JP4614138B2 - In-vehicle wireless transmission device and in-vehicle wireless transmission system - Google Patents

In-vehicle wireless transmission device and in-vehicle wireless transmission system Download PDF

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Description

本発明は、車載用無線送信装置及び車載用無線送信システムに関する。   The present invention relates to an in-vehicle wireless transmission device and an in-vehicle wireless transmission system.

特開平１１−７１９４８号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-71948

近年、ユーザーが携帯する無線電子キー（携帯機とも称される）との間で無線通信によりＩＤ認証し、さらには、該携帯機からの指令により、ドアロックの施錠／開錠やエンジン始動などの制御を可能とした電子キーシステム（スマートエントリ方式などとも称される）が普及している。特許文献１には、このような電子キーシステムにおいて電子キーの探索用電波を送出するための車両側の送信装置において、上記探索用電波の到達エリアを可変設定可能とした構成が開示されている。   In recent years, ID authentication is performed by wireless communication with a wireless electronic key (also referred to as a portable device) carried by a user, and further, locking / unlocking of a door lock, engine starting, etc. according to a command from the portable device An electronic key system (also referred to as a smart entry method or the like) that can control the above is widely used. Patent Document 1 discloses a configuration in which the search radio wave arrival area can be variably set in a vehicle-side transmission device for transmitting an electronic key search radio wave in such an electronic key system. .

特許文献１の構成では、エリア変更のための送信波出力レベルを調整する方法として、出力電圧を可変抵抗器により調整する方法が開示されている。しかし、この方式では、アンテナ出力段に設けられた可変抵抗器を通過する際に、その出力に少なからぬ損失が生じ、電力効率が悪い欠点がある。   In the configuration of Patent Document 1, a method of adjusting an output voltage using a variable resistor is disclosed as a method of adjusting a transmission wave output level for area change. However, this system has a drawback that when passing through a variable resistor provided in the antenna output stage, a considerable loss occurs in the output, resulting in poor power efficiency.

本発明の課題は、送信波出力レベルを調整する際の出力損失を減じ、かつ確実に探索用電波の到達エリアを変更可能な車載用無線送信装置及び車載用無線送信システムを提供することにある。   An object of the present invention is to provide an in-vehicle wireless transmission device and an in-vehicle wireless transmission system that can reduce the output loss when adjusting the transmission wave output level and can reliably change the search radio wave arrival area. .

課題を解決するための手段及び発明の効果Means for Solving the Problems and Effects of the Invention

本発明は、車両の無線施開錠システムにおいて車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キーを探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する車載用無線送信装置に係るものであり、上記の課題を解決するために、
車両の無線施開錠システムにおいて車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キーを探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する車載用無線送信装置であって、
送信用アンテナと、
車載バッテリーから受電するとともに送信用アンテナへ送信駆動電源電圧を供給する送信駆動電源回路と、
該送信駆動電源回路と送信用アンテナとの間に介在し、該送信駆動電源回路による送信用アンテナへの通電をスイッチングするスイッチング回路と、
スイッチング回路を、探索用電波の搬送波周波数にて周期的にスイッチング駆動するとともに、該スイッチングのモードを、送信用アンテナに対する送信駆動電源電圧の印加方向を半周期毎に反転させる両振りモードと、送信用アンテナに対する送信駆動電源電圧の印加方向は一定とし、電圧印加期間と電圧非印加期間とを交替させる片振りモードとの間で切替え可能なドライバ回路と、
搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、ドライバ回路の切替え駆動出力をオンオフ変調する変調回路と、
を備えることを特徴とする。 The present invention is fixedly arranged at a predetermined position on the vehicle side in a wireless locking / unlocking system of a vehicle, and transmits a search radio wave for searching for a wireless portable key so that a predetermined radio wave arrival area is formed. In order to solve the above problems, it relates to an in-vehicle wireless transmission device.
In-vehicle wireless transmission that is fixedly arranged at a predetermined position on the vehicle side in a wireless locking / unlocking system of a vehicle and transmits a search radio wave for searching for a wireless portable key so that a predetermined radio wave arrival area is formed A device,
A transmitting antenna;
A transmission drive power supply circuit that receives power from the in-vehicle battery and supplies a transmission drive power supply voltage to the transmission antenna;
A switching circuit that is interposed between the transmission drive power supply circuit and the transmission antenna, and switches energization of the transmission drive power supply circuit to the transmission antenna;
The switching circuit is periodically switched and driven at the carrier wave frequency of the search radio wave, and the switching mode is switched to a double swing mode that reverses the direction in which the transmission drive power supply voltage is applied to the transmission antenna every half cycle, and a transmission mode. A driver circuit capable of switching between a swing mode in which the application direction of the transmission drive power supply voltage to the trusted antenna is constant and the voltage application period and the voltage non-application period are switched;
A modulation circuit that performs on / off modulation of the switching drive output of the driver circuit based on a digital baseband signal input having a frequency lower than the carrier frequency;
It is characterized by providing.

上記本発明の構成は、ドライバ回路により、スイッチング回路による送信アンテナへの通電モードを上記両振りモードと上記片振りモードとの２つの間で切替え可能とした。つまり、通電モードの設定により探索用電波の送信出力を切替えることができるので、特許文献１のごとく出力を可変抵抗により変更する構成と比較して出力の損失が少ない。   In the configuration of the present invention, the driver circuit can switch the energization mode to the transmission antenna by the switching circuit between the two-way mode and the one-way mode. That is, since the transmission output of the search radio wave can be switched by setting the energization mode, the output loss is small compared to the configuration in which the output is changed by the variable resistor as in Patent Document 1.

スイッチング回路は、送信用アンテナの第一端と送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタと、送信用アンテナの第二端と送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタとを有するとともに、第一スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタがオンとなり、第三スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタがオフとなることで送信用アンテナを第一通電方向とし、第一スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタがオフとなり、第三スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタがオンとなることで送信用アンテナを第二通電方向とするＨブリッジ回路として構成することができる。送信用アンテナの駆動スイッチング回路を、トランジスタブリッジ回路により簡単かつ安価に実現できる。   The switching circuit includes a first switching transistor and a second switching transistor provided between the first end of the transmission antenna and the transmission drive power circuit and the ground, respectively, and a second end of the transmission antenna, the transmission drive power circuit and the ground. And a third switching transistor and a fourth switching transistor, respectively, and the first switching transistor and the fourth switching transistor are turned on, and the third switching transistor and the second switching transistor are turned off. With the trusted antenna in the first energization direction, the first switching transistor and the fourth switching transistor are turned off, and the third switching transistor and the second switching transistor are turned on, so that the transmitting antenna is It may be configured as a H-bridge circuit for a two-flowing direction. The driving switching circuit for the transmitting antenna can be realized easily and inexpensively by the transistor bridge circuit.

この場合、ドライバ回路は、片振りモードにおいては、第四スイッチングトランジスタを常時オン、第三スイッチングトランジスタを常時オフとして、第一スイッチングトランジスタがオンとなり第二スイッチングトランジスタがオフとなる第一状態と、その逆となる第二状態とを探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動する一方、両振りモードにおいては、第一スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタのみがオンとなり他はオフとなる第三状態と、その逆となる第四状態とを探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動するものとできる。スイッチングトランジスタの駆動設定により両振りモードと片振りモードとを簡易に切替えることが可能となる。   In this case, in the swing mode, the driver circuit always turns on the fourth switching transistor, always turns off the third switching transistor, the first state where the first switching transistor is turned on and the second switching transistor is turned off, The second state, which is the opposite, is alternately switched and driven at the carrier frequency of the search radio wave, while in the swing mode, only the first switching transistor and the fourth switching transistor are on and the others are off. The state and the fourth state, which is the opposite, can be alternately switched and driven at the carrier frequency of the search radio wave. It is possible to easily switch between the swing mode and the swing mode by setting the driving of the switching transistor.

また、スイッチング回路を両振りモードと片振りモードとの間で切替えるようドライバ回路を駆動制御する出力モード変更手段を設けることもできる。この構成によると、スイッチング回路の通電モードの変更を容易に行なうことができる。   It is also possible to provide output mode changing means for driving and controlling the driver circuit so that the switching circuit is switched between the double swing mode and the single swing mode. According to this configuration, the energization mode of the switching circuit can be easily changed.

送信駆動電源回路は、探索用電波の電波到達エリアを変更するために、送信用アンテナへの送信駆動電源電圧の出力指令値を入力する送信駆動電源電圧指令入力部と、車載バッテリーからの入力電圧を出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部とを有する可変電源回路として構成できる。この構成によると、送信アンテナの第一端を送信駆動電源に第二端を接地に接続する形で増幅器を介さずに駆動通電するとともに、その通電方向をスイッチング回路により交互に切替えることで送信電波出力を得ることができる。そして、車載バッテリーからの入力電圧を可変電源回路により、出力指令値に対応した送信駆動電源電圧に変換して送信アンテナに入力する。つまり、送信アンテナの駆動電源電圧を直接変更する形で探索用電波の送信出力、すなわち電波到達エリアを変更するように構成している。これにより、入力信号を直接増幅する方式と比較して、アンテナ出力の振幅を設定値に安定に保持しやすく、また、大出力の信号増幅器も不要で安価であり、探索用電波の到達エリアも確実に変更できる。さらに、これに、両振りモードと片振りモードとの選択の自由度が加わることにより、一層きめ細かい出力変更設定が可能となる。   The transmission drive power supply circuit includes a transmission drive power supply voltage command input unit that inputs an output command value of the transmission drive power supply voltage to the transmission antenna and an input voltage from the in-vehicle battery in order to change the radio wave arrival area of the search radio wave. Can be configured as a variable power supply circuit having a voltage conversion unit that converts the output to the output of the transmission drive power supply voltage corresponding to the output command value. According to this configuration, the first end of the transmission antenna is connected to the transmission drive power source and the second end is connected to the ground without passing through the amplifier, and the energization direction is alternately switched by the switching circuit. Output can be obtained. Then, the input voltage from the in-vehicle battery is converted into a transmission drive power supply voltage corresponding to the output command value by the variable power supply circuit and input to the transmission antenna. That is, the transmission output of the search radio wave, that is, the radio wave arrival area is changed by directly changing the drive power supply voltage of the transmission antenna. This makes it easier to keep the antenna output amplitude stable at the set value compared to the method of directly amplifying the input signal, and it does not require a large output signal amplifier and is inexpensive, and the search radio wave reachable area Can be changed reliably. Furthermore, by adding the degree of freedom of selection between the double swing mode and the single swing mode, further fine output change settings can be made.

ドライバ回路は、第一〜第四のスイッチングトランジスタを個別にオンオフするための第一〜第四の入力駆動トランジスタを有するものとして構成できる。また、変調回路は、搬送波周波数に対応した周波数の方形波搬送波信号を出力する搬送波信号出力部と、搬送波周波数よりも小さい周波数の方形波デジタルベースバンド信号に基づいて方形波搬送波信号をオンオフ変調した変調方形波信号を出力する変調方形波信号出力部と、変調方形波信号を受け、該変調方形波信号がオン変調期間であって第一レベルのとき、各スイッチングトランジスタが第一通電方向に対応した駆動状態となり、同じく第二レベルのとき、各スイッチングトランジスタが第二通電方向に対応した駆動状態となり、変調方形波信号がオフ変調期間のとき各スイッチングトランジスタが全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタを動作させるための入力駆動信号に変換する駆動ロジック回路とを有するものとして構成できる。すなわち、送信すべきデータ内容を反映したデジタルベースバンド信号により方形波搬送波信号を変調した変調方形波信号を作り、その変調方形波信号を駆動ロジック回路にて、ドライバ回路の各入力駆動トランジスタの駆動信号を生成することで、該変調方形波信号に従ってＨブリッジ回路が駆動されることになり、探索用電波を、送信駆動電源電圧の出力指令値に応じて可変に出力することが可能となる。   The driver circuit can be configured to include first to fourth input drive transistors for individually turning on and off the first to fourth switching transistors. In addition, the modulation circuit performs on-off modulation of the square wave carrier signal based on a carrier wave signal output unit that outputs a square wave carrier signal having a frequency corresponding to the carrier frequency and a square wave digital baseband signal having a frequency smaller than the carrier frequency. A modulation square wave signal output unit that outputs a modulation square wave signal and a modulation square wave signal, and when the modulation square wave signal is in the on-modulation period and at the first level, each switching transistor corresponds to the first energization direction. Each input drive transistor so that each switching transistor is in a driving state corresponding to the second energizing direction when the driving level is in the second level, and all the switching transistors are turned off when the modulation square wave signal is in the off-modulation period. Drive logic circuit for converting the input drive signal to operate the That. That is, a modulated square wave signal is generated by modulating a square wave carrier signal with a digital baseband signal reflecting the data content to be transmitted, and the modulated square wave signal is driven by a drive logic circuit to drive each input drive transistor of the driver circuit. By generating the signal, the H-bridge circuit is driven in accordance with the modulated square wave signal, and the search radio wave can be variably output according to the output command value of the transmission drive power supply voltage.

