JP4668017B2 - ブラシレスｄｃモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。

従来、例えばブラシレスＤＣモータを制御するための電圧指令値にロータの回転には寄与しない程度の高調波電圧を印加し、この高調波電圧によって各相に流れる相電流から、ロータの位置を示すロータ角度つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度を検出すると共に、界磁方向に応じた磁極検出用電圧を電圧指令値に印加してロータの磁極の向きを判別する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
この制御装置では、磁極検出用電圧によって界磁方向に磁界を発生させた場合に、発生した磁界の方向と界磁方向が同一方向である飽和状態と、発生した磁界の方向と界磁方向が反対方向である非飽和状態とにおいて各相に流れる相電流の状態が変化することに基づき、ロータの磁極の向きを判別するようになっている。
特開２００５−１５１７１４号公報

ところで、上記従来技術の一例に係る制御装置では、磁極検出用電圧を電圧指令値に印加してロータの磁極の向きを判別する磁極判別の処理の実行時には、ロータの磁石温度が不変であることが前提であって、ロータの磁石温度が変化する状態は考慮していない。しかしながら、ロータの磁石温度が増大することに伴い、永久磁石の磁束密度は低下傾向に変化することから、ロータの磁石温度の変化を無視した状態では磁極判別処理の判別精度が低下して、磁極の向きが誤判別されてしまったり、判別自体が不能となってしまう虞がある。
また、ブラシレスＤＣモータのステータに通電される電流が過剰に増大すると、この過大な電流によって発生する磁界により、ロータの永久磁石の磁力が低下する減磁が発生する場合ある。ロータの永久磁石は磁石温度が増大することに伴い、減磁され易くなることから、減磁作用が所定の許容範囲以内となる上限電流は、ロータの磁石温度が増大することに伴い、低下傾向に変化することになる。このため、ロータの磁石温度の変化を無視した状態で磁極判別処理を実行すると、磁石温度が相対的に高くなった場合に磁極判別処理の実行時にステータに通電される電流が許容範囲以内の上限電流を超えてしまい、永久磁石が過剰に減磁されてしまう虞がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、磁極判別処理の実行時にロータの永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、判別精度を向上させることが可能なブラシレスＤＣモータの制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石式のロータ（例えば、実施の形態でのロータ２）を備えたブラシレスＤＣモータのステータ巻線（例えば、実施の形態での電機子３，４，５）に高調波電圧（例えば、実施の形態での検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾））を印加し、該高周波電圧により発生したモータ電流から前記ロータの位置を検出する位置検出手段（例えば、実施の形態での角度検出部２５）を備えるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ロータの界磁方向に応じた磁極検出用電圧を前記ステータ巻線に印加して前記ロータの磁極の向きを判別する磁極判別手段（例えば、実施の形態での角度検出部２５）と、前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行時に、前記ロータの磁石温度（例えば、実施の形態での磁石温度ＴＭ）が増大することに伴い、界磁軸電流を増大させる磁極判別電流変更手段（例えば、実施の形態での磁極判別電流指令部２９、ステップＳ０６）と、前記磁石温度が所定閾温度（例えば、実施の形態での第１閾温度Ｔ１）を超えた場合に、前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行を禁止し、強制転流により前記ブラシレスＤＣモータを起動させる起動手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０２）とを備え、前記磁極判別電流変更手段は、前記磁石温度が前記所定閾温度よりも低い第２閾温度（例えば、実施の形態での第２閾温度Ｔ２）以上の場合に、前記界磁軸電流を増大させており、前記所定閾温度は、前記磁極判別処理の実行時に前記ステータ巻線に通電される電流により前記ロータの磁石が減磁される場合に対応する磁石温度であることを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、磁極判別電流変更手段は、ロータの磁石温度が増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように設定することから、ロータの磁石温度が増大することに伴い、永久磁石の磁束密度が低下傾向に変化した場合であっても、磁極判別処理の判別精度が低下してしまうことを防止することができる。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、起動手段は、磁石温度が所定閾温度を超えた場合には、強制転流つまりロータの磁極位置には関わらずにステータ巻線への通電を順次転流させることによりブラシレスＤＣモータを起動することから、ステータに対する磁極判別用の界磁電流の通電を不要とし、ステータに通電される電流が相対的に高温状態のブラシレスＤＣモータに対する所定の許容範囲以内の上限電流を超えてしまうことで永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、ブラシレスＤＣモータを的確に起動することができる。

さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記ロータは車両の駆動軸および内燃機関のクランク軸に連結され、前記ブラシレスＤＣモータは車両を走行駆動可能かつ前記内燃機関を始動可能であり、前記磁極判別電流変更手段は、前記磁石温度が所定閾温度（例えば、実施の形態での第１閾温度Ｔ１）未満の場合に、前記ブラシレスＤＣモータを起動して該ブラシレスＤＣモータにより前記内燃機関を始動させる際の前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行時に、前記ロータの磁石温度が増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように設定するものであることを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、磁極判別電流変更手段は、ロータの磁石温度が増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように設定することから、ロータの磁石温度が増大することに伴い、永久磁石の磁束密度が低下傾向に変化した場合であっても、磁極判別処理の判別精度が低下してしまうことを防止することができる。
さらに、起動手段は、磁石温度が所定閾温度を超えた場合には、強制転流つまりロータの磁極位置には関わらずにステータ巻線への通電を順次転流させることによりブラシレスＤＣモータを起動することから、ステータに対する磁極判別用の界磁電流の通電を不要とし、ステータに通電される電流が相対的に高温状態のブラシレスＤＣモータに対する所定の許容範囲以内の上限電流を超えてしまうことで永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、内燃機関を的確に始動させることができる。

さらに、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記磁石温度が所定閾温度（例えば、実施の形態での第１閾温度Ｔ１）を超えた場合に、車両に搭載された始動装置により前記内燃機関を始動させる始動手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０２）を備えることを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、磁極判別電流変更手段は、ロータの磁石温度が増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように設定することから、ロータの磁石温度が増大することに伴い、永久磁石の磁束密度が低下傾向に変化した場合であっても、磁極判別処理の判別精度が低下してしまうことを防止することができる。
さらに始動手段は、磁石温度が所定閾温度を超えた場合には、ブラシレスＤＣモータにより内燃機関を始動させずに、車両に搭載された他の始動装置により内燃機関を始動させることから、ブラシレスＤＣモータを起動する際のステータに対する磁極判別用の界磁電流の通電を不要とし、ステータに通電される電流が相対的に高温状態のブラシレスＤＣモータに対する所定の許容範囲以内の上限電流を超えてしまうことで永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、内燃機関を的確に始動させることができる。

請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ロータの磁石温度が増大することに伴い、永久磁石の磁束密度が低下傾向に変化した場合であっても、磁極判別処理の判別精度が低下してしまうことを防止することができる。
さらに、ステータに対する磁極判別用の界磁電流の通電を不要とし、ステータに通電される電流が相対的に高温状態のブラシレスＤＣモータに対する所定の許容範囲以内の上限電流を超えてしまうことで永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、ブラシレスＤＣモータを的確に起動することができる。
さらに、請求項２および請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、ブラシレスＤＣモータを起動する際のステータに対する磁極判別用の界磁電流の通電を不要とし、ステータに通電される電流が相対的に高温状態のブラシレスＤＣモータに対する所定の許容範囲以内の上限電流を超えてしまうことで永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、内燃機関を的確に始動させることができる。

以下、本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
（ロータ位置検出の原理）
先ず、以下に、ロータ位置検出の原理について説明する。なお、以下の説明では、数式等において文字（例えば、θ）の上にハット記号（＾）を付与したものは、文字の右横にハット記号（＾）を付与したもの（θ＾）と同等である。

図１（ａ）に示すように、ブラシレスＤＣモータ１に突極型のロータ２を備えた場合、ロータ２とＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電機子３、４、５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、この変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、ギャップの磁気抵抗は、ロータ２が図中Ａの位置となったときに最大となり、ロータ２が図中Ｂの位置となったときに最小となる。

そして、ギャップの磁気抵抗の１周期あたりの平均値が「０．５」であると仮定すると、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相における磁気抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、以下の（１）式〜（３）式で示される。

ここで、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒｇｕは、以下の（４）式により求めることができる。

このため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の（５）式により求めることができる。

また、Ｕ相，Ｗ相間の相互インダクタンスＭｕｗと、Ｕ相，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の（６）式、（７）式により求めることができる。

Ｖ相，Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するブラシレスＤＣモータ１の電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌとし、このｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の（８）式で表すことができる。

ここで、Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電機子３、４、５に流れる電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各電機子３、４、５の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。

更に、電気角速度ωがほぼ「０」で、誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下が無視できる程度である場合には、上記（８）式は、以下の（９）式により近似することができる。

