JP4606864B2 - Ａｇｃ回路および制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、自動利得制御（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ：以下、ＡＧＣと表す）回路および制御方法に関する。ただし、本発明の利用は、前述のＡＧＣ回路および制御方法には限らない。

図１は、従来のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である（例えば、特許文献１参照。）。図１に示すように、ＡＧＣ回路は、入力信号を減衰するＡＴＴ（減衰器）１０１と、ＡＴＴ１０１からの出力を増幅するＡＭＰ（増幅器）１０２と、ＡＴＴ１０１からの出力の一部が入力される検波器１０３と、検波器１０３からの出力が入力されるＬＰＦ１０４と、ＬＰＦ１０４からの出力が入力される比較器１０５と、比較器１０５に所定の閾値電圧を出力して供給する閾値電圧供給部１０６とを備える。

かかる構成のＡＧＣ回路において、ＡＭＰ１０２は、その特性上、入力される信号の出力レベルが所定レベル以上になると、出力信号波形に歪みを生じる。ここで、ＡＭＰ１０２の増幅率は一定であることから、かかる出力信号波形の歪みを防止するには、ＡＭＰ１０２へ入力されるＡＴＴ１０１からの出力レベルを制御する必要がある。

そこで、ＡＧＣ回路では、ＡＭＰ１０２への入力の一部が検波器１０３およびＬＰＦ１０４を順次経た後に比較器１０５の＋入力側に入力される構成とし、かつ、当該比較器１０５の−入力側に、閾値電圧供給部１０６からの出力が入力される構成とする。かかる構成により、比較器１０５は、ＡＭＰ１０２への入力と閾値電圧との比較を実施することが可能となり、その比較結果に基づいて、ＡＴＴ１０１の減衰量を適宜制御可能となる。

具体的に、ここでは、閾値電圧供給部１０６から比較器１０５に出力される閾値電圧が、ＡＭＰ１０２の出力信号波形に歪みを生じない電圧値に設定されている。それにより、ＡＧＣ回路では、ＡＭＰ１０２へ入力される信号の出力レベルを常時同一レベルに維持することが可能となり、よって、ＡＭＰ１０２の出力信号波形に歪みが生じるのを防止することが可能となる。

ＡＭ放送やＦＭ放送の受信装置に用いられるＡＧＣ回路では、受信したＡＭ放送やＦＭ放送の電波信号が回路内に入力されると、これらの電波信号が、ＡＴＴ１０１、ＡＭＰ１０２および比較器１０５において上記のように処理される。ところで、ＡＧＣ回路に入力される電波信号は、希望の放送局の電波信号（以下、希望局電波と呼ぶ）と、希望の放送局に隣接する局の電波信号であって希望局電波の妨害電波となる電波信号（以下、隣接妨害電波と呼ぶ）とを含んでいる。

隣接妨害電波が二波以上の場合、ＡＧＣ回路では、ＡＭＰ１０２の非直線性に起因して生じるインタモジュレーション妨害（相互変調妨害）によりノイズが発生し、聴感の低下を招く。以下においては、隣接妨害電波が二波の場合を例示してインタモジュレーション妨害の詳細を説明する。

例えば、希望局電波ｆｄと二つの隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂とがＡＧＣ回路に入力され、これらの各電波ｆｄ，ｆｕ₁，ｆｕ₂の周波数Ｆｄ，Ｆｕ₁，Ｆｕ₂の関係が、Ｆｄ＝２Ｆｕ₁−Ｆｕ₂またはＦｄ＝２Ｆｕ₂−Ｆｕ₁で表される関係にある、言い換えれば、各電波ｆｄ，ｆｕ₁，ｆｕ₂が周波数帯域に等間隔で存在すると、二つの隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂によるインタモジュレーション妨害電波の周波数と希望局電波の周波数とが等しくなり、インタモジュレーション妨害が生じる。

このようなインタモジュレーション妨害のレベルは、ＡＭＰ１０２に入力される隣接妨害電波のレベルに比例する。そこで、インタモジュレーション妨害の防止を図るため、ＡＭＰ１０２の前段に配設されたＡＴＴ１０１により、入力信号に含まれる隣接妨害電波のレベルが過大にならないように入力信号を減衰させる。ＡＴＴ１０１における減衰量は、インタモジュレーション妨害を防止可能な減衰量に調整されており、かかる調整は、前述のように、比較器１０５におけるＡＴＴ１０１への入力と閾値電圧供給部１０６からの出力との比較結果に基づいて実現される。

特開２００１−０１６２８７号公報

しかしながら、ＡＧＣ回路に入力された入力信号において、例えば、希望局電波が弱く、かつ、隣接妨害電波が当該希望局電波から離れた周波数帯域に存在する場合には、インタモジュレーション妨害が発生しない状態であるにも関わらず、ＡＴＴ１０１において上記の隣接妨害電波が二波である場合と同様の減衰が行われるため、希望局電波が過大に減衰されて雑音レベルに埋もれるという問題が一例として生じる。

請求項１の発明にかかるＡＧＣ回路は、受信した電波信号を入力信号とし、前記入力信号を減衰させる減衰手段と、前記減衰手段からの出力を増幅する増幅手段と、前記減衰手段からの出力の一部が入力され、かかる入力における相互変調妨害により生じる振幅交流成分を検出する交流振幅検出手段と、前記交流振幅検出手段で検出される前記振幅交流成分の検出結果に基づいて、前記減衰手段における減衰量の制御を行う減衰量調整手段と、を備えたことを特徴とする。

請求項１０の発明にかかる制御方法は、受信した電波信号を入力信号とし、前記入力信号を減衰させる減衰工程と、前記減衰工程からの出力を増幅する増幅工程と、前記減衰工程からの出力の一部が入力され、かかる入力における相互変調妨害により生じる振幅交流成分を検出する交流振幅検出工程と、前記交流振幅検出工程で検出される前記振幅交流成分の検出結果に基づいて、前記減衰工程における減衰量の制御を行う減衰量調整工程と、を含むことを特徴とする。

以下に添付図面を参照して、本発明にかかるＡＧＣ回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。ここでは、本発明にかかるＡＧＣ回路を、ＦＭ／ＡＭ受信装置に適用した場合を例示するが、本発明はこれ以外の装置にも適用可能である。

（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１にかかるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図２に示すように、ＡＧＣ回路は、ＡＴＴ部２０１と、ＡＭＰ部２０２と、比較部２０３と、交流振幅検出部２０４と、閾値電圧供給部２０５とを備える。ここでは、ＡＴＴ部２０１が減衰手段に相当し、ＡＭＰ部２０２が増幅手段に相当し、交流振幅検出部２０４が交流振幅検出手段に相当し、比較部２０３および閾値電圧供給部２０５が減衰量調整手段に相当する。