この場合、前述の可変電源回路は、送信用アンテナに予め定められた範囲内にて可変とされた正極性電源電圧を供給するものとして構成することができる。Ｈブリッジ回路は、第一〜第四スイッチングトランジスタが全て、ソースが可変電源回路からの入力側に、ドレインが接地側に接続されるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成することができる。ドライバ回路は、第一通電方向又は第二通電方向が得られるように各Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するとともに、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し、可変電源回路からのソース側への入力電圧よりも閾電圧以上高い昇圧ゲート駆動電圧を供給するためのゲート昇圧回路を備えるものとして構成することができる。昇圧ゲート駆動電圧は、車載バッテリー電圧よりも高圧に設定することができる。   In this case, the above-described variable power supply circuit can be configured to supply a positive power supply voltage that is variable within a predetermined range to the transmitting antenna. The H-bridge circuit can be configured by an N-channel MOSFET in which the first to fourth switching transistors are all connected to the input side from the variable power supply circuit and the drain to the ground side. The driver circuit drives the gate of each N-channel MOSFET so as to obtain the first energization direction or the second energization direction, and supplies a source from the variable power supply circuit to the gate of the N-channel MOSFET to be turned on. A gate booster circuit for supplying a boosted gate drive voltage that is higher than the threshold voltage by a threshold voltage than the input voltage to the side can be provided. The boost gate drive voltage can be set higher than the in-vehicle battery voltage.

上記の構成では、Ｈブリッジ回路を構成する第一〜第四スイッチングトランジスタを全てＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成する。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴをスイッチング駆動するには、上記のごとく、送信駆動電源電圧ＶＸ（ソース電圧ＶＳ）より閾電圧（Ｖｋ）以上高いゲート電圧ＶＧを与える必要があるが、上記の構成では、ゲート昇圧回路を設けることにより、該条件を充足する昇圧ゲート駆動電圧ＶＧＥを供給できるようにする。このように構成することで、各ＭＯＳＦＥＴは送信駆動電源電圧ＶＸの設定値によらず全て正電圧で駆動でき、負電圧電源を追加する必要がなくなる。また、これにより、正極性電源電圧の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎを（昇圧）ゲート駆動電圧ＶＧＥよりも低く設定することが可能となり、電源電圧の可変範囲を低電圧側に大幅に拡張することができる。前述のＶｋの値は概ね２．５Ｖ程度であり、正極性電源電圧の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎは、例えば１．５Ｖ以上２．５Ｖ未満に設定することができる。 In the above configuration, the first to fourth switching transistors constituting the H-bridge circuit are all configured by N-channel MOSFETs. In order to switch-drive the N-channel MOSFET, as described above, it is necessary to apply the gate voltage V G higher than the transmission drive power supply voltage V X (source voltage V S ) by a threshold voltage (Vk) or more. By providing a gate booster circuit, it is possible to supply a boosted gate drive voltage V GE that satisfies the condition. With this configuration, each MOSFET can be driven at all regardless of the set value of the transmission drive power supply voltage V X positive voltage, there is no need to add the negative voltage supply. This also, it is possible to set the output variable lower limit Vxmin of positive supply voltage (boost) lower than the gate drive voltage V GE and will, greatly expand the variable range of the power supply voltage to the low voltage side it can. The value of Vk is about 2.5V, and the output variable lower limit value Vxmin of the positive power supply voltage can be set to 1.5 V or more and less than 2.5 V, for example.

ゲート昇圧回路は、例えば昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成することも可能であるが、前述のごとく、ＭＯＳＦＥＴはゲートの入力インピーダンスが高いため出力電流容量がそれほど要求されない。従って、ゲート昇圧回路は、これをチャージポンプ回路で構成することが回路の簡便化及び低コスト化を図る上で有効である。   The gate booster circuit can be configured with, for example, a booster DC-DC converter, but as described above, the MOSFET has a high gate input impedance, so that the output current capacity is not so required. Therefore, it is effective for the gate booster circuit to be composed of a charge pump circuit for simplification of the circuit and cost reduction.

次に、送信駆動電源回路が上記送信駆動電源電圧指令入力部と上記電圧変換部とを有する可変電源回路として構成される場合に、電圧変換部は、車載バッテリーからの入力電圧を送信駆動電源電圧の出力に降圧変換する半導体電圧変換部として構成することができる。可変抵抗等による電圧降下を利用しないので、低電圧側の送信駆動電源電圧を出力する際にも損失が少ない。このような半導体電圧変換部は、送信駆動電源電圧の出力電圧のフィードバック入力と参照電圧との差分が縮小するように、車載バッテリーからの入力電圧を増幅制御する半導体増幅部を有するものとして構成する。送信駆動電圧を参照電圧値にフィードバック制御する形なので、入力信号波形を直接増幅する方式と比較して、アンテナ出力波形の振幅を設定値に保持しやすい。また、制御の対象が、スイッチング回路のハイサイド側で一定に保つべき送信駆動電源電圧なので、例えば、ローサイド側で検出される電流をフィードバックする構成等と比較して、フィードバック系の回路構成も簡略化できる。なお、半導体増幅部の出力変更方式は、上記参照電圧値を変更する方式と、送信駆動電源電圧の出力電圧を分圧してフィードバック入力とする構成において、そのフィードバック入力の分圧比を変更する方式との２通りが可能である。   Next, when the transmission drive power supply circuit is configured as a variable power supply circuit having the transmission drive power supply voltage command input unit and the voltage conversion unit, the voltage conversion unit transmits the input voltage from the in-vehicle battery to the transmission drive power supply voltage. Can be configured as a semiconductor voltage conversion unit that performs step-down conversion to the output of. Since a voltage drop due to a variable resistor or the like is not used, there is little loss when outputting the transmission drive power supply voltage on the low voltage side. Such a semiconductor voltage converter is configured to have a semiconductor amplifier that amplifies and controls the input voltage from the in-vehicle battery so that the difference between the feedback input of the output voltage of the transmission drive power supply voltage and the reference voltage is reduced. . Since the transmission drive voltage is feedback controlled to the reference voltage value, the amplitude of the antenna output waveform is easily held at the set value as compared with the method of directly amplifying the input signal waveform. In addition, since the control target is a transmission drive power supply voltage that should be kept constant on the high side of the switching circuit, for example, the circuit configuration of the feedback system is simplified compared to a configuration that feeds back the current detected on the low side. Can be The output changing method of the semiconductor amplifying unit includes a method of changing the reference voltage value, and a method of changing the voltage dividing ratio of the feedback input in a configuration in which the output voltage of the transmission drive power supply voltage is divided and used as a feedback input. Two ways are possible.

具体的には、半導体増幅部は、車載バッテリーからの入力電圧がコレクタ又はソース側に供給され、エミッタ又はドレイン側からの送信駆動電源電圧の増幅制御出力が取り出される増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのベース又はゲートに、送信駆動電源電圧の出力電圧のフィードバック入力と参照電圧との差分を演算する演算増幅器とを備え、該演算増幅器の出力を、送信駆動電源電圧の増幅制御電圧として入力するものとして構成できる。演算増幅器は、増幅用トランジスタの入力信号をコントロールできる程度の規模のものでよく、特許文献１のごとく変調信号をアンテナ出力用に増幅する大電力型の増幅器は不要である。   Specifically, the semiconductor amplifying unit includes an amplifying transistor in which an input voltage from the in-vehicle battery is supplied to the collector or the source side, and an amplification control output of the transmission drive power supply voltage from the emitter or the drain side is taken out. An operational amplifier that calculates a difference between a feedback input of an output voltage of the transmission drive power supply voltage and a reference voltage is provided at the base or gate of the transistor, and an output of the operational amplifier is input as an amplification control voltage of the transmission drive power supply voltage Can be configured. The operational amplifier may be of a scale that can control the input signal of the amplifying transistor, and a high-power amplifier that amplifies the modulation signal for antenna output as in Patent Document 1 is unnecessary.

本発明の車載用無線送信システムは、上記本発明の車載用無線装置が複数、車両上の互いに異なる位置に分散配置され、各車載用無線装置が上記出力モード変更手段を備え、送信駆動電源回路が上記送信駆動電源電圧指令入力部と電圧変換部とを有する可変電源回路として構成されるとともに、
各車載用無線装置のアンテナ出力の指示値を取得するアンテナ出力指示値取得手段と、
種々のアンテナ出力指示値を得るために、各アンテナ出力指示値と、設定すべき送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモードとを対応付けて記憶するアンテナ出力指示値設定テーブルと、
取得したアンテナ出力指示値に対応する送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモードとをアンテナ出力指示値設定テーブルから読み出して、対応する車載用無線送信装置に設定するアンテナ出力設定手段と、
を有したことを特徴とする。 A vehicle-mounted radio transmission system according to the present invention includes a plurality of the vehicle-mounted radio devices according to the present invention distributed in different positions on a vehicle, each vehicle-mounted radio device including the output mode changing means, and a transmission drive power supply circuit Is configured as a variable power supply circuit having the transmission drive power supply voltage command input unit and the voltage conversion unit,
Antenna output instruction value acquisition means for acquiring an instruction value of antenna output of each in-vehicle wireless device;
In order to obtain various antenna output instruction values, an antenna output instruction value setting table that stores each antenna output instruction value in association with the output instruction value of the transmission drive power supply voltage to be set and the switching mode;
Antenna output setting means for reading out the output instruction value of the transmission drive power supply voltage and the switching mode corresponding to the acquired antenna output instruction value from the antenna output instruction value setting table, and setting the corresponding in-vehicle wireless transmission device;
It is characterized by having.

上記本発明によると、複数の車載用無線装置毎に、送信アンテナの出力設定値（つまり、電波到達エリア）を、アンテナ出力指示値設定テーブルを参照することにより、送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモードにより、容易に指示できる。   According to the present invention, the output instruction value of the transmission drive power supply voltage is obtained by referring to the antenna output instruction value setting table for the output setting value of the transmitting antenna (that is, the radio wave arrival area) for each of the plurality of in-vehicle wireless devices. And it can be easily instructed by the switching mode.

以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の適用対象となる車両の無線施開錠システムの概略構成を示すブロック図である。無線施開錠システム１は、自動車側搭載部１００と、ユーザーが携帯する携帯機（無線携帯キー）２００とを有する。この携帯機２００は、具体的には、車両毎の固有のＩＤコードを記録するとともに車載機器との間で無線通信を行ない、車載機器が、車両から所定距離範囲内に当該車両用の携帯機が存在するか否かをＩＤコードによって照合し、その照合結果に基づいて所定の機能制御（例えば、ドアロック／ロック解除、イモビライザのアンロックなど）を行なうためのものである。一方、自動車側搭載部１００は、ＬＦアンテナ２１０が接続された複数のＬＦ送信装置２０と、ＲＦアンテナ３１０が接続されたＲＦ受信装置３０とを有し、各々ＥＣＵ１０に接続されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a vehicle wireless locking / unlocking system to which the present invention is applied. The wireless locking / unlocking system 1 includes an automobile-side mounting unit 100 and a portable device (wireless portable key) 200 carried by a user. Specifically, the portable device 200 records a unique ID code for each vehicle and performs wireless communication with the in-vehicle device, and the in-vehicle device is within a predetermined distance range from the vehicle. The ID code is used to check whether or not there exists, and predetermined function control (for example, door lock / unlock, immobilizer unlock, etc.) is performed based on the check result. On the other hand, the vehicle-side mounting unit 100 includes a plurality of LF transmitters 20 to which the LF antenna 210 is connected and an RF receiver 30 to which the RF antenna 310 is connected, and each is connected to the ECU 10.

ＥＣＵ１０は、ＣＰＵ１１、ＲＯＭ１２、ＲＡＭ（図示なし）等を備える周知の構成を有する。また、ＲＯＭ１２は不揮発性メモリであるＥＥＰＲＯＭであり、ＬＦアンテナ２１０のアンテナ出力指示値と、ＬＦアンテナ２１０に設定すべき送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモード（後述する両振りモードと片振りモード）とを対応付けて記憶するアンテナ出力指示値設定テーブルを記憶している。ＣＰＵ１１は、このアンテナ出力指示値設定テーブルから、各ＬＦ送信装置２０のアンテナ出力の指示値に対応する送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモードを読み出して、各ＬＦ送信装置２０に対しこれらの指示信号を出力する。なお、ＣＰＵ１１は、ＲＯＭ１２に記憶された制御プログラムの実行により、このＥＣＵ１０は本発明のアンテナ出力指示値取得手段及びアンテナ出力設定手段として機能する。   The ECU 10 has a known configuration including a CPU 11, a ROM 12, a RAM (not shown), and the like. The ROM 12 is an EEPROM that is a non-volatile memory, and includes an antenna output instruction value of the LF antenna 210, an output instruction value of a transmission drive power supply voltage to be set in the LF antenna 210, and a switching mode (a swing mode and a single mode described later). The antenna output instruction value setting table is stored in association with each other. The CPU 11 reads out the output instruction value of the transmission drive power supply voltage and the switching mode corresponding to the antenna output instruction value of each LF transmitter 20 from the antenna output instruction value setting table, and sends them to each LF transmitter 20. The instruction signal is output. The CPU 11 functions as an antenna output instruction value acquisition means and an antenna output setting means of the present invention by executing a control program stored in the ROM 12.

