JP4524478B2 - 半導体集積回路、それを内蔵したｒｆモジュールおよびそれを搭載した無線通信端末装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムのための送受信切換回路（アンテナスイッチ）を内蔵する半導体集積回路、それを内蔵したＲＦ（無線周波数）モジュールおよびそれを搭載した無線通信端末装置に関し、特にＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪またはＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減するのに有益な技術に関する。

また、本発明は、ＤＣブースト回路を含む半導体集積回路とそれを内蔵したＲＦモジュールに関し、特にデバイスの寿命および動作信頼性を向上するのに有益な技術である。

世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。

ユビキタスを実現するためのモバイルシステムは、ＧＳＭ(Global System for Mobile Communication)、ＰＣＳ（Personal Communication System）、ＤＣＳ（Digital Cellular System）、ＧＰＲＳ（General Packet Radio Service）、ＥＤＧＥ（Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRS）、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）等のセルラーである。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックス、高（数ワット）から低（マイクロワット）への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、マルチバンドとマルチモードとの応用の要望が、大きくなっている。

一方、下記非特許文献１には、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＷＣＤＭＡのクワッドバンドのためのアンテナスイッチマイクロウェーブモノリシックＩＣ（ＭＭＩＣ）が記載されている。このＭＭＩＣは、ＧＳＭ方式とＤＣＳ方式とＰＣＳ方式のそれぞれの方式の送信信号と受信信号とを時分割で直列処理できるとともに、ＷＣＤＭＡ方式の送信信号と受信信号とをコード分割で並列処理することができる。スイッチには、バリア層としてＡｌＧａＡｓが使用され、チャネル層としてＩｎＧａＡｓが使用され、低いオン抵抗を持つヘテロ接合構造のＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）が使用されている。また、下記非特許文献１には、ＤＣＳとＰＣＳ２の送信端子での２次高調波歪と３次高調波歪とは約−７０ｄＢｃとなることが記載されている。

また、下記特許文献１には、無線通信システムのための送受信切換回路のためのスイッチ回路が記載されている。オン状態のスイッチ回路からの高電圧によってオフ状態のスイッチ回路の直列接続されたＦＥＴの高電圧側のＦＥＴが最初にオン状態となるのを直列接続されたＦＥＴのゲート抵抗を高電圧側から低電圧側へ順に小さな抵抗とすることにより回避している。その結果、挿入損失および高調波歪が小さい通信用電子部品を提供できるとしている。

さらに、下記特許文献２には、移動体通信機器のための高周波スイッチ回路が記載されている。オフ状態の高周波スイッチ回路の直列接続された複数のＦＥＴのうちでオン状態の高周波スイッチ回路からの高電圧が印加される入出力端子に最も近いＦＥＴのゲート抵抗だけを最大に設定して他のゲート抵抗を最大値よりも低く設定している。その結果、ゲート抵抗の抵抗値の総合計を小さくしつつ、信号経路に及ぼす影響を低減させることができるとしている。

また、下記特許文献３には、移動体通信機のためのスイッチ回路が記載されている。スイッチ回路は２つ以上の複数のゲートを有するＦＥＴで構成され、ＦＥＴのドレインとドレイン隣接ゲートとの間にドレイン付加容量が接続され、ＦＥＴのソースとソース隣接ゲートとの間にソース付加容量が接続されている。オフ状態のスイッチのＦＥＴのドレインとドレイン隣接ゲートとの間にドレイン付加容量により、オン状態のスイッチ回路からの負方向の電圧の振れによってオフ状態のスイッチのＦＥＴがオンする現象が抑圧できる。また、オフ状態のスイッチのＦＥＴのソースとソース隣接ゲートとの間にソース付加容量により、オン状態のスイッチ回路からの正方向の電圧の振れによってオフ状態のスイッチのＦＥＴがオンする現象が抑圧できる。その結果、低電圧で低歪特性の高周波スイッチを実現することができるとしている。尚、下記特許文献３に対応する米国特許は、第５，７７４，７９２号 明細書である。

また、下記特許文献４には、携帯端末等の無線通信機器のためのアンテナスイッチ回路が記載されている。アンテナスイッチ回路のＦＥＴは、ドレイン・ソース間に複数のゲートを持つマルチゲートトランジスタとされている。複数のゲートの隣り合うゲートに挟まれたゲート間領域が電位安定化抵抗を介してドレインとソースとに接続されことによって、マルチゲート型のＦＥＴのドレイン・ソース間の信号漏れを抑圧できるとしている。

世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。

ユビキタスを実現するためのモバイルシステムは、ＧＳＭ(Global System for Mobile Communication)、ＰＣＳ（Personal Communication System）、ＤＣＳ（Digital Cellular System）、ＧＰＲＳ（General Packet Radio Service）、ＥＤＧＥ（Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRS）、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）等のセルラーや、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、ＷＩＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）等の様々なシステムが存在する。

これらのシステムの特性は、一定包落線や包落線変化との信号、時分割、周波数分割とコード分割等のマルチプレックス、高（数ワット）から低（マイクロワット）への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、１つの端末で複数のシステムに対応するマルチモード化の要望が大きくなっている。時分割で送信と受信とを切り替える時分割送受信を採用するシステムに対応するモバイル通信端末や、マルチモード対応した通信を行なうモバイル通信端末では、送信モードと受信モードとの間の切り替えをする必要がある。この切り換えに、アンテナスイッチが用いられている。

モバイル端末では、電池駆動であるために、低消費電力化が求められている。モバイル通信端末で最も電力を消費するのは、送信信号の電力を数Ｗの大電力に増幅する電力増幅器である。この電力増幅器の電力変換効率を高めることが、低電力化に有効である。しかし、増幅信号を低損失のアンテナスイッチを介してアンテナに供給して空間に放出することも、モバイル端末全体としての電力変換効率の向上および低消費電力化に有効である。従って、電力増幅器とアンテナとの間に接続されるアンテナスイッチは、低損失であることが求められる。

また、電波資源は各国や各地域によって管理運用されており、電波を空間に放出するモバイル通信端末は国や地域毎に、各システムに使用できる電波の周波数や電力強度が規定されている。そのため、高調波電力のようなシステムで用いられる周波数以外で空間に放出される電力強度は、法律等で決められた値以下に抑制する必要がある。端末より放出される電力は電力増幅器で増幅され、アンテナスイッチを介してアンテナより放射される。通常、電力増幅器から発生する高調波は、電力増幅器の出力のＬＰＦ（Low Pass Filter）で十分に抑制されることができる。しかし、ＬＰＦの出力に接続されたアンテナスイッチにおいて発生した高調波歪みは、そのままアンテナを介して空間に放出される。従って、アンテナスイッチにおいては、高調波歪みの発生の抑制、すなわち高線型性能も要求される。