ＡＧＣ回路の動作の概要を説明すると、まず、受信したＦＭ放送やＡＭ放送の電波信号である入力信号がＡＴＴ部２０１に入力される。ＡＴＴ部２０１はアッテネータを備え、予め設定された減衰量にしたがって入力信号を減衰する。ＡＴＴ部２０１からの出力は、アンプを備えたＡＭＰ部２０２に入力される。そして、ＡＭＰ部２０２において所定の増幅率で増幅された後、ＡＭＰ部２０２から出力信号として出力される。

ＡＧＣ回路のＡＴＴ部２０１では、入力信号が予め設定された減衰量にしたがって減衰されるが、かかる減衰量は、比較部２０３から出力されるＡＴＴ部２０１の制御電圧によって適宜調整される。それにより、ＡＴＴ部２０１では、入力信号に対して適切な減衰量で減衰動作が行われる。

ここで、適切な減衰量とは、ＦＭ放送およびＡＭ放送の電波の状態が変化しても良好な聴感を実現可能な減衰量であり、具体的には、ＡＧＣ回路に入力される入力信号に含まれる隣接妨害電波が二波以上であってもインタモジュレーション妨害を発生させず、かつ、隣接妨害電波が一波であっても従来のように希望局電波が雑音に埋もれない状態を実現可能な減衰量である。

以下に、ＡＴＴ部２０１における減衰量の制御方法を詳細に説明する。まず、概要を説明すると、ＡＧＣ回路では、比較器を備えた比較部２０３において、ＡＴＴ部２０１からの入力と閾値電圧供給部２０５から供給された閾値電圧との比較が行われる。そして、取得した比較結果に基づいて、比較部２０３が、ＡＴＴ部２０１に出力する制御電圧を調整し、それにより、ＡＴＴ部２０１における減衰量を調整する。

具体的に、比較部２０３では、ＡＴＴ部２０１からの出力の一部が入力されるとともに、閾値電圧供給部２０５からの出力が入力される。この場合、ＡＴＴ部２０１からの出力振幅中に交流成分を含むか否かによって、閾値電圧供給部２０５からの出力値がそれぞれ異なる。ここでは、このような振幅交流成分の検出が、交流振幅検出部２０４によって行われる。そして、その検出結果が閾値電圧供給部２０５に出力され、閾値電圧供給部２０５からの出力値が制御される。

上記のように交流振幅検出部２０４によって振幅交流成分の検出を行うことにより、ＡＧＣ回路に入力された入力信号に含まれる隣接妨害電波が一波であるか、または二波以上であるかを検出することが可能となる。例えば、振幅交流成分が検出されると、閾値電圧供給部２０５は、隣接妨害電波が二波以上であると判定する。そして、当該判定結果に基づき、閾値電圧供給部２０５は、比較部２０３に出力する閾値電圧が低くなるように当該電圧の調整を行い、かかる低閾値電圧を比較部２０３に出力する。以下においては、隣接妨害電波が二波以上である場合に出力される低閾値電圧を、二波妨害時閾値電圧と呼ぶ。

一方、交流振幅検出部２０４において振幅交流成分が検出されない場合、閾値電圧供給部２０５は、隣接妨害電波が一波であると判定する。そして、当該判定結果に基づき、閾値電圧供給部２０５は、比較部２０３に出力する閾値電圧が高くなるように当該電圧の調整を行い、かかる高閾値電圧を比較部２０３に出力する。以下においては、隣接妨害電波が一波である場合に出力される高閾値電圧を、一波妨害時閾値電圧と呼ぶ。

閾値電圧供給部２０５から比較部２０３に二波妨害時閾値電圧が出力されると、比較部２０３で取得される比較結果において、低電圧である二波妨害時閾値電圧と、ＡＴＴ部２０１からの入力との差が大きくなる。そして、このように両者の差が大きい場合には、ＡＴＴ部２０１における減衰量を増加させて入力信号の減衰を促進するよう、比較部２０３がＡＴＴ部２０１を制御する。それにより、ＡＭＰ部２０２への過大な入力を防止可能となり、インタモジュレーション妨害を防止することが可能となる。

一方、閾値電圧供給部２０５から比較部２０３に一波妨害時閾値電圧が出力されると、比較部２０３で取得される比較結果において、高電圧である一波妨害時閾値電圧と、ＡＴＴ部２０１からの入力との差が小さくなる。そして、このように両者の差が小さい場合には、ＡＴＴ部２０１における減衰量を低減させて入力信号の減衰を抑制するよう、比較部２０３がＡＴＴ部２０１を制御する。それにより、ＡＴＴ部２０１における入力信号の過大な減衰を防止可能となり、従来のように希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。

図３〜図５、図６〜図８、図９〜図１１および図１２〜図１４は、実施の形態１にかかるＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。具体的に、図３〜図５および図６〜図８は、閾値電圧供給部２０５（図２参照）から比較部２０３（図２参照）に出力される閾値電圧が固定（具体的には、二波妨害時閾値電圧）である従来構成のＡＧＣ回路について示している。一方、図９〜図１１および図１２〜図１４は、閾値電圧供給部２０５（図２参照）から比較部２０３（図２参照）に出力される閾値電圧が隣接妨害電波に応じて変化する実施の形態１にかかるＡＧＣ回路について示している。

実施の形態１にかかるＡＧＣ回路の効果を説明するために、まず、図３〜図５および図６〜図８を参照して、従来の構成を図２のＡＧＣ回路で実現した場合を説明する。

図３に示すように、例えば、従来の構成において、入力信号が希望局電波ｆｄの他に隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂を二波含み、隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂の周波数Ｆｕ₁，Ｆｕ₂と希望局電波ｆｄの周波数Ｆｄとが、Ｆｄ＝２Ｆｕ₁−Ｆｕ₂の関係にある場合には、インタモジュレーション妨害が発生するおそれがある。

そこで、インタモジュレーション妨害を防止すべく従来の構成では、図４に示すように、ＡＴＴ部２０１（図２参照）における減衰量が大きくなるよう、比較部２０３（図２参照）が、ＡＧＣ動作レベルを二波妨害時レベルＬ１としてＡＴＴ部２０１（図２参照）を制御する。ＡＧＣ動作レベルとは、具体的にはＡＴＴ部２０１（図２参照）における減衰レベルである。

このような制御により、希望局電波ｆｄおよび隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂について、ＡＴＴ部２０１からの出力レベルが制御される。この場合、希望局電波ｆｄの出力レベルは、ＡＭＰ部２０２（図２参照）の等価入力雑音レベルであるレベルＬ２よりも高くなる。

図５に示すように、ＡＴＴ部２０１（図２参照）で減衰された希望局電波ｆｄおよび隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂は、ＡＭＰ部２０２（図２参照）に出力されて増幅される。それにより、雑音の出力レベルであるレベルＬ３よりも出力レベルの高い希望局電波ｆｄおよび隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂が出力信号として出力され、一方、インタモジュレーション成分ＩＭの出力レベルを、雑音レベル（すなわちレベルＬ３）以下とすることが可能となる。

