JP4614766B2 - モータ駆動制御 - Google Patents

Description

本発明は、電気モータ制御に関し、具体的には、多相ブラシレスモータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に関する。

電気モータを制御するために、固定子に対して回転する際の回転子の位置を決定し、その結果、モータ巻線を通る電流を制御して、所望のトルクを作る必要がある。これは、専用の位置センサを使用して、または位置センサレス制御方式を使用して他のパラメータから位置を推定することによって、達成することができる。

位置センサレス制御方式では、回転子位置を測定する位置センサを、コントローラの位置推定量アルゴリズムに置換することによって、システムコストを下げる。このアルゴリズムは、印加される相電圧または線−線電圧、測定された相電圧、およびモータ駆動システムのモデルの知識を使用して回転子の位置を決定する。

センサレス制御を実施する多数の既知の技法があるが、これらは、２つの広いカテゴリに分類される。最も確立されたカテゴリは、逆起電力検出アルゴリズムであり、これは、低速からモータの最高速度までのモータ位置の検出に適する。逆起電力検出アルゴリズムでは、印加される電圧および測定された電圧の既知の値を与えられたモータのモデルを使用し、これらの値によって、回転子逆起電力を、したがって回転子の位置を堅牢に決定できるようになる。しかし、このアルゴリズムは、ゼロ速度で検出される逆起電力がないので、ゼロ速度で位置を検出することができない。

第２のカテゴリは、電圧注入技法であり、これは、低速時および停止時に回転子位置を決定することを可能にするために、最近に現れた技法である。電圧注入アルゴリズムでは、既知の電圧信号が、普通に印加される相電圧に重畳される。この電圧信号によって誘導される電流の変化の速度が測定され、その相巻線の瞬時インダクタンスを決定できるようになる。３つのすべての相の瞬時インダクタンスを計算することによって、位置に対するインダクタンス変動の単純なモデルに基づいて、回転子の位置を決定することが可能になる。このインダクタンス変動は、回転子突極性、回転子場に起因する固定子歯チップの局所化された飽和のいずれか、またはこの両方の組合せによって引き起こされる傾向がある。注入される電圧信号は、有用な動かすトルクを作らないので、巻線での最大の「有用な」電圧を減らす。モータの電力出力を傷付けないようにするために、電圧注入技法は、逆起電力技法と組み合わせて使用される傾向がある。図１からわかるように、電圧注入技法は、ゼロから低速まで（低速は、通常は基底速度の１０〜２０％である）の位置情報を提供し、逆起電力技法は、低速から高速までの位置を提供する。

電圧注入技法の基礎になる原理は、次の通りである。正の電圧を、モータの１相に印加し、その結果の電流の変化の速度を測定する。次に、負の電圧を印加し、電流の変化率をもう一度測定する。印加された電圧および測定された電流の変化率から、未知の逆起電力項を除去し、その相の瞬時インダクタンスを決定することができる。３つのすべての相の瞬時インダクタンスを測定することによって、回転子の位置を決定することができる。

既知の波形の例を、図２に示す。この波形は、単一の相のインダクタンスを決定するのに使用される。テストパターン中に３回相電流をサンプリングして、電流の変化の立ち上がり速度および立ち下がり速度を決定する。テストパターンを印加するたびに、異なる相のインダクタンスを測定し、その結果、通常は数ｍｓの期間の後に、３つのすべての相のインダクタンスが既知になり、位置を決定することができる。

この技法に関して、明らかに、３つのすべてのインダクタンスを同時に測定することは不可能である。しかし、新しいインダクタンスを測定するたびに、新しい位置が計算される。この計算は、各相の最新のインダクタンス値に基づき、その結果、１つの相が非常に新しいインダクタンスの測定値を有するが、他の２つの相の値は、多少古くなる。

この技法は、ほどよく働き、モータパラメータの事前の知識なしで、比較的低い計算要件で位置を決定する能力などの長所を有する。しかし、明らかな短所がある。問題の１つは、インダクタンスが同時にサンプリングされないので、位置測定に多少の誤差が導入される。この誤差は、ｄ軸またはｑ軸のいずれかのインダクタンスが動作条件に伴って急速に変化する場合（あるタイプの埋込み磁石モータがそうである）に悪化する。測定の間の遅延は、さらに、システムの位置応答に時間遅延を導入する。これによって、特にサーボ駆動システムで、駆動の動的能力が減り、これが問題になる可能性がある。

この手法に関する最大の問題は、音響雑音の生成である。１〜２ｍｓごとにＰＷＭパターンに割り込むことによって、２５０〜５００Ｈｚ範囲の強い音響トーンが作られる。そのようなシステムの実用的実証から、そのままでは、この雑音が、ほとんどの自動推進応用に許容不能であることが暗示される。

ＥＰ ０ ８５６ ９３７に、アクティブ固定子コイルの電流の変化の速度が、通常のＰＷＭサイクル中に測定され、回転子位置の決定に使用されるモータ位置検出システムが開示されている。

本発明は、複数の相を含む多相ブラシレス電気モータの駆動システムであって、前記システムが、前記相のそれぞれにまたがって印加される相電圧を変更するように配置されたスイッチ手段を含む駆動回路と、前記モータの機械的出力を制御するために前記相電圧のＰＷＭ制御を提供するために前記スイッチ手段を制御し、テスト期間を含むようにＰＷＭ電圧パターンを制御し、前記テスト期間中の前記相の少なくとも１つの電流の変化の速度を決定し、前記相の少なくとも１つのインダクタンスをそれから決定し、これによって前記モータの回転位置を決定するように配置された制御手段とを含む駆動システムを提供する。

前記制御手段が、テスト期間の少なくとも１つの対を定義し、テスト期間の前記対の一方の前記相電圧が、テスト期間の前記対の他方の前記相電圧と反対になるようにし、前記制御手段が、テスト期間の前記対で測定された前記電流から、前記相の１つのインダクタンスを決定するように配置されることが好ましい。これは、テスト電圧が、ゼロの正味の影響を有し、出力を作る電圧を決定するアルゴリズムを、大きく変更する必要がないことを意味する。

通常、１つのＰＷＭ期間中に、電圧が逆転される期間は発生しない。というのは、これらが、駆動トルクに加算されないからである。したがって、通常は、電圧が必要な出力トルクを作っている出力作成期間に加えて、ＰＷＭ期間内のさらなる期間として、テスト期間を加える必要がある。したがって、テスト期間は、通常は、出力作成期間の間に発生する。

テスト期間の前記対の両方が、同一のＰＷＭ期間に提供されることが好ましい。
前記制御手段を、単一のＰＷＭ期間に前記相のすべての前記インダクタンスを測定するように配置することができる。この場合に、前記制御手段が、必要なモータ出力を作るためのＰＷＭ期間内の複数の出力作成期間中の複数の導通状態および前記テスト期間中の複数の導通状態にスイッチング手段を切り替えるように配置され、前記テスト期間が、前記出力作成期間および前記テスト期間が前記ＰＷＭ期間の全体を占めるのに十分に長い期間である。

