CN101527537B - 撷取三相电流信息调整脉冲宽度的方法及其脉宽调制*** - Google Patents

Abstract

于一交流电机产生一三相电流后，将该三相电流调制以产生一原始电压空间向量，并***三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。另分别在该三检测向量***时间中进行电流取样，以产生一取样结果，再根据该取样结果调整一脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。

Description

撷取三相电流信息调整脉冲宽度的方法及其脉宽调制***

技术领域

本发明涉及一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，特别是涉及一种藉由单一直流链电流传感器撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法。

背景技术

近年来，随着电机变频技术的蓬勃发展，交流电机在工商业的用途上日趋重要，从工具机、电动车辆，到家用的变频冷气都需要采用交流电机的驱动控制技术。而在交流电机的驱动器***中，核心的直流交流换流器(DC/AC inverter)的操作原理是以脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)的技术为基础。例如由PWM更进一步发展出的正弦波宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)，利用三相弦波的电压与一三角载波做比较，并依据其差异产生不同的波宽调制，因为设计简单，可降低噪音及链波，而普遍被应用于一般的交流电机的设计中。而近几年来，另一由PWM发展出的空间向量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)的技术，利用跟踪圆形旋转磁场来控制PWM的电压，将电压空间向量相加，以得到磁链的轨迹，还因为可减少输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低了转矩的脉动，而具有噪音低、电压利用率高、容易数字化等优点，有后来居上的趋势。SVPWM不仅比相同频率的SPWM可以得到较高的输出电压能力，及较少的切换次数，还可以根据所送出的空间向量电压，得到直流链电流与相电流的关系，因此逐渐被应用在较高阶的电机设计中。

三相交流电机在进行闭回路控制时，若欲提升控制回路的频宽，电流内回路的控制就变得相当重要。在交流电机的驱动控制的核心技术中，如何藉由调制脉宽的讯号来控制换流器的输出电压，进而控制交流电机的电流以产生扭矩(torque)，同时可以有效地控制交流电机的扭矩输出，得到较佳的电机运转效率，根本问题即是如何控制三相交流电机的三相电流。因此在一般三相交流电机的驱动器中，会使用至少两个相电流传感器以得到电流的回授信号，以便进行电流控制回路的设计；然而由于成本、体积、重量及驱动电路电路板尺寸的考虑，此至少两个的相电流传感器(例如霍尔电流传感器，Hall current sensor)，会增加整个驱动***的成本，同时因为只感测三相电流中的两相电流，第三相电流在估测时，可能会因为外部电路组件特性的差异与漂移导致误差，而此误差可能会反映在电机输出的扭矩的特性上，造成扭矩涟波。因此部分现有技术中，都提出省略此多个相电流传感器，直接使用单一个直流链电流传感器(DC-link current sensor)的方法，以期解决此问题。因为单一直流链电流传感器较霍尔电流传感器的成本低、体积小且重量轻，并且可经由单一直流链电流(DC-link current)来得到所需的三相电流。

藉由单一直流链电流来得到所需的三相电流的技术常仅限于前述的SVPWM的切换方式。但SVPWM的方法会面临当电压空间向量长度太短而落于不可量测(immeasurable region)区域时，无法有效地量测电流的问题，因此在先前技术的美国专利US 6,735,537 B2中教导利用移动原来电压空间向量所产生的PWM的信号，使得所产生的电压空间向量的长度都符合最短的可量测得到相电流的时间，同时这种PWM的位移技术并不会改变原来期望产生的合成的电压空间向量，因为经由位移所产生的位移空间向量会互相抵消。但此作法的缺点是技术实现的方式复杂，电流取样(sampling)的时间点也必须根据PWM位移的条件来调整，因此所量测到的相电流并不一定是平均电流，而可能影响到电流控制的性能。

也有利用SVPWM的方法，通过一个零向量(zero voltage vector)，减少或改善不可量测区域的方法。例如在1997年11月美国电机电子工程师协会的电力电子期刊(IEEE transactions on power electronics)的第12册，第6号，”FPGA realization of space-vector PWM control IC for three-phase PWM inverters”一文中，作者Ying-Yu Tzou和Hau-Jean Hsu教导在SVPWM的一个切换周期内，使用一个零向量来调整所产生的电压空间向量(voltage space vector)大小。而更进一步在美国专利US 7,102,327 B2中，依据前述方法定义该零向量的选用方式，是以两个主电压空间向量的大小为依据，此法可以缩小不可量测区域的问题，并且进一步提出当欲产生的空间向量落在不可量测区间时，将其改用两个空间向量合成，藉以避开不可量测区间，来撷取三相电流的信息，但缺点是技术实现方式复杂，电流取样的时间点每个周期都要计算一次。

也有同样利用SVPWM的方法，但是加上讯号***的技术，以减少或改善不可量测区域的方法。例如在美国专利US 7,075,267 B1中教导在一个PWM的切换周期中***一小段检测向量的方法，藉由此检测向量所量测到的直流链电流，来决定此周期内欲控制哪一相的电流，并结合一迟滞电流控制器，以避开电压空间向量落于不可量测区域的问题，达到三相弦波电流的控制。但此法较适用于PWM切换频率高的***，而且迟滞电流控制器是以模拟的方式来实现的，和SVPWM的数字电路较不兼容。也有藉由***空间向量的方式来量测三相电流的，以避开电压空间向量落于不可量测区域的问题。例如在美国专利US 7,015,664 B2中所教导的方法，但此法会影响原先欲合成的电压空间向量的大小，同时也会影响电流回路的取样频率。还有其它的做法，例如在2006年9月美国电机电子工程师协会的电力电子期刊(IEEE transactions on power electronics)的第21册，第5号，”Phase current reconstruction for AC motor drives using a dc link single current sensor and measurement voltage vectors”一文中，作者Hongrae Kim和Thomas M.Jahns教导是在一个PWM的切换周期内，在原先SVPWM的讯号后面***三组检测向量，且这***的三组检测向量合为0，此法的优点是在通过直流链电流获得相电流相关的信息的过程中，完全不会受到不可量测区域的影响，但是此法虽然降低PWM的切换频率，却会增加功率晶体管的开关次数，同时也会影响所合成的电压空间向量的大小。

