JPH0678558A - Pwmインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 - Google Patents
Pwmインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置Info
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- JPH0678558A JPH0678558A JP5048384A JP4838493A JPH0678558A JP H0678558 A JPH0678558 A JP H0678558A JP 5048384 A JP5048384 A JP 5048384A JP 4838493 A JP4838493 A JP 4838493A JP H0678558 A JPH0678558 A JP H0678558A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 PWMインバータのスイッチング動作を制御
する場合に、ゲート信号の3パルスから1パルスへの切
替え時、また1パルスから3パルスへの切替え時にゲー
ト信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起
こさない切替えができるPWMインバータの制御方法を
提供する。 【構成】 この発明によれば、変調方形波と搬送逆台形
波を比較する変調方式、もしくはこれによって得られる
信号と等価の電圧パターンを電圧と周波数の指令により
生成する変調方式を用いて、3パルスから1パルスへの
切替え、または1パルスから3パルスへの切替えをU,
V,W各相個別にそれぞれの相の基本波成分の最大値ま
たは最小値に達したタイミングで行なうことにより、各
相でパルス切替え前、途中、後で電圧面積の変動がな
く、ゲート信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相
ずれを起こさない切替えを実現する。
する場合に、ゲート信号の3パルスから1パルスへの切
替え時、また1パルスから3パルスへの切替え時にゲー
ト信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起
こさない切替えができるPWMインバータの制御方法を
提供する。 【構成】 この発明によれば、変調方形波と搬送逆台形
波を比較する変調方式、もしくはこれによって得られる
信号と等価の電圧パターンを電圧と周波数の指令により
生成する変調方式を用いて、3パルスから1パルスへの
切替え、または1パルスから3パルスへの切替えをU,
V,W各相個別にそれぞれの相の基本波成分の最大値ま
たは最小値に達したタイミングで行なうことにより、各
相でパルス切替え前、途中、後で電圧面積の変動がな
く、ゲート信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相
ずれを起こさない切替えを実現する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば電気車の誘導
電動機または同期電動機を駆動するための電圧形PWM
可変電圧可変周波数インバータのスイッチング動作を制
御するPWMインバータの制御方法およびそれを使用す
る制御装置に関する。
電動機または同期電動機を駆動するための電圧形PWM
可変電圧可変周波数インバータのスイッチング動作を制
御するPWMインバータの制御方法およびそれを使用す
る制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、電気車の誘導電動機を駆動するた
めの電圧形PWMインバータのスイッチング動作を制御
するためにスイッチング素子に与えるゲート信号を1パ
ルスから3パルスに切替え、あるいは3パルスから1パ
ルスに切替える制御方式は、図7および図8に示すよう
なものであった。すなわち、図8に示すように変調正弦
波Aと搬送三角波Bを比較して得られるゲート信号を、
図7に示すように60°の整数倍の角度に達した時点で
U,V,W各相同時に切替えるものである。ただし、図
8において角度αと変調率AL(=変調波Aの波高値/
搬送波Bの波高値)の間には次の関係がある。
めの電圧形PWMインバータのスイッチング動作を制御
するためにスイッチング素子に与えるゲート信号を1パ
ルスから3パルスに切替え、あるいは3パルスから1パ
ルスに切替える制御方式は、図7および図8に示すよう
なものであった。すなわち、図8に示すように変調正弦
波Aと搬送三角波Bを比較して得られるゲート信号を、
図7に示すように60°の整数倍の角度に達した時点で
U,V,W各相同時に切替えるものである。ただし、図
8において角度αと変調率AL(=変調波Aの波高値/
搬送波Bの波高値)の間には次の関係がある。
【0003】
【数1】 α=60・(1−AL)(deg) … (1) そして、図7の波形図は3パルスから1パルスへの切替
えを電気角60°の時点で行なった場合の波形である。
えを電気角60°の時点で行なった場合の波形である。
【0004】ところが、このような従来の変調方式およ
び切替え方式を用いた場合には、切替え角を中心として
その前後180°を含む1周期の切替え途中の波形(斜
線を施した部分)は、3パルス波形や1パルス波形と比
較してみると、U,V,W各相ともそれぞれ電圧面積が
異なる。
び切替え方式を用いた場合には、切替え角を中心として
その前後180°を含む1周期の切替え途中の波形(斜
線を施した部分)は、3パルス波形や1パルス波形と比
較してみると、U,V,W各相ともそれぞれ電圧面積が
異なる。
【0005】この区間のU相分をそれぞれ3パルス、1
パルス、切替え途中の波形についてフーリエ級数に展開
してみると、その基本波成分は次の(2)〜(4)式の
ようになり、
パルス、切替え途中の波形についてフーリエ級数に展開
してみると、その基本波成分は次の(2)〜(4)式の
ようになり、
【数2】 ただし、ここでは、ゲート信号のオン電圧をEボルト、
オフ電圧を−Eボルトとしている。
オフ電圧を−Eボルトとしている。
【0006】(4)式より、切替え途中の波形は直流成
分を含むことが分かる。これは、1パルスから3パルス
への切替えの場合も同様である。
分を含むことが分かる。これは、1パルスから3パルス
への切替えの場合も同様である。
【0007】そこで、図9のような変調方形波Cと搬送
逆台形波Dを用いた新たな変調方式が提案されるように
なり、現在使用されている。ただし、図9で角度αと変
調率ALの間の関係は(1)式と同様である。
逆台形波Dを用いた新たな変調方式が提案されるように
なり、現在使用されている。ただし、図9で角度αと変
調率ALの間の関係は(1)式と同様である。
【0008】ところが、この新しい変調方式によるゲー
ト信号を用いても、60°の整数倍でU,V,W各相同
時に切替える方式では、なお同様の問題が残っていた。
すなわち、図10に示すように60°で切替えた場合、
切替え点を中心とする前後180°を含む1周期を比較
すると、U相とV相は切替え途中と切替え前後の電圧面
積が等しいが、V相は電圧面積が異なる。すなわち、前
述と同様に上記の波形をフーリエ級数に展開してみる
と、U相分(W相も同じ)、V相分の基本波成分はそれ
ぞれ、次の(5)〜(7)式、(8)〜(10)式のよ
うになる。
ト信号を用いても、60°の整数倍でU,V,W各相同
時に切替える方式では、なお同様の問題が残っていた。
すなわち、図10に示すように60°で切替えた場合、
切替え点を中心とする前後180°を含む1周期を比較
すると、U相とV相は切替え途中と切替え前後の電圧面
積が等しいが、V相は電圧面積が異なる。すなわち、前
述と同様に上記の波形をフーリエ級数に展開してみる
と、U相分(W相も同じ)、V相分の基本波成分はそれ
ぞれ、次の(5)〜(7)式、(8)〜(10)式のよ
うになる。
【0009】
【数3】 ただし、ここでもゲート信号のオン電圧をEボルト、オ
フ電圧を−Eボルトとしている。
フ電圧を−Eボルトとしている。
【0010】これから、U相、W相の切替え途中の波形
は直流成分を含まず、また切替え前後と比較して位相ず
れも起きていないが、V相では切替え途中の波形に直流
分が含まれ、また切替え前後と比較して位相ずれが起き
ていることが分かる。
は直流成分を含まず、また切替え前後と比較して位相ず
れも起きていないが、V相では切替え途中の波形に直流
分が含まれ、また切替え前後と比較して位相ずれが起き
ていることが分かる。
【0011】なお、図10では60°切替えを例示した
が、60°の整数倍の角度で切替える場合はすべて、い
ずれか1相が上記のように切替え途中の電圧に直流成分
を含み、位相ずれが起こる。また、1パルスから3パル
