JP2002026759A - 振幅変調方式の受信装置 - Google Patents
振幅変調方式の受信装置Info
- Publication number
- JP2002026759A JP2002026759A JP2001148291A JP2001148291A JP2002026759A JP 2002026759 A JP2002026759 A JP 2002026759A JP 2001148291 A JP2001148291 A JP 2001148291A JP 2001148291 A JP2001148291 A JP 2001148291A JP 2002026759 A JP2002026759 A JP 2002026759A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- intermediate frequency
- signal
- frequency
- amplitude modulation
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
- H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】AGC増幅器の利得を正しく設定することがで
き、また、目的の信号成分を所望の分解能でデジタル信
号に変換することができる。 【解決手段】 目的の信号成分の中心周波数をRF帯か
ら第1の中間周波数帯IF1にシフトするダウンコンバ
ータ3の周波数を、例えば目的の信号成分に隣接する高
いレベルの不要な信号成分が第1のアナログIFフィル
タ6の通過帯域外になるようにずらす。
き、また、目的の信号成分を所望の分解能でデジタル信
号に変換することができる。 【解決手段】 目的の信号成分の中心周波数をRF帯か
ら第1の中間周波数帯IF1にシフトするダウンコンバ
ータ3の周波数を、例えば目的の信号成分に隣接する高
いレベルの不要な信号成分が第1のアナログIFフィル
タ6の通過帯域外になるようにずらす。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、振幅変調方式の受
信装置(amplitude modulation receiver:以下、AM
受信機という。)と、AM信号の受信及び処理方法に関
する。特に、本発明は、アナログ中間周波数フィルタ
(analog IF filter:以下、アナログIFフィルタとい
う。)を備える短波AM受信機等の一定の中間周波数帯
域幅を有するIFフィルタを備えたAM受信機に関し、
例えばデジタル無線モンディアル方式(Digital Radio
Mondial system:以下、DRM方式という。)の受信機
に関する。
信装置(amplitude modulation receiver:以下、AM
受信機という。)と、AM信号の受信及び処理方法に関
する。特に、本発明は、アナログ中間周波数フィルタ
(analog IF filter:以下、アナログIFフィルタとい
う。)を備える短波AM受信機等の一定の中間周波数帯
域幅を有するIFフィルタを備えたAM受信機に関し、
例えばデジタル無線モンディアル方式(Digital Radio
Mondial system:以下、DRM方式という。)の受信機
に関する。
【0002】
【従来の技術】DRM方式において、受信機の中間周波
数帯域幅は、20kHzと規定されている。したがっ
て、受信機内のアナログIFフィルタは、20kHzの
帯域幅を有さなければならない。一方、DRM方式の受
信機で処理可能なDRM信号及び既存のアナログ信号の
有効な帯域幅は、既存のアナログAM信号の場合のよう
に、10kHz又は10kHz以下であってもよい。
数帯域幅は、20kHzと規定されている。したがっ
て、受信機内のアナログIFフィルタは、20kHzの
帯域幅を有さなければならない。一方、DRM方式の受
信機で処理可能なDRM信号及び既存のアナログ信号の
有効な帯域幅は、既存のアナログAM信号の場合のよう
に、10kHz又は10kHz以下であってもよい。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】目的の信号(wanted s
ignal)の帯域幅が、受信機のアナログIFフィルタよ
りも狭く、この目的の信号に隣接して不要な信号(unwa
nted signal)が発生すると、特に、そのような不要な
信号のレベルが高いときには、問題が生じる。すなわ
ち、アナログIFフィルタにより抑圧されないこの不要
な信号によって、後段の自動利得制御(Automatic gain
control:以下、AGCという。)増幅器の利得が誤っ
て設定され、AGC増幅処理の後であってデジタルベー
スバンド処理の前に行われるアナログ/デジタル変換
(A/D-conversion:以下、A/D変換という。)処理の
際に、目的の信号の所望の分解能が得られなくなる。
ignal)の帯域幅が、受信機のアナログIFフィルタよ
りも狭く、この目的の信号に隣接して不要な信号(unwa
nted signal)が発生すると、特に、そのような不要な
信号のレベルが高いときには、問題が生じる。すなわ
ち、アナログIFフィルタにより抑圧されないこの不要
な信号によって、後段の自動利得制御(Automatic gain
control:以下、AGCという。)増幅器の利得が誤っ
て設定され、AGC増幅処理の後であってデジタルベー
スバンド処理の前に行われるアナログ/デジタル変換
(A/D-conversion:以下、A/D変換という。)処理の
際に、目的の信号の所望の分解能が得られなくなる。
【0004】図3は、上述したようなAM信号と、2つ
の異なる中間周波数帯のアナログIFフィルタの特性を
示す図であり、図中のfIF1は、無線周波数帯RFか
ら第1の中間周波数帯IF1への第1のダウンコンバー
トの際に用いられる第1のアナログIFフィルタの中心
周波数であり、fIF2は、第1の中間周波数帯IF1
から第2の中間周波数帯IF2への第2のダウンコンバ
ートの際に用いられる第2のアナログIFフィルタの中
心周波数である。
の異なる中間周波数帯のアナログIFフィルタの特性を
示す図であり、図中のfIF1は、無線周波数帯RFか
ら第1の中間周波数帯IF1への第1のダウンコンバー
トの際に用いられる第1のアナログIFフィルタの中心
周波数であり、fIF2は、第1の中間周波数帯IF1
から第2の中間周波数帯IF2への第2のダウンコンバ
ートの際に用いられる第2のアナログIFフィルタの中
心周波数である。
【0005】図3(A)は、第1のダウンコンバート後
の信号を示す図である。第1のアナログIFフィルタの
通過帯域幅は、図3(A)に示すように、20kHzで
あり、すなわち第1のアナログIFフィルタの通過帯域
は、fIF1−10kHz〜fIF1+10kHzであ
る。第1の中間周波数帯IF1にダウンコンバートされ
たAM信号の目的の信号成分30は、中心周波数fC=
fIF1とした10kHzの帯域幅を有し、すなわち、
