JP4626480B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、負荷（例えばマイクロコンピュータ）に入力される電圧を安定させる電源回路に関する。

従来より、スリープ（低消費電力）モード、ウェイクアップ（通常動作）モードを繰り返して作動するマイクロコンピュータ（以下マイコンという）等のように、時間経過と共に消費する電力が変動する負荷に対して安定した電源供給を行う電源回路が知られている。

上記マイコンでは、ウェイクアップモードよりもスリープモードでの消費電力が小さくなる。このため、ウェイクアップモードで供給していた電源をスリープモードで供給し続けると、ウェイクアップモード時に供給されていた電源がマイコンの電源入力端子に継続して印加されることとなる。しかし、スリープモードとなったマイコンの消費電力はウェイクアップモードの場合よりも低下しているため、供給された電源が余剰となってマイコンに規定値以上の電源が入力されてしまい、マイコンが破壊されてしまう恐れがあった。

そこで、上記のように、負荷に対する電力供給が変動した際（例えばマイコンがウェイクアップモードからスリープモードに移行した際）、マイコンに規定以上の電圧が印加されないようにした電源回路が提案されている（例えば、特許文献１参照）。以下、図を参照して従来の電源回路を説明する。

図８は、マイコンに規定電圧を入力するための電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。このＥＣＵ４００は、例えば車両に搭載されるものである。図８に示されるように、ＥＣＵ４００には電源回路１５を有するＩＣ４０が備えられており、このＩＣ４０に設けられた入力端子２１から抵抗Ｒ１１を介してバッテリ電源である＋Ｂ電源が入力されるようになっている。

ＩＣ４０の外部では、＋Ｂ電源が抵抗Ｒ１２を介してｐｎｐ型トランジスタＴｒ１１のエミッタに入力され、トランジスタＴｒ１１のコレクタがＩＣ４０の電圧端子２２に接続されている。また、トランジスタＴｒ１１のベースは、抵抗Ｒ１５を介してｎｐｎ型トランジスタＴｒ１２のコレクタに接続されている。そして、トランジスタＴｒ１２のエミッタはグランド１２に接続され、トランジスタＴｒ１２のベースはＩＣ４０の端子２４に接続されている。

上記ＩＣ４０には、負荷であるマイコン２７と、マイコン２７に印加される電圧をモニタするための電圧端子２２と、電圧端子２２に印加される電圧を分圧する分圧回路２９が備えられている。マイコン２７は、ＩＣ４０の入力端子２１からダイオードＤ１および電源線２６を介して注入電流Ｉ０が入力されることで作動する。また、電源線２６に接続された分圧回路２９は、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３がそれぞれ直列に接続されて構成され、電圧端子２２に印加される電圧が分圧されている。

分圧回路２９のうち、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との間の電位Ａ１は、電圧端子２２に印加される電圧を制御するための制御アンプ３０の非反転入力端子に入力される。また、制御アンプ３０の反転入力端子には基準電圧源３１（例えば２Ｖ）から所定電圧が入力される。この制御アンプ３０の出力端子は、トランジスタＴｒ２１のゲートと、電流シンク回路４１にそれぞれ接続されている。このトランジスタＴｒ２１のソースはグランド２８に接続され、ドレインはＩＣ４０の端子２５に接続されている。この端子２５は端子２４の電位にクランプされている。また、端子２５は抵抗Ｒ１３を介して＋Ｂ電源に接続されている。

上記電流シンク回路４１は、外部から電圧端子２２に流れ込む電流のうち過剰な電流を流し込んでグランド２８に逃し、電圧端子２２に入力される電圧の上昇を抑制する回路であり、電流シンク制御アンプ４２と、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４３を備えた構成となっている。

そして、制御アンプ３０の出力は、この電流シンク回路４１の電流シンク制御アンプ４２の非反転入力端子に入力される。また、制御アンプ３０の反転入力端子には分圧回路２９のうち抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との間の電位Ａ２が入力される。さらに、電流シンク制御アンプ４２の出力端子はトランジスタ４３のゲートに接続され、このトランジスタ４３のドレインが電圧端子２２、ソースがグランド２８に接続されている。以上が、ＥＣＵ４００に備えられた従来の電源回路の構成である。

上記構成のＥＣＵ４００において、電圧端子２２の電圧が規定値（５Ｖ）を超えた場合、電位Ａ１が基準電圧源３１の電圧値（２Ｖ）よりも高くなるので、制御アンプ３０はＨＩを出力する。これにより、トランジスタＴｒ２１がＯＮになるので、ＩＣ４０外部のトランジスタＴｒ１２がＯＦＦとなり、これに伴ってトランジスタＴｒ１１がＯＦＦになって電圧端子２２に＋Ｂ電源の供給を停止する。また、電圧端子２２の電圧が５Ｖを下回った場合では、上記の逆の作動によってトランジスタＴｒ１１がＯＮになり、電圧端子２２に＋Ｂ電源が供給される。

このような電圧端子２２の電圧に対する＋Ｂ電源の供給または停止の作動に加えて、＋Ｂ電源から入力端子２１に流れ込む注入電流Ｉ０に対する作動について説明する。上記ＥＣＵ４００において、マイコン２７のスリープモードまたはウェイクアップモードに移行する場合、まず、＋Ｂ電源から例えば１２Ｖの電圧が抵抗Ｒ１１を介して入力端子２１に入力されると、マイコン２７がウェイクアップモードの場合では、注入電流Ｉ０がダイオードＤ１および電源線２６を介してマイコン２７に注入される。これにより、マイコン２７は作動する。

そして、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行すると、マイコン２７は作動しなくなるため、入力端子２１およびダイオードＤ１を介して流れる注入電流Ｉ０の行き場がなくなり、電圧端子２２に流れ込む。これにより、５Ｖに保持されていた電圧端子２２の電圧が上昇する。

電圧端子２２の電圧の上昇に伴い、分圧回路２９において電位Ａ１が規定電圧（２Ｖ）以上になると、制御アンプ３０からＨＩが出力され、この信号が電流シンク制御アンプ４２に入力される。そして、電流シンク制御アンプ４２の出力がＨＩとなり、トランジスタ４３のゲートに電流が流れてトランジスタ４３がＯＮになる。これにより、入力端子２１からダイオードＤ１を介して電圧端子２２に流れていた注入電流Ｉ０がトランジスタ４３を介してグランド２８に流れる。こうして電圧端子２２に流れ込む注入電流Ｉ０によって電圧端子２２の電圧が浮き上がってしまうことを防止できる。

また、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行すると、上記の逆の作動によってトランジスタ４３がＯＦＦになる。これにより、注入電流Ｉ０はマイコン２７に流れ込んで消費されることになり、注入電流Ｉ０がトランジスタ４３に流れ続けて電圧端子２２の電圧が下がってしまうことを防止できる。
特開２００５−７１３２０号公報

しかしながら、上記従来の技術では、電圧端子２２に流れ込む注入電流Ｉ０の有無を制御アンプ３０の出力電圧ｐ１でセンスしている。このため、マイコン２７の負荷電流が急激に変動するスリープモードへの突入、あるいはスリープモードからの復帰時に、制御アンプ３０の駆動能力が足りず、応答遅れによって電源の浮き上がり（オーバーシュート）減少、あるいは沈み込み（リップル）現象が発生してしまう。以下、このことについて、図９を参照して説明する。

図９（ａ）は、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに突入する際の制御アンプ３０の出力動作を示した図である。図９（ａ）では、下段に制御アンプ３０の出力電圧ｐ１、上段に電圧端子２２の電位をそれぞれ時間軸に対して示してある。

マイコン２７がウェイクアップモードの場合、図９（ａ）の上段に示されるように、電圧端子２２は規定値（５Ｖ）に維持されている。このとき、図９（ａ）の下段に示されるように、制御アンプ３０の出力電位ｐ１は、トランジスタＴｒ２１のベースに印加される電圧Ｂ（例えば１Ｖ）と平衡して同じ値になっている。言い換えると、電位Ａ２が２Ｖに維持され、制御アンプ３０の出力がＬＯＷになっている。したがって、電流シンク制御アンプ４２の出力もＬＯＷとなり、トランジスタ４３はＯＦＦになっている。

そして、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行すると、マイコン２７で消費される電流が急激に減るので、上述のように、電圧端子２２に注入電流Ｉ０が流れ込んで電圧端子２２の電位が上昇する。

しかしながら、分圧回路２９において電位Ａ２は直ちに規定電圧（２Ｖ）以上にならない。これは、この回路が発振しないようにするための位相補償コンデンサＣ１２が電圧端子２２に接続されているからであり、電圧端子２２に流れ込んだ注入電流Ｉ０によって位相補償コンデンサＣ１２の電荷が蓄積されていく時間が必要になるからである。

したがって、図９（ａ）の下段に示されるように、位相補償コンデンサＣ１２が接続されていなければ、点線で示される波形で電位Ｂであった制御アンプ３０の出力電位ｐ１は電位Ａ２を超えて、電流シンク制御アンプ４２が直ちに作動するが、実際には位相補償コンデンサＣ１２を充電する時間が必要になる。このため、状態遷移時の応答遅れの時間分だけ電流シンク制御アンプ４２の作動が遅れることとなる。