スに切替える場合も同様である。
が、60°の整数倍の角度で切替える場合はすべて、い
ずれか1相が上記のように切替え途中の電圧に直流成分
を含み、位相ずれが起こる。また、1パルスから3パル
スに切替える場合も同様である。
【0012】このように、従来のPWMインバータの制
御方法では、同期モードにおいてゲート信号の1パルス
から3パルスへの切替え、または3パルスから1パルス
への切替え時の出力電圧に直流成分が含まれ、正負の電
圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こ
し、過電流を発生する問題点があった。また、出力電圧
が位相ずれを起こす現象を生じる場合もあった。
御方法では、同期モードにおいてゲート信号の1パルス
から3パルスへの切替え、または3パルスから1パルス
への切替え時の出力電圧に直流成分が含まれ、正負の電
圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こ
し、過電流を発生する問題点があった。また、出力電圧
が位相ずれを起こす現象を生じる場合もあった。
【0013】また従来、電気車の誘導電動機または同期
電動機を駆動するための電圧形PWM可変電圧可変周波
数インバータの制御方法として、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を上記3パルスの同期モー
ドと非同期モードとの相互間で切替える方法も知られて
いる。
電動機を駆動するための電圧形PWM可変電圧可変周波
数インバータの制御方法として、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を上記3パルスの同期モー
ドと非同期モードとの相互間で切替える方法も知られて
いる。
【0014】このPWMインバータのスイッチング素子
に与えるゲート信号の同期モード、非同期モード切替え
を行なう制御方法においても、同期モード、非同期モー
ド相互間の切替えはU、V、W3相同時に電気角60°
(=π/3)の整数倍に達したタイミングで行なわれて
いた。図11はその代表的な例のゲート信号波形を示し
ている。この図11において各相の同期モードのゲート
信号の波形は前述の図9に示した3パルスモードの波形
であり、各相の非同期モードのゲート信号の波形は図1
2に示すPWMによって生成されたものである。すなわ
ち、図12(a)のように搬送波B´は1kHzの周波
数であり、変調波A´は90Hzの周波数であり、イン
バータの最小消弧期間を50μs、変調率ALを90%
に想定した場合、搬送波B´を変調波A´によってPW
Mすることにより同図(b)に示すような非同期モード
のゲート信号が得られるのである。
に与えるゲート信号の同期モード、非同期モード切替え
を行なう制御方法においても、同期モード、非同期モー
ド相互間の切替えはU、V、W3相同時に電気角60°
(=π/3)の整数倍に達したタイミングで行なわれて
いた。図11はその代表的な例のゲート信号波形を示し
ている。この図11において各相の同期モードのゲート
信号の波形は前述の図9に示した3パルスモードの波形
であり、各相の非同期モードのゲート信号の波形は図1
2に示すPWMによって生成されたものである。すなわ
ち、図12(a)のように搬送波B´は1kHzの周波
数であり、変調波A´は90Hzの周波数であり、イン
バータの最小消弧期間を50μs、変調率ALを90%
に想定した場合、搬送波B´を変調波A´によってPW
Mすることにより同図(b)に示すような非同期モード
のゲート信号が得られるのである。
【0015】そこで、ゲート信号の波形をf(x)と
し、このf(x)をフーリエ級数に展開した場合、定数
項、すなわち直流項Boは次の式(11)によって表わ
される。
し、このf(x)をフーリエ級数に展開した場合、定数
項、すなわち直流項Boは次の式(11)によって表わ
される。
【0016】
【数4】 この式(11)は、その波形f(x)の面積を周期で割
ったものに等しいことを表わしている。すなわち、Bo
は波形f(x)の1サイクルにわたっての平均の高さに
等しい。そこで、搬送波B´と変調波A´とが図12
(a)に示すような位置関係にある場合、ニュートン法
を用いて搬送波と変調波の交点の座標を求めて、同図
(b)に示すゲート信号波形の各パルスの角度θ1〜θ
18を求めると、それぞれの値は次のようになる。
ったものに等しいことを表わしている。すなわち、Bo
は波形f(x)の1サイクルにわたっての平均の高さに
等しい。そこで、搬送波B´と変調波A´とが図12
(a)に示すような位置関係にある場合、ニュートン法
を用いて搬送波と変調波の交点の座標を求めて、同図
(b)に示すゲート信号波形の各パルスの角度θ1〜θ
18を求めると、それぞれの値は次のようになる。
【0017】
【数5】 θ1 =0.33(rad )θ2 =0.18 θ3 =0.45 θ4 =0.07 θ5 =1.08 θ6 =0.07 θ7 =0.45 θ8 =0.18 θ9 =0.33 θ10=0.33 θ11=0.18 θ12=0.45 θ13=0.07 θ14=1.08 θ15=0.07 θ16=0.45 θ17=0.18 θ18=0.33 前述の図9に示した同期モードのゲート信号の波形で
は、変調率ALと角度αとの関係は式(1)のようにな
るが、これをラジアン(rad )で表わすと、
は、変調率ALと角度αとの関係は式(1)のようにな
るが、これをラジアン(rad )で表わすと、
【数6】 となる。そして、ここで変調率ALとして90%を想定
しているので、α=0.1(rad )である。
しているので、α=0.1(rad )である。
【0018】そこで、これらの値を用いて図11におけ
る各波形の直流分Boを切替え点の前後180°(=
π)を含む1周期に関して求めると、次のようになる。
る各波形の直流分Boを切替え点の前後180°(=
π)を含む1周期に関して求めると、次のようになる。
【0019】
【数7】 U相 非同期波形: BUa ≒0 同期波形: BUs =0 非同期−同期切替え波形:BUas ≒0 V相 非同期波形: BVa ≒0 同期波形: BVs =0 非同期−同期切替え波形:BVas ≒−0.55 W相 非同期波形: BWa ≒0 同期波形: BWs =0 非同期−同期切替え波形:BWas ≒0 以上の計算結果から、この場合、V相に負の直流分が重
畳されていることが分かる。このようにU、V、W各相
を同時に60°(=π/3)の整数倍の電気角で切替え
る場合、いずれか1相のゲート信号の正負がアンバラン
スとなり、これが主変圧器の偏磁を引き起こす問題点が
あった。
畳されていることが分かる。このようにU、V、W各相
を同時に60°(=π/3)の整数倍の電気角で切替え
る場合、いずれか1相のゲート信号の正負がアンバラン
スとなり、これが主変圧器の偏磁を引き起こす問題点が
あった。
【0020】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来のP
WMインバータの制御方法では、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を同期モードで1パルス、
3パルスモード相互に切替える際、また同期モード、非
同期モードで切替える際に、一定の電気角において全相
同時に切替えるようにしていたために、出力電圧に直流
分が含まれて正負の電圧が不平衡となり、主変圧器の偏
磁を引き起こし、過電流を発生するという問題点があ
り、また出力電圧が位相ずれを起こす現象を生じる場合
もあるという問題点があった。
WMインバータの制御方法では、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を同期モードで1パルス、
3パルスモード相互に切替える際、また同期モード、非
同期モードで切替える際に、一定の電気角において全相
同時に切替えるようにしていたために、出力電圧に直流
分が含まれて正負の電圧が不平衡となり、主変圧器の偏
磁を引き起こし、過電流を発生するという問題点があ
り、また出力電圧が位相ずれを起こす現象を生じる場合
もあるという問題点があった。
【0021】この発明はこのような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、3パルスから1パルスへの切替え
時、また1パルスから3パルスへの切替え時にゲート信
号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こさ
ないように切替えることができるPWMインバータの制
御方法およびそれを使用する制御装置を提供することを
目的とする。
てなされたもので、3パルスから1パルスへの切替え
時、また1パルスから3パルスへの切替え時にゲート信
