JP4561360B2 - 直流変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、高効率な直流変換装置に関する。

図１１に従来の直流変換装置の一例を示す。図１１に示す直流変換装置は、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、直流電源ＶｉｎにリアクトルＬ１とトランスＴの１次巻線Ｐ１（巻数ｎ１）とを介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなるスイッチＱ１が接続されている。１次巻線Ｐ１の両端には、ＦＥＴ等からなるスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１及びスイッチＱ２は、デットタイム期間を有し、制御回路１１のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

なお、リアクトルＬ１は、トランスＴの１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスからなる。ダイオードＤ１は、スイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続され、ダイオードＤ２は、スイッチＱ２のドレイン−ソース間に接続されていて、ダイオードＤ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオードでもよく、ダイオードＤ２は、スイッチＱ２の寄生ダイオードでもよい。

また、トランスＴの１次巻線Ｐ１とトランスＴの２次巻線Ｓ１とは互いに同相電圧が発生するように巻回されている。トランスＴの２次巻線Ｓ１（巻数ｎ２）の一端にはダイオードＤ１０のカソードが接続され、２次巻線Ｓ１の他端（●側）にはダイオードＤ１１のカソードが接続され、ダイオードＤ１１のアノードは、ダイオードＤ１０のアノードに接続されている。

ダイオードＤ１０の両端には、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１１との直列回路が接続され、ダイオードＤ１１の両端には、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２との直列回路が接続されており、これら２つの直列回路は、ＣＲスナバ回路を構成し、ダイオードＤ１０，Ｄ１１のリカバリ時におけるサージ電圧を減衰するための回路である。

ダイオードＤ１１の両端には、リアクトルＬ１０とコンデンサＣ１０との直列回路が接続されており、ダイオードＤ１０，Ｄ１１とリアクトルＬ１０とコンデンサＣ１０は、整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷５０に出力する。

制御回路１１は、負荷５０の出力電圧に基づき、スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるようにその制御信号のデューティ比を制御する。

さらに、直流変換装置は、ローサイドドライバ１３、ハイサイドドライバ１５を備えている。ローサイドドライバ１３は、制御回路１１からのゲート信号Ｑ１ｇをスイッチＱ１のゲートに印加してスイッチＱ１を駆動する。ハイサイドドライバ１５は、制御回路１１からのゲート信号Ｑ２ｇをスイッチＱ２のゲートに印加してスイッチＱ２を駆動する。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１２において、Ｑ１ｇはスイッチＱ１へのゲート信号、Ｑ２ｇはスイッチＱ２へのゲート信号、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレインーソース間の電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ２ｉはスイッチＱ２のドレイン電流、Ｖ_Ｄ１０はダイオードＤ１０の電圧、Ｄ１０ｉはダイオードＤ１０の電流、Ｖ_Ｄ１１はダイオードＤ１１の電圧、Ｄ１１ｉはダイオードＤ１１の電流を示している。

まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで、スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴの２次側（負荷側）では、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１で電流Ｄ１０ｉが流れて、負荷５０に電力が供給される。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１がオフすると、電流Ｑ１ｉが減少し、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉも減少する。この電流Ｄ１０ｉは、ダイオードＤ１０の逆電流（リカバリ電流ともいう。）により、零から負に流れる。

時刻ｔ_３において、逆電流がオフする。この逆電流により、時刻ｔ_３にダイオードＤ１０にサージ電圧が印加される。また、期間Ｔ３において、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少すると、リアクトルＬ１０に電流が流れているので、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加する。

そして、時刻ｔ_３において、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１０で電流Ｄ１１ｉが流れる。また、１次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄えられた励磁電流は、Ｐ１→Ｄ２→Ｃ２→Ｌ１→Ｐ１と流れて、コンデンサＣ２に充電される。時刻ｔ_４において、励磁電流が零になると、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーにより、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｌ１→Ｃ２と電流Ｑ２ｉが流れて、１次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスにエネルギーが移動する。

次に、時刻ｔ_５において、スイッチＱ２がオフすると、１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは減少していく。

時刻ｔ_６において、スイッチＱ１がオンすると、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少していく。そして、ダイオードＤ１１の逆電流により、零から負の電流が流れ、時刻ｔ_７において、逆電流がオフする。この時も、逆電流によりダイオードＤ１１にサージ電圧が印加される。

なお、従来の直流変換装置の関連技術として、例えば特許文献１が開示されている。
特開２００１−８４４７号公報

このように、図１１に示す従来の直流変換装置にあっては、ダイオードＤ１０に印加される逆電流によるサージ電圧をコンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１からなるＣＲスナバ回路により減衰させ、ダイオードＤ１１に印加される逆電流によるサージ電圧をコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ１２からなるＣＲスナバ回路により減衰させていた。しかし、ＣＲスナバ回路には抵抗分があるため、損失が大きく、高効率を図ることができなかった。

また、ダイオードＤ１０とダイオードＤ１１とのそれぞれに、並列にＦＥＴ等の同期整流素子を接続して同期整流した場合には、同期整流素子のゲートのオフタイミングの遅れにより、より多くの逆電流が流れ、同期整流素子により大きな逆電圧が印加されるため、ＣＲスナバ回路では、サージ電圧を吸収できない等の問題点がある。