この間、図９（ａ）の上段に示されるように、電流シンク制御アンプ４２が作動せずにトランジスタ４３も作動しないため、電圧端子２２には注入電流Ｉ０が流れ続け、電圧端子２２の電位は５Ｖを超えて上昇し続けてしまう。このようにして、電流シンク制御アンプ４２の応答遅れにより、電圧端子２２にて電源オーバーシュートが生じてしまい、マイコン２７に規定以上の電圧が印加されてマイコン２７が破壊されてしまう可能性がある。

また、図９（ｂ）は、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに復帰する際の制御アンプ３０の出力動作を示した図である。図９（ｂ）では、図９（ａ）と同様に、下段に制御アンプ３０の出力電圧ｐ１、上段に電圧端子２２の電位をそれぞれ時間軸に対して示してある。

マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行する際では、上記と逆の現象が起こる。すなわち、マイコン２７がスリープモードでは、制御アンプ３０の出力電位ｐ１は例えば電位Ａ２に平衡している。したがって、電流シンク制御アンプ４２が作動し、トランジスタ４３がＯＮになって注入電流Ｉ０がトランジスタ４３を介してグランド１２に流れる経路が形成される。

そして、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行すると、注入電流Ｉ０はマイコン２７に流れ込んで消費される。しかしながら、上述のように、位相補償コンデンサＣ１２が充電された状態となっている。

したがって、図９（ｂ）の下段に示されるように、位相補償コンデンサＣ１２が接続されていなければ、点線で示される時間で制御アンプ３０の出力電位ｐ１は電位Ａ２から電位Ｂに下がって、電流シンク制御アンプ４２が直ちに作動するが、実際には位相補償コンデンサＣ１２を放電する時間が必要になる。このため、状態遷移時の応答遅れの時間分だけ電流シンク制御アンプ４２の作動が遅れることとなる。

この間、図９（ｂ）の上段に示されるように、電流シンク制御アンプ４２がＬＯＷにならずにトランジスタ４３がＯＮのままであるので、トランジスタ４３を介してグランド１２に電流が流れ続け、電圧端子２２の電位は５Ｖを下回ってしまう。このようにして、電流シンク制御アンプ４２の応答遅れにより、電圧端子２２にて電源リップル（沈み込み）が生じてしまい、マイコン２７に印加される電圧が低くなりすぎて、例えばマイコン２７に予想外のリセットがかかってしまい、マイコン２７の動作に異常が生じる可能性がある。

なお、図９（ａ）、（ｂ）においてマイコン２７がスリープモードである場合、電圧端子２２が５Ｖ以上になっている。これは、電流シンク制御アンプ４２のゲインによって起こるものであり、問題にならない程度の電圧値である。

以上のような電源オーバーシュートや電源リップルは、いずれも制御アンプ３０の出力電圧ｐ１をセンスしているために、電流シンク制御アンプ４２の応答遅れを生じさせていることが原因になっている。なお、電流シンク回路４１のトランジスタ４３と、＋Ｂ電源の供給または停止のためのトランジスタＴｒ１１が同時に作動することを防止するために制御アンプ３０の出力電位ｐ１の可動領域（電位Ｂと電位Ａ２との間）を大きく確保していることも、状態遷移時の応答遅れが顕著になる原因となっている。

したがって、本発明は、上記点に鑑み、時間経過と共に消費する電力が変動する負荷に対して安定した電源供給を行う電源回路において、電源オーバーシュートおよび電源リップルを低減させることを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明では、入力経路に電流が流れる場合、電流センス回路（３４）は入力経路に電流が流れることを検出すると共に、その検出結果をセンス信号として電流シンク回路（３２）に出力し、電流シンク回路（３２）は入力されたセンス信号に応じてシンク動作を行わないようにし、入力経路に電流が流れない場合、電流センス回路（３４）は入力経路に電流が流れないことを検出すると共に、その検出結果をセンス信号として電流シンク回路（３２）に出力し、電流シンク回路（３２）は入力されたセンス信号に応じてシンク動作を行うことを特徴とする。

このように、入力経路に流れる電流を電流センス回路で検出すると共に、電流センス回路の検出結果に基づいて電流シンク回路を動作させる。すなわち、電流センス回路が入力経路に流れる電流を、その電流に応じた電圧としてではなく、その電流として直接検出することによって電流シンク回路のシンク動作を制御する。これにより、負荷の消費電流が変動した際、入力経路に流れる電流の有無に応じた検出結果を電流センス回路から電流シンク回路に出力することができ、電流シンク回路のシンク動作の制御を敏感に行うことができる。

以上のように、電流シンク回路の動作遅れを低減することができることで、負荷の電流消費の変動によって入力経路に電流が流れて電圧端子に電流が入力される場合、電流シンク回路のシンク動作をより早く停止させることができるので、電圧端子から電流シンク回路に電流が流れ出ることによって起こる電圧端子の電圧のリップル（沈み込み）現象を抑制することができる。また、負荷の電流消費の変動によって入力経路に電流が流れずに電圧端子に電流が入力されない場合、電流シンク回路のシンク動作をより早く行うことができるので、電圧端子に流れ込む電流によって起こる電圧端子の電圧のオーバーシュート（浮き上がり）を抑制することができる。

このようして、電圧端子に入力される電圧を常に規定電圧に保持することができる。したがって、規定外の電圧を負荷に入力することはなく、負荷を破壊させないようにすることや、負荷の誤動作を防止することができる。

本発明では、電流センス回路（３４、３７）は、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）を用いて構成される第１カレントミラー回路（３５）を有し、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＦＦまたはＯＮすることで入力経路に電流が流れるか否かを、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）がＯＮまたはＯＦＦすることによって検出経路に流れる電流および前記カレントミラーを用いて検出することを特徴とする。

このように、電流センス回路は、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）のＯＦＦまたはＯＮによって入力経路に流れる電流を、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）のＯＮまたはＯＦＦによって出力経路に流れる電流およびカレントミラー回路を用いて検出する。これにより、入力経路に流れる電流、すなわち電圧端子に流れ込む電流の有無を検出することができる。この際、出力経路に流れる電流をカレントミラー回路で検出するようにしているため、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）の動作に対する応答遅れを低減させることができる。

本発明では、電流センス回路（３４）は、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れない場合、第１カレントミラー回路（３５）によって第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に電流が流れなくなり、接続点Ｃに第４トランジスタ（Ｔｒ２５）から第１抵抗（Ｒ２４）に流れる電流が流れ込んで接続点Ｃの電位が上昇すると共に、上昇した電位をセンス信号として出力する。また、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れる場合、第１カレントミラー回路（３５）によって第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に電流が流れ、接続点Ｃから第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に電流が流れ出て接続点Ｃの電位が下降すると共に、下降した電位をセンス信号として出力することを特徴とする。

このように、電流センス回路を構成し、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に流れる電流すなわち第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に流れる電流と第１抵抗（Ｒ２４）に流れる基準電流とを接続点Ｃにおいて比較してその結果をセンス信号として出力する。これにより、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れるか否かをより早くセンス信号として出力することができる。

本発明では、第１抵抗（Ｒ２４）に流れる電流は、出力経路に流れる電流のばらつきの最大値になるように設定されていることを特徴とする。

このように、第１抵抗（Ｒ２４）に流れる電流を規定する。これにより、第１電源線（１１）に入力される入力電圧（例えば＋Ｂ電源）のばらつきによって電流シンク回路（３４）の誤動作を防止することができる。

本発明では、電流シンク回路（３２）に備えられた比較器（３３）は、比較電圧よりもセンス信号が大きい場合、第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のゲート電極にＬＯＷを出力し、第６トランジスタ（Ｔｒ２３）をＯＦＦさせて流し込み経路を切断して第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のシンク動作を停止させ、比較電圧よりもセンス信号が小さい場合、第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のゲート電極にＨＩを出力し、第６トランジスタ（Ｔｒ２３）をＯＮさせて流し込み経路を介してグランド（２８）に電流を流すシンク動作を行うことを特徴とする。

このように、電流シンク回路（３２）は電流センス回路（３４）から入力されるセンス信号に基づいてシンク動作を行う。電流シンク回路（３２）にはトランジスタ（Ｔ２１）に流れる電流に基づいてセンス信号が出力されるため、電流シンク回路（３２）をより早く制御することができる。これにより、電流シンク回路（３２）の応答遅れを抑制でき、電圧端子の電圧のオーバーシュートやリップル現象を低減できる。

本発明では、検出経路のうち、第１電源線（１１）と第２トランジスタ（Ｔｒ２１）との間に第７トランジスタ（Ｔｒ３１）が接続され、この第７トランジスタ（Ｔｒ３１）は、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＮするとＯＮし、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＦＦするとＯＦＦするように検出経路に設けられており、電流シンク回路（３２）は第６トランジスタ（Ｔｒ２３）を備えて構成され、第６トランジスタ（Ｔｒ２３）は、接続点Ｃから出力されるセンス信号に応じてＯＮした場合、シンク動作を行い、接続点Ｃから出力されるセンス信号に応じてＯＦＦした場合、シンク動作を停止することを特徴とする。