号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こさ
ないように切替えることができるPWMインバータの制
御方法およびそれを使用する制御装置を提供することを
目的とする。
【0022】この発明はまた、同期モード、非同期モー
ドの相互間の切替え時にゲート信号に直流成分を含まな
いように切替えることができるPWMインバータの制御
方法及びそれを使用する制御装置を提供することを目的
とする。
ドの相互間の切替え時にゲート信号に直流成分を含まな
いように切替えることができるPWMインバータの制御
方法及びそれを使用する制御装置を提供することを目的
とする。
【0023】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明のPWM
インバータの制御方法は、PWMインバータのスイッチ
ング動作を制御するゲート信号を生成するに際して、半
周期内のパルス数が一定の同期モードにおいて、変調方
形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしくはこれ
によって得られる信号と等価の電圧パターンを電圧と周
波数の指令により生成する変調方式を用いて、3パルス
から1パルスへの切替え、または1パルスから3パルス
への切替えをU,V,W各相個別にそれぞれの相の基本
波成分の最大値または最小値に達したタイミングで行な
うものである。
インバータの制御方法は、PWMインバータのスイッチ
ング動作を制御するゲート信号を生成するに際して、半
周期内のパルス数が一定の同期モードにおいて、変調方
形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしくはこれ
によって得られる信号と等価の電圧パターンを電圧と周
波数の指令により生成する変調方式を用いて、3パルス
から1パルスへの切替え、または1パルスから3パルス
への切替えをU,V,W各相個別にそれぞれの相の基本
波成分の最大値または最小値に達したタイミングで行な
うものである。
【0024】請求項2の発明のPWMインバータの制御
装置は、3パルスゲート信号生成回路と1パルスゲート
信号生成回路と、これらのゲート信号生成回路からのゲ
ート信号を取り込み、1パルス/3パルス切替えの共通
指令とU、V、W各相の個別の切替え指令パルス信号と
のAND論理によっ1パルスゲート信号と3パルスのゲ
ート信号を相互に切替えて出力するU、V、W各相ごと
の出力ゲート信号切替え回路とを備えたものである。
装置は、3パルスゲート信号生成回路と1パルスゲート
信号生成回路と、これらのゲート信号生成回路からのゲ
ート信号を取り込み、1パルス/3パルス切替えの共通
指令とU、V、W各相の個別の切替え指令パルス信号と
のAND論理によっ1パルスゲート信号と3パルスのゲ
ート信号を相互に切替えて出力するU、V、W各相ごと
の出力ゲート信号切替え回路とを備えたものである。
【0025】請求項3の発明は、PWMインバータのス
イッチング動作を制御するゲート信号を同期モード、非
同期モードの相互間で切替えてスイッチング動作を制御
するPWMインバータの制御方法であって、U、V、W
各相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入
力後、U、V、W各相個別にそれぞれの基本波成分の最
大値または最小値に達したタイミングで同期モードゲー
ト信号と非同期モードゲート信号を相互に切替えるもの
である。
イッチング動作を制御するゲート信号を同期モード、非
同期モードの相互間で切替えてスイッチング動作を制御
するPWMインバータの制御方法であって、U、V、W
各相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入
力後、U、V、W各相個別にそれぞれの基本波成分の最
大値または最小値に達したタイミングで同期モードゲー
ト信号と非同期モードゲート信号を相互に切替えるもの
である。
【0026】請求項4の発明は、請求項3のPWMイン
バータの制御方法において、PWMインバータの最小消
弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消弧期間以下
のオフパルスをオンとする補正を行ない、モード切替え
点付近で所定の値を超える変調率に達したタイミングで
モード切替えを実行するものである。
バータの制御方法において、PWMインバータの最小消
弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消弧期間以下
のオフパルスをオンとする補正を行ない、モード切替え
点付近で所定の値を超える変調率に達したタイミングで
モード切替えを実行するものである。
【0027】請求項5の発明のPWMインバータの制御
装置は、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号と各相個別の切替え角における切替え信号のAN
D論理によって同期モード、非同期モードの切替え信号
を出力するU、V、W各相ごとの切替え信号生成回路
と、各相ごとの同期ゲート信号と非同期ゲート信号を入
力し、各相ごとの切替え信号生成回路から切替え信号が
入力されたときにそれまでの同期ゲート信号または非同
期ゲート信号から新たに非同期ゲート信号または同期ゲ
ート信号に切替えて出力するU、V、W各相ごとの出力
ゲート信号とを備えたものである。
装置は、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号と各相個別の切替え角における切替え信号のAN
D論理によって同期モード、非同期モードの切替え信号
を出力するU、V、W各相ごとの切替え信号生成回路
と、各相ごとの同期ゲート信号と非同期ゲート信号を入
力し、各相ごとの切替え信号生成回路から切替え信号が
入力されたときにそれまでの同期ゲート信号または非同
期ゲート信号から新たに非同期ゲート信号または同期ゲ
ート信号に切替えて出力するU、V、W各相ごとの出力
ゲート信号とを備えたものである。
【0028】
【作用】請求項1の発明のPWMインバータの制御方法
では、U、V、W各相のゲート信号を一律の切替え角に
おいて1パルス、3パルス相互に切替えるのではなく、
各相個別に電圧面積が等しくなる点で切替えることによ
り、出力電圧の基本波成分中に直流成分を含まず、また
同じゲート信号の基本波の最大値または最小値の点で切
替えることにより位相ずれもないゲート信号を生成し、
これによってPWMインバータのゲート制御を行なうこ
とができる。
では、U、V、W各相のゲート信号を一律の切替え角に
おいて1パルス、3パルス相互に切替えるのではなく、
各相個別に電圧面積が等しくなる点で切替えることによ
り、出力電圧の基本波成分中に直流成分を含まず、また
同じゲート信号の基本波の最大値または最小値の点で切
替えることにより位相ずれもないゲート信号を生成し、
これによってPWMインバータのゲート制御を行なうこ
とができる。
【0029】請求項2の発明のPWMインバータの制御
装置では、U、V、W各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、パルスゲート信号生成回路と1パルスゲート信
号生成回路それぞれからのゲート信号を取り込み、1パ
ルス/3パルス切替えの共通指令とU、V、W各相の個
別の切替え指令パルス信号とのAND論理によっ1パル
スゲート信号と3パルスのゲート信号を相互に切替えて
出力することにより、U,V,W各相個別にそれぞれの
相の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミン
グで行なうことができる。
装置では、U、V、W各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、パルスゲート信号生成回路と1パルスゲート信
号生成回路それぞれからのゲート信号を取り込み、1パ
ルス/3パルス切替えの共通指令とU、V、W各相の個
別の切替え指令パルス信号とのAND論理によっ1パル
スゲート信号と3パルスのゲート信号を相互に切替えて
出力することにより、U,V,W各相個別にそれぞれの
相の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミン
グで行なうことができる。
【0030】請求項3の発明のPWMインバータの制御
方法では、PWMインバータのスイッチング動作を制御
するゲート信号を同期モード、非同期モード相互間で切
替える場合、U、V、W各相共通の同期モード、非同期
モードの切替え指令の入力後、U、V、W各相個別にそ
れぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタイ
ミングで同期モード、非同期モード相互の切替えを行な
うことにより、直流成分を含まず、また位相ずれもない
ゲート信号を生成し、これによってPWMインバータの
ゲート制御を行なうことができる。
方法では、PWMインバータのスイッチング動作を制御
するゲート信号を同期モード、非同期モード相互間で切
替える場合、U、V、W各相共通の同期モード、非同期
モードの切替え指令の入力後、U、V、W各相個別にそ
れぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタイ
ミングで同期モード、非同期モード相互の切替えを行な
うことにより、直流成分を含まず、また位相ずれもない
ゲート信号を生成し、これによってPWMインバータの
ゲート制御を行なうことができる。
【0031】請求項4の発明のPWMインバータの制御
方法では、PWMインバータの最小消弧期間以下のオン
パルスをオフとし、最小消弧期間以下のオフパルスをオ
ンとする補正を行ない、モード切替え点付近で所定の値
を超える変調率に達したタイミングでモード切替えを実
行することにより、各相のゲート信号の半周期の中央付
近の指令値を最小値または最大値にすることができ、確
実に直流成分を含まず、位相ずれもないゲート信号を生
成してPWMインバータのゲート制御を行なうことがで
きる。
方法では、PWMインバータの最小消弧期間以下のオン
パルスをオフとし、最小消弧期間以下のオフパルスをオ
ンとする補正を行ない、モード切替え点付近で所定の値
を超える変調率に達したタイミングでモード切替えを実
行することにより、各相のゲート信号の半周期の中央付
近の指令値を最小値または最大値にすることができ、確
実に直流成分を含まず、位相ずれもないゲート信号を生
成してPWMインバータのゲート制御を行なうことがで
きる。
【0032】請求項5の発明のPWMインバータの制御
装置では、U、V、W各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号と各相個別の切替え角における切替え信号のAN
D論理によって同期モード、非同期モードの切替え信号
を出力するU、V、W各相ごとの切替え信号生成回路か
ら同期モード、非同期モードの切替え信号を取り込んだ
ときに、それまでの同期ゲート信号または非同期ゲート
信号から新たに非同期ゲート信号または同期ゲート信号
に切替えて出力することにより、U、V、W各相個別に
それぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタ
イミングで同期モード、非同期モード相互のゲート信号
の切替えを行なうことができる。
装置では、U、V、W各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号と各相個別の切替え角における切替え信号のAN
D論理によって同期モード、非同期モードの切替え信号
を出力するU、V、W各相ごとの切替え信号生成回路か
ら同期モード、非同期モードの切替え信号を取り込んだ
ときに、それまでの同期ゲート信号または非同期ゲート
信号から新たに非同期ゲート信号または同期ゲート信号
に切替えて出力することにより、U、V、W各相個別に
それぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタ
イミングで同期モード、非同期モード相互のゲート信号
の切替えを行なうことができる。
【0033】
【実施例】以下、この発明の実施例を図に基づいて詳説
する。図1および図2は、請求項1の発明のPWMイン
バータの制御方法を使用する請求項2の発明のPWMイ
ンバータの制御装置の一実施例の回路を示している。そ
してこの図1および図2の回路図では、図9に示したよ
うな変調方形波Cと搬送逆台形波Dを比較する変調方式
による場合と等価な出力信号が得られるように電圧と周
波数の指令に応じてゲート信号のパターンを生成するP
WMインバータの制御装置の全ディジタル回路のうち、
特にパルス数切替えを行なう部分の回路構成を示してい
る。
する。図1および図2は、請求項1の発明のPWMイン
バータの制御方法を使用する請求項2の発明のPWMイ
ンバータの制御装置の一実施例の回路を示している。そ
してこの図1および図2の回路図では、図9に示したよ
うな変調方形波Cと搬送逆台形波Dを比較する変調方式
による場合と等価な出力信号が得られるように電圧と周
波数の指令に応じてゲート信号のパターンを生成するP
WMインバータの制御装置の全ディジタル回路のうち、
特にパルス数切替えを行なう部分の回路構成を示してい
る。
【0034】この制御装置において、1,2はデータバ
ス、3は1パルスのパルス幅データを保存するラッチ、
4は3パルスのパルス幅を保存するラッチ、5,6はこ
れらのラッチのデータを伝送するデータバスであり、こ
のデータバス5,6によりラッチ3,4それぞれのデー
タがU相、V相、W相それぞれの切替え回路7u,7
v,7wに送られるようになっている。これらの切替え
回路7u,7v,7wそれぞれは各相の切替え角のタイ
ミングでデータの切替えを行なうもので、後述するよう
に図2の回路構成を備えている。
ス、3は1パルスのパルス幅データを保存するラッチ、
4は3パルスのパルス幅を保存するラッチ、5,6はこ
れらのラッチのデータを伝送するデータバスであり、こ
のデータバス5,6によりラッチ3,4それぞれのデー
タがU相、V相、W相それぞれの切替え回路7u,7
v,7wに送られるようになっている。これらの切替え
回路7u,7v,7wそれぞれは各相の切替え角のタイ
ミングでデータの切替えを行なうもので、後述するよう
に図2の回路構成を備えている。
【0035】各切替え回路7u,7v,7wに切替えト
リガーを与えるタイミング信号8u,8v,8wそれぞ
れが入力されるようになっており、また1パルス/3パ
ルス切替え指令信号9が共通に入力されるようになって
いる。そこで、切替え回路7u,7v,7wそれぞれに
1パルス/3パルス切替え指令信号9が入力されている
ときに、U相のタイミング信号8uは30°または21
0°で、V相のタイミング信号8vは−30°または1
50°で、さらにW相のタイミング信号8wは270°
または90°でそれぞれトリガーしてパルス幅の切替え
を行ない、その後にパルス幅を計数してそれぞれU相、
V相、W相のゲート信号の立上りまたは立下り検出信号
10u,10v,10wを出力するようになっている。
リガーを与えるタイミング信号8u,8v,8wそれぞ
れが入力されるようになっており、また1パルス/3パ
ルス切替え指令信号9が共通に入力されるようになって
いる。そこで、切替え回路7u,7v,7wそれぞれに
1パルス/3パルス切替え指令信号9が入力されている
ときに、U相のタイミング信号8uは30°または21
0°で、V相のタイミング信号8vは−30°または1
50°で、さらにW相のタイミング信号8wは270°
または90°でそれぞれトリガーしてパルス幅の切替え
を行ない、その後にパルス幅を計数してそれぞれU相、
V相、W相のゲート信号の立上りまたは立下り検出信号
10u,10v,10wを出力するようになっている。
【0036】そして、切替え回路7u,7v,7wそれ
ぞれは共通して図2の構成であり、データバス71,7
2(図1におけるデータバス5,6に相当する)、各相
切替え角タイミング信号73(図1における信号8u,
8v,8wに相当する)、1パルス/3パルス切替え指
令信号74(図1における信号9に相当する)を入力と
し、1パルスのパルス幅データ用レジスタ75、3パル
スのパルス幅データ用レジスタ76、内部データバス7
7,78、マルチプレクサ79、データバス710、お
よびダウンカウンタ711を備え、このダウンカウンタ
711から各相ゲート信号の立上りまたは立下りを検出
する信号712(図1における出力信号10u,10
v,10wに相当する)が出力されるようになってい
る。
ぞれは共通して図2の構成であり、データバス71,7
2(図1におけるデータバス5,6に相当する)、各相
切替え角タイミング信号73(図1における信号8u,
8v,8wに相当する)、1パルス/3パルス切替え指
令信号74(図1における信号9に相当する)を入力と
し、1パルスのパルス幅データ用レジスタ75、3パル
スのパルス幅データ用レジスタ76、内部データバス7
7,78、マルチプレクサ79、データバス710、お
よびダウンカウンタ711を備え、このダウンカウンタ
711から各相ゲート信号の立上りまたは立下りを検出
する信号712(図1における出力信号10u,10
v,10wに相当する)が出力されるようになってい
る。
【0037】次に、上記構成のPWMインバータの制御
装置によるPWMインバータの制御方法について説明す
る。