除此之外，过去文献中所使用的技术，都会改变所量测的直流链电流的流向，即跨压在直流链电流传感器上的电压会有正电压和负电压的输出，因此为了处理此正负电压的讯号，必须使用具有正负电源的运算放大器，如此一来，***上就必须提供额外一组正负电源来处理直流链电流的回授信号，提高整个***的复杂度；请参考图1，图1即为传统SVPWM***200的电路示意图。传统SVPWM***200包含了一输入电源3，一直流交流换流器4，一控制芯片8，一三相交流电机5，一直流链电流感测电阻6，一双电源运算放大器90，两个稳压器100、101，以及一模拟数字转换器7(A/D converter)。直流交流换流器4还包含了6个功率晶体管S1、S2、S3、S4、S5、以及S6。其中输入电源3耦接于直流交流换流器4及直流链电流感测电阻6，用来提供直流交流换流器4电源。稳压器101耦接于控制芯片8、模拟数字转换器7，是用来提供控制芯片8、模拟数字转换器7电源(例如+5V)，而稳压器100耦接于双电源运算放大器90，负责提供双电源运算放大器90双电源(例如+/-15V)。双电源运算放大器90耦接直流链电流感测电阻6，是放大直流链电流感测电阻6上的跨压，再输出给模拟数字转换器7。直流链电流感测电阻6耦接于直流交流换流器4，其上所流过的电流即为由三相电流转换后的直流链电流。三相交流电机5耦接于直流交流换流器4，提供三相电流流入或流出直流交流换流器4。控制芯片8耦接于模拟数字转换器7以及稳压器101，主要用来运算控制法则，及处理电流的回授信号等等。另外过去文献所探讨的藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，大多数是基于SVPWM的技术，而在一些低成本的***的应用中，SPWM的应用很广泛，但却无法使用此通过直流链电流获得相电流相关信息的技术。

请参考图3，图3为依据直流交流换流器4中的6个功率晶体管S1、S2、S3、S4、S5、S6导通状态的不同，所产生的8组电压空间单位向量，即两个零向量V0(000)及V7(111)，以及6个电压空间单位向量V1(100)、V2(110)、V3(010)、V4(011)、V5(001)、V6(101)，和直流链电流感测电阻6上的a、b、c三相的三相电流(Ia、Ib、Ic)的大小及方向的对应列表。如图1中所示，以1表示功率晶体管上臂开关(S1、S3、S5)导通，下臂开关(S2、S4、S6)截止；以0表示功率晶体管上臂开关(S1、S3、S5)截止，下臂开关(S2、S4、S6)导通的情形。因此，举例来说，在图3中，电压空间单位向量V1(100)表示直流交流换流器4中的S1、S4、S6功率晶体管导通，S2、S3、S5功率晶体管截止。又定义流入三相交流电机5的电流方向为正，则根据此电压空间单位向量V1(100)，在直流链电流感测电阻6上的所量得的相电流为Ia。Ia电流流动方向，如图4中所示。图4即描述功率晶体管S1、S4、S6导通，S2、S3、S5截止时，直流链电流与相电流的流向的示意图。

6个电压空间单位向量V1～V6互相独立，用来当成合成电压空间向量的基本向量，而零向量V0及V7则用来调整责任比。请参考图5，图5为一于6个主电压空间单位向量V1、V2、V3、V4、V5、V6所构成的电压空间向量图中的低调制指数区域的示意图。在图5中，电压空间单位向量V1(100)和V2(110)中间所形成的区域即称为第一象限，同理，电压空间单位向量V2(110)和V3(010)中间所形成的区域即称为第二象限，其余象限依此类推。任何一个电压空间向量均可由V1～V6中的两个电压空间单位向量，再加上零向量按照某种调制比例来合成。图5中每一电压空间向量的长度即代表图1中功率晶体管的导通时间。例如V1(100)即代表在S1导通，S2截止，S3截止，S4导通，S5截止，S6导通的情形下维持一个周期T的时间。

如果一SVPWM***的向量落于电压空间单位向量V1和V2之间，则根据SVPWM的理论，该向量最佳化的切换序列为V0、V1、V2、V7、V2、V1、V0，因此理论上每个周期中都会产生可用来获取相电流相关信息的直流链电流。但事实上，当电压空间向量落于低调制指数(low modulation index)区时(如图5中斜线区域所示)，或当电压空间向量落于主动向量区域边缘时(如图7中斜线区域所示)，因为此二区中的电压空间向量本身太小，也就是说，功率晶体管导通的时间太短，当流过功率晶体管的电流都还没到达一稳态时，功率晶体管就又截止了，因此会导致PWM的取样失败。图7为一于6个主电压空间单位向量V1、V2、V3、V4、V5、V6所构成的电压空间向量图中的主动向量区域边缘区域的示意图。此二区域亦合称为不可量测区域。请参考图6。图6即是描述一落于不可量测区域的低调制指数区(即图5中斜线区域所示)的电压空间向量的一个周期的时间示意图。图6中，A信号为1时表示功率晶体管S1导通，S2截止，A信号为0时表示功率晶体管S1截止，S2导通；B信号为1时表示功率晶体管S3导通，S4截止，B信号为0时表示功率晶体管S3截止，S4导通；C信号为1时表示功率晶体管S5导通，S6截止，C信号为0时表示功率晶体管S5截止，S6导通。由图中可看出，此向量落于电压空间单位向量V1和V2之间，符合SVPWM理论所得的向量最佳化的切换序列V0(000)、V1(100)、V2(110)、V7(111)、V2(110)、V1(100)、V0(000)。而且由于此向量位于低调制指数区，向量本身的长度很短，因此一个周期中有很长的时间是以零向量(111)来填满其长度。此向量落于电压空间单位向量V1和V2之间，也就是说此向量可由V1(100)及V2(110)两向量来合成，图中T1/2的向量即为V1(100)，T2/2的向量为V2(110)，由图中可看出，两向量的时间均非常短(亦即向量长度很短)，无法满足PWM取样时间不小于Tm+Td的要求，因此会导致PWM取样失败。其中取样时间Tm的长短与功率晶体管从导通到稳态的时间，运算放大器的输出电压斜率(OP-amp slew rate，运算放大器输出电压斜率的大小反比于该运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间)，以及模拟数字转换器的取样时间有关；Td则与上下两晶体管的导通及截止时间有关。