本発明は、サージ電圧を適切な電圧にクランプすることで、トランスの２次側の整流素子の耐圧を低減させ、高効率な直流変換装置を提供することにある。

前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチをオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、前記トランスの２次側に設けられた整流素子の逆電流により発生するサージエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、このコンデンサの電圧を前記２次巻線に発生する電圧以上になるように、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの１次側及び前記直流出力側に回生する回生スイッチとを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチと、このトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続されたクランプコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路とを有し、前記主スイッチと補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、前記トランスの２次側に設けられた整流素子の逆電流により発生するサージエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、このコンデンサの電圧を前記２次巻線に発生する電圧以上になるように、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの１次側及び前記直流出力側に回生する回生スイッチとを備えることを特徴とする。

請求項３の発明では、請求項１又は請求項２記載の直流電源装置において、前記コンデンサの電圧を検出する検出手段と、この検出手段で検出された前記コンデンサの電圧が所定値になるように前記回生スイッチのオン幅を制御するオン幅制御手段とを備えることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の直流電源装置において、前記所定値は、前記トランスの２次巻線に発生する電圧値以上で且つ前記整流素子の耐圧以下の値であることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流電源装置において、前記整流素子には並列に同期整流素子が接続されていることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの２次巻線は前記トランスの１次巻線と疎結合され、前記１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に前記整流素子の整流出力を平滑する平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線を備えることを特徴とする。

本発明によれば、整流素子の逆電流により発生するサージエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、回生スイッチは、コンデンサの電圧をトランスの２次巻線に発生する電圧以上になるように、コンデンサに蓄えられたエネルギーをトランスの１次側及び直流出力側に回生する。即ち、整流素子のリカバリによるサージ電圧や同期整流を用いた場合の逆電流のエネルギーを適切な電圧にクランプし、整流素子や同期整流素子に印加される電圧を低くすることができるため、整流素子の耐圧を低減させて、高効率な直流変換装置を提供できる。

以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

実施の形態の直流変換装置は、トランスの２次側の整流素子に流れる逆電流や同期整流とした場合にゲートオフ信号の遅れによる逆電流によるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄積し、そのコンデンサ電圧をトランスの２次巻線の電圧｜Ｖｓ｜（スイッチＱ１がオン時にＶｉｎ×ｎ２／ｎ１であり、スイッチＱ２がオン時にコンデンサＣ２の電圧×ｎ２／ｎ１）以上で且つトランスの２次側の整流素子の耐圧以下になるように、トランスの１次側や直流出力側に回生することを特徴とし、サージ電圧を適切な電圧にクランプすることで、トランスの２次側の整流素子の耐圧を低減させ、損失のない高効率な直流変換装置を提供する。

図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、図１１に示す直流変換装置に対して、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とコンデンサＣ１１，Ｃ１２と削除し、エネルギー回生回路２０を追加した点が異なるので、ここでは、エネルギー回生回路２０の構成についてのみ説明する。

エネルギー回生回路２０において、ダイオードＤ２０のアノードは、ダイオードＤ１１のカソードに接続され、ダイオードＤ２０のカソードは、コンデンサＣ２０の一端とダイオードＤ２１のカソードとＦＥＴからなるスイッチＱ２１のドレインに接続されている。ダイオードＤ２１のアノードは、スイッチＱ２１のソースとダイオードＤ１０のカソードに接続されている。

ダイオードＤ２１とダイオードＤ２０とコンデンサＣ２０とは、サージエネルギー吸収回路を構成し、このサージエネルギー吸収回路は、ダイオードＤ１０，Ｄ１１に印加されるサージ電圧をコンデンサＣ２０の電圧でクランプする。ダイオードＤ２１はスイッチＱ２１の寄生ダイオードでもよい。

インバータ２１、ダイオードＤ２２、抵抗Ｒ２０、コンデンサＣ２１、インバータ２２、ダイオードＤ２３、コンデンサＣ２２、ノア回路２４、ドライバ２５は、パルス生成手段を構成し、パルス生成手段は、スイッチＱ２１（本発明の回生スイッチに対応）を駆動するパルス信号からなる駆動信号を生成する。

インバータ２１は、入力端がダイオードＤ１０のカソードに接続され、ダイオードＤ１０の電圧を反転して出力する。インバータ２１の出力端には、ダイオードＤ２２のカソードと抵抗Ｒ２０の一端が接続され、ダイオードＤ２２のアノードと抵抗Ｒ２０の他端は、コンデンサＣ２１の一端とインバータ２２の入力端とノア回路２４の第１入力端に接続されている。インバータ２２の出力端はダイオードＤ２３のカソードに接続され、ダイオードＤ２３のアノードはコンデンサＣ２２の一端に接続されている。

コンデンサＣ２１の他端及びコンデンサＣ２２の他端は接地されている。ダイオードＤ２３のアノードとコンデンサＣ２２の一端とトランジスタＱ２３のコレクタは、ノア回路２４の第２入力端に接続されている。ドライバ２５は、ノア回路２４の出力を入力し、この出力に基づき駆動信号を生成し、駆動信号をスイッチＱ２１のゲートに印加することによりスイッチＱ２１をオン駆動させる。

抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２、基準電圧Ｅｒ、コンパレータ２３、抵抗Ｒ２４、抵抗Ｒ２５、トランジスタＱ２３，Ｑ２４は、本発明のオン幅制御手段に対応し、このオン幅制御手段は、コンデンサＣ２０の電圧に応じて、スイッチＱ２１を駆動するための駆動信号のパルスオン幅を自動調整する。より具体的には、オン幅制御手段は、コンデンサＣ２０の電圧が、トランスの２次巻線Ｓ１に発生する電圧値以上で且つダイオードＤ１０，Ｄ１１の耐圧以下の電圧になるように、駆動信号のパルスオン幅を制御する。

抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とは直列に接続され、抵抗Ｒ２１の一端はダイオードＤ２０のカソードとコンデンサＣ２０との接続点に接続され、抵抗Ｒ２２の一端は接地されている。

コンパレータ２３は、コンデンサＣ２０の電圧を抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とで分圧した分圧電圧を＋端子に入力し、基準電圧Ｅｒを−端子に入力し、分圧電圧と基準電圧とを比較する。コンパレータ２３は、コンデンサＣ２０の電圧が基準電圧Ｅｒ以上の場合には出力がＨレベルとなり、コンデンサＣ２０の電圧が基準電圧Ｅｒ未満の場合には出力がＬレベルとなる。

コンパレータ２３の出力端は、抵抗Ｒ２４を介してトランジスタＱ２４のコレクタに接続され、トランジスタＱ２４のエミッタ及びトランジスタＱ２３のエミッタは、電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＱ２３のベースとトランジスタＱ２４のベース及びコレクタと抵抗Ｒ２５の一端とは、共通接続され、抵抗Ｒ２５の他端は接地されている。トランジスタＱ２３とトランジスタＱ２４とは、カレントミラー回路を構成している。

次にこのように構成された実施例１の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２において、Ｖ_Ｃ２１はコンデンサＣ２１の両端電圧、Ｖ_Ｃ２２はコンデンサＣ２２の両端電圧、Ｑ２１ｇはスイッチＱ２１へのゲート信号、Ｑ２１ｉはスイッチＱ２１のドレイン電流を示している。

まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで、スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴの２次側では、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１で電流Ｄ１０ｉが流れて、負荷５０に電力が供給される。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１がオフすると、電流Ｑ１ｉが減少し、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉも減少する。この電流Ｄ１０ｉは、ダイオードＤ１０の逆電流により、零から負に流れる。また、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少すると、リアクトルＬ１０に電流が流れているので、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加する。

次に、時刻ｔ_３において、逆電流がオフする。この逆電流により、時刻ｔ_３にダイオードＤ１０にサージ電圧が印加されるが、サージエネルギーは、ダイオードＤ２１を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

また、ダイオードＤ１０の電圧Ｖ_Ｄ１０により、インバータ２１の入力は、Ｈレベルになり、インバータ２１の出力はＬレベルになる。このため、コンデンサＣ２１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ２２を介して瞬時に放電されるため、ノア回路２４の第１入力端は瞬時にＬレベルになる。このため、ノア回路２４の出力は、Ｈレベルとなり、ゲート信号Ｑ２１ｇによりスイッチＱ２１はオンする。また、インバータ２２の出力は、Ｈレベルになり、コンデンサＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、トランジスタＱ２３の電流で上昇していく。

また、時刻ｔ_３においては、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１０で電流が流れる。また、１次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄えられた励磁電流は、Ｐ１→Ｄ２→Ｃ２→Ｌ１→Ｐ１と流れて、コンデンサＣ２に充電される。

次に、時刻ｔ_４において、サージエネルギーは、全てコンデンサＣ２０に充電され、時刻ｔ_３でオンしたスイッチＱ２１を流れてコンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２０→Ｑ２１→Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｃ２０と流れる。また、トランスＴを介してＰ１（Ｓ１）→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ２→Ｌ１→Ｐ１と電流が流れて、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーがトランスの１次側及び直流出力側に回生される。

次に、時刻ｔ_５において、コンデンサＣ２２の電圧がＶ_ｃ２２がノア回路２４のしきい値に達すると、ノア回路２４の出力は、Ｌレベルとなり、スイッチＱ２１がオフし、２次巻線Ｓ１に流れていた電流は、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１と流れて、時刻ｔ_６において、電流Ｄ１０ｉは零になる。

次に、時刻ｔ_７において、励磁電流が零になると、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｌ１→Ｃ２と流れて、１次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスにエネルギーが移動する。

時刻ｔ_８において、スイッチＱ２がオフすると、１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは減少していく。

時刻ｔ_９において、スイッチＱ１がオンすると、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少していき、ダイオードＤ１１の逆電流により零から負の電流が流れ、時刻ｔ_１０において、逆電流がオフする。この時も、逆電流によりダイオードＤ１１にサージ電圧が印加されるが、期間Ｔ１１（時刻ｔ_１０〜ｔ_１１）において、サージエネルギーは、ダイオードＤ２０を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

従って、サージエネルギーはコンデンサＣ２０に蓄えられ、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、期間Ｔ５（時刻ｔ_４〜ｔ_５）において、トランスＴの１次側及び直流出力側に回生される。