このように、電流シンク回路（３２）は電流センス回路（３４）から入力されるセンス信号に基づいてシンク動作を行う。このとき、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）に連動して検出経路上の第７トランジスタ（Ｔｒ３１）および第２トランジスタ（Ｔｒ２１）が動作するため、電流センス回路（３４）は、第１トランジスタ（Ｔｒ１１）の動作の検出およびセンス信号の出力を同時に行うことができる。これにより、電流シンク回路（３２）の応答遅れをさらに抑制でき、電圧端子の電圧のオーバーシュートやリップル現象を低減できる。

本発明では、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れない場合、第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に電流が流れなくなり、第２抵抗（Ｒ２５）に流れる電流が第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に流れることで接続点Ｄから電流が流れ出し、接続点Ｄの電位が下降すると共に、下降した電位をセンス信号として出力する。また、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れる場合、第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に電流が流れ、接続点Ｄに電流が流れ込んで接続点Ｄの電位が上昇すると共に、上昇した電位をセンス信号として出力することを特徴とする。

このように、電流センス回路を構成し、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に流れる電流すなわち第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に流れる電流と第２抵抗（Ｒ２５）に流れる基準電流とを接続点Ｄにおいて比較してその結果をセンス信号として出力する。これにより、第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れるか否かをより早くセンス信号として出力することができる。

本発明では、第２抵抗（Ｒ２５）に流れる電流は、出力経路に流れる電流のばらつきの最大値になるように設定されていることを特徴とする。

このように、第２抵抗（Ｒ２５）に流れる電流を規定する。これにより、第１電源線（１１）に入力される入力電圧（例えば＋Ｂ電源）のばらつきによって電流シンク回路（３７）の誤動作を防止することができる。

本発明では、電流シンク回路（３２）を構成する第６トランジスタ（Ｔｒ２３）は、接続点Ｄから出力されるセンス信号に応じてＯＮした場合、流し込み経路を介して第２電源線（２６）からグランド（２８）に電流を流すシンク動作を行い、接続点Ｄから出力されるセンス信号に応じてＯＦＦした場合、シンク動作を停止することを特徴とする。

このように、電流シンク回路（３２）は電流センス回路（３４）から入力されるセンス信号に基づいてシンク動作を行う。このとき、電流センス回路（３４）から出力されたセンス信号で電流シンク回路（３２）の第６トランジスタ（Ｔｒ２３）をＯＮまたはＯＦＦするため、より早く電流シンク回路の動作を制御することができる。これにより、電流シンク回路（３２）の応答遅れを抑制でき、電圧端子の電圧のオーバーシュートやリップル現象を低減できる。

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図を参照して説明する。以下では、図８に示す構成要素と同一のものには、同一符号を記してある。図１は、本発明の第１実施形態に係る電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。図１に示されるＥＣＵ１００は、例えば車両に搭載されるものであり、所望の制御を行うものとして用いられる。

図１に示されるように、ＥＣＵ１００には、電源回路として機能すると共に、所定の電圧を維持するための定圧回路１０を有するＩＣ２０が備えられている。上記定圧回路１０は、バッテリ電圧である＋Ｂ電源（例えば１２Ｖ）を入力し、ＩＣ２０の内部回路に所定電圧を入力するためのものである。

上記定圧回路１０のうち、ＩＣ２０の外部構成について説明する。まず、ＩＣ２０には入力端子２１、電圧端子２２、および端子２３〜２５の５つの端子が設けられている。このうち、入力端子２１には、抵抗Ｒ１１を介してバッテリ電源である＋Ｂ電源が入力されるようになっている。なお、＋Ｂ電源から電圧端子２２までの経路は、本発明の入力経路に相当する。

そして、ＩＣ２０の外部では、電源線１１とＩＣ２０の電圧端子２２との間に、抵抗Ｒ１２とｐｎｐ形トランジスタＴｒ１２とが直列に接続されており、電圧端子２２とグランド１２との間に平滑用コンデンサＣ１１が接続され、電圧端子２２と端子１２との間に位相補償用コンデンサＣ１２が接続されている。本実施形態では、＋Ｂ電源から電圧端子２２までを電源線１１（本発明の第１電源線）と定義する。

また、ＩＣ２０の端子２４、２５は、ＩＣ２０内部で接続されている。これら端子２４、２５のうち端子２５と電源線１１との間に抵抗Ｒ１３が接続され、端子２５とグランド１２との間にコンデンサＣ１３が接続されている。そして、電源線１１とグランド１２との間に抵抗Ｒ１４、Ｒ１５およびｎｐｎ形トランジスタＴｒ１３が直列に接続されており、そのトランジスタＴｒ１３のベースは端子２４に接続されている。これらＩＣ２０外部の各構成要素は、例えばディスクリート部品で構成される。

次に、定圧回路１０のうち、ＩＣ２０の内部構成について説明する。まず、入力端子２１と電圧端子２２との間には、電流の逆流を防止するためのダイオードＤ１が接続されている。また、端子２２には電源線２６（本発明の第２電源線）を介して負荷であるマイコン２７が接続されている。このマイコン２７は、ウェイクアップ（通常動作）モードの際に所望の制御を行うプログラムを実行し、所望のタイミングでスリープ（低消費電力）モードに突入して消費電力を低減させる。なお、マイコン２７は、本発明の負荷に相当する。

また、電圧端子２２とグランド２８との間に分圧回路２９が接続されている。この分圧回路２９は、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３が直列接続されて構成されるものであり、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との接続点の電位がＡ１、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２１との接続点の電位がＡ２（本発明の比較電圧、例えば４．５Ｖ）とされている。このうち、電位Ａ１となる接続点がオペアンプとしての制御アンプ３０の非反転入力端子に接続されている。この制御アンプ３０の反転入力端子には基準電圧源が接続されており、基準電圧（例えば２Ｖ）が印加されるようになっている。

上記制御アンプ３０は電位Ａ１が基準電圧源３１の基準電圧を超えるとＨＩを出力するようになっており、制御アンプ３０の出力端子はｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２１（本発明の第２トランジスタ）のゲートに接続されている。なお、上記した「ＨＩ」とは、トランジスタＴｒ２１がＯＮするゲート電圧に相当する。逆に、「ＬＯＷ」とは、トランジスタＴｒ２１がＯＦＦするゲート電圧に相当する。したがって、本実施形態で用いられる各トランジスタは、ゲートに「ＨＩ」もしくは「ＬＯＷ」が入力されることでＯＮまたはＯＦＦするようになっている。

本実施形態では、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧を電位Ｂとしている。すなわち、制御アンプ３０の出力電位ｐ１に応じて電位Ｂが変化し、トランジスタＴｒ２１がＯＮまたはＯＦＦする。このトランジスタＴｒ２１のドレインは端子２４、２５に接続され、ソースはグランド２８に接続されている。なお、電源線１１とグランド２８との間は、本発明の検出経路に相当する。

また、制御アンプ３０の出力端子は、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２２のソース・ドレイン間を介して端子２３に接続され、そのトランジスタＴｒ２２のゲートは所定電位に接続されている。このトランジスタＴｒ２２は抵抗として機能し、上記コンデンサＣ１２と共に位相補償回路を構成している。

さらに、電源線２６とグランド２８との間（本発明の流し込み経路）に電流シンク回路３２が接続されている。この電流シンク回路３２は、ＩＣ２０の外部から電源線２６に流れ込む電流のうち過剰な電流を流し込んでグランド２８に逃し、電圧端子２２の電圧上昇を抑制する回路である。このような電流シンク回路３２は、オペアンプとしての電流シンク制御アンプ３３（本発明の比較器）と、ｎチャネル型トランジスタＴｒ２３（本発明の第６トランジスタ）と、を備えて構成されている。

このうち、トランジスタＴｒ２３のドレインおよびソースは、電源線２６およびグランド２８にそれぞれ接続されており、ゲートは電流シンク制御アンプ３３の出力端子に接続されている。したがって、トランジスタＴｒ２３は、電流シンク制御アンプ３３の出力に応じてＯＮまたはＯＦＦするようになっている。

上記電流シンク制御アンプ３３の非反転入力端子には、分圧回路２９の電位Ａ２が入力され、反転入力端子には、電流センス回路３４が接続されている。この電流センス回路３４は、ＩＣ２０の外部に設けられたトランジスタＴｒ１１（本発明の第１トランジスタ）のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓｐを電流で直接センスする回路である。後で詳しく説明するが、電圧端子２２の電圧浮き上がりが生じると、トランジスタＴｒ１１に電流Ｉｓｐが流れなくなる。すなわち、電流センス回路３４は、この電流Ｉｓｐの流れの有無をトランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓを用いて検出する。

具体的に、電流センス回路３４には、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２４（本発明の第５トランジスタ）が備えられており、このトランジスタＴｒ２４のゲートがトランジスタＴｒ２１（もしくは制御アンプ３０の出力端子）に接続され、ソースがグランド２８に接続されている。これにより、トランジスタＴｒ２１、Ｔｒ２４によってカレントミラー回路３５（本発明の第１カレントミラー回路）が構成され、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓと同じ値の電流がトランジスタＴ２４のドレイン−ソース間に流れるようになっている。