一方、図６に示すように、従来の構成において、入力信号が希望局電波ｆｄの他に隣接妨害電波ｆｕ₁を一波含む場合には、インタモジュレーション妨害が発生するおそれはない。しかしながら、従来の構成では、閾値電圧供給部２０５（図２参照）から比較部２０３（図２参照）に、図３に示す隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂が二波である場合と同様の閾値電圧が出力される。したがって、隣接妨害電波ｆｕ₁が一波の場合にも、図７に示すように、前述の図４の場合と同様のＡＧＣ動作レベル、すなわち、ＡＴＴ部２０１（図２参照）における減衰量を増加させる二波妨害時レベルＬ１となる。

したがって、この場合には、ＡＴＴ部２０１（図２参照）から出力される希望局電波ｆｄのレベルが、ＡＭＰ部２０２（図２参照）の等価入力雑音レベルであるレベルＬ２よりも低くなる。それゆえ、図８に示すように、ＡＭＰ部２０２（図２参照）から出力される希望局電波ｆｄの出力レベルが雑音レベルＬ３以下となり、希望局電波ｆｄの出力が雑音に埋もれる。

これに対して、実施の形態１にかかるＡＧＣ回路では、閾値電圧供給部２０５（図２参照）から比較部２０３（図２参照）に出力する閾値電圧を、隣接妨害電波が二波の場合と一波の場合とで異なる電圧値、すなわち二波妨害時閾値電圧と一波妨害時閾値電圧のいずれか適切な方の電圧値とすることが可能であるため、ＡＴＴ部２０１（図２参照）における減衰量を、隣接妨害電波の状況に応じて適宜適切に調整することが可能となる。

具体的には、実施の形態１にかかるＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が二波の場合に、図９〜図１１に示すように、前述の従来のＡＧＣ回路の場合（図３〜図５参照）と同様の動作が行われる。それにより、図５に示す従来のＡＧＣ回路の場合と同様、図１１に示すように、ＡＭＰ部２０２（図２参照）で増幅されたインタモジュレーション成分ＩＭの出力レベルを低減することが可能となる。

一方、図１２に示すように隣接妨害電波が一波の場合には、ＡＴＴ部２０１（図２参照）における減衰量を抑制すべく、閾値電圧供給部２０５（図２参照）から比較部２０３（図２参照）に、隣接妨害電波ｆｕ₁，ｆｕ₂が二波の場合よりも高い閾値電圧が出力される。それにより、図１３に示すように、比較部２０３（図２参照）が二波妨害時レベルＬ１よりも高いレベルである一波妨害時レベルＬ４でＡＧＣ動作を行い、ＡＴＴ部２０１（図２参照）を制御する。

このような制御により、希望局電波ｆｄおよび隣接妨害電波ｆｕ₁について、ＡＴＴ部２０１（図２参照）からの出力レベルが抑制される。この場合、希望局電波ｆｄの出力レベルは、ＡＭＰ部２０２（図２参照）の等価入力雑音レベルであるレベルＬ２よりも高くなる。

図１４に示すように、ＡＴＴ部２０１（図２参照）で減衰された希望局電波ｆｄおよび隣接妨害電波ｆｕ₁は、ＡＭＰ部２０２（図２参照）に出力されて増幅される。それによ
り、雑音の出力レベルであるレベルＬ３よりも出力レベルの高い希望局電波ｆｄおよび隣接妨害電波ｆｕ₁が出力信号として出力される。このように、実施の形態１のＡＧＣ回路
では、図１に示す従来のＡＧＣ回路とは異なり、希望局電波ｆｄが雑音に埋もれることを防止することが可能となる。

以上のように、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで比較部２０３へ入力する閾値電圧をそれぞれ変化させる実施の形態１のＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで、適宜、ＡＴＴ部２０１の減衰量をそれぞれ適切な値に制御することが可能となる。したがって、隣接妨害電波が二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。その結果、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

図１５は、本発明の実施例１におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図１５に示すように、実施例１のＡＧＣ回路は、受信した電波信号が入力されるＡＴＴ７０１と、ＡＴＴ７０１からの出力を増幅するＡＭＰ７０２と、ＡＴＴ７０１からの出力の一部が入力される第１検波器７０３と、第１検波器７０３からの出力が入力される第１ＬＰＦ７０４と、第１検波器７０３からの出力の一部が入力されるＨＰＦ７０５と、ＨＰＦ７０５からの出力が入力される第２検波器７０６と、第２検波器７０６からの出力が入力される第２ＬＰＦ７０７と、第２検波器７０６からの出力に基づいて閾値電圧供給部７０９を制御する閾値電圧制御部７０８と、比較器７１０に閾値電圧を出力する閾値電圧供給部７０９と、第１ＬＰＦ７０４からの出力が＋入力側に入力されるとともに閾値電圧供給部７０９からの出力が−入力側に入力され当該両入力を比較し、その比較結果に基づいてＡＴＴ７０１を制御する比較器７１０と、を備える。

次に、実施例１のＡＧＣ回路の動作を説明する。実施例１のＡＧＣ回路の動作の概要は図２に示す実施の形態１のＡＧＣ回路で前述した動作と同様であるが、実施例１では、以下のようにして、隣接妨害電波が一波の場合および二波以上の場合において、適宜、ＡＴＴ７０１における減衰量が適量に調整される。

実施例１のＡＧＣ回路では、まず、ＡＴＴ７０１からの出力の一部が第１検波器７０３に入力される。そして、第１検波器７０３において、ＡＴＴ７０１からの出力の振幅が検出される。この第１検波器７０３の検波出力は、さらに第１ＬＰＦ７０４に入力されるが、当該出力の一部は、分岐した伝送路を通じてＨＰＦ７０５に入力される。第１ＬＰＦ７０４では、第１検波器７０３からの検波出力に含まれる直流成分が抽出される。そして、抽出された当該直流成分は、比較器７１０の＋入力側に入力される。

ＨＰＦ７０５は、第１検波器７０３からの検波出力に含まれる高周波成分を抽出する。ここで、ＨＰＦ７０５の遮断周波数は、放送局のチャネル間隔に等しく設定されている。それにより、希望局電波がマルチパス妨害を受けた際に発生する振幅交流成分（すなわち、直接波と反射波との干渉に伴って発生する振幅交流成分）を、隣接妨害電波が二波以上の場合に発生する後述の振幅交流成分から峻別することが可能となる。したがって、マルチパス妨害に起因して発生する振幅交流成分に基づく誤制御を防止することが可能となる。