また、オン幅制御手段において、コンパレータ２３は、コンデンサＣ２０の電圧が基準電圧Ｅｒ以上の場合にはＨレベルを出力する。この場合には、Ｖｃｃ→Ｑ２４→Ｒ２４→２３に流れる第１電流はなくなり、トランジスタＱ２４に流れる電流は、Ｖｃｃ→Ｑ２４→Ｒ２５の第２電流のみとなる。このため、トランジスタＱ２３に流れる電流は、第２電流のみとなり、コンデンサＣ２２の充電電流は小さくなり、ノア回路２４のパルス出力は大きくなる。このため、駆動信号のパルスオン幅は、コンデンサＣ２０の電圧が大きくなると、大きくなる。

一方、コンデンサＣ２０の電圧が基準電圧Ｅｒ未満の場合にはＬレベルを出力する。この場合には、Ｖｃｃ→Ｑ２４→Ｒ２４→２３と第１電流が流れ、Ｑ２４に流れる電流は、第１電流と、Ｖｃｃ→Ｑ２４→Ｒ２５に流れる第２電流との和となる。このため、トランジスタＱ２３に流れる電流は、増加し、コンデンサＣ２２の充電電流は大きくなり、ノア回路２４のパルス出力は小さくなる。このため、駆動信号のパルスオン幅は、コンデンサＣ２０の電圧が小さくなると、小さくなる。

このとき、オン幅制御手段は、コンデンサＣ２０の電圧が、２次巻線Ｓ１に発生する電圧値以上で且つダイオードＤ１０，Ｄ１１の耐圧以下の電圧になるように、駆動信号のパルスオン幅を制御する。即ち、駆動信号のパルスオン幅を制御することにより、コンデンサＣ２０の電圧を、２次巻線Ｓ１の電圧（スイッチＱ１がオン時にＶｉｎ×ｎ２／ｎ１であり、スイッチＱ２がオン時にコンデンサＣ２の電圧×ｎ２／ｎ１）以上で且つトランスＴの２次側のダイオードＤ１０，Ｄ１１の耐圧以下になるように、トランスＴの１次側や直流出力側に回生する。これにより、コンデンサＣ２０の電圧は、一定電圧となる。

このため、図２に示すように、期間Ｔ４でダイオードＤ１０の電圧Ｖ_Ｄ１０が低く抑えられ、期間Ｔ１１でダイオードＤ１１の電圧Ｖ_Ｄ１１が低く抑えられていることがわかる。

このように実施例１の直流変換装置によれば、ダイオードＤ１０，Ｄ１１の逆電流により発生するサージエネルギーをダイオードＤ２１，Ｄ２０を介してコンデンサＣ２０に蓄え、スイッチＱ２１は、コンデンサＣ２０の電圧を２次巻線Ｓ１に発生する電圧以上で且つダイオードＤ１０，Ｄ１１の耐圧以下になるように、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーをトランスＴの１次側及び直流出力側に回生する。これにより、サージ電圧を抑制でき、損失が発生せず、しかも整流素子の耐圧を低く抑えられるので、低耐圧のダイオードを使用でき、高効率の直流電源装置が構成できる。

図３は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。実施例１の直流変換装置は、スイッチＱ２がオンした時に、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーをトランスＴの１次側及び直流出力側に回生したが、実施例２の直流変換装置は、スイッチＱ１がオンした時に、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーをトランスＴの１次側及び直流出力側に回生するように、ダイオードＤ２０とスイッチＱ２１（Ｄ２１）の接続を、実施例１の接続に対して逆にしたものである。即ち、コンデンサＣ２０に直列に接続されたダイオードＤ２０のアノードをダイオードＤ１０のカソードに接続し、スイッチＱ２１のソースとダイオードＤ２１のアノードとをダイオードＤ１１のカソードに接続した点が異なる。

次にこのように構成された実施例２の動作を図４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで、スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴの２次側では、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１で電流Ｄ１０ｉが流れて、負荷５０に電力が供給される。

次に、時刻ｔ_１〜ｔ_２において、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少する。この電流Ｄ１１ｉは、ダイオードＤ１１の逆電流により、零から負に流れる。また、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが減少すると、リアクトルＬ１０に電流が流れているので、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが増加する。次に、逆電流がオフすると、この逆電流により、ダイオードＤ１１にサージ電圧が印加されるが、サージエネルギーは、ダイオードＤ２１を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

また、ダイオードＤ１１の電圧Ｖ_Ｄ１１により、インバータ２１の入力は、Ｈレベルになり、インバータ２１の出力はＬレベルになる。このため、コンデンサＣ２１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ２２を介して瞬時に放電されるため、ノア回路２４の第１入力端は瞬時にＬレベルになる。このため、ノア回路２４の出力は、Ｈレベルとなり、ゲート信号Ｑ２１ｇによりスイッチＱ２１はオンする。また、インバータ２２の出力は、Ｈレベルになり、コンデンサＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、トランジスタＱ２３の電流で上昇していく。

次に、時刻ｔ_２において、サージエネルギーは、全てコンデンサＣ２０に充電され、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２０→Ｑ２１→Ｌ１０→Ｃ１０と流れる。また、時刻ｔ_２〜ｔ_３において、トランスＴを介してＰ１（Ｓ１）→Ｌ１→Ｖｉｎと電流が流れて、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーがトランスＴの１次側及び直流出力側に回生される。このため、時刻ｔ_２〜ｔ_３において、電流Ｑ１ｉ及び電流Ｄ１０ｉが減少する。