代替案では、前記制御手段を、単一のＰＷＭ期間に前記相の一部だけの前記インダクタンスを測定するように配置することができ、たとえば、３つの相を有するモータについて、前記制御手段を、単一のＰＷＭ期間に前記相のうちの２つだけの前記インダクタンスを測定するように配置することができる。この場合に、前記モータのすべての位置について、前記ＰＷＭ期間が非導通状態を含むようにするために、前記インダクタンスを測定できる３つの相から２対を選択することができ、前記制御手段が、１つのＰＷＭ期間に前記対の一方の前記インダクタンスを測定し、後続ＰＷＭ期間に他方の対の前記インダクタンスを測定するように配置されることが好ましい。前記制御手段が、連続するＰＷＭ期間の相の前記対の間でインダクタンス測定を交番するように配置されることが好ましい。

もう１つの代替案で、前記制御手段を、１つのＰＷＭ期間に前記相の１つだけの前記インダクタンスを測定するように配置することができる。
前記制御手段が、複数のＰＷＭ期間にわたって前記相のすべての前記インダクタンスが測定されるようにするために、前記インダクタンスが測定される１つまたは複数の相を変更するように配置されることが好ましい。

前記制御手段が、少なくとも１つの相のインダクタンス測定を可能にするために第１ＰＷＭ期間に第１ＰＷＭパターンを提供し、前記第１ＰＷＭ期間に測定されない少なくとも１つの相のインダクタンス測定を可能にするために第２ＰＷＭ期間に第２の異なるＰＷＭパターンを提供し、前記第１期間と前記第２期間との間のＰＷＭ期間に少なくとも１つの中間ＰＷＭパターンを作るように配置され、前記中間パターンが、形状において前記第１パターンと前記第２パターンの間の中間であることが好ましい。これは、音響雑音を減らすのに役立つ可能性がある。前記制御手段が、前記中間ＰＷＭ期間に前記相の前記インダクタンスを測定しないように配置される必要がある場合がある。

前記制御手段が、各ＰＷＭ期間に前記モータの前記位置を決定するように配置されることが好ましい。便利なことに、前記制御手段を、前記相のそれぞれのインダクタンスの最後に測定された値を基礎として前記モータの前記位置を決定するように配置することができる。

いくつかの環境において、前記制御手段が、前記モータの回転中に発振する、前記相の１つの前記インダクタンスの平均値およびピーク値を決定し、その相の瞬時インダクタンスを測定し、前記インダクタンスの前記平均値、前記ピーク値、および前記瞬時値から前記モータの前記位置を決定するように配置されることが好ましい。この場合に、主電圧の同一の対から作ることができるすべての要求される電圧について、同一の２つの相の前記インダクタンスが測定され、前記要求される電圧が、主電圧の異なる対が必要になり、インダクタンスの異なる対が測定されるように変化する時に、前記相のすべての前記インダクタンスの最後に測定された値が、前記インダクタンスの前記平均値および前記ピーク値の決定に使用されることが好ましい。

システムが、前記テスト期間中に前記相の前記電流を測定するように配置された単一の電流センサをさらに含むことが好ましい。この場合に、前記制御手段が、前記電流センサを使用して各ＰＷＭ期間に２つの相の前記電流の大きさを測定し、これによって前記相のすべての前記電流を決定するように配置されることが好ましい。さらに、前記テスト期間が、それぞれ、前記相の１つの前記電流の大きさを前記電流センサによって測定できるようにするのに十分に長いことが好ましい。

代替案では、このシステムに、それぞれがそれぞれの相電流を測定する複数の電流センサを含めることができる。

各ＰＷＭ期間に１つの相インダクタンスだけが測定されるシステムについて、前記制御手段が、２つの導通状態の間で前記スイッチング手段を切り替えることによって作ることができる要求された電圧のグループを定義するように配置され、前記導通状態の少なくとも１つで必要な時間が、前記電流の前記大きさを測定できるようにするのに不十分であり、これらの要求される電圧が、０正味電圧のさらなるテスト期間と、前記相の１つの前記電流の前記大きさを測定できるようにするのに十分な長さを追加するのに不十分であることが好ましい。前記さらなるテスト期間が、同一のＰＷＭ期間でのみ追加されることが好ましい。前記相の１つの前記電流の前記大きさを測定できるようにするために、前記インダクタンス測定テスト期間および出力作成期間が一緒に１ＰＷＭ期間内の２つの導通状態のそれぞれで十分な時間を提供しない時に限って、前記余分のテスト期間が追加されることがより好ましい。

システムが、電流センサと、前記電流センサからの出力を微分し、これによって前記相インダクタンスを測定するように配置された微分器とを含むことが好ましい。
本発明の好ましい実施形態を、例としてのみ添付図面を参照してこれから説明する。

システムの概要
図３を参照すると、例として、この例では、回転子の回りでＮとＳの間で交番する６つの極を提供するように配置されたたとえば６つの埋め込まれた磁石４を有する回転子２を含む３相ブラシレスモータ１が提供される。したがって、この回転子は、回転子の回りに均等な間隔の３つの直接軸またはｄ軸と、ｄ軸の間に置かれた３つの直角軸またはｑ軸を確定する。ｄ軸は、回転子からの磁束の線が半径方向にある、磁石４の磁極に位置合せされ、ｑ軸は、ｄ軸の間で間隔をあけられ、回転子からの磁束の線が接線方向にある。

固定子６に、３つの歯８Ａ、８Ｂ、および８Ｃの３つのグループを有する９スロット銅巻線要素が含まれ、歯の各グループは、各相を形成する共通巻線を有する。したがって、回転子の１回転のそれぞれに３つの電気的サイクルがあり、各相の３つの歯８Ａ、８Ｂ、および８Ｃは、必ず、互いに同一の電気的位置にある。

図２を参照すると、全般的に相Ａ、Ｂ、およびＣと指定される３つのモータ巻線１２、および１６が、スターネットワークで接続される。相巻線は、それぞれ固定子歯８Ａ、８Ｂ、および８Ｃに巻き付けられる。各コイルの一端１２ａ、１４ａ、および１６ａが、個々の端子１２ｃ、１４ｃ、および１６ｃに接続される。コイルの他端１２ｂ、１４ｂ、および１６ｂは、一緒に接続されて、スターセンタ１７を形成する。駆動回路に、３相ブリッジ１８が含まれる。ブリッジの各アーム２０、２２、および２４に、給電レール３０およびグラウンド線３２の間で直列に接続された頂部トランジスタ２６および底部トランジスタ２８の形のスイッチ対が含まれる。モータ巻線１２、１４、および１６は、それぞれ、トランジスタ２６および２８の個々の相補対の間からタップされる。トランジスタ２６および２８は、コントローラ３３によって制御された形でターンオンおよびターンオフされて、端子１２ｃ、１４ｃ、および１６ｃのそれぞれに印加される電位のパルス幅変調をもたらし、これによって、巻線１２、１４、および１６のそれぞれにまたがって印加される電位差を制御し、したがって、巻線を流れる電流を制御する。これによって、巻線によって作られる磁界の強さおよび方位が制御される。

抵抗３４の形の電流測定装置が、グラウンド線３２でモータ１とグラウンドの間に設けられ、その結果、コントローラ３３が、巻線１２、１４、および１６のすべてを通って流れる総電流を測定できるようになる。巻線のそれぞれの電流を測定するために、総電流を、ＰＷＭ期間のうちに巻線の各端子に印加される電圧（したがって特定相の導通状態）が既知である正確な瞬間にサンプリングしなければならない。電流の変化率を測定するように配置されたｄｉ／ｄｔセンサであるさらなるセンサ３６が、グラウンド線３２に、電流センサ３４と直列に設けられる。ｄｉ／ｄｔセンサ３６は、以下に説明するように、相のインダクタンスを、したがって、回転子の位置を測定するのに使用される。