第1の中間周波数帯IF1におけるAM信号の周波数帯
域は、fIF1−5kHz〜fIF1+5kHzであ
る。この目的の信号成分30の近傍には、目的の信号成
分30に比して低い、等しい又は高いレベルの不要な信
号成分31a,31bがある。この図3(A)には、周
波数が低い領域のレベルが低い不要な信号成分31a
と、周波数が高い領域のレベルが高い不要な信号成分3
1bが図示されている。これらの不要な信号成分31
a,31bは、第1のアナログIFフィルタの通過帯域
内と通過帯域外に生じている。
の信号を示す図である。第1のアナログIFフィルタの
通過帯域幅は、図3(A)に示すように、20kHzで
あり、すなわち第1のアナログIFフィルタの通過帯域
は、fIF1−10kHz〜fIF1+10kHzであ
る。第1の中間周波数帯IF1にダウンコンバートされ
たAM信号の目的の信号成分30は、中心周波数fC=
fIF1とした10kHzの帯域幅を有し、すなわち、
第1の中間周波数帯IF1におけるAM信号の周波数帯
域は、fIF1−5kHz〜fIF1+5kHzであ
る。この目的の信号成分30の近傍には、目的の信号成
分30に比して低い、等しい又は高いレベルの不要な信
号成分31a,31bがある。この図3(A)には、周
波数が低い領域のレベルが低い不要な信号成分31a
と、周波数が高い領域のレベルが高い不要な信号成分3
1bが図示されている。これらの不要な信号成分31
a,31bは、第1のアナログIFフィルタの通過帯域
内と通過帯域外に生じている。
【0006】同様に、図3(B)は、第2のダウンコン
バート後の信号を示す図であり、目的の信号成分30の
中心周波数fCは、fIF2であり、目的の信号成分3
0の帯域幅は、10kHz、すなわちfIF2−5kH
z〜fIF2+5kHzであり、第2のアナログIFフ
ィルタの帯域幅は20kHz、すなわちfIF2−10
kHz〜fIF2+10kHzである。また、不要な信
号成分31a,31bは、目的の信号成分30に隣接し
ており、目的の信号成分30のレベルよりも低い、等し
い又は高いレベルを有する。
バート後の信号を示す図であり、目的の信号成分30の
中心周波数fCは、fIF2であり、目的の信号成分3
0の帯域幅は、10kHz、すなわちfIF2−5kH
z〜fIF2+5kHzであり、第2のアナログIFフ
ィルタの帯域幅は20kHz、すなわちfIF2−10
kHz〜fIF2+10kHzである。また、不要な信
号成分31a,31bは、目的の信号成分30に隣接し
ており、目的の信号成分30のレベルよりも低い、等し
い又は高いレベルを有する。
【0007】狭い帯域幅の目的の信号成分30に隣接し
た不要な信号成分31bのレベルが高いときは、第2の
アナログIFフィルタの後段のAGC増幅器から出力さ
れる目的の信号成分のエネルギは、AGC増幅器の後段
のA/D変換器の入力点において、不要な信号成分31
bがない場合よりもはるかに低い。
た不要な信号成分31bのレベルが高いときは、第2の
アナログIFフィルタの後段のAGC増幅器から出力さ
れる目的の信号成分のエネルギは、AGC増幅器の後段
のA/D変換器の入力点において、不要な信号成分31
bがない場合よりもはるかに低い。
【0008】この問題に対処するためには、A/D変換
器の分解能又はサンプリングクロックを、目的の信号成
分の分解能がA/D変換器の後段におけるデジタルベー
スバンド処理に適するように、高める必要があるが、受
信機を実現するためのコストが高くなる。
器の分解能又はサンプリングクロックを、目的の信号成
分の分解能がA/D変換器の後段におけるデジタルベー
スバンド処理に適するように、高める必要があるが、受
信機を実現するためのコストが高くなる。
【0009】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、本発明の目的は、改良されたAM受信機
とAM信号の受信及び処理方法を提供することである。
たものであり、本発明の目的は、改良されたAM受信機
とAM信号の受信及び処理方法を提供することである。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明では、目的の信号
成分の中心周波数を無線周波数(RF)帯から第1の中
間周波数帯IF1にシフトする第1のダウンコンバート
手段の周波数を、例えば第1のダウンコンバート手段の
後段において目的の信号成分に隣接する高いレベルの不
要な信号成分が第1のアナログIFフィルタの通過帯域
外になるように、ずらす(detune)。
成分の中心周波数を無線周波数(RF)帯から第1の中
間周波数帯IF1にシフトする第1のダウンコンバート
手段の周波数を、例えば第1のダウンコンバート手段の
後段において目的の信号成分に隣接する高いレベルの不
要な信号成分が第1のアナログIFフィルタの通過帯域
外になるように、ずらす(detune)。
【0011】この結果、第1のアナログIFフィルタ
は、目的の信号成分に隣接する不要な信号成分をカット
し、得られる信号に基づいて、後段のAGC増幅器の利
得が正しく設定されるとともに、目的の信号成分は、所
望の分解能でA/D変換される。
は、目的の信号成分に隣接する不要な信号成分をカット
し、得られる信号に基づいて、後段のAGC増幅器の利
得が正しく設定されるとともに、目的の信号成分は、所
望の分解能でA/D変換される。
【0012】元の中心周波数への再調整は、デジタルベ
ースバンド処理又は第2の中間周波数帯IF2への第2
のダウンコンバートの際に行われる。
ースバンド処理又は第2の中間周波数帯IF2への第2
のダウンコンバートの際に行われる。
【0013】上述したような「可変」の第1の中間周波
数帯IF1の中心周波数は、目的の信号成分の外側にあ
る高速フーリエ変換(fast Fourier transform:FF
T)搬送波の電力を分析し、又はデジタルベースバンド
処理においてビットエラーレート(Bit Error Rate:B
ER)を微調整(fine tuning)し、又はAGC制御電
圧を最適化することによって、最適に設定することがで
きる。
数帯IF1の中心周波数は、目的の信号成分の外側にあ
る高速フーリエ変換(fast Fourier transform:FF
T)搬送波の電力を分析し、又はデジタルベースバンド
処理においてビットエラーレート(Bit Error Rate:B
ER)を微調整(fine tuning)し、又はAGC制御電
圧を最適化することによって、最適に設定することがで
きる。
【0014】なお、上述したようなダウンコンバートの
際に用いられる局部発振周波数のずらしは、第2のダウ
ンコンバート、又は第1と第2のダウンコンバートの際
にも行うようにしてもよい。後者の場合には、目的の信
号成分の両側にある不要な信号成分をカットすることが
できる。どちらの場合にも、元の中心周波数への再調整
は、デジタルベースバンド処理の際に行われる。
際に用いられる局部発振周波数のずらしは、第2のダウ
ンコンバート、又は第1と第2のダウンコンバートの際