ここで、上記（９）式を相間電流、相関電圧による式に変形すると、以下の（１０）式が得られる。

また、上記（１０）式のインダクタンス行列は正則であるので、上記（１０）式を以下の（１１）式、（１２）式の形に変形することができる。

また、ブラシレスＤＣモータ１をいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度（つまり所定の基準回転位置からのロータ２の磁極の回転角度）の推定値（θ＾）を用いて、以下の（１３）式、（１４）式で表される３相／ｄｑ変換を上記（１１）式に施すと、ロータ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）が等しい（θ＾＝θ）場合、以下の（１５）式が得られる。なお、下記（１５）式において、各インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、以下の（１６）式、（１７）式で記述される。

ここで、上記（１１）式におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値から（θｅ）だけずれた推定値である場合には、この推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩｄ＾，Ｉｑ＾，Ｖｄ＾，Ｖｑ＾と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩｄ，Ｉｑ，Ｖｄ，Ｖｑとの間に、以下の（１８）式、（１９）式の関係が成り立つ。

但し、θｅはロータ角度の実際値と推定値の位相差とする。従って、以下の（２０）式の関係式が導かれる。

そして、上記（８）式の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ「０」で、誘起電圧およびロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できる程度である場合は、上記（２０）式は、以下の（２１）式で近似することができる。

また、上記（２１）式における微分期間（ｄｔ）を制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、適宜の制御サイクルにおいて、ブラシレスＤＣモータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換処理を行ったときの、この制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（１），Ｖｑ（１）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（１），ΔＩｑ（１）｝とすると、上記（２１）式は以下の（２２）式の形で表される。

同様に、次の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（２），Ｖｑ（２）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（２），ΔＩｑ（２）｝とすると、上記（２１）式は以下の（２３）式の形で表される。

そして、所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、これに応じて基本電圧列データが以下の（２４）式に示すようにｎ個のデータにより設定され、変調用係数をｓ（ｋ）（ｋ＝１，２，…，所定周期の時系列番号）とすると、検査用電圧は以下の（２５）式の形で表される。

但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉは検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋは検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分とした。

一方、ブラシレスＤＣモータ１に対する通電制御では、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差を小さくするようにして、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を、例えば以下の（２６）式により算出し、同様に、ｑ軸指令電圧（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくするようにして、ｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を以下の（２７）式により算出する。

この場合、制御サイクル間における検査用電圧（Ｈｄｑ）の差分電圧を以下の（２８）式のように設定し、以下の（２９）式、（３０）式の演算により次の制御サイクルのｄ軸電圧とｑ軸電圧｛Ｖｄ＾（２），Ｖｑ＾（２）｝を設定することによって、前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｄ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）及び前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧の差分電圧（ｄＶｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからのｄ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ１）及びｑ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ２）を成分とする電圧ベクトルの方向に制限することができる。
但し、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とした。

このため、上記（２２）式と（２３）式を辺々減算すると、以下の（３１）式が得られる。

そして、上記（３１）式を変形して以下の（３２）式が得られ、所定周期中のｎ個の制御サイクルのそれぞれに対する（３２）式をまとめると、以下の（３３）式が得られる。

上記（３３）式において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル｛ｄＶ（ｉ），ｄＶ（ｊ）、１≦ｉ≦ｎ，１≦ｊ≦ｎ，ｉ≠ｊ｝が２個以上あれば列フルランクであり、ブラシレスＤＣモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾）と、位相差（θｅ）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値（Ｖｃ＾）の最小２乗推定値が以下の（３４）式により算出できる。

そして、正弦余弦値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）とから、例えば以下の（３５）式により位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度の実際値（θ＝θ＾＋θｅ）を算出することができる。

ここで、行列Ｃは基本電圧列パターンの関数であり、この成分が一定となるため、上記（３４）式における行列Ｄ＾の成分を予め算出しておくことができる。また、上記（３４）式における係数ｓ’（ｋ）は、以下の（３６）式のように表されるが、√｛（ｄＨｄ（ｉ））２＋（ｄＨｑ（ｉ））２｝は、基本電圧列パターンのデータと変調用係数とにより算出することができる。

このため、所定周期内での各制御サイクルにおける、検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）と、ｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく変調用係数｛ｓ（ｋ）｝の補正値｛ｓ’（ｋ）｝と、予め算出された行列Ｄの成分とを用いた簡易な演算処理により、ブラシレスＤＣモータ１のロータ角度を算出することができる。