同样地，图8即是描述一位于图7中斜线区域，也就是不可量测区域的主动向量区域边缘的电压空间向量的一个周期的时间示意图。在图8中，A、B、C所代表的功率晶体管导通的情形和图6中相同，于此不再赘述。且此向量亦落于电压空间单位向量V1和V2之间，可由V1及V2来合成，亦符合SVPWM理论所得的向量最佳化的切换序列V0、V1、V2、V7、V2、V1、V0。然而因为此向量位于主动向量区域边缘，因此此向量由一较长的V1向量(100)(图中T1/2所代表，且T1/2＞＝Tm+Td)，及一很短的V2向量(110)(图中T2/2所代表，且T2/2＜Tm+Td)所合成，因此PWM取样时只能取到单一相电流(由V1向量所提供)，V2向量因为向量长度过短而会导致PWM取样失败。

发明内容

本发明提供一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，其包含下列步骤：由一交流电机产生一三相电流；该三相电流经过一脉冲宽度调制器调制后产生一原始电压空间向量；检测该原始电压空间向量的电压成分，以产生一检测结果；根据该检测结果提供三总合为零的检测向量；依序***该三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后；分别在该三检测向量***时间中进行电流取样，以产生一取样结果；及根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。其中每一检测向量的长度不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及一模拟数字转换器的取样时间的和；以及其中检测该原始电压空间向量的电压成分为检测该原始电压空间向量中是否有二相电压为正值或负值。

本发明提供一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的脉冲宽度调制***，包含一三相交流电机，一脉冲宽度调制器，一检测装置，一检测向量提供装置，一控制芯片，以及一模拟数字转换器。该三相交流电机用以产生一三相电流。该脉冲宽度调制器，耦接于该三相交流电机，用以调制该三相电流，以产生一原始电压空间向量。该检测装置，用以检测该原始电压空间向量的电压成分。该检测向量提供装置，用以根据该检测的结果提供三总合为零的检测向量。该控制芯片，耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序***该三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。以及该模拟数字转换器，耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量***的时间中进行电流取样，以产生一取样结果。其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。其中每一检测向量的长度不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间、以及该模拟数字转换器的取样时间的和，以及其中检测该原始电压空间向量的电压成分为检测该原始电压空间向量中是否有二相电压为正值或负值。

本发明还提供一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，其包含下列步骤：由一交流电机产生一三相电流；该三相电流经过一空间向量脉冲宽度调制器调制后产生一第一电压空间向量序列，该第一电压空间向量序列包含多个第一电压空间向量；检测该第一电压空间向量序列的每一第一电压空间向量，以产生一第一检测结果；检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果；根据该第一检测结果，将该第一电压空间向量序列中相异的零向量取代为相同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向量序列包含多个第二电压空间向量；重新安排该第二电压空间向量序列的多个第二电压空间向量的顺序，以产生一第三电压空间向量序列；根据该第二检测结果提供三总合为零的检测向量；依序***该三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后；分别在该三检测向量***时间中进行电流取样，以产生一取样结果；以及根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。其中每一检测向量的长度为不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及一模拟数字转换器的取样时间的和，以及其中检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分为检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分中是否有二相电压为正值或负值。

本发明另提供一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的空间向量脉冲宽度调制***，包含一三相交流电机，一空间向量脉冲宽度调制器，一检测装置，一取代装置，一重新安排装置，一检测向量提供装置，一控制芯片，以及一模拟数字转换器。该三相交流电机用以产生一三相电流。该空间向量脉冲宽度调制器耦接于该三相交流电机，用以调制该三相电流，以产生一第一电压空间向量序列，该第一电压空间向量序列包含多个第一电压空间向量。该检测装置用以检测该第一电压空间向量序列的每一第一电压空间向量，以产生一第一检测结果，以及检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果。该取代装置用以根据该第一检测的结果，将该第一电压空间向量序列中相异的零向量取代为相同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向量序列包含多个第二电压空间向量。该重新安排装置用以重新安排该第二电压空间向量序列中的多个第二电压空间向量的顺序，以产生一第三电压空间向量序列。该检测向量提供装置用以根据该第二检测的结果提供三总合为零的检测向量。该控制芯片耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序***该三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后。该模拟数字转换器耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量***的时间中进行电流取样，以产生一取样结果，其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。其中每一检测向量的长度为不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及该模拟数字转换器的取样时间的和，以及其中检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分为检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分中是否有二相电压为正值或负值。

附图说明

图1为传统SVPWM***的电路示意图。

图2为整个SVPWM***的电路示意图。

图3为依据功率晶体管的导通状态不同所产生的8组的电压空间单位向量和流经直流链电流感测电阻上三相电流的大小及方向的对应列表。

图4即描述功率晶体管S1、S4、S6导通，S2、S3、S5截止时，直流链电流与相电流的流向的示意图。

图5是描述于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图中的不可量测区域中的一低调制指数区域的示意图。

图6为一描述一位于不可量测区域的低调制指数区的电压空间向量的一个周期的时间示意图。

图7为一于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图中的不可量测区域中主动向量区域边缘区域的示意图。

图8是描述一位于不可量测区域的主动向量区域边缘的电压空间向量的一个周期的时间示意图。

图9为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量上加入三个检测向量的示意图。

图10为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量上加入三个检测向量的示意图。

图11为一于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图中，***不同检测向量的区域的示意图。

图12为根据图9中所***的检测向量所得的功率晶体管导通状态的时间示意图。

图13为根据图10中所***的检测向量所得的功率晶体管导通状态的时间示意图。

图14为根据两零向量互相置换的方法，将图12中的功率晶体管导通状态进一步简化的时间示意图。

图15即为根据两零向量互相置换的方法，将图13中的功率晶体管导通状态进一步简化的时间示意图。

图16为图12的另一简化时间示意图。

图17为图13的另一简化时间示意图。

图18为一根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法的流程图。

图19为根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法，再加入考虑电流在切换区间会不连续的问题的修正流程图。