にも行うようにしてもよい。後者の場合には、目的の信
号成分の両側にある不要な信号成分をカットすることが
できる。どちらの場合にも、元の中心周波数への再調整
は、デジタルベースバンド処理の際に行われる。
【0015】
【発明の実施の形態】以下、本発明を適用した振幅変調
方式の受信機(amplitude modulation receiver:以
下、AM受信機という。)、AM信号の受信及び処理方
法について、図面を参照しながら説明する。
方式の受信機(amplitude modulation receiver:以
下、AM受信機という。)、AM信号の受信及び処理方
法について、図面を参照しながら説明する。
【0016】図1は、本発明を適用したデジタル無線モ
ンディアル(Digital Radio Mondial:以下、DRMと
いう。)受信機の構成を示すブロック図である。AM信
号は、アンテナ1によって受信され、増幅器2に供給さ
れる。この無線周波数(RF)帯のAM信号は、中心周
波数がfRFである目的の信号成分30を含み、増幅さ
れた後、第1のダウンコンバータ3に供給され、後述す
る第1の局部発振器5からPLL回路4を介して供給さ
れる局部発振信号を用いて、第1の中間周波数帯IF1
にダウンコンバートされる。したがって、目的の信号成
分の中心周波数は、fIF1に等しくなる。ダウンコン
バートされたAM信号は、第1のアナログIFフィルタ
6によって濾波された後、第2のダウンコンバータ7に
より、第2の局部発振器8からの局部発振信号を用い
て、更に第2の中間周波数帯IF2にダウンコンバート
される。したがって、目的の信号成分の中心周波数はf
IF 2に等しくなる。第2のダウンコンバータ7によっ
て得られる信号は、第2のアナログIFフィルタ9によ
って濾波された後、自動利得制御(Automatic gain con
trol:以下、AGCという。)増幅器10によって増幅
され、アナログ/デジタル変換器(A/D-converter:以
下、A/D変換器という。)11によってデジタル信号
に変換され、後段のデジタルベースバンド処理部12に
供給される。これらの処理は、基本的には、従来のDR
M受信機における処理に類似している。
ンディアル(Digital Radio Mondial:以下、DRMと
いう。)受信機の構成を示すブロック図である。AM信
号は、アンテナ1によって受信され、増幅器2に供給さ
れる。この無線周波数(RF)帯のAM信号は、中心周
波数がfRFである目的の信号成分30を含み、増幅さ
れた後、第1のダウンコンバータ3に供給され、後述す
る第1の局部発振器5からPLL回路4を介して供給さ
れる局部発振信号を用いて、第1の中間周波数帯IF1
にダウンコンバートされる。したがって、目的の信号成
分の中心周波数は、fIF1に等しくなる。ダウンコン
バートされたAM信号は、第1のアナログIFフィルタ
6によって濾波された後、第2のダウンコンバータ7に
より、第2の局部発振器8からの局部発振信号を用い
て、更に第2の中間周波数帯IF2にダウンコンバート
される。したがって、目的の信号成分の中心周波数はf
IF 2に等しくなる。第2のダウンコンバータ7によっ
て得られる信号は、第2のアナログIFフィルタ9によ
って濾波された後、自動利得制御(Automatic gain con
trol:以下、AGCという。)増幅器10によって増幅
され、アナログ/デジタル変換器(A/D-converter:以
下、A/D変換器という。)11によってデジタル信号
に変換され、後段のデジタルベースバンド処理部12に
供給される。これらの処理は、基本的には、従来のDR
M受信機における処理に類似している。
【0017】ところで、本発明では、第1の中間周波数
fIF1を、従来の受信機と同様に一定とはせず、規定
の周波数(possible frequency)である10.7MHz
からずらす(detune)ことにより、AM信号内の周波数
が高い領域のレベルが高い不要な信号成分31b又は周
波数が低い領域のレベルが低い不要な信号成分31a
が、第1のアナログIFフィルタ6の通過帯域外となる
ようにしている。具体的には、本発明を適用したDRM
受信機では、PLL回路4には、第1の局部発振器5か
らの一定周波数fLO1の局部発振信号が供給され、P
LL回路4は、この局部発振信号の周波数を、デジタル
ベースバンド処理部12から供給される制御信号に基づ
いて、適切な第1の中間周波数fIF1となるように調
整、すなわち規定の周波数からずらして、第1のダウン
コンバータ3に供給する。
fIF1を、従来の受信機と同様に一定とはせず、規定
の周波数(possible frequency)である10.7MHz
からずらす(detune)ことにより、AM信号内の周波数
が高い領域のレベルが高い不要な信号成分31b又は周
波数が低い領域のレベルが低い不要な信号成分31a
が、第1のアナログIFフィルタ6の通過帯域外となる
ようにしている。具体的には、本発明を適用したDRM
受信機では、PLL回路4には、第1の局部発振器5か
らの一定周波数fLO1の局部発振信号が供給され、P
LL回路4は、この局部発振信号の周波数を、デジタル
ベースバンド処理部12から供給される制御信号に基づ
いて、適切な第1の中間周波数fIF1となるように調
整、すなわち規定の周波数からずらして、第1のダウン
コンバータ3に供給する。
【0018】この第1の中間周波数のずれは、デジタル
ベースバンド処理部12での処理において元に戻され
る。すなわち、第1のアナログIFフィルタ6とデジタ
ルベースバンド処理部12の間で行われる第2の中間周
波数帯IF2へのダウンコンバート、第2のアナログI
Fフィルタによる濾波、AGC増幅及びA/D変換は、
従来のDRM受信機と同じように行われる。本発明を適
用した第1のアナログIFフィルタ6は、周波数が高い
領域のレベルが高い不要な信号成分31bと、目的の信
号成分30のレベルと等しいレベルを基本的に有する周
波数が低い領域の不要な信号成分31aとをカットする
ので、AGC増幅器10から出力される目的の信号成分
30のエネルギは、適切なレベルを有し、目的の信号成
分30から外れた不要な信号成分31a,31bによっ
て、強まったり、弱まったりすることはない。
ベースバンド処理部12での処理において元に戻され
る。すなわち、第1のアナログIFフィルタ6とデジタ
ルベースバンド処理部12の間で行われる第2の中間周
波数帯IF2へのダウンコンバート、第2のアナログI
Fフィルタによる濾波、AGC増幅及びA/D変換は、
従来のDRM受信機と同じように行われる。本発明を適
用した第1のアナログIFフィルタ6は、周波数が高い
領域のレベルが高い不要な信号成分31bと、目的の信
号成分30のレベルと等しいレベルを基本的に有する周
波数が低い領域の不要な信号成分31aとをカットする
ので、AGC増幅器10から出力される目的の信号成分
30のエネルギは、適切なレベルを有し、目的の信号成
分30から外れた不要な信号成分31a,31bによっ
て、強まったり、弱まったりすることはない。