また、このようにｄ軸フィードバック電圧とｑ軸フィードバック電圧を制限することにより、検査用電圧を重畳する際に、ｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御に対する干渉が生じることを抑制することができる。このため、例えば干渉を抑制するために電流フィードバック系にローパスフィルタを適用する処理が不要となり、ローパスフィルタを適用した場合にロータ角度検出の応答性が悪化することを防止することができる。

（装置構成）
次に、ブラシレスＤＣモータ１を制御するブラシレスＤＣモータの制御装置１０について説明する。
この実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１（以下、単に、モータ１と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１は、内燃機関と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有するロータ２と、このロータ２を回転させる回転磁界を発生する３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各電機子３，４，５とを備えて構成されている。

図２に示したモータ制御装置１０は、図１に示した突極型のモータ１の電機子３、４、５に流れる電流をフィードバック制御するフィードバック回路であって、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。

これにより、モータ制御装置１０は、制御部１１から与えられるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流と呼ぶ）と、ｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流と呼ぶ）とをフィードバック制御する。

具体的には、モータ制御装置１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖｄ）と呼ぶ）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖｑ）と呼ぶ）とを、モータ１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相の電機子３，４，５に印加する駆動電圧の指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換するｄｑ−３相変換部２０と、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を生成する検査用電圧重畳部２１と、指令電圧（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に応じた駆動電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の電機子３，４，５にそれぞれ印加されるように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路により構成されたパワードライブユニット（ＰＤＵ）２２とを備える。

更に、モータ制御装置１０は、モータ１のＵ相の電機子３に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３と、モータ１のＷ相の電機子５に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４と、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とを算出する３相−ｄｑ変換部２６と、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５と、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項及びｑ軸補償項を算出する非干渉演算部２７と、ロータ２に具備される永久磁石の温度（磁石温度）ＴＭを検出するモータ温度検出部２８と、磁極判別電流指令部２９とを備える。
さらに、磁極判別電流指令部２９は、例えば図３に示すように、駆動方式選定部４１と、磁極判別電流指令値演算部４２とを備えて構成されている。

モータ制御装置１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）からｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）を第１演算器３１で減算し、この減算結果に第１のＰＩ演算部３２でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３３でｄ軸補償項を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）の偏差に応じたｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を生成する。また、モータ制御装置１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）からｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を第２演算器３４で減算し、この減算結果に第２のＰＩ演算部３５でＰＩ処理を施し、第２加算器３６でｑ軸補償項を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差に応じたｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を生成する。

そして、モータ制御装置１０は、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とに、第３加算器３７及び第４加算器３８において後述する検査用電圧（Ｈｄ＾）及び検査用電圧（Ｈｑ＾）を加算し、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）としてｄｑ−３相変換部２０に入力する。これにより、バッテリを直流電源とするパワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差、及び、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がモータ１の電機子３，４，５に印加されて、モータ１の電機子３，４，５に流れる各電流がフィードバック制御される。

ここで、ｄｑ−３相変換部２０においてｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を３相の電圧指令（Ｖｕ＿ｃ，Ｖｖ＿ｃ，Ｖｗ＿ｃ）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相−ｄｑ変換部２６においてＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）をｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。

そこで、モータ制御装置１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３７において検査用電圧重畳部２１によりｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｄ＾）を重畳し、また、第４加算器３８において検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｑ＾）を重畳したときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相−ｄｑ変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ＾）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ＾）を用いて、モータ１のロータ角度（θ）を検出する。従って、上述のように、ｄｑ−３相変換部２０へは、ｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｄ＾）が重畳されたｄ軸電圧（Ｖｄ）と、ｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｑ＾）が重畳されたｑ軸電圧（Ｖｑ）とが入力される。

（ロータ角度の検出処理）
次に、モータ制御装置１０におけるロータ角度（θ）の検出処理の詳細について説明する。なお、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）の初期値は「０」とする。
まず、検査用電圧重畳部２１は、図４（ａ）に示したように、モータ制御装置１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧Ｈｄｑ＾（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）を、以下の（３７）式により生成する。

但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉは検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１，２，…，ｎ）、ｋは検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１，２，…）、Ｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ（ｋ）は時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（変調用係数に相当）、ｄｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分とする。

なお、基本電圧列データ［ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ＾（ｎ）｝］のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ（１），ｓ（２），…｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。更に、基本電圧列データ［ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１），ｄｈｄｑ＾（２），…，ｄｈｄｑ＾（ｎ）｝］は、以下の（３８）式に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。