図３から、固定子の鉄と回転子バック鉄の間の空気ギャップが位置に伴って変化し、回転子位置に伴う固定子磁束リラクタンスの変動がもたらされるので、回転子２のインダクタンスが、電気的位置に伴って変化することを諒解されたい。３相Ａ、Ｂ、およびＣのそれぞれのインダクタンスの変動を、図５に示す。

図７を参照すると、表面磁石回転子６０において、磁石６２が、回転子コア６４の表面に取り付けられ、したがって、回転子位置に伴うインダクタンスの変動を生成する回転子突極は、ほとんどまたは全くない。しかし、磁石６２の１つが固定子歯６６を通過する時に、局所化された磁気飽和が、磁石のコーナ７０の近くの固定子歯で発生し、これによって、固定子巻線のインダクタンスが変更される。これによって、位置に伴うインダクタンスの規則的変動が作られ、これを、上述した内部磁石回転子で生じる同一の方法で使用して、回転子位置を決定することができる。

回転子位置に伴う相インダクタンスの予測可能で一貫した変動があるので、回転子位置を、相インダクタンスの知識から正確に決定することができる。永久磁石（ＰＭ）モータでは、特定相のインダクタンスが、一般に、ｑ軸がその相に整列する時に最も大きく、ｄ軸がその相と整列する時に最も小さい。その結果、インダクタンスは、電気的周波数の２倍で変化し、したがって、相インダクタンス式は、電気的に１８０°離れた２つの可能な回転子位置を与える。システムは、この２つの位置のどちらが正しい位置であるかを決定する必要がある。適当な方法の１つが、大きい正負のテスト電流を印加し、結果のインダクタンス測定での局所化された磁気飽和の影響を比較することによって、開始時に磁気極性を決定することである。この手順を１回実行したならば、磁気極性がわかり、回転子位置を、必ず一意に決定することができる。

図５に示されたモータのモデルでは、相インダクタンスが、最大値Ｌ_ｑから最小値ｌ_ｄまで、位置に伴って正弦波的に変動すると仮定されている。Ｌ_ｄおよびＬ_ｑは、それぞれ直接回転子軸または直角位相回転子軸が、測定される相の固定子軸と整列する時の相インダクタンスを表す。

図５に示されたインダクタンス変動は、複素座標で、長さＬ_０およびΔＬの反対に回転する２つのベクトルの和として表すことができ、ここで、Ｌ_０は、平均インダクタンスであり、ΔＬは、１回転にわたるインダクタンスのピークツーピーク変動の半分すなわち、インダクタンスの変動の振幅である。Ｌ_０＞ΔＬについて、これらは、
Ｌ_０＝（Ｌ_ｑ＋Ｌ_ｄ）／２
ΔＬ＝（Ｌ_ｑ―Ｌ_ｄ）／２ （１ａ）、（１ｂ）
と定義される。所与の回転子角度でのインダクタンスＬ（θ）は、２つの反対に回転する複素ベクトルの和の実部すなわち、
Ｌ（θ）＝Ｒｅ｛Ｌ_０ｅ^ｊθ−ΔＬｅ^−ｊθ｝ （２）
であり、これを再配置すると、
Ｌ（θ）＝Ｒｅ｛Ｌ_０−ΔＬｅ^−２ｊθ｝ （３）
が得られる。

したがって、３つの相Ａ、Ｂ、およびＣで測定される相インダクタンスは、
Ｌ_Ａ（θ）＝Ｒｅ｛Ｌ_０−ΔＬｅ^−２ｊθ｝
Ｌ_Ｂ（θ）＝Ｒｅ｛Ｌ_０−ΔＬｅ^{−２ｊ［θ−２π／３］}｝ （４）
Ｌ_Ｃ（θ）＝Ｒｅ｛Ｌ_０−ΔＬｅ^{−２ｊ［θ−４π／３］}｝
であり、これは、
Ｌ_Ａ（θ）＝Ｌ_０−ΔＬ ｃｏｓ（２θ）
Ｌ_Ｂ（θ）＝Ｌ_０−ΔＬ ｃｏｓ（２［θ−２π／３］） （５ａ）−（５ｃ）
Ｌ_Ｃ（θ）＝Ｌ_０−ΔＬ ｃｏｓ（２［θ−４π／３］）
と書き直すことができる。

この関係が、図５に示されている。３つの相インダクタンスが既知である場合に、３つの未知変数すなわち、回転子角度θ、平均インダクタンスＬ_０、およびピークインダクタンスΔＬを決定することができる。

Ｌ_０は、

から見つけることができる。ΔＬおよびθは、まずパークス変換（Ｐａｒｋｅｓ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を適用して、αフレームインダクタンスおよびβフレームインダクタンスを計算することによって見つけることができる。

したがって、ΔＬは、

であり、θは

である。ただし、ｎは、角度を一意に決定できないので現れる任意の整数であり、上で説明した開始時ルーチンを使用して決定することができる。

相インダクタンスオンライン決定
相インダクタンスは、正負のテスト電圧に応答する相電流の変化の速度を測定することによって決定することができる。これは、システム式から逆起電力項を除去するので堅牢な技法である。この逆起電力は、除去されない場合に、正確に決定することが難しく、測定誤差につながる可能性がある。

ある相のインダクタンスを決定するために、次のステップを行う。
１．正の電圧＋Ｖを十分な時間だけ相に印加して、電流の変化の立ち上がり変化率ｄｉ_１／ｄｔを決定する。
２．負の電圧−Ｖを十分な時間だけ相に印加して、電流の変化の立ち下がり変化率ｄｉ_２／ｄｔを決定する。
図６に、印加される電圧Ｖ（ｔ）、相インダクタンスＬ_ｐｈ、およびモータ逆起電力ｅを組み込んだ、駆動の１つの相の単純化された回路モデルを示す。

正のテスト電圧が印加される時には、

である。負のテスト電圧が印加される時には、

である。電流ｉ_１およびｉ_２の平均値は、サンプリング期間にわたって事実上同一であり、その差（ｉ_１−ｉ_２）が小さいので、抵抗部分を無視することができる。したがって、（１０）から（１１）を引き、整理することによって、相インダクタンスは

になる。したがって、瞬時相インダクタンスは、印加される電圧と測定された電流の変化率だけから決定される。
コントローラ３３は、これから説明するように、モータの出力トルクを制御するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）を使用して、相Ａ、Ｂ、およびＣに印加される電圧を制御するように配置される。

図８を参照すると、３相システムの各巻線２、４、および６は、給電レール２０またはグラウンド線２２のいずれかだけに接続することができ、したがって、制御回路の８つの可能な状態がある。正電圧である相の１つを表すのに１を使用し、グラウンドに接続された相を表すのに０を使用すると、状態１を、相Ａが１、相Ｂが０、相Ｃが０であることを示す［１００］と表すことができ、状態２を［１１０］、状態３を［０１０］、状態４を［０１１］、状態５を［００１］、状態６を［１０１］、状態０を［０００］、状態７を［１１１］と表すことができる。状態１から６のそれぞれは、電流が巻線２、４、および６のすべてを通って流れ、そのうちの１つを通ってある方向に、他の２つを通って他の方向に流れる導通状態である。状態０は、すべての巻線がグラウンドに接続される０Ｖ状態であり、状態７は、すべての巻線が給電レールに接続される０Ｖ状態である。