【0019】上述した説明からも明らかなように、第1
の中間周波数fIF1は、目的の信号成分30のどちら
かの側に隣接する高いレベル、又は低いレベルの不要な
信号成分31a,31bをカットすることができるよう
に、従来のDRM受信機における第1の中間周波数より
も高く又は低く設定される。この第1の中間周波数f
IF1は、例えば、デジタルベースバンド処理部12か
らの制御信号に基づき、PLL回路4において行われ
る。具体的には、デジタルベースバンド処理部12にお
いて、例えば目的の信号成分の外側にある高速フーリエ
変換(fast Fouriertransform:FFT)搬送波の電力
を分析して、PLL回路4を制御する。また、例えば、
ビットエラーレート(Bit Error Rate:BER)が小さ
くなるように、PLL回路4を制御する。さらに、例え
ば、AGC制御電圧が最適となるように、PLL回路4
を制御する。
の中間周波数fIF1は、目的の信号成分30のどちら
かの側に隣接する高いレベル、又は低いレベルの不要な
信号成分31a,31bをカットすることができるよう
に、従来のDRM受信機における第1の中間周波数より
も高く又は低く設定される。この第1の中間周波数f
IF1は、例えば、デジタルベースバンド処理部12か
らの制御信号に基づき、PLL回路4において行われ
る。具体的には、デジタルベースバンド処理部12にお
いて、例えば目的の信号成分の外側にある高速フーリエ
変換(fast Fouriertransform:FFT)搬送波の電力
を分析して、PLL回路4を制御する。また、例えば、
ビットエラーレート(Bit Error Rate:BER)が小さ
くなるように、PLL回路4を制御する。さらに、例え
ば、AGC制御電圧が最適となるように、PLL回路4
を制御する。
【0020】なお、第2の局部発振器8と第2のダウン
コンバータ7の間にPLL回路を設け、第2のダウンコ
ンバータ7に供給する第2の局部発振信号の周波数f
LO2を可変となるようにしてもよい。このように、第
2の局部発振信号の周波数fL O2を可変とすることに
よって、目的の信号成分の両側にある不要な信号成分を
カットすることができる。例えば、周波数が低い領域の
不要な信号成分31aを、第2のアナログIFフィルタ
9によってカットすることができる。
コンバータ7の間にPLL回路を設け、第2のダウンコ
ンバータ7に供給する第2の局部発振信号の周波数f
LO2を可変となるようにしてもよい。このように、第
2の局部発振信号の周波数fL O2を可変とすることに
よって、目的の信号成分の両側にある不要な信号成分を
カットすることができる。例えば、周波数が低い領域の
不要な信号成分31aを、第2のアナログIFフィルタ
9によってカットすることができる。
【0021】また、第2のダウンコンバータ7に供給す
る第2の局部発振信号を、従来のDRM受信機で用いら
れている所定の周波数に設定するようにしてもよい。こ
の場合、デジタルベースバンド処理部12において、周
波数を元に戻すことは行わない。
る第2の局部発振信号を、従来のDRM受信機で用いら
れている所定の周波数に設定するようにしてもよい。こ
の場合、デジタルベースバンド処理部12において、周
波数を元に戻すことは行わない。
【0022】図2は、第1及び第2の中間周波数帯にダ
ウンコンバートされたAM信号を、第1及び第2のアナ
ログIFフィルタ6,9のフィルタ特性とともに示す図
である。図3と比較すると、目的の信号成分30の中心
周波数fC1は、第1のアナログIFフィルタ6の中心
周波数fIF1に設定されず、ΔfLO1ずれた周波数
に設定される。その結果、周波数が高い領域のレベルが
高い不要な信号成分31bは、実質的に第1のアナログ
IFフィルタ6の通過帯域外に位置するように、相対的
にシフトされる。この周波数が高い領域のレベルが高い
不要な信号成分31bは、第1のアナログIFフィルタ
6によってカットされるので、AGC増幅器10は、目
的の信号成分30を、その後段のA/D変換器11に適
したレベルに増幅することができる。そして、第2のダ
ウンコンバータ7が第2の局部発振器8によって直接駆
動される実施例では、これ以上の周波数シフトは行われ
ず、第2の中間周波数帯IF2における目的の信号成分
30の中心周波数fC2は、第2のアナログIFフィル
タ9の中心周波数fIF2から、同様にΔfLO1オフ
セットしている。
ウンコンバートされたAM信号を、第1及び第2のアナ
ログIFフィルタ6,9のフィルタ特性とともに示す図
である。図3と比較すると、目的の信号成分30の中心
周波数fC1は、第1のアナログIFフィルタ6の中心
周波数fIF1に設定されず、ΔfLO1ずれた周波数
に設定される。その結果、周波数が高い領域のレベルが
高い不要な信号成分31bは、実質的に第1のアナログ
IFフィルタ6の通過帯域外に位置するように、相対的
にシフトされる。この周波数が高い領域のレベルが高い
不要な信号成分31bは、第1のアナログIFフィルタ
6によってカットされるので、AGC増幅器10は、目
的の信号成分30を、その後段のA/D変換器11に適
したレベルに増幅することができる。そして、第2のダ
ウンコンバータ7が第2の局部発振器8によって直接駆
動される実施例では、これ以上の周波数シフトは行われ
ず、第2の中間周波数帯IF2における目的の信号成分
30の中心周波数fC2は、第2のアナログIFフィル
タ9の中心周波数fIF2から、同様にΔfLO1オフ
セットしている。
【0023】なお、上述したように、周波数が高い領域
のレベルが高い不要な信号成分31bは、第1のアナロ
グIFフィルタ6によって実質的にカットされているの
で、目的の信号成分30の中心周波数fC2を、適切な
中間周波数fIF2にシフトし、すなわち周波数が低い
領域のレベルが低い不要な信号成分31aをカットする
ようにオフセットさせてもよい。
のレベルが高い不要な信号成分31bは、第1のアナロ
グIFフィルタ6によって実質的にカットされているの
で、目的の信号成分30の中心周波数fC2を、適切な
中間周波数fIF2にシフトし、すなわち周波数が低い
領域のレベルが低い不要な信号成分31aをカットする
ようにオフセットさせてもよい。
【0024】
【発明の効果】以上の説明でも明らかなように、目的の
信号成分の中心周波数をRF帯から第1の中間周波数帯
IF1にシフトするダウンコンバータ3の周波数を、例
えば目的の信号成分に隣接する高いレベルの不要な信号
成分が第1のアナログIFフィルタ6の通過帯域外にな
るようにずらす。これによって、例えば、AGC増幅器
の利得を正しく設定することができ、また、目的の信号
成分を所望の分解能でデジタル信号に変換することがで
きる。
信号成分の中心周波数をRF帯から第1の中間周波数帯
IF1にシフトするダウンコンバータ3の周波数を、例
えば目的の信号成分に隣接する高いレベルの不要な信号
成分が第1のアナログIFフィルタ6の通過帯域外にな
るようにずらす。これによって、例えば、AGC増幅器
の利得を正しく設定することができ、また、目的の信号