次に、時刻ｔ_３において、コンデンサＣ２２の電圧がＶ_ｃ２２がノア回路２４のしきい値に達すると、ノア回路２４の出力は、Ｌレベルとなり、スイッチＱ２１がオフし、２次巻線Ｓ１に流れていた電流は、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｓ１と流れる。このため、時刻ｔ_３〜ｔ_５において、電流Ｄ１０ｉが増加する。

次に、時刻ｔ_５において、スイッチＱ１がオフすると、電流Ｑ１ｉが減少し、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉも減少する。この電流Ｄ１０ｉは、ダイオードＤ１０の逆電流により、零から負に流れる。また、ダイオードＤ１０の電流Ｄ１０ｉが減少すると、リアクトルＬ１０に電流が流れているので、ダイオードＤ１１の電流Ｄ１１ｉが増加する。

次に、時刻ｔ_６において、逆電流がオフする。この逆電流により、時刻ｔ_６にダイオードＤ１０にサージ電圧が印加されるが、サージエネルギーは、ダイオードＤ２０を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

従って、サージエネルギーはコンデンサＣ２０に蓄えられ、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、時刻ｔ_２〜ｔ_３において、トランスＴの１次側及び直流出力側に回生される。

また、時刻ｔ_６においては、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１１→Ｌ１０で電流が流れる。また、１次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄えられた励磁電流は、Ｐ１→Ｄ２→Ｃ２→Ｌ１→Ｐ１と流れて、コンデンサＣ２に充電される。

次に、時刻ｔ_７〜ｔ_８において、励磁電流が零になると、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｌ１→Ｃ２と流れて、１次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスにエネルギーが移動する。

次に、時刻ｔ_８において、スイッチＱ２がオフすると、１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは減少していく。

また、駆動信号のパルスオン幅を制御することにより、コンデンサＣ２０の電圧を、２次巻線Ｓ１の電圧（スイッチＱ１がオン時にＶｉｎ×ｎ２／ｎ１であり、スイッチＱ２がオン時にコンデンサＣ２の電圧×ｎ２／ｎ１）以上で且つ２次側のダイオードＤ１０，Ｄ１１の耐圧以下になるように、トランスＴの１次側や直流出力側に回生する。このため、図４に示すように、ダイオードＤ１０の電圧Ｖ_Ｄ１０及びダイオードＤ１１の電圧Ｖ_Ｄ１１が低く抑えられていることがわかる。

このように実施例２の直流変換装置によれば、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。

図５は実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図５に示す実施例３の直流変換装置は、図１に示す直流変換装置に対して、ダイオードＤ１０の両端にドレイン−ソースが接続されたＦＥＴからなるスイッチＱ１０と、ダイオードＤ１１の両端にドレイン−ソース間が接続されたＦＥＴからなるスイッチＱ１１とを追加した点が異なる。スイッチＱ１０，Ｑ１１は同期整流素子を構成する。スイッチＱ１０のゲートは２次巻線Ｓ１の一端（●側）に接続され、スイッチＱ１１のゲートは２次巻線Ｓ１の他端に接続されている。

次にこのように構成された実施例３の動作を図６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図６において、Ｑ１０ｉはスイッチＱ１０のドレイン電流、Ｑ１１ｉはスイッチＱ１１のドレイン電流を示している。

まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで、スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴの２次側では、スイッチＱ１０がオンして、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｑ１０→Ｓ１で電流Ｑ１０ｉが流れて、負荷５０に電力が供給される。この電流Ｑ１０ｉは、負から正に直線的に増加していく。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１がオフすると、電流Ｑ１ｉが減少し、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉも減少する。この電流Ｑ１０ｉは、スイッチＱ１０の逆電流により、零から負に流れる。また、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉが減少すると、リアクトルＬ１０に電流が流れているので、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉが増加する。

次に、時刻ｔ_３において、逆電流がオフする。この逆電流により、時刻ｔ_３にスイッチＱ１０にサージ電圧が印加されるが、サージエネルギーは、ダイオードＤ２１を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

また、スイッチＱ１０の電圧Ｖ_Ｑ１０により、インバータ２１の入力は、Ｈレベルになり、インバータ２１の出力はＬレベルになる。このため、コンデンサＣ２１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ２２を介して瞬時に放電されるため、ノア回路２４の第１入力端は瞬時にＬレベルになる。このため、ノア回路２４の出力は、Ｈレベルとなり、ゲート信号Ｑ２１ｇによりスイッチＱ２１はオンする。また、インバータ２２の出力は、Ｈレベルになり、コンデンサＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、トランジスタＱ２３の電流で上昇していく。

また、時刻ｔ_３においては、スイッチＱ１１がオンし、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｑ１１→Ｌ１０で電流が流れる。また、１次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄えられた励磁電流は、Ｐ１→Ｄ２→Ｃ２→Ｌ１→Ｐ１と流れて、コンデンサＣ２に充電される。