この場合、上記（３７）式に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は「０」となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。

そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）が重畳されたときに、各制御サイクル｛ｔ（１）〜ｔ（ｎ）｝において、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相−ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。

ここで、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の制御サイクルＴ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の（３９）式に示したようにそれぞれ「ｄｄＩｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）」，「ｄｄＩｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）」とする。

また、検査用電圧（Ｈｄ＾，Ｈｑ＾）のｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）における変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）｝は、上記（３７）式により、以下の（４０）式、（４１）式で表される。

そして、第３加算器３７と第４加算器３８は、第１演算器３１及び第１のＰＩ演算部３５により上記（２６）式によって算出されるｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ）に対する差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）と、第２演算器３４及び第２のＰＩ演算部３５により上記（２７）式によって算出されるｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧（Ｖｑ）に対する差分電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧の差分電圧｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトルの方向に制限するため、以下の（４２）式、（４３）式の演算により算出したｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）をｄｑ−３相変換部２０に出力する。

但し、ｋ１はｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｋ２はｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）１、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。

このため、前述の（３２）式における行列ｃ＾（１）に対応する行列ｃ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）は、以下の（４４）式により表される。

そして、図４（ａ）のＴｓ｛ｋ−１番目の周期Ｔ（ｋ−１）の制御サイクルｔ（ｉ）〜ｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）｝において、前述の（３２）式をまとめると、以下の（４５）式の形で表すことができ、更に（４５）式を変形して以下の（４６）式、（４７）式を得ることができる。

ここで、図４（ｂ）は、制御サイクルｔ（ｉ−２）〜ｔ（ｉ＋２）における検査用電圧（Ｈｄｑ）と検出電流（Ｉｄｑ）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ（ｉ）における検出電流の変化量｛ｄＩｄｑ＾（ｉ）｝と制御サイクル期間ｔ（ｉ＋１）における検出電流の変化量｛ｄＩｄｑ＾（ｉ＋１）｝から、上記（３９）式における検出電流の２階差分｛ｄｄＩｄｑ＾（ｉ）｝を算出することができる。

一方、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）に応じて算出される上記（４４）式の行列ｃ＾（ｉ）の成分は一定となる。従って、上記（４６）式における行列Ｃ＾の成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記（４７）式の行列Ｄ＾の成分も一定となる。そのため、上記（４７）式の行列Ｄ＾の成分は、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）により予め算出することができる。そこで、モータ制御装置１０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ＾の成分のデータが予め記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄ＾の成分のデータを用いて上記（４７）式の演算を実行する。

この場合、角度検出部２５は、行列Ｄ＾の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）及び変調信号（ｓ）を上記（３１）式により補正したｓ’との簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾＝Ｌ１ｓｉｎ２θｅ）と余弦参照値（Ｖｃ＾＝Ｌ１ｃｏｓ２θｅ）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出時間を短縮することができる。

また、このように、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧の方向を、検査用電圧の変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ），ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトル方向に制限した場合、検査用電圧の重畳による電流フィードバック系への干渉を少なくするために、電流フィードバックにローパスフィルタを施す必要がなくなる。そのため、電流フィードバック系の応答性を良好に維持することができる。

そして、角度検出部２５は、以下の（４８）式によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度（θ＝θ＾＋θｅ）を検出する。

また、以下の（４９）式又は（５０）式によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ＾）を、推定誤差（θｅ）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。

また、上記（４９）式、（５０）式のｏｆｆｓｅｔの値を変更することによって、検出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。

なお、上記（５０）式における√（Ｖｓ＾２＋Ｖｃ＾２）の演算に要する時間が増大ずる場合には、以下の（５１）式により近似してもよい。

また、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、上記（３７）式により、前回の制御サイクルにおける検査用電圧｛Ｈｄｑ（ｉ−１＋ｋ・ｎ）｝に、基本電圧列データ｛ｄｈｄｑ＾（ｉ−１）｝と変調信号｛ｓ（ｋ）｝との乗算値を加算して、今回の制御サイクルにおける検査用電圧｛Ｈｄｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を算出したが、予め変調信号｛ｓ（ｋ｝の値が設定されている場合には、基本電圧列データも既知であるので、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）を予め算出することができる。

この場合は、以下の（５２）式、（５３）式により、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出することができる。