图20为补偿本发明的方法所造成的原始电压空间向量振幅变小的流程图。

图21为三相电压的区间定义图。

图22为一于6个主电压空间单位向量所构成的电压空间向量图，图中圆圈及阴影部分表示本发明的方法对电压空间向量振幅的限制及影响范围。

图23为在不同的SVPWM的调制频率下(但功率晶体管导通时间固定)，运算放大器的输出电压斜率对该***检测向量后的新频率的影响的示意图。

图24为在不同的SVPWM的调制频率下，不同的检测向量的时间(Tp2)，对该原始电压空间向量的振幅所造成的影响的示意图。

图25为在不同的运算放大器的输出电压斜率下，不同的模拟数字转换器的取样频率，对***检测向量的时间所造成的影响的示意图。

图26为图11中区域2，***检测向量方向为(100)、(010)、(001)时的模拟数字转换器的取样信号实验图。

图27则为图11中区域1，***检测向量方向为(011)、(101)、(110)时的模拟数字转换器的取样信号的实验图。

图28为本发明的A相电流、S1功率晶体管、直流链电阻上的电压信号、以及模拟数字转换器的取样信号的实验图。

图29为本发明所得的获得的相电流和实际量测的相电流的比较实验图。

附图符号说明

2,200          SVPWM***         3               电源

4              直流交流换流器    5               三相交流电机

6              直流链电流感测电阻7               模拟数字转换器

8              控制芯片          9               单电源运算放大器

Vs1，Vs2，Vs   电压空间向量      90              双电源运算放大器

10，100，101   稳压器            S1，S2，S3，S4，功率晶体管

S5，S6

500            饱和区            41，42          三相电压区间

11，13，15，20，22，24，26，28，30，32，34，36，60，

步骤

62，64，66，68，70，72，74，76，78，80，82，84，86，88，90

具体实施方式

本发明针对过去文献所提出的技术的缺点，提出一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，根据电机电气的信息，藉由***特定的检测向量(detecting vector)，使得跨压在直流链电流感测电阻的电压皆为正电压，并通过单电源的运算放大器将其放大并滤波，再藉由PWM同步取样的技术，将取得的电压讯号送至模拟数字转换器，即得到相电流的信息。本发明不会受到不可量测区间的限制，实现方式简单而且电流取样点固定，可以得到平均电流，并且不只适用于SVPWM***，亦适用于SPWM的***中。

请参考图2，图2为整个SVPWM***2的电路示意图。SVPWM***2包含了一输入电源3，一直流交流换流器4，一控制芯片8，一三相交流电机5，一直流链电流感测电阻6，一单电源运算放大器9，一稳压器10，以及一模拟数字转换器7(A/D converter)。其中输入电源3耦接于直流交流换流器4及直流链电流感测电阻6，用来提供直流交流换流器4电源。稳压器10耦接于控制芯片8、模拟数字转换器7、以及单电源运算放大器9，同时提供控制芯片8、模拟数字转换器7、以及单电源运算放大器9电源(例如+5V)。单电源运算放大器9耦接直流链电流感测电阻6，放大直流链电流感测电阻6上的跨压，再输出给模拟数字转换器7。直流链电流感测电阻6耦接于直流交流换流器4，其上所流过的电流即为由三相电流转换后的直流链电流。三相交流电机5耦接于直流交流换流器4，提供三相电流流入或流出直流交流换流器4。控制芯片8耦接于模拟数字转换器7以及稳压器10，主要用来通过其中的写入的软件或固件，检测该原始电压空间向量的电压成分，并根据该检测的结果提供三总合为零的检测向量，再依序***三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后，并运算控制法则，及处理电流的回授信号，并根据该撷取三相电流的信息以调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度。直流交流换流器4用来当成脉冲宽度调制器，还包含了6个功率晶体管S1、S2、S3、S4、S5、以及S6，在SVPWM的应用中，根据此6个功率晶体管导通状态的不同，可得到8组电压空间向量，即两个零向量及6个电压空间向量，用来判断直流链电流感测电阻6上的相电流的大小及方向。模拟数字转换器7用来转换直流链电流感测电阻6上所量测到的直流链电流信号为数字信号，再送至控制芯片8，配合适当的电机控制法则，产生PWM讯号回馈给直流交流换流器4。

为了要避免于不可量测区所产生的取样失败，本发明提出了根据原始的电压空间向量所在的区域，***三组检测向量，方向为(100)、(010)、(001)或(011)、(101)、(110)，且所***的三组检测向量合为0的作法，以增加原始电压空间向量的长度，使其符合不小于Tm+Td的取样条件。当原始电压空间向量中的两相电压为正时，***检测向量方向为(100)、(010)、(001)，其中方向为(100)向量所检测到的电流即为三相电流中的a相电流，方向为(010)向量所检测到的电流即为三相电流中的b相电流，方向为(001)向量所检测到的电流即为三相电流中的c相电流。当原始电压空间向量中的两相电压为负时，***检测向量方向为(011)、(101)、(110)，其中方向为(011)向量所检测到的电流即为三相电流中的a相电流，方向为(101)向量所检测到的电流即为三相电流中的b相电流，方向为(110)向量所检测到的电流即为三相电流中的c相电流。请参考图11。图11为一于6个主电压空间单位向量V1、V2、V3、V4、V5、V6所构成的电压空间向量图中，***不同检测向量的区域的示意图。图11中将图5中的每一个象限进一步划分为2个区域：区域1以及区域2。区域1中是使用检测向量方向为(011)、(101)、(110)***，区域2中则使用检测向量方向为(100)、(010)、(001)***。请参考图9，图9即为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量Vs1上加入三个检测向量的示意图。由图中可看出该原始电压空间向量Vs1位于图5中第六象限的区域1中，故***检测向量方向为(011)、(101)、(110)。请参考图10，图10亦为一根据本发明所提供的方法，于一原始电压空间向量Vs2上加入三个检测向量的示意图。由图中可看出该原始电压空间向量Vs2位于图5中第二象限的区域2中，故***检测向量方向为(100)、(010)、(001)。

图12即图9的时间示意图。在图12中，前半部Tp1的时间代表原始电压空间向量Vs1的调制时间，后半部Tp2代表***三个检测向量方向为(011)、(101)、(110)总共所需的时间(亦即电压空间向量图中的向量长度)。在图12中，A、B、C所代表的功率晶体管导通的情形和图6中相同，于此不再赘述。在图12的前半部Tp1的上方的三角波为一根据SVPWM所产生的一载波比较值，当该载波比较值高于Ta时表示A为1，低于Ta时表示A为0。同理当该载波比较值高于Tb时表示B为1，低于Tb时表示B为0；当该载波比较值高于Tc时表示C为1，低于Tc时表示C为0。由图9中可看出该原始电压空间向量Vs1落于5图中的第六象限，可通过V1(100)及V6(101)两主电压空间单位向量来合成，根据SVPWM的理论，该向量最佳化的切换序列为V0、V1、V6、V7、V6、V1、V0，与图12中所示相同。而于其后Tp2时间所***的三个检测向量方向为(011)、(101)、(110)的时间不小于取样时间条件Tm+Td，才可取样成功，由图中即可看出此结果。