成分を所望の分解能でデジタル信号に変換することがで
きる。
【図1】本発明を適用したDRM受信機の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図2】図1で示した受信機におけるIF信号を示す図
である。
である。
【図3】従来の受信機におけるIF信号を示す図であ
る。
る。
1 アンテナ、2 増幅器、3 第1のダウンコンバー
タ、4 PLL回路、5局部発振器、6 第1のアナロ
グIFフィルタ、7 第2のダウンコンバータ、8 第
2の局部発振器、9 第2のアナログIFフィルタ、1
0 AGC増幅器、11 A/D変換器、12 デジタ
ルベースバンド処理部
タ、4 PLL回路、5局部発振器、6 第1のアナロ
グIFフィルタ、7 第2のダウンコンバータ、8 第
2の局部発振器、9 第2のアナログIFフィルタ、1
0 AGC増幅器、11 A/D変換器、12 デジタ
ルベースバンド処理部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ツムケラー、マーカス ドイツ連邦共和国 70327 シュトゥット ゥガルトヘデルフィンガー シュトラーセ 61 ソニー インターナショナル(ヨー ロッパ) ゲゼルシャフト ミット ベシ ュレンクテル ハフツング ホーム ネッ トワーク カンパニー ヨーロッパ アー ル アンド ディー内 (72)発明者 メルクレ、カルステン ドイツ連邦共和国 70327 シュトゥット ゥガルトヘデルフィンガー シュトラーセ 61 ソニー インターナショナル(ヨー ロッパ) ゲゼルシャフト ミット ベシ ュレンクテル ハフツング ホーム ネッ トワーク カンパニー ヨーロッパ アー ル アンド ディー内 Fターム(参考) 5K004 AA03 DB02 DF02 DG01 5K020 BB03 CC01 DD01 DD21 EE04 EE05 FF04 GG01 HH13 LL01 NN08 5K061 AA10 BB02 BB06 CC14 CC16 CC23 CC52 CD04 CD05 FF11 JJ24
Claims (11)
- 【請求項1】 振幅変調方式の受信装置において、 入力信号を中間周波数信号にシフトする少なくとも1つ
のダウンコンバート手段と、 固定された中間周波数帯域幅を有し、上記ダウンコンバ
ート手段からの中間周波数信号を濾波する少なくとも1
つの中間周波数フィルタと、 上記ダウンコンバート手段に周波数が可変の局部発振信
号を供給する局部発振手段とを備え、 上記局部発振手段からの局部発振信号の周波数を、上記
ダウンコンバート手段からの中間周波数信号の目的の信
号成分の中心周波数が上記中間周波数フィルタの中間周
波数帯域幅の中心周波数からずれ、上記目的の信号成分
に隣接した不要な信号成分が上記中間周波数フィルタの
中間周波数帯域幅の外側になるように、設定することを
特徴とする振幅変調方式の受信装置。 - 【請求項2】 上記ずらされた中間周波数信号の中心周
波数を所定の中心周波数に戻すベースバンド処理手段を
備える請求項1記載の振幅変調方式の受信装置。 - 【請求項3】 上記ベースバンド処理手段は、デジタル
的に処理を行うことを特徴とする請求項2記載の振幅変
調方式の受信装置。 - 【請求項4】 上記ずらされた中間周波数信号の中心周
波数を所定の中心周波数に戻すダウンコンバート手段を
備える請求項1記載の振幅変調方式の受信装置。 - 【請求項5】 当該受信装置は、デジタル短波受信機で
あり、特に、デジタル無線モンディアル受信機であるこ
とを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項記載の振
幅変調方式の受信装置。 - 【請求項6】 上記少なくとも1つの中間周波数フィル
タは、アナログフィルタであることを特徴とする請求項
1乃至5のいずれか1項記載の振幅変調方式の受信装
置。 - 【請求項7】 上記少なくとも1つの中間周波数フィル
タの固定された中間周波数帯域幅は、20kHzである
ことを特徴とする請求項1乃至6のいずれか1項記載の
振幅変調方式の受信装置。 - 【請求項8】 上記不要な信号成分は、上記目的の信号
成分の外側にある高速フーリエ変換搬送波の電力を分析
し、デジタルベースバンド処理においてビットエラーレ
ートを微調整し、又は自動利得制御電圧を最適化するこ
とによって、検出されることを特徴とする請求項1乃至
7のいずれか1項記載の振幅変調方式の受信装置。 - 【請求項9】 受信振幅変調信号を処理する振幅変調信
号の処理方法において、 上記受信振幅変調信号を中間周波数信号に少なくとも1
回シフトする際に、 上記中間周波数信号の目的の信号成分の中心周波数を、
該目的の信号成分に隣接した不要な信号成分が中間周波
数帯における濾波に用いられる固定された中間周波数帯
域幅の外側になるように、該中間周波数帯域幅の中心周
波数からずらす振幅変調信号の処理方法。 - 【請求項10】 上記ずらされた中間周波数信号の中心
周波数を、上記中間周波数帯における濾波の後に、所定
の中心周波数に戻す請求項9記載の振幅変調信号の処理
方法。 - 【請求項11】 当該振幅変調信号の処理方法は、デジ
タル短波の受信、特に、デジタル無線モンディアルの受
信で用いられることを特徴とする請求項9又は10記載
の振幅変調信号の処理方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP00110526.1 | 2000-05-17 | ||
EP00110526A EP1156589B1 (en) | 2000-05-17 | 2000-05-17 | AM receiver |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002026759A true JP2002026759A (ja) | 2002-01-25 |
Family
ID=8168755
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001148291A Withdrawn JP2002026759A (ja) | 2000-05-17 | 2001-05-17 | 振幅変調方式の受信装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7155189B2 (ja) |
EP (1) | EP1156589B1 (ja) |
JP (1) | JP2002026759A (ja) |
DE (1) | DE60037722T2 (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1073224A3 (en) * | 1999-05-07 | 2002-08-14 | Sony International (Europe) GmbH | Strategy for switching to Alternative Frequencies (AF) for Digital Radio Mondiale (DRM) |