ＨＰＦ７０５からの出力は、さらに第２検波器７０６に入力され、当該第２検波器７０６において、交流振幅の検出が行われる。第２検波器７０６からの出力は、さらに第２ＬＰＦ７０７に入力される。第２ＬＰＦ７０７は、第２検波器７０６からの出力に含まれる直流成分を抽出し、これをさらに閾値電圧制御部７０８に出力する。

閾値電圧制御部７０８は、第２ＬＰＦ７０７からの出力に基づいて、閾値電圧供給部７０９を制御する。それにより、比較器７１０の−入力側に閾値電圧供給部７０９から出力される閾値電圧の電圧値が調整される。例えば、第２検波器７０６で交流振幅が検出されて第２ＬＰＦ７０７からの出力が行われる場合、閾値電圧制御部７０８は、低閾値電圧である二波妨害時閾値電圧を比較器７１０に出力するよう閾値電圧供給部７０９を制御する。一方、第２検波器７０６で交流振幅が検出されず、よって第２ＬＰＦ７０７からの出力が行われない場合、閾値電圧制御部７０８は、高閾値電圧である一波妨害時閾値電圧を比較器７１０に出力するよう閾値電圧供給部７０９を制御する。

言い換えれば、閾値電圧制御部７０８は、第２ＬＰＦ７０７からの出力に基づいて、隣接妨害電波が二波以上であるか一波であるかを判定する。ここでは、第２検波器７０６で交流振幅が検出されて第２ＬＰＦ７０７からの出力がある場合、隣接妨害電波が二波以上であると判定する。そして、かかる場合には、比較器７１０に二波妨害時閾値電圧を出力するよう、閾値電圧供給部７０９を制御する。

一方、第２検波器７０６で交流振幅が検出されず第２ＬＰＦ７０７からの出力がない場合、閾値電圧制御部７０８は、隣接妨害電波が一波であると判定する。そして、かかる場合には、比較器７１０に一波妨害時閾値電圧を出力するよう、閾値電圧供給部７０９を制御する。

比較器７１０は、上記のような＋入力側および−入力側への入力を比較する。そして、取得された比較結果に基づいて、ＡＴＴ７０１に出力する制御電圧を調整して出力し、かかる制御電圧を用いてＡＴＴ７０１における減衰量を制御する。例えば、閾値電圧供給部７０９から二波妨害時閾値電圧が出力された場合、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰量が増加するようＡＴＴ７０１の制御電圧を調整する。一方、閾値電圧供給部７０９から一波妨害時閾値電圧が出力された場合、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰量を抑制するようＡＴＴ７０１の制御電圧を調整する。

以下に、ＡＧＣ回路の上記動作およびその効果を、図１６〜図２１、図２２〜図２７、図２８〜図３４および図３５〜図４１を参照して説明する。具体的に、図１６〜図２１および図２２〜図２７は、従来のＡＧＣ回路（図１参照）の各部における出力を示しており、図２８〜図３４および図３５〜図４１は、実施例１のＡＧＣ回路の各部における出力を示している。

実施例１のＡＧＣ回路の効果を説明するために、まず、図１６〜図２１および図２２〜図２７を参照して、従来のＡＧＣ回路の動作を説明する。ここでは、図１６〜図２１が、隣接妨害電波が二波の場合（二波妨害時）を示しており、図２２〜図２７が、隣接妨害電波が一波の場合（一波妨害時）を示している。

図１６は、隣接妨害電波を二波含む入力信号を示す図である。図１６に示すように、隣接妨害電波を二波含む入力信号では、隣接妨害電波同士が干渉し合うので振幅交流成分が生じる。図１７は、ＡＴＴ１０１（図１参照）の出力を示す図である。図１７に示すように、図１６の入力信号は、ＡＴＴ１０１（図１参照）で減衰処理される。

図１８は、検波器１０３（図１参照）の出力を示す図であり、図１９は、ＬＰＦ１０４（図１参照）の出力を示す図である。図１８に示すように、図１７に示すＡＴＴ１０１（図１参照）からの出力は、検波器１０３（図１参照）で検波処理された後、図１９に示すように、ＬＰＦ１０４（図１参照）でさらに処理され直流成分となる。

図２０は、閾値電圧供給部１０６（図１参照）から出力される閾値電圧を示す図である。図２０に示すように、ここでは、インタモジュレーション妨害の発生を防止可能な低閾値電圧、すなわち二波妨害時閾値電圧Ｖ１が比較器１０５（図１参照）に出力される。

図２１は、図２０に示す二波妨害時閾値電圧Ｖ１に基づいて比較器１０５（図１参照）により制御されたＡＴＴ１０１（図１参照）の減衰量を示す図である。図２１に示すように、ここでは、二波妨害時閾値電圧Ｖ１（図２０参照）に基づいて、図４に示す二波妨害時動作レベルでＬ１でＡＴＴ１０１（図１参照）の制御が行われる。それにより、ＡＴＴ１０１（図１参照）における減衰量Ｔ１が大きくなる。

一方、図２２は、隣接妨害電波を一波含む入力信号を示す図である。図２２に示すように、隣接妨害電波を一波含む入力信号では、図１６に示すような隣接妨害電波同士の干渉による振幅交流成分が生じない。図２３は、ＡＴＴ１０１（図１参照）の出力を示す図である。図２３に示すように、図２２の入力信号は、ＡＴＴ１０１（図１参照）で減衰処理される。

図２４は、検波器１０３（図１参照）の出力を示す図であり、図２５は、ＬＰＦ１０４（図１参照）の出力を示す図である。図２４に示すように、図２３に示すＡＴＴ１０１（図１参照）からの出力は、検波器１０３（図１参照）で検波処理された後、図２５に示すように、ＬＰＦ１０４（図１参照）でさらに処理される。

図２６は、閾値電圧供給部１０６（図１参照）から出力される閾値電圧を示す図である。図２６に示すように、ここでは、図２０に示す隣接妨害電波が二波妨害時と同様、二波妨害時閾値電圧Ｖ１が比較器１０５（図１参照）に出力される。

図２７は、図２６に示す二波妨害時閾値電圧Ｖ１に基づいて比較器１０５（図１参照）により制御されたＡＴＴ１０１（図１参照）の減衰量を示す図である。図２７に示すように、インタモジュレーション妨害の発生するおそれがないにもかかわらず、この場合には図２１に示す二波妨害時と同様、二波妨害時閾値電圧Ｖ１（図２６参照）に基づいて、図４に示す二波妨害時動作レベルでＬ１でＡＴＴ１０１（図１参照）の制御が行われる。したがって、一波妨害時においても、二波妨害時の減衰量Ｔ１となる。

このように、従来のＡＧＣ回路では、二波妨害時および一波妨害時のいずれの場合においても、閾値電圧供給部１０６（図１参照）から比較器１０５（図１参照）に出力される閾値電圧は、二波妨害時閾値電圧Ｖ１となり、よって、当該閾値電圧Ｖ１に基づいて制御されるＡＴＴ１０１（図１参照）の減衰動作における減衰量Ｔ１は、二波妨害時および一波妨害時のいずれにおいても同一となる。