このトランジスタＴｒ２４のドレインは上記電流シンク回路３２の反転入力端子に接続されている。また、電流シンク回路３２の反転入力端子には、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２５（本発明の第４トランジスタ）のソースも接続され、トランジスタＴｒ２５のドレインが所定電位に接続されている。

また、トランジスタＴｒ２５ゲートは、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２６（本発明の第３トランジスタ）のゲートに接続され、このゲートはトランジスタＴｒ２６のソースに接続されている。そしてトランジスタＴｒ２６のドレインは所定電位に接続され、ソースは抵抗Ｒ２４（本発明の第１抵抗）を介してグランド２８に接続されている。これにより、トランジスタＴｒ２５、Ｔｒ２６によってカレントミラー回路３６（本発明の第２カレントミラー回路）が構成され、抵抗Ｒ２４に流れる電流Ｉｒｍａｘと同じ値の電流がトランジスタＴｒ２５のドレイン−ソース間に流れるようになっている。

本実施形態では、抵抗Ｒ２４に流れる電流の値は、ＩＣ２０の外部に設けられた抵抗Ｒ１３に流れる電流Ｉｒの最大値Ｉｒｍａｘとされている。これは、＋Ｂ電源の電圧値や抵抗１３によって抵抗Ｒ１３に流れる電流Ｉｒが揺らぐため、電流Ｉｒの最大値Ｉｒｍａｘをモニタすることにしている。

したがって、上記電流センス回路３４は、トランジスタＴｒ２５に流れる電流ＩｒｍａｘとトランジスタＴｒ２４に流れる電流Ｉｓとの大きさを比較する回路となっており、その比較した結果が各トランジスタＴｒ２４、Ｔｒ２５の接続点Ｃの電位Ｃ（本発明のセンス信号）として出力されることとなる。そして、この電位Ｃが上記の電流シンク回路３２の電流シンク制御アンプ３３の反転入力端子に入力されるようになっている。

例えば、電流Ｉｒｍａｘ＞電流Ｉｓの場合、すなわちトランジスタＴｒ２１がＯＦＦの場合、トランジスタＴｒ２４側に電流は流れなくなるので、電位Ｃの電位は高くなってＨＩとなり、電流シンク制御アンプ３３はＬＯＷを出力するのでトランジスタＴｒ２３はＯＦＦとなる。一方、電流Ｉｒｍａｘ＜電流Ｉｓの場合、すなわちトランジスタＴｒ２１がＯＮの場合、トランジスタＴｒ２４側に電流が流れるので、電位Ｃの電位は低くなってＬＯＷとなり、電流シンク制御アンプ３３はＨＩを出力するのでトランジスタＴｒ２３はＯＮとなって電流を流し込んでグランド２８に逃がす。以上が、本実施形態に係る定圧回路１０を備えたＥＣＵ１００の回路構成である。

続いて、上記定圧回路１０の作動について説明する。まず、電圧端子２２の電位が規定値（５Ｖ）から変動した場合の作動について説明する。電圧端子２２の電圧が規定値を上回る場合、これに伴って分圧回路２９の電位Ａ１が上昇する。これにより、電位Ａ１が基準電圧源３１の基準電圧を上回ると制御アンプ３０はＨＩを出力する。制御アンプ３０がＨＩを出力することで、トランジスタＴｒ２１のゲートに電圧が入力されてＯＮになり、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に電流Ｉｓが流れる。

そして、＋Ｂ電源からＲ１３、端子２５、そしてトランジスタＴｒ２１という経路で電流が流れることで、＋Ｂ電源からＲ１３、端子２５、２４、そしてトランジスタＴｒ１２という経路に流れていた電流Ｉｂが流れなくなり、トランジスタＴｒ１２はＯＦＦになる。これにより、トランジスタＴｒ１１のベース、抵抗Ｒ１５、そしてトランジスタＴｒ１２のエミッタ−コレクタ間に電流が流れなくなり、トランジスタＴｒ１１がＯＦＦになる。

こうして、＋Ｂ電源から電源線１１、抵抗Ｒ１１、そしてトランジスタＴｒ１１の経路に電流Ｉｓｐが流れないようにすることで、電圧端子２２に対する＋Ｂ電源の供給を停止し、電圧端子２２の電圧上昇を停止させる。

一方、電圧端子２２の電位が規定値を下回った場合、これに伴って分圧回路２９の電位Ａ１が下降する。これにより、電位Ａ１が基準電圧源３１の基準電圧を下回り、制御アンプ３０はＬＯＷを出力する。制御アンプ３０がＬＯＷを出力することで、トランジスタＴｒ２１のゲートに電圧が入力されず、トランジスタＴｒ２１はＯＦＦになってドレイン−ソース間に電流Ｉｓは流れない。

そして、ＩＣ２０の外部において、＋Ｂ電源から抵抗Ｒ１３、端子２５、２４、そしてトランジスタＴｒ１２という経路で電流が流れる。つまり、トランジスタＴｒ１２のベースに電流Ｉｂが流れ、トランジスタＴｒ１２がＯＮになる。これにより、トランジスタＴｒ１１、抵抗Ｒ１５、そしてトランジスタＴｒ１２のコレクタ−エミッタ間に電流が流れ、トランジスタＴｒ１１がＯＮになる。

こうして、＋Ｂ電源から電源線１１、抵抗１１、そしてトランジスタＴｒ１１の経路に電流Ｉｓｐが流れるようにして、電圧端子２２に対して＋Ｂ電源を供給し、電圧端子２２の電圧降下を停止させる。

このような電圧端子２２に対する＋Ｂ電源の供給または停止の作動に加えて、負荷であるマイコン２７の作動状態、すなわちウェイクアップモードまたはスリープモードに応じて電圧端子２２の電位の変動を低減させる場合について、図２および図３を参照して説明する。

まず、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行する際について説明する。図２（ａ）は、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに突入する際の電圧端子２２の電位（上段）、および制御アンプ３０の出力電位（下段）を示した図である。また、図２（ｂ）は、制御アンプ３０の出力動作に応じて変化するトランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓを示した図である。

上記ＥＣＵ１００において、＋Ｂ電源から例えば１２Ｖの電圧が抵抗Ｒ１１、端子２１、そして電源線２６を介してマイコン２７に入力されると、マイコン２７がウェイクアップモードの場合、注入電流Ｉ０が＋Ｂ電源からダイオードＤ１および電源線２６を介してマイコン２７に注入される。マイコン２７は、この注入電流Ｉ０を消費することにより作動する。

そして、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行すると、マイコン２７は作動しなくなるため、注入電流Ｉ０はマイコン２７で消費されなくなる。これにより、入力端子２１およびダイオードＤ１を介して流れる注入電流Ｉ０の行き場がなくなり、注入電流Ｉ０は電圧端子２２に流れ込み、規定値（５Ｖ）に保持されていた電圧端子２２の電圧が上昇し始める。

すなわち、図２（ａ）の上段に示されるように、電圧端子２２の電位が上昇し始めると、図２（ｂ）に示されるように、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓが上昇し始める。

このように、電圧端子２２の電位が上昇し始める初期段階では、トランジスタＴｒ２１がＯＦＦになっているので、このトランジスタＴｒ２４とカレントミラー回路３５を構成する電流センス回路３４のトランジスタＴｒ２４に電流Ｉｓは流れない。したがって、電流センス回路３４において、カレントミラー回路３６によってトランジスタＴｒ２５に流れる電流ＩｒｍａｘがトランジスタＴｒ２４に流れる電流Ｉｓ（＝０）よりも大きくなる。このため、接続点Ｃは電流Ｉｒｍａｘを吸い込むことになり、電位Ｃの電位は高くなってＨＩが出力される。これにより、電流シンク制御アンプ３３はＯＦＦとなってトランジスタＴｒ２３もＯＦＦになっている。

そして、電圧端子２２の電圧が浮き上がっていくことにより、分圧回路２９の電位Ａ１の電位が上昇するため、制御アンプ３０の出力電位ｐ１が上昇し始める。これに伴い、電位Ｂが上昇するため、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧が上昇し始め、やがてトランジスタＴｒ２１がＯＮになり、トランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓは、ＩＣ２０の外部の抵抗Ｒ１３に流れる電流Ｉｒと同じ値になる。

このとき、図２（ｂ）に示されるように、トランジスタＴｒ２１に印加されるゲート電圧が微量に上昇しただけで、ドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓも急激に上昇する。この電流Ｉｓが電流Ｉｒと同じ値になった時点で、トランジスタＴｒ１２のベースに流れる電流Ｉｂがゼロになり、トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２がＯＦＦになる。

このように、トランジスタＴｒ１１がオフになった時点では、電流Ｉｒ＝電流Ｉｓとなって、電流Ｉｂ＝０となり、トランジスタＴｒ１１がＯＦＦしたとしても、注入電流Ｉ０が電圧端子２２に流れ込む。このため、図２（ａ）の下段に示されるように、分圧回路２９の電位Ａ１の電位も上昇し、ひいては制御アンプ３０の出力電位ｐ１も上昇し続けている。