状態１、２、３、４、５、および６を、本明細書では、それぞれ状態＋Ａ、−Ｃ、＋Ｂ、−Ａ、＋Ｃ、および−Ｂと称するが、これは、これらのそれぞれが、巻線にまたがって印加される電圧が相の個々の１つの正方向または負方向である状態を表すからである。たとえば、＋Ａ状態では、Ａ相が、給電レールに接続され、他の２つの相が、グラウンド線に接続され、−Ａ状態では、接続が逆になる。

回路が、パルス幅変調を作るように制御されている時に、相のそれぞれは、通常、各ＰＷＭ期間に１回ターンオンされ、ターンオフされる。各状態でとられる時間の相対的な長さは、各巻線で作られる磁界の大きさおよび方向を決定し、したがって、回転子に印加される総トルクの大きさおよび向きを決定する。この時間の長さは、さまざまな変調アルゴリズムによって計算することができるが、この実施形態では、空間ベクトル変調技法を使用する。

電圧テストパターンの印加
相のそれぞれにまたがる正負のインダクタンス測定電圧を組み込まれた電圧テストパターンが、適用されるＰＷＭ電圧パターンに余分な非ゼロ状態を挿入することによって、３相ＰＷＭ波形に組み込まれる。この技法を、本明細書で空間ベクトル変調（ＳＶＭ）を使用して便利に説明するが、すべてのＰＷＭ変調方式を、この技法を実施するように適合させることができる。

図９を参照すると、状態ベクトル変調システムにおいて、各ＰＷＭ期間に状態のそれぞれで費やされる時間が、状態ベクトル変調（ＳＶＭ）図の状態ベクトルとして表される。このタイプの図では、単一の状態ベクトルが、ベクトルＳ１からＳ６の方向のベクトルであり、これらの方向のそれぞれでのベクトルの長さが、それぞれの状態で各ＰＷＭ期間が費やす時間の長さを表す。これは、巻線の所望の電圧を、電圧の大きさおよび方向を表す電圧ベクトルに対応する図上の点として表すことができ、その長さが各ＰＷＭ期間がその状態で費やす時間を表す、状態ベクトルｓ１、ｓ２などの組合せによって作ることができることを意味する。
典型的なテストパターン
巻線に印加されるテスト電圧を表すテストベクトルの例を、図９に示す。この図では、２対のテストベクトルが印加され、これによって、２つの相（この例ではＡおよびＣ）のインダクタンスを同時にすなわち同一のＰＷＭ期間に測定できるようになる。このパターンが、正負の相Ａベクトルおよび正負の相Ｃベクトルからなることがわかる。これらのベクトルが、同一の長さであるすなわち、状態１および４のそれぞれで費やされる時間と、状態２および５のそれぞれで費やされる時間が同一であると仮定すると、テストベクトルからの正味の電圧が０になることを諒解されたい。

電流の変化率を測定するために、センサおよび関連する回路を設定し、読みをとるために、有限の時間が必要である。相電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を測定するのに必要な最小の時間を、本明細書ではＴ_ｓｄと定義する。したがって、ベクトルのそれぞれは、図９に示されているように最小の時間Ｔ_ｓｄのベクトルでなければならない。

Ｔ_ｓｄをできる限り小さく保つために、別々の、上で説明した電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）センサ３６を使用する。これによって、電流の変化率を単一の読みで決定できるようになるのに対して、電流センサは、この情報を得るために２回サンプリングされなければならない。

図９に示されたテストベクトルを用いると、ＤＣリンクの大地帰路で単一の電流センサ３４を使用して相電流を測定できるようにもなる。単一のセンサシステムで電流を測定するのに必要な最小時間は、Ｔ_ｓｉと定義され、３つのすべての相電流を決定するために、互いに反対ではない少なくとも２つの導通状態での電流を測定する必要がある。したがって、２つの相からの最小長さＴ_ｓｉの２つの非ゼロベクトルがあるならば、単一のＰＷＭ期間に相電流を決定することができる。

図１０に、図９の状態ベクトルを実現する通常のＰＷＭパターンを示す。リンクリターン電流センサ３４およびリンクリターンｄｉ／ｄｔセンサ３６について期待される通常の出力も示されている。すべての相電圧が、ハイ−ロウ−ハイと変化する。状態０で２つ、状態７で１つの、３つの非導通状態の期間と、４つの導通状態１、２、４、および５がある。導通状態中に、電流の変化率ｄｉ／ｄｔは、電流が一定の率で増えるので実質的に一定である。電流大きさセンサｄｉ／ｄｔセンササンプル点は、個々の導通期間の終りに向かい、これによって、状態の切替の後に電流が定まるようにする。

テストパターンと印加される電圧ベクトルの組合せ
図９および１０に、０の変調指数に印加されるテスト電圧ベクトルを示す。０を超える変調指数について、テストベクトルは、モータの所望の出力トルクを作るために計算された、相電流生成する電圧デマンドベクトルに重畳されなければならない。これの通常の例を、図１１の空間ベクトル図に示す。要求される状態ベクトルｖは、２つの主状態ベクトル＋Ａおよび−Ｃからなり、４つのテスト期間ベクトルは、それぞれ長さＴ_ｓｄである。この場合の通常のＰＷＭパターンおよびセンサ出力を、図１２に示す。

図１１から、テストベクトルをデマンドベクトルに重畳することによって、「有用な」電圧を作るためにＰＷＭ期間で使用可能な時間が４Ｔ_ｓｄだけ減ることがわかる。

異なるタイプのテストベクトルパターンの分析
図１１および１２の例によって、２つの相のインダクタンスを同時にすなわち、同一のＰＷＭ期間に測定するために普通のＰＷＭ波形をどのように適合させることが可能であるかが示されている。しかし、ＰＷＭ波形は、１つ、２つ、または３つのインダクタンスを同時に測定するように適合させることができ、このそれぞれが異なる結果を有する。

３つのインダクタンスを同時に測定するテストベクトルパターン
図１３ａに、３つのすべてのインダクタンスを同時に測定するのに必要なテストベクトルを示す。要求電圧は、やはり、２つのベクトル＋Ａおよび−Ｃからなり、それぞれが長さＴ_ｓｄの６つのテスト電圧ベクトルがあり、この６つのテストベクトルに、６つの主ベクトル＋Ａ、−Ａ、＋Ｂ、−Ｂ、＋Ｃ、および−Ｃのそれぞれ１つが含まれ、０の正味電圧が作られる。明らかに、６つの非０ベクトルが必要なので、有用な電圧の生成に使用可能な時間は、６Ｔ_ｓｄだけ減る。

図１３ｂに、これらのベクトルを実現する、１つのＰＷＭ期間の通常のＰＷＭパターンを示し、図１３ｃに、対応する状態の要約を示す。ＰＷＭパターンが、２つの普通でない特徴を有することがわかる。第１に、ゼロ電圧状態ベクトルを適用することが不可能であり、したがって、ゼロ電圧状態が、テストベクトルのそれぞれのサイズを増やすことによって置換され、対抗するテストベクトルの各対が、等しい長さに保たれて、ゼロの正味値が維持される。第２に、相の１つの動作を、他の２つと逆にしなければならない。言い換えると、相の２つの上側トランジスタの状態が、あるＰＷＭ期間でロウ−ハイ−ロウになるが、第３の相ではハイ−ロウ−ハイになる。この特徴の両方が、普通ではないが、これらは、物理的に可能であり、実用的システムでこれらを実現することが可能でなければならない。

