心周波数が中間周波数となり、中間周波数は７
０〜１１０［ＭＨｚ］の間に設定される。図８の高周波
受信回路の中間周波数は８５．３８［ＭＨｚ］に設定さ
れている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の高周波受信回路においては、受信周波数（選択チャネ
ルの中心周波数）をｆch、中間周波数をｆi 、ＶＣＯ８
の局部発振周波数をｆLとするとき、周波数 ｆu ＝ｆch±（１／２）ｆi （符号はｆch＜ｆLのとき＋、ｆch＞ｆLのとき−） の妨害波がＭＩＸ５に入力される受信波に混入している
と、ＭＩＸ５における局部搬送波との混合により、この
周波数ｆu の妨害波は中間周波数の位置に妨害信号を発
生させる（一信号妨害）。また選択チャネルの受信周波
数ｆchから等間隔離れた周波数の複数の妨害波、例えば
周波数がｆch＋１［ＭＨｚ］とｆch＋２［ＭＨｚ］の２
つの妨害波がＡＮＴ１より混入すると、ＬＮＡ５２やＭ
ＩＸ５５において、相互変調により受信周波数あるいは
中間周波数の位置に妨害信号を発生させる（相互変調妨
害）。
の高周波受信回路においては、受信周波数（選択チャネ
ルの中心周波数）をｆch、中間周波数をｆi 、ＶＣＯ８
の局部発振周波数をｆLとするとき、周波数 ｆu ＝ｆch±（１／２）ｆi （符号はｆch＜ｆLのとき＋、ｆch＞ｆLのとき−） の妨害波がＭＩＸ５に入力される受信波に混入している
と、ＭＩＸ５における局部搬送波との混合により、この
周波数ｆu の妨害波は中間周波数の位置に妨害信号を発
生させる（一信号妨害）。また選択チャネルの受信周波
数ｆchから等間隔離れた周波数の複数の妨害波、例えば
周波数がｆch＋１［ＭＨｚ］とｆch＋２［ＭＨｚ］の２
つの妨害波がＡＮＴ１より混入すると、ＬＮＡ５２やＭ
ＩＸ５５において、相互変調により受信周波数あるいは
中間周波数の位置に妨害信号を発生させる（相互変調妨
害）。
【０００６】ＰＮ−３３８５規格の受信帯域幅は約６０
［ＭＨｚ］と広く、また中間周波数が８５．３８［ＭＨ
ｚ］と低く設定されており、上記の妨害波は、受信帯域
内にあるため、Ｒ−ＢＰＦ５２ａや段間ＢＰＦ５４で減
衰されない。ＰＮ−３３８５規格における一信号妨害耐
量は７１［ｄＢ］、相互変調妨害耐量は５８［ｄＢ］
と、非常に高い耐妨害特性が要求されるが、上記の理由
からこれを満足させるのが困難であるという問題があっ
た。ここで、妨害耐量とは受信感度劣化が始まる妨害信
号のレベルを示すものであり、例えば、一信号妨害耐量
が７１［ｄＢ］であるということは、希望信号（通信先
から送信された受信すべき信号）よりも７１［ｄＢ］以
上レベルが大きい一信号妨害波がＡＮＴ１より混入する
と受信感度劣化が起こるということを示す。
［ＭＨｚ］と広く、また中間周波数が８５．３８［ＭＨ
ｚ］と低く設定されており、上記の妨害波は、受信帯域
内にあるため、Ｒ−ＢＰＦ５２ａや段間ＢＰＦ５４で減
衰されない。ＰＮ−３３８５規格における一信号妨害耐
量は７１［ｄＢ］、相互変調妨害耐量は５８［ｄＢ］
と、非常に高い耐妨害特性が要求されるが、上記の理由
からこれを満足させるのが困難であるという問題があっ
た。ここで、妨害耐量とは受信感度劣化が始まる妨害信
号のレベルを示すものであり、例えば、一信号妨害耐量
が７１［ｄＢ］であるということは、希望信号（通信先
から送信された受信すべき信号）よりも７１［ｄＢ］以
上レベルが大きい一信号妨害波がＡＮＴ１より混入する
と受信感度劣化が起こるということを示す。
【０００７】耐妨害特性を改善するものとしては、ＭＩ
Ｘ５５をダブルバランスタイプとして、妨害信号の発生
を抑圧するものが考えられるが、これだけで上記の耐妨
害特性を充分に満足するには至らない。
Ｘ５５をダブルバランスタイプとして、妨害信号の発生
を抑圧するものが考えられるが、これだけで上記の耐妨
害特性を充分に満足するには至らない。
【０００８】また一信号耐妨害特性を改善するものとし
ては、図９に示すように、第１中間波用帯域通過フィル
タ（１ｓｔＩＦ−ＢＰＦ）６１の通過帯域の中心周波数
を２１０．３８［ＭＨｚ］に上げ、第２中間波用帯域通
過フィルタ（２ｎｄＩＦ−ＢＰＦ）６３の通過帯域の中
心周波数を８５．３８［ＭＨｚ］としたダブルコンバー
ジョンタイプとすることにより、周波数ｆu を受信帯域
外に持ってゆき、この周波数ｆu の妨害波をＲ−ＢＰＦ
５２ａと段間ＢＰＦ５４で減衰させるとともに、受信帯
域内の妨害波を１ｓｔＩＦ−ＢＰＦおよび２ｎｄＩＦ−
ＢＰＦで減衰させるものがあるが、この場合、上記の妨
害耐量規格を満足させるためには、２ｎｄＭＩＸ６２に
おける耐妨害対策が必要となり（２ｎｄＭＩＸ６２をダ
ブルバランスタイプとする等）、また部品点数および動
作電流が増大するという問題があった。
ては、図９に示すように、第１中間波用帯域通過フィル
タ（１ｓｔＩＦ−ＢＰＦ）６１の通過帯域の中心周波数
を２１０．３８［ＭＨｚ］に上げ、第２中間波用帯域通
過フィルタ（２ｎｄＩＦ−ＢＰＦ）６３の通過帯域の中
心周波数を８５．３８［ＭＨｚ］としたダブルコンバー
ジョンタイプとすることにより、周波数ｆu を受信帯域
外に持ってゆき、この周波数ｆu の妨害波をＲ−ＢＰＦ
５２ａと段間ＢＰＦ５４で減衰させるとともに、受信帯
域内の妨害波を１ｓｔＩＦ−ＢＰＦおよび２ｎｄＩＦ−
ＢＰＦで減衰させるものがあるが、この場合、上記の妨
害耐量規格を満足させるためには、２ｎｄＭＩＸ６２に
おける耐妨害対策が必要となり（２ｎｄＭＩＸ６２をダ
ブルバランスタイプとする等）、また部品点数および動
作電流が増大するという問題があった。
【０００９】本発明はこのような従来の問題を解決する
ものであり、耐妨害特性の改善を図ることを目的とする
ものである。
ものであり、耐妨害特性の改善を図ることを目的とする
ものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の請求項１に記載の移動通信機の高周波受信回
路は、選択チャネル情報に基づいて、受信帯域内におい
て周波数分割された複数のチャネルのうち、選択チャネ
ル帯域内にある希望信号を受信する移動通信機の高周波
受信回路において、電波を受信するアンテナと、前記ア
ンテナによる受信波の受信帯域外成分を受信帯域内成分
に対して所定値減衰させる第１の帯域制限手段と、チャ
ネル帯域幅以上であり、受信帯域幅より狭い通過帯域幅
を有し、制御信号に応じて、この通過帯域が選択チャネ
ル帯域を含むように、この通過帯域の上限および下限の
周波数を変化させ、前記第１の帯域制限手段から出力さ
れた受信波の前記通過帯域外成分を前記通過帯域内成分
に対して所定値減衰させる第２の帯域制限手段と、前記
選択チャネル情報に基づいて、選択チャネルの中心周波
数から、予め設定されている中間周波数分だけ異なる周
波数の局部搬送波を発生させるとともに、前記制御信号
を発生させる局部搬送波発生手段と、第２の帯域制限手
段から出力された受信波と前記局部搬送波を混合するこ
とにより、この受信波に含まれている希望信号の中心周
波数を前記中間周波数に変換する周波数変換手段とを備
えたことを特徴とするものである。
に本発明の請求項１に記載の移動通信機の高周波受信回
路は、選択チャネル情報に基づいて、受信帯域内におい
て周波数分割された複数のチャネルのうち、選択チャネ
ル帯域内にある希望信号を受信する移動通信機の高周波
受信回路において、電波を受信するアンテナと、前記ア
ンテナによる受信波の受信帯域外成分を受信帯域内成分
に対して所定値減衰させる第１の帯域制限手段と、チャ
ネル帯域幅以上であり、受信帯域幅より狭い通過帯域幅
を有し、制御信号に応じて、この通過帯域が選択チャネ
ル帯域を含むように、この通過帯域の上限および下限の
周波数を変化させ、前記第１の帯域制限手段から出力さ
れた受信波の前記通過帯域外成分を前記通過帯域内成分
に対して所定値減衰させる第２の帯域制限手段と、前記
選択チャネル情報に基づいて、選択チャネルの中心周波
数から、予め設定されている中間周波数分だけ異なる周
波数の局部搬送波を発生させるとともに、前記制御信号
を発生させる局部搬送波発生手段と、第２の帯域制限手
段から出力された受信波と前記局部搬送波を混合するこ
とにより、この受信波に含まれている希望信号の中心周
波数を前記中間周波数に変換する周波数変換手段とを備
えたことを特徴とするものである。
【００１１】また請求項２に記載の高周波受信回路は、
前記第２の帯域制限手段が、入力波の受信帯域外成分を
受信帯域内成分に対して所定値減衰させる第１の帯域制
限部と、通過阻止帯域を有し、制御信号に応じて、選択
チャネルの中心周波数に中間周波数の１／２を加えた周
波数、あるいは選択チャネルの中心周波数から中間周波