そして、以下の（５４）式、（５５）式により、前回の制御サイクルに対する今回の制御サイクルのｄ軸電圧の差分電圧（Ｖｄ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｄ＿ｏｌｄ）とｑ軸電圧の差分電圧（Ｖｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｑ＿ｏｌｄ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、前回の制御サイクルに対する今回の検査用電圧の差分電圧（ｋ１，ｋ２）の方向に制限することができる。

但し、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。そのため、この場合は、第３加算器３７と第４加算器３８は、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を、以下の（５６）式により算出して、電流フィードバックの結果を検査用電圧の差分電圧（ｋ１，ｋ２）の方向に制限することができる。

（磁極判別処理）
さらに、ロータ２の回転に伴うインダクタンス変動は、ロータ角度（θ）の１／２周期なので、上述の処理により算出されるロータ角度（θ）の演算値は、電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］の両領域で同値となる。従って、モータ１の始動時に初期のロータ角度（θ）を電気角０〜３６０［度］の範囲で検出するには、ロータ２の磁極の向きを判別する磁極判別処理を実行し、ロータ角度（θ）の演算値が、電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域での値かを判定する必要がある。

例えば、ある位置にロータ２を固定して、この時にｑ軸電機子に電流を流してｑ軸方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせると、以下に示す２通りの事象の発生が考えられる。
（１）「電流により生じた磁界の向き＝磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが大きくなる。
（２）「電流により生じた磁界の向き≠磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が非飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが小さくなる。

この現象は、ある位置にロータ２を固定して、この時にｑ軸電機子に正方向と負方向の電流を流してｑ軸方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせる場合にも同様であって、
（１）「正方向電流により生じた磁界の向き＝磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが大きくなる。
（２）「負方向電流により生じた磁界の向き≠磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が非飽和状態となるため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが小さくなる。

従って、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌの値により変化する前述の（３４）式で算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）を、正方向電流に基づくΔｌと負方向電流に基づくΔｌのそれぞれから算出して大きさを比較することで、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断することができる。

具体的には、例えば正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）をＶｃ１、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）をＶｃ２とすると、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」と定義した場合、磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断することができる。例えば図５に示すように、実際のロータ角度（θ）＝７５［度］であっても、実際のロータ角度（θ）＝２５５［度］であっても、両方ともロータ角度（θ）の演算値は７５［度］と算出されるので、磁極判別計算結果Ａの正負により、例えば磁極判別計算結果Ａが負の場合はロータ角度（θ）＝７５［度］、例えば磁極判別計算結果Ａが正の場合はロータ角度（θ）＝２５５［度］と判定する。

磁極判別電流指令部２９は、上述した磁極判別処理においてｑ軸方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせるためにｑ軸電機子に通電される電流に対する磁極判別電流指令をモータ温度検出部２８により検出される磁石温度ＴＭに応じて設定すると共に、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等での内燃機関の始動時において、磁極判別処理の実行の要否および内燃機関の駆動方法を磁石温度ＴＭに応じて設定する。

例えば、磁極判別電流指令部２９の駆動方式選定部４１は、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１以上となる高温状態の場合には、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等での内燃機関の始動時において、磁極判別処理の実行を禁止すると共に、強制転流つまりロータ２の磁極位置には関わらずに各電機子３、４、５への通電を順次転流させることによりモータ１を起動して、あるいは、車両に搭載された他の始動装置９により、内燃機関を始動させることを指示するスタータ駆動指令を制御部１１に出力する。

一方、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１未満となる場合には、駆動方式選定部４１は、磁極判別処理の実行を指示すると共に、検知されたロータ２の磁極の向きおよびロータ角度（θ）に応じてモータ１を駆動するための駆動指令を磁極判別電流指令値演算部４２に出力する。
磁極判別電流指令値演算部４２は、磁極判別処理においてｑ軸電機子に通電される電流に対する磁極判別電流指令を磁石温度ＴＭに応じて設定しており、例えば磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１よりも低い所定の第２閾温度Ｔ２以上となる場合には、この磁石温度ＴＭの増大に伴い、界磁軸電流が増大するように設定するために、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に加算される所定の補正電流指令値Ｉ１を設定し、この補正電流指令値Ｉ１を磁極判別電流指令として第２演算器３４に出力する。これにより、第２演算器３４では、ｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃに補正電流指令値Ｉ１が加算された値（Ｉｑ＿ｃ＋Ｉ１）が、新たにｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとして設定される。
一方、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１よりも低い所定の第２閾温度Ｔ２未満となる場合には、磁極判別電流指令値演算部４２は、補正電流指令値Ｉ１をゼロとし、第２演算器３４において、制御部１１から入力されるｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃが補正されないように設定する。