従来では、ＰＩＮダイオードを用いたアンテナスイッチが、一般的であった。しかし、下記非特許文献２に記載されているように、マイクロ波信号スイッチにＰＩＮダイオードよりも高速なＧａＡｓスイッチＦＥＴ（Field Effect Transistor）が使用される。

しかし、ＧａＡｓスイッチＦＥＴの降伏電圧は、ＰＩＮダイオードの降伏電圧よりもはるかに低いと言う欠点がある。従って、下記非特許文献２には、ＧａＡｓマイクロウェーブモノリシックＩＣ（ＭＭＩＣ）において多数のＦＥＴセルを直列に接続して、ＦＥＴ１段当りに印加される電圧を小さくすることによって、この欠点を解決する技術が記載されている。

また、ＧａＡｓモノリシックスイッチＩＣでは、送信電力が増加すると、波形歪が発生する。従って、下記非特許文献３には、波形歪の問題を解決するためのフィードフォワード回路を含むスイッチが記載されている。このスイッチは、ＲＦ信号入力端子と接地電位との間に第１ＦＥＴのドレイン・ソース経路が接続され、ＲＦ信号入力端子とＲＦ信号出力端子との間に第２ＦＥＴのソース・ドレイン経路が接続される。フィードフォワード回路は、ＲＦ信号入力端子と第１ＦＥＴのゲートとの間に直列接続されたフィードフォワード容量とダイオードとを含んでいる。ＲＦ信号をＲＦ信号入力端子からＲＦ信号出力端子へ伝達しない際には、第１ＦＥＴはオン、第２ＦＥＴはオフに制御される。逆に、ＲＦ信号をＲＦ信号入力端子からＲＦ信号出力端子へ伝達する際には、第１ＦＥＴはオフ、第２ＦＥＴはオンに制御される。このＲＦ信号の伝達時には、フィードフォワード回路を介してＲＦ信号入力端子のＲＦ信号の低レベルが第１ＦＥＴのゲートに負電圧として伝達される。従って、波形歪とＲＦ送信電力の損失との問題を回避することができる。

また、下記特許文献５には、複数のＲＦ信号源に接続された複数のスイッチエレメントを含むＲＦスイッチに、複数のＤＣブースト回路を接続することが記載されている。複数のスイッチエレメントは複数のＦＥＴで構成され、ＦＥＴのゲートにはオン・オフ制御のためのＤＣ制御電圧が印加される。このＤＣ制御電圧は一般にはシステム電源電圧から生成されるが、ＤＣ制御電圧が２．５ボルト以下に低下するとＲＦ出力信号に歪を与える高調波信号成分が著しく増加する。下記特許文献５では、複数のダイオードと複数の容量と複数の抵抗で構成されたＤＣブースト回路に、ＤＣ制御電圧とＲＦ信号とが供給される。ＲＦ信号の正電圧と負電圧とに応答した複数のダイオードと複数の容量とによる充放電動作により、ＤＣ制御電圧よりも大きなＤＣ出力電圧がＤＣブースト回路から抽出される。複数の抵抗はＤＣブースト回路を高入力インピーダンスとして、ＲＦ信号源からＤＣブースト回路に大きな電流が流れるのを防止している。

Ｈｉｒｏｙｕｋｉ Ｔｏｓａｋａ ｅｔ ａｌ，"Ａｎ Ａｎｔｔｅｎａ Ｓｗｉｔｃｈ ＭＭＩＣ Ｕｓｉｎｇ Ｅ／Ｄ Ｍｏｄｅ ｐ−ＨＥＭＴ ｆｏｒ ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＰＣＳ／ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ"， ２００３ ＩＥＥＥ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ， ＰＰ．５１９−５２２． Ｍ．Ｂ．Ｓｈｉｆｒｉｎ ａｔ ａｌ， "Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ ＦＥＴ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ， ＶＯＬ．３７， ＮＯ １２， ＤＥＣＥＭＢＥＲ １９８９， ＰＰ．２１３４−２１４１． Ｋ．Ｍｉｙａｔｓｕｊｉ ａｔ ａｌ， "Ａ ＧａＡｓ Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ ＲＦ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ−Ｔｈｒｏｗ Ｓｗｉｔｃｈ ＩＣ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ"， １９９４ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ＤＩＧＥＳＴ ＯＦ ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ ＰＡＰＥＲＳ， ＰＰ．３４−３５． 特開昭２００５−０７２６７１号 公報 特開昭２００６−１７４４２５号 公報 特開平８−７０２４５号 公報 特開昭２０００−１０１０３２号 公報 米国特許出願公開 ＵＳ２００４／０２２９５７７Ａ１

本発明者等は、本発明に先立ってＧＳＭ、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＷＣＤＭＡのマルチバンドの送受信を可能とする携帯電話に搭載されるアンテナスイッチマイクロウェーブモノリシックＩＣ（ＭＭＩＣ）と、それを内蔵したＲＦモジュールとの開発に従事した。

図１は、本発明に先立って開発されたアンテナスイッチＭＭＩＣを内蔵したＲＦモジュールとベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。

同図で、携帯電話の送受信用アンテナＡＮＴにはＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏが接続されている。ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔは、ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）を経由して高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）のコントローラ集積回路（ＣＮＴ＿ＩＣ）に供給される。送受信用アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／ＯへのＲＦ信号の流れは携帯電話の受信動作ＲＸとなり、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信用アンテナＡＮＴへのＲＦ信号の流れは携帯電話の送信動作ＴＸとなる。

ＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）はベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＲＦ送信信号に周波数アップコンバージョンを行い、逆に送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＲＦ受信信号を受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳに周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給する。

ＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。

図２は、本発明に先立って開発されたアンテナスイッチＭＭＩＣの複数の高周波スイッチの構成を示すブロック図である。図２のアンテナスイッチＭＭＩＣは、図１に示した携帯電話に搭載されたＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬに内蔵されている。

図２に示すようにアンテナスイッチＭＭＩＣは複数の高周波スイッチＱａ、Ｑｂ、Ｑｃを含んでいる。高周波スイッチＱａは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２（ＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００のＲＦ送信信号を出力する送信端子）の間で信号経路を確立するためのスイッチである。高周波スイッチＱｂは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１（ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号を出力する送信端子）の間で信号経路を確立するためのスイッチである。高周波スイッチＱｃは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ１（ＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号を出力してＷＣＤＭＡ２１００のＲＦ受信信号を入力する送受信端子）の間で信号経路を確立するためのスイッチである。