ゼロむだ時間を有する理想的な場合を仮定すると、３相で瞬時相インダクタンスを測定しながら印加できる、本明細書では基本的にＤＣリンク電圧の半分に対するピーク相電圧の比と定義される最大変調指数ｍ_ｍａｘは、

であることを示すことができる。ただし、Ｔ_ｐはＰＷＭ期間である。
Ｔ_ｓｄおよびＴ_ｓｉがＰＷＭ期間Ｔ_ｐの１０％である通常のシステムでは、これによって、０．４６の最大理論変調指数が与えられる。明らかに、実際の例では、この数を多少減らすインターロック遅延（むだ時間）の効果を考慮に入れなければならない。

３相インダクタンス測定手法の主な長所は、各ＰＷＭ期間に正確に回転子位置を決定できるようになることである。主な短所は、最大変調指数が厳しく制限され、非常に普通でないＰＷＭパターンが作られることである。

２つのインダクタンスを同時に測定するテストベクトルパターン
２相測定パターン（上で図１１を参照して説明したものなど）では、テストパターンを作ることで浪費される時間の長さが４Ｔ_ｓｄに減る。単一のＰＷＭ期間に２つの相だけが測定されるので、測定できるベクトルの対の３つの異なる組合せがある。各組合せは、電圧需要があるＳＶＭベクトル空間のセクタに依存して、３つの異なるタイプのパターンをもたらす。パターンの中に、他のパターンより実現が簡単なものがある。

図１４ａに、状態ベクトル図のセクタ１のパターンＩを示し、図１４ｂに、対応する状態要約を示す。これは、４つの非ゼロ状態ベクトルを含み、特定のセクタとその逆の２つの主状態ベクトルだけからなるので、そのセクタに自然なパターンである。

図１４ｂに、パターンＩＩを示す。これには、５つの非ゼロ状態ベクトルが含まれ、隣接セクタからの状態が含まれる。パターンＩと異なって、ゼロ状態ベクトル７を使用することはできないが、ゼロ状態ベクトルゼロを実現できるので、これは実際の実現の問題を提示していない。

図１４ｃに、パターンＩＩＩを示す。これにも、５つの非ゼロ状態ベクトルが含まれるが、この場合に使用可能なゼロ状態ベクトルは、ベクトル７だけである。このパターンに関する主な問題は、３相インダクタンス測定のパターンと同様に、結果のＰＷＭ波形の１相が、ロウ−ハイ−ロウではなく、ハイ−ロウ−ハイにならなければならないことである。

実際的な解決は、パターンＩおよびＩＩだけを使用することである。この２つのパターンの間で素早く交番することによって、３つの相インダクタンスのすべてを決定することができる。表１に、状態ベクトル図の、図９に示されたセクタのそれぞれの相測定でどのパターンを選択すべきかを示す。

ゼロインターロック遅延を仮定すると、任意のパターンの２相インダクタンス測定に関する最大変調指数は、

である。Ｔ_ｓｄおよびＴ_ｓｉがＰＷＭ期間Ｔ_ｐの１０％である、上で説明した通常のシステムでは、これによって、０．６９の最大変調指数が与えられる。

２インダクタンス測定技法では、使用可能な最大変調指数が大きく増える。作られるＰＷＭパターンは、標準的な単一電流センサパターンに非常に類似し、作るのが比較的簡単である。パターンＩとＩＩの間で素早く切り替えることによって、３つの相インダクタンスのすべてを決定することができる。さらに、１つの相が２回測定されると言う事実から生じる冗長性を活用して、位置推定の精度を改善することが可能である。

１つのインダクタンスを測定するテストベクトルパターン
図１７ａおよび１７ｂは、１つの相すなわち、ベクトル空間のセクタ１の相Ａだけのインダクタンス測定に関する状態ベクトル図および状態要約である。図１８ａおよび１８ｂは、相Ｂの対応する図であり、図１９ａおよび１９ｂは、相Ｃの対応する図である。相ＡおよびＣについて、ＰＷＭパターンに対する制限なしでインダクタンスを測定することができる。しかし、相Ｂについて、ゼロ状態空間ベクトル７にパターンを組み込むことができないが、やはり、これによって大きい実施の問題は提示されない。一般に、所与のセクタについて、正または負のベクトルがセクタに隣接しない相のインダクタンスを測定するのに必要なパターンは、状態ベクトル７に組み込まれない。

テストパターンに、１つの相のテストベクトルだけが組み込まれるので、２つの相電流を測定するのに十分な時間がＰＷＭ波形内にあることを保証することは、もはや不可能である。たとえば、図１７ａの例で、−ＣベクトルがＴ_ｓｉより短い場合に、どのＰＷＭ期間中にも、相Ａの電流だけを測定することができ、このときに相Ａのインダクタンスが測定される。図１８ａおよび１９ａを参照すると、相ＢおよびＣのインダクタンスが測定されている間に、ベクトル＋ＡがＴ_ｓｉより長いならば、２つの相電流を測定することができる。したがって、信号電流センサ電流測定を成功裡に実行するために、セクタのある領域で、長さＴ_ｓｉの余分なテストベクトルを追加して、単一の電流センシングに、必要な２つの相電流の１つの測定に十分な時間を組み込む必要がある。これが適用される領域を、図２０に示す。＋Ａまたは−Ａの主ベクトルのＴ_ｓｉ内の領域について、相Ａのインダクタンスを測定する時に余分なテストベクトルが必要であり、＋Ｂまたは−Ｂの主ベクトルのＴ_ｓｉ内の領域について、相Ｂのインダクタンスを測定する時に余分なテストベクトルが必要であり、＋Ｃまたは−Ｃの主ベクトルのＴ_ｓｉ内の領域について、相Ｃのインダクタンスを測定する時に余分なテストベクトルが必要であることがわかる。２つの状態ベクトルのＴ_ｓｉ内の、相図の中心に近い領域について、完全な単一センサ電流測定を維持しながらインダクタンスのうちの２つを測定するために、余分なテストベクトルが必要である。

図２０には、１つの相インダクタンスおよび２つの相電流を同時に測定できるようにするテストベクトルパターンの動作の限度も示されている。したがって、ゼロインターロック遅延の最大変調指数は、

である。ただし、関数ｍｉｎ｛ｘ，ｙ｝は、ｘおよびｙのうちの小さい方を返す。
Ｔ_ｓｄおよびＴ_ｓｉがＰＷＭ期間Ｔ_ｐの１０％である、上で説明した通常のシステムでは、最大変調指数が、ｍｉｎ｛０．９２，０．９３｝＝０．９３になる。

最大変調指数は、第２の相電流を測定しないことによって、または余分なテストベクトルが必要な領域でインダクタンスを測定しないことによってのいずれかで増やすことができる。しかし、上の結果が示すように、余分なテストベクトルの追加は、実際の実施形態の最大変調指数を大きくは減らさない。