数の１／２を差し引いた周波数を含むように、前記通過
阻止帯域を変化させ、入力波の前記阻止帯域内成分を前
記阻止帯域外成分に対して所定値減衰させる第２の帯域
制限部とを前後に接続してなり、前記第１の帯域制限手
段から出力された受信波の、受信帯域外成分を受信帯域
内成分に対して所定値減衰させるとともに、前記通過阻
止帯域内成分を阻止帯域外成分に対して所定値減衰させ
るものであることを特徴とする。
前記第２の帯域制限手段が、入力波の受信帯域外成分を
受信帯域内成分に対して所定値減衰させる第１の帯域制
限部と、通過阻止帯域を有し、制御信号に応じて、選択
チャネルの中心周波数に中間周波数の１／２を加えた周
波数、あるいは選択チャネルの中心周波数から中間周波
数の１／２を差し引いた周波数を含むように、前記通過
阻止帯域を変化させ、入力波の前記阻止帯域内成分を前
記阻止帯域外成分に対して所定値減衰させる第２の帯域
制限部とを前後に接続してなり、前記第１の帯域制限手
段から出力された受信波の、受信帯域外成分を受信帯域
内成分に対して所定値減衰させるとともに、前記通過阻
止帯域内成分を阻止帯域外成分に対して所定値減衰させ
るものであることを特徴とする。
【００１２】請求項３に記載の高周波受信回路は、前記
第２の帯域制限手段が、チャネル帯域幅以上であり、受
信帯域幅より狭い通過帯域幅を有し、制御信号に応じ
て、この通過帯域が選択チャネル帯域を含むように、こ
の通過帯域の上限および下限の周波数を変化させ、入力
波の前記通過帯域外成分を前記通過帯域内成分に対して
所定値減衰させる第１の帯域制限制限部と、通過阻止帯
域を有し、制御信号に応じて、選択チャネルの中心周波
数に中間周波数の１／２を加えた周波数、あるいは選択
チャネルの中心周波数から中間周波数の１／２を差し引
いた周波数を含むように、前記通過阻止帯域を変化さ
せ、入力波の前記阻止帯域内成分を前記阻止帯域外成分
に対して所定値減衰させる第２の帯域制限部とを前後に
接続してなり、前記第１の帯域制限手段から出力された
受信波の、前記通過帯域外成分を通過帯域内成分に対し
て所定値減衰させるとともに、前記通過阻止帯域内成分
を阻止帯域外成分に対して所定値減衰させるものである
ことを特徴とする。
第２の帯域制限手段が、チャネル帯域幅以上であり、受
信帯域幅より狭い通過帯域幅を有し、制御信号に応じ
て、この通過帯域が選択チャネル帯域を含むように、こ
の通過帯域の上限および下限の周波数を変化させ、入力
波の前記通過帯域外成分を前記通過帯域内成分に対して
所定値減衰させる第１の帯域制限制限部と、通過阻止帯
域を有し、制御信号に応じて、選択チャネルの中心周波
数に中間周波数の１／２を加えた周波数、あるいは選択
チャネルの中心周波数から中間周波数の１／２を差し引
いた周波数を含むように、前記通過阻止帯域を変化さ
せ、入力波の前記阻止帯域内成分を前記阻止帯域外成分
に対して所定値減衰させる第２の帯域制限部とを前後に
接続してなり、前記第１の帯域制限手段から出力された
受信波の、前記通過帯域外成分を通過帯域内成分に対し
て所定値減衰させるとともに、前記通過阻止帯域内成分
を阻止帯域外成分に対して所定値減衰させるものである
ことを特徴とする。
【００１３】請求項４に記載の高周波受信回路は、前記
選択チャネル情報に基づいて前記制御信号を発生させる
制御手段を設け、前記局部搬送波発生手段が、前記選択
チャネル情報に基づいて、選択チャネルの中心周波数か
ら、予め設定されている中間周波数値だけ異なる周波数
の局部搬送波を発生させるものであることを特徴とす
る。
選択チャネル情報に基づいて前記制御信号を発生させる
制御手段を設け、前記局部搬送波発生手段が、前記選択
チャネル情報に基づいて、選択チャネルの中心周波数か
ら、予め設定されている中間周波数値だけ異なる周波数
の局部搬送波を発生させるものであることを特徴とす
る。
【００１４】尚、請求項１の第２の帯域制限手段および
請求項３の第１の帯域制限部の通過帯域幅はチャネル帯
域幅より僅かに広くなるように設定されていることが好
ましい。
請求項３の第１の帯域制限部の通過帯域幅はチャネル帯
域幅より僅かに広くなるように設定されていることが好
ましい。
【００１５】従って上記請求項１に記載の高周波受信回
路によれば、通過帯域を可変でき、通過帯域幅をチャネ
ル帯域幅より僅かに広くなるように設定した第２の帯域
制限手段を用い、選択チャネル帯域を含むように、この
通過帯域を変化させることにより、一信号妨害を発生さ
せる周波数ｆu の妨害波を含むこの通過帯域外の不要波
を減衰させることができるので、一信号耐妨害特性およ
び相互変調耐妨害特性を向上させることができる。
路によれば、通過帯域を可変でき、通過帯域幅をチャネ
ル帯域幅より僅かに広くなるように設定した第２の帯域
制限手段を用い、選択チャネル帯域を含むように、この
通過帯域を変化させることにより、一信号妨害を発生さ
せる周波数ｆu の妨害波を含むこの通過帯域外の不要波
を減衰させることができるので、一信号耐妨害特性およ
び相互変調耐妨害特性を向上させることができる。
【００１６】また従来のダブルコンバージョンタイプに
比べて、部品点数の削減、低消費電流化を実現でき、小
型化に貢献できる。さらに帯域制御電圧として、局部搬
送波発生手段の周波数制御電圧を利用することにより、
新たな制御回路を必要とせず、簡単な回路構成で第２の
帯域制限手段に帯域制御電圧を印加することができる。
比べて、部品点数の削減、低消費電流化を実現でき、小
型化に貢献できる。さらに帯域制御電圧として、局部搬
送波発生手段の周波数制御電圧を利用することにより、
新たな制御回路を必要とせず、簡単な回路構成で第２の
帯域制限手段に帯域制御電圧を印加することができる。
【００１７】また上記請求項２に記載の高周波受信回路
によれば、受信帯域を固定の通過帯域とする第１の帯域
制限部と通過阻止帯域を可変できる第２の帯域制限部を
用い、第１の帯域制限部により受信帯域外の不要波を減
衰させるとともに、周波数ｆu を含むように、第２の帯
域制限部の阻止帯域を変化させることにより、周波数ｆ
u が受信帯域内にある場合にも、周波数ｆu にある妨害
波を減衰させることができるので、一信号耐妨害特性を
向上させることができる。
によれば、受信帯域を固定の通過帯域とする第１の帯域
制限部と通過阻止帯域を可変できる第２の帯域制限部を
用い、第１の帯域制限部により受信帯域外の不要波を減
衰させるとともに、周波数ｆu を含むように、第２の帯
域制限部の阻止帯域を変化させることにより、周波数ｆ
u が受信帯域内にある場合にも、周波数ｆu にある妨害
波を減衰させることができるので、一信号耐妨害特性を
向上させることができる。
【００１８】また第２の帯域制限部は、ある帯域の通過
を阻止するだけなので、設計自由度が大きく、通過帯域
内損失を小さくすることができるので、ＮＦ劣化を最小
限に抑えることができる。
を阻止するだけなので、設計自由度が大きく、通過帯域
内損失を小さくすることができるので、ＮＦ劣化を最小
限に抑えることができる。
【００１９】上記請求項３に記載の高周波受信回路によ
れば、通過帯域を可変でき、通過帯域幅をチャネル帯域
幅より僅かに広くなるように設定した第１の帯域制限部
と通過阻止帯域を可変できる第２の帯域制限部を用い、
選択チャネル帯域を含むように、第１の帯域制限部の通
過帯域を変化させることにより、周波数ｆu の妨害波を
含むこの通過帯域外の不要波を減衰させ、さらに周波数
ｆu を含むように、第２の帯域制限部の通過阻止帯域を
変化させることにより、周波数ｆu にある妨害波を減衰
させることができるので、一信号耐妨害特性をさらに向
上させることができるとともに、相互変調耐妨害特性を
向上させることができ、多数の強電界妨害波が存在する
ような場合に好適である。
れば、通過帯域を可変でき、通過帯域幅をチャネル帯域
幅より僅かに広くなるように設定した第１の帯域制限部
と通過阻止帯域を可変できる第２の帯域制限部を用い、
選択チャネル帯域を含むように、第１の帯域制限部の通
過帯域を変化させることにより、周波数ｆu の妨害波を
含むこの通過帯域外の不要波を減衰させ、さらに周波数
ｆu を含むように、第２の帯域制限部の通過阻止帯域を
変化させることにより、周波数ｆu にある妨害波を減衰
させることができるので、一信号耐妨害特性をさらに向
上させることができるとともに、相互変調耐妨害特性を
向上させることができ、多数の強電界妨害波が存在する
ような場合に好適である。
【００２０】上記請求項４に記載の高周波受信回路によ
れば、制御手段を設けて帯域制御電圧を独自に発生させ
ることにより、第２の帯域制限手段の設計自由度を大き