DE60129342T2 (de) | 2001-12-05 | 2008-03-20 | Sony Deutschland Gmbh | FM-Empfänger mit digitaler Bandbreitensteuerung |
US7221917B2 (en) * | 2002-05-01 | 2007-05-22 | Ibiquity Digital Corporation | Adjacent channel interference mitigation for FM digital audio broadcasting receivers |
US7127008B2 (en) | 2003-02-24 | 2006-10-24 | Ibiquity Digital Corporation | Coherent AM demodulator using a weighted LSB/USB sum for interference mitigation |
WO2005039055A1 (en) * | 2003-10-21 | 2005-04-28 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Analog-to-digital-converting and suppressing system |
US7787829B1 (en) * | 2003-12-23 | 2010-08-31 | Cypress Semiconductor Corporation | Method and apparatus for tuning a radio receiver with a radio transmitter |
US7746922B2 (en) * | 2005-12-07 | 2010-06-29 | Cypress Semiconductor Corporation | Apparatus and method for frequency calibration between two radios |
ATE470270T1 (de) | 2008-03-26 | 2010-06-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Verfahren zur verarbeitung eines basisbandsignals |
WO2016183720A1 (zh) * | 2015-05-15 | 2016-11-24 | 华为技术有限公司 | Lte***的非标准带宽的下行、上行压缩方法和装置 |
Family Cites Families (47)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB797705A (en) * | 1956-01-20 | 1958-07-09 | Marconi Wireless Telegraph Co | Improvements in or relating to narrow band selective circuit arrangements |
US3204185A (en) * | 1961-04-19 | 1965-08-31 | North American Aviation Inc | Phase-lock receivers |
US3946148A (en) * | 1974-10-03 | 1976-03-23 | Zenith Radio Corporation | Television receiver operable in exact or extended range tuning modes |
JPS5826699B2 (ja) * | 1975-11-13 | 1983-06-04 | ソニー株式会社 | チユ−ナ |
DE2612720C2 (de) * | 1976-03-25 | 1977-09-29 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Abstimmbarer, selektiver Überlagerungsempfänger |
JPS53116017A (en) * | 1977-03-19 | 1978-10-11 | Sony Corp | Automatic frequency control system for ssb receivers |
AU4953979A (en) * | 1978-08-16 | 1980-02-21 | Sony Corporation | Receiver tuning with frequency synthesizer |
US4288875A (en) * | 1980-02-08 | 1981-09-08 | Rca Corporation | Controlled local oscillator with apparatus for extending its frequency range |
FR2526609A1 (fr) * | 1982-05-04 | 1983-11-10 | Thomson Csf | Recepteur de signaux multiporteuses protege des signaux perturbateurs |
US4479257A (en) * | 1982-12-30 | 1984-10-23 | Yaesu Musen Co., Ltd. | Superheterodyne circuit having variable bandwidth and center frequency shift function |
US4715001A (en) * | 1984-08-23 | 1987-12-22 | Motorola, Inc. | Extremely accurate automatic frequency control circuit and method therefor |
US4619000A (en) * | 1984-09-24 | 1986-10-21 | John Ma | CATV converter having improved tuning circuits |
JPS61154325A (ja) * | 1984-12-27 | 1986-07-14 | Yaesu Musen Co Ltd | 帯域周波数シフト方法 |
FR2596220A1 (fr) * | 1986-03-21 | 1987-09-25 | Portenseigne | Demodulateur de frequence |
JP2705794B2 (ja) * | 1988-03-14 | 1998-01-28 | 富士通テン株式会社 | 受信機 |
JPH02213228A (ja) * | 1989-02-14 | 1990-08-24 | Kenwood Corp | 隣接妨害信号除去回路 |