ＬＦ送信装置２０では、携帯キーＩＤ等が反映されたベースバンド信号によりＬＦ搬送波信号を変調し、ＬＦアンテナ２１０からポーリング電波として定期的に繰り返し送信する。ポーリング電波の到達範囲内に携帯機２００が存在すれば、携帯機２００は該ポーリング電波を受信しベースバンド信号を復調して内容解析する。解析の結果、自身に対するポーリングであることが確認されれば、携帯機２００は、認証用ＩＤが反映されたＲＦ応答電波を自動車側に送信する。自動車側では、ＲＦアンテナ３１０を介してＲＦ受信装置３０によりこれを受信し、認証用ＩＤを含んだベースバンド信号を復調する。ＥＣＵ１０は、復調されたベースバンド信号に含まれる認証用ＩＤを不揮発性メモリ１２に記憶されたマスターＩＤと照合して認証処理を行なうとともに、結果が認証受理であった場合に限り、ドアロック４０やイモビライザ６０の動作制御を行なう。例えば、携帯機２００を持ったユーザーが自動車に近づき、上記のポーリングに応答して認証受理となることで、自動車側搭載部１００側ではドアノブに設けられたタッチセンサ５０の入力を有効化し、該タッチセンサ５０にユーザーが触れたことを検出してドアロック４０に、施錠ないし開錠の動作を行なわせるように構成することができる。   In the LF transmitter 20, the LF carrier signal is modulated by the baseband signal reflecting the portable key ID and the like, and periodically and repeatedly transmitted as a polling radio wave from the LF antenna 210. If the portable device 200 exists within the polling radio wave reachable range, the portable device 200 receives the polling radio wave, demodulates the baseband signal, and analyzes the contents. As a result of the analysis, if it is confirmed that the polling is performed, the portable device 200 transmits an RF response radio wave reflecting the authentication ID to the vehicle side. On the automobile side, this is received by the RF receiver 30 via the RF antenna 310, and the baseband signal including the authentication ID is demodulated. The ECU 10 performs authentication processing by comparing the authentication ID included in the demodulated baseband signal with the master ID stored in the non-volatile memory 12, and only when the result is authentication acceptance, the door lock 40. And the operation control of the immobilizer 60 is performed. For example, when the user with the portable device 200 approaches the automobile and receives authentication in response to the polling, the automobile side mounting unit 100 side validates the input of the touch sensor 50 provided on the door knob, It can be configured to detect that the user has touched the touch sensor 50 and cause the door lock 40 to perform locking or unlocking operations.

ＬＦ送信装置２０は、携帯機２００を探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する本発明の車載用無線送信装置として構成され、複数のものが車両上の互いに異なる位置に分散配置されている（以下、そのうちの一つのもので代表させて説明する）。また、ＬＦアンテナ２１０が送信用アンテナに相当する（以下、送信用アンテナ２１０ともいう）。図２は、ＬＦ送信装置２０の一例を示すブロック図であり、以下のものを備える。
・送信駆動電源回路（可変電源回路）２４：車載バッテリーＶＢから受電するとともに送信用アンテナ２１０へ送信駆動電源電圧を供給する。
・スイッチング回路２５：送信駆動電源回路２４と送信用アンテナ２１０との間に介在し、該送信駆動電源回路２４による送信用アンテナ２１０への通電をスイッチングする。具体的には、該送信駆動電源回路２４による送信用アンテナ２１０への通電方向を、該送信用アンテナ２１０の第一端２１０ａ側から第二端２１０ｂ側に向う第一通電方向Ｘと、該第一通電方向とは逆の第二通電方向Ｙとの間で切替える。
・ドライバ回路２２：スイッチング回路２５を、探索用電波の搬送波周波数にて周期的にスイッチング駆動するとともに、該スイッチングのモードを、送信用アンテナに対する送信駆動電源電圧の印加方向を半周期毎に反転させる両振りモードと、前記送信用アンテナに対する送信駆動電源電圧の印加方向は一定とし、電圧印加期間と電圧非印加期間とを交替させる片振りモードとの間で切替える。アンテナ２１０の共振特性により、上記スイッチング周期に対応して第一通電方向Ｘと第二通電方向Ｙとが交互に反転する通電特性となる。
・変調回路２１：駆動ロジック回路２１ａを有し、搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、ドライバ回路２２の切替え駆動出力をオンオフ変調する。 The LF transmission device 20 is configured as an in-vehicle wireless transmission device of the present invention that transmits a search radio wave for searching for the portable device 200 so that a predetermined radio wave arrival area is formed. Dispersed and arranged at different positions from each other (hereinafter, a representative one will be described). The LF antenna 210 corresponds to a transmitting antenna (hereinafter also referred to as a transmitting antenna 210). FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of the LF transmitter 20, and includes the following.
Transmission drive power supply circuit (variable power supply circuit) 24: Receives power from the in-vehicle battery VB and supplies a transmission drive power supply voltage to the transmission antenna 210.
Switching circuit 25: interposed between the transmission drive power supply circuit 24 and the transmission antenna 210, and switches energization to the transmission antenna 210 by the transmission drive power supply circuit 24. Specifically, the energization direction of the transmission antenna 210 by the transmission drive power supply circuit 24 is defined as a first energization direction X from the first end 210a side to the second end 210b side of the transmission antenna 210, and the first energization direction X. It switches between the second energization direction Y opposite to the one energization direction.
Driver circuit 22: The switching circuit 25 is periodically switched and driven at the carrier frequency of the search radio wave, and the switching mode is reversed every half cycle in the direction in which the transmission drive power supply voltage is applied to the transmission antenna. The application mode of the transmission drive power supply voltage to the transmission antenna is fixed, and the mode is switched between the swing mode and the swing mode in which the voltage application period and the voltage non-application period are switched. Due to the resonance characteristics of the antenna 210, the first energization direction X and the second energization direction Y are alternately reversed corresponding to the switching period.
Modulation circuit 21: has a drive logic circuit 21a, and on / off modulates the switching drive output of the driver circuit 22 based on a digital baseband signal input having a frequency lower than the carrier frequency.

そして、送信駆動電源回路２４は、探索用電波の電波到達エリアを変更するために、ＥＣＵ１０から送信用アンテナ２１０への送信駆動電源電圧の出力指令値を入力するＳＰＩインターフェース（送信駆動電源電圧指令入力部）２６と、車載バッテリーＶＢからの入力電圧を前記出力指令値に対応する送信駆動電源電圧（正極性電源電圧）Ｖｃｃ１の出力に変換する電圧変換部２４ａとを有する可変電源回路として構成されている。   The transmission drive power supply circuit 24 inputs an output command value of the transmission drive power supply voltage from the ECU 10 to the transmission antenna 210 to change the radio wave arrival area of the search radio wave (transmission drive power supply voltage command input). Part) 26 and a voltage converter 24a for converting the input voltage from the in-vehicle battery VB into the output of the transmission drive power supply voltage (positive power supply voltage) Vcc1 corresponding to the output command value. Yes.

送信用アンテナ２１０は、アンテナコイル２１１と該アンテナコイル２１１に直列共振結合するキャパシタ２１２とを有する共振アンテナであり、上記ドライバ回路２２は、共振アンテナの共振周波数に対応した搬送波周波数にてスイッチング回路２５を切替え駆動するものである。キャパシタ２１２との結合により共振アンテナを構成することで、方形波電源スイッチングによりアンテナを直接駆動しているにも拘わらず共振正弦波状の搬送波出力が得られ、ノイズやＥＭＩの要因となる方形波特有の高調波成分を効果的にカットすることができる。また、共振回路の構成により、アンテナコイル２１１の巻線長は送信波長よりもはるかに短くなり、アンテナの小形化を図ることができる。本実施形態では、送信波の帯域が長波長のＬＦ帯（５０ｋＨｚ以上５００ｋＨｚ以下）に設定されており、この効果が著しい。また、ユーザーが遠方にいる場合は携帯機２００が探索用電波に反応せず、他方、ユーザーが接近したときは、ユーザーが体のどこに携帯機２００を保持していても探索用電波が回り込んで電波検知できるようにする観点からもＬＦ帯の採用が有利であるといえる。   The transmitting antenna 210 is a resonant antenna having an antenna coil 211 and a capacitor 212 that is coupled in series resonance with the antenna coil 211, and the driver circuit 22 has a switching circuit 25 at a carrier frequency corresponding to the resonant frequency of the resonant antenna. Are switched and driven. By configuring the resonant antenna by coupling with the capacitor 212, a resonant sinusoidal carrier wave output can be obtained despite the fact that the antenna is directly driven by square wave power switching, and a square wave characteristic that causes noise and EMI. The present harmonic component can be cut effectively. Further, due to the configuration of the resonance circuit, the winding length of the antenna coil 211 is much shorter than the transmission wavelength, and the antenna can be miniaturized. In this embodiment, the band of the transmission wave is set to a long wavelength LF band (50 kHz to 500 kHz), and this effect is remarkable. In addition, when the user is far away, the portable device 200 does not respond to the search radio wave. On the other hand, when the user approaches, the search radio wave wraps around wherever the user holds the portable device 200. It can be said that the adoption of the LF band is also advantageous from the viewpoint of enabling radio wave detection with the LF band.

スイッチング回路２５は、ツイストペアケーブル２１３を介して送信用アンテナ２１０の第一端２１０ａ及び第二端２１０ｂとに接続されており、該送信用アンテナ２１０の第一端２１０ａと可変電源回路２４及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ２５１及び第二スイッチングトランジスタ２５２と、送信用アンテナ２１０の第二端２１０ｂと可変電源回路２４及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ２５３及び第四スイッチングトランジスタ２５４とを有したＨブリッジ回路として構成されている。該Ｈブリッジ回路２５は、第一スイッチングトランジスタ２５１及び第四スイッチングトランジスタ２５４がオンとなり、第三スイッチングトランジスタ２５３及び第二スイッチングトランジスタ２５２がオフとなることで送信用アンテナ２１０は第一通電方向Ｘとなる。また、第一スイッチングトランジスタ２５１及び第四スイッチングトランジスタ２５４がオフとなり、第三スイッチングトランジスタ２５３及び第二スイッチングトランジスタ２５２がオンとなることで送信用アンテナ２１０は第二通電方向Ｙとなる。なお、Ｈブリッジ回路２５と送信用アンテナ２１０との間にはインピーダンス整合用の抵抗２６１，２６２が挿入されている。なお、スイッチング回路２５に向う可変電源回路２４からの電源線には、デカップリングコンデンサ２７が設けられている。   The switching circuit 25 is connected to the first end 210a and the second end 210b of the transmitting antenna 210 via a twisted pair cable 213, and the first end 210a of the transmitting antenna 210, the variable power supply circuit 24, and the ground. The first switching transistor 251 and the second switching transistor 252 provided between each of the first switching transistor 251 and the second switching transistor 252 provided between the second end 210b of the transmitting antenna 210, the variable power supply circuit 24 and the ground, respectively. This is configured as an H-bridge circuit having a switching transistor 254. In the H-bridge circuit 25, the first switching transistor 251 and the fourth switching transistor 254 are turned on, and the third switching transistor 253 and the second switching transistor 252 are turned off. Become. Also, the first switching transistor 251 and the fourth switching transistor 254 are turned off, and the third switching transistor 253 and the second switching transistor 252 are turned on, so that the transmitting antenna 210 is in the second energization direction Y. In addition, resistors 261 and 262 for impedance matching are inserted between the H bridge circuit 25 and the transmitting antenna 210. A decoupling capacitor 27 is provided on the power supply line from the variable power supply circuit 24 facing the switching circuit 25.

次に、図３に示すように、ドライバ回路２２は、第一〜第四のスイッチングトランジスタ２５１〜２５４を個別にオンオフするための第一〜第四の入力駆動トランジスタ２２１〜２２４を有するものとして構成されている。また、図４に示すように、変調回路２１は、搬送波周波数に対応した周波数で搬送波信号出力部２８から出力される方形波搬送波信号と、搬送波周波数よりも小さい周波数でＥＣＵ１０側から出力される方形波デジタルベースバンド信号とに基づいて、方形波搬送波信号をオンオフ変調した変調方形波信号を出力する変調方形波信号出力部２１ｂを備える。搬送波信号出力部２８は、基本発振回路１１１と、該基本発振回路１１１からの出力信号を、それよりも低周波の搬送波信号にダウンコンバートする分周回路１１２とを備える。また、変調方形波信号出力部２１ｂは、方形波搬送波信号と方形波デジタルベースバンド信号との論理積を変調方形波信号として出力する論理ゲートにて構成されているが、方形波搬送波信号の出力経路上に設けられたスイッチングトランジスタ（例えばＦＥＴ）等で構成してもよい。   Next, as shown in FIG. 3, the driver circuit 22 is configured to include first to fourth input drive transistors 221 to 224 for individually turning on and off the first to fourth switching transistors 251 to 254. Has been. Further, as shown in FIG. 4, the modulation circuit 21 includes a square wave carrier signal output from the carrier signal output unit 28 at a frequency corresponding to the carrier frequency, and a square output from the ECU 10 side at a frequency smaller than the carrier frequency. And a modulated square wave signal output unit 21b that outputs a modulated square wave signal obtained by on-off modulating a square wave carrier signal based on the digital wave baseband signal. The carrier wave signal output unit 28 includes a basic oscillation circuit 111 and a frequency dividing circuit 112 that down-converts an output signal from the basic oscillation circuit 111 into a carrier wave signal having a frequency lower than that of the basic oscillation circuit 111. The modulation square wave signal output unit 21b includes a logic gate that outputs a logical product of the square wave carrier signal and the square wave digital baseband signal as a modulation square wave signal. You may comprise by the switching transistor (for example, FET) etc. which were provided on the path | route.