装置によるPWMインバータの制御方法について説明す
る。
【0038】データバス1から送られてくる1パルスの
パルス幅データをラッチ3で保存し、データバス2から
送られてくる3パルスのパルス幅データをラッチ4で保
存し、これらをデータバス5,6により各相の切替え回
路7u,7v,7wへ送り込む。各相の切替え回路7
u,7v,7wには1パルス/3パルス切替え指令信号
9、切替えタイミング信号8u(U相の基本波で最大値
または最小値となる角度である30°または210
°),8v(V相の同様の角度である−30°または1
50°),8w(W相の同様の角度である90°または
270°)が与えられるようになっている。
パルス幅データをラッチ3で保存し、データバス2から
送られてくる3パルスのパルス幅データをラッチ4で保
存し、これらをデータバス5,6により各相の切替え回
路7u,7v,7wへ送り込む。各相の切替え回路7
u,7v,7wには1パルス/3パルス切替え指令信号
9、切替えタイミング信号8u(U相の基本波で最大値
または最小値となる角度である30°または210
°),8v(V相の同様の角度である−30°または1
50°),8w(W相の同様の角度である90°または
270°)が与えられるようになっている。
【0039】この切替え回路7u,7v,7wそれぞれ
の動作について図2を参照して説明すると、各相切替え
タイミング信号73によりレジスタ75に1パルスのパ
ルス幅データがデータバス71を経由してロードされ、
レジスタ76に3パルスのパルス幅データがデータバス
72を経由してロードされる。
の動作について図2を参照して説明すると、各相切替え
タイミング信号73によりレジスタ75に1パルスのパ
ルス幅データがデータバス71を経由してロードされ、
レジスタ76に3パルスのパルス幅データがデータバス
72を経由してロードされる。
【0040】そしてこれらのレジスタ75,76にロー
ドされたパルス幅データは、データバス77,78を通
してマルチプレクサ79に送られ、1パルス/3パルス
切替え指令信号74に応じていずれかのデータがデータ
バス710を経由してダウンカウンタ711にロードさ
れる。
ドされたパルス幅データは、データバス77,78を通
してマルチプレクサ79に送られ、1パルス/3パルス
切替え指令信号74に応じていずれかのデータがデータ
バス710を経由してダウンカウンタ711にロードさ
れる。
【0041】このダウンカウンタ711では、ロードさ
れるパルス幅データをカウントダウンし、カウント値が
ゼロになったタイミングでボロー信号712を出力す
る。この信号712が、図1におけるU,V,W各相の
ゲート信号の立上りまたは立下りを検出する信号(ゲー
ト信号の基本波成分の最大値で切替えが起こった場合は
パルスの立下りの検出信号、最小値で切替えが起こった
場合はパルスの立上り検出信号)10u,10v,10
wとなる。
れるパルス幅データをカウントダウンし、カウント値が
ゼロになったタイミングでボロー信号712を出力す
る。この信号712が、図1におけるU,V,W各相の
ゲート信号の立上りまたは立下りを検出する信号(ゲー
ト信号の基本波成分の最大値で切替えが起こった場合は
パルスの立下りの検出信号、最小値で切替えが起こった
場合はパルスの立上り検出信号)10u,10v,10
wとなる。
【0042】上記のPWMインバータの制御装置を用い
て行なう1パルス/3パルスの切替え処理では、図4に
示すようにU相、V相、W相それぞれが30°、−30
°、90°を切替え角として3パルスから1パルスへ切
替えられ、このときの各切替え角を中心としたその前後
180°を含む1周期の切替え途中の部分(斜線を施し
た部分)を3パルス波形、1パルス波形、途中で切替え
た波形の3つについて比較してみれば、電圧面積がすべ
て等しくなっていることが分かる。
て行なう1パルス/3パルスの切替え処理では、図4に
示すようにU相、V相、W相それぞれが30°、−30
°、90°を切替え角として3パルスから1パルスへ切
替えられ、このときの各切替え角を中心としたその前後
180°を含む1周期の切替え途中の部分(斜線を施し
た部分)を3パルス波形、1パルス波形、途中で切替え
た波形の3つについて比較してみれば、電圧面積がすべ
て等しくなっていることが分かる。
【0043】このことをU相を例にとって説明すれば、
これら3種類の波形の上記1周期分をフーリエ級数に展
開してみると、その基本波成分はすべて(5)〜(7)
式と同じになり、切替え途中、切替え前、切替え後のい
ずれの波形にも出力電圧の基本波成分に直流成分が含ま
れることはなく、また位相ずれもないことが分かる。
これら3種類の波形の上記1周期分をフーリエ級数に展
開してみると、その基本波成分はすべて(5)〜(7)
式と同じになり、切替え途中、切替え前、切替え後のい
ずれの波形にも出力電圧の基本波成分に直流成分が含ま
れることはなく、また位相ずれもないことが分かる。
【0044】なお、上記実施例では3パルスから1パル
スへの切替え方法について説明したが、逆に3パルスか
ら1パルスへの切替えの場合も同様である。
スへの切替え方法について説明したが、逆に3パルスか
ら1パルスへの切替えの場合も同様である。
【0045】請求項3および4の発明のPWMインバー
タの制御方法の一実施例について説明する。図5はこの
発明の一実施例の非同期モードのゲート信号波形、同期
モードのゲート信号波形、非同期−同期切替え途中のゲ
ート信号波形をU、V、W各相について示したものであ
る。各相の非同期波形は図12(a)で示したように、
この実施例では1kHzの搬送波B′を90Hzの変調
波A′によってPWMした結果得られた同図(b)に示
すような波形である。さらにこの場合、PWMインバー
タの最小消弧期間である約50μs以下のオフパルスγ
1をオンとし、また最小消弧期間以下のオンパルスγ2
をオフとする補正を行なうことによって、基本波の半周
期の中央付近の指令値を最大値または最小値にするよう
にしている。
タの制御方法の一実施例について説明する。図5はこの
発明の一実施例の非同期モードのゲート信号波形、同期
モードのゲート信号波形、非同期−同期切替え途中のゲ
ート信号波形をU、V、W各相について示したものであ
る。各相の非同期波形は図12(a)で示したように、
この実施例では1kHzの搬送波B′を90Hzの変調
波A′によってPWMした結果得られた同図(b)に示
すような波形である。さらにこの場合、PWMインバー
タの最小消弧期間である約50μs以下のオフパルスγ
1をオンとし、また最小消弧期間以下のオンパルスγ2
をオフとする補正を行なうことによって、基本波の半周
期の中央付近の指令値を最大値または最小値にするよう
にしている。
【0046】同期波形は図9に示したように方形搬送波
Cを逆台形変調波DによってPWMして得られたもので
ある。
Cを逆台形変調波DによってPWMして得られたもので
ある。
【0047】そこでこの実施例では、U、V、W全相に
対する非同期モード−同期モード切替え指令が電気角0
(rad )において入力され、これに対してU相では、基
本波が最大値または最小値をとるタイミングとして角度
π/6(rad )(この場合には最小値をとる)で実際の
切替えが実行される。またV相では、基本波の最大値ま
たは最小値をとるタイミングとして角度5π/6(rad
)(この場合には最小値をとる)で実際の切替えが実
行され、W相では角度π(rad )(この場合には最大値
をとる)で実際の切替えが実行される。
対する非同期モード−同期モード切替え指令が電気角0
(rad )において入力され、これに対してU相では、基
本波が最大値または最小値をとるタイミングとして角度
π/6(rad )(この場合には最小値をとる)で実際の
切替えが実行される。またV相では、基本波の最大値ま
たは最小値をとるタイミングとして角度5π/6(rad
)(この場合には最小値をとる)で実際の切替えが実
行され、W相では角度π(rad )(この場合には最大値
をとる)で実際の切替えが実行される。
【0048】このようにして非同期モード−同期モード
相互間のゲート信号の切替えタイミングを設定すると、
切替波形に直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因
となるような直流分が含まれなくなる。この理由につい
て説明すると、前述の(11)式よりゲート波形が対称
であるとき、すなわち負の半波の面積が正の半波の面積
に等しい場合には平均の面積も0に等しくなり、定数
項、したがって直流分も0となる。ゲート波形は方形波
であるから、この(11)式より1周期におけるゲート
波形のオンパルスの角度の合計とオフパルスの角度の合
計が等しく、それぞれπラジアンであれば、直流分は含
まれないことになる。
相互間のゲート信号の切替えタイミングを設定すると、