くすることができる。
れば、制御手段を設けて帯域制御電圧を独自に発生させ
ることにより、第２の帯域制限手段の設計自由度を大き
くすることができる。
【００２１】
第１の実施形態 図１は本発明の第１の実施形態を示す高周波受信回路の
回路ブロック図である。この高周波受信回路はＰＮ−３
３８５規格に準ずる移動電話機（図示せず）に用いられ
るものとし、受信帯域内において周波数分割された複数
のチャネルのうち、選択チャネル帯域内の信号を受信す
るものである。尚、ＰＮ−３３８５規格の受信帯域は１
８５０〜１９０９．９５［ＭＨｚ］であり、送信帯域は
１９３０〜１９８９．９５［ＭＨｚ］である。従って受
信帯域幅および送信帯域幅はともに約６０［ＭＨｚ］で
ある。またチャネル帯域幅は１．２３［ＭＨｚ］であ
る。また図２は本発明の第１の実施形態における帯域説
明図である。
回路ブロック図である。この高周波受信回路はＰＮ−３
３８５規格に準ずる移動電話機（図示せず）に用いられ
るものとし、受信帯域内において周波数分割された複数
のチャネルのうち、選択チャネル帯域内の信号を受信す
るものである。尚、ＰＮ−３３８５規格の受信帯域は１
８５０〜１９０９．９５［ＭＨｚ］であり、送信帯域は
１９３０〜１９８９．９５［ＭＨｚ］である。従って受
信帯域幅および送信帯域幅はともに約６０［ＭＨｚ］で
ある。またチャネル帯域幅は１．２３［ＭＨｚ］であ
る。また図２は本発明の第１の実施形態における帯域説
明図である。
【００２２】図１に示す高周波受信回路は、アンテナ
（ＡＮＴ）１とデュープレクサ（ＤＵＰ）２と低ノイズ
増幅器（ＬＮＡ）３と段間可変帯域通過フィルタ（段間
可変ＢＰＦ）４とミキサー（ＭＩＸ）５と中間周波帯域
通過フィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ）６と局部増幅器（ＬＣ
Ａ）７と電圧制御発振器（ＶＣＯ）８とフェイズ・ロッ
クド・ループ回路（ＰＬＬ）９とを有する。
（ＡＮＴ）１とデュープレクサ（ＤＵＰ）２と低ノイズ
増幅器（ＬＮＡ）３と段間可変帯域通過フィルタ（段間
可変ＢＰＦ）４とミキサー（ＭＩＸ）５と中間周波帯域
通過フィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ）６と局部増幅器（ＬＣ
Ａ）７と電圧制御発振器（ＶＣＯ）８とフェイズ・ロッ
クド・ループ回路（ＰＬＬ）９とを有する。
【００２３】ＤＵＰ２は、受信帯域（１８５０〜１９０
９．９５［ＭＨｚ］、図２のａ）を通過帯域とする受信
用帯域通過フィルタ（Ｒ−ＢＰＦ）２ａと、送信帯域
（１９３０〜１９８９．９５［ＭＨｚ］）を通過帯域と
する送信用帯域通過フィルタ（Ｓ−ＢＰＦ）２ｂとを備
え、両ＢＰＦはＡＮＴ１に接続されている。Ｒ−ＢＰＦ
２ａは、ＡＮＴ１による受信波の受信帯域外成分を所定
値減衰させ、Ｓ−ＢＰＦ２ｂは、入力された送信波の送
信帯域外成分を所定値減衰させ、ＡＮＴ１に送る。また
ＬＮＡ３は、Ｒ−ＢＰＦ２ａより出力された受信波を所
定値増幅する。このＲ−ＢＰＦ２ａとＬＮＡ３は第１の
帯域制限手段を構成し、ＡＮＴ１による受信波の受信帯
域外成分を受信帯域内成分に対して所定値減衰させる。
９．９５［ＭＨｚ］、図２のａ）を通過帯域とする受信
用帯域通過フィルタ（Ｒ−ＢＰＦ）２ａと、送信帯域
（１９３０〜１９８９．９５［ＭＨｚ］）を通過帯域と
する送信用帯域通過フィルタ（Ｓ−ＢＰＦ）２ｂとを備
え、両ＢＰＦはＡＮＴ１に接続されている。Ｒ−ＢＰＦ
２ａは、ＡＮＴ１による受信波の受信帯域外成分を所定
値減衰させ、Ｓ−ＢＰＦ２ｂは、入力された送信波の送
信帯域外成分を所定値減衰させ、ＡＮＴ１に送る。また
ＬＮＡ３は、Ｒ−ＢＰＦ２ａより出力された受信波を所
定値増幅する。このＲ−ＢＰＦ２ａとＬＮＡ３は第１の
帯域制限手段を構成し、ＡＮＴ１による受信波の受信帯
域外成分を受信帯域内成分に対して所定値減衰させる。
【００２４】ＶＣＯ８は、ＰＬＬ９から入力された直流
の周波数制御電圧に応じた周波数（局部発振周波数）の
局部搬送波をＬＣＡ７およびＰＬＬ９に出力する。ＶＣ
Ｏ８の局部発振周波数は、波数制御電圧の値が大きくな
るに従って大きくなる。ＬＣＡ７は局部搬送波を増幅し
てＭＩＸ５に送る。ＰＬＬ９は、ＶＣＯ８から入力され
る局部搬送波の周波数を監視しており、ＣＰＵ１３から
入力される選択チャネル情報に基づいて、ＶＣＯ８の局
部発振周波数が選択チャネルの中心周波数から、予め設
定されている中間周波数値だけ異なる周波数となるよう
に、周波数制御電圧を変化させ、局部発振周波数を制御
する。ここでは、局部発振周波数は選択チャネルの中心
周波数よりも中間周波数値だけ大きくなるように制御さ
れ、また中間周波数は８５．３８［ＭＨｚ］に設定され
ている。尚、この周波数制御電圧は、帯域制御電圧とし
て、制御ライン１１を介して段間可変ＢＰＦ４にも入力
される。このＶＣＯ８とＰＬＬ９は局部搬送波発生手段
を構成し、選択チャネル情報に基づいて、選択チャネル
の中心周波数から、中間周波数分（８５．３８［ＭＨ
ｚ］）だけ異なる周波数の局部搬送波を発生させるとと
もに、帯域制御電圧を発生させる。
の周波数制御電圧に応じた周波数（局部発振周波数）の
局部搬送波をＬＣＡ７およびＰＬＬ９に出力する。ＶＣ
Ｏ８の局部発振周波数は、波数制御電圧の値が大きくな
るに従って大きくなる。ＬＣＡ７は局部搬送波を増幅し
てＭＩＸ５に送る。ＰＬＬ９は、ＶＣＯ８から入力され
る局部搬送波の周波数を監視しており、ＣＰＵ１３から
入力される選択チャネル情報に基づいて、ＶＣＯ８の局
部発振周波数が選択チャネルの中心周波数から、予め設
定されている中間周波数値だけ異なる周波数となるよう
に、周波数制御電圧を変化させ、局部発振周波数を制御
する。ここでは、局部発振周波数は選択チャネルの中心
周波数よりも中間周波数値だけ大きくなるように制御さ
れ、また中間周波数は８５．３８［ＭＨｚ］に設定され
ている。尚、この周波数制御電圧は、帯域制御電圧とし
て、制御ライン１１を介して段間可変ＢＰＦ４にも入力
される。このＶＣＯ８とＰＬＬ９は局部搬送波発生手段
を構成し、選択チャネル情報に基づいて、選択チャネル
の中心周波数から、中間周波数分（８５．３８［ＭＨ
ｚ］）だけ異なる周波数の局部搬送波を発生させるとと
もに、帯域制御電圧を発生させる。
【００２５】段間可変ＢＰＦ４は、請求項１の第２の帯
域制限手段および請求項３の第２の帯域制限部に該当
し、チャネル帯域幅（１．２３［ＭＨｚ］、図２のｃ）
以上で、受信帯域幅（６０［ＭＨｚ］）より狭い通過帯
域幅を有し、ＰＬＬ９から入力される帯域制御電圧に応
じて、選択チャネル帯域を含むように、この通過帯域の
上限および下限の周波数を変化させ、ＬＮＡ３から入力
された受信波の通過帯域外成分を通過帯域内成分に対し
て所定値減衰させる。この減衰量を、ここでは３０［ｄ
Ｂ］程度に設定する。また通過帯域幅は、各構成素子の
性能や精度等を考慮して設定され、ここでは３［ＭＨ
ｚ］とする（図２のｂ）。この段間可変ＢＰＦ４の通過
帯域幅はチャネル帯域幅より僅かに広いことが好まし
い。
域制限手段および請求項３の第２の帯域制限部に該当
し、チャネル帯域幅（１．２３［ＭＨｚ］、図２のｃ）
以上で、受信帯域幅（６０［ＭＨｚ］）より狭い通過帯
域幅を有し、ＰＬＬ９から入力される帯域制御電圧に応
じて、選択チャネル帯域を含むように、この通過帯域の
上限および下限の周波数を変化させ、ＬＮＡ３から入力
された受信波の通過帯域外成分を通過帯域内成分に対し
て所定値減衰させる。この減衰量を、ここでは３０［ｄ
Ｂ］程度に設定する。また通過帯域幅は、各構成素子の
性能や精度等を考慮して設定され、ここでは３［ＭＨ
ｚ］とする（図２のｂ）。この段間可変ＢＰＦ４の通過
帯域幅はチャネル帯域幅より僅かに広いことが好まし
い。
【００２６】図３は段間可変ＢＰＦ４の回路図である。
図３において、段間可変ＢＰＦ４は、コンデンサ１４
ａ、１４ｂ、１７ａ、１７ｂと、抵抗１５ａ、１５ｂ
と、バリキャップ１６ａ、１６ｂと、固定ＢＰＦ１８と
を有する。
図３において、段間可変ＢＰＦ４は、コンデンサ１４
ａ、１４ｂ、１７ａ、１７ｂと、抵抗１５ａ、１５ｂ
と、バリキャップ１６ａ、１６ｂと、固定ＢＰＦ１８と
を有する。
【００２７】固定ＢＰＦ１８の入力端子１８ａは図１の
ＬＮＡ３の出力端子に接続され、出力端子１８ｂは図１
のＭＩＸ５に接続される。カップリングコンデンサ１７
ａの一端は入力端子１８ａに接続され、他端はバリキャ
ップ１６ａのカソード端子に接続され、バリキャップ１
６ａのアノード側は接地される。同様にカップリングコ
ンデンサ１７ｂの一端は入力端子１８ｂに接続され、他
端はバリキャップ１６ｂのカソード端子に接続され、バ