なお、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等でのモータ１の始動時に実行される一連の処理では、先ず、初期のロータ角度（θ）が角度検出部２５により検出され、ロータ２の初期位置候補として設定される。
次に、設定された初期位置候補に応じた界磁軸方向の一方および他方に向かう各方向に沿って順次磁界を発生させるための界磁軸電圧（つまり検査用電圧（Ｈｑ＾））が検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電機子に印加（つまりｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に加算）される。

そして、角度検出部２５によりロータ角度（θ）が検出されると共に、上記数式（３４）に基づいて算出される正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ１、および、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ２に基づき、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」が算出され、この磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２の磁極の向きが、電気角０〜１８０［度］または電気角１８０〜３６０［度］の何れの領域での値に対応するかが検知される。
そして、検知された磁極の向きおよびこの時点で角度検出部２５により検出されるロータ角度（θ）に応じてモータ１を駆動するための駆動指令が、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）およびｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）として制御部１１から出力される。

上述した実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等において実行される内燃機関始動処理について添付図面を参照しながら説明する。

先ず、図６に示すステップＳ０１においては、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１未満であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、後述するステップＳ０３に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ０２に進む。
そして、ステップＳ０２においては、ロータの永久磁石が高温状態であって磁極判別処理を実行した場合に永久磁石が減磁されてしまう虞があると判断して、磁極判別処理の実行を禁止し、強制転流つまりロータ２の磁極位置には関わらずに各電機子３、４、５への通電を順次転流させることによりモータ１を起動して、あるいは、車両に搭載された他の始動装置９により、内燃機関を始動させ、一連の処理を終了する。

また、ステップＳ０３においては、磁極判別処理として、初期位置候補（つまり、角度検出部２５により検出された初期のロータ角度（θ））に応じた界磁軸方向の一方および他方に向かう各方向に沿って順次磁界を発生させるための界磁軸電圧（つまり検査用電圧（Ｈｑ＾））をｑ軸電機子に印加（つまりｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に加算）する。
そして、ステップＳ０４においては、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１よりも小さい所定の第２閾温度Ｔ２未満であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０６に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０５に進む。

そして、ステップＳ０５においては、制御部１１から出力されるｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）を変更せずに、ステップＳ０７に進む。
また、ステップＳ０６においては、制御部１１から出力されるｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃに所定の補正電流指令値Ｉ１を加算して得た値（Ｉｑ＿ｃ＋Ｉ１）を、新たにｑ軸指令電流Ｉｑ＿ｃとして設定し、ステップＳ０７に進む。

そして、ステップＳ０７においては、角度検出部２５によりロータ角度（θ）が検出されると共に、上記数式（３４）に基づいて算出される正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ１、および、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ２に基づき、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」が算出され、この磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２の磁極の向きが、電気角０〜１８０［度］または電気角１８０〜３６０［度］の何れの領域での値に対応するかが検知される。
そして、ステップＳ０８においては、ロータ角度（θ）および磁極の向きに応じてモータ１を駆動するための駆動指令を出力し、モータ１を始動させると共に、このモータ１の駆動力によって内燃機関を始動させ、一連の処理を終了する。

上述したように、本実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０によれば、磁極判別電流指令部２９は、ロータ２の磁石温度ＴＭが増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように設定することから、ロータ２の磁石温度ＴＭが増大することに伴い、永久磁石の磁束密度が低下傾向に変化した場合であっても、磁極判別処理の判別精度が低下してしまうことを防止することができる。
さらに、イグニッションスイッチがオン状態に設定された車両の始動時あるいは車両のアイドル停止状態からの復帰時等での内燃機関の始動時において、磁極判別電流指令部２９は、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１以上となる場合には、磁極判別処理の実行を禁止し、強制転流つまりロータ２の磁極位置には関わらずに各電機子３、４、５への通電を順次転流させることによりモータ１を起動して、あるいは、車両に搭載された他の始動装置９により、内燃機関を始動させることから、各電機子３、４、５に対する磁極判別用の界磁電流の通電を不要とし、各電機子３、４、５に通電される電流が相対的に高温状態のモータ１に対する所定の許容範囲以内の上限電流を超えてしまうことでロータ２の永久磁石が過剰に減磁されてしまうことを防止しつつ、内燃機関を的確に始動させることができる。