次に、時刻ｔ_３〜ｔ_４において、サージエネルギーは、全てコンデンサＣ２０に充電され、時刻ｔ_３でオンしたスイッチＱ２１を流れてコンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２０→Ｑ２１→Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｃ２０と流れる。また、トランスＴを介してＰ１（Ｓ１）→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ２→Ｌ１→Ｐ１と電流が流れて、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーがトランスＴの１次側及び直流出力側に回生される。

次に、時刻ｔ_４において、コンデンサＣ２２の電圧がＶ_ｃ２２がノア回路２４のしきい値に達すると、ノア回路２４の出力は、Ｌレベルとなり、スイッチＱ２１がオフし、２次巻線Ｓ１に流れていた電流は、Ｓ１→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｑ１０→Ｓ１と流れて、時刻ｔ_５において、電流Ｑ１０ｉは零になる。

次に、時刻ｔ_５ｂにおいて、励磁電流が零になると、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｌ１→Ｃ２と流れて、１次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスにエネルギーが移動する。

時刻ｔ_６において、スイッチＱ２がオフすると、１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは減少していく。

時刻ｔ_７において、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ１１の電流が減少していき、スイッチＱ１１の逆電流により負の電流が流れ、時刻ｔ_８において、逆電流がオフする。この時も、逆電流によりスイッチＱ１１にサージ電圧が印加されるが、時刻ｔ_８〜ｔ_９において、サージエネルギーは、ダイオードＤ２０を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

従って、サージエネルギーはコンデンサＣ２０に蓄えられ、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、時刻ｔ_３〜ｔ_４において、トランスＴの１次側及び直流出力側に回生される。

また、時刻ｔ_５ａで、リアクトルＬ１０がカットオフした場合でも、スイッチＱ１１のゲート電圧は、オフできない。このため、スイッチＱ１１がオンし、スイッチＱ１１の逆電流により負の電流が流れる。

また、駆動信号のパルスオン幅を制御することにより、コンデンサＣ２０の電圧を、２次巻線Ｓ１の電圧（スイッチＱ１がオン時にＶｉｎ×ｎ２／ｎ１であり、スイッチＱ２がオン時にコンデンサＣ２の電圧×ｎ２／ｎ１）以上で且つ２次側のスイッチＱ１０，Ｑ１１の耐圧以下になるように、トランスＴの１次側や直流出力側に回生する。

このため、図６に示すように、スイッチＱ１０の電圧Ｖ_Ｑ１０及びスイッチＱ１１の電圧Ｖ_Ｑ１１が低く抑えられていることがわかる。

このように実施例３の直流変換装置によれば、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られるとともに、スイッチＱ１０，Ｑ１１の同期整流素子を用いているので、損失が少なくて済む。

なお、ダイオードＤ２０とスイッチＱ２１（Ｄ２１）の接続を、図５に示す接続構成に対して逆にしてもよい。即ち、コンデンサＣ２０に直列に接続されたダイオードＤ２０のアノードをダイオードＤ１０のカソードに接続し、スイッチＱ２１のソースとダイオードＤ２１のアノードとをダイオードＤ１１のカソードに接続した構成としてもよく、同様な効果が得られる。

図７は実施例４の直流変換装置の回路構成図である。図７において、トランスＴａの１次側は、アクティブクランプ回路を採用すると共に、図１に示すトランスＴの１次側の構成と同一であるので、その部分の説明は省略する。

トランスＴａは、１次巻線Ｐ１と、この１次巻線Ｐ１と疎結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された２次巻線Ｓ１と、１次巻線Ｐ１と密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された帰還巻線Ｓ２（巻数ｎ３）とを有する。２次巻線Ｓ１の一端は、帰還巻線Ｓ２の一端に接続されている。

２次巻線Ｓ１の両端には可飽和リアクトルＳＬ１が接続されている。なお、可飽和リアクトルＳＬ１は、２次巻線Ｓ１の両端に代えて、１次巻線Ｐ１の両端に接続されていてもよい。この可飽和リアクトルＳＬ１はトランスＴａのコアの飽和特性を用いている。

帰還巻線Ｓ２の他端（●側）にはダイオードＤ１１のカソードが接続され、帰還巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ１０のカソードが接続され、ダイオードＤ１０のアノードは、ダイオードＤ１１のアノードに接続されている。

ダイオードＤ１０の両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ１０のドレイン−ソースが接続され、ダイオードＤ１１の両端にはＦＥＴからなるスイッチＱ１１のドレイン−ソースが接続されている。スイッチＱ１１のゲートは帰還巻線Ｓ２の一端に接続され、スイッチＱ１０のゲートは帰還巻線Ｓ２の他端に接続されている。

２次巻線Ｓ１の他端は、コンデンサＣ１０の一端に接続され、コンデンサＣ１０の他端は、ダイオードＤ１０のアノードとダイオードＤ１１のアノードとの接続点に接続されている。

また、コンデンサＣ２０に直列に接続されたダイオードＤ２０のアノードは、ダイオードＤ１１のカソードに接続され、スイッチＱ２１のソースとダイオードＤ２１のアノードとは、ダイオードＤ１０のカソードに接続されている。

なお、図７に示すその他の構成は、図５に示す実施例３の直流変換装置の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。