リキャップ１６ｂのアノード端子は接地される。また抵
抗１５ａの一端はバリキャップ１６ａのカソード端子に
接続され、他端はコンデンサ１４ａによって接地される
とともに、制御ライン１１に接続される。同様に抵抗１
５ｂの一端はバリキャップ１６ｂのカソード端子に接続
され、他端はコンデンサ１４ｂによって接地されるとと
もに、制御ライン１１に接続される。カップリングコン
デンサ１７ａ、１７ｂは、固定ＢＰＦ１８への直流電流
の流入を阻止し、抵抗１５ａ、１５ｂとコンデンサ１４
ａ、１４ｂは、固定ＢＰＦ１８から制御ライン１１に漏
れる高周波を阻止する。バリキャップ１６ａ、１６ｂ
は、カソード／アノード間に印加される逆方向電圧値が
増加するに従ってその容量値が減少する。
ＬＮＡ３の出力端子に接続され、出力端子１８ｂは図１
のＭＩＸ５に接続される。カップリングコンデンサ１７
ａの一端は入力端子１８ａに接続され、他端はバリキャ
ップ１６ａのカソード端子に接続され、バリキャップ１
６ａのアノード側は接地される。同様にカップリングコ
ンデンサ１７ｂの一端は入力端子１８ｂに接続され、他
端はバリキャップ１６ｂのカソード端子に接続され、バ
リキャップ１６ｂのアノード端子は接地される。また抵
抗１５ａの一端はバリキャップ１６ａのカソード端子に
接続され、他端はコンデンサ１４ａによって接地される
とともに、制御ライン１１に接続される。同様に抵抗１
５ｂの一端はバリキャップ１６ｂのカソード端子に接続
され、他端はコンデンサ１４ｂによって接地されるとと
もに、制御ライン１１に接続される。カップリングコン
デンサ１７ａ、１７ｂは、固定ＢＰＦ１８への直流電流
の流入を阻止し、抵抗１５ａ、１５ｂとコンデンサ１４
ａ、１４ｂは、固定ＢＰＦ１８から制御ライン１１に漏
れる高周波を阻止する。バリキャップ１６ａ、１６ｂ
は、カソード／アノード間に印加される逆方向電圧値が
増加するに従ってその容量値が減少する。
【００２８】バリキャップ１６ａとカップリングコンデ
ンサ１７ａの直列合成容量である帯域制御容量１９ａは
固定ＢＰＦ１８の入力端子１８ａに対して並列に接続さ
れ、またバリキャップ１６ｂとカップリングコンデンサ
１７ｂの直列合成容量である帯域制御容量１９ｂは出力
端子１８ｂに対して並列に接続されており、段間可変Ｂ
ＰＦ４の通過帯域は固定ＢＰＦ１８の通過帯域特性とそ
の入出力端子に接続された帯域制御容量１９ａ、１９ｂ
に依存して決まり、また段間可変ＢＰＦ４の通過帯域幅
は固定ＢＰＦ１８の通過帯域特性にのみ依存して決ま
る。従ってバリキャップ１６ａ、１６ｂは、カソード端
子に印加する電圧（帯域制御電圧）を変化させると容量
値が変化するので、帯域制御容量１９ａ、１９ｂも変化
し、これにより段間可変ＢＰＦ４の通過帯域を変化させ
ることができる。帯域制御容量１９ａ、１９ｂが小さく
なるに従い、段間可変ＢＰＦ４の通過帯域は高周波側に
移動する。尚、カップリングコンデンサ１７ａ、１７ｂ
の容量値を調整することにより、周波数制御電圧の変化
に対する帯域制御容量１９ａ、１９ｂの変化率、すなわ
ち周波数制御電圧の変化に対する段間可変ＢＰＦ４の通
過帯域の変化率を調整することができる。
ンサ１７ａの直列合成容量である帯域制御容量１９ａは
固定ＢＰＦ１８の入力端子１８ａに対して並列に接続さ
れ、またバリキャップ１６ｂとカップリングコンデンサ
１７ｂの直列合成容量である帯域制御容量１９ｂは出力
端子１８ｂに対して並列に接続されており、段間可変Ｂ
ＰＦ４の通過帯域は固定ＢＰＦ１８の通過帯域特性とそ
の入出力端子に接続された帯域制御容量１９ａ、１９ｂ
に依存して決まり、また段間可変ＢＰＦ４の通過帯域幅
は固定ＢＰＦ１８の通過帯域特性にのみ依存して決ま
る。従ってバリキャップ１６ａ、１６ｂは、カソード端
子に印加する電圧（帯域制御電圧）を変化させると容量
値が変化するので、帯域制御容量１９ａ、１９ｂも変化
し、これにより段間可変ＢＰＦ４の通過帯域を変化させ
ることができる。帯域制御容量１９ａ、１９ｂが小さく
なるに従い、段間可変ＢＰＦ４の通過帯域は高周波側に
移動する。尚、カップリングコンデンサ１７ａ、１７ｂ
の容量値を調整することにより、周波数制御電圧の変化
に対する帯域制御容量１９ａ、１９ｂの変化率、すなわ
ち周波数制御電圧の変化に対する段間可変ＢＰＦ４の通
過帯域の変化率を調整することができる。
【００２９】図１に戻り、ＭＩＸ５は、段間可変ＢＰＦ
４から入力された受信波と、ＬＣＡ７から入力された局
部搬送波を混合し、受信波と局部搬送波の混合波を発生
させる。この受信波には、通話先から基地局を介して送
られてきた希望信号が含まれており、混合波には、中心
周波数が中間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）に変換さ
れた上記の希望信号（以下、中間周波希望信号と称す
る）が含まれている。尚、このＭＩＸ５においては、４
０［ｄＢ］程度のＭＩＸ妨害耐量を確保であれば良く、
ダブルバランスタイプ等の特殊な回路構成にしなくと
も、ＦＥＴまたはバイポーラトランジスタ等によるシン
グルタイプの安価で簡単な回路構成で良い。ここでＭＩ
Ｘ妨害耐量とは、ＭＩＸ５の出力、すなわち中間周波希
望信号が感度劣化を開始する妨害信号のＭＩＸ５入力レ
ベルを示し、ＭＩＸ妨害耐量が４０［ｄＢ］とは、ＭＩ
Ｘ５の入力において、希望信号よりも４０［ｄＢ］以上
大きなレベルの妨害波が混入すると、中間周波希望信号
が感度劣化を起こすことを示す。ＩＦ−ＢＰＦ６は、中
間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）を帯域中心とし、チ
ャネル帯域幅（１．２３［ＭＨｚ］）を帯域幅とする通
過帯域を有し（図２のｄ）、ミキサー５より入力された
混合波の通過帯域外成分を減衰させることにより、中間
周波希望信号を選択的に通過させる。このＭＩＸ５とＩ
Ｆ−ＢＰＦ６は、周波数変換手段を構成し、段間可変Ｂ
ＰＦ４から入力されたから受信波とＬＣＡ７から入力さ
れた局部搬送波を局部搬送波を混合することにより、こ
の受信波に含まれる希望信号の中心周波数を中間周波数
に変換する。
４から入力された受信波と、ＬＣＡ７から入力された局
部搬送波を混合し、受信波と局部搬送波の混合波を発生
させる。この受信波には、通話先から基地局を介して送
られてきた希望信号が含まれており、混合波には、中心
周波数が中間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）に変換さ
れた上記の希望信号（以下、中間周波希望信号と称す
る）が含まれている。尚、このＭＩＸ５においては、４
０［ｄＢ］程度のＭＩＸ妨害耐量を確保であれば良く、
ダブルバランスタイプ等の特殊な回路構成にしなくと
も、ＦＥＴまたはバイポーラトランジスタ等によるシン
グルタイプの安価で簡単な回路構成で良い。ここでＭＩ
Ｘ妨害耐量とは、ＭＩＸ５の出力、すなわち中間周波希
望信号が感度劣化を開始する妨害信号のＭＩＸ５入力レ
ベルを示し、ＭＩＸ妨害耐量が４０［ｄＢ］とは、ＭＩ
Ｘ５の入力において、希望信号よりも４０［ｄＢ］以上
大きなレベルの妨害波が混入すると、中間周波希望信号
が感度劣化を起こすことを示す。ＩＦ−ＢＰＦ６は、中
間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）を帯域中心とし、チ
ャネル帯域幅（１．２３［ＭＨｚ］）を帯域幅とする通
過帯域を有し（図２のｄ）、ミキサー５より入力された
混合波の通過帯域外成分を減衰させることにより、中間
周波希望信号を選択的に通過させる。このＭＩＸ５とＩ
Ｆ−ＢＰＦ６は、周波数変換手段を構成し、段間可変Ｂ
ＰＦ４から入力されたから受信波とＬＣＡ７から入力さ
れた局部搬送波を局部搬送波を混合することにより、こ
の受信波に含まれる希望信号の中心周波数を中間周波数
に変換する。
【００３０】尚、一般に、バリキャップを用いてＢＰＦ
の通過帯域を可変とすると、バリキャップによるＱの低
下で、ＢＰＦの挿入損失が増大するので、耐妨害特性は
改善されるが、挿入損失の増大によりＮＦ（Nise Figur
e ）の劣化が発生する。このためＤＵＰ２のＲ−ＢＰＦ
２ａに可変ＢＰＦを用いることは推奨できない。しかし
図１にように可変ＢＰＦを段間ＢＰＦとして用いた場合
には、ＬＮＡ３のゲインアップを図ることによりＮＦを
補償できるので、段間可変ＢＰＦ４による５［ｄＢ］程
度の挿入損失増大は許容できる。
の通過帯域を可変とすると、バリキャップによるＱの低
下で、ＢＰＦの挿入損失が増大するので、耐妨害特性は
改善されるが、挿入損失の増大によりＮＦ（Nise Figur
e ）の劣化が発生する。このためＤＵＰ２のＲ−ＢＰＦ