なお、上述した実施の形態においては、モータ温度検出部２８により検出される磁石温度ＴＭが磁極判別電流指令部２９に入力されるとしたが、これに限定されず、例えば磁極判別電流指令部２９において磁石温度ＴＭを推定してもよい。
この上述した実施の形態の第１変形例において、磁極判別電流指令部２９は、例えば図７に示すように、車両状態センサ５１により検出される車両状態、例えばエンジン水温、エンジン油温、各電機子３、４、５のコイル温度、モータ回転数ＮＭ、誘起電圧等の各検出値およびタイマ５３から出力される時間情報に基づき、適宜の推定処理により磁石温度ＴＭを推定する温度推定部５２と、駆動方式選定部４１と、磁極判別電流指令値演算部４２とを備えて構成される。

なお、上述した実施の形態においては、磁極判別電流指令値演算部４２は、磁石温度ＴＭが所定の第１閾温度Ｔ１よりも低い所定の第２閾温度Ｔ２以上となる場合には、磁石温度ＴＭが増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に加算される所定の補正電流指令値Ｉ１を設定するとしたが、これに限定されず、磁石温度ＴＭが増大することに伴い、界磁軸電流が増加傾向に変化するように設定してもよい。
この上述した実施の形態の第２変形例においては、例えば図８に示すように、上述した実施の形態でのステップＳ０４の判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ１１に進み、このステップＳ１１においては、予め設定された所定のマップに対するマップ検索あるいは所定の演算式による演算により、磁石温度ＴＭに応じて変化する補正電流指令値Ｉ１を算出して、ステップＳ０６に進む。この予め設定された所定のマップあるいは所定の演算式においては、磁石温度ＴＭが増大することに伴い、補正電流指令値Ｉ１が増大傾向に変化するように設定されている。

本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの構成図及び等価回路を示す図である。 本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。 図２に示す磁極判別電流指令部の構成図である。 本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置における検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。 本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置において算出される磁極判別計算結果Ａの正負とロータ角度（θ）の演算値との関係を示した図である。 本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作、特に、内燃機関始動処理を示すフローチャートである。 本発明の実施形態の第１変形例に係る磁極判別電流指令部の構成図である。 本発明の実施形態の第２変形例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作、特に、内燃機関始動処理を示すフローチャートである。

符号の説明

１ ブラシレスＤＣモータ
２ ロータ
３，４，５ 電機子（ステータ巻線）
１０ ブラシレスＤＣモータの制御装置
２５ 角度検出部（位置検出手段、磁極判別手段）
２９ 磁極判別電流指令部（磁極判別電流変更手段）
ステップＳ０２ 起動手段、始動手段
ステップＳ０６ 磁極判別電流変更手段

Claims (3)

1. 永久磁石式のロータを備えたブラシレスＤＣモータのステータ巻線に高調波電圧を印加し、該高周波電圧により発生したモータ電流から前記ロータの位置を検出する位置検出手段を備えるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、
   前記ロータの界磁方向に応じた磁極検出用電圧を前記ステータ巻線に印加して前記ロータの磁極の向きを判別する磁極判別手段と、
   前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行時に、前記ロータの磁石温度が増大することに伴い、界磁軸電流を増大させる磁極判別電流変更手段と、
   前記磁石温度が所定閾温度を超えた場合に、前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行を禁止し、強制転流により前記ブラシレスＤＣモータを起動させる起動手段とを備え、
   前記磁極判別電流変更手段は、前記磁石温度が前記所定閾温度よりも低い第２閾温度以上の場合に、前記界磁軸電流を増大させており、
   前記所定閾温度は、前記磁極判別処理の実行時に前記ステータ巻線に通電される電流により前記ロータの磁石が減磁される場合に対応する磁石温度であることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 前記ロータは車両の駆動軸および内燃機関のクランク軸に連結され、前記ブラシレスＤＣモータは車両を走行駆動可能かつ前記内燃機関を始動可能であり、
   前記磁極判別電流変更手段は、前記磁石温度が所定閾温度未満の場合に、前記ブラシレスＤＣモータを起動して該ブラシレスＤＣモータにより前記内燃機関を始動させる際の前記磁極判別手段による磁極判別処理の実行時に、前記ロータの磁石温度が増大することに伴い、界磁軸電流が増大するように設定することを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
3. 前記磁石温度が所定閾温度を超えた場合に、車両に搭載された始動装置により前記内燃機関を始動させる始動手段を備えることを特徴とする請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。

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