切替波形に直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因
となるような直流分が含まれなくなる。この理由につい
て説明すると、前述の(11)式よりゲート波形が対称
であるとき、すなわち負の半波の面積が正の半波の面積
に等しい場合には平均の面積も0に等しくなり、定数
項、したがって直流分も0となる。ゲート波形は方形波
であるから、この(11)式より1周期におけるゲート
波形のオンパルスの角度の合計とオフパルスの角度の合
計が等しく、それぞれπラジアンであれば、直流分は含
まれないことになる。
【0049】そして上記の実施例の場合、U、V、W各
相の基本波の最大値または最小値を中心として左右対称
であるから左右の面積は等しい。そして非同期モード、
同期モードのいずれのゲート波形にも直流分が含まれな
いので、切替波形にも直流分が含まれない。したがっ
て、この切替波形によってスイッチング制御がなされる
PWMインバータの主変圧回路に偏磁が引き起こされる
ことはない。
相の基本波の最大値または最小値を中心として左右対称
であるから左右の面積は等しい。そして非同期モード、
同期モードのいずれのゲート波形にも直流分が含まれな
いので、切替波形にも直流分が含まれない。したがっ
て、この切替波形によってスイッチング制御がなされる
PWMインバータの主変圧回路に偏磁が引き起こされる
ことはない。
【0050】さらに、各相の基本波の最大値または最小
値は半波の中央付近であり、ここには微小時間のオンパ
ルスγ2またはオフパルスγ1が出るが、インバータの
最小消弧時間の約50μs以下のオンパルスまたはオフ
パルスは消すことによって半周期の中央付近の指令値を
最大値または最小値にすることができる。
値は半波の中央付近であり、ここには微小時間のオンパ
ルスγ2またはオフパルスγ1が出るが、インバータの
最小消弧時間の約50μs以下のオンパルスまたはオフ
パルスは消すことによって半周期の中央付近の指令値を
最大値または最小値にすることができる。
【0051】図6は上記実施例のPWMインバータの制
御方法を使用する請求項5の発明の制御装置の一実施例
の回路ブロック図を示している。この制御装置では、各
相に共通に与えられるモード切替え信号11をD入力と
し、各相個別の電気角度でモード切替え信号12u,1
2v,12wがクロック入力として与えられ、これらの
両入力によって“H”信号を出力するフリップフロップ
回路13u,13v,13wを備えている。またフリッ
プフロップ回路13u,13v,13wそれぞれの出力
をS入力とし、図5に示した各相ごとの同期モードのゲ
ート信号14u,14v,14wをA入力、また各相ご
との非同期モードのゲート信号15u,15v,15w
をB入力とし、S入力に“H”信号が入力するたびにA
入力、B入力を相互に切替えてゲート信号16u,16
v,16wとして出力するマルチプレクサ17u,17
v,17wを備えている。
御方法を使用する請求項5の発明の制御装置の一実施例
の回路ブロック図を示している。この制御装置では、各
相に共通に与えられるモード切替え信号11をD入力と
し、各相個別の電気角度でモード切替え信号12u,1
2v,12wがクロック入力として与えられ、これらの
両入力によって“H”信号を出力するフリップフロップ
回路13u,13v,13wを備えている。またフリッ
プフロップ回路13u,13v,13wそれぞれの出力
をS入力とし、図5に示した各相ごとの同期モードのゲ
ート信号14u,14v,14wをA入力、また各相ご
との非同期モードのゲート信号15u,15v,15w
をB入力とし、S入力に“H”信号が入力するたびにA
入力、B入力を相互に切替えてゲート信号16u,16
v,16wとして出力するマルチプレクサ17u,17
v,17wを備えている。
【0052】上記構成のPWMインバータの制御装置で
は、いま各フリップフロップ回路13u,13v,13
wに共通に電気角0に非同期−同期モード切替え信号が
入力される。また各相ごとに基本波成分の最大値または
最小値でオンとなるパルス波形12u,12v,12w
がクロック入力として与えられる。そしてこの場合、U
相の波形12uはπ/6(=30°)または7π/6
(=210°)、V相の波形12vは5π/6(=15
0°)または11π/6(=330°)、W相の波形1
2wは3π/2(=270°)またはπ/2(=90
°)でそれぞれ“H”となる。
は、いま各フリップフロップ回路13u,13v,13
wに共通に電気角0に非同期−同期モード切替え信号が
入力される。また各相ごとに基本波成分の最大値または
最小値でオンとなるパルス波形12u,12v,12w
がクロック入力として与えられる。そしてこの場合、U
相の波形12uはπ/6(=30°)または7π/6
(=210°)、V相の波形12vは5π/6(=15
0°)または11π/6(=330°)、W相の波形1
2wは3π/2(=270°)またはπ/2(=90
°)でそれぞれ“H”となる。
【0053】そこで、共通のモード切替え信号11が入
力され、各フリップフロップ回路13u,13v,13
wごとに上記のパルス波形12u,12v,12wが入
力されれば、各波形の最大値または最小値のタイミング
でフリップフロップ回路13u,13v,13wそれぞ
れから“H”信号が各マルチプレクサ17u,17v,
17wそれぞれのS入力に与えられる。
力され、各フリップフロップ回路13u,13v,13
wごとに上記のパルス波形12u,12v,12wが入
力されれば、各波形の最大値または最小値のタイミング
でフリップフロップ回路13u,13v,13wそれぞ
れから“H”信号が各マルチプレクサ17u,17v,
17wそれぞれのS入力に与えられる。
【0054】この結果、各マルチプレクサ17u,17
v,17wから上記のタイミング、つまり図5に示した
ように、U相ではπ/6(=30°)または7π/6
(=210°)、V相では5π/6(=150°)また
は11π/6(=330°)、W相では3π/2(=2
70°)またはπ/2(=90°)で非同期−同期モー
ドが切替えられたゲート信号16u,16v,16wが
出力されることになる。そしてこれらの各相のゲート信
号には直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因とな
るような直流分が含まれなくなる。
v,17wから上記のタイミング、つまり図5に示した
ように、U相ではπ/6(=30°)または7π/6
(=210°)、V相では5π/6(=150°)また
は11π/6(=330°)、W相では3π/2(=2
70°)またはπ/2(=90°)で非同期−同期モー
ドが切替えられたゲート信号16u,16v,16wが
出力されることになる。そしてこれらの各相のゲート信
号には直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因とな
るような直流分が含まれなくなる。
【0055】
【発明の効果】以上のように請求項1の発明によれば、
変調方形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしく
はこれによって得られる信号と等価の電圧パターンを電
圧と周波数の指令により生成する変調方式を用いて、3
パルスから1パルスへの切替え、または1パルスから3
パルスへの切替えをU,V,W各相個別にそれぞれの相
の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミング
で行なうようにしているので、各相でパルス切替え前、
切替え途中、切替え後で電圧面積の変動がなく、ゲート
信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こ
さない切替えができ、従来のように正負の電圧が不平衡
となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を
発生するという現象を防止し、安定したゲート制御がで
きる。
変調方形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしく
はこれによって得られる信号と等価の電圧パターンを電
圧と周波数の指令により生成する変調方式を用いて、3
パルスから1パルスへの切替え、または1パルスから3
パルスへの切替えをU,V,W各相個別にそれぞれの相
の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミング
で行なうようにしているので、各相でパルス切替え前、
切替え途中、切替え後で電圧面積の変動がなく、ゲート
信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こ