この単一相インダクタンス測定方式は、最高の最大変調指数を与え、したがって、最高速度まで動作する。この方式は、一般に、２相方式よりわずかに悪い精度および位置測定の動的応答をもたらすが、サンプルレートが高いならば、これは特に顕著ではない。

位置を決定する方法
相のインダクタンスがわかったならば、式（５（ａ）−（ｃ））を解くことによって、回転子位置を決定することができる。３つのすべての相インダクタンスが同時に測定される時には、このプロセスは単純である。しかし、一時にインダクタンスのうちの２つまたは１つだけが測定される時には、古いインダクタンス測定値と新しいインダクタンス測定値を組み合わせて位置を決定する必要がある。これらの測定値を組み合わせる形は、位置信号の精度および動的特性に影響する。

３つ瞬時インダクタンス測定からの位置決定
３つのすべての相インダクタンスが同時に測定される時に、連立方程式（５（ａ）−（ｃ））を同時に解くことによって、回転子位置を直接に決定することができる。この手法は、最高の帯域幅と最高の精度を有する位置信号を与える。

連続的インダクタンス測定からの位置決定
１つまたは２つのインダクタンスだけが各ＰＷＭ期間に測定される時に、あるサンプル時に測定されなかった相の古いインダクタンス測定値を使用することによって、位置を推定することができる。図２１に、インダクタンスが対で測定される状況を示す。時刻ｔ_２に、Ｂ相およびＣ相のインダクタンスの現在値（ＬＢ２およびＬＣ２）と、時刻ｔ_１の前ＰＷＭ期間の前サンプルからの相Ａインダクタンスの値（ＬＡ１）とを使用することによって、位置を決定することができる。古い相Ａのインダクタンスが、時間的に前に外挿されるので、計算される位置にわずかな誤差がある。しかし、１サンプル時間Δｔ中に回転子が移動する角度Δθが小さい場合に、位置誤差も小さくなる。

図２３に、インダクタンスが対で測定される時にこの方法で得られる計算された回転子位置のシミュレートされた誤差を示す。位置誤差が、電気周波数の４倍の速度で正弦波的に変化することがわかる。経験的に、最大誤差がΔθの１／３にほぼ等しいことがわかっている。この推定が、電流および前の測定値の組合せに基づくので、位置信号の帯域幅が、増えた時間遅れに起因して、３つ同時の読みの場合よりわずかに少ないことに留意されたい。

一時に１つのインダクタンスだけが測定される時に、位置は、図２２に示されているように、３つの異なるサンプリング時に測定されたインダクタンスから計算される。経験的に、位置誤差はΔθの２／３よりわずかに小さく、これは、インダクタンスが対で測定される時に発生する誤差の約２倍である。

同時に行われるインダクタンス測定の数を減らすことによって、信号の精度および帯域幅が減るが、測定が十分頻繁に行われるならば、信号品質の低下が少ないことがわかる。
上の技法を使用して、他の既知の注入技法を用いて達成できるものよりはるかに高い速度で位置信号を計算することが可能である。この理由から、一部の応用例および実施形態で、位置信号にフィルタリングを適用して、信号品質を改善することが可能である。具体的に言うと、位置をオブザーバに供給して、より正確な表現を与えることができる。

潜在的な雑音の問題
上の議論から、２相および単一相のインダクタンス測定技法が、３相技法よりはるかに実用的な解決策であることを諒解されたい。しかし、これらの手法を使用して正確な高帯域幅位置信号を得るために、２相技法では２つのテストベクトルパターン（パターンＩおよびＩＩ）の間、単一相技法では３つのテストパターン（相Ａ、Ｂ、およびＣ）の間で素早く切り替えることが必要である。

図２４ａから２４ｄに、セクタ１で２相技法を実施する通常のＰＷＭパターンを示す。図１４ａに対応する図２４ａに示されているパターンＩから、図１５ａに対応する図２４ｄに示されたパターンＩＩを得るために、相ＡおよびＢの波形を、比較的小さい距離（Ｔ_ｓｄ）だけ右にシフトしなければならず、相Ｃの波形を、大きい距離だけ左にシフトしなければならない。多くの情況で、そのような不連続のジャンプが、電流の不連続制をもたらし、許容不能なレベルの音響雑音につながる。したがって、ジャンプは、複数のＰＷＭサイクルにまたがって実行される。この場合に、３サイクル更新が使用され、図２４ｂおよび２４ｃの２つの中間パターンが、パターンＩとパターンＩＩの間に挿入される。中間パターンが使用されているＰＷＭ期間中には、インダクタンス測定は不可能である。しかし、インダクタンス測定の頻度は、一般に、ほとんどの応用についてそれでも十分である。

必要な中間パターンの数が、特定の応用例に依存し、いくつかの場合に、２よりかなり大きくする必要が生じる可能性があることを諒解されたい。中間パターンの使用を、単一相誘導測定にも使用できることも諒解されたい。

代替技術−Ｌ_０およびΔＬの測定
回転子位置を決定する代替技術が、平均インダクタンスパラメータＬ_０およびピークインダクタンスパラメータΔＬの知識を使用することである。これらのパラメータが既知の場合に、式７（ａ）−（ｃ）からの適当な式を解くことによって、単一の相インダクタンス測定値から位置を決定することが可能である。これは、サンプルごとに異なる相インダクタンス測定の間で交番するのではなく、完全なセクタにまたがるインダクタンス測定に同一の相を使用することができるという長所を有する。これによって、上で図２４ａから２４ｄを参照して説明した潜在的な音響雑音の問題を減らすことができる。さらに、インダクタンスが対で測定される場合に、余分な変数の冗長性を使用して、測定の不正確さを訂正することが可能になる場合がある。

この形で行われる位置推定は、ΔＬおよびＬ_０の値の誤差に非常に敏感になる可能性がある。モータ温度などの要因が、動作中のこれらの値のドリフトを引き起こすので、これらの値をオンラインで推定し、できる限り早く更新することが好ましい。これは、別々の相からの連続するインダクタンス読みをとり、各相のインダクタンスの古い測定値と新しい測定値の組合せを使用してΔＬおよびＬ_０を決定することによって、上と同一の形で行うことができる。これを行うのに特に好都合な方法の１つが、対でインダクタンスを測定し、たとえばセクタ１の全体に図１４ａからのパターンＩを使用することによって、同一の対をセクタ全体にわたって測定することである。あるセクタから次のセクタへの推移の際に、３つのすべてのインダクタンスが、１サンプルの最大遅延以内でわかり、したがって、ΔＬおよびＬ_０を決定することができる。主な判断基準は、すべてのパラメータドリフトを許容するのに十分に頻繁にΔＬおよびＬ_０を更新することである。要求電圧が状態ベクトル図のあるセクタから次のセクタに移動するたびに更新することによって、一般に、これを達成するのに十分に速い更新速度がもたらされる。

この技術は、一部の埋込み磁石モータ設計でそうであるように、トルクを作る電流に伴ってｑ軸インダクタンスが大きく変化するモータトポロジでは、成功しない可能性がある。この場合に、機械のトルク出力での素早い変化について、ΔＬおよびＬ_０の素早い変動を期待することができる。いくつかの情況で、モータ特性のモデルを使用して、フィードフォワードの形でこれを補償することが可能である。しかし、これが可能でない場合に、上で図２１および２２に関して説明した方法が、一般に、より適当である。