图12中亦列出模拟数字转换器的取样时间(A/D sample)以供参考，由图知Tm中包含有A/D sample的时间(如先前所述)，而且由图中也可看出三个检测向量的长度均大于A/D sample的时间，故知取样正确。因为本发明所***三检测向量可以为一固定长度，亦即一不小于Tm+Td的适当长度，则取样时间即可随的固定，不用根据PWM的切换时间点来变更取样点，因此较易取得平均电流，所获得的三相电流亦较准确。

同理图13为图10的时间示意图。在图13中，前半部Tp1的时间代表原始电压空间向量Vs2的调制时间，后半部Tp2代表***三个检测向量方向为(100)、(010)、(001)所需的时间。在图13中，A、B、C所代表的功率晶体管导通的情形和图6中相同，于此不再赘述。在图13的前半部Tp1的上方的三角波为一根据SVPWM所产生的载波比较值，亦与图12相同，故亦不再赘述。由图10中可看出该原始电压空间向量Vs2落于5图中的第二象限，可通过V2(110)及V3(010)两主电压空间单位向量来合成，根据SVPWM的理论，该向量最佳化的切换序列为V0、V3、V2、V7、V2、V3、V0，与图13中所示相同。而于其后Tp2时间所***的三个检测向量方向为(100)、(010)、(001)的时间亦不小于取样时间条件Tm+Td。图13中亦列出模拟数字转换器的取样时间(A/D sample)以供参考，由图13也可看出三个检测向量均大于A/D sample的时间，故知取样正确。

图14即图12的简化时间示意图。在图14中将零向量(111)以另一零向量(000)取代，则B的状态在Tp1时间内全为0，因此该载波比较值与Tb的比较部分可以省略(请参考图14的前半部Tp1的上方的三角波，亦即载波比较值，已省略和Tb的比较部分)。取代后的电压空间向量顺序为(000)、(100)、(101)、(000)、(101)、(100)、(000)，再将中间零向量(000)的时间并入两端零向量(000)的时间内，即得简化的电压空间向量顺序如图14所示，(000)、(100)、(101)、(100)、(000)。同理，图15即图13的简化时间示意图。在图15中将零向量(111)以另一零向量(000)取代，则C的状态在Tp1时间内全为0，因此该载波比较值与Tc的比较部分可以省略(请参考图15的前半部Tp1的上方的三角波，亦即载波比较值，已省略和Tc的比较部分)。取代后的电压空间向量顺序为(000)、(010)、(110)、(000)、(110)、(010)、(000)，再将中间零向量(000)的时间并入两端零向量(000)的时间内，即得简化的电压空间向量顺序如图15所示，(000)、(010)、(110)、(010)、(000)。

图16即图12的另一简化时间示意图。在图16中将零向量(000)以另一零向量(111)取代，则A的状态在Tp1时间内全为1，因此该载波比较值与Ta的比较部分可以省略(请参考图16的前半部Tp1的上方的三角波，亦即载波比较值，已省略和Ta的比较部分)。取代后的电压空间向量顺序为(111)、(100)、(101)、(111)、(101)、(100)、(111)，但此时需考虑如何切换功率晶体管才能使得功率晶体管有最少的切换次数。根据本实施例，将两端零向量(111)的时间并入中间零向量(111)的时间内，即可得功率晶体管切换次数最少的简化的电压空间向量顺序，如图16所示，(100)、(101)、(111)、(101)、(100)。同理，图17亦为图13的另一简化时间示意图。在图17中将零向量(000)以另一零向量(111)取代，则B的状态在Tp1时间内全为1，因此该载波比较值与Tb的比较部分可以省略(请参考图17的前半部Tp1的上方的三角波，亦即载波比较值，已省略和Tb的比较部分)。取代后的电压空间向量顺序为(111)、(010)、(110)、(111)、(110)、(010)、(111)，同样地需考虑如何切换功率晶体管才能使得功率晶体管有最少的切换次数。根据本实施例，将两端零向量(111)的时间并入中间零向量(111)时间内，即可得功率晶体管切换次数最少的简化的电压空间向量顺序，如图17所示，(010)、(110)、(111)、(110)、(010)。

此种在SVPWM技术中的简化电压空间向量顺序的作法，是通过控制芯片中所写入的软件及固件来完成，可以减少所对应的功率晶体管的开关次数，因此因为功率晶体管的开关所造成的能量损失，也会随之减少，对SVPWM的调制效率而言，有相当的帮助。然而，因为本发明所提供的方法是***的三组检测向量于原始电压空间向量的调制时间之后，而非混合入原始电压空间向量的调制的中，因此本发明并不会影响原始电压空间向量的调制。也就是说，不论原始电压空间向量的调制是SPWM或SVPWM，本发明的方法都适用，并不是只限于应用在前述实施例中的SVPWM的调制中。同时也请注意：虽然本发明所提出的方法欲解决不可量测区中所产生的取样失败的问题，但本发明的方法并不限只能应用于落于电压空间向量图中不可量测区的电压空间向量，在电压空间向量图中任意位置的电压空间向量，均属本发明的方法的适用范围。

图18为根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法所绘的流程图。其包含下列步骤：

步骤20：进入三相交流电机的电流控制回路(该电流控制回路可以是控制芯片8或是一些控制法则)。

步骤22：判断所欲测量的三相电流Ia、Ib、Ic的三相电压Va、Vb、Vc中是否有两相电压大于0。若是，则前进到步骤26，若否，则前进到步骤24。

步骤24：***检测向量方向为(110)、(101)、(011)，并前进到步骤28。

步骤26：***检测向量方向为(001)、(010)、(100)，并前进到步骤30。

步骤28：量测两小于0的电流I1和I2的值，并前进到步骤32。

步骤30：量测两大于0的电流I1和I2的值，并前进到步骤34。

步骤32：计算I3＝I1+I2，并前进到步骤36。

步骤34：计算I3＝-I1-I2，并前进到步骤36。

步骤36：检查电流I1、I2、I3和三相电流Ia、Ib、Ic的对应关系，并将I1、I2、I3映射回三相电流Ia、Ib、Ic。接着再回步骤20，将所得的三相电流的信息传回电流控制回路以进行脉冲宽度的调整。