したがって、従来のＡＧＣ回路では、前述のように、一波妨害時において、二波妨害時と同様の過大な減衰がＡＴＴ１０１（図１参照）において行われるため、前述の図８に示すように希望局電波が雑音に埋もれてしまう。

次に、図２８〜図３４および図３５〜図４１を参照して、実施例１のＡＧＣ回路の動作を説明する。図２８〜図３４は、隣接妨害電波が二波の場合（二波妨害時）を示しており、図３５〜図４１は、隣接妨害電波が一波の場合（一波妨害時）を示している。

まず、二波妨害時について説明する。図２８は、ＡＴＴ７０１（図１５参照）からの出力を示す図である。また、図２９は、第１検波器７０３（図１５参照）からの出力を示す図である。図３０は、第１ＬＰＦ７０４（図１５参照）からの出力を示す図である。図２８〜図３０については、図１７〜図１９と同様であるので、ここでは説明を省略する。

図３１は、ＨＰＦ７０５（図１５参照）からの出力を示す図である。図３１に示すように、二波妨害時には、ＨＰＦ７０５（図１５参照）において、振幅交流成分を有する高周波成分が抽出される。ＨＰＦ７０５（図１５参照）からの出力は、第２検波器７０６（図１５参照）で処理される。そして、第２検波器７０６（図１５参照）の検波出力が、第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）に入力される。

図３２は、第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）からの出力を示す図である。図３２に示すように、第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）では、図３１に示す振幅交流成分を有する高周波成分の処理が行われて直流成分として出力される。

図３３は、閾値電圧供給部７０９（図１５参照）から出力される閾値電圧の出力を示す図である。前述の図３２に示すように第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）からの出力が検出されると、閾値電圧制御部７０８（図１５参照）は、隣接妨害電波が二波であると判定する。そして、かかる判定結果に基づいて閾値電圧制御部７０８（図１５参照）が閾値電圧供給部７０９（図１５参照）を制御する。その結果、図３３に示すように、前述の図２０で示す従来のＡＧＣ回路の場合と同様、低電圧の二波妨害時閾値電圧Ｖ１が比較器７１０（図１５参照）に出力される。

図３４は、図３３に示す二波妨害時閾値電圧Ｖ１に基づいて比較器７１０（図１５参照）により制御されたＡＴＴ７０１（図１５参照）の減衰量を示す図である。図３４に示すように、二波妨害時閾値電圧Ｖ１（図２６参照）に基づいて、図４に示す二波妨害時動作レベルでＬ１でＡＴＴ１０１（図１参照）の制御が行われる。それにより、ＡＴＴ７０１（図１５参照）における減衰量Ｔ１が大きくなる。

続いて、一波妨害時について説明する。図３５は、ＡＴＴ７０１（図１５参照）からの出力を示す図である。また、図３６は、第１検波器７０３（図１５参照）からの出力を示す図である。図３７は、第１ＬＰＦ７０４（図１５参照）からの出力を示す図である。図３５〜図３７に示すように、一波妨害時における各出力では、図２８〜図３０に示す二波妨害時のような交流振幅が生じない。

図３８は、ＨＰＦ７０５（図１５参照）からの出力を示す図である。また、図３９は、第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）からの出力を示す図である。図３８に示すように、一波妨害時には、二波妨害時のような振幅交流成分を有する高周波成分の抽出が行われず、よって、図３９に示すように、第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）から出力は見られない。

図４０は、閾値電圧供給部７０９（図１５参照）から出力される閾値電圧の出力を示す図である。前述の図３９に示すように第２ＬＰＦ７０７（図１５参照）からの出力が検出されないと、閾値電圧制御部７０８（図１５参照）は、隣接妨害電波が一波であると判定する。そして、かかる判定結果に基づいて閾値電圧制御部７０８（図１５参照）が閾値電圧供給部７０９（図１５参照）を制御する。その結果、図４０に示すように、前述の図３３で示す二波妨害時閾値電圧Ｖ１よりも高電圧である一波妨害時閾値電圧Ｖ２が比較器７１０（図１５参照）に出力される。

図４１は、図４０に示す一波妨害時閾値電圧Ｖ２に基づいて比較器７１０（図１５参照）により制御されたＡＴＴ７０１（図１５参照）の減衰量を示す図である。図４１に示すように、一波妨害時閾値電圧Ｖ２（図４０参照）に基づいて、前述の図１３に示す一波妨害時動作レベルＬ４となるようにＡＴＴ７０１（図１５参照）の制御が行われる。それにより、ＡＴＴ７０１（図１５参照）における減衰量Ｔ２が、一波妨害時の減衰量Ｔ１よりも小さくなる。

このように、実施例１のＡＧＣ回路では、二波妨害時閾値電圧Ｖ１（図４０参照）よりも高電圧である一波妨害時閾値電圧Ｖ２（図４０参照）が閾値電圧供給部７０９から比較器７１０（ともに図１５参照）に出力されて、当該一波妨害時閾値電圧Ｖ２に基づいてＡＴＴ７０１（図１５参照）の減衰量Ｔ２が二波妨害時の減衰量Ｔ１よりも低減されため、従来のＡＧＣ回路のように希望局電波が雑音に埋もれることを防止することが可能となる。

以上のように、実施例１のＡＧＣ回路によれば、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで、適宜、ＡＴＴ７０１の減衰量を適切に調整することが可能であるため、二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。したがって、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

図４２は、本発明の実施例２におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図４２に示すように、実施例２におけるＡＧＣ回路は、図１５に示す実施例１のＡＧＣ回路と同様の構成を有するが、以下の点が、実施例１とは異なっている。図４２では、図１５と同一の構成要素に同一符号を付し、かかる構成要素についての説明は省略する。

実施例２のＡＧＣ回路は、第２ＬＰＦ７０７からの出力が−入力側に入力されるとともに、閾値電圧供給部７０９から出力された一波妨害時閾値電圧が＋入力側に入力される減算器１２００を備えている。減算器１２００からの出力は、比較器７１０の−入力側に入力される。かかる構成では、比較器７１０が、第１ＬＰＦ７０４からの入力と、減算器１２００からの入力とを比較し、その比較結果に基づいて、ＡＴＴ７０１の制御を行い減衰量を調整する。

減算器１２００は、−入力側に入力された第２ＬＰＦ７０７からの出力と、＋入力側に入力された閾値電圧供給部７０９からの出力とを減算処理する。このような減算器１２００による処理により、比較器７１０に出力する閾値電圧を、第２ＬＰＦ７０７からの出力に応じて適宜調整することが可能となる。