電流の変化率の測定
複数の方法を使用して、相巻線の電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を決定して、インダクタンスを決定できるようにすることができる。１つの方法が、各相巻線に電流センサを置き、ある瞬間の電流を測定し、短い時間の後に電流を測定し、この２つの差を計算することである。この技術は、単一電流センサ技術にも適する。たとえば、図４の実施形態で、ｄｉ／ｄｔセンサを削除し、電流センサ３４の複数のサンプルを使用して電流の変化率を測定することができる。この技法の短所は、ｄｉ／ｄｔを測定するために２つの電流測定値をとるのに要求される時間である。これは、Ｔ_ｓｄの実行不可能なほどに大きい値をもたらす可能性がある。さらに、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）の量子化限度が、非常に低分解能のｄｉ／ｄｔをもたらす可能性がある。

これらの問題は、図４のシステムでは、ＤＣリンク期間経路でｄｉ／ｄｔセンサ３６を使用することによって克服される。このセンサは、電流の変化率を決定するために１回だけサンプリングする必要があり、これによって、Ｔ_ｓｄを大幅に減らすと同時に、ｄｉ／ｄｔ信号の分解能を改善することができる。

図２５を参照すると、代替の配置で、電流センサに、抵抗１００と差動増幅器１０２が含まれ、差動増幅器１０２の出力は、抵抗１００にまたがる電圧に伴って変化し、したがって、抵抗１００を通って流れる電流に伴って変化する。アナログ微分器１０４が、電流センサからの信号を微分するように配置される。微分された電流測定値信号が、ディジタルコントローラ１０６の別々のＡ／Ｄポートに入力され、電流および電流の変化の速度を同時に決定することが可能になる。微分は、雑音に敏感になる可能性があるが、信号は、ＰＷＭエッジの間で測定され、したがって、スイッチング雑音に対して比較的鈍感になる。入力を複数のＰＷＭ期間にまたがってサンプリングし、平均値をとることによって、さらなる雑音低減を達成することができる。

説明した実施形態は、図１に示されたものに類似する形で、逆起電力オブザーバ技術を説明した電圧注入技術と組み合わせることによって、速度範囲全体にわたるセンサレス制御を提供することができる。説明した実施形態は、特に単一電流センサシステムでの使用に合わせて調整され、これによって、この単一電流センサシステムが自動推進応用に理想的になる。既知のシステムに対する必要な追加ハードウェアは、ＤＣリンク帰還線の単一のｄｉ／ｄｔセンサおよびマイクロコントローラの追加ＡＤＣポートだけである。アナログ微分器が、電流センサからの信号の微分に使用される場合に、物理的センサの数をさらに減らすことができる。

しかし、本発明を、モータの各相に１つの電流センサを有する、複数電流センサを有するシステムにも適用可能であることを諒解されたい。そのようなシステムは、単一電流センサシステムよりコストが高いが、いくつかの応用例に好ましい。

音響雑音の問題を克服するために、本発明のシステムでは、ＰＷＭに割り込んで別々のテストパターンを注入する手法を使用するのではなく、ＰＷＭパターンに適当なテスト電圧パターンを組み込む。ＰＷＭが割り込まれないので、テストパターンから生じる音響雑音を、既知の電圧注入システムよりかなり低くすることができる。

さらに、ほとんどの場合に、テスト電圧をすべてのＰＷＭサイクルに組み込むことができるので、相インダクタンスを、既知の技法よりはるかに頻繁に決定でき、これによって、位置推定信号の動的特性が改善される。これによって、インダクタンスから位置を計算する新しい技法も可能になる。

本発明を、ある度合の回転子突極性を有する同期リラクタンスモータおよびインダクタンスモータを含む他のタイプのブラシレス機械にも適用可能であることを諒解されたい。

位置センシングの既知の２つの方法が使用されるモータ速度を示す図である。 電気モータの１相のインダクタンスを測定するのに使用される既知の電圧波形を示す図である。 本発明による電気モータを示す図である。 本発明によるモータの駆動回路を示す図である。 図１のモータの回転子角度に伴う相インダクタンスの変動を示す図である。 図１のモータの相の１つの単純化された回路モデルである。 本発明のもう１つの実施形態による外部磁石回転子を示す図である。 図４のシステムの制御回路の８つの状態を示す図である。 図４のシステムで使用されるテスト電圧のパターンを示す空間ベクトル図である。 図９のテスト電圧パターンから生じる相電圧およびセンサ出力を示す図である。 図４のシステムで使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。 図１１のテスト電圧パターンから生じる相電圧およびセンサ出力を示す図である。 図１３ａは、図４のシステムで３相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１３ｂは、図１３ａのパターンから生じる相電圧を示す図である。図１３ｃは、図１３ａのパターンから生じる状態を要約した表である。 図１４ａは、図４のシステムで２相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１４ｂは、結果の状態の要約を示す図である。 図１５ａは、図４のシステムで２相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１５ｂは、結果の状態の要約を示す図である。 図１６ａは、図４のシステムで２相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１６ｂは、結果の状態の要約を示す図である。 図１７ａは、図４のシステムで１相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１７ｂは、結果の状態の要約を示す図である。 図１８ａは、図４のシステムで１相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１８ｂは、結果の状態の要約を示す図である。 図１９ａは、図４のシステムで１相誘導測定に使用されるテスト電圧のさらなるパターンを示す空間ベクトル図である。図１９ｂは、結果の状態の要約を示す図である。 誘導および電流センシングが２相誘導測定配置でさらなる電圧ベクトルの追加を必要とする、空間ベクトル図の区域を示す図である。 図４のシステムで回転子位置を測定する方法を示す図である。 図４のシステムで回転子位置を測定するもう１つの方法を示す図である。 図２１の方法での、位置測定での測定された相インダクタンスおよび推定誤差を示す図である。 図２４ａは、図１４ａのパターンと図１５ａのパターンの間で切り替える２相インダクタンス測定方法でＰＷＭパターンの変化がどのように制御されるかを示す図である。図２４ｂは、図１４ａのパターンと図１５ａのパターンの間で切り替える２相インダクタンス測定方法でＰＷＭパターンの変化がどのように制御されるかを示す図である。図２４ｃは、図１４ａのパターンと図１５ａのパターンの間で切り替える２相インダクタンス測定方法でＰＷＭパターンの変化がどのように制御されるかを示す図である。図２４ｄは、図１４ａのパターンと図１５ａのパターンの間で切り替える２相インダクタンス測定方法でＰＷＭパターンの変化がどのように制御されるかを示す図である。 本発明のもう１つの実施形態によるインダクタンス測定用の代替回路を示す図である。

Claims (26)