また、駆動ロジック回路２１ａは、上記変調方形波信号を受け、該変調方形波信号がオン変調期間ＰＡであって第一レベルＨのとき、各スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が第一通電方向Ｘに対応した駆動状態となり、同じく第二レベルＬのとき、各スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が第二通電方向Ｙに対応した駆動状態となり、変調方形波信号がオフ変調期間ＰＢのとき各スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタ２２１〜２２４を動作させるための入力駆動信号（１Ｎ１Ｈ、１Ｎ２Ｈ，１Ｎ１Ｌ，１Ｎ２Ｌ）に変換し、ドライバ回路２２（図２参照）に出力する。 The drive logic circuit 21a receives the modulated square wave signal, when the modulation square wave signal is an on modulation period P A of the first level H, each of the switching transistors 251 to 254 in the first conduction direction X Similarly, when the second driving state is the second level L, the switching transistors 251 to 254 are in the driving state corresponding to the second energization direction Y, and when the modulation square wave signal is the off-modulation period P B , the switching transistors 251 to 254 are driven. It is converted into input drive signals (1N1H, 1N2H, 1N1L, 1N2L) for operating the input drive transistors 221 to 224 so that all 254 are turned off, and output to the driver circuit 22 (see FIG. 2).

可変電源回路２４は、送信用アンテナ２１０に予め定められた範囲内にて可変とされた正極性電源電圧Ｖｃｃ１を供給するものとして構成されている。Ｈブリッジ回路２５は、第一〜第四スイッチングトランジスタ２５１〜２５４が全て、ソースが可変電源回路２４からの入力側に、ドレインが接地側に接続されるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成されている。ドライバ回路２２は、第一通電方向Ｘ又は第二通電方向Ｙが得られるように各Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するとともに、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し、可変電源回路２４からのソース側への入力電圧よりも閾電圧（Ｖｋ）以上高い昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨを供給するためのゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３を備える。昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨは、車載バッテリー電圧ＶＢよりも高圧に設定されている。 The variable power supply circuit 24 is configured to supply a positive power supply voltage Vcc1 that is variable within a predetermined range to the transmitting antenna 210. In the H-bridge circuit 25, the first to fourth switching transistors 251 to 254 are all configured by N-channel MOSFETs whose sources are connected to the input side from the variable power supply circuit 24 and whose drains are connected to the ground side. The driver circuit 22 drives the gate of each N-channel MOSFET so that the first energization direction X or the second energization direction Y can be obtained, and the variable power supply circuit for the gate of the N-channel MOSFET to be turned on A gate booster circuit (charge pump circuit) 23 for supplying a boosted gate drive voltage VEH that is higher than the input voltage from 24 to the source side by a threshold voltage (Vk) or more. The boost gate drive voltage V EH is set to be higher than the in-vehicle battery voltage V B.

Ｈブリッジ回路２５は、オン抵抗が小さく、また、ゲートの入力インピーダンスが高いＭＯＳＦＥＴ（エンハンスメント型）でスイッチングデバイスを構成することで、省電力型のスイッチング回路を実現できる。ＭＯＳＦＥＴのソース電圧をＶｃｃ１、ゲート電圧をＶＧ、ＭＯＳＦＥＴをオンにするために必要な臨界ゲート−ソース電圧をＶｋ（Ｖｋは概ね２．５Ｖ程度）として、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴはＶｃｃ１−ＶＧ≧Ｖｋのとき、つまり、ソース電圧Ｖｃｃ１よりＶｋ以上低いゲート電圧ＶＧを与えたときにオンとなり、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴは、ＶＧ−Ｖｃｃ１≧Ｖｋのとき、つまり、ソース電圧Ｖｃｃ１よりＶｋ以上高いゲート電圧ＶＧを与えたときにオンとなる。スイッチングするべき送信駆動電源電圧ＶＸ（Ｖｃｃ１に対応）は、一般的な信号電源電圧Ｖｃｃ２（例えば＋５Ｖ：ＶＧに対応）よりも十分高いことが多く、この場合は、ハイサイド（送信駆動電源回路２４側）のＭＯＳＦＥＴをＰチャネル型とし、ローサイド（接地側）のＭＯＳＦＥＴをＮチャネル型とすることで、上記の信号電源電圧Ｖｃｃ２をゲート駆動用に用いてもＨブリッジ回路２５を問題なく駆動できる。しかしながら、本発明のごとく電波到達エリア変更のためにスイッチングするべき送信駆動電源電圧ＶＸが可変になっている場合、送信駆動電源電圧ＶＸの設定値が小さくなると、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴがＰチャネル型の場合、オン条件となるＶｃｃ１−ＶＧ≧Ｖｋを充足させるために、ＶＧを負電圧に設定する必要が生ずる場合があり、負電圧電源を追加しなければならない分だけ回路コストが高騰する問題を生ずる。 The H bridge circuit 25 can realize a power-saving switching circuit by configuring a switching device with a MOSFET (enhancement type) having a low on-resistance and a high gate input impedance. The source voltage of the MOSFET Vcc1, the gate voltage V G, the critical gate required to turn on the MOSFET - source voltage as Vk (Vk is generally about 2.5V), P-channel MOSFET is Vcc1-V G when ≧ Vk, that is, turned on when given a low gate voltage V G higher Vk than the source voltage Vcc1, N-channel MOSFET, when the V G -Vcc1 ≧ Vk, i.e., Vk or more than the source voltage Vcc1 It turns on when a high gate voltage V G is applied. Transmitting the drive power supply voltage V X should be switched (corresponding to Vcc1), the general signal supply voltage Vcc2: often sufficiently higher than (e.g., + 5V corresponds to V G), in this case, the high-side (transmission drive power source Since the MOSFET on the circuit 24 side is a P-channel type and the low-side (ground side) MOSFET is an N-channel type, the H-bridge circuit 25 can be driven without problems even when the signal power supply voltage Vcc2 is used for gate driving. it can. However, when the transmission drive power supply voltage V X should be switched to the radio coverage area change as in the present invention is in the variable, the set value of the transmission drive power supply voltage V X becomes small, the high-side MOSFET is a P-channel for a type, in order to satisfy the Vcc1-V G ≧ Vk which is turned on condition, may need to set V G to a negative voltage is generated, an amount corresponding circuit cost rise which must be added the negative voltage power supply Cause problems.

そこで、本実施形態では、以下のごとき構成を採用する。まず、Ｈブリッジ回路２５を構成する第一〜第四スイッチングトランジスタ２５１〜２５４を全てＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴとする。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴをスイッチング駆動するには、上記のごとく、送信駆動電源電圧ＶＸ（ソース電圧Ｖｃｃ１）より閾電圧（Ｖｋ）以上高いゲート電圧ＶＧを与える必要があるが、上記の構成では、ゲート昇圧回路２３を設けることにより、該条件を充足する昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨを供給できるようにする。このように構成することで、各ＭＯＳＦＥＴは送信駆動電源電圧ＶＸの設定値によらず全て正電圧で駆動でき、負電圧電源を追加する必要がなくなる。また、これにより、正極性電源電圧Ｖｃｃ１の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎを（昇圧）ゲート駆動電圧ＶＥＨよりも低く設定することが可能となり、電源電圧の可変範囲を低電圧側に大幅に拡張することができる。前述のＶｋの値は概ね２．５Ｖ程度であり、正極性電源電圧Ｖｃｃ１の出力可変下限値Ｖｘｍｉｎは、例えば１．５Ｖ以上２．５Ｖ未満に設定することができる。本実施形態ではＶｘｍｉｎが１．７Ｖ、Ｖｘｍａｘが６．８Ｖであり、０．３Ｖステップの一定変更幅にて正極性電源電圧Ｖｃｃ１を可変設定できるようにしている。 Therefore, in this embodiment, the following configuration is adopted. First, all the first to fourth switching transistors 251 to 254 constituting the H bridge circuit 25 are N-channel MOSFETs. In order to switch-drive the N-channel MOSFET, as described above, it is necessary to apply the gate voltage V G that is higher than the transmission drive power supply voltage V X (source voltage Vcc1) by a threshold voltage (Vk) or more. By providing the gate booster circuit 23, the booster gate drive voltage VEH that satisfies the condition can be supplied. With this configuration, each MOSFET can be driven at all regardless of the set value of the transmission drive power supply voltage V X positive voltage, there is no need to add the negative voltage supply. Moreover, it thereby, the output variable lower limit Vxmin the positive power supply voltage Vcc1 (boost) it is possible to set lower than the gate drive voltage V EH, greatly expand the variable range of the power supply voltage to the low voltage side Can do. The value of Vk described above is approximately 2.5V, and the output variable lower limit value Vxmin of the positive power supply voltage Vcc1 can be set to 1.5 V or more and less than 2.5 V, for example. In this embodiment, Vxmin is 1.7 V and Vxmax is 6.8 V, and the positive power supply voltage Vcc1 can be variably set with a constant change width of 0.3 V step.

ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３は、可変電源回路２４からの正極性電源電圧Ｖｃｃ１の入力値に対し２．５Ｖ以上高い（昇圧）ゲート駆動電圧ＶＥＨを、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給することで、安定したスイッチング駆動が可能となる。（昇圧）ゲート駆動電圧ＶＥＨは、正極性電源電圧Ｖｃｃ１の入力値に応じて上記条件を充足するように可変設定することも可能であるが、本実施形態では次のように構成している。すなわち、ゲート昇圧回路２３を、可変電源回路２４からの正極性電源電圧Ｖｃｃ１が出力可変上限値Ｖｘｍａｘに設定された場合に当該可変上限値Ｖｘｍａｘよりも閾電圧Ｖｋ以上高い電圧が確保されるよう、ゲート駆動電圧ＶＥＨを一定レベルにて出力するものとして構成している。本実施形態では、Ｖｘｍａｘ＝＋６．８Ｖであり、昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨをこれよりも高い値（例えば１０Ｖ以上２５Ｖ以下（ここでは２０Ｖ））に設定している。当然、採用するＭＯＳＦＥＴの仕様に定められたゲート耐電圧を超えてゲート駆動電圧ＶＥＨが設定されてはならない。 The gate booster circuit (charge pump circuit) 23 is an N-channel type that should turn on the gate drive voltage V EH that is 2.5 V or more higher than the input value of the positive power supply voltage Vcc1 from the variable power supply circuit 24 (boost). Supplying to the gate of the MOSFET enables stable switching drive. The (boost) gate drive voltage V EH can be variably set so as to satisfy the above condition according to the input value of the positive power supply voltage Vcc1, but in this embodiment, it is configured as follows. . That is, when the positive power supply voltage Vcc1 from the variable power supply circuit 24 is set to the output variable upper limit value Vxmax, the gate booster circuit 23 is set so that a voltage higher than the variable upper limit value Vxmax by a threshold voltage Vk or more is secured. The gate drive voltage VEH is output at a constant level. In the present embodiment, a Vxmax = + 6.8V, a value higher than this a boosted gate drive voltage V EH (e.g. 10V or 25V or less (here, 20V)) is set to. Naturally, the gate drive voltage VEH should not be set beyond the gate withstand voltage defined in the specification of the MOSFET to be employed.

ゲート昇圧回路２３は、例えば昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成することも可能であるが、前述のごとく、ＭＯＳＦＥＴはゲートの入力インピーダンスが高いため出力電流容量がそれほど要求されない。従って、ゲート昇圧回路２３は、本実施形態ではチャージポンプ回路で構成しており、回路の簡便化及び低コスト化に寄与している。また、チャージポンプ回路２３は、ダイオード、コンデンサ、スイッチングトランジスタ及び配線部を有するだけなので、モノリシックＩＣに組み込むことも非常に簡単である。本実施形態では、Ｈブリッジ回路２５、ドライバ回路２２、ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３及び駆動ロジック回路２１がＣＭＯＳモノリシックＩＣの形でワンチップ化されている。   The gate booster circuit 23 can be constituted by, for example, a booster DC-DC converter. However, as described above, since the MOSFET has a high gate input impedance, the output current capacity is not so required. Therefore, the gate booster circuit 23 is constituted by a charge pump circuit in the present embodiment, which contributes to the simplification and cost reduction of the circuit. Further, since the charge pump circuit 23 has only a diode, a capacitor, a switching transistor, and a wiring portion, it is very easy to incorporate it into a monolithic IC. In the present embodiment, the H bridge circuit 25, the driver circuit 22, the gate booster circuit (charge pump circuit) 23, and the drive logic circuit 21 are made into one chip in the form of a CMOS monolithic IC.