US5802462A (en) * | 1990-05-24 | 1998-09-01 | Emhiser Research Limited | FM-PM receivers with frequency deviation compression |
DE4127501A1 (de) * | 1990-09-07 | 1992-03-12 | Telefunken Systemtechnik | Verfahren zur erkennung der frequenzablage bei digitalen nachrichtenuebertragungen |
US5097221A (en) * | 1990-12-21 | 1992-03-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Adaptive filter technique for suppression of wideband or offset narrowband radio frequency interference |
US5146227A (en) * | 1991-05-03 | 1992-09-08 | Whistler Corporation | Sweeping receiver |
JP2912791B2 (ja) * | 1993-06-01 | 1999-06-28 | 松下電器産業株式会社 | 高周波受信装置 |
FI109736B (fi) * | 1993-11-01 | 2002-09-30 | Nokia Corp | Vastaanottimen taajuusalueen ja kaistanleveyden vaihto peilitaajuutta vaimentavan sekoittimen avulla |
US5970400A (en) * | 1996-04-30 | 1999-10-19 | Magellan Corporation | Adjusting the timing and synchronization of a radio's oscillator with a signal from an SATPS satellite |
FI102229B (fi) * | 1996-11-05 | 1998-10-30 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä radiovastaanottimen virityksen parantamiseksi ja radiovastaa notin |
US5852772A (en) * | 1997-02-25 | 1998-12-22 | Ericsson Inc. | Receiver IF system with active filters |
GB2326038A (en) * | 1997-06-06 | 1998-12-09 | Nokia Mobile Phones Ltd | Signal level balancing in quadrature receiver |
US6178314B1 (en) * | 1997-06-27 | 2001-01-23 | Visteon Global Technologies, Inc. | Radio receiver with adaptive bandwidth controls at intermediate frequency and audio frequency sections |
US6308048B1 (en) * | 1997-11-19 | 2001-10-23 | Ericsson Inc. | Simplified reference frequency distribution in a mobile phone |
JPH11177646A (ja) * | 1997-12-12 | 1999-07-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 復調装置 |
SE521035C2 (sv) * | 1997-12-29 | 2003-09-23 | Ericsson Telefon Ab L M | En mottagare och en metod för mobilradio, där mottagaren anpassas för olika radiokommunikationsnät, t ex GSM, AMPS |
US6161004A (en) * | 1998-03-02 | 2000-12-12 | Mentor Graphics Corporation | Method and apparatus for rejecting image signals in a receiver |
GB2336731A (en) * | 1998-04-22 | 1999-10-27 | Thomson Multimedia Sa | A video tuner in which data representing a PLL division is used to control other circuit parameters |
US6088569A (en) * | 1998-04-23 | 2000-07-11 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for receiving a plurality of signals having different frequency bandwidths |
JP3912459B2 (ja) * | 1998-06-16 | 2007-05-09 | ソニー株式会社 | 受信機 |
US6061551A (en) * | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
US6256301B1 (en) * | 1998-10-15 | 2001-07-03 | Qualcomm Incorporated | Reservation multiple access |
US7092043B2 (en) * | 1998-11-12 | 2006-08-15 | Broadcom Corporation | Fully integrated tuner architecture |
US6895232B2 (en) * | 1999-05-07 | 2005-05-17 | Conexant Systems, Inc. | Method and apparatus for receiving radio frequency signals |
US6683919B1 (en) * | 1999-06-16 | 2004-01-27 | National Semiconductor Corporation | Method and apparatus for noise bandwidth reduction in wireless communication signal reception |