この後、電流センス回路３４において、カレントミラー回路３５により、トランジスタＴｒ２４のドレイン−ソース間に電流Ｉｓが流れる。この電流センス回路３４では、カレントミラー回路３６により、トランジスタＴｒ２５のドレイン−ソース間に電流Ｉｒｍａｘが流れる。

そして、電流センス回路３４にて、電流Ｉｒｍａｘと電流Ｉｓ（＝電流Ｉｒ）とが比較される。上記のように、電流Ｉｓ＝電流Ｉｒとなった時点では、電流Ｉｓは電流Ｉｒｍａｘに達していない。しかしながら、制御アンプ３０の出力電位ｐ１の電圧をモニタしているため、注入電流Ｉ０が電圧端子２２に流れ込むことで、図２（ａ）の下段に示されるように、出力電圧ｐ１が＋α（例えば数十ｍＶ程度）上昇することにより、仮想的に電流Ｉｓが上昇していくと仮定できる。

すなわち、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧Ｂに平衡だった制御アンプ３０の出力電圧ｐ１は、図２（ａ）の下段に示されるように、電流Ｉｓの上昇と共に上昇し、トランジスタＴｒ２１に電流Ｉｒｍａｘが流れたと仮定できるゲート電圧Ｂ＋αに平衡する。従来では、上記のように制御アンプ３０の出力電位ｐ１をモニタしていたため、電位Ｂに平衡していた出力電位ｐ１が例えば１Ｖほど上昇するまで待たなければならなかったが、本実施形態では、出力電位ｐ１が電位Ｂから＋α（例えば５０ｍＶ）上昇するまで待てば良いため、従来問題となっていた応答遅れを低減できる。

なお、こうして電流Ｉｓが上昇していく間、図２（ａ）の上段に示されるように、電圧端子２２の電位は上昇し続けている。

上記のようにして電流Ｉｓが上昇していき、出力電位ｐ１（＝電位Ｂ）の電位がＢ＋αとなったとき、図２（ｂ）に示されるように、電流Ｉｓが電流Ｉｒｍａｘを超え、接続点Ｃから電流が吐き出されて電位Ｃの電位が下がる。これにより、接続点Ｃでは電位ＣとしてＬＯＷが出力される。

この接続点Ｃの電位Ｃは、電流シンク回路３２の電流シンク制御アンプ３３の反転入力端子に入力される。上記電位ＣはＬＯＷであるので、電流シンク制御アンプ３３からＨＩが出力され、トランジスタＴｒ２３がＯＮとなる。こうして、マイコン２７がスリープモードに移行したことによって行き場をなくした注入電流Ｉ０を電流シンク回路３２に流し込んでグランド２８に逃がすことができる。

これにより、図２（ａ）の上段に示されるように、電流シンク回路３２のトランジスタＴｒ２３がＯＮになった時点で電圧端子２２の電位の上昇を停止させることができる。以上のようにして、電圧端子２２の電圧の浮き上がりをトランジスタＴｒ１１の電流Ｉｓｐでセンスしている、すなわち電流Ｉｓｐを電流Ｉｂ、電流Ｉｒ、そして電流Ｉｓで直接センスして電流シンク回路３２をシンク動作させている。このように、制御アンプ３０の出力電位ｐ１を用いて電流シンク制御アンプ３３を動作させるのではなく、回路経路において敏感に反応する電流を用いて電流シンク制御アンプ３３を動作させることで、電流シンク回路３２を敏感に動作させることができ、ひいては電圧端子２２に生じる電圧オーバーシュートを低減させることができる。

なお、マイコン２７がスリープモードになった際の電圧端子２２の電位は、図２（ａ）の上段に示されるように、既定値（５Ｖ）よりも若干高くなっている。これは、上述のように、電流シンク制御アンプ３３のゲインによって起こるものであり、例えば数十ｍＶ程度であるので、マイコン２７の動作規定値を十分満たす電圧値である。また、電位Ｃは、電流シンク回路３２の電流シンク制御アンプ３３が作動するため、電位Ａ２（詳しくは電圧Ａ２を下回る電位）にまで落ち込む。

次に、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行する際の電圧端子２２の電位の変動を低減させる場合について説明する。この場合、上記と逆の作動となる。

図３（ａ）は、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに突入する際の電圧端子２２の電位（上段）、および制御アンプ３０の出力電位（下段）を示した図である。また、図３（ｂ）は、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに突入する際、制御アンプ３０の出力動作に応じて変化するトランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓを示した図である。

まず、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行すると、マイコン２７は作動し始めるため、注入電流Ｉ０はマイコン２７で消費されることとなる。また、上記電流シンク回路３２も作動しているため、電圧端子２２から電流がマイコン２７およびグランド２８に流れ、電圧端子２２の電圧が下降し始める。

これにより、分圧回路２９の電位Ａ１の電圧も下降していき、制御アンプ３０の出力電位ｐ１も下がり始める。すなわち、図３（ａ）の上段に示されるように、電圧端子２２の電位が下降し始めると共に、図３（ｂ）の下段に示されるように、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓが（仮想の）電流Ｉｒｍａｘを下回る。

このとき、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧Ｂ＋αに平衡だった制御アンプ３０の出力電圧ｐ１は、図３（ａ）の下段に示されるように、電流Ｉｓの下降と共に下降し、トランジスタＴｒ２１に電流Ｉｓが流れなくなったときのゲート電圧Ｂに平衡する。

これにより、電流センス回路３４において、接続点Ｃの電位が高くなって接続点ＣからＨＩが出力されるため、電流シンク回路３２の電流シンク制御アンプ３３の出力はＬＯＷとなってトランジスタＴｒ２１がＯＦＦになる。

図３（ｂ）に示されるように、この時点では、電流Ｉｓは電流Ｉｒｍａｘを下回っているが、電流Ｉｓは電流Ｉｒよりも仮想的に大きい値となっているため、トランジスタＴｒ２１には電流Ｉｓが流れている。したがって、トランジスタＴｒ１２のベース電流Ｉｂはゼロになっている。

そして、トランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓが電流Ｉｒと同じ値になると、トランジスタＴｒ１２にベース電流Ｉｂが流れ始め、トランジスタＴｒ１２がＯＮすると共にトランジスタＴｒ１１がＯＮし始める。この後、トランジスタＴｒ１２に十分な電流が流れるため、トランジスタＴｒ１１がＯＮして電圧端子２２に＋Ｂ電源が入力される。

以上のようにして、マイコン２７が動作状態になったことで注入電流Ｉ０が消費されて電圧端子２２の電圧が低下してしまうことを防止でき、かつ、電圧端子２２の電位が規定値を下回る前にトランジスタＴｒ１１をＯＮさせて＋Ｂ電源を電圧端子２２に入力することができる。

以上説明したように、本実施形態では、入力経路に流れる電流を電流センス回路３４で検出すると共に、電流センス回路３４の検出結果に基づいて電流シンク回路３２を動作させることを特徴としている。すなわち、電流センス回路３２が入力経路に流れる電流を、その電流に応じた電圧としてではなく、その電流として直接検出することによって電流シンク回路３２のシンク動作を制御する。これにより、負荷の消費電流が変動した際、入力経路に流れる電流の有無に応じた検出結果を電流センス回路３４から電流シンク回路３２に出力することができ、電流シンク回路３２のシンク動作の制御を敏感に行うことができる。

以上のように、電流シンク回路３２の動作遅れを低減することができることで、負荷の電流消費の変動によって入力経路に電流が流れて電圧端子に電流が入力される場合、電流シンク回路３２のシンク動作をより早く停止させることができるので、電圧端子２２から電流シンク回路３２に電流が流れ出ることによって起こる電圧端子２２の電圧のリップル（沈み込み）現象を抑制することができる。また、負荷の電流消費の変動によって入力経路に電流が流れずに電圧端子２２に電流が入力されない場合、電流シンク回路３２のシンク動作をより早く行うことができるので、電圧端子２２に流れ込む電流によって起こる電圧端子２２の電圧のオーバーシュート（浮き上がり）を抑制することができる。

このようして、電圧端子２２に入力される電圧を常に規定電圧に保持することができる。したがって、規定外の電圧を負荷であるマイコン２７に入力することはなく、マイコン２７を破壊させないようにすることや、マイコン２７の誤動作を防止することができる。

（第２実施形態）
本実施形態では、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。本実施形態では、第１実施形態で用いられていた電流シンク回路３２のうち、電流シンク制御アンプ３３を無くし、直接トランジスタＴｒ２３を制御するようにしている。

図４は、本発明の第２実施形態に係る電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。この図に示されるように、ＥＣＵ２００に備えられたＩＣ２０の内部において、電源線２６とグランド２８との間にトランジスタＴｒ２３のドレインおよびソースが接続されている。また、トランジスタＴｒ２３のゲートは、後述する電流センス回路３７に接続されている。したがって、トランジスタＴｒ２３は、電流センス回路３７の出力に応じてＯＮまたはＯＦＦするようになっており、トランジスタＴｒ２３およびグランド２８で電流シンク回路３２が構成されている。