図５はチャージポンプ回路２３の構成例であり、各々スイッチングトランジスタ１０５，１０６に接続され、逆流防止用ダイオード１０３とこれに並列接続された電圧逓倍用コンデンサ１０１とからなる第一の組と、同じく逆流防止用ダイオード１０４とこれに並列接続された電圧逓倍用コンデンサ１０２とからなる第二の組とを交互に直列接続し、クロック信号ＣＬＫ（及びインバータ１０７によるその反転信号）によりスイッチングトランジスタ１０５，１０６を相補的にオン／オフ駆動することにより、入力電圧Ｖｃｃ２を上記第一の組と第二の組との接続段数に応じ逓倍化して出力する周知の回路である。   FIG. 5 shows a configuration example of the charge pump circuit 23, which is connected to the switching transistors 105 and 106, respectively, and includes a first set including a backflow prevention diode 103 and a voltage multiplying capacitor 101 connected in parallel thereto. A second set of a backflow prevention diode 104 and a voltage multiplying capacitor 102 connected in parallel thereto is alternately connected in series, and switching transistors 105 and 106 are connected by a clock signal CLK (and its inverted signal by the inverter 107). Is a known circuit for multiplying and outputting the input voltage Vcc2 in accordance with the number of connection stages between the first set and the second set.

ところで、送信用アンテナ２１０への送信駆動電源電圧Ｖｘ（ソース電圧Ｖｃｃ１）を可変に構成する場合、その可変下限値Ｖｘｍｉｎには、電源仕様に応じた限界がある。そこで、本実施形態では、ドライバ回路２２が、Ｈブリッジ回路２５のスイッチングのモードを、第一通電方向Ｘへの通電と第二通電方向Ｙへの通電をと交互に切替える両振りモードと、通電方向を第一通電方向Ｘと第二通電方向Ｙとの一方に固定し、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１の供給及び遮断を繰り返す片振りモードとの間で切替え可能となるように構成している。同じ電源電圧Ｖｃｃ１であっても、片振りモードでは出力電圧振幅が両振りモードの半分となり、両振りモードでのアンテナ出力の下限値よりもさらに小出力の設定が可能となる。   When the transmission drive power supply voltage Vx (source voltage Vcc1) to the transmission antenna 210 is variably configured, the variable lower limit value Vxmin has a limit corresponding to the power supply specification. Therefore, in the present embodiment, the driver circuit 22 switches the switching mode of the H bridge circuit 25 alternately between energization in the first energization direction X and energization in the second energization direction Y, and energization The direction is fixed to one of the first energization direction X and the second energization direction Y, and is configured to be switchable between the swing mode in which the transmission drive power supply voltage Vcc1 is repeatedly supplied and cut off. Even with the same power supply voltage Vcc1, the output voltage amplitude is half that in the double swing mode in the single swing mode, and a smaller output can be set than the lower limit of the antenna output in the double swing mode.

具体的には、ＥＣＵ１０はアンテナ出力の指示値を取得すると、ＲＯＭ１２に記憶するアンテナ出力指示値設定テーブルから、各ＬＦ送信装置２０のアンテナ出力の指示値に対応する送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモード（両振り／片振り）を読み出して、各ＬＦ送信装置２０に対し、これらの指示情報を送信する。ドライバ回路２２は、送信駆動電源電圧を、ＥＣＵ１０からの上記指示情報が示す値に設定し、上記指示情報が示すスイッチングモードにてスイッチングトランジスタ２５１〜２５４を駆動する。   Specifically, when the ECU 10 acquires the instruction value of the antenna output, the output instruction value of the transmission drive power supply voltage corresponding to the instruction value of the antenna output of each LF transmission device 20 from the antenna output instruction value setting table stored in the ROM 12. The switching mode (double swing / single swing) is read out, and the instruction information is transmitted to each LF transmitter 20. The driver circuit 22 sets the transmission drive power supply voltage to a value indicated by the instruction information from the ECU 10, and drives the switching transistors 251 to 254 in the switching mode indicated by the instruction information.

ＥＣＵ１０からの上記指示情報は、ＳＰＩインターフェース２６に入力される。ＳＰＩインターフェース２６は、入力された指示情報に含まれる送信駆動電源電圧Ｖｘの出力設定値を可変電源回路２４へ出力する一方、指示情報が示すスイッチングモードの指令信号を駆動ロジック回路２１ａに出力する。指令信号が片振りモードを指示する片振り信号である場合、駆動ロジック回路２１ａは、第四スイッチングトランジスタ２５４を常時オン、第三スイッチングトランジスタ２５３を常時オフとして、第一スイッチングトランジスタ２５１がオンとなり第二スイッチングトランジスタ２５２がオフとなる第一状態と、その逆となる第二状態とを探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動するための駆動信号をドライバ回路２２に出力する。   The instruction information from the ECU 10 is input to the SPI interface 26. The SPI interface 26 outputs an output set value of the transmission drive power supply voltage Vx included in the input instruction information to the variable power supply circuit 24, and outputs a switching mode command signal indicated by the instruction information to the drive logic circuit 21a. When the command signal is a swing signal that indicates the swing mode, the drive logic circuit 21a always turns on the fourth switching transistor 254, always turns off the third switching transistor 253, turns on the first switching transistor 251, and turns on the first switching transistor 251. A drive signal for alternately switching and driving the first state in which the two switching transistors 252 are turned off and the second state in the opposite state at the carrier frequency of the search radio wave is output to the driver circuit 22.

他方、指令信号が両振りモードを指示する両振り信号であった場合は、駆動ロジック回路２１ａは、第一スイッチングトランジスタ２５１及び第四スイッチングトランジスタ２５４のみがオンとなり他はオフとなる第三状態と、その逆となる第四状態とを探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動する駆動信号をドライバ回路２２に出力する。   On the other hand, when the command signal is a swing signal instructing the swing mode, the drive logic circuit 21a has a third state in which only the first switching transistor 251 and the fourth switching transistor 254 are turned on and the others are turned off. Then, a driving signal for alternately switching and driving the fourth state, which is the reverse of the fourth state, at the carrier frequency of the search radio wave is output to the driver circuit 22.

ドライバ回路２２は、具体的には以下のように構成することができる。すなわち、入力駆動信号を第一及び第二の入力駆動トランジスタ２２１，２２２との間で入力レベルが互いに反転するように定める。ここでは、図４において駆動ロジック回路２１内で、変調波信号の出力を４つに分岐し、第一及び第四の入力駆動トランジスタ２２１，２２４への入力と、第二及び第三の入力駆動トランジスタ２２２，２２３への入力とを互いに反転させる構成としている。   Specifically, the driver circuit 22 can be configured as follows. That is, the input drive signal is determined such that the input levels are inverted between the first and second input drive transistors 221 and 222. Here, the output of the modulated wave signal is branched into four in the drive logic circuit 21 in FIG. 4, the inputs to the first and fourth input drive transistors 221 and 224, and the second and third input drives. The inputs to the transistors 222 and 223 are inverted from each other.

そして、入力駆動トランジスタ２２１，２２２を、各々駆動入力電圧が昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨよりも低く設定されるとともに（ここでは、Ｖｃｃ２（＋５Ｖ））、対応するＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５１，２５２のゲートとゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３との間に配置され、入力駆動信号が第一レベル（ここではＨレベル）のときは導通状態となってゲートに昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨを入力し、同じく第二レベル（ここではＬレベル）のときは遮断状態なってゲートへの昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨの入力を遮断するオン駆動用トランジスタ２３１と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５１，２５２のゲートと接地との間に配置され、入力駆動信号が第一レベルのときゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となってゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタ２３２とを有するものとして構成する。各ＭＯＳＦＥＴにオン駆動用トランジスタとオフ駆動用トランジスタとを対にして設けることで、ＭＯＳＦＥＴを導通状態と遮断状態との間で確実に切替えることができる。 Then, the input drive transistor 221 and 222, with each drive input voltage is set lower than the boosted gate drive voltage V EH (here, Vcc2 (+ 5V)), the corresponding N-channel type MOSFET251,252 gate and gate When the input drive signal is at the first level (here, H level), it is placed in a conducting state and the boost gate drive voltage VEH is input to the gate. a two-level on-drive transistor 231 to cut off the input of the boost gate drive voltage V EH to the gate become blocked state when the (L level here), between the ground and the gate of the N-channel type MOSFET251,252 When the input drive signal is at the first level, the connection between the gate and the ground is cut off. Constitutes as having an off-drive transistor 232 to ground shorts the input of the gate in a conductive state. By providing each MOSFET with an on-driving transistor and an off-driving transistor as a pair, the MOSFET can be reliably switched between a conduction state and a cutoff state.

前述のごとく、駆動ロジック回路２１の信号電源電圧は、車載バッテリーＶＢからの入力電圧よりも低い安定化信号電源電圧Ｖｃｃ２（例えば＋５Ｖ）である。ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）２３は安定化信号電源電圧Ｖｃｃ２を昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨに昇圧するものとして構成されている。このようにすると、安定化信号電源電圧Ｖｃｃ２を基準として、必要な昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨを安定的に発生させることができる。特に、ゲート昇圧回路２３を、ダイオードとコンデンサとの組み合わせによる上記電圧逓倍回路を用いたチャージポンプ回路にて構成すると、昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨを安定化信号電源電圧の整数倍にて安定的に発生することができる。 As described above, the signal power supply voltage of the drive logic circuit 21 is the stabilized signal power supply voltage Vcc2 (for example, +5 V) that is lower than the input voltage from the in-vehicle battery VB. The gate booster circuit (charge pump circuit) 23 is configured to boost the stabilized signal power supply voltage Vcc2 to the boosted gate drive voltage VEH . In this way, based on the stabilization signal supply voltage Vcc2, the required boost the gate drive voltage V EH can be generated stably. In particular, when the gate booster circuit 23 is constituted by a charge pump circuit using the above voltage multiplier circuit by a combination of a diode and a capacitor, the boost gate drive voltage VEH can be stably increased at an integral multiple of the stabilization signal power supply voltage. Can be generated.

次に、駆動ロジック回路２１ａにおいて、前述の入力駆動信号は第三及び第四の入力駆動トランジスタ２２３，２２４との間で入力レベルが互いに反転するように定められている。そして、それら入力駆動トランジスタ２２３，２２４は、各々駆動入力電圧が昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＨよりも低く設定されるとともに、対応するＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４のゲートとゲート駆動電源ＶＢとの間に配置され、入力駆動信号が第一レベル（ここでは、Ｈレベル）のときは導通状態となってゲートにゲート駆動電源からのゲート駆動電圧ＶＥＨを入力し、同じく第二レベル（ここでは、Ｌレベル）のときは遮断状態なってゲートへのゲート駆動電圧ＶＢの入力を遮断するオン駆動用トランジスタ２３１と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ２５３，２５４のゲートと接地との間に配置され、入力駆動信号が第一レベルのときゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となってゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタ２３２とを有する。 Next, in the drive logic circuit 21a, the above-described input drive signal is determined so that the input levels are inverted between the third and fourth input drive transistors 223 and 224. Then, they enter the driving transistor 223 and 224, with each drive input voltage is set lower than the boosted gate drive voltage V EH, disposed between the gate and the gate drive power supply VB of the corresponding N-channel type MOSFET253,254 When the input drive signal is at the first level (here, H level), the gate drive voltage VEH from the gate drive power supply is input to the gate, and the second level (here, L level). ) Is placed between the gate of the N-channel MOSFETs 253 and 254 and the ground so that the input drive signal is the first drive signal 231 which shuts off the input of the gate drive voltage V B to the gate. When the level is one, the connection between the gate and the ground is cut off. And a off-drive transistor 232 to ground short circuit.