２ａに可変ＢＰＦを用いることは推奨できない。しかし
図１にように可変ＢＰＦを段間ＢＰＦとして用いた場合
には、ＬＮＡ３のゲインアップを図ることによりＮＦを
補償できるので、段間可変ＢＰＦ４による５［ｄＢ］程
度の挿入損失増大は許容できる。
【００３１】次に図１に示す高周波受信回路の動作につ
いて説明する。ＡＮＴ１による受信波は、ＤＵＰ２のＲ
−ＢＰＦ２ａに入力され、Ｒ−ＢＰＦ２ａにより受信帯
域外成分（妨害波等の不要波成分）が選択的に減衰さ
れ、次にＬＮＡ３により増幅され、段間可変ＢＰＦ４に
入力される。
いて説明する。ＡＮＴ１による受信波は、ＤＵＰ２のＲ
−ＢＰＦ２ａに入力され、Ｒ−ＢＰＦ２ａにより受信帯
域外成分（妨害波等の不要波成分）が選択的に減衰さ
れ、次にＬＮＡ３により増幅され、段間可変ＢＰＦ４に
入力される。
【００３２】またＶＣＯ８の局部発振周波数は、ＰＬＬ
９から入力される周波数制御電圧により、選択チャネル
の中心周波数より中間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）
だけ大きくなるように制御され、ＶＣＯ８より出力され
た局部搬送波はＬＣＡ７により増幅され、ＭＩＸ５に入
力される。また上記の周波数制御電圧は、帯域制御電圧
として制御ライン１１を介して段間可変ＢＰＦ４にも入
力される。
９から入力される周波数制御電圧により、選択チャネル
の中心周波数より中間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）
だけ大きくなるように制御され、ＶＣＯ８より出力され
た局部搬送波はＬＣＡ７により増幅され、ＭＩＸ５に入
力される。また上記の周波数制御電圧は、帯域制御電圧
として制御ライン１１を介して段間可変ＢＰＦ４にも入
力される。
【００３３】ここで、段間可変ＢＰＦ４の通過帯域変化
について説明する。ＰＬＬ９より出力された帯域制御電
圧は、抵抗１５ａ、１５ｂを介して、バリキャップ１６
ａ、１６ｂのカソード端子に印加される。
について説明する。ＰＬＬ９より出力された帯域制御電
圧は、抵抗１５ａ、１５ｂを介して、バリキャップ１６
ａ、１６ｂのカソード端子に印加される。
【００３４】選択チャネルが高周波側にシフトしたとす
る。このときＰＬＬ９は、ＶＣＯ８の局部発振周波数を
大きくするため、帯域制御電圧（周波数制御電圧）を上
げる。これによりバリキャップ１６ａ、１６ｂの容量値
が小さくなるので、帯域制御容量１９ａ、１９ｂも小さ
くなり、段間可変ＢＰＦ４の通過帯域は、選択チャネル
を含むように高周波側に移動する。また選択チャネルが
低周波側にシフトしたときには、帯域制御電圧は下がる
ので、帯域制御容量１９ａ、１９ｂが大きくなり、段間
可変ＢＰＦ４の通過帯域は、選択チャネルを含むように
低周波側に移動する。
る。このときＰＬＬ９は、ＶＣＯ８の局部発振周波数を
大きくするため、帯域制御電圧（周波数制御電圧）を上
げる。これによりバリキャップ１６ａ、１６ｂの容量値
が小さくなるので、帯域制御容量１９ａ、１９ｂも小さ
くなり、段間可変ＢＰＦ４の通過帯域は、選択チャネル
を含むように高周波側に移動する。また選択チャネルが
低周波側にシフトしたときには、帯域制御電圧は下がる
ので、帯域制御容量１９ａ、１９ｂが大きくなり、段間
可変ＢＰＦ４の通過帯域は、選択チャネルを含むように
低周波側に移動する。
【００３５】従って、ＬＮＡ３より出力された受信波
は、選択チャネル帯域を含む帯域幅３［ＭＨｚ］の通過
帯域を有する段間可変ＢＰＦ４において、通過帯域外成
分が選択的に減衰され、ＭＩＸ５に入力される。
は、選択チャネル帯域を含む帯域幅３［ＭＨｚ］の通過
帯域を有する段間可変ＢＰＦ４において、通過帯域外成
分が選択的に減衰され、ＭＩＸ５に入力される。
【００３６】ＭＩＸ５において、段間可変ＢＰＦ４から
入力された受信波とＬＣＡ７から入力された局部搬送波
は混合され、発生した混合波はＩＦ−ＢＰＦ６に送ら
れ、中心周波数８５．３８［ＭＨｚ］、帯域幅１．２３
［ＭＨｚ］の通過帯域を有するＩＦ−ＢＰＦ６におい
て、通過帯域外成分が減衰され、混合波に含まれている
中間周波希望信号はＩＦ−ＢＰＦ６を選択的に通過す
る。
入力された受信波とＬＣＡ７から入力された局部搬送波
は混合され、発生した混合波はＩＦ−ＢＰＦ６に送ら
れ、中心周波数８５．３８［ＭＨｚ］、帯域幅１．２３
［ＭＨｚ］の通過帯域を有するＩＦ−ＢＰＦ６におい
て、通過帯域外成分が減衰され、混合波に含まれている
中間周波希望信号はＩＦ−ＢＰＦ６を選択的に通過す
る。
【００３７】このように上記第１の実施形態によれば、
通過帯域を可変できる段間可変ＢＰＦ４を用い、この段
間可変ＢＰＦ４の通過帯域幅をチャネル帯域幅（１．２
３［ＭＨｚ］）より僅かに広くなるように設定し（ここ
では３［ＭＨｚ］）、選択チャネル帯域を含むように、
この通過帯域を変化させることにより、一信号妨害を発
生させる周波数ｆu の妨害波を含めた段間可変ＢＰＦ４
の通過帯域外の不要波を３０［ｄＢ］減衰させることが
できるので、一信号耐妨害特性および相互変調耐妨害特
性を向上させることができる。従ってＭＩＸ５の４０
［ｄＢ］のＭＩＸ妨害耐量と併せて７０［ｄＢ］の妨害
耐量を確保することができる。
通過帯域を可変できる段間可変ＢＰＦ４を用い、この段
間可変ＢＰＦ４の通過帯域幅をチャネル帯域幅（１．２
３［ＭＨｚ］）より僅かに広くなるように設定し（ここ
では３［ＭＨｚ］）、選択チャネル帯域を含むように、
この通過帯域を変化させることにより、一信号妨害を発
生させる周波数ｆu の妨害波を含めた段間可変ＢＰＦ４
の通過帯域外の不要波を３０［ｄＢ］減衰させることが
できるので、一信号耐妨害特性および相互変調耐妨害特
性を向上させることができる。従ってＭＩＸ５の４０
［ｄＢ］のＭＩＸ妨害耐量と併せて７０［ｄＢ］の妨害
耐量を確保することができる。
【００３８】また従来のダブルコンバージョンタイプに
比べて、部品点数の削減、低消費電流化を実現でき、小
型化に貢献できる。さらに段間可変ＢＰＦ４の帯域制御
電圧として、ＶＣＯ８の周波数制御電圧を利用すること
により、新たな制御回路を必要とせず、簡単な回路構成
で段間可変ＢＰＦの４に帯域制御電圧を印加することが
できる。
比べて、部品点数の削減、低消費電流化を実現でき、小
型化に貢献できる。さらに段間可変ＢＰＦ４の帯域制御
電圧として、ＶＣＯ８の周波数制御電圧を利用すること
により、新たな制御回路を必要とせず、簡単な回路構成
で段間可変ＢＰＦの４に帯域制御電圧を印加することが
できる。
【００３９】第２の実施形態 図４は本発明の第２の実施形態を示す高周波受信回路の
回路ブロック図である。図４に示す高周波受信回路は、
図１において、ディジタルデータである選択チャネル情
報をアナログ電圧に変換するＤ／Ａコンバータ１２を設
け、ＰＰＬ９からの周波数制御電圧を帯域制御電圧とし
て用いずに、Ｄ／Ａコンバータ１２から出力されるアナ
ログ電圧を帯域制御電圧として用いるものである。尚、
このＤ／Ａコンバータ１２は制御手段に該当する。
回路ブロック図である。図４に示す高周波受信回路は、
図１において、ディジタルデータである選択チャネル情
報をアナログ電圧に変換するＤ／Ａコンバータ１２を設
け、ＰＰＬ９からの周波数制御電圧を帯域制御電圧とし
て用いずに、Ｄ／Ａコンバータ１２から出力されるアナ
ログ電圧を帯域制御電圧として用いるものである。尚、
このＤ／Ａコンバータ１２は制御手段に該当する。
【００４０】この場合、ＣＰＵ１３からＤ／Ａコンバー
タ１２に入力される選択チャネル情報は、選択チャネル
の中心周波数が大きくなるほど、大きな値のディジタル
データとなる必要がある。これのより選択チャネルの中
心周波数が大きくなるほど、帯域制御電圧が上がり、段
間可変ＢＰＦ４の通過帯域も高周波側にシフトさせるこ
とができる。
タ１２に入力される選択チャネル情報は、選択チャネル
の中心周波数が大きくなるほど、大きな値のディジタル
データとなる必要がある。これのより選択チャネルの中
心周波数が大きくなるほど、帯域制御電圧が上がり、段
間可変ＢＰＦ４の通過帯域も高周波側にシフトさせるこ
とができる。
【００４１】このように上記第２の実施形態によれば、
ＰＬＬ９の周波数制御電圧を帯域制御電圧として用いず
に、Ｄ／Ａコンバータ１２を設けて帯域制御電圧を独自
に発生させることにより、段間可変ＢＰＦ４の設計自由
度を大きくすることができる。
ＰＬＬ９の周波数制御電圧を帯域制御電圧として用いず
に、Ｄ／Ａコンバータ１２を設けて帯域制御電圧を独自
に発生させることにより、段間可変ＢＰＦ４の設計自由
度を大きくすることができる。
【００４２】第３の実施形態 図５は本発明の第３の実施形態を示す高周波受信回路の