上記電流センス回路３７には、トランジスタＴｒ２４が備えられており、このトランジスタＴｒ２４とトランジスタＴｒ２１とよってカレントミラー回路３５が構成されている。そして、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓと同じ値の電流がトランジスタＴ２４のドレイン−ソース間に流れるようになっている。

上記トランジスタＴｒ２４のドレインはｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２７のソースに接続され、このトランジスタＴｒ２７のドレインは所定電圧に接続されている。また、トランジスタＴｒ２７のゲートは、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２８（本発明の第１０トランジスタ）のゲートに接続され、このゲートはトランジスタＴｒ２７のソースに接続されている。これにより、トランジスタＴｒ２７、Ｔｒ２８によってカレントミラー回路３８（本発明の第４カレントミラー回路）が構成されている。

さらに、トランジスタＴｒ２８のソースとグランド２８との間に、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ２９（本発明の第９トランジスタ）のドレインおよびソースが接続されている。本実施形態では、トランジスタＴｒ２８のソースとトランジスタＴｒ２９のドレインとの接合点をＤとし、この接合点Ｄの電位を電位Ｄとする。この電位Ｄが電流センス回路３７から出力され、上記トランジスタＴｒ２３のゲートに入力されるようになっている。

また、トランジスタＴｒ２９のゲートは、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＴｒ３０（本発明の第８トランジスタ）のゲートに接続され、このゲートはトランジスタＴｒ３０のドレインに接続されている。これにより、トランジスタＴｒ２９、Ｔｒ３０によってカレントミラー回路３９（本発明の第３カレントミラー回路）が構成されている。上記トランジスタＴｒ３０のソースはグランド２８に接続され、ドレインは抵抗Ｒ２５（本発明の第２抵抗）を介して所定電圧に接続されている。

本実施形態では、この抵抗Ｒ２５に流れる電流をＩｒｍａｘとしている。抵抗Ｒ２５に流れる電流Ｉｒｍａｘは、カレントミラー回路３９によって、トランジスタＴｒ２９のドレイン−ソース間に流れることとなる。一方、トランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓは、カレントミラー回路３５、３８によって、トランジスタＴｒ２８のドレイン−ソース間に流れることとなる。

すなわち、電流センス回路３７において、電流Ｉｒｍａｘ＞電流Ｉｓの場合、すなわちトランジスタＴｒ２１がＯＦＦの場合、トランジスタＴｒ２８に電流Ｉｓは流れなくなるので、接続点Ｄから電流が吐き出されるので電位Ｄの電位は低くなってＬＯＷとなり、トランジスタＴｒ２３はＯＦＦとなる。一方、電流Ｉｒｍａｘ＜電流Ｉｓの場合、すなわちトランジスタＴｒ２１がＯＮの場合、接続点Ｄに電流が流れ込むので電位Ｄの電位は高くなってＨＩとなり、トランジスタＴｒ２３はＯＮとなって注入電流Ｉ０を流し込んでグランド２８に逃がす。以上が、本実施形態に係る定圧回路１０を備えたＥＣＵ２００の回路構成である。

上記定圧回路１０を備えたＥＣＵ２００において、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行した場合、上述のように、電位Ａ１が上昇して制御アンプ３０が作動してトランジスタＴｒ２１をＯＮすることにより、ＩＣ２０の外部において、トランジスタＴｒ１１、１２をＯＦＦさせて電圧端子２２への＋Ｂ電源の供給を停止する。

上記のようにトランジスタＴｒ２１がＯＮになると、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に電流Ｉｓ（＝電流Ｉｒ）が流れる。これに伴い、電流センス回路３７において、カレントミラー回路３５、３８によって、トランジスタＴｒ２８に電流Ｉｓが流れる。同様に、電流センス回路３７において、カレントミラー回路３９によって、トランジスタＴｒ２９に電流Ｉｒｍａｘが流れる。

そして、上述のように、制御アンプ３０の出力電位ｐ１の上昇に伴い、トランジスタＴｒ２９に流れる電流も仮想的に増加して電流Ｉｒｍａｘを上回ると、接続点Ｄから電位ＤとしてＨＩが出力される。これにより、トランジスタＴｒ２３がＯＮになって電圧端子２２に流れ込む注入電流Ｉ０をグランド２８に逃がす。こうして、マイコン２７のスリー無モード突入の際に注入電流Ｉ０によって電圧端子２２の電位が上昇して電源オーバーシュートを起こしてしまうことを防止できる。

また、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行した場合、上述のように、マイコン２７の消費電力が上がるが、トランジスタＴｒ２３を介して注入電流Ｉ０をグランド２８に逃がしているため、電圧端子２２の電圧低下が起こる。

このように電圧端子２２の電圧が低下すると、制御アンプ３０出力電位ｐ１がＬＯＷになるので、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に電流Ｉｓが流れなくなる。これに伴い、電流センス回路３７において、トランジスタＴｒ２８に電流Ｉｓが流れなくなり、接続点Ｄから電流が吐き出されるので、接続点Ｄから電位ＤとしてＬＯＷが出力される。これにより、トランジスタＴｒ２３がＯＦＦになって注入電流Ｉ０をグランド２８に逃がさないようにすることができる。こうして、マイコン２７がウェイクアップモードに移行して消費電力が上がり、注入電流Ｉ０を吸い込むことで電圧端子２２の電位が降下してリップル現象を起こしてしまうことを防止できる。

以上のように、本実施形態においても、トランジスタＴｒ２１を流れる電流を用いて、注入電流Ｉ０をグランド２８に逃がすためのトランジスタＴｒ２３のＯＮまたはＯＦＦを制御しているため、マイコン２７の消費電力が変動した際にトランジスタＴｒ２３のＯＮまたはＯＦＦを俊敏に制御することができる。したがって、電圧端子２２の電源オーバーシュートまたはリップル現象を起こさないようにすることができる。

また、本実施形態では、第１実施形態で用いられた電流シンク制御アンプ３３をなくしているため、定圧回路１０においてＩＣ２０内部の回路構成を簡略化することができ、消費電流を低減させることができる。さらに、電流シンク制御アンプ３３を使用しないことで、系のゲインが低減するため、トランジスタＴｒ２３がシンク動作状態のときのフィードバックゲインを低減でき、電源発振を抑制することができるので、系の安定性を向上させることができる。

（第３実施形態）
本実施形態では、上記第１、第２実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図５は、本発明の第３実施形態に係る電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。図５に示されるように、ＥＣＵ３００に備えられたＩＣ２０には入力端子２１、電圧端子２２、および端子２３、２５の４つの端子が設けられている。

そして、ＩＣ２０の外部では、電源線１１と電圧端子２２との間に、抵抗Ｒ１２とトランジスタＴｒ１２とが直列に接続されており、端子２３とグランド１２との間に位相補償用コンデンサＣ１２が接続されている。また、電圧端子２２と端子２５の間には、スタートアップ用ダイオードＤ２と電流制限用抵抗Ｒ２６とが直列に接続されている。

このスタートアップ用ダイオードＤ２は、＋Ｂ電源をＥＣＵ３００に接続した際、電圧端子２２に強制的に電圧を入力して制御アンプ３０を起動させ、トランジスタＴｒ１１をＯＮさせるためのスタートアップ用として機能するものである。したがって、ダイオードＤ２は、電圧端子２２に電流が流れる向きになるように抵抗Ｒ２６と電圧端子２２との間に接続されている。

さらに、電源線１１とトランジスタＴｒ１１のゲートとの間に、ｐｎｐ型トランジスタＴｒ３１（本発明の第７トランジスタ）および電流制限用抵抗Ｒ２７が接続されている。詳しくは、トランジスタＴｒ３１のエミッタが電源線１１に接続され、トランジスタＴｒ３１のコレクタが抵抗Ｒ２７に接続されている。そして、トランジスタＴｒ３１のゲートと抵抗Ｒ２６との間に電圧緩和用ツェナダイオードＤ３が接続されている。このダイオードＤ３は、ＩＣ２０の端子２５に印加される電圧を緩和するためのものである。これらＩＣ２０外部の各構成要素は、例えばディスクリート部品で構成される。

また、ＩＣ２０の内部では、第１実施形態で示された電流センス回路３４が備えられている。本実施形態では、抵抗Ｒ２４に流れる電流をＩｒ０とし、トランジスタＴｒ２５とトランジスタＴｒ２４との接合点Ｃの電位Ｃは、シンク機能として作動するトランジスタＴｒ２３のゲートに入力されるようになっている。本実施形態では、第２実施形態と同様に、トランジスタＴｒ２３およびグランド２８で電流シンク回路３２が構成されている。

そして、制御アンプ３０の非反転入力端子に基準電圧源３１の基準電圧が入力され、制御アンプ３０の反転入力端子に分圧回路２０の電位Ａ１が入力されるようになっている。以上が、本実施形態に係る定圧回路１０を備えたＥＣＵ３００の回路構成である。

次に、マイコン２７の動作状態に応じて電圧端子２２の電圧変動を抑制する作動について、図６および図７を参照して説明する。

まず、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行する際について説明する。図６は、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに突入する際の電圧端子２２の電位（上段）、制御アンプ３０の出力電位ｐ１（中段）、およびトランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓ（下段）を示した図である。