ここでは、閾値電圧供給部７０９から出力される閾値電圧が、隣接妨害電波が一波および二波以上のいずれの場合においても一定である。具体的には、閾値電圧供給部７０９は、入力信号に含まれる隣接妨害電波が一波の場合に希望局電波が雑音が埋もれるのを防止可能な閾値電圧を出力する。また、この場合、かかる一波妨害時閾値電圧から第２ＬＰＦ７０７の出力が減算されて取得される二波妨害時の閾値電圧は、インタモジュレーション妨害を防止可能な閾値電圧である。

例えば、入力信号が隣接妨害電波を二波含む場合には、図２８に示すように入力信号が振幅交流成分を含むため、図３２に示すように第２ＬＰＦ７０７からの出力が検出される。ここでは、この第２ＬＰＦ７０７からの出力が減算器１２００に入力されて一波妨害時閾値電圧から減算されるので、減算器１２００から比較器７１０に出力される閾値電圧は小さくなる。

したがって、この場合には、比較器７１０において、減算器１２００からの入力（すなわち閾値電圧）と第１ＬＰＦ７０４からの入力との差が大きくなり、よって、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を促進させるべく減衰量を増加させる。それにより、ＡＴＴ７０１における減衰動作が促進され、その結果、インタモジュレーション妨害が防止される。

一方、隣接妨害電波が一波である場合には、図３５に示すように入力信号が振幅交流成分を含まず、よって、図３９に示すように第２ＬＰＦ７０７からの出力が検出されない。したがって、この場合には、減算器１２００の−入力側への入力が行われず、閾値電圧供給部７０９から＋入力側に入力された一波妨害時閾値電圧が減算されずに比較器７１０に出力される。それゆえ、隣接妨害電波が一波の場合には、二波の場合に比べて、減算器１２００から比較器７１０に出力される閾値電圧が高くなる。

この場合、比較器７１０では、減算器１２００からの入力（すなわち閾値電圧）と第１ＬＰＦ７０４からの入力との差が小さくなり、よって、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を抑制すべく減衰量を低減させる。それにより、希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。

以上のように、実施例２のＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで、適宜、ＡＴＴ７０１の減衰量を異なる適切な値に調整することが可能であるため、二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。したがって、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

図４３は、本発明の実施例３におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図４３に示すように、実施例３におけるＡＧＣ回路は、図４２に示す実施例２のＡＧＣ回路と同様の構成を有するが、以下の点が、実施例２とは異なっている。図４３では、図４２と同一の構成要素に同一符号を付し、かかる構成要素についての説明は省略する。

実施例３のＡＧＣ回路は、実施例２の場合と同様に第２ＬＰＦ７０７の後段に減算器１２００を備え、さらに、閾値シフト電圧供給部１３０１と、加算器１３０２とを備える。かかる構成のＡＧＣ回路では、閾値シフト電圧供給部１３０１からの出力が減算器１２００の＋入力側に入力される。ここで、閾値シフト電圧とは、比較器７１０に入力される閾値電圧を調整するための電圧であり、隣接妨害電波が一波および二波以上のいずれの場合においても、所定の電圧値に固定されている。

減算器１２００では、閾値シフト電圧供給部１３０１から入力された閾値シフト電圧に対して、第２ＬＰＦ７０７からの出力が減算される。減算器１２００からの出力は、さらに加算器１３０２に入力される。加算器１３０２には、閾値電圧供給部７０９から二波妨害時閾値電圧がさらに入力され、当該二波妨害時閾値電圧に、減算器１２００からの出力が加算される。そして、このように加算器１３０２で取得された出力が、閾値電圧として比較器７１０に入力される。

ここでは、閾値電圧供給部７０９から出力される閾値電圧が、隣接妨害電波が一波および二波以上のいずれの場合においても二波妨害時閾値電圧で一定となっている。二波妨害時閾値電圧とは、入力信号に含まれる隣接妨害電波が二波以上の場合にインタモジュレーション妨害を防止可能な閾値電圧である。また、この場合、かかる二波妨害時閾値電圧と減算器１２００からの出力とを加算して取得される一波妨害時の閾値電圧は、希望局電波が雑音に埋もれるのを防止可能な閾値電圧である。

具体的に、例えば、入力信号が隣接妨害電波を二波含む場合、前述の実施例２の場合と同様、第２ＬＰＦ７０７からの出力が検出されて当該出力が減算器１２００において閾値シフト電圧から減算される。したがって、この場合には、減算器１２００からの出力は小さくなる。このような減算器１２００からの出力を加算器１３０２において二波妨害時閾値電圧に加算すると、加算器１３０２からの出力、すなわち、比較器７１０に入力される閾値電圧は小さくなる。

したがって、この場合には、比較器７１０において、加算器１３０２からの入力（すなわち閾値電圧）と第１ＬＰＦ７０４からの入力との差が大きくなり、よって、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を促進させるべく減衰量を増加させる。それにより、ＡＴＴにおける減衰動作が促進され、その結果、インタモジュレーション妨害が防止される。

一方、隣接妨害電波が一波である場合には、前述の実施例２の場合と同様、第２ＬＰＦ７０７からの出力が検出されないため、減算器１２００における閾値シフト電圧からの減算が行われない。したがって、この場合には、減算器１２００からの出力は大きくなる。このような減算器１２００からの出力を加算器１３０２において二波妨害時閾値電圧に加算すると、加算器１３０２からの出力、すなわち、比較器７１０に入力される閾値電圧は大きくなる。

したがって、この場合には、比較器７１０において、加算器１３０２からの入力（すなわち閾値電圧）と第１ＬＰＦ７０４からの入力との差が小さくなり、よって、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を抑制すべく減衰量を低減させる。それにより、希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。

以上のように、実施例３のＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで、適宜、ＡＴＴ部の減衰量を異なる適切に調整することが可能であるため、二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。したがって、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

（実施の形態２）
図４４は、本発明の実施の形態２にかかるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図４４では、図２と同一の構成要素に同一符号を付し、かかる構成要素についての説明は省略する。

図４４に示すように、ＡＧＣ回路は、図２に示す実施の形態１と同様の回路構成を有しており、実施の形態１の場合と同様の動作を行うが、以下の点が実施の形態１とは異なっている。

すなわち、実施の形態２にかかるＡＧＣ回路は、ＡＴＴ部２０１の出力の一部が入力される交流振幅検出部２０４の後段に、比較部入力制御部１４００を備える。比較部入力制御部１４００は、交流振幅検出部２０４から入力された振幅交流成分の検出結果に基づいて、比較部２０３への入力制御を行う。そして、比較部２０３は、比較部入力制御部１４００からの入力と、閾値電圧供給部２０５からの入力とを比較し、その比較結果に基づいて、ＡＴＴ部２０１における減衰量を制御する。