回路ブロック図である。図５に示す高周波受信回路は、
図１において、段間可変ＢＰＦ４に替えて、可変帯域阻
止フィルタ（可変ＢＥＦ）２４と段間帯域通過フィルタ
（段間ＢＰＦ）３１を加えたものである。尚、可変ＢＥ
Ｆ２４と段間ＢＰＦ３１は配置順序を逆によても良い。
回路ブロック図である。図５に示す高周波受信回路は、
図１において、段間可変ＢＰＦ４に替えて、可変帯域阻
止フィルタ（可変ＢＥＦ）２４と段間帯域通過フィルタ
（段間ＢＰＦ）３１を加えたものである。尚、可変ＢＥ
Ｆ２４と段間ＢＰＦ３１は配置順序を逆によても良い。
【００４３】段間ＢＰＦ３１は、請求項２の第１の帯域
制限部に該当し、受信帯域（１８５０〜１９０９．９５
［ＭＨｚ］）を通過帯域とし、ＬＮＡ３より入力された
受信波の受信帯域外成分を所定値減衰させる。この減衰
量は、ここでは３０［ｄＢ］程度に設定する。
制限部に該当し、受信帯域（１８５０〜１９０９．９５
［ＭＨｚ］）を通過帯域とし、ＬＮＡ３より入力された
受信波の受信帯域外成分を所定値減衰させる。この減衰
量は、ここでは３０［ｄＢ］程度に設定する。
【００４４】可変ＢＥＦ２４は、請求項２および３の第
２の帯域制限部に該当し、所定の阻止帯域幅を有し、Ｐ
ＬＬ９から入力される帯域制御電圧に応じて、選択チャ
ネル帯域を含まず、選択チャネルの中心周波数から中間
周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）の１／２だけ大きい周
波数を含むように、阻止帯域の中心周波数を変化させ、
段間ＢＰＦ３１から入力された受信波の阻止帯域内成分
を阻止帯域外成分に対して所定値減衰させる。この減衰
量を、ここでは３０［ｄＢ］程度に設定する。尚、ＶＣ
Ｏ８の局部発振周波数が、選択チャネルの中心周波数よ
りも低周波側に設定されているときは、上記の阻止帯域
は、選択チャネルの中心周波数から中間周波数の１／２
だけ小さい周波数を含むように制御する。また阻止帯域
幅は、各構成素子の性能や精度等を考慮して設定され
る。
２の帯域制限部に該当し、所定の阻止帯域幅を有し、Ｐ
ＬＬ９から入力される帯域制御電圧に応じて、選択チャ
ネル帯域を含まず、選択チャネルの中心周波数から中間
周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）の１／２だけ大きい周
波数を含むように、阻止帯域の中心周波数を変化させ、
段間ＢＰＦ３１から入力された受信波の阻止帯域内成分
を阻止帯域外成分に対して所定値減衰させる。この減衰
量を、ここでは３０［ｄＢ］程度に設定する。尚、ＶＣ
Ｏ８の局部発振周波数が、選択チャネルの中心周波数よ
りも低周波側に設定されているときは、上記の阻止帯域
は、選択チャネルの中心周波数から中間周波数の１／２
だけ小さい周波数を含むように制御する。また阻止帯域
幅は、各構成素子の性能や精度等を考慮して設定され
る。
【００４５】図６は可変ＢＥＦ２４の回路図である。図
６において、可変ＢＥＦ４は、コンデンサ２６および２
９と、抵抗２８と、バリキャップ２７と、固定ＢＥＦ２
５とを有する。
６において、可変ＢＥＦ４は、コンデンサ２６および２
９と、抵抗２８と、バリキャップ２７と、固定ＢＥＦ２
５とを有する。
【００４６】固定ＢＥＦ２５の入力端子２５ａは図１の
段間ＢＰＦ３１の出力端子に接続され、出力端子２５ｂ
は図１のＭＩＸ５に接続される。カップリングコンデン
サ２６の一端は出力端子２５ｂに接続され、他端はバリ
キャップ２７のカソード端子に接続され、バリキャップ
２７のアノード端子は接地される。また抵抗２８の一端
はバリキャップ２７のカソード端子に接続され、他端は
コンデンサ２９によって接地されるとともに、制御ライ
ン１１に接続される。カップリングコンデンサ２６は、
固定ＢＥＦ２５への直流電流の流入を阻止し、抵抗２８
とコンデンサ２９は、固定ＢＥＦ２５から制御ライン１
１に漏れる高周波を阻止する。バリキャップ２７は、カ
ソード／アノード間に印加される逆方向電圧値が増加す
るに従ってその容量値が減少する。
段間ＢＰＦ３１の出力端子に接続され、出力端子２５ｂ
は図１のＭＩＸ５に接続される。カップリングコンデン
サ２６の一端は出力端子２５ｂに接続され、他端はバリ
キャップ２７のカソード端子に接続され、バリキャップ
２７のアノード端子は接地される。また抵抗２８の一端
はバリキャップ２７のカソード端子に接続され、他端は
コンデンサ２９によって接地されるとともに、制御ライ
ン１１に接続される。カップリングコンデンサ２６は、
固定ＢＥＦ２５への直流電流の流入を阻止し、抵抗２８
とコンデンサ２９は、固定ＢＥＦ２５から制御ライン１
１に漏れる高周波を阻止する。バリキャップ２７は、カ
ソード／アノード間に印加される逆方向電圧値が増加す
るに従ってその容量値が減少する。
【００４７】バリキャップ２７とカップリングコンデン
サ２６の直列合成容量である帯域制御容量３０は固定Ｂ
ＥＦ２５の出力端子２４ａに対して並列に接続されお
り、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域は固定ＢＥＦ２５の阻止
帯域特性と帯域制御容量３０に依存して決まる。バリキ
ャップ２７はカソード端子に印加する電圧（帯域制御電
圧）を変化させると容量値が変化するので、帯域制御容
量３０も変化し、これにより可変ＢＥＦ４の阻止帯域を
変化させることができる。帯域制御容量３０が小さくな
るに従い、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域は高周波側に移動
する。
サ２６の直列合成容量である帯域制御容量３０は固定Ｂ
ＥＦ２５の出力端子２４ａに対して並列に接続されお
り、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域は固定ＢＥＦ２５の阻止
帯域特性と帯域制御容量３０に依存して決まる。バリキ
ャップ２７はカソード端子に印加する電圧（帯域制御電
圧）を変化させると容量値が変化するので、帯域制御容
量３０も変化し、これにより可変ＢＥＦ４の阻止帯域を
変化させることができる。帯域制御容量３０が小さくな
るに従い、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域は高周波側に移動
する。
【００４８】次に図５に示す高周波受信回路の動作につ
いて説明する。ＡＮＴ１による受信波は、ＤＵＰ２のＲ
−ＢＰＦ２ａに入力され、Ｒ−ＢＰＦ２ａにより受信帯
域外成分（妨害波等の不要波成分）が選択的に減衰さ
れ、次にＬＮＡ３により増幅され、段間可変ＢＰＦ４に
入力される。
いて説明する。ＡＮＴ１による受信波は、ＤＵＰ２のＲ
−ＢＰＦ２ａに入力され、Ｒ−ＢＰＦ２ａにより受信帯
域外成分（妨害波等の不要波成分）が選択的に減衰さ
れ、次にＬＮＡ３により増幅され、段間可変ＢＰＦ４に
入力される。
【００４９】またＶＣＯ８の局部発振周波数は、ＰＬＬ
９から入力される周波数制御電圧により、選択チャネル
の中心周波数より中間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）
だけ大きくなるように制御され、ＶＣＯ８より出力され
た局部搬送波はＬＣＡ７により増幅され、ＭＩＸ５に入
力される。また上記の周波数制御電圧は、帯域制御電圧
として制御ライン１１を介して段間可変ＢＰＦ４にも入
力される。
９から入力される周波数制御電圧により、選択チャネル
の中心周波数より中間周波数（８５．３８［ＭＨｚ］）
だけ大きくなるように制御され、ＶＣＯ８より出力され
た局部搬送波はＬＣＡ７により増幅され、ＭＩＸ５に入
力される。また上記の周波数制御電圧は、帯域制御電圧
として制御ライン１１を介して段間可変ＢＰＦ４にも入
力される。
【００５０】ここで、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域変化に
ついて説明する。ＰＬＬ９より出力された帯域制御電圧
は、抵抗２８を介して、バリキャップ２７のカソード端
子に印加される。選択チャネルが高周波側にシフトした
とき、ＰＰＬ９はＶＣＯ８の局部発振周波数を大きくす
るため、帯域制御電圧（周波数制御電圧）を上げる。こ
れによりバリキャップ２７の容量値が小さくなるので、
帯域制御容量３０も小さくなり、可変ＢＥＦ２４の阻止
帯域は、一信号妨害を発生させる周波数ｆu （＝ｆch＋
ｆi ／２）を含むように高周波側に移動する。また選択
チャネルが低周波側にシフトしたときには、帯域制御電
圧は下がるので、帯域制御容量３０が大きくなり、可変
ＢＥＦ２４の阻止帯域は、周波数ｆu を含むように低周
波側に移動する。