マイコン２７がウェイクアップモードの状態では、分圧回路２９の電位Ａ１が基準電圧源３１の基準電圧よりも高くなるようにされているいため、電位Ａ１が制御アンプ３０に入力されると制御アンプ３０からＨＩが出力される。そして、トランジスタＴｒ２１、Ｔｒ２４がＯＮし、トランジスタＴｒ２４に＋Ｂ電源から電源線１１、トランジスタＴｒ３１、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ２６を介して電流Ｉｓが流れる。

これにより、電流センス回路３４のカレントミラー回路３５によりトランジスタＴｒ２４に電流Ｉｓが流れる。一方、トランジスタＴｒ２５にはカレントミラー回路３６により電流Ｉｒ０が流れるが、トランジスタＴｒ２４に電流Ｉｓが流れることで接続点Ｃから電流が吐き出されることになり、接続点Ｃから電位ＣとしてＬＯＷが出力される。したがって、トランジスタＴｒ２３はＯＦＦとなっており、シンク機能が停止した状態となっている。

また、トランジスタＴｒ２１、Ｔｒ３１がＯＮになっていることで、トランジスタＴｒ１１もＯＮになり、トランジスタＴｒ１１に電流Ｉｓｐが流れて電圧端子２２に電流が供給される。これにより、マイコン２７が作動することによって電圧端子２２の電圧低下が抑制されている。

そして、図６の上段に示されるように、マイコン２７がウェイクアップモードからスリープモードに移行すると、マイコン２７は作動しなくなるため、上述のように、電圧端子２２の電圧が上昇し始める。このように電圧端子２２の電圧浮き上がっていくことにより、分圧回路２９の電位Ａ１の電位が上昇するため、図６の中段に示されるように、制御アンプ３０の出力電位ｐ１が下がり始める。

このように出力電圧ｐ１が降下し始めると、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧が降下し始め、図６の下段に示されるように、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓが急激に減る。そして、トランジスタＴｒ２１はＯＦＦになる。このとき、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧Ｂに平衡だった制御アンプ３０の出力電圧ｐ１は、図６の中段に示されるように、電流Ｉｓの減少と共に減少し、トランジスタＴｒ２１がＯＦＦした際のゲート電圧Ｂ−α’に平衡する。

トランジスタＴｒ２１がＯＦＦしたことに伴い、トランジスタＴｒ１１もＯＦＦし、電流Ｉｓｐが流れなくなって電圧端子２２に電流は入力されなくなる。また、トランジスタＴｒ１１がＯＦＦした瞬間、電流センス回路３４において、カレントミラー回路３６によって、トランジスタＴｒ２５に電流Ｉｒ０が流れ、カレントミラー回路３５により、トランジスタＴｒ２４に電流Ｉｓが流れなくなる。したがって、接続点Ｃには電流Ｉｒ０が流れ込んで電圧が上昇するため、図６の中段に示されるように、電流センス回路３４からＨＩの電圧Ｃが出力される。

そして、電流センス回路３４から出力されたＨＩを示す電圧ＣはトランジスタＴｒ２３に入力されるため、トランジスタＴｒ２３がＯＮになり、トランジスタＴｒ２３がシンク動作する。こうして、マイコン２７がスリープモードに突入したことによって行き場を無くした注入電流Ｉ０をグランド２８に逃がすことができる。

このように、本実施形態では、トランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓが流れなくなった瞬間に電流センス回路３４によってトランジスタＴｒ２３をＯＮすることができるため、上記各実施形態よりもさらに短時間でトランジスタＴｒ２３をシンク動作させることができる。

次に、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに移行する際の電圧端子２２の電位の変動を低減させる場合について説明する。この場合、上記と逆の作動となる。

図７は、マイコン２７がスリープモードからウェイクアップモードに突入する際の電圧端子２２の電位（上段）、制御アンプ３０の出力電位（中段）、およびトランジスタＴｒ２１に流れる電流Ｉｓ（下段）を示した図である。

上記のように、マイコン２７がスリープモードになっている場合、上述のように、トランジスタＴｒ２３はＯＮになってシンク動作した状態になっている。そして、図７の上段に示されるように、マイコン２７がウェイクアップモードに移行すると、トランジスタＴｒ２３がシンク動作しているにも関わらず、注入電流Ｉ０がマイコン２７で消費されるようになり、電圧端子２２の電位が下がり始める。

これにより、分圧回路２９の電位Ａ１の電位が下降するため、図７の中段に示されるように、制御アンプ３０の出力電位ｐ１が上昇し始める。これにより、トランジスタＴｒ２１のゲート電圧が上昇し始めると共に、図７の下段に示されるように、トランジスタＴｒ２１のドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓが急激に増加して、トランジスタＴｒ２１がＯＮする。このとき、ＯＦＦになっていたトランジスタＴｒ２１のゲート電圧Ｂ−α’に平衡していた制御アンプ３０の出力電圧ｐ１は、図７の中段に示されるように、電流Ｉｓの増加と共に増加し、トランジスタＴｒ２１がＯＮした際のゲート電圧Ｂに平衡する。

そして、トランジスタＴｒ２１のＯＮに伴い、トランジスタＴｒ１１もＯＮし、トランジスタＴｒ１１に電流Ｉｓｐが流れて電圧端子２２に電流が入力される。また、トランジスタＴｒ１１がＯＮした瞬間、電流センス回路３４において、カレントミラー回路３５により、トランジスタＴｒ２４に電流Ｉｓが流れる。この電流Ｉｓは電流Ｉｒ０よりも大きな電流であるので、接続点Ｃからは電流Ｉｒ０が吐き出されて接続点Ｃの電圧Ｃが下降する。このため、図７の中段に示されるように、電流センス回路３４からＬＯＷの電圧Ｃが出力される。

そして、電流センス回路３４から出力されたＬＯＷを示す電圧Ｃによって、トランジスタＴｒ２３がＯＮになり、トランジスタＴｒ２３のシンク動作が停止する。こうして、マイコン２７がウェイクアップモードに突入したことによってマイコン２７で注入電流Ｉ０が消費されることによって電圧端子２２の電位が下降してしまうことを防止できる。

以上のように、本実施形態では、電圧端子２２の電圧の浮き上がり条件としてＩｓ＝０と固定でき、トランジスタＴｒ２５、Ｔｒ２６を流れる比較電流Ｉｒ０に対し、上記各実施形態に示された電流Ｉｒｍａｘのような電流Ｉｒ（浮き上がり条件Ｉｓ＝Ｉｒ）のバラツキを考慮したマージンを設定する必要がない。

このため、電圧端子２２の電圧浮き上がりとトランジスタＴｒ２３のシンク動作への移行のタイミングを同時にできるため、更にシンク動作への移行を敏感にでき、シンク動作の応答遅れを更に低減することができる。すなわち、トランジスタＴｒ２１に電流Ｉｓが流れたそのときにトランジスタＴｒ２３のシンク動作を停止させ、電流Ｉｓが流れなくなったそのときにトランジスタＴｒ２３をシンク動作させることができる。このようにして、電圧端子２２の電源オーバーシュートおよびリップル現象を低減させることができる。

（他の実施形態）
上記各実施形態で示される電源回路は、上記ＥＣＵ１００〜３００に限らず、負荷の消費電力に応じて規定電圧が変動してしまう系に採用することができる。

また、上記各実施形態を組み合わせたものを実施しても構わない。

本発明の第１実施形態に係る電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。 （ａ）は、マイコンがウェイクアップモードからスリープモードに突入する際の電圧端子の電位（上段）および制御アンプの出力（下段）を示した図、（ｂ）は、制御アンプの出力動作に応じて変化するトランジスタのドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓを示した図である。 （ａ）は、マイコンがスリープモードからウェイクアップモードに突入する際の電圧端子の電位（上段）および制御アンプの出力電位（下段）を示した図、（ｂ）は、制御アンプの出力動作に応じて変化するトランジスタＴｒのドレイン−ソース間に流れる電流Ｉｓを示した図である。 本発明の第２実施形態に係る電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。 本発明の第３実施形態に係る電源回路を備えたＥＣＵの概略回路図である。 マイコンがウェイクアップモードからスリープモードに突入する際の電圧端子の電位（上段）、制御アンプの出力電位ｐ１（中段）、電流Ｉｓ（下段）をそれぞれ示した図である。 マイコンがスリープモードからウェイクアップモードに突入する際の電圧端子の電位（上段）、制御アンプの出力電位（中段）、電流Ｉｓ（下段）を示した図である。 マイコンに規定電圧を入力するための電源回路を備えた従来のＥＣＵの概略回路図である。 （ａ）は、マイコンがウェイクアップモードからスリープモードに突入する際の制御アンプの出力動作を示した図、（ｂ）は、マイコンがスリープモードからウェイクアップモードに復帰する際の制御アンプの出力動作を示した図である。

符号の説明

１０…定圧回路、１１、２６…電源線、２０…ＩＣ、２７…負荷（マイコン）、２９…分圧回路、３２…電流シンク回路、３４、３７…電流センス回路。

Claims (8)