次に、可変電源回路（送信駆動電源回路）２４は、探索用電波の電波到達エリアを変更するために、送信用アンテナへ２１０の送信駆動電源電圧の出力指令値を入力する送信駆動電源電圧指令入力部と、車載バッテリーＶＢからの入力電圧を出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部２４ａとを有する可変電源回路として構成されている。送信駆動電源電圧指令入力部は、前述のＳＰＩインターフェース２６が兼用している。電圧変換部２４ａは、送信駆動電源電圧の出力電圧のフィードバック入力と参照電圧との差分が縮小するように、車載バッテリーＶＢからの入力電圧を増幅制御するものである。具体的には、電圧変換部２４ａは、車載バッテリーＶＢからの入力電圧ＶＢがコレクタ側に供給され、エミッタ側からの送信駆動電源電圧の増幅制御出力が取り出される、バイポーラトランジスタからなる増幅用トランジスタ２４ｄと、該増幅用トランジスタ２４ｄのベースに、送信駆動電源電圧の出力電圧のフィードバック入力と出力一定の参照電圧Ｖｒｅｆとの差分を演算する演算増幅器２４ｃとを備え、該演算増幅器２４ｃの出力Ｖａｍｐが、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１の増幅制御電圧として入力される。送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１は、抵抗分圧ブリッジを介して演算増幅器２４ｃの入力にフィードバックされる。参照電圧をＶｒｅｆ、抵抗分圧ブリッジによる送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１の分圧比をλとすると、演算増幅器２４ｃの２つの入力が仮想的に短絡していると考えれば、
λ・Ｖｃｃ１＝Ｖｒｅｆ ‥(1)
であり、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１は分圧比λを変化させることにより、
Ｖｃｃ１＝Ｖｒｅｆ／λ ‥(2)
にて調整可能である。 Next, the variable power supply circuit (transmission drive power supply circuit) 24 inputs a transmission drive power supply voltage command for inputting the transmission drive power supply voltage of 210 to the transmission antenna in order to change the radio wave arrival area of the search radio wave. The variable power supply circuit includes an input unit and a voltage conversion unit 24a that converts an input voltage from the in-vehicle battery VB into an output of a transmission drive power supply voltage corresponding to the output command value. The aforementioned SPI interface 26 is also used as the transmission drive power supply voltage command input unit. The voltage converter 24a amplifies and controls the input voltage from the in-vehicle battery VB so that the difference between the feedback input of the output voltage of the transmission drive power supply voltage and the reference voltage is reduced. Specifically, the voltage conversion unit 24a, the input voltage V B from the vehicle battery VB is supplied to the collector side, the amplification control output of the transmission drive power supply voltage from the emitter side is taken out, the amplifying transistor comprising a bipolar transistor 24d and an operational amplifier 24c for calculating the difference between the feedback input of the output voltage of the transmission drive power supply voltage and the constant output reference voltage Vref at the base of the amplifying transistor 24d, and the output Vamp of the operational amplifier 24c is , Input as an amplification control voltage of the transmission drive power supply voltage Vcc1. The transmission drive power supply voltage Vcc1 is fed back to the input of the operational amplifier 24c through a resistance voltage dividing bridge. If it is assumed that the reference voltage is Vref and the voltage dividing ratio of the transmission drive power supply voltage Vcc1 by the resistance voltage dividing bridge is λ, the two inputs of the operational amplifier 24c are virtually short-circuited.
λ · Vcc1 = Vref (1)
The transmission drive power supply voltage Vcc1 is changed by changing the voltage dividing ratio λ.
Vcc1 = Vref / λ (2)
Can be adjusted.

本実施形態では、図３に示すように、電源側の抵抗２４０の電気抵抗値Ｒ２が固定とされ、接地側の抵抗２４１の電気抵抗値Ｒ１が可変とされている。
λ＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２） ‥(3)
であるから、(1)(2)より、
Ｖｃｃ１＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）Ｖｒｅｆ ‥(4)
であり、Ｒ２の値に応じてＶｃｃ１をＶｒｅｆよりも大きい電圧範囲で調整可能である。 In the present embodiment, as shown in FIG. 3, the electric resistance value R2 of the power supply side resistor 240 is fixed, and the electric resistance value R1 of the ground side resistor 241 is variable.
λ = R1 / (R1 + R2) (3)
Therefore, from (1) (2),
Vcc1 = (1 + R2 / R1) Vref (4)
In accordance with the value of R2, Vcc1 can be adjusted in a voltage range larger than Vref.

図２では、制御の便宜を図るため、接地側の抵抗２４１を、抵抗２４０との分圧出力点から並列に分岐するとともに互いに電気抵抗値の異なる複数の抵抗２４１ａにて構成し、対応するスイッチ２４１ｂにより抵抗２４０に対し選択的に接続されるようになっている。これらスイッチ２４１ｂは、ＳＰＩインターフェース２６からの電圧指示値に応じて必要な抵抗２４１ａが接続されるように動作する。   In FIG. 2, for convenience of control, the ground-side resistor 241 is constituted by a plurality of resistors 241 a that branch in parallel from the voltage dividing output point with the resistor 240 and have different electric resistance values, and corresponding switches. The resistor 241 is selectively connected to the resistor 240. These switches 241b operate so that a necessary resistor 241a is connected in accordance with a voltage instruction value from the SPI interface 26.

なお、増幅用トランジスタ２４ｄはＦＥＴで代替することも可能であるが、この場合は、上記の「コレクタ」を「ソース」に、「エミッタ」を「ドレイン」に、「ベース」を「ゲート」に読み替える。演算増幅器２４ｃは、増幅用トランジスタ２４ｄの入力信号をコントロールできる程度の規模のものでよく、特許文献１のごとく変調信号をアンテナ出力用に増幅する大電力対応の増幅器は不要である。   The amplifying transistor 24d can be replaced by an FET. In this case, the above-mentioned “collector” is set as “source”, “emitter” is set as “drain”, and “base” is set as “gate”. Replace it. The operational amplifier 24c may be of a scale that can control the input signal of the amplifying transistor 24d, and a high-power compatible amplifier that amplifies the modulation signal for antenna output as in Patent Document 1 is unnecessary.

以下、図２のＬＦ送信装置２０の動作について説明する。
まず、ＥＣＵ１０が、探索用電波の出力を出力すべきＬＦ送信装置２０の送信駆動電源電圧の出力指示値及びスイッチングのモードを、ＲＯＭ１２に記憶されたアンテナ出力指示値設定テーブルからから読み出し、読み出した指示情報を該ＬＦ送信装置２０のＳＰＩインターフェース２６に出力する。ＳＰＩインターフェース２６は、このうちの送信駆動電源電圧の出力指示値に応じて可変電源回路２４に対し、必要なスイッチ２４１ａの選択駆動信号を入力する。これにより、車載バッテリーＶＢの出力電圧ＶＢは、出力指示値に対応する送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１に変換され、Ｈブリッジ回路２５へと出力される。 Hereinafter, the operation of the LF transmitter 20 of FIG. 2 will be described.
First, the ECU 10 reads out and reads the output instruction value of the transmission drive power supply voltage and the switching mode of the LF transmitter 20 that should output the output of the search radio wave from the antenna output instruction value setting table stored in the ROM 12. The instruction information is output to the SPI interface 26 of the LF transmitter 20. The SPI interface 26 inputs a necessary selection drive signal for the switch 241a to the variable power supply circuit 24 in accordance with the output instruction value of the transmission drive power supply voltage. Thus, the output voltage V B of the in-vehicle battery VB is converted to a transmit drive power supply voltage Vcc1 corresponding to the output instruction value is outputted to the H bridge circuit 25.

図４に示すように、探索用電波により送信するべきデジタルデータに対応したベースバンド信号（リクエストデータ）を方形波信号として入力し、これを用いて方形波搬送波信号をオンオフ変調する形で変調波信号を発生させる。この変調波信号は、駆動ロジック回路２１ａにて図３のドライバ回路２２への入力駆動信号に変換される。   As shown in FIG. 4, a baseband signal (request data) corresponding to digital data to be transmitted using a search radio wave is input as a square wave signal, and a square wave carrier signal is used to modulate a square wave carrier signal. Generate a signal. This modulated wave signal is converted into an input drive signal to the driver circuit 22 of FIG. 3 by the drive logic circuit 21a.

駆動ロジック回路２１ａは、上記変調方形波信号を受けると、該変調方形波信号がオン変調期間ＰＡであって第一レベルＨのとき、各ＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４が第一通電方向Ｘに対応した駆動状態となり、同じく第二レベルＬのとき、各ＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４が第二通電方向Ｙに対応した駆動状態となり、変調方形波信号がオフ変調期間ＰＢのとき各ＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４が全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタ２２１〜２２４を動作させるための入力駆動信号（１Ｎ１Ｈ、１Ｎ２Ｈ，１Ｎ１Ｌ，１Ｎ２Ｌ：図２参照）に変換する。 Drive logic circuit 21a receives the modulated square wave signal, the modulation square wave signal when the first level H be on modulation period P A, each MOSFET251~254 is corresponding to the first conduction direction X drive When the second level L, the MOSFETs 251 to 254 are in a driving state corresponding to the second energization direction Y, and when the modulation square wave signal is in the off-modulation period P B , the MOSFETs 251 to 254 are all turned off. It converts into the input drive signal (1N1H, 1N2H, 1N1L, 1N2L: refer FIG. 2) for operating each input drive transistor 221-224.

ところが、スイッチングのモードに係る指示信号がＳＰＩインターフェース２６に入力されると、駆動ロジック回路２１ａは、該指示信号に応じてドライバ回路２２への入力駆動信号を変更する。つまり、駆動ロジック回路２１ａは、図８に示すように、指示信号として両振り信号が入力された場合には、ドライバ回路２２が、第一のＭＯＳＦＥＴ２５１及び第四のＭＯＳＦＥＴ２５４のみがオンとなり他はオフとなる第三状態と、その逆となる第四状態とを探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動する入力駆動信号を出力する。他方、片振り信号が入力された場合には、駆動ロジック回路２１ａは、ドライバ回路２２が、第三のＭＯＳＦＥＴ２５３を常時オフ、第四のＭＯＳＦＥＴ２５４を方形波信号がハイレベルのときに常時オンとして、第一のＭＯＳＦＥＴがオンとなり第二のＭＯＳＦＥＴ２５２がオフとなる第一状態と、その逆となる第二状態とを探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動する入力駆動信号を出力する。   However, when an instruction signal related to the switching mode is input to the SPI interface 26, the drive logic circuit 21a changes the input drive signal to the driver circuit 22 in accordance with the instruction signal. That is, as shown in FIG. 8, the drive logic circuit 21a is configured such that when the swing signal is input as the instruction signal, the driver circuit 22 turns on only the first MOSFET 251 and the fourth MOSFET 254 and turns off the others. An input drive signal for alternately switching and driving the third state and the fourth state, which is the reverse, at the carrier frequency of the search radio wave is output. On the other hand, when a swing signal is input, the drive logic circuit 21a causes the driver circuit 22 to always turn off the third MOSFET 253 and keep the fourth MOSFET 254 always on when the square wave signal is at a high level. An input drive signal for alternately switching and driving a first state where the first MOSFET is turned on and the second MOSFET 252 is turned off and a second state which is the opposite of the first state is output.

駆動ロジック回路２１ａに両振り信号が入力されている場合には、ドライバ回路２２は、入力駆動信号のオン変調期間ＰＡにおいては、図６に示すごとく、Ｈブリッジ回路２５の第一／第四のＭＯＳＦＥＴ２５１，２５４の組と、第二／第三のＭＯＳＦＥＴ２５２，２５３の組とを交互にオン／オフスイッチングする。その結果、送信用アンテナ２１０には、設定した送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１に対応した振幅にて正弦波状の交流電流が流れ、探索用電波が出力される。また、入力駆動信号のオフ変調期間ＰＢにおいては全てのＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４がオフとなり、探索用電波の出力が停止する。結局、探索用電波の出力期間と停止期間とがベースバンド信号を反映した形で交替し、デジタルデータの送信が可能となる。 When both swing signal to the drive logic circuit 21a is input, the driver circuit 22 in the on-modulation period P A of the input drive signal, as shown in FIG. 6, the first / fourth H-bridge circuit 25 The pair of MOSFETs 251 and 254 and the pair of second / third MOSFETs 252 and 253 are alternately switched on / off. As a result, a sinusoidal alternating current flows in the transmitting antenna 210 with an amplitude corresponding to the set transmission drive power supply voltage Vcc1, and a search radio wave is output. In addition, in the off-modulation period P B of the input drive signal, all the MOSFETs 251 to 254 are turned off, and the search radio wave output stops. Eventually, the output period and the stop period of the search radio wave alternate with each other reflecting the baseband signal, and digital data can be transmitted.

図７に示すように、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２５１，２５３は、ゲート昇圧回路２３からゲート電圧入力を受け、これが前述の昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＦとなったときオンとなり、設定された送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１がソース電圧として印加される。一方、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２５２，２５４は、車載バッテリーＶＢからゲート電圧入力を受け、これがバッテリー電圧ＶＢとなったときオンとなり、ソースが接地される。 As shown in FIG. 7, the high MOSFET251,253 side receives a gate voltage input from the gate boosting circuit 23, which is turned on when a boosted gate drive voltage V EF described above, set transmission drive power supply voltage Vcc1 Is applied as the source voltage. On the other hand, MOSFET252,254 low side receives a gate voltage input from the vehicle battery VB, which is turned on when a battery voltage V B, the source is grounded.

なお、上記の構成では、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１の設定値とは無関係に、ゲート昇圧回路２３から一定の昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＦをＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４のゲートに供給するようにしていたが、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１にゲート昇圧回路２３からの出力電圧を重畳して供給するようにしてもよい。この場合、ゲート駆動電圧は、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１に対しゲート昇圧回路２３からの一定の出力電圧分が加算された形で、送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１に応じて変化することになる。 In the above configuration, a constant boosted gate drive voltage V EF is supplied from the gate booster circuit 23 to the gates of the MOSFETs 251 to 254 regardless of the set value of the transmission drive power supply voltage Vcc1. The output voltage from the gate booster circuit 23 may be superimposed on the power supply voltage Vcc1 and supplied. In this case, the gate drive voltage changes in accordance with the transmission drive power supply voltage Vcc1 in a form in which a constant output voltage from the gate booster circuit 23 is added to the transmission drive power supply voltage Vcc1.