根据本发明所提供的方法，首先在三相交流电机的电流控制回路中判断所欲测量的三相电流Ia、Ib、Ic所对应的三相电压Va、Vb、Vc中是否有两相电压大于0，以决定该***哪三组检测向量。若有两相电压大于0，则***检测向量方向为(001)、(010)、(100)，若否，则***检测向量方向为(110)、(101)、(011)。接着通过直流链电流感测电阻量测三相电流中的两相电流，若***的检测向量方向为(110)、(101)、(011)，则量测两小于0的电流I1及I2，并且计算第三相电流I3＝I1+I2；若***的检测向量方向为(001)、(010)、(100)，则量测两大于0的电流I1及I2，并且计算第三相电流I3＝-I1-I2。最后再检查I1、I2、I3和三相电流Ia、Ib、Ic的对应关系，并一一对应映射回去。三相电流都映射完后，则送回给控制芯片8，当成回授信号，完成整个闭回路控制。

但是如果考虑电流在切换区间会不连续的问题，由于电机为电感性负载，电流的切换会落后电压的切换，因此会导致某一小段时间内，某相电压已从正电压切换到负电压了，该相电流仍然保持正电流状态，尚未切换成负电流。此时若切换为另一组检测向量，会导致检测结果与本发明的预期不合，必须等到该相电流也切换完成之后，才能***新的一组检测向量。因此本发明进一步将图18修正为图19。图19为根据本发明的量测位于不可量测区域中的向量的方法，再加入考虑电流在切换区间会不连续的问题的修正流程图。其包含下列步骤：

步骤60：进入三相交流电机的电流控制回路(该电流控制回路可以是控制芯片8或是一些控制法则)。

步骤62：由程序中判断三相电压Va、Vb、Vc中任一相电压是否有从正电压转换为负电压，或由负电压转换为正电压的情形，若有，则设定标志为1。

步骤64：判断所欲测量的三相电流Ia、Ib、Ic的三相电压Va、Vb、Vc中是否有两相电压大于0。若是，则前进到步骤66，若否，则前进到步骤68。

步骤66：判断标志是否为1，若是，则前进到步骤70，若否，则前进到步骤78。

步骤68：判断标志是否为1，若是，则前进到步骤72，若否，则前进到步骤80。

步骤70：判断是否一相电流的值为0，若是，则前进到步骤74，若否，则前进到步骤80。

步骤72：判断是否一相电流的值为0，若是，则前进到步骤76，若否，则前进到步骤78。

步骤74：设定标志为0，并前进至步骤78。

步骤76：设定标志为0，并前进至步骤80。

步骤78：***检测向量方向为(001)、(010)、(100)，并前进到步骤82。

步骤80：***检测向量方向为(110)、(101)、(011)，并前进到步骤84。

步骤82：量测两大于0的电流I1和I2的值，并前进到步骤86。

步骤84：量测两小于0的电流I1和I2的值，并前进到步骤88。

步骤86：计算I3＝-I1-I2，并前进到步骤90。

步骤88：计算I3＝I1+I2，并前进到步骤90。

步骤90：检查电流I1、I2、I3和三相电流Ia、Ib、Ic的对应关系，并将I1、I2、I3映射回三相电流Ia、Ib、Ic。接着再回步骤60，将所得的三相电流的信息传回电流控制回路以进行脉冲宽度的调整。

根据本发明所提供的方法，首先判断三相电压中任一相电压是否有从正电压转换为负电压，或由负电压转换为正电压的情形，若有，则设定标志(缓存器)为1，此缓存器即是用来确定是否需判断某相电流等于0的依据。以图21中Vc的例子来说，图21为三相电压Va、Vb、Vc的区间定义图，当经过区域41要进入区域42的时候，Vc由正电压变成负电压，因此刚进入区域42时缓存器被设为1。但是因为电机是电感性负载，电流会落后电压些许相位，因此虽然Vc由正电压变成负电压，电流Ic却仍未由正电流转为负电流，因此需判断Ic电流是否为0，如果Ic是0，则缓存器设定为0，才可以改***新的检测向量，否则将继续使用旧的检测向量。接着进入三相交流电机的电流控制回路中，判断所欲测量的三相电流Ia、Ib、Ic所对应的三相电压Va、Vb、Vc中是否有两相电压大于0，以决定该***哪三组检测向量。若有两相电压大于0，则再判断标志是否为1，若标志为1，则表示三相电压中有一相电压有改变其正负号的特性，因此再进一步判断是否该相电流等于0？若是，则表示该相电流也即将改变其正负号的特性，可以***检测向量了，因此将标志重设回0，并***检测向量方向为(001)、(010)、(100)。若此时标志不为1，则表示并没有任何一相电压改变其正负号的特性，因此可以直接***检测向量方向为(001)、(010)、(100)。若三相电压中并没有两相电压大于0，则再判断标志是否为1，若标志为1，则表示三相电压中有一相电压有改变其正负号的特性，因此再进一步判断是否该相电流等于0？若是，则表示该相电流也即将改变其正负号的特性，可以***检测向量了，因此将标志重设回0，并***检测向量方向为(110)、(101)、(011)。但若此时标志不为1，则表示并没有任何一相电压改变其正负号的特性，因此可以直接***检测向量方向为(110)、(101)、(011)。接下来即通过直流链电流感测电阻量测三相电流中的两相电流，若***的检测向量方向为(110)、(101)、(011)，则量测两小于0的电流I1及I2，并且计算第三相电流I3＝I1+I2；若***的检测向量方向为(001)、(010)、(100)，则量测两大于0的电流I1及I2，并且计算第三相电流I3＝-I1-I2。最后再检查I1、I2、I3和三相电流Ia、Ib、Ic的对应关系，并一一对应映射回去。三相电流都映射完后，则送回给控制芯片8，当成回授信号，完成整个闭回路控制。

本发明利用***三组检测向量，使得位于不可量测区域的原始电压空间向量的长度增加，变成可量测的向量，再量测其中两相电流，并且由三相绕组平衡，计算第三相电流，其中因为通过***不同的检测向量，可调整流过直流链电流感测电阻上的电流，当该电流为负时将其反向，令其恒为正值，因此不需要双电源OP-amp，只需要一单电源OP-amp即可，同时为了提供此双电源OP-amp工作，在电路上所额外增加的一组双电源，亦可随的省略。