ついて説明する。ＰＬＬ９より出力された帯域制御電圧
は、抵抗２８を介して、バリキャップ２７のカソード端
子に印加される。選択チャネルが高周波側にシフトした
とき、ＰＰＬ９はＶＣＯ８の局部発振周波数を大きくす
るため、帯域制御電圧（周波数制御電圧）を上げる。こ
れによりバリキャップ２７の容量値が小さくなるので、
帯域制御容量３０も小さくなり、可変ＢＥＦ２４の阻止
帯域は、一信号妨害を発生させる周波数ｆu （＝ｆch＋
ｆi ／２）を含むように高周波側に移動する。また選択
チャネルが低周波側にシフトしたときには、帯域制御電
圧は下がるので、帯域制御容量３０が大きくなり、可変
ＢＥＦ２４の阻止帯域は、周波数ｆu を含むように低周
波側に移動する。
【００５１】従って、ＬＮＡ３より出力された受信波
は、周波数ｆu を含む帯域を阻止帯域とする可変ＢＥＦ
２４において、阻止帯域内成分が選択的に減衰され、Ｍ
ＩＸ５に入力される。尚、以降の動作は図１の高周波受
信回路と同じである。
は、周波数ｆu を含む帯域を阻止帯域とする可変ＢＥＦ
２４において、阻止帯域内成分が選択的に減衰され、Ｍ
ＩＸ５に入力される。尚、以降の動作は図１の高周波受
信回路と同じである。
【００５２】このように上記第３の実施形態によれば、
受信帯域を固定の通過帯域とする段間ＢＰＦ３１と阻止
帯域を可変できる可変ＢＥＦ２４を用い、段間ＢＰＦ３
１により受信帯域外の不要波を減衰させ、また周波数ｆ
u を含むように、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域を変化させ
ることにより、周波数ｆu が受信帯域内にある場合に
も、周波数ｆu にある妨害波を３０［ｄＢ］減衰するこ
とができるので、一信号耐妨害特性を向上させることが
できる。従ってＭＩＸ５のＭＩＸ妨害耐量４０［ｄＢ］
と合計して７０［ｄＢ］程度の一信号妨害耐量を確保す
ることができる。
受信帯域を固定の通過帯域とする段間ＢＰＦ３１と阻止
帯域を可変できる可変ＢＥＦ２４を用い、段間ＢＰＦ３
１により受信帯域外の不要波を減衰させ、また周波数ｆ
u を含むように、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域を変化させ
ることにより、周波数ｆu が受信帯域内にある場合に
も、周波数ｆu にある妨害波を３０［ｄＢ］減衰するこ
とができるので、一信号耐妨害特性を向上させることが
できる。従ってＭＩＸ５のＭＩＸ妨害耐量４０［ｄＢ］
と合計して７０［ｄＢ］程度の一信号妨害耐量を確保す
ることができる。
【００５３】また可変ＢＥＦ２４は、図１の可変ＢＰＦ
４にように低い通過帯域内損失と高い通過帯域外減衰量
を同時に要求されることがないので、設計自由度が大き
く、通過帯域内損失を小さくすることができるので、Ｎ
Ｆ劣化を最小限に抑えることができる。
４にように低い通過帯域内損失と高い通過帯域外減衰量
を同時に要求されることがないので、設計自由度が大き
く、通過帯域内損失を小さくすることができるので、Ｎ
Ｆ劣化を最小限に抑えることができる。
【００５４】尚、図４に示すＤ／Ａコンバータ１２を用
い、Ｄ／Ａコンバータ１２からの帯域制御電圧により可
変ＢＥＦ２４を制御することも可能である。
い、Ｄ／Ａコンバータ１２からの帯域制御電圧により可
変ＢＥＦ２４を制御することも可能である。
【００５５】第４の実施形態 図７は本発明の第４の実施形態を示す高周波受信回路の
回路ブロック図である。図７に示す高周波受信回路は、
段間ＢＰＦとして図１の段間可変ＢＰＦ４と図５の可変
ＢＥＦ２４とを組み合わせて用いたものであり、段間可
変ＢＰＦ４と可変ＢＥＦ２４はＰＬＬ９から出力される
帯域制御電圧により制御される。
回路ブロック図である。図７に示す高周波受信回路は、
段間ＢＰＦとして図１の段間可変ＢＰＦ４と図５の可変
ＢＥＦ２４とを組み合わせて用いたものであり、段間可
変ＢＰＦ４と可変ＢＥＦ２４はＰＬＬ９から出力される
帯域制御電圧により制御される。
【００５６】このように上記第４の実施形態によれば、
通過帯域を可変できる段間可変ＢＰＦ４と阻止帯域を可
変できる可変ＢＥＦ２４を用い、段間可変ＢＰＦ４の通
過帯域幅をチャネル帯域幅（１．２３［ＭＨｚ］）より
僅かに広くなるように設定し（ここでは３［ＭＨ
ｚ］）、選択チャネル帯域を含むように、この通過帯域
を変化させることにより、一信号妨害を発生させる周波
数ｆu が受信帯域内にある場合にも、周波数ｆu の妨害
波を３０［ｄＢ］減衰させることができ、さらに周波数
ｆu を含むように、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域を変化さ
せることにより、周波数ｆu にある妨害波を３０［ｄ
Ｂ］減衰させることができるので、一信号耐妨害特性を
さらに向上させることができるとともに、相互変調耐妨
害特性を向上させることができ、多数の強電界妨害波が
存在するような場合に好適である。
通過帯域を可変できる段間可変ＢＰＦ４と阻止帯域を可
変できる可変ＢＥＦ２４を用い、段間可変ＢＰＦ４の通
過帯域幅をチャネル帯域幅（１．２３［ＭＨｚ］）より
僅かに広くなるように設定し（ここでは３［ＭＨ
ｚ］）、選択チャネル帯域を含むように、この通過帯域
を変化させることにより、一信号妨害を発生させる周波
数ｆu が受信帯域内にある場合にも、周波数ｆu の妨害
波を３０［ｄＢ］減衰させることができ、さらに周波数
ｆu を含むように、可変ＢＥＦ２４の阻止帯域を変化さ
せることにより、周波数ｆu にある妨害波を３０［ｄ
Ｂ］減衰させることができるので、一信号耐妨害特性を
さらに向上させることができるとともに、相互変調耐妨
害特性を向上させることができ、多数の強電界妨害波が
存在するような場合に好適である。
【００５７】
【発明の効果】以上のように請求項１に記載の高周波受
信回路によれば、第２の帯域制限手段の通過帯域を変化
させることにより、一信号妨害を発生させる周波数ｆu
の妨害波を含むこの通過帯域外の不要波を減衰させるこ
とができるので、一信号耐妨害特性および相互変調耐妨
害特性を向上させることができるという効果がある。
信回路によれば、第２の帯域制限手段の通過帯域を変化
させることにより、一信号妨害を発生させる周波数ｆu
の妨害波を含むこの通過帯域外の不要波を減衰させるこ
とができるので、一信号耐妨害特性および相互変調耐妨
害特性を向上させることができるという効果がある。
【００５８】また従来のダブルコンバージョンタイプに
比べて、部品点数の削減、低消費電流化を実現でき、小
型化に貢献できるという効果がある。さらに帯域制御電
圧として、局部搬送波発生手段の周波数制御電圧を利用
することにより、新たな制御回路を必要とせず、簡単な
回路構成で第２の帯域制限手段に帯域制御電圧を印加す
ることができるという効果がある。
比べて、部品点数の削減、低消費電流化を実現でき、小
型化に貢献できるという効果がある。さらに帯域制御電
圧として、局部搬送波発生手段の周波数制御電圧を利用
することにより、新たな制御回路を必要とせず、簡単な
回路構成で第２の帯域制限手段に帯域制御電圧を印加す
ることができるという効果がある。
【００５９】また上記請求項２に記載の高周波受信回路
によれば、第１の帯域制限部により受信帯域外の不要波
を減衰させるとともに、周波数ｆu を含むように、第２
の帯域制限部の阻止帯域を変化させることにより、周波
数ｆu が受信帯域内にある場合にも、周波数ｆu にある
妨害波を減衰させることができるので、一信号耐妨害特
性を向上させることができるという効果がある。
によれば、第１の帯域制限部により受信帯域外の不要波
を減衰させるとともに、周波数ｆu を含むように、第２
の帯域制限部の阻止帯域を変化させることにより、周波
数ｆu が受信帯域内にある場合にも、周波数ｆu にある
妨害波を減衰させることができるので、一信号耐妨害特
性を向上させることができるという効果がある。
【００６０】また第２の帯域制限部は、ある帯域の通過
を阻止するだけなので、設計自由度が大きく、通過帯域
内損失を小さくすることができるので、ＮＦ劣化を最小
限に抑えることができるという効果がある。
を阻止するだけなので、設計自由度が大きく、通過帯域
内損失を小さくすることができるので、ＮＦ劣化を最小
限に抑えることができるという効果がある。
【００６１】上記請求項３に記載の高周波受信回路によ
れば、選択チャネル帯域を含むように、第１の帯域制限
部の通過帯域を変化させることにより、周波数ｆu の妨
害波を含むこの通過帯域外の不要波を減衰させ、さらに
周波数ｆu を含むように、第２の帯域制限部の通過阻止
帯域を変化させることにより、周波数ｆu にある妨害波