他方、駆動ロジック回路２１ａに片振り信号が入力されている場合には、ドライバ回路２２は、入力駆動信号のオン変調期間ＰＡにおいては、図１０に示すごとく、Ｈブリッジ回路２５の第一のＭＯＳＦＥＴ２５１と、第二のＭＯＳＦＥＴ２５２とを交互にオン／オフスイッチングする。そして、第四のＭＯＳＦＥＴ２５４を常時オンとし、第三のＭＯＳＦＥＴ２５３を常時オフとする。その結果、送信用アンテナ２１０には、両振りモードの約半分の振幅にて正弦波状の交流電流が流れ、探索用電波が出力される。また、入力駆動信号のオフ変調期間ＰＢにおいては全てのＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４がオフとなり、探索用電波の出力が停止する。結局、両振りモードと同様、探索用電波の出力期間と停止期間とがベースバンド信号を反映した形で交替し、デジタルデータの送信が可能となる。 On the other hand, when the pulsating signal to the drive logic circuit 21a is input, the driver circuit 22 in the on-modulation period P A of the input drive signal, as shown in FIG. 10, the first H-bridge circuit 25 The MOSFET 251 and the second MOSFET 252 are alternately switched on / off. Then, the fourth MOSFET 254 is always on, and the third MOSFET 253 is always off. As a result, a sinusoidal alternating current flows in the transmitting antenna 210 with an amplitude about half that of the double swing mode, and a search radio wave is output. In addition, in the off-modulation period P B of the input drive signal, all the MOSFETs 251 to 254 are turned off, and the search radio wave output stops. Eventually, as in the case of the swing mode, the output period and the stop period of the search radio wave alternate with each other reflecting the baseband signal, and digital data can be transmitted.

また、片振りモードにおいても、図７に示すように、ハイサイドのＭＯＳＦＥＴ２５１は、ゲート昇圧回路２３からゲート電圧入力を受け、これが前述の昇圧ゲート駆動電圧ＶＥＦとなったときオンとなり、設定された送信駆動電源電圧Ｖｃｃ１がソース電圧として印加される。一方、ローサイドのＭＯＳＦＥＴ２５２は、車載バッテリーＶＢからゲート電圧入力を受け、これがバッテリー電圧ＶＢとなったときオンとなり、ソースが接地される。 Also in pulsating mode, as shown in FIG. 7, MOSFET 251 of the high side receives a gate voltage input from the gate boosting circuit 23, which is turned on when a boosted gate drive voltage V EF described above, it is set The transmission drive power supply voltage Vcc1 is applied as the source voltage. On the other hand, MOSFET252 low side receives a gate voltage input from the vehicle battery VB, which is turned on when a battery voltage V B, the source is grounded.

なお、図９に示すように、第一及び第四のＭＯＳＦＥＴ２５１，２５４がオンになる期間と、第二及び第三のＭＯＳＦＥＴ２５２，２５３がオンになる期間との間に、全てのＭＯＳＦＥＴ２５１〜２５４がオフとなる貫通電流防止時間Ｔｄが設定されている。   In addition, as shown in FIG. 9, all the MOSFETs 251 to 254 are between the period when the first and fourth MOSFETs 251 and 254 are turned on and the period when the second and third MOSFETs 252 and 253 are turned on. A through current prevention time Td for turning off is set.

本発明の適用対象となる車両の無線施開錠システムの概略ブロック図。1 is a schematic block diagram of a vehicle wireless locking / unlocking system to which the present invention is applied. 本発明の一実施例であるＬＦ送信装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the LF transmitter which is one Example of this invention. 図２のＨブリッジ回路及びドライバ回路の詳細を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing details of an H-bridge circuit and a driver circuit in FIG. 2. 変調回路の概念図。The conceptual diagram of a modulation circuit. ゲート昇圧回路を構成するチャージポンプ回路の一例を示す回路図。The circuit diagram which shows an example of the charge pump circuit which comprises a gate booster circuit. 両振りモードにおける、図２のＬＦ送信装置の動作タイミング図。FIG. 3 is an operation timing chart of the LF transmission device of FIG. 2 in the double swing mode. Ｈブリッジ回路の各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングシーケンスを、ゲート電圧及びソース電圧の変化とともに示すタイミング図。The timing diagram which shows the switching sequence of each MOSFET of an H bridge circuit with the change of a gate voltage and a source voltage. 両振りモード及び片振りモードにおけるＨブリッジ回路の各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングシーケンスを示すタイミング図。The timing diagram which shows the switching sequence of each MOSFET of the H bridge circuit in double swing mode and single swing mode. 図８の詳細図。FIG. 9 is a detailed view of FIG. 8. 片振りモードにおける、図２のＬＦ送信装置の動作タイミング図。FIG. 3 is an operation timing chart of the LF transmission device of FIG. 2 in a swing mode.

符号の説明Explanation of symbols

１ 無線施開錠システム
１０ ＥＣＵ（変調方形波信号出力部、アンテナ出力指示値取得手段、アンテナ出力設定手段）
１２ ＲＯＭ（アンテナ出力指示値設定テーブル）
１００ 車載用無線送信装置
２００ 無線携帯キー
２１０ 送信用アンテナ（ＬＦ共振アンテナ）
２１１ アンテナコイル
２１２ キャパシタ
２１ａ 駆動ロジック回路
２２ ドライバ回路
２２１〜２２４ 入力駆動トランジスタ
２３ ゲート昇圧回路（チャージポンプ回路）
２４ 送信駆動電源回路（可変電源回路）
２６ ＳＰＩインターフェース（送信駆動電源電圧指令入力部）
２４ａ 電圧変換部
２５ スイッチング回路（Ｈブリッジ回路）
２５１〜２５４ スイッチングトランジスタ（Ｎチャネル型ＦＥＴ：ＭＯＳＦＥＴ）
２１ｂ 変調回路
２８ 搬送波信号出力部
ＶＢ 車載バッテリー
Ｖｃｃ１ 正極性電源電圧（送信駆動電源電圧）
Ｖｃｃ２ 安定化信号電源電圧 1 wireless locking / unlocking system 10 ECU (modulation square wave signal output unit, antenna output instruction value acquisition means, antenna output setting means)
12 ROM (antenna output instruction value setting table)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 In-vehicle wireless transmitter 200 Wireless portable key 210 Transmitting antenna (LF resonant antenna)
211 Antenna coil 212 Capacitor 21a Drive logic circuit 22 Driver circuit 221 to 224 Input drive transistor 23 Gate booster circuit (charge pump circuit)
24 Transmission drive power supply circuit (variable power supply circuit)
26 SPI interface (transmission drive power supply voltage command input unit)
24a Voltage converter 25 Switching circuit (H bridge circuit)
251 to 254 Switching transistor (N-channel FET: MOSFET)
21b Modulation circuit 28 Carrier wave signal output part VB On-board battery Vcc1 Positive power supply voltage (transmission drive power supply voltage)
Vcc2 Stabilization signal power supply voltage

Claims (20)