但由于加上了检测向量，对电路造成了两个影响：1.电路切换的时间由原始电压空间向量的时间Tp1，变长为再加上***三组检测向量的时间Tp2的(Tp1+Tp2)时，这会影响到本***的电流回路的频率，进而影响到其频宽。2.原始电压空间向量的振幅会缩小Tp1/(Tp1+Tp2)倍，要有效处理此问题，必须将电压命令放大(Tp1+Tp2)/Tp1倍，但是此法又会造成如图22中的饱和区500产生，图22为一于6个主电压空间向量所构成的空间向量图，图中圆圈部分表示根据本发明的方法导致电流失真的空间电压向量的范围，饱和区500(阴影部分)表示本发明的方法对电压空间向量振幅的影响范围。因为使用SVPWM时，为了避免电流扭曲失真，电压都必须局限在图22的圆圈里面，为了有效地避免饱和区500影响图22的圆圈太多，必须尽可能的缩小检测向量的时间；但该检测向量的长度又必须不小于Tm+Td，以确保取样成功。因此检测向并不可无限制的增大，而必须寻求一个适当的值；由于此适当的值的选取和Tm+Td有关，因此亦如前述，同样受到功率晶体管的导通及截止时间、运算放大器的输出电压斜率、以及模拟数字转换器的取样时间的影响。请参考图20，图20为补偿本发明的方法所造成的原始电压空间向量振幅变小的流程图。图20中将原始电压空间向量振幅定义一上限Vs max，若超出此上限Vs max，则以此上限为主。图20中的步骤包含：

步骤11：将新周期T设为T＝Tp1+Tp2。

步骤13：将新的电压空间向量Vs的振幅放大(Tp1+Tp2)/Tp1倍。

步骤15：若新的电压空间向量Vs大于一电压空间向量振幅上限Vsmax，则将Vs＝Vs max。

接下来介绍功率晶体管从导通及截止的时间，运算放大器的输出电压斜率(OP-amp slew rate)，以及模拟数字转换器的取样时间对***检测向量的时间Tp2造成的影响。请参考第23、24、及25图。图23为在不同的SVPWM的调制频率下(但功率晶体管导通时间固定)，不同的运算放大器的输出电压斜率，对该***检测向量后的新频率曲线所造成的影响的示意图。图23中，功率晶体管导通时间为60ns，不同的曲线代表不同的原始电压空间向量的SVPWM的调制频率，纵轴表示***检测向量后的新频率，横轴表示运算放大器的输出电压斜率。由图中可看出，当运算放大器的输出电压斜率大于31.25(V/us)时，对***检测向量后的新频率的影响较小。也就是运算放大器的输出电压斜率越大，对***检测向量后的新频率影响越小，因为运算放大器的输出电压斜率越大，所***的检测向量的时间Tp2就可以减少，这样相对地Tp2的时间在整个新周期所占的比例就变小，因此影响较少。图24为在不同的SVPWM的调制频率下，不同的检测向量的时间(Tp2)，对该原始电压空间向量的振幅所造成的影响的示意图。图24中，不同的曲线代表不同的原始电压空间向量的SVPWM的调制频率，纵轴表示原始电压空间向量Vs的振幅和***检测量后的新电压空间向量的振幅的比值，横轴表示***检测向量的时间Tp2。由图中可看出，当***的检测向量的时间Tp2越长，对振幅比值的影响就越大。而图25为在不同的运算放大器的输出电压斜率下，不同的模拟数字转换器的取样频率，对***检测向量的时间Tp2所造成的影响的示意图。图25中，不同的曲线代表不同的运算放大器的输出电压斜率，纵轴表示***检测向量的时间Tp2，横轴表示模拟数字转换器的取样频率。由图中可看出，当模拟数字转换器的取样频率大于600KHz时，对***检测向量的时间Tp2的影响较小。也就是模拟数字转换器的取样频率越大，对***检测向量的时间Tp2影响越小。另外由图中也可以看出，当运算放大器的输出电压斜率为0.25(V/us)时，不管模拟数字转换器的取样频率多大，都无法影响所***的检测向量的时间Tp2。换句话说，当数字转换器的取样频率为100KHz，运算放大器的输出电压斜率大于1.25(V/us)时，都无法影响所***的检测向量的时间Tp2；而欲缩短***检测向量的时间Tp2，就必须满足：1.功率晶体管的导通时间越短；2.运算放大器的输出电压斜率越大；3.模拟数字转换器的取样时间越快等的条件，因此选择适当的组件，以避免影响整个***的效能是必须的。

以上所述为本发明的理论的推导，本方法的可行性亦已通过如下的相关的实验验证。请参考图26。图26为图11中区域2，***三组检测向量方向为(100)、(010)、(001)时的模拟数字转换器的取样信号实验图。图26中Ch1为S1功率晶体管的信号，Ch2为S3功率晶体管的信号，Ch3为S5功率晶体管的信号，Ch4为模拟数字转换器的取样信号。由图26中可看出在每个检测向量***时，模拟数字转换器都有正确地进行取样。图27则为图11中区域1，***三组检测向量方向为(011)、(101)、(110)时的模拟数字转换器的取样信号的实验图。图27中Ch1为S1功率晶体管的信号，Ch2为S3功率晶体管的信号，Ch3为S5功率晶体管的信号，Ch4为模拟数字转换器的取样信号。由图27中亦可看出在每个检测向量***时，模拟数字转换器都有正确地进行取样。

确定取样无误后，需量测直流链电流以获得相电流相关信息。请参考图28，图28为本发明的A相电流、S1功率晶体管、直流链电阻上的电压信号、以及模拟数字转换器的取样信号的实验图。图28中Ch1为A相电流，Ch2为S1功率晶体管的信号，Ch3为直流链电压信号，Ch4为模拟数字转换器的取样信号。由图28中可看出，A相电流为344mA，所量得直流链电压为680mV，而通过由下面公式(1)可验证A相电流是否为稳态电流(平均电流)，以判断取样结果是否精确，即可得知本发明的方法的正确性。

344(mA)*6(本实验的运算放大器的放大倍率)*0.33(Ω，本实验的直流链电阻值)＝681.12mV------公式(1)