さない切替えができ、従来のように正負の電圧が不平衡
となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を
発生するという現象を防止し、安定したゲート制御がで
きる。
【0056】請求項2の発明によれば、U、V、W各相
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、パルスゲート信号
生成回路と1パルスゲート信号生成回路それぞれからの
ゲート信号を取り込み、1パルス/3パルス切替えの共
通指令とU、V、W各相の個別の切替え指令パルス信号
とのAND論理によって1パルスゲート信号と3パルス
のゲート信号を相互に切替えて出力するようにしている
ので、U,V,W各相個別にそれぞれの相の基本波成分
の最大値または最小値に達したタイミングで行なうこと
ができ、ゲート信号の基本波成分に直流成分を含まず、
位相ずれを起こさない切替えができる。
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、パルスゲート信号
生成回路と1パルスゲート信号生成回路それぞれからの
ゲート信号を取り込み、1パルス/3パルス切替えの共
通指令とU、V、W各相の個別の切替え指令パルス信号
とのAND論理によって1パルスゲート信号と3パルス
のゲート信号を相互に切替えて出力するようにしている
ので、U,V,W各相個別にそれぞれの相の基本波成分
の最大値または最小値に達したタイミングで行なうこと
ができ、ゲート信号の基本波成分に直流成分を含まず、
位相ずれを起こさない切替えができる。
【0057】請求項3の発明によれば、PWMインバー
タのスイッチング動作を制御するゲート信号を同期モー
ド、非同期モード相互間で切替える場合、U、V、W各
相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入力
後、U、V、W各相個別にそれぞれの基本波成分の最大
値または最小値に達したタイミングで同期モード、非同
期モード相互の切替えを行なうので、ゲート信号のモー
ドを切替えても直流成分を含まないゲート信号を生成す
ることができ、従来のように正負の電圧が不平衡とな
り、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生
するという現象を防止し、安定したゲート制御ができ
る。
タのスイッチング動作を制御するゲート信号を同期モー
ド、非同期モード相互間で切替える場合、U、V、W各
相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入力
後、U、V、W各相個別にそれぞれの基本波成分の最大
値または最小値に達したタイミングで同期モード、非同
期モード相互の切替えを行なうので、ゲート信号のモー
ドを切替えても直流成分を含まないゲート信号を生成す
ることができ、従来のように正負の電圧が不平衡とな
り、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生
するという現象を防止し、安定したゲート制御ができ
る。
【0058】請求項4の発明によれば、PWMインバー
タの最小消弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消
弧期間以下のオフパルスをオンとする補正を行ない、モ
ード切替え点付近で所定の値を超える変調率に達したタ
イミングでモード切替えを実行するので、各相のゲート
信号の半周期の中央付近の指令値を最小値または最大値
にすることができ、ゲート信号のモードを切替えても確
実に直流成分を含まないゲート信号を生成することがで
き、主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生すると
いう従来の現象を確実に防止することができる。
タの最小消弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消
弧期間以下のオフパルスをオンとする補正を行ない、モ
ード切替え点付近で所定の値を超える変調率に達したタ
イミングでモード切替えを実行するので、各相のゲート
信号の半周期の中央付近の指令値を最小値または最大値
にすることができ、ゲート信号のモードを切替えても確
実に直流成分を含まないゲート信号を生成することがで
き、主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生すると
いう従来の現象を確実に防止することができる。
【0059】請求項5の発明によれば、U、V、W各相
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、ゲート信号の同期
モード、非同期モードの切替え信号と各相個別の切替え
角における切替え信号のAND論理によって同期モー
ド、非同期モードの切替え信号を出力するU、V、W各
相ごとの切替え信号生成回路から同期モード、非同期モ
ードの切替信号を取り込んだときに、それまでの同期ゲ
ート信号または非同期ゲート信号から新たに非同期ゲー
ト信号または同期ゲート信号に切替えて出力するように
しているので、U、V、W各相個別にそれぞれの基本波
成分の最大値または最小値に達したタイミングで同期モ
ード、非同期モード相互のゲート信号の切替えを行なう
ことができ、ゲート信号のモードを切替えても直流成分
を含まないゲート信号を生成することができ、従来のよ
うに正負の電圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁
を引き起こして過電流を発生するという現象を防止する
ことができる。
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、ゲート信号の同期
モード、非同期モードの切替え信号と各相個別の切替え
角における切替え信号のAND論理によって同期モー
ド、非同期モードの切替え信号を出力するU、V、W各
相ごとの切替え信号生成回路から同期モード、非同期モ
ードの切替信号を取り込んだときに、それまでの同期ゲ
ート信号または非同期ゲート信号から新たに非同期ゲー
ト信号または同期ゲート信号に切替えて出力するように
しているので、U、V、W各相個別にそれぞれの基本波
成分の最大値または最小値に達したタイミングで同期モ
ード、非同期モード相互のゲート信号の切替えを行なう
ことができ、ゲート信号のモードを切替えても直流成分
を含まないゲート信号を生成することができ、従来のよ
うに正負の電圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁
を引き起こして過電流を発生するという現象を防止する
ことができる。
【図1】請求項2の発明の一実施例の回路ブロック図。
【図2】上記制御装置における切替え回路の詳しい内部
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図3】請求項1の発明の制御方法の原理を示す波形
図。
図。
【図4】請求項1の発明の一実施例を示すタイミングチ
ャート。
ャート。
【図5】請求項3および4の発明の一実施例を示すタイ
ミングチャート。
ミングチャート。
【図6】請求項5の発明の一実施例の回路ブロック図。
【図7】従来例を説明するタイミングチャート。
【図8】従来例の変調正弦波と搬送三角波を比較する変
調方式を説明する波形図。
調方式を説明する波形図。
【図9】従来例の変調方形波と搬送逆台形波を比較する
変調方式を説明する波形図。
変調方式を説明する波形図。
【図10】他の従来例を説明するタイミングチャート。
【図11】他の従来例を説明するタイミングチャート。
【図12】他の従来例の非同期モードのゲート信号を生
成す原理を説明する波形図。
成す原理を説明する波形図。
1,2 データバス 3,4 ラッチ 5,6 データバス 7u,7v,7w 切替え回路 8u,8v,8w 切替え角タイミング信号 9 切替え指令信号 10u,10v,10w ゲート信号の立上りまたは立
下りの検出信号 71,72 データバス 73 切替え角タイミング信号 74 切替え指令信号 75,76 レジスタ 77,78 データバス 79 マルチプレクサ 710 データバス 711 ダウンカウンタ 712 出力信号 11 切替え指令信号 12u,12v,12w 切替え角タイミング信号 13u,13v,13w フリップフロップ回路 14u,14v,14w 同期ゲート信号 15u,15v,15w 非同期ゲート信号 16u,16v,16w ゲート信号 17u,17v,17w マルチプレクサ