車両の無線施開錠システムにおいて車両側の予め定められた位置に固定配置され、無線携帯キーを探索するための探索用電波を所定の電波到達エリアが形成されるように送出する車載用無線送信装置であって、
送信用アンテナと、
車載バッテリーから受電するとともに前記送信用アンテナへ送信駆動電源電圧を供給する送信駆動電源回路と、
該送信駆動電源回路と前記送信用アンテナとの間に介在し、該送信駆動電源回路による前記送信用アンテナへの通電をスイッチングするスイッチング回路と、
前記スイッチング回路を、前記探索用電波の搬送波周波数にて周期的にスイッチング駆動するとともに、該スイッチングのモードを、前記送信用アンテナに対する送信駆動電源電圧の印加方向を半周期毎に反転させる両振りモードと、前記送信用アンテナに対する送信駆動電源電圧の印加方向は一定とし、電圧印加期間と電圧非印加期間とを交替させる片振りモードとの間で切替え可能なドライバ回路と、
前記搬送波周波数よりも低周波のデジタルベースバンド信号入力に基づいて、前記ドライバ回路の切替え駆動出力をオンオフ変調する変調回路と、
を備えることを特徴とする車載用無線送信装置。 In-vehicle wireless transmission that is fixedly arranged at a predetermined position on the vehicle side in a wireless locking / unlocking system of a vehicle and transmits a search radio wave for searching for a wireless portable key so that a predetermined radio wave arrival area is formed A device,
A transmitting antenna;
A transmission drive power supply circuit that receives power from a vehicle-mounted battery and supplies a transmission drive power supply voltage to the transmission antenna;
A switching circuit that is interposed between the transmission drive power supply circuit and the transmission antenna, and switches energization to the transmission antenna by the transmission drive power supply circuit;
A switching mode in which the switching circuit is periodically switched at the carrier frequency of the search radio wave, and the switching mode is a swing mode in which the application direction of the transmission drive power supply voltage to the transmission antenna is reversed every half cycle. And a driver circuit capable of switching between a swing mode in which the application direction of the transmission drive power supply voltage to the transmission antenna is constant and the voltage application period and the voltage non-application period are switched,
A modulation circuit that on-off modulates the switching drive output of the driver circuit based on a digital baseband signal input having a frequency lower than the carrier frequency;
An in-vehicle wireless transmission device comprising: 前記スイッチング回路は、前記送信用アンテナの前記第一端と前記送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第一スイッチングトランジスタ及び第二スイッチングトランジスタと、前記送信用アンテナの前記第二端と前記送信駆動電源回路及び接地との間にそれぞれ設けられる第三スイッチングトランジスタ及び第四スイッチングトランジスタとを有するとともに、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタがオンとなり、前記第三スイッチングトランジスタ及び前記第二スイッチングトランジスタがオフとなることで前記送信用アンテナを第一通電方向とし、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタがオフとなり、前記第三スイッチングトランジスタ及び前記第二スイッチングトランジスタがオンとなることで前記送信用アンテナを前記第二通電方向とするＨブリッジ回路からなり、
前記ドライバ回路は、前記片振りモードにおいては、前記第四スイッチングトランジスタを常時オン、前記第三スイッチングトランジスタを常時オフとして、前記第一スイッチングトランジスタがオンとなり前記第二スイッチングトランジスタがオフとなる第一状態と、その逆となる第二状態とを前記探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動する一方、前記両振りモードにおいては、前記第一スイッチングトランジスタ及び前記第四スイッチングトランジスタのみがオンとなり他はオフとなる第三状態と、その逆となる第四状態とを前記探索用電波の搬送波周波数にて交互に切替え駆動するものである請求項１記載の車載用無線送信装置。 The switching circuit includes a first switching transistor and a second switching transistor provided between the first end of the transmitting antenna and the transmission driving power supply circuit and the ground, respectively, and the second end of the transmitting antenna. A third switching transistor and a fourth switching transistor provided between the transmission drive power supply circuit and the ground, respectively, and the first switching transistor and the fourth switching transistor are turned on; When the second switching transistor is turned off, the transmitting antenna is set in the first energization direction, the first switching transistor and the fourth switching transistor are turned off, the third switching transistor and the front Consists H-bridge circuit for the transmitting antenna and the second current direction by the second switching transistor is turned on,
In the swing mode, the driver circuit always turns on the fourth switching transistor, always turns off the third switching transistor, turns on the first switching transistor, and turns off the second switching transistor. In this mode, only the first switching transistor and the fourth switching transistor are turned on while the state and the opposite second state are alternately switched by the carrier frequency of the search radio wave. 2. The in-vehicle wireless transmission device according to claim 1, wherein the other is alternately switched and driven between a third state in which it is turned off and a fourth state that is in the opposite state, using the carrier frequency of the search radio wave. 前記スイッチング回路を前記両振りモードと前記片振りモードとの間で切替えるよう前記ドライバ回路を駆動制御する出力モード変更手段を備える請求項１又は請求項２記載の車載用無線送信装置。   The in-vehicle wireless transmission device according to claim 1 or 2, further comprising output mode changing means for drivingly controlling the driver circuit so that the switching circuit is switched between the double swing mode and the single swing mode. 前記送信駆動電源回路は、前記探索用電波の前記電波到達エリアを変更するために、前記送信用アンテナへの前記送信駆動電源電圧の出力指令値を入力する送信駆動電源電圧指令入力部と、車載バッテリーからの入力電圧を前記出力指令値に対応する送信駆動電源電圧の出力に変換する電圧変換部とを有する可変電源回路として構成されてなる請求項１ないし請求項３記載の車載用無線送信装置。   The transmission drive power supply circuit includes a transmission drive power supply voltage command input unit that inputs an output command value of the transmission drive power supply voltage to the transmission antenna to change the radio wave arrival area of the search radio wave; 4. The on-vehicle wireless transmission device according to claim 1, wherein the vehicle-mounted wireless transmission device is configured as a variable power supply circuit having a voltage conversion unit that converts an input voltage from a battery into an output of a transmission drive power supply voltage corresponding to the output command value. . 前記送信用アンテナはアンテナコイルと該アンテナコイルに直列共振結合するキャパシタとを有する共振アンテナであり、
前記ドライバ回路は、前記共振アンテナの共振周波数に対応した前記搬送波周波数にて前記スイッチング回路を切替え駆動するものである請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。 The transmitting antenna is a resonant antenna having an antenna coil and a capacitor coupled in series resonance with the antenna coil;
5. The in-vehicle wireless transmission device according to claim 1, wherein the driver circuit switches and drives the switching circuit at the carrier frequency corresponding to the resonance frequency of the resonant antenna. 請求項２記載の要件を備え、
前記ドライバ回路は、前記第一〜第四のスイッチングトランジスタを個別にオンオフするための前記第一〜第四の入力駆動トランジスタを有し、
前記変調回路は、
前記搬送波周波数に対応した周波数の方形波搬送波信号を出力する搬送波信号出力部と、前記搬送波周波数よりも小さい周波数の方形波デジタルベースバンド信号に基づいて前記方形波搬送波信号をオンオフ変調した変調方形波信号を出力する変調方形波信号出力部と、
前記変調方形波信号を受け、該変調方形波信号がオン変調期間であって第一レベルのとき、各スイッチングトランジスタが前記第一通電方向に対応した駆動状態となり、同じく第二レベルのとき、各スイッチングトランジスタが前記第二通電方向に対応した駆動状態となり、前記変調方形波信号がオフ変調期間のとき各スイッチングトランジスタが全てオフとなるよう各入力駆動トランジスタを動作させるための入力駆動信号に変換する駆動ロジック回路とを有する請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。 Comprising the requirements of claim 2;
The driver circuit includes the first to fourth input drive transistors for individually turning on and off the first to fourth switching transistors,
The modulation circuit includes:
A carrier wave signal output unit that outputs a square wave carrier signal having a frequency corresponding to the carrier wave frequency, and a modulated square wave obtained by on-off modulating the square wave carrier signal based on a square wave digital baseband signal having a frequency smaller than the carrier wave frequency A modulated square wave signal output unit for outputting a signal;
When the modulation square wave signal is received and the modulation square wave signal is in the on-modulation period and is at the first level, each switching transistor is in a driving state corresponding to the first energization direction, and when it is at the second level, When the switching transistor is in a driving state corresponding to the second energization direction and the modulation square wave signal is in an off-modulation period, the switching transistors are all turned off and converted to input driving signals for operating the input driving transistors. The in-vehicle wireless transmission device according to any one of claims 1 to 5, further comprising a drive logic circuit. 前記送信駆動電源回路は前記送信用アンテナに予め定められた範囲内にて可変とされた正極性電源電圧を供給するものであり、
前記Ｈブリッジ回路は、前記第一〜第四スイッチングトランジスタが全て、ソースが前記送信駆動電源回路からの入力側に、ドレインが接地側に接続されるＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴにより構成され、
前記ドライバ回路は、前記第一通電方向又は前記第二通電方向が得られるように各Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動するとともに、オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに対し、前記送信駆動電源回路からのソース側への入力電圧よりも閾電圧以上高い昇圧ゲート駆動電圧を供給するためのゲート昇圧回路を備える請求項６記載の車載用無線送信装置。 The transmission drive power supply circuit supplies a positive power supply voltage that is variable within a predetermined range to the transmission antenna,
The H-bridge circuit is configured by an N-channel MOSFET in which the first to fourth switching transistors are all connected to the input side from the transmission drive power supply circuit and the drain to the ground side.
The driver circuit drives the gate of each N-channel MOSFET so as to obtain the first energization direction or the second energization direction, and transmits the signal to the gate of the N-channel MOSFET to be turned on. The in-vehicle wireless transmission device according to claim 6, further comprising a gate booster circuit for supplying a boosted gate drive voltage that is higher than a threshold voltage by an input voltage from the power supply circuit to the source. 前記正極性電源電圧の出力可変下限値が前記昇圧ゲート駆動電圧よりも低く設定されてなる請求項７記載の車載用無線送信装置。   The in-vehicle wireless transmission device according to claim 7, wherein an output variable lower limit value of the positive power supply voltage is set lower than the boost gate drive voltage. 前記ゲート昇圧回路は、前記送信駆動電源回路からの前記正極性電源電圧の入力値に対し２．５Ｖ以上高いゲート駆動電圧を、前記オン状態とするべきＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給するものである請求項７又は請求項８に記載の車載用無線送信装置。   The gate booster circuit supplies a gate drive voltage that is 2.5 V or more higher than the input value of the positive power supply voltage from the transmission drive power supply circuit to the gate of the N-channel MOSFET to be turned on. The in-vehicle wireless transmission device according to claim 7 or 8. 前記正極性電源電圧の出力可変下限値が１．５Ｖ以上２．５Ｖ未満に設定されている請求項９記載の車載用無線送信装置。   The in-vehicle wireless transmission device according to claim 9, wherein an output variable lower limit value of the positive power supply voltage is set to 1.5 V or more and less than 2.5 V. 前記ゲート昇圧回路は、前記送信駆動電源回路からの前記正極性電源電圧が前記可変上限値に設定された場合に当該可変上限値よりも前記閾電圧以上高い電圧が確保されるよう、前記ゲート駆動電圧を一定レベルにて出力するものである請求項８ないし請求項１０のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。   The gate booster circuit is configured to drive the gate drive circuit so that when the positive power supply voltage from the transmission drive power supply circuit is set to the variable upper limit value, a voltage that is higher than the variable upper limit value by the threshold voltage or more is secured. The in-vehicle wireless transmission device according to any one of claims 8 to 10, wherein the voltage is output at a constant level. 前記ゲート昇圧回路がチャージポンプ回路にて構成されている請求項７ないし請求項１１のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。   The in-vehicle wireless transmission device according to any one of claims 7 to 11, wherein the gate booster circuit is configured by a charge pump circuit. 請求項６記載の要件を備え、前記入力駆動信号は前記第一及び前記第二の入力駆動トランジスタとの間で入力レベルが互いに反転するように定められ、かつ、それら入力駆動トランジスタは、各々駆動入力電圧が前記昇圧ゲート駆動電圧よりも低く設定されるとともに、対応する前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートと前記ゲート昇圧回路との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのときは導通状態となって前記ゲートに前記昇圧ゲート駆動電圧を入力し、同じく第二レベルのときは遮断状態なって前記ゲートへの前記昇圧ゲート駆動電圧の入力を遮断するオン駆動用トランジスタと、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートと接地との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのとき前記ゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となって前記ゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタとを有するものである請求項７ないし請求項１２のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。   7. The apparatus according to claim 6, wherein the input drive signal is determined so that input levels thereof are inverted between the first and second input drive transistors, and each of the input drive transistors is driven. An input voltage is set lower than the boost gate drive voltage, and is arranged between the gate of the corresponding N-channel MOSFET and the gate boost circuit, and is conductive when the input drive signal is at the first level. An on-drive transistor that enters the gate and inputs the boosted gate drive voltage to the gate, and also shuts off the input of the boosted gate drive voltage to the gate when the second level, and the N channel The MOSFET is disposed between the gate and the ground of the MOSFET and interrupts the connection between the gate and the ground when the input drive signal is at the first level. The vehicle-mounted radio according to claim 7, further comprising an off-driving transistor that is in a conductive state at the second level and short-circuits the input of the gate to the ground. Transmitter device. 前記駆動ロジック回路の信号電源電圧が、車載バッテリーからの入力電圧よりも低い安定化信号電源電圧であり、前記ゲート昇圧回路は安定化信号電源電圧を前記昇圧ゲート駆動電圧に昇圧するものである請求項１３記載の車載用無線送信装置。   A signal power supply voltage of the drive logic circuit is a stabilized signal power supply voltage lower than an input voltage from an in-vehicle battery, and the gate booster circuit boosts the stabilized signal power supply voltage to the boosted gate drive voltage. Item 14. A vehicle-mounted wireless transmission device according to Item 13. 前記入力駆動信号は前記第三及び前記第四の入力駆動トランジスタとの間で入力レベルが互いに反転するように定められ、かつ、それら入力駆動トランジスタは、各々駆動入力電圧が前記昇圧ゲート駆動電圧よりも低く設定されるとともに、対応する前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートとゲート駆動電源との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのときは導通状態となって前記ゲートに前記ゲート駆動電源からのゲート駆動電圧を入力し、同じく第二レベルのときは遮断状態なって前記ゲートへのゲート駆動電圧の入力を遮断するオン駆動用トランジスタと、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートと接地との間に配置され、前記入力駆動信号が第一レベルのとき前記ゲートと接地との接続を遮断し、同じく第二レベルのときは導通状態となって前記ゲートの入力を接地短絡させるオフ駆動用トランジスタとを有するものである請求項１３又は請求項１４に記載の車載用無線送信装置。   The input drive signal is determined such that the input level is inverted between the third and fourth input drive transistors, and each of the input drive transistors has a drive input voltage higher than the boost gate drive voltage. Is also set low, and is disposed between the gate of the corresponding N-channel MOSFET and the gate drive power supply, and becomes conductive when the input drive signal is at the first level and drives the gate to the gate. A gate drive voltage from a power source is inputted, and when it is at the second level, the transistor is turned off to cut off the gate drive voltage input to the gate, the gate of the N-channel MOSFET and the ground When the input drive signal is at the first level, the connection between the gate and the ground is cut off, and the second level is also applied. Vehicle radio transmitting apparatus according to claim 13 or claim 14 is one having a off-drive transistor to ground short circuit an input of the gate in the conductive state when. 請求項１０に記載の要件を備え、前記第二及び前記第四の入力駆動トランジスタの前記オン駆動用トランジスタが制御するゲート駆動電圧が前記車載バッテリーからの入力電圧とされる請求項１５記載の車載用無線送信装置。   The vehicle-mounted vehicle according to claim 15, comprising the requirements according to claim 10, wherein a gate drive voltage controlled by the on-drive transistor of the second and fourth input drive transistors is an input voltage from the vehicle-mounted battery. Wireless transmitter. 請求項４記載の要件を備え、
前記電圧変換部は、前記車載バッテリーからの入力電圧を前記送信駆動電源電圧の出力に降圧変換する半導体電圧変換部として構成されている請求項１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。 Comprising the requirements of claim 4;
The on-vehicle device according to any one of claims 1 to 16, wherein the voltage conversion unit is configured as a semiconductor voltage conversion unit that step-down converts an input voltage from the on-vehicle battery into an output of the transmission drive power supply voltage. Wireless transmitter. 請求項４記載の要件を備え、
前記電圧変換部は、送信駆動電源電圧の出力電圧のフィードバック入力と参照電圧との差分が縮小するように、前記車載バッテリーからの入力電圧を増幅制御する半導体増幅部を有する請求項１ないし請求項１７のいずれか１項に記載の車載用無線送信装置。 Comprising the requirements of claim 4;
The said voltage conversion part has a semiconductor amplification part which carries out amplification control of the input voltage from the said vehicle-mounted battery so that the difference of the feedback input of the output voltage of a transmission drive power supply voltage and a reference voltage may reduce. The in-vehicle wireless transmission device according to any one of 17. 前記半導体増幅部は、前記車載バッテリーからの入力電圧がコレクタ又はソース側に供給され、エミッタ又はドレイン側からの前記送信駆動電源電圧の増幅制御出力が取り出される増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのベース又はゲートに、前記送信駆動電源電圧の出力電圧のフィードバック入力と前記参照電圧との差分を演算する演算増幅器とを備え、該演算増幅器の出力が、前記送信駆動電源電圧の増幅制御電圧として入力される請求項１８記載の車載用無線送信装置。   The semiconductor amplifying unit includes an amplifying transistor in which an input voltage from the in-vehicle battery is supplied to a collector or a source side, and an amplification control output of the transmission drive power supply voltage from an emitter or a drain side is extracted, and the amplifying transistor A base or gate is provided with an operational amplifier that calculates a difference between the feedback input of the output voltage of the transmission drive power supply voltage and the reference voltage, and an output of the operational amplifier is input as an amplification control voltage of the transmission drive power supply voltage The in-vehicle wireless transmission device according to claim 18. 請求項１ないし請求項１９のいずれか１項に記載の車載用無線装置が複数、車両上の互いに異なる位置に分散配置され、各車載用無線装置が請求項３記載の要件と、請求項４に記載の要件とを備えるとともに、
各前記車載用無線装置のアンテナ出力の指示値を取得するアンテナ出力指示値取得手段と、
種々のアンテナ出力指示値を得るために、各アンテナ出力指示値と、設定すべき前記送信駆動電源電圧の前記出力指示値及び前記スイッチングのモードとを対応付けて記憶するアンテナ出力指示値設定テーブルと、
前記取得したアンテナ出力指示値に対応する前記送信駆動電源電圧の前記出力指示値及び前記スイッチングのモードとを前記アンテナ出力指示値設定テーブルから読み出して、対応する車載用無線送信装置に設定するアンテナ出力設定手段と、
を有したことを特徴とする車載用無線送信システム。 A plurality of in-vehicle wireless devices according to any one of claims 1 to 19 are distributed and arranged at different positions on a vehicle, and the in-vehicle wireless devices have the requirements according to claim 3 and claim 4. With the requirements described in
Antenna output instruction value acquisition means for acquiring an instruction value of antenna output of each of the on-vehicle wireless devices;
In order to obtain various antenna output instruction values, an antenna output instruction value setting table that stores each antenna output instruction value in association with the output instruction value of the transmission drive power supply voltage to be set and the switching mode; ,
The antenna output that reads the output instruction value of the transmission drive power supply voltage and the switching mode corresponding to the acquired antenna output instruction value from the antenna output instruction value setting table and sets them in the corresponding in-vehicle wireless transmission device Setting means;
An in-vehicle wireless transmission system characterized by comprising:
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