1. 複数の相を含む多相ブラシレス電気モータの駆動システムであって、前記システムは、
   前記相のそれぞれにまたがって印加される相電圧を変更するように配置されたスイッチ手段を含む駆動回路と、
   前記モータの機械的出力を制御するために前記相電圧のＰＷＭ制御を提供するために前記スイッチ手段を制御するように配置された制御手段とを含み、
   前記制御手段は、さらに、テスト期間を含むようにＰＷＭ電圧パターンを制御し、前記テスト期間中の前記相の少なくとも１つの電流の変化率を測定し、その変化率から前記相の少なくとも１つのインダクタンスを決定し、これによって前記モータの回転位置を決定するように配置され、
   前記制御手段は、テスト期間の少なくとも１つの対を定義し、テスト期間の前記対の一方の前記相電圧が、テスト期間の前記対の他方の前記相電圧と反対になるようにし、
   前記制御手段は、テスト期間の前記対で測定された前記電流の変化率から、前記相のうちの１つのインダクタンスを決定するように配置され、テスト期間の前記対の両方が、同一のＰＷＭ期間に、出力トルクを作る前記ＰＷＭ期間内の出力作成期間に加えて提供される、駆動システム。
2. 前記制御手段は、単一のＰＷＭ期間に前記相のすべての前記インダクタンスを測定するように配置される、請求項１に記載のシステム。
3. 前記制御手段は、必要なモータ出力を作るためのＰＷＭ期間内の複数の出力作成期間中の複数の導通状態および前記テスト期間中の複数の導通状態にスイッチング手段を切り替えるように配置され、前記テスト期間は、前記出力作成期間および前記テスト期間が前記ＰＷＭ期間の全体を占めるのに十分に長い期間である、請求項２に記載のシステム。
4. 前記制御手段は、単一のＰＷＭ期間に前記相の一部だけの前記インダクタンスを測定するように配置される、請求項１に記載のシステム。
5. ３相を有するモータについて、前記制御手段は、単一のＰＷＭ期間に前記相のうちの２つだけの前記インダクタンスを測定するように配置される、請求項４に記載のシステム。
6. 前記モータのすべての位置について、前記ＰＷＭ期間がゼロＶ状態を含むようにするために、前記インダクタンスを測定できる３つの相から２対を選択することができ、前記制御手段は、１つのＰＷＭ期間に前記対の一方の前記インダクタンスを測定し、後続ＰＷＭ期間に他方の対の前記インダクタンスを測定するように配置される、請求項５に記載のシステム。
7. 前記制御手段は、連続するＰＷＭ期間の相の前記対の間でインダクタンス測定を交番するように配置される、請求項６に記載のシステム。
8. 前記制御手段は、１つのＰＷＭ期間に前記相の１つだけの前記インダクタンスを測定するように配置される、請求項１に記載のシステム。
9. 前記制御手段は、複数のＰＷＭ期間にわたって前記相のすべての前記インダクタンスが測定されるようにするために、前記インダクタンスが測定される１つまたは複数の相を変更するように配置される、請求項３ないし８のいずれかに記載のシステム。
10. 前記制御手段は、少なくとも１つの相のインダクタンス測定を可能にするために第１ＰＷＭ期間に第１ＰＷＭパターンを提供し、前記第１ＰＷＭ期間に測定されない少なくとも１つの相のインダクタンス測定を可能にするために第２ＰＷＭ期間に第２の異なるＰＷＭパターンを提供し、前記第１期間と前記第２期間との間のＰＷＭ期間に少なくとも１つの中間ＰＷＭパターンを作るように配置され、前記中間パターンは、形状において前記第１パターンと前記第２パターンの間の中間である、請求項８又は９に記載のシステム。
11. 前記制御手段は、前記中間ＰＷＭ期間に前記相の前記インダクタンスを測定しないように配置される、請求項１０に記載のシステム。
12. 前記制御手段は、各ＰＷＭ期間に前記モータの前記位置を決定するように配置される、請求項１から１１のいずれかに記載のシステム。
13. 前記制御手段は、前記相のそれぞれのインダクタンスの最後の測定値に基づいて前記モータの前記位置を決定するように配置される、請求項１２に記載のシステム。
14. 前記制御手段は、前記モータの回転中に発振する、前記相の１つの前記インダクタンスの平均値およびピーク値を決定し、その相の瞬時インダクタンスを測定し、前記インダクタンスの前記平均値、前記ピーク値、および前記瞬時値から前記モータの前記位置を決定するように配置される、請求項１に記載のシステム。
15. 主電圧の同一の対から作ることができるすべての要求される電圧について、同一の２つの相の前記インダクタンスが測定され、前記要求される電圧が、主電圧の異なる対が必要になり、インダクタンスの異なる対が測定されるように変化する時に、前記相のすべての前記インダクタンスの最後の測定値が、前記インダクタンスの前記平均値および前記ピーク値の決定に使用される、請求項１４に記載のシステム。
16. 前記テスト期間中に前記相の前記電流を測定するように配置された単一の電流センサをさらに含む、請求項１から１５のいずれかに記載のシステム。
17. 前記制御手段は、前記電流センサを使用して各ＰＷＭ期間に２つの相の前記電流の大きさを測定し、これによって前記相のすべての前記電流を決定するように配置される、請求項１６に記載のシステム。
18. 前記テスト期間は、それぞれ、前記相の１つの前記電流の大きさを前記電流センサによって測定できるようにするのに十分に長い、請求項１７に記載のシステム。
19. 前記制御手段は、２つの導通状態の間で前記スイッチング手段を切り替えることによって作ることができる要求された電圧のグループを定義するように配置され、前記導通状態の少なくとも１つで必要な時間が、前記電流の前記大きさを測定できるようにするのに不十分であり、これらの要求される電圧が、ゼロ正味電圧のさらなるテスト期間と、前記相の１つの前記電流の前記大きさを測定できるようにするのに十分な長さを追加するのに不十分である、請求項１０に記載の場合に請求項１７に記載のシステム。
20. 前記さらなるテスト期間は、いくつかのパルス幅変調期間でのみ追加される、請求項１９に記載のシステム。
21. 前記相の１つの前記電流の前記大きさを測定できるようにするために、前記インダクタンス測定テスト期間および出力作成期間が一緒に１ＰＷＭ期間内の２つの導通状態のそれぞれで十分な時間を提供しない時に限って、前記余分のテスト期間が追加される、請求項２０に記載のシステム。
22. 電流センサと、前記電流センサからの出力を微分し、これによって前記相インダクタンスを測定するように配置された微分器とを含む、請求項１から２１のいずれかに記載のシステム。
23. 単一の電流センサは、前記電流の大きさの測定およびインダクタンス測定に使用される、請求項１８に記載の場合に請求項２２に記載のシステム。
24. 前記相の前記電流を測定する複数の電流センサをさらに含む、請求項１ないし１５のいずれかに記載のシステム。
25. 前記電流センサは、前記相ごとに１つの電流センサを含む、請求項２４に記載のシステム。
26. 複数の相を含む多相ブラシレス電気モータを制御する方法であって、システムが、前記相のそれぞれにまたがって印加される相電圧を変更するように配置されたスイッチ手段を含む駆動回路を含み、
    前記方法は、
    前記モータの機械的出力を制御するために前記相電圧のＰＷＭ制御を提供するために前記スイッチ手段を制御するステップと、
    テスト期間の少なくとも１つの対であって、前記対の一方の前記相電圧が前記対の他方の前記相電圧と反対である前記対を定義するステップと、
    テスト期間を含むようにＰＷＭ電圧パターンを制御するステップと、
    前記テスト期間の前記対の両方を、同一のＰＷＭ期間に、出力トルクを作る前記ＰＷＭ期間内の出力作成期間に加えて提供するステップと、
    前記テスト期間中の前記相の少なくとも１つの電流の変化率を測定するステップと、
    前記テスト期間の前記対で測定された前記電流の変化率から、前記相のうちの１つのインダクタンスを決定するステップと、
    前記相の少なくとも１つの前記インダクタンスによって前記モータの回転位置を決定するステップと
    を含む方法。

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