（トランスの構成）
トランスＴａの構成例を図９に示す。図９に示すトランスＴａは、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２とが近接して巻回されている。これにより、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１を疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間に、凹部３０ｂが１箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。また、この飽和する部分を可飽和リアクトルＳＬ１として兼用している。また、このようなトランスＴａを使用することにより、トランスと平滑リアクトル（図５のＬ１０に対応）を一体化することができる。

次に、このように構成された実施例４の直流変換装置の動作を説明する。

動作波形は図６と同じで、まず、時刻ｔ_１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎで、スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴａの２次側では、スイッチＱ１０がオンして、Ｓ１→Ｃ１０→Ｑ１０→Ｓ１で電流Ｑ１０ｉが流れて、負荷５０に電力が供給される。

また、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とは、疎結合されているので、１次及び２次巻線間に大きなリーケージインダクタンスＬｒ（図示せず）を有する。このため、リーケージインダクタンスＬｒには、Ｌｒ（Ｉｒ）^２／２のエネルギーが蓄えられる。ＩｒはリーケージインダクタンスＬｒに流れる電流である。また、スイッチＱ１をオンさせた時に、可飽和リアクトルＳＬ１にも電流ＳＬ１ｉが流れて、可飽和リアクトルＳＬ１にエネルギーが蓄えられる。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１がオフすると、電流Ｑ１ｉが減少し、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉも減少する。この電流Ｑ１０ｉは、スイッチＱ１０の逆電流により、零から負に流れる。また、スイッチＱ１０の電流Ｑ１０ｉが減少すると、リーケージインダクタンスＬｒに電流が流れているので、スイッチＱ１１の電流Ｑ１１ｉが増加する。

次に、時刻ｔ_３において、逆電流がオフする。この逆電流により、スイッチＱ１０にサージ電圧が印加されるが、サージエネルギーは、ダイオードＤ２１を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

また、スイッチＱ１０の電圧Ｖ_Ｑ１０により、インバータ２１の入力は、Ｈレベルになり、インバータ２１の出力はＬレベルになる。このため、コンデンサＣ２１に蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ２２を介して瞬時に放電されるため、ノア回路２４の第１入力端は瞬時にＬレベルになる。このため、ノア回路２４の出力は、Ｈレベルとなり、ゲート信号Ｑ２１ｇによりスイッチＱ２１はオンする。また、インバータ２２の出力は、Ｈレベルになり、コンデンサＣ２２の電圧Ｖ_Ｃ２２は、トランジスタＱ２３の電流で上昇していく。

また、スイッチＱ１がオフ時には、トランスＴａの２次巻線Ｓ１の電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ１１がオンし、リーケージインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーにより、帰還巻線Ｓ２に電圧が発生し、Ｓ２→Ｓ１→Ｃ１０→Ｑ１１→Ｓ２と電流が流れ、エネルギーがコンデンサＣ１０に帰還されて、引き続き負荷５０に電力が供給される。また、１次巻線Ｐ１のインダクタンスに蓄えられた励磁電流は、Ｐ１→Ｄ２→Ｃ２→Ｐ１と流れて、コンデンサＣ２に充電される。

次に、サージエネルギーは、全てコンデンサＣ２０に充電され、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２０→Ｑ２１→ＳＬ１→Ｃ１０→Ｃ２０と流れ、また、Ｃ２０→Ｑ２１→Ｓ２→Ｑ１１→Ｃ２０と流れ、トランスＴａを介してＰ１（Ｓ２）→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ２→Ｐ１と電流が流れて、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーがトランスＴａの１次側及び直流出力側に回生される。

次に、時刻ｔ_４において、コンデンサＣ２２の電圧がＶ_ｃ２２がノア回路２４のしきい値に達すると、ノア回路２４の出力は、Ｌレベルとなり、スイッチＱ２１がオフし、スイッチＱ２１に流れていた電流は、Ｓ２→Ｑ１１→Ｑ１０→Ｓ２と流れ、トランスＴａを介してＰ１（Ｓ２）→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ２→Ｐ１と流れ、時刻ｔ_５において、零になる。また、時刻ｔ_３から２次巻線Ｓ１に流れていた電流は、
Ｓ１→Ｃ１０→Ｑ１１→Ｓ２→Ｓ１と流れる。

次に、時刻ｔ_５ｂにおいて、励磁電流が零になると、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ１→Ｃ２と流れて、１次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスにエネルギーが移動する。

次に、時刻ｔ_６において、スイッチＱ２がオフすると、１次巻線Ｐ１に蓄えられたエネルギーにより、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは減少していく。

次に、時刻ｔ_７において、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ１１の電流が減少していき、スイッチＱ１１の逆電流により負の電流が流れ、逆電流がオフする。この時も、逆電流によりスイッチＱ１１にサージ電圧が印加されるが、サージエネルギーは、ダイオードＤ２０を介してコンデンサＣ２０に蓄えられ、サージ電圧は、コンデンサＣ２０の電圧でクランプされる。