図２は、高周波スイッチＱａがオン状態とされ、他の高周波スイッチＱｂ、Ｑｃはオフ状態とされる場合を示している。複数の高周波スイッチＱａ、Ｑｂ、Ｑｃの各スイッチは６個の直列接続されたＮチャンネルの電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと称する）で構成されることにより、扱う電圧を増大するとともに送信と受信との両方での挿入損出が最小となるように低いオン抵抗を確保している。尚、各ＦＥＴは、ＨＥＭＴトランジスタとなっている。各スイッチの６個の直列接続されたＨＥＭＴトランジスタのゲートには６個のゲート抵抗が接続され、６個のゲート抵抗は他の１個の抵抗を介して高周波スイッチのオン・オフを制御するための制御入力端子に接続される。各スイッチの６個の直列接続されたＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ソース間には、スイッチの６個のＨＥＭＴトランジスタがオフ状態の時にドレイン電圧とソース電圧とを等しくするための比較的抵抗値の高い抵抗が接続されている。６個のゲート抵抗と他の１個の抵抗の抵抗値を比較的高い値に設定することにより、スイッチがオフ状態の時に６個の直列接続されたＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ゲート寄生容量とソース・ゲート寄生容量とドレイン・ソース間抵抗とを介してＲＦ信号入力端子からオン・オフ制御入力端子に漏れ込むＲＦ信号損出を低減することができる。

また、図２に示した高周波スイッチでは、前記特許文献３に記載されているように、各スイッチは２つ以上の複数のゲートを有するＦＥＴで構成され、ＦＥＴのドレインとドレイン隣接ゲートとの間にドレイン付加容量が接続され、ＦＥＴのソースとソース隣接ゲートとの間にソース付加容量が接続されている。上述したように図２は、高周波スイッチＱａがオン状態とされ、他の高周波スイッチＱｂ、Ｑｃはオフ状態とされる場合を示している。高レベルのゲート制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ａによって高周波スイッチＱａがオン状態とされることにより、ＧＳＭ８５０もしくはＧＳＭ９００のＲＦ送信信号が送信端子Ｔｘ２から共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。ゼロボルトのゲート制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｂ、Ｖｃｔｒｌ＿ｃによって、他の高周波スイッチＱｂ、Ｑｃはオフ状態とされている。しかし、共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給されている高周波スイッチＱａを経由したＲＦ送信信号によって、他の高周波スイッチＱｂ、Ｑｃの６個の直列接続されたＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ソース間が駆動される。良く知られているように、電界効果トランジスタのドレインとソースとはデバイス構造で決定されるのではなく、厳密にはキャリヤを放出する方がソースであり、キャリアを収集する方がドレインである。従って、良く知られているように、対称型電界効果トランジスタでは流れる電流の方向が逆転すると、電流逆転前のドレインとソースとは電流逆転後のソースとドレインとなる。

しかし、説明の簡素化のために図２でオフ状態の他の高周波スイッチＱｂ、Ｑｃでは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏに接続された方をドレインと呼び、送信端子Ｔｘ１、送受信端子ＴＲｘ１に接続された方をソースと呼ぶことにする。図２ではオフ状態のスイッチＱｂ、Ｑｃの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに近接したＦＥＴＱ１ｂ、Ｑ１ｃのドレインとドレイン隣接ゲートとの間のドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１、Ｃ１１ＴＲｘ１により、オン状態のスイッチＱａからのＲＦ送信信号の負方向の電圧の振れによってオフ状態のスイッチＱｂ、Ｑｃの近接ＦＥＴＱ１ｂ、Ｑ１ｃがオンする現象が抑圧できる。また、オフ状態のスイッチＱｂ、Ｑｃの送信端子Ｔｘ１、送受信端子ＴＲｘ１に近接したＦＥＴＱ６ｂ、Ｑ６ｃのソースとソース隣接ゲートとの間のソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１、Ｃ１２ＴＲｘ１により、オン状態のスイッチＱａからのＲＦ送信信号の正方向の電圧の振れによってオフ状態のスイッチＱｂ、Ｑｃの近接ＦＥＴＱ６ｂ、Ｑ６ｃがオンする現象が抑圧できる。

図３は、図２に示した高周波スイッチのオフ状態のスイッチＱｂの等価回路を示す図である。図３では、スイッチＱｂは、６個の直列接続されたＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタＱ１ｂ…Ｑ６ｂと、６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｂ…Ｒｇ６ｂと、オン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｂに接続された他の１個の抵抗Ｒｇ７ｂと、6個のドレイン・ソース間抵抗Ｒｄ１ｂ…Ｒｄ６ｂと、ドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１と、ソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１とにより構成されている。６個の直列接続されたＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタＱ１ｂ…Ｑ６ｂは、ドレイン・ゲート寄生容量Ｃｇ１１ｂ、ソース・ゲート寄生容量Ｃｇ１２ｂ…ドレイン・ゲート寄生容量Ｃｇ６１ｂ、ソース・ゲート寄生容量Ｃｇ６２ｂを含んでいる。

図４は、図２に示した高周波スイッチのオン状態のスイッチからのＲＦ信号の影響によるオフ状態のスイッチの６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗と他の１個の抵抗とに印加されるＲＦ漏洩信号の分布を説明する図である。図４のオン状態のスイッチＱｋとオフ状態のスイッチＱｌとは、図２のオン状態のスイッチＱａとオフ状態のスイッチＱｂとに対応するものと理解されたい。

図４では、一方のオン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｋと他方のオン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｌとはそれぞれ４．５ボルト、０ボルトに設定されることにより、一方のスイッチＱｋはオン状態とされ、他方のスイッチＱｌはオフ状態される。一方のスイッチＱｋの６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｋ…Ｒｇ６ｋは全て１０ＫΩとされ、オン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｋに接続された他の１個の抵抗Ｒｇ７ｋは２０ＫΩとされ、6個のドレイン・ソース間抵抗Ｒｄ１ｋ…Ｒｄ６ｋは全て１５ＫΩとされ、各ＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ゲート寄生容量とソース・ゲート寄生容量とはそれぞれ０．４ｐＦとされている。また、ドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｋと、ソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１ｋとは、それぞれ０．８ｐＦとされている。他方のスイッチＱｌの６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｌ…Ｒｇ６ｌも全て１０ＫΩとされ、オン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｌに接続された他の１個の抵抗Ｒｇ７ｌも２０ＫΩとされ、6個のドレイン・ソース間抵抗Ｒｄ１ｌ…Ｒｄ６ｌも全て１５ＫΩとされ、各ＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ゲート寄生容量とソース・ゲート寄生容量とはそれぞれ０．４ｐＦとされている。また、ドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｌと、ソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１ｌとは、それぞれ０．８ｐＦとされている。