を減衰させることができるので、一信号耐妨害特性をさ
らに向上させることができるとともに、相互変調耐妨害
特性を向上させることができ、多数の強電界妨害波が存
在するような場合に好適であるという効果がある。
れば、選択チャネル帯域を含むように、第１の帯域制限
部の通過帯域を変化させることにより、周波数ｆu の妨
害波を含むこの通過帯域外の不要波を減衰させ、さらに
周波数ｆu を含むように、第２の帯域制限部の通過阻止
帯域を変化させることにより、周波数ｆu にある妨害波
を減衰させることができるので、一信号耐妨害特性をさ
らに向上させることができるとともに、相互変調耐妨害
特性を向上させることができ、多数の強電界妨害波が存
在するような場合に好適であるという効果がある。
【００６２】上記請求項４に記載の高周波受信回路によ
れば、制御手段を設けて帯域制御電圧を独自に発生させ
ることにより、第２の帯域制限手段の設計自由度を大き
くすることができるという効果がある。
れば、制御手段を設けて帯域制御電圧を独自に発生させ
ることにより、第２の帯域制限手段の設計自由度を大き
くすることができるという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施形態を示す高周波受信回路
の回路ブロック図である。
の回路ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における帯域説明図で
ある。
ある。
【図３】本発明の第１の実施形態における段間可変ＢＰ
Ｆの回路図である。
Ｆの回路図である。
【図４】本発明の第２の実施形態を示す高周波受信回路
の回路ブロック図である。
の回路ブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態を示す高周波受信回路
の回路ブロック図である。
の回路ブロック図である。
【図６】本発明の第３の実施形態における可変ＢＥＦの
回路図である。
回路図である。
【図７】本発明の第４の実施形態を示す高周波受信回路
の回路ブロック図である。
の回路ブロック図である。
【図８】従来の高周波受信回路の回路ブロック図である
（シングルコンバージョンタイプ）。
（シングルコンバージョンタイプ）。
【図９】従来のダブルコンバージョンタイプの高周波受
信回路の回路ブロック図である。
信回路の回路ブロック図である。
１ アンテナ（ＡＮＴ） ２ デュープレクサ（ＤＵＰ） ３ 低ノイズ増幅器（ＬＮＡ） ４ 段間可変帯域通過フィルタ（段間可変ＢＰＦ） ５ ミキサー（ＭＩＸ） ６ 中間周波帯域通過フィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ） ７ 局部増幅器（ＬＣＡ） ８ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ９ フェイズ・ロックド・ループ回路（ＰＬＬ） １１ 制御ライン １２ Ｄ／Ａコンバータ １３ ＣＰＵ ２４ 可変帯域阻止フィルタ（可変ＢＥＦ） ３１ 段間帯域通過フィルタ（段間ＢＰＦ）
Claims (4)
- 【請求項１】 選択チャネル情報に基づいて、受信帯域
内において周波数分割された複数のチャネルのうち、選
択チャネル帯域内にある希望信号を受信する移動通信機
の高周波受信回路において、 電波を受信するアンテナと、 前記アンテナによる受信波の受信帯域外成分を受信帯域
内成分に対して所定値減衰させる第１の帯域制限手段
と、 チャネル帯域幅以上であり、受信帯域幅より狭い通過帯
域幅を有し、制御信号に応じて、この通過帯域が選択チ
ャネル帯域を含むように、この通過帯域の上限および下
限の周波数を変化させ、前記第１の帯域制限手段から出
力された受信波の前記通過帯域外成分を前記通過帯域内
成分に対して所定値減衰させる第２の帯域制限手段と、 前記選択チャネル情報に基づいて、選択チャネルの中心
周波数から、予め設定されている中間周波数値だけ異な
る周波数の局部搬送波を発生させるとともに、前記制御
信号を発生させる局部搬送波発生手段と、 第２の帯域制限手段から出力された受信波と前記局部搬
送波を混合することにより、この受信波に含まれている
前記希望信号の中心周波数を前記中間周波数に変換する
周波数変換手段とを備えたことを特徴とする移動通信機
の高周波受信回路。 - 【請求項２】 前記第２の帯域制限手段は、 入力波の受信帯域外成分を受信帯域内成分に対して所定
値減衰させる第１の帯域制限部と、 通過阻止帯域を有し、制御信号に応じて、選択チャネル
の中心周波数に中間周波数の１／２を加えた周波数、あ
るいは選択チャネルの中心周波数から中間周波数の１／
２を差し引いた周波数を含むように、前記通過阻止帯域
を変化させ、入力波の前記阻止帯域内成分を前記阻止帯
域外成分に対して所定値減衰させる第２の帯域制限部と
を前後に接続してなり、 前記第１の帯域制限手段から出力された受信波の、受信
帯域外成分を受信帯域内成分に対して所定値減衰させる
とともに、前記通過阻止帯域内成分を阻止帯域外成分に
対して所定値減衰させるものであることを特徴とする請
求項１に記載の移動通信機の高周波受信回路。 - 【請求項３】 前記第２の帯域制限手段は、 チャネル帯域幅以上であり、受信帯域幅より狭い通過帯
域幅を有し、制御信号に応じて、この通過帯域が選択チ
ャネル帯域を含むように、この通過帯域の上限および下
限の周波数を変化させ、入力波の前記通過帯域外成分を
前記通過帯域内成分に対して所定値減衰させる第１の帯
域制限制限部と、 通過阻止帯域を有し、制御信号に応じて、選択チャネル
の中心周波数に中間周波数の１／２を加えた周波数、あ
るいは選択チャネルの中心周波数から中間周波数の１／
２を差し引いた周波数を含むように、前記通過阻止帯域
を変化させ、入力波の前記阻止帯域内成分を前記阻止帯
域外成分に対して所定値減衰させる第２の帯域制限部と
を前後に接続してなり、 前記第１の帯域制限手段から出力された受信波の、前記
通過帯域外成分を通過帯域内成分に対して所定値減衰さ
せるとともに、前記通過阻止帯域内成分を阻止帯域外成
分に対して所定値減衰させるものであることを特徴とす
る請求項１に記載の移動通信機の高周波受信回路。 - 【請求項４】 前記選択チャネル情報に基づいて前記制
御信号を発生させる制御手段を設け、 前記局部搬送波発生手段は、前記選択チャネル情報に基
づいて、選択チャネルの中心周波数から、予め設定され
ている中間周波数値だけ異なる周波数の局部搬送波を発
生させるものであることを特徴とする請求項１、２、ま
たは３のいずれかに記載の移動通信機の高周波受信回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8101033A JPH09289467A (ja) | 1996-04-23 | 1996-04-23 | 移動通信機の高周波受信回路 |
| US08/837,095 US6112070A (en) | 1996-04-23 | 1997-04-14 | High frequency receiving circuit for mobile communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8101033A JPH09289467A (ja) | 1996-04-23 | 1996-04-23 | 移動通信機の高周波受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09289467A true JPH09289467A (ja) | 1997-11-04 |
Family
ID=14289866
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8101033A Pending JPH09289467A (ja) | 1996-04-23 | 1996-04-23 | 移動通信機の高周波受信回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6112070A (ja) |
| JP (1) | JPH09289467A (ja) |
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- 1996-04-23 JP JP8101033A patent/JPH09289467A/ja active Pending
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|---|---|
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