従って、サージエネルギーはコンデンサＣ２０に蓄えられ、コンデンサＣ２０に蓄えられたエネルギーは、トランスＴａの１次側及び直流出力側に回生される。

また、駆動信号のパルスオン幅を制御することにより、コンデンサＣ２０の電圧を、２次巻線Ｓ１の電圧（スイッチＱ１がオン時にＶｉｎ×ｎ２／ｎ１であり、スイッチＱ２がオン時にコンデンサＣ２の電圧×ｎ２／ｎ１）以上で且つ２次側のスイッチＱ１０，Ｑ１１の耐圧以下になるように、１次側や直流出力側に回生する。このため、スイッチＱ１０の電圧Ｖ_Ｑ１０及びスイッチＱ１１の電圧Ｖ_Ｑ１１が低く抑えることができる。

このように実施例４の直流変換装置によれば、実施例３の直流変換装置の効果と同様な効果が得られるとともに、スイッチＱ１０，Ｑ１１の同期整流素子を用いているので、損失が少なくて済む。また、平滑リアクトルを用いなくても済む。

図８は実施例５の直流変換装置の回路構成図である。実施例５の直流変換装置は、ダイオードＤ２０とスイッチＱ２１（Ｄ２１）の接続を、図７に示す実施例４の接続に対して逆にしたものである。即ち、コンデンサＣ２０に直列に接続されたダイオードＤ２０のアノードをダイオードＤ１０のカソードに接続し、スイッチＱ２１のソースとダイオードＤ２１のアノードとをダイオードＤ１１のカソードに接続した点が異なる。このダイオードＤ２０とスイッチＱ２１（Ｄ２１）の接続構成は、図３に示す実施例２の接続構成と同一である。

このような実施例５の直流変換装置は、実施例４の直流変換装置と実施例２の直流変換装置とを組み合わせたものであるため、実施例４の効果と実施例２の効果とが得られる。

図１０は実施例６の直流変換装置の回路構成図である。図１０に示す実施例６の直流変換装置は、図３に示す直流変換装置のアクティブクランプ回路に代えて、スイッチＱ１（主スイッチ）とＣＲスナバ回路を用いたことを特徴とする。

直流電源Ｖｉｎの両端には、リアクトルＬ１と１次巻線Ｐ１とスイッチＱ１との直列回路が接続されている。１次巻線Ｐ１とリアクトルＬ１との直列回路の両端には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２には並列に抵抗Ｒ２が接続されている。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とはＣＲスナバ回路を構成する。

このような実施例６の直流変換装置によっても、実施例２の直流変換装置の効果と略同様な効果が得られる。

なお、本発明は、実施例１乃至実施例６の直流変換装置に限定されることはない。例えば、実施例５において、アクティブクランプ回路に代えて、図１０に示すスイッチＱ１（主スイッチ）とＣＲスナバ回路を用いてもよく、同様な効果が得られる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。

実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 実施例２の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例３の直流変換装置の回路構成図である。 実施例３の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例４の直流変換装置の回路構成図である。 実施例５の直流変換装置の回路構成図である。 実施例４及び実施例５の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 実施例６の直流変換装置の回路構成図である。 従来の直流変換装置の回路構成図である。 従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

１１ 制御回路
１３ ローサイドドライバ
１５ ハイサイドドライバ
２０ エネルギー回生回路
２１，２２ インバータ
２３ コンパレータ
２４ ノア回路
２５ ドライバ
５０ 負荷
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ２１ スイッチ
Ｑ２３，Ｑ２４ トランジスタ
Ｔ，Ｔａ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１ ２次巻線
Ｓ２ 帰還巻線
Ｌ１，Ｌ１０ リアクトル
ＳＬ１ 可飽和リアクトル
Ｃ１０ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ２０〜Ｄ２３ ダイオード
Ｃ２，Ｃ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２０〜Ｃ２２ コンデンサ
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ２０〜Ｒ２５ 抵抗
３０ コア
３０ａ コア部
３０ｂ 凹部
３１ ギャップ

Claims (6)

1. トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチをオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、
   前記トランスの２次側に設けられた整流素子の逆電流により発生するサージエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、
   このコンデンサの電圧を前記２次巻線に発生する電圧以上になるように、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの１次側及び前記直流出力側に回生する回生スイッチと、
   を備えることを特徴とする直流変換装置。
2. トランスの１次巻線に直列に接続された主スイッチと、このトランスの１次巻線の両端又は主スイッチの両端に接続されたクランプコンデンサ及び補助スイッチからなる直列回路とを有し、前記主スイッチと補助スイッチとを交互にオン／オフさせることによりトランスの２次巻線の電圧を整流平滑して直流出力を得る直流変換装置において、
   前記トランスの２次側に設けられた整流素子の逆電流により発生するサージエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、
   このコンデンサの電圧を前記２次巻線に発生する電圧以上になるように、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスの１次側及び前記直流出力側に回生する回生スイッチと、
   を備えることを特徴とする直流変換装置。
3. 前記コンデンサの電圧を検出する検出手段と、
   この検出手段で検出された前記コンデンサの電圧が所定値になるように前記回生スイッチのオン幅を制御するオン幅制御手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記所定値は、前記トランスの２次巻線に発生する電圧値以上で且つ前記整流素子の耐圧以下の値であることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
5. 前記整流素子には並列に同期整流素子が接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
6. 前記トランスの２次巻線は前記トランスの１次巻線と疎結合され、
   前記１次巻線と密結合され且つ前記２次巻線に直列に接続され、前記１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に前記整流素子の整流出力を平滑する平滑コンデンサに帰還する前記トランスの帰還巻線を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。

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