３個のＦＥＴＱｋ１、Ｑｋ２、Ｑｋ３は３個のゲートＧｋ１、Ｇｋ２、Ｇｋ３がマルチゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成され、３個のＦＥＴＱｋ４、Ｑｋ５、Ｑｋ６は３個のゲートＧｋ４、Ｇｋ５、Ｇｋ６がマルチゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成されている。同様に、３個のＦＥＴＱｌ１、Ｑｌ２、Ｑｌ３は３個のゲートＧｌ１、Ｇｌ２、Ｇｌ３がマルチゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成され、３個のＦＥＴＱｌ４、Ｑｌ５、Ｑｌ６は３個のゲートＧｌ４、Ｇｌ５、Ｇｌ６がマルチゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成されている。

前記特許文献４と同様に、マルチゲート構造のゲートＧｋ１とゲートＧｋ２との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｋ１、Ｑｋ２の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ１ｋを介してＦＥＴＱｋ１のソースに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｋ２とゲートＧｋ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｋ２、Ｑｋ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ２ｋ、Ｒｄ１ｋを介してＦＥＴＱｋ１のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｋ２とゲートＧｋ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｋ２、Ｑｋ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ３ｋを介してＦＥＴＱｋ３のドレインに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｋ４とゲートＧｋ５との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｋ４、Ｑｋ５の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ４ｋを介してＦＥＴＱｋ４のソースに接続されている。マルチゲート構造のゲートＧｋ５とゲートＧｋ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｋ５、Ｑｋ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ５ｋ、Ｒｄ４ｋを介してＦＥＴＱｋ４のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｋ５とゲートＧｋ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｋ５、Ｑｋ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ６ｋを介してＦＥＴＱｋ６のドレインに接続されている。

マルチゲート構造のゲートＧｌ１とゲートＧｌ２との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｌ１、Ｑｌ２の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ１ｌを介してＦＥＴＱｌ１のソースに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｌ２とゲートＧｌ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｌ２、Ｑｌ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ２ｌ、Ｒｄ１ｌを介してＦＥＴＱｌ１のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｌ２とゲートＧｌ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｌ２、Ｑｌ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ３ｌを介してＦＥＴＱｌ３のドレインに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｋ４とゲートＧｋ５との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｌ４、Ｑｌ５の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ４ｌを介してＦＥＴＱｌ４のソースに接続されている。マルチゲート構造のゲートＧｌ５とゲートＧｌ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｌ５、Ｑｌ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ５ｌ、Ｒｄ４ｌを介してＦＥＴＱｌ４のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｌ５とゲートＧｌ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｌ５、Ｑｌ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ６ｌを介してＦＥＴＱｌ６のドレインに接続されている。

図４で、一方のオン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｋが４．５ボルトに設定されることにより、一方のスイッチＱｋはオン状態とされる。一方のスイッチＱｋの６個のＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ソース間のチャンネルは極めて低い抵抗となるので、一方のスイッチＱｋは低いオン抵抗のオン状態となり、送信端子Ｔｘ１ｋに供給されたＲＦ信号はオン状態のスイッチＱｋを介して共通の入出力端子Ｉ／Ｏに低い挿入損出で伝達される。この時、スイッチＱｋの６個のＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタのそれぞれのゲートとドレインとの間、ゲートとソースの間、ゲートとチャンネルとの間の全てのヘテロ接合（ショットキー接合）は、順方向にバイアスされる。ＨＥＭＴトランジスタのこのヘテロ接合の順方向電圧は略０．７ボルトなので、共通の入出力端子Ｉ／Ｏの浮遊容量の充電電圧の上昇は４．５ボルト−０．７ボルト＝３．８ボルトでクランプされる。

共通の入出力端子Ｉ／Ｏの直流レベルは略３．８ボルトのクランプ電圧であるのに対して、他方のオン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｌが０ボルトであるので、他方のスイッチＱｌはオフ状態とされる。他方のスイッチＱｌの６個のＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタのドレイン・ソース間のチャンネルは無限大に近い高い抵抗となるので、他方のスイッチＱｌはオフ状態となり、ＲＦ信号が供給された共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１ｌとの間で高いアイソレーションを得ることができる。

携帯電話端末のためのアンテナスイッチＭＭＩＣのオン状態のスイッチの挿入損失は極めて低いレベルとする一方、オフ状態のスイッチは高いアイソレーションが必要であるとともに低歪特性が必要となる。オフ状態のスイッチは共通の入出力端子Ｉ／Ｏと信号端子との間を絶縁するとともに、共通の入出力端子Ｉ／Ｏでの歪をできるだけ低減する必要がある。ＧＳＭ９００のＲＦ信号の周波数８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚの２倍の周波数はＰＣＳ１９００のＲＦ信号の周波数１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚにオーバーラップするので、オフ状態のスイッチの２次高調波歪を抑圧しなければならない。更に、ＤＣＳ１８００のＲＦ信号の周波数１７１０ＭＨｚ〜１７８５やＰＣＳ１９００のＲＦ信号の周波数１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚの２倍の周波数から３倍の周波数は、３．４２ＧＨｚ〜５．７３ＧＨｚの広帯域に拡散する。従って、人体への影響や種々の電子機器への影響を考慮すると、オフ状態のスイッチの２次高調波歪と３次高調波歪とを抑圧しなければならない。

また、ＲＦ送信信号とＲＦ受信信号とをコード分割により並列処理することができるＷＣＤＭＡ方式のためのアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子（例えば、図１の送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５）と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間では、相互変調歪を低減する必要がある。これは、ＷＣＤＭＡ方式のための送受信端子から共通の入出力端子Ｉ／ＯへＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号が伝達される間に、共通の入出力端子Ｉ／ＯからＷＣＤＭＡ方式のための送受信端子へＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号が伝達される。一方、共通の入出力端子Ｉ／Ｏでは、相互変調によってアンテナで受信された妨害信号とＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号とのミキシングが行われる。ミキシングの結果、ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号の周波数帯域とオーバーラップする相互変調歪信号が妨害信号としてＷＣＤＭＡ方式のための送受信端子に現れることになる。