1. 第１電源線（１１）に入力された入力電圧に基づいて設定された規定電圧を電圧端子（２２）に生成すると共に、前記電圧端子（２２）に接続された第２電源線（２６）を介して前記規定電圧を負荷（２７）に入力するようになっており、
   前記負荷の消費電流の変動に応じて、前記電圧端子（２２）に入力される電圧が前記規定電圧を上回る場合、前記第１電源線（１１）を介して前記電圧端子（２２）に電流が流れる経路を入力経路とすると、この入力経路を介して前記電圧端子（２２）に電流が流れ込まないようにすることで前記電圧端子（２２）の電位の上昇を停止させ、前記電圧端子（２２）の電圧が前記規定電圧を下回る場合、前記入力経路を介して前記電圧端子（２２）に電流が流れ込むようにすることで前記電圧端子（２２）の電位の下降を停止させる定圧回路（１０）を備えた電源回路において、
   前記定圧回路内は、
   前記入力経路を介して前記電圧端子（２２）に電流が流れ込むか否かを、前記入力経路を流れる電流で直接検出し、その検出結果をセンス信号として出力する電流センス回路（３４、３７）と、
   前記電流センス回路（３４）から入力される前記センス信号に応じて、前記第２電源線（２６）に流れ込む電流のうち、前記負荷の消費電流に応じて前記第２電源線に流れ込む過剰な電流を流し込んでグランド（２８）に逃がすシンク動作を行う電流シンク回路（３２）と、を備えており、
   前記入力経路に電流が流れる場合、前記電流センス回路（３４）は前記入力経路に電流が流れることを検出すると共に、その検出結果をセンス信号として前記電流シンク回路（３２）に出力し、前記電流シンク回路（３２）は入力された前記センス信号に応じて前記シンク動作を行わないようにし、
   前記入力経路に電流が流れない場合、前記電流センス回路（３４）は前記入力経路に電流が流れないことを検出すると共に、その検出結果をセンス信号として前記電流シンク回路（３２）に出力し、前記電流シンク回路（３２）は入力された前記センス信号に応じて前記シンク動作を行うようになっており、
   前記入力経路上に第１トランジスタ（Ｔｒ１１）が接続されると共に、この第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＮするときに前記入力経路に電流が流れ、前記第１電源線（１１）とグランド（２８）との間に形成される検出経路上に第２トランジスタ（Ｔｒ２１）が接続されると共に、この第２トランジスタ（Ｔｒ２１）がＯＮするときに前記電流センス回路（３４）が前記電流シンク回路（３２）に前記センス信号を出力する出力経路に電流が流れ、
   前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）がＯＮするときに前記第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＦＦし、前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）がＯＦＦするときに前記第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＮするように前記入力経路に対して前記検出経路が構成されており、
   前記電流センス回路（３４、３７）は、前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）が用いられて構成される第１カレントミラー回路（３５）を有し、前記第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＦＦまたはＯＮすることで前記入力経路に電流が流れるか否かを、前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）がＯＮまたはＯＦＦすることによって前記検出経路に流れる電流および前記第１カレントミラー回路（３５）を用いて検出するようになっていることを特徴とする電源回路。
2. 前記電流センス回路（３４）は、第１抵抗（Ｒ２４）と第３トランジスタ（Ｔｒ２６）とが接続された経路と、前記第３トランジスタ（Ｔｒ２６）と対になって接続された第４トランジスタ（Ｔｒ２５）によって構成された第２カレントミラー回路（３６）と、前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）と対になって接続された第５トランジスタ（Ｔｒ２４）によって構成された前記第１カレントミラー回路（３５）と、を有し、前記第１抵抗（Ｒ２４）に流れる電流が前記第２カレントミラー回路（３６）によって前記第４トランジスタ（Ｔｒ２５）に流れるようになっており、
   前記第５トランジスタ（Ｔｒ２４）と前記第４トランジスタ（Ｔｒ２５）との接続点をＣとすると、
   前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れない場合、前記第１カレントミラー回路（３５）によって前記第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に電流が流れなくなり、前記接続点Ｃに前記第４トランジスタ（Ｔｒ２５）から前記第１抵抗（Ｒ２４）に流れる電流が流れ込んで前記接続点Ｃの電位が上昇すると共に、上昇した電位をセンス信号として出力し、
   前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れる場合、前記第１カレントミラー回路（３５）によって前記第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に電流が流れ、前記接続点Ｃから前記第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に電流が流れ出て前記接続点Ｃの電位が下降すると共に、下降した電位をセンス信号として出力するようになっていることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 前記第１抵抗（Ｒ２４）に流れる電流は、前記出力経路に流れる電流のばらつきの最大値になるように設定されていることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
4. 前記電流シンク回路（３２）は、
   前記第２電源線（２６）と前記グランド（２８）との間に接続されて流し込み経路を形成する第６トランジスタ（Ｔｒ２３）と、
   前記電圧端子の電圧の上昇または下降に応じた比較電圧（Ａ２）と前記電流センス回路から入力されるセンス信号とを比較してその結果を出力する比較器（３３）と、を備え、 前記比較器（３３）は、前記比較電圧よりも前記センス信号が大きい場合、前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のゲート電極にＬＯＷを出力し、前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）をＯＦＦさせて前記流し込み経路を切断して前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のシンク動作を停止させ、前記比較電圧よりも前記センス信号が小さい場合、前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のゲート電極にＨＩを出力し、前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）をＯＮさせて前記流し込み経路を介して前記グランド（２８）に電流を流すシンク動作を行うようになっていることを特徴とする請求項２または３に記載の電源回路。
5. 前記検出経路上のうち、前記第１電源線（１１）と前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）との間に第７トランジスタ（Ｔｒ３１）が接続され、この第７トランジスタ（Ｔｒ３１）は、前記第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＮするとＯＮし、前記第１トランジスタ（Ｔｒ１１）がＯＦＦするとＯＦＦするように前記検出経路上に設けられており、
   前記電流シンク回路（３２）は、前記第２電源線（２６）と前記グランド（２８）との間に接続されて流し込み経路を形成する第６トランジスタ（Ｔｒ２３）を備え、前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のゲート電極は前記接続点Ｃに接続されており、
   前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）は、前記接続点Ｃから出力されるセンス信号に応じてＯＮした場合、前記流し込み経路を介して前記第２電源線（２６）から前記グランド（２８）に電流を流すシンク動作を行い、前記接続点Ｃから出力されるセンス信号に応じてＯＦＦした場合、前記流し込み経路を切断してシンク動作を停止するようになっていることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
6. 前記電流センス回路（３７）は、第２抵抗（Ｒ２５）および第８トランジスタ（Ｔｒ３０）が接続された経路と、前記第８トランジスタ（Ｔｒ３０）と対になって接続された第９トランジスタ（Ｔｒ２９）によって構成された第３カレントミラー回路（３９）と、前記第５トランジスタ（Ｔｒ２４）に接続されたトランジスタ（Ｔｒ２７）と対になって接続された第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）によって構成された第４カレントミラー回路（３８）と、を備え、
   前記第２抵抗（Ｒ２５）に流れる電流が前記第３カレントミラー回路（３９）によって前記第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に流れ、前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に流れる電流が前記第１カレントミラー回路（３５）および前記第４カレントミラー回路（３８）によって前記第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に流れるようになっており、
   前記第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）と前記第９トランジスタ（Ｔｒ２９）との接続点をＤとすると、
   前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れない場合、前記第１カレントミラー回路（３５）および前記第４カレントミラー回路（３８）によって前記第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に電流が流れなくなり、前記第２抵抗（Ｒ２５）に流れる電流が前記第３カレントミラー回路（３９）を介して前記第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に流れることで前記接続点Ｄから電流が流れ出し、前記接続点Ｄの電位が下降すると共に、下降した電位をセンス信号として出力し、
   前記第２トランジスタ（Ｔｒ２１）に電流が流れる場合、前記第１カレントミラー回路（３５）および前記第４カレントミラー回路（３８）によって前記第１０トランジスタ（Ｔｒ２８）に電流が流れ、前記接続点Ｄに電流が流れ込んで前記接続点Ｄの電位が上昇すると共に、上昇した電位をセンス信号として出力するようになっていることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
7. 前記第２抵抗（Ｒ２５）に流れる電流は、前記出力経路に流れる電流のばらつきの最大値になるように設定されていることを特徴とする請求項６に記載の電源回路。
8. 前記電流シンク回路（３２）は、前記第２電源線（２６）と前記グランド（２８）との間に接続されて流し込み経路を形成する第６トランジスタ（Ｔｒ２３）を備え、
   前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）のゲート電極は前記接続点Ｄに接続されており、
   前記第６トランジスタ（Ｔｒ２３）は、前記接続点Ｄから出力されるセンス信号に応じてＯＮした場合、前記流し込み経路を介して前記第２電源線（２６）から前記グランド（２８）に電流を流すシンク動作を行い、前記接続点Ｄから出力されるセンス信号に応じてＯＦＦした場合、前記流し込み経路を切断してシンク動作を停止するようになっていることを特徴とする請求項６または７に記載の電源回路。

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