US6326790B1 (en) * | 1999-08-04 | 2001-12-04 | Ellen Ott | Ground piercing metal detector having range, bearing and metal-type discrimination |
KR100314113B1 (ko) * | 1999-08-25 | 2001-11-15 | 구자홍 | 정합 필터 및 필터링방법, 이를 이용한 다매체 디지털 방송수신 장치 |
US6658245B2 (en) * | 2001-03-28 | 2003-12-02 | Motorola, Inc. | Radio receiver having a dynamic bandwidth filter and method therefor |
US6785527B2 (en) * | 2001-04-02 | 2004-08-31 | Tektronix, Inc. | Conversion spur avoidance in a multi-conversion radio frequency receiver |
US7386286B2 (en) * | 2001-06-01 | 2008-06-10 | Broadband Innovations, Inc. | High frequency low noise phase-frequency detector and phase noise reduction method and apparatus |
US6957054B2 (en) * | 2002-08-09 | 2005-10-18 | Freescale Semiconductor, Inc. | Radio receiver having a variable bandwidth IF filter and method therefor |
US7088189B2 (en) * | 2003-09-09 | 2006-08-08 | Synergy Microwave Corporation | Integrated low noise microwave wideband push-push VCO |
US7005927B2 (en) * | 2004-05-28 | 2006-02-28 | Tektronix, Inc. | Low noise YIG oscillator based phase locked loop |
-
2000
- 2000-05-17 DE DE60037722T patent/DE60037722T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-17 EP EP00110526A patent/EP1156589B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-05-15 US US09/855,422 patent/US7155189B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-05-17 JP JP2001148291A patent/JP2002026759A/ja not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US7155189B2 (en) | 2006-12-26 |
DE60037722T2 (de) | 2009-01-15 |
DE60037722D1 (de) | 2008-02-21 |
US20010044288A1 (en) | 2001-11-22 |
EP1156589A1 (en) | 2001-11-21 |
EP1156589B1 (en) | 2008-01-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH07336283A (ja) | 線形受信機 | |
US7123892B2 (en) | Architecture for an AM/FM digital intermediate frequency radio | |
JP2002026759A (ja) | 振幅変調方式の受信装置 | |
US8170517B2 (en) | Receiving apparatus | |
JP4235560B2 (ja) | チューナ用の自動利得制御 | |
JP3128371B2 (ja) | 受信装置 | |
JP3093125B2 (ja) | アップコンバージョン受信機のagc回路 | |
US9184771B2 (en) | Digital down conversion and demodulation | |
US7145610B2 (en) | Receiving method and apparatus of analog television signals technical field | |
US4476586A (en) | IF Signal processing circuit in a receiver | |
JP3335414B2 (ja) | 周波数変換による被振幅変調隣接妨害除去装置 | |
JPH08125562A (ja) | マルチキャリア変調信号受信装置 | |
JP2002118479A (ja) | ディジタル放送受信回路、発振信号生成回路及びディジタル放送受信方法 | |
JP3652821B2 (ja) | フィルタの所定帯域幅の帯域端周波数検出装置と当該装置を用いたssb送信機およびssb受信機 | |
JP3189163B2 (ja) | Ofdm受信機 | |
JPH09153827A (ja) | 受信装置 | |
JPH11239303A (ja) | 高周波信号の受信装置 | |
JPH05291986A (ja) | 自動利得制御回路 | |
JP3289693B2 (ja) | Fmチューナフロントエンドの自動利得制御回路 | |
JP2000091932A (ja) | パルス性ノイズキャンセラ | |
JPS60117926A (ja) | Fmチユ−ナ | |
KR100303427B1 (ko) | 디지털텔레비전에서rf캐리어주파수오프셋보정방법 | |
JPH11308128A (ja) | データ受信装置 | |
JPH1146154A (ja) | ラジオ放送受信機 | |
JPH11346171A (ja) | 高周波信号の受信装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080805 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20081002 |
|
A072 | Dismissal of procedure [no reply to invitation to correct request for examination] |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A072 Effective date: 20090224 |