この場合、閾値電圧供給部２０５から比較部２０３に出力される閾値電圧は、例えば、隣接妨害電波が一波の場合に希望局電波が雑音に埋もれるのを防止可能な電圧（すなわち、一波妨害時閾値電圧）に固定で設定されている。このように、実施の形態２にかかるＡＧＣ回路では、比較部２０３に入力される閾値電圧が一定であり、一方、ＡＴＴ部２０１側から比較部２０３への入力が、隣接妨害電波が一波の場合と二波以上の場合とで異なる構成となっている。

具体的には、交流振幅検出部２０４によって振幅交流成分が検出されると、比較部入力制御部１４００は、隣接妨害電波が二波以上であると判定し、かかる判定結果に基づいて、比較部２０３への入力を増加させるべく入力制御を行う。一方、振幅交流成分が検出されないと、比較部入力制御部１４００は、隣接妨害電波が一波であると判定し、かかる判定結果に基づいて、比較部２０３への入力を抑制すべく入力制御を行う。

前述のように、ここでは、閾値電圧供給部２０５から比較部２０３に入力される閾値電圧が一定であることから、隣接妨害電波が二波以上であると判定されて比較部２０３への入力が増加すると、比較部２０３における両入力の差が大きくなる。よって、この場合には、ＡＴＴ部２０１における減衰量が大きくなるよう、比較部２０３がＡＴＴ部２０１を制御する。それにより、インタモジュレーション妨害を防止することが可能となる。

一方、隣接妨害電波が一波であると判定されて比較部２０３への入力が抑制されると、比較部２０３における両入力の差が小さくなる。よって、この場合には、ＡＴＴ部２０１における減衰量が小さくなるよう、比較部２０３がＡＴＴ部２０１を制御する。それにより、従来のように希望局電波信号が雑音に埋もれてしまうのを防止することが可能となる。

以上のように、隣接妨害電波が一波の場合と二波以上の場合とでＡＴＴ部２０１側からの比較部２０３への入力が異なるよう制御された実施の形態２のＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が一波の場合と二波以上の場合とで、適宜、ＡＴＴ部２０１の減衰量を異なる適切な値に制御することが可能となる。したがって、実施の形態１の場合と同様、二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。その結果、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

図４５は、本発明の実施例４におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図４５に示すように、実施例４におけるＡＧＣ回路は、図１５に示す実施例１のＡＧＣ回路と同様の構成を有するが、以下の点が、実施例１とは異なっている。図４５では、図１５と同一の構成要素に同一符号を付し、かかる構成要素についての説明は省略する。

図４５に示すように、実施例４のＡＧＣ回路は、第１ＬＰＦ７０４からの出力と第２ＬＰＦ７０７からの出力とを加算する加算器１５０１を備えており、かかる加算器１５０１の出力が、比較器７１０の＋入力側に入力される。また、閾値電圧供給部７０９は、比較器７１０の−入力側に、一定の閾値電圧を出力するよう構成されている。ここでは、閾値電圧供給部７０９は、実施の形態２で前述した一波妨害時閾値電圧が比較器７１０に出力されるよう設定されている。

かかる構成のＡＧＣ回路では、実施例１のＡＧＣ回路の場合と同様にして、第１ＬＰＦ７０４からの出力および第２ＬＰＦ７０７からの出力に至るまでの処理が行われる。そして、実施例４のＡＧＣ回路では、第１ＬＰＦ７０４からの出力と第２ＬＰＦ７０７からの出力とが加算器１５０１で加算されるとともに、加算器１５０１からの出力が、比較器７１０の＋入力側に入力される。

例えば、入力信号が隣接妨害電波を二波含む場合には、図２８に示すように入力信号が振幅交流成分を含むため、図３２に示すように第２ＬＰＦ７０７からの出力が検出される。ここでは、この第２ＬＰＦ７０７からの出力が加算器１５０１に入力され、図３０に示す第１ＬＰＦ７０４からの出力に加算される。したがって、加算器１５０１から比較器７１０への入力が大きくなる。

この場合、前述のように、閾値電圧供給部７０９からの出力（すなわち一波妨害時閾値電圧）は一定であるため、このように比較器７１０の＋入力側への入力が大きくなると、比較器７１０における両入力の差が大きくなり、よって、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を促進させるべく減衰量を増加させる。それにより、ＡＴＴ７０１における減衰動作が促進され、その結果、インタモジュレーション妨害が防止される。

一方、隣接妨害電波が一波である場合には、図３５に示すように入力信号が振幅交流成分を含まず、よって、図３９に示すように第２ＬＰＦ７０７からの出力が検出されない。したがって、この場合には、第２ＬＰＦ７０７からの出力が加算されず、第１ＬＰＦ７０４からの出力のみが比較器７１０の＋入力側へ入力される。それゆえ、隣接妨害電波が一波の場合には、二波の場合に比べて、加算器１５０１から比較器７１０への入力が小さくなる。

このように比較器７１０の＋入力側への入力が小さいと、比較器７１０では、当該入力と一波妨害時閾値電圧との差が小さくなり、よって、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を抑制すべく減衰量を低減させる。それにより、希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。

以上のように、実施例４のＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで、適宜、ＡＴＴ７０１の減衰量を異なる適切な値に調整することが可能であるため、二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。したがって、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

図４６は、本発明の実施例５におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。図４６に示すように、実施例５におけるＡＧＣ回路は、図４５に示す実施例４のＡＧＣ回路と同様の構成を有するが、以下の点が、実施例５とは異なっている。図４６では、図１５と同一の構成要素に同一符号を付し、かかる構成要素についての説明は省略する。

図４６に示すように、実施例５のＡＧＣ回路は、第１検波器７０３からの出力と第２検波器７０６からの出力とを加算する加算器１６０１と、加算器１６０１の出力を処理するＬＰＦ１６０２とを備える。ＬＰＦ１６０２の出力は、比較器７１０の＋入力側に入力される。

かかる構成のＡＧＣ回路では、第１検波器７０３からの出力と第２検波器７０６からの出力とが加算器１６０１で加算された後にＬＰＦ１６０２で処理される点を除いて、実施例４で前述した動作と同様の動作が行われる。

具体的に、例えば、隣接妨害電波が二波の場合には、振幅交流成分が生じるので第２検波器７０６からの出力が検出され、かかる出力が第１検波器７０３からの出力と加算される。したがって、この場合には、比較器７１０への入力が大きくなり、よって、比較器７１０では、一波妨害時閾値電圧との差が大きくなる。それゆえ、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を促進させるべく減衰量を増加させる。それにより、ＡＴＴにおける減衰動作が促進され、その結果、インタモジュレーション妨害が防止される。