本発明者等による検討によって、図４でオフ状態のスイッチＱｌが大きなレベルの２次高調波歪と３次高調波歪とを発生するのは、オン状態のスイッチＱｋからのＲＦ信号によってオフ状態のスイッチＱｌのＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合の容量が大きく変化する時と判明した。共通の入出力端子Ｉ／Ｏの直流レベルの略３．８ボルトのクランプ電圧に、オン状態のスイッチＱｋからのＲＦ信号が重畳される。オン状態のスイッチＱｋからのＲＦ信号の振幅レベルが極めて低い場合には、共通の入出力端子Ｉ／Ｏの直流レベルの略３．８ボルトと０ボルトのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｌとにより、ＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合は深く逆方向バイアスされ、ヘテロ接合の近傍のチャンネルの電子濃度は極めて低い。この状態のＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合の容量値は、極めて小さい。オン状態のスイッチＱｋからのＲＦ信号の振幅レベルが増大すると、重畳電圧のレベルは略３．８ボルトから０ボルトに向かって変化する。ＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合のしきい値電圧Ｖｔｈは略−１ボルトであり、ＮチャンネルのＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合はしきい値電圧Ｖｔｈ付近にバイアスされ、ヘテロ接合の近傍のチャンネルの電子濃度は増大する。この状態のＨＥＭＴトランジスタは重畳電圧の振幅に伴う容量値の変化が大きくなり、図４でオフ状態のスイッチＱｌが大きなレベルの２次高調波歪と３次高調波歪とを発生するものである。従って、本発明者等はスイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋを以前の３ボルトから４．５ボルトに増加することによって、オン状態のスイッチＱｋからのＲＦ信号によってオフ状態のスイッチＱｌのＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合の容量が大きく変化する現象を抑圧できることを回路シュミュレーションにより見い出した。スイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋが以前の３ボルトの場合の３次高調波歪は約−７０．５ｄＢｃであった。それに対して、スイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋを４．５ボルトに増加させることによって３次高調波歪は約−７７ｄＢｃに低減することができた。

このようにスイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋを３ボルトから４．５ボルトに増加させることによって２次高調波歪と３次高調波歪とを低減することができた。またＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪についても、Ｑｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋを３ボルトから４．５ボルトに増加させることにより５ｄB程度低減できることを回路シミュレーションにより見い出した。

ところが、実際に作成したスイッチにおいてはシミュレーションで予想されたような歪の改善が得られなかった。例えば、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪はスイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋを３ボルトから４．５ボルトに増加させても顕著には低減できないことが判明した。

図７は、図４に示す高周波スイッチでスイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋを３ボルトから４．５ボルトに増加させたことによるオフ状態のスイッチＱｌでの相互変調歪を示す図である。オン・オフ制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｋが４．５ボルトでも、相互変調歪Ｌｃは略−９５ｄＢｍまでしか低下していない。開発当初に設定された相互変調歪Ｌｃの目標値−１００ｄＢｍには、遥かに及ぶものではない。

その結果、アンテナで受信された妨害信号とＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号との共通の入出力端子Ｉ／Ｏでのミキシング（相互変調）による歪の発生には、オフ状態のスイッチＱｌのＨＥＭＴトランジスタのゲートのヘテロ接合の容量は実質的には寄与していないことが判明した。発明者はこの事実から、相互変調歪の発生にはオフ状態のスイッチＱｌの複数のＨＥＭＴトランジスタの複数のゲートの抵抗が関係しているのではないかと考え始めた。

図４の右下には、オン状態のスイッチＱｋからのＲＦ信号Ｐｉｎの影響によるオフ状態のスイッチＱ１の６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｌ、Ｒｇ２ｎｌ、Ｒｇ３ｌ、Ｒｇ４ｌ、Ｒｇ５ｌ、Ｒｇ６ｌと他の１個の抵抗Ｒｇ７ｌに印加されるＲＦ漏洩信号の分布が示されている。尚、図４の右下のＲＦ漏洩信号の分布はコンピュータによるシュミュレーションの結果であり、ＲＦ信号ＰｉｎのＲＦ電力は２０ｄＢｍ、周波数はＰＣＳ１９００の周波数帯域内の１８８０ＭＨｚである。ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号の最大電力は３３ｄＢｍ程度であるので、２０ｄＢｍのＲＦ信号Ｐｉｎは中間レベルより高めの送信電力と言うことができる。図４の右下の各抵抗Ｒｇ１ｌ、Ｒｇ２ｎｌ、Ｒｇ３ｌ、Ｒｇ４ｌ、Ｒｇ５ｌ、Ｒｇ６ｌ、Ｒｇ７１の電圧Ｖｐｐはピーク・ツー・ピークのＲＦ信号電圧である。図４の右下に示したオフ状態のスイッチＱ１の６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗と他の１個の抵抗のＲＦ漏洩信号の分布の特性Ｌ１は０．８ｐＦのドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｌとソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１ｌとを接続した場合の特性であり、特性Ｌ２は０．８ｐＦのドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｌとソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１ｌとを接続しなかった場合の特性である。特性Ｌ１と特性Ｌ２のいずれでも変形したＵ字型の不均等なＲＦ漏洩信号の定在波がオフ状態のスイッチＱ１の左端のゲート抵抗から右端のゲート抵抗まで存在している。

オフ状態のスイッチＱ１の６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｌ、Ｒｇ２ｎｌ、Ｒｇ３ｌ、Ｒｇ４ｌ、Ｒｇ５ｌ、Ｒｇ６ｌと他の１個の抵抗Ｒｇ７ｌとが完全な線型抵抗であれば、相互変調歪等の歪は発生しない。しかし、半導体集積回路に構成される半導体抵抗を含めて大多数の抵抗素子は、完全な線型抵抗ではなく非線形抵抗である。

抵抗の両端の印加電圧をＶとすると、非線形抵抗に流れる電流は次式で与えられる。

Ｉ＝ａ・Ｖ＋ｂ・Ｖ^２＋ｃ・Ｖ^３… （数１）
従って、前記数１で与えられる非線形抵抗に流れる電流は、印加電圧Ｖが小さい時は第１項のａ・Ｖで支配的に決定され、印加電圧Ｖが大きい時は第２項と第３項のｂ・Ｖ^２＋ｃ・Ｖ^３で支配的に決定される。