计算所得结果为681.12mV，和所量得直流链电压为680mV非常接近，故知此方法可行。接着请参考图29，图29为本发明所得的相电流和实际量测知相电流的比较实验图。图29中，Ch1为所获得的A相电流，Ch2为所获得的B相电流，Ch3为电流勾表所量测的A相电流，Ch4为电流勾表所量测的B相电流。由图中可看出由电流勾表所量测到的，不论是A相电流或B相电流，都分别和所获得的A相电流或B相电流几乎相同，故可证明本方法的正确性。

本发明所提供的由单一直流链电获得三相电流相关信息的方法，不需要考虑切换哪些功率晶体管，来决定量测哪些相电流，也可以简化传统作法中使用至少两颗相电流传感器为单一颗直流链电流传感器，而且不限于使用SVPWM的切换方式，也可以使用SPWM的切换方式，亦不需要通过复杂的计算判断式，或是复杂的程序流程，或是利用移动PWM的切换信号等的方式，避开不可量测区域的问题。而且本发明利用正负向量的运用，将流过直流链电流感测电阻的电流转为单一正向，也省去了传统作法中必须在硬件上提供一双电源的运算放大器，及额外的一组正向和反向的电源，减少电路的成本，同时也简化了设计的线路。且本发明的取样时间点固定，不用根据PWM的切换时间点来更改取样点，较易取得平均电流，所获得的相电流的结果较正确。本发明也采用了两零向量(000)和(111)间互相取代以简化SVPWM的电压空间向量顺序的方法，此结果亦使得功率晶体管开关次数减少，降低了晶体管切换时所造成的能量损失。虽然本发明因为***三组检测向量，会使得原本电压空间向量的振幅比例缩小，但亦可通过软件的方式，去缩小或克服此问题。本发明不只可应用于三相电机上面，也可应用于其它使用PWM驱动的三相装置。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (8)

1.一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，其包含：

一交流电机产生一三相电流；

该三相电流经过一脉冲宽度调制器调制后产生一原始电压空间向量；

检测该原始电压空间向量的电压成分，以产生一检测结果；

根据该检测结果提供三总合为零的检测向量；

依序***该三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后；

分别在该三检测向量***时间中进行电流取样，以产生一取样结果；及

根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度，

其中每一检测向量的长度不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及一模拟数字转换器的取样时间的和；以及

其中检测该原始电压空间向量的电压成分为检测该原始电压空间向量中是否有二相电压为正值或负值。

2.如权利要求1所述的方法，其中依序***三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后为藉由该脉冲宽度调制器依序***三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。

3.一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的脉冲宽度调制***，包含：

一三相交流电机，用以产生一三相电流；

一脉冲宽度调制器，耦接于该三相交流电机，用以调制该三相电流，以产生一原始电压空间向量；

一检测装置，用以检测该原始电压空间向量的电压成分；

一检测向量提供装置，用以根据该检测的结果提供三总合为零的检测向量；

一控制芯片，耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序***该三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后；及

一模拟数字转换器，耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量***的时间中进行电流取样，以产生一取样结果；

其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度，

其中每一检测向量的长度不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间、以及该模拟数字转换器的取样时间的和，以及

其中检测该原始电压空间向量的电压成分为检测该原始电压空间向量中是否有二相电压为正值或负值。

4.如权利要求3所述的脉冲宽度调制***，其中依序***三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后为藉由该脉冲宽度调制器依序***三总合为零的检测向量于该原始电压空间向量之后。

5.一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的方法，其包含：

一交流电机产生一三相电流；

该三相电流经过一空间向量脉冲宽度调制器调制后产生一第一电压空间向量序列，该第一电压空间向量序列包含多个第一电压空间向量；

检测该第一电压空间向量序列的每一第一电压空间向量，以产生一第一检测结果；

检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果；

根据该第一检测结果，将该第一电压空间向量序列中相异的零向量取代为相同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向量序列包含多个第二电压空间向量；

重新安排该第二电压空间向量序列的多个第二电压空间向量的顺序，以产生一第三电压空间向量序列；

根据该第二检测结果提供三总合为零的检测向量；

依序***该三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后；

分别在该三检测向量***时间中进行电流取样，以产生一取样结果；以及

根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度，

其中每一检测向量的长度为不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及一模拟数字转换器的取样时间的和，以及

其中检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分为检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分中是否有二相电压为正值或负值。

6.如权利要求5所述的方法，其中依序***三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后为藉由该脉冲宽度调制器依序***三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后。

7.一种藉由撷取三相电流的信息以调整脉冲的宽度的空间向量脉冲宽度调制***，包含：

一三相交流电机，用以产生一三相电流；

一空间向量脉冲宽度调制器，耦接于该三相交流电机，用以调制该三相电流，以产生一第一电压空间向量序列，该第一电压空间向量序列包含多个第一电压空间向量；

一检测装置，用以检测该第一电压空间向量序列的每一第一电压空间向量，以产生一第一检测结果，以及检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分，以产生一第二检测结果；

一取代装置，用以根据该第一检测的结果，将该第一电压空间向量序列中相异的零向量取代为相同的零向量，以产生一第二电压空间向量序列，该第二电压空间向量序列包含多个第二电压空间向量；

一重新安排装置，用以重新安排该第二电压空间向量序列中的多个第二电压空间向量的顺序，以产生一第三电压空间向量序列；

一检测向量提供装置，用以根据该第二检测的结果提供三总合为零的检测向量；

一控制芯片，耦接于该脉冲宽度调制器，用以依序***该三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后；以及

一模拟数字转换器，耦接于该控制芯片，用以分别在该三检测向量***的时间中进行电流取样，以产生一取样结果；

其中该控制芯片会根据该取样结果调整该脉冲宽度调制器产生的脉冲的宽度，

其中每一检测向量的长度为不小于一功率晶体管从不导通到稳定导通的时间，一运算放大器的信号由低电压变成高电压的过渡时间，以及该模拟数字转换器的取样时间的和，以及

其中检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分为检测该多个第一电压空间向量的和的电压成分中是否有二相电压为正值或负值。

8.如权利要求7所述的空间向量脉冲宽度调制***，其中依序***三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后为藉由该脉冲宽度调制器依序***三总合为零的检测向量于该第三电压空间向量序列之后。

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