一方、隣接妨害電波が一波の場合には、振幅交流成分が生じないので第２検波器７０６からの出力が検出されず、よって、加算が行われずに第１検波器７０３からの出力のみがＬＰＦ１６０２を経て比較器７１０に入力される。したがって、この場合には、比較器７１０への入力が小さくなり、よって、比較器７１０では、一波妨害時閾値電圧との差が小さくなる。それゆえ、比較器７１０は、ＡＴＴ７０１における減衰動作を抑制すべく減衰量を低減させる。それにより、希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。

以上のように、実施例５のＡＧＣ回路では、隣接妨害電波が二波以上の場合と一波の場合とで、適宜、ＡＴＴ７０１の減衰量を異なる適切な値に調整することが可能であるため、二波以上の場合においてインタモジュレーション妨害を防止することが可能で、かつ、一波の場合において希望局電波が雑音に埋もれるのを防止することが可能となる。したがって、隣接妨害電波が二波以上および一波のいずれの場合においても、ノイズの低減化を図り良好な聴感を実現することが可能となる。

また、特に、かかる構成では、第１検波器７０３および第２検波器７０６の出力が加算されて共通のＬＰＦ１６０２で処理されるため、ＬＰＦの配設数を低減することが可能となる。したがって、コストの低減化および回路の小規模化を図ることが可能となる。

本発明にかかるＡＧＣ回路の構成は、上記の実施例１〜実施例５で例示した構成に限定されるものではなく、これ以外の構成であってもよい。また、本発明にかかるＡＧＣ回路および制御方法は、ＦＭ／ＡＭ受信装置への適用に限定されるものではなく、これ以外への適用も可能である。例えば、移動によりＦＭ電波やＡＭ電波の状態が顕著に変動する車載用等の移動体受信装置に適用すると、有効な効果が奏される。

従来のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１にかかるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 図２のＡＧＣ回路の効果を説明するための図である。 本発明の実施例１におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 図１５のＡＧＣ回路の動作およびその効果を説明するための図である。 本発明の実施例２におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例３におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２にかかるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例４におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例５におけるＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。

符号の説明

２０１ ＡＴＴ部
２０２ ＡＭＰ部
２０３ 比較部
２０４ 交流振幅検出部
２０５，７０９ 閾値電圧供給部
７０１ ＡＴＴ
７０２ ＡＭＰ
７０３ 第１検波器
７０４ 第１ＬＰＦ
７０５ ＨＰＦ
７０６ 第２検波器
７０７ 第２ＬＰＦ
７０８ 閾値電圧制御部
７１０ 比較器
１２００ 減算器
１３０１ 閾値シフト電圧供給部
１３０２，１５０１，１６０１ 加算器
１４００ 比較部入力制御部

Claims (10)

1. 受信した電波信号を入力信号とし、前記入力信号を減衰させる減衰手段と、
   前記減衰手段からの出力を増幅する増幅手段と、
   前記減衰手段からの出力の一部が入力され、かかる入力における相互変調妨害により生じる振幅交流成分を検出する交流振幅検出手段と、
   前記交流振幅検出手段で検出される前記振幅交流成分の検出結果に基づいて、前記減衰手段における減衰量の制御を行う減衰量調整手段と、
   を備えたことを特徴とするＡＧＣ回路。
2. 前記減衰量調整手段は、前記交流振幅検出手段で前記振幅交流成分が検出された場合の
   前記減衰手段における前記減衰量が、前記振幅交流成分が検出されない場合の前記減衰手
   段における前記減衰量よりも大きくなるよう前記制御を行うことを特徴とする請求項１に
   記載のＡＧＣ回路。
3. 前記減衰量調整手段は、
   前記減衰手段からの出力の一部と閾値電圧とが入力されてこれらを比較する比較手段と、
   前記比較手段に前記閾値電圧を出力する閾値電圧供給手段と、
   をさらに備え、
   前記比較手段は、取得された比較結果に基づいて、前記減衰手段における前記減衰量の前記制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のＡＧＣ回路。
4. 前記閾値電圧供給手段は、前記交流振幅検出手段の検出結果に基づいて、前記比較手段に出力する前記閾値電圧の電圧値を制御することを特徴とする請求項３に記載のＡＧＣ回路。
5. 前記閾値電圧供給手段から前記比較手段に出力する前記閾値電圧の電圧値は、前記振幅交流成分が検出された場合の方が、前記振幅交流成分が検出されない場合に比べて小さいことを特徴とする請求項４に記載のＡＧＣ回路。
6. 前記減衰手段から前記増幅手段への出力の一部が入力される第１検波手段と、
   前記第１検波手段からの出力の一部が入力される第１フィルタ手段と、
   前記第１検波手段からの出力の残りが入力される高周波フィルタ手段と、
   前記高周波フィルタ手段からの出力が入力される第２検波手段と、
   前記第２検波手段からの出力が入力される第２フィルタ手段と、
   を備え、
   前記閾値電圧供給手段は、前記高周波フィルタ手段、前記第２検波手段および前記第２フィルタ手段で構成された前記交流振幅検出手段からの出力に基づいて前記振幅交流成分の有無を判定し、当該判定結果に基づいて、前記比較手段に出力する前記閾値電圧を制御することを特徴とする請求項３〜５のいずれか一つに記載のＡＧＣ回路。
7. 前記比較手段に入力される前記閾値電圧は、前記高周波フィルタ手段、前記第２検波手段および前記第２フィルタ手段で構成された前記交流振幅検出手段で検出される前記振幅交流成分の検出結果に基づいて制御されることを特徴とする請求項６に記載のＡＧＣ回路。
8. 前記比較手段に入力される前記閾値電圧は、前記振幅交流成分が検出された場合の方が、前記振幅交流成分が検出されない場合に比べて小さいことを特徴とする請求項６に記載のＡＧＣ回路。
9. 前記減衰手段から前記増幅手段への出力の一部が入力される第１検波手段と、
   前記第１検波手段からの出力の一部が入力される第１フィルタ手段と、
   前記第１検波手段からの出力の残りが入力される高周波フィルタ手段と、
   前記高周波フィルタ手段からの出力が入力される第２検波手段と、
   前記第２検波手段からの出力が入力される第２フィルタ手段と、
   前記第１フィルタ手段からの出力と前記第２フィルタ手段からの出力とを加算する加算手段と、
   を備え、
   前記加算手段からの出力が前記比較手段に入力されて前記閾値電圧と比較されることを特徴とする請求項３に記載のＡＧＣ回路。
10. 受信した電波信号を入力信号とし、前記入力信号を減衰させる減衰工程と、
    前記減衰工程からの出力を増幅する増幅工程と、
    前記減衰工程からの出力の一部が入力され、かかる入力における相互変調妨害により生じる振幅交流成分を検出する交流振幅検出工程と、
    前記交流振幅検出工程で検出される前記振幅交流成分の検出結果に基づいて、前記減衰工程における減衰量の制御を行う減衰量調整工程と、
    を含むことを特徴とする制御方法。

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