一方、完全な線型抵抗では、上記の式で定数ａと定数ｂとがゼロであり、完全な線型抵抗に流れる電流は次式で与えられる。

Ｉ＝ａ・Ｖ＋ｂ・Ｖ^２＋ｃ・Ｖ^３…
＝ａ・Ｖ＋０・Ｖ^２＋0・Ｖ^３…＝ａ・Ｖ （数２）
図４でオフ状態のスイッチＱｌの全て１０ＫΩに設定され前記数１で与えられる非線形抵抗の特性を持つ６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｌ…Ｒｇ６ｌに均等なレベルのＲＦ漏洩信号が供給されずに変形Ｕ字型の定在波のＲＦ漏洩信号が供給されることが、相互変調歪の発生の原因であることが本発明者等によるシュミュレーションにより明らかとされた。すなわち、オフ状態のスイッチＱ１の左端のゲート抵抗Ｒｇ１ｌと右端のゲート抵抗Ｒｇ６ｌとに高レベルのＲＦ漏洩信号電圧により大きな歪電流が流れ、オフ状態のスイッチＱ１の中央のゲート抵抗Ｒｇ３ｌ、ゲート抵抗Ｒｇ４ｌに低レベルのＲＦ漏洩信号電圧により小さな歪電流が流れることが原因と思われる。

従って、本発明は本発明に先立って本発明者等による困難な解析結果を基にしてなされたものである。従って、本発明の目的とするところは、ＲＦ通信端末装置に搭載されるアンテナスイッチにおいてＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪またはＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴とは、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

前記特許文献５に記載されているように、ＲＦスイッチでの高調波信号成分を低減するためにＤＣブースト回路にＤＣ制御電圧とＲＦ信号とを供給して、ＤＣ制御電圧よりも大きなＤＣ出力電圧をＤＣブースト回路から抽出することは極めて有効な技術である。

本発明者等は、本発明に先立ってＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のマルチバンドの送信を可能とする携帯電話に搭載されるアンテナスイッチマイクロウェーブモノリシックＩＣ（ＭＭＩＣ）と、それを内蔵するＲＦモジュールとの開発に従事した。その開発の中で、本発明者等は前記特許文献５に記載のようなアンテナスイッチを検討した。しかし、検討の結果、このアンテナスイッチは、長時間の使用での動作信頼性が十分でないことが判明した。更に、本発明者等は、その動作信頼性が十分でないことの原因の解明を行った。以下に、本発明者等により行われた原因解明の結果を説明する。

図１１は、前記特許文献５に記載されたＲＦスイッチのＤＣブースト回路と実質的に同一であり、本発明に先立って本発明者等により検討されたＲＦスイッチのＤＣブースト回路を示す回路図である。

図１１のＲＦスイッチのＤＣブースト回路２００は、アンテナスイッチＭＭＩＣのＲＦ入力信号ＲＦｉｎの一部を整流してＤＣ制御電圧Ｖｄｃに重畳して、重畳によってＤＣ制御電圧Ｖｄｃよりも大きなＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを生成するものである。ＤＣブースト回路２００は、容量素子２０６（Ｃ１）、２１１（Ｃ２）、抵抗素子２０７（Ｒ１１）、２０８（Ｒ１２）、２１２（Ｒ２）、ダイオード２０９（Ｄ１）、２１０（Ｄ２）で構成されている。抵抗素子２０７、２０８の抵抗値は、携帯電話のアンテナのインピーダンス５０Ωに比べて十分に大きい値（例えば、１０ＫΩ）に設定されている。その結果、ＤＣブースト回路２００の入力インピーダンスは、アンテナのインピーダンス５０Ωに比べて十分に高い値となっている。従って、高周波入力端子２０１に入力されたＲＦ入力信号ＲＦｉｎの大部分はスイッチ素子としてのＦＥＴに接続される高周波信号端子２０２へ流れ、残りの僅かなＲＦ信号電力がＤＣブースト回路２００の入力端子に供給される。

ＤＣブースト回路２００による昇圧動作は、以下のように説明される。最初に高周波入力端子２０１での電圧振幅が負の時には、ダイオード２０９が順方向にバイアスされて導通状態となり、ダイオード２１０が逆方向にバイアスされて非導通状態となる。この時、ＤＣ制御電圧Ｖｄｃが印加されたＤＣ制御入力端子２０３からダイオード２０９と抵抗素子２０７を介して、容量素子２０６に電流が流入する。この流入電流によって容量素子２０６の抵抗素子２０７、２０８に接続された一方の端子が正電圧に充電され、容量素子２０６の高周波入力端子２０１に接続された他方の端子が負電圧に充電される。次に高周波入力端子２０１での電圧振幅が正の時には、ダイオード２０９が逆方向にバイアスされて非導通状態となり、ダイオード２１０が順方向にバイアスされて導通状態となる。この時、容量素子２０６に充電されていた正電荷は、抵抗素子２０８とダイオード２１０とを介して容量素子２１１に流入する。その結果、容量素子２１１のダイオード２１０のカソードに接続された一方の端子が正電圧に充電され、容量素子２１１のＤＣ制御入力端子２０３に接続された他方の端子が負電圧に充電される。高周波入力端子２０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎの正電圧振幅と負電圧振幅とに応答して、容量素子２１１の両端は充電電圧Ｖｂまで充電される。その結果、ＤＣ制御入力端子２０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃより充電電圧Ｖｂ分大きなＤＣ出力電圧ＶｏｕｔがＤＣ出力端子２０４から生成される。ＤＣ制御入力端子２０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃが３ボルトで、容量素子２１１の両端の充電電圧が略２ボルトの場合には、ＤＣ出力端子２０４から生成されるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは略５ボルトとなる。