下りの検出信号 71,72 データバス 73 切替え角タイミング信号 74 切替え指令信号 75,76 レジスタ 77,78 データバス 79 マルチプレクサ 710 データバス 711 ダウンカウンタ 712 出力信号 11 切替え指令信号 12u,12v,12w 切替え角タイミング信号 13u,13v,13w フリップフロップ回路 14u,14v,14w 同期ゲート信号 15u,15v,15w 非同期ゲート信号 16u,16v,16w ゲート信号 17u,17v,17w マルチプレクサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 氏家 昭彦 東京都府中市東芝町1番地 株式会社東芝 府中工場内
Claims (5)
- 【請求項1】 PWMインバータのスイッチング動作を
制御するゲート信号を生成するに際して、半周期内のパ
ルス数が一定の同期モードにおいて、変調方形波と搬送
逆台形波を比較する変調方式、もしくはこれによって得
られる信号と等価の電圧パターンを電圧と周波数の指令
により生成する変調方式を用いて、3パルスから1パル
スへの切替え、または1パルスから3パルスへの切替え
をU,V,W各相個別にそれぞれの相の基本波成分の最
大値または最小値に達したタイミングで行なうことを特
徴とするPWMインバータの制御方法。 - 【請求項2】 3パルスゲート信号生成回路と、1パル
スゲート信号生成回路と、これらのゲート信号生成回路
からのゲート信号を取り込み、1パルス/3パルス切替
えの共通指令とU、V、W各相の個別の切替え指令パル
ス信号とのAND論理によって1パルスゲート信号と3
パルスのゲート信号を相互に切替えて出力するU、V、
W各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備えて成る
PWMインバータ制御装置。 - 【請求項3】 PWMインバータのスイッチング動作を
制御するゲート信号を同期モード、非同期モードの相互
間で切替えてスイッチング動作を制御するPWMインバ
ータの制御方法であって、U、V、W各相共通の同期モ
ード、非同期モードの切替え指令の入力後、U、V、W
各相個別にそれぞれの基本波成分の最大値または最小値
に達したタイミングで同期モードゲート信号と非同期モ
ードゲート信号を相互に切替えることを特徴とするPW
Mインバータの制御方法。 - 【請求項4】 請求項3に記載のPWMインバータの制
御方法において、前記PWMインバータの最小消弧期間
以下のオンパルスをオフとし、前記最小消弧期間以下の
オフパルスをオンとする補正を行ない、モード切替え点
付近で所定の値を超える変調率に達したタイミングでモ
ード切替えを実行することを特徴とするPWMインバー
タの制御方法。 - 【請求項5】 ゲート信号の同期モード、非同期モード
の切替え信号と各相個別の切替え角における切替え信号
のAND論理によって同期モード、非同期モードの切替
え信号を出力するU、V、W各相ごとの切替え信号生成
回路と、各相ごとの同期ゲート信号と非同期ゲート信号
を入力し、前記各相ごとの切替え信号生成回路から切替
え信号が入力されたときにそれまでの同期ゲート信号ま
たは非同期ゲート信号から新たに非同期ゲート信号また
は同期ゲート信号に切替えて出力するU、V、W各相ご
との出力ゲート信号切替え回路とを備えて成るPWMイ
ンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04838493A JP3244845B2 (ja) | 1992-06-23 | 1993-03-09 | Pwmインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16472292 | 1992-06-23 | ||
JP4-164722 | 1992-06-23 | ||
JP04838493A JP3244845B2 (ja) | 1992-06-23 | 1993-03-09 | Pwmインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0678558A true JPH0678558A (ja) | 1994-03-18 |
JP3244845B2 JP3244845B2 (ja) | 2002-01-07 |
Family
ID=26388634
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP04838493A Expired - Fee Related JP3244845B2 (ja) | 1992-06-23 | 1993-03-09 | Pwmインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3244845B2 (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007006660A (ja) * | 2005-06-27 | 2007-01-11 | Denso Corp | 多相電動機の制御装置 |
WO2011040168A1 (ja) * | 2009-10-02 | 2011-04-07 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機駆動装置の制御装置 |
US9178454B2 (en) | 2013-06-05 | 2015-11-03 | Denso Corporation | Apparatus for controlling rotating machine based on output signal of resolver |
CN113302080A (zh) * | 2019-01-25 | 2021-08-24 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于操控电机的方法和装置以及电驱动*** |
DE102005042777B4 (de) | 2004-09-09 | 2023-08-03 | Aisin Corporation | Motorantriebssteuerungsgerät, Motorantriebssteuerungsverfahren und zugehöriges Programm |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4571480B2 (ja) | 2004-11-04 | 2010-10-27 | 本田技研工業株式会社 | 電動モータの制御装置 |
-
1993
- 1993-03-09 JP JP04838493A patent/JP3244845B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE102005042777B4 (de) | 2004-09-09 | 2023-08-03 | Aisin Corporation | Motorantriebssteuerungsgerät, Motorantriebssteuerungsverfahren und zugehöriges Programm |
JP2007006660A (ja) * | 2005-06-27 | 2007-01-11 | Denso Corp | 多相電動機の制御装置 |
JP4544057B2 (ja) * | 2005-06-27 | 2010-09-15 | 株式会社デンソー | 多相電動機の制御装置 |
WO2011040168A1 (ja) * | 2009-10-02 | 2011-04-07 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機駆動装置の制御装置 |
CN102474208A (zh) * | 2009-10-02 | 2012-05-23 | 爱信艾达株式会社 | 电动机驱动装置的控制装置 |
US8232753B2 (en) | 2009-10-02 | 2012-07-31 | Aisin Aw Co., Ltd. | Control device for electric motor drive apparatus |
US9178454B2 (en) | 2013-06-05 | 2015-11-03 | Denso Corporation | Apparatus for controlling rotating machine based on output signal of resolver |
CN113302080A (zh) * | 2019-01-25 | 2021-08-24 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于操控电机的方法和装置以及电驱动*** |
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