しかし、本発明者等による検討によって、図１１のＲＦスイッチのＤＣブースト回路２００のダイオード２０９、２１０の両端に大きな逆方向電圧が印加されることが判明した。ＤＣ制御電圧供給端子２０３に３Ｖを印加して、ＤＣ出力端子２０４で略５ＶのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される場合、高周波入力端子２０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎが負電圧振幅の時には、略１ｍＡのＲＦ信号電流が、ＤＣ制御入力端子２０３からダイオード２０９と１０ＫΩの抵抗素子２０７とを介して高周波入力端子２０１に流入する。ダイオード２０９の両端には略１ボルトの電圧降下が発生して、１０ＫΩの抵抗素子２０７の両端には略１０ボルトの電圧降下が発生する。その結果、抵抗素子２０７、２０８の共通接続点の電圧は、ＤＣ制御入力端子２０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃ３ボルトよりもダイオード２０９と抵抗素子２０７とでの約１１ボルトの電圧降下分低い略−８ボルトとなる。ダイオード２１０のカソードの電圧はＤＣ出力端子２０４の略５ボルトのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに維持され、ダイオード２１０のアノードには略−８ボルトの電圧が印加されている。その結果、ダイオード２１０の両端の間には、略１３ボルトの逆方向電圧が印加されることになる。高周波入力端子２０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎが正電圧振幅の時には、略１ｍＡのＲＦ信号電流が、高周波入力端子２０１から容量素子２０６と１０ＫΩの抵抗素子２０８とダイオード２１０とを介してＤＣ出力端子２０４とＤＣ制御入力端子２０３とに流入する。１０ＫΩの抵抗素子２０８の両端には略１０ボルトの電圧降下が発生して、ダイオード２１０の両端には略１ボルトの電圧降下が発生する。その結果、抵抗素子２０７、２０８の共通接続点の電圧は、ＤＣ出力端子２０４の略５ボルトのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔよりもダイオード２１０と抵抗素子２０８での約１１ボルトの電圧降下分高い略１６ボルトとなる。ダイオード２０９のアノードの電圧はＤＣ制御入力端子２０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃ３ボルトに維持され、抵抗素子２０７、２０８の共通接続点の電圧は略１６ボルトの電圧となっている。その結果、ダイオード２０９の両端の間には、略１３ボルトの逆方向電圧が印加されることになる。

以上説明したように、高周波入力端子２０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎが負電圧振幅の時のダイオード２１０の両端の略１３ボルトの大きな逆方向電圧と高周波入力端子２０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎが正電圧振幅の時のダイオード２０９の両端の間の略１３ボルトの大きな逆方向電圧とは、ダイオード２１０、２０９の特性の劣化の原因となる。従って図１１に示すＤＣブースト回路２００をアンテナスイッチＭＭＩＣに適応した場合には、長期的なデバイスの寿命および動作信頼性が低いという問題があることが、本発明者等の検討により明らかとされた。

本発明の目的とするところは、内蔵のＤＣブースト回路の寿命および動作信頼性を向上した半導体集積回路を提供することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴とは、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。

本発明の１つの形態による半導体集積回路は、複数の高周波スイッチ（Ｑｍ、Ｑｎ）を含む。

前記複数の高周波スイッチ（Ｑｍ、Ｑｎ）の一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）の一端と前記複数の高周波スイッチ（Ｑｍ、Ｑｎ）の他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の一端とは共通の入出力端子（Ｉ／Ｏ）に接続され、前記共通の入出力端子（Ｉ／Ｏ）は無線周波数通信端末機器のアンテナ（ＡＮＴ）と接続可能にされる。

前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）の他端（Ｔｘｍ）には所定の通信方式によるＲＦ送信信号（ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘ）とＲＦ受信信号（ＷＣＤＭＡ＿Ｒｘ）とが供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の他端（Ｔｘｎ）には前記ＲＦ送信信号（ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘ）と前記ＲＦ受信信号（ＷＣＤＭＡ＿Ｒｘ）と異なる他のＲＦ送信信号（ＲＦ＿Ｔｘ）と他のＲＦ受信信号（ＲＦ＿Ｒｘ）との少なくともいずれか一方が供給可能にされる。

前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）は直列接続された複数の電界効果トランジスタ（Ｑｍ１、…、Ｑｍ６）を含み、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）は直列接続された他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）を含む。

前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）の前記複数の電界効果トランジスタ（Ｑｍ１、…、Ｑｍ６）の複数のゲート（Ｇｍ１、…、Ｇｍ６）には前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）のオン・オフ制御のための制御電圧（Ｖｃｔｒｌ＿ｍ）が供給可能にされる。前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）の他の複数のゲート（Ｇｎ１、…、Ｇｎ６）には前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）のオン・オフ制御のための他の制御電圧（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）が供給可能にされる。

前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）の前記複数の電界効果トランジスタ（Ｑｍ１、…、Ｑｍ６）の前記複数のゲート（Ｇｍ１、…、Ｇｍ６）と前記制御電圧（Ｖｃｔｒｌ＿ｍ）が供給される制御端子との間には複数の抵抗（Ｒｇ１ｍ、…、Ｒｇ６ｍ）が接続されている。前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）の前記他の複数のゲート（Ｇｎ１、…、Ｇｎ６）と前記他の制御電圧（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）が供給される他の制御端子との間には他の複数の抵抗（Ｒｇ１ｎ、…、Ｒｇ６ｎ）が接続されている。

前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）のうちの前記共通の入出力端子（Ｉ／Ｏ）に最も近接した入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）のゲート（Ｇｎ１）と前記他の制御端子（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）との間の入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）は、第１の電圧・電流特性を持つ。

前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）と前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）のうちの前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他端（Ｔｘｎ）に最も近接した他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）との間の中間部の中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）のゲート（Ｇｎ３、４）と前記他の制御端子（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）との間の中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）は、第２の電圧・電流特性を持つ。

前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）の前記第１の電圧・電流特性の線形性は前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）の前記第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定されている（図５参照）。

本発明の前記１つの形態による手段によれば、前記所定の通信方式による前記ＲＦ送信信号（ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘ）により駆動される前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）の前記第１の電圧・電流特性の線形性は前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）の前記第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定されている。従って、前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）と前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）に不均等なＲＦ漏洩信号が印加されても、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記共通の入出力端子（Ｉ／Ｏ）に最も近接した前記入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）の前記ゲート（Ｇｎ１）の前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）に流れる電流の歪を抑圧できる。その結果、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪またはＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

本発明の１つの好適な形態による半導体集積回路では、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）のうちの前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他端（Ｔｘｎ）に最も近接した前記他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）のゲート（Ｇｎ６）と前記他の制御端子（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）との間の他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）は、第３の電圧・電流特性を持つ。

前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）の前記第３の電圧・電流特性の線形性は前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）の前記第２の電圧・電流特性の前記線形性よりも高く設定されている（図５参照）。

本発明の前記１つの好適な形態による手段によれば、前記所定の通信方式による前記ＲＦ送信信号（ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘ）により駆動される前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）の前記第３の電圧・電流特性の線形性は前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）の前記第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定されている。従って、前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）と前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）に不均等なＲＦ漏洩信号が印加されても、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記他端（Ｔｘｎ）に最も近接した前記他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）の前記ゲート（Ｇｎ６）の前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）に流れる電流の歪を抑圧できる。その結果、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪またはＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

本発明の他の１つの好適な形態による半導体集積回路では、前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）の抵抗値は前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）の抵抗値よりも大きく設定され、前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）の抵抗値は前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）の抵抗値よりも大きく設定されている（図５参照）。

本発明の前記他の１つの好適な形態による手段によれば、前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）に印加される中間部ＲＦ漏洩信号のレベルよりも前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）に印加される入出力近接ＲＦ漏洩信号のレベルが高くても、例えばＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪を低減することができる。これは、前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）よりも抵抗値の大きな前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）に高レベルの入出力近接ＲＦ漏洩信号が印加されても、前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）に流れる電流自体が低減され、信号電流の歪も低減されるためである。

本発明の前記他の１つの好適な形態による手段によれば、前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）に印加される中間部ＲＦ漏洩信号のレベルよりも前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）に印加される他端近接ＲＦ漏洩信号のレベルが高くても、例えばＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪を低減することができる。これは、前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）よりも抵抗値の大きな前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）に高レベルの他端近接ＲＦ漏洩信号が印加されても、前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）に流れる電流自体が低減され、信号電流の歪も低減されるためである。

本発明の１つのより好適な形態による半導体集積回路では、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ６）のうちの前記入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）の次に前記共通の入出力端子（Ｉ／Ｏ）に近接した入出力第２近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ２）のゲート（Ｇｎ２）と前記入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）の前記ゲート（Ｇｎ１）との間に、第１抵抗（Ｒｇ１ｎ）が接続されている。前記入出力第２近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ２）の前記ゲート（Ｇｎ２）と前記中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）の前記ゲート（Ｇｎ３、４）との間に、第２抵抗（Ｒｇ２ｎ）が接続されている。前記中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）の前記ゲート（Ｇｎ３、４）と前記他の制御端子（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）との間に、第３抵抗（Ｒｇ３ｎ）が接続されている。

前記入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）の前記ゲート（Ｇｎ１）に接続された前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）は、前記第１抵抗（Ｒｇ１ｎ）と前記第２抵抗（Ｒｇ２ｎ）と前記第３抵抗（Ｒｇ３ｎ）とを含む。前記入出力第２近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ２）の前記ゲート（Ｇｎ２）に接続された入出力第２近接抵抗（Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）は、前記第１抵抗（Ｒｇ１ｎ）を含まず、前記第２抵抗（Ｒｇ２ｎ）と前記第３抵抗（Ｒｇ３ｎ）とを含む。前記中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）の前記ゲート（Ｇｎ３、４）に接続された前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）は、前記第１抵抗（Ｒｇ１ｎ）と前記第２抵抗（Ｒｇ２ｎ）とを含まず、前記第３抵抗（Ｒｇ３ｎ）を含む（図５参照）。

本発明の前記１つのより好適な形態による手段によれば、前記入出力近接抵抗（Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ）の高い抵抗値は、１個の高抵抗で実現されるのではなく、前記第１抵抗（Ｒｇ１ｎ）と前記第２抵抗（Ｒｇ２ｎ）と前記第３抵抗（Ｒｇ３ｎ）との合計により実現されることができる。

本発明の前記１つのより好適な形態による半導体集積回路では、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）で前記中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）の前記ゲート（Ｇｎ３、４）と前記他の制御端子（Ｖｃｔｒｌ＿ｎ）との間に、第４抵抗（Ｒｇ４ｎ）が接続されている。前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他の複数の電界効果トランジスタ（Ｑｎ１、…、Ｑｎ７）のうちの前記他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）の次に前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他端（Ｔｘｎ）に近接した他端第２近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ５）のゲート（Ｇｎ５）と前記中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）の前記ゲート（Ｇｎ３、４）との間に、第５抵抗（Ｒｇ５ｎ）が接続されている。前記他端第２近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ５）の前記ゲート（Ｇｎ５）と前記他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）の前記ゲート（Ｇｎ６）との間に、第６抵抗（Ｒｇ６ｎ）が接続されている。

前記他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）の前記ゲート（Ｇｎ６）に接続された前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）は、前記第４抵抗（Ｒｇ４ｎ）と前記第５抵抗（Ｒｇ５ｎ）と前記第６抵抗（Ｒｇ６ｎ）とを含む。前記他端第２近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ５）の前記ゲート（Ｇｎ５）に接続された他端第２近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ）は、前記第６抵抗（Ｒｇ６ｎ）を含まず、前記第４抵抗（Ｒｇ４ｎ）と前記第５抵抗（Ｒｇ５ｎ）とを含む。前記中間部電界効果トランジスタ（Ｑｎ３、４）の前記ゲート（Ｇｎ３、４）に接続された前記中間部抵抗（Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ）は、前記第５抵抗（Ｒｇ５ｎ）と前記第６抵抗（Ｒｇ６ｎ）とを含まず、前記第４抵抗（Ｒｇ４ｎ）を含む（図５参照）。

本発明の前記１つのより好適な形態による手段によれば、前記他端近接抵抗（Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ）の高い抵抗値は、１個の高抵抗で実現されるのではなく、前記第４抵抗（Ｒｇ４ｎ）と前記第５抵抗（Ｒｇ５ｎ）と前記第６抵抗（Ｒｇ６ｎ）との合計により実現されることができる。

本発明の１つの具体的な形態による半導体集積回路では、前記複数の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１、ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）の前記一方の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１）の前記他端（ＴＲｘ１）には、前記所定の通信方式としてのＷＣＤＭＡ方式による前記ＲＦ送信信号（ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘ）と前記ＲＦ受信信号（ＷＣＤＭＡ２１００＿Ｒｘ）とが供給可能にされる。前記複数の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１、ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）の前記他方の高周波スイッチ（ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）の前記他端（Ｔｘ１、Ｔｘ２）には、前記他のＲＦ送信信号（ＧＳＭ８５０＿Ｔｘ／ＧＳＭ９００＿Ｔｘ、ＤＣＳ１８００＿Ｔｘ／ＰＣＳ１９００＿Ｔｘ）が供給可能にされる。

前記一方の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１）の前記他端（ＴＲｘ１）と接地ノード（ＧＮＤ）との間には一方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿ＴＲｘ１）が接続され、前記他方の高周波スイッチ（ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）の前記他端（Ｔｘ１、Ｔｘ２）と前記接地ノード（ＧＮＤ）との間には他方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿Ｔｘ１、ＧＳＷ＿ＴＸ２）が接続されている。

前記一方の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１）がオン状態に制御される時には、前記一方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿ＴＲｘ１）はオフ状態に、前記他方の高周波スイッチ（ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）はオフ状態に、前記他方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿Ｔｘ１、ＧＳＷ＿ＴＸ２）はオン状態にそれぞれ制御される。

前記他方の高周波スイッチ（ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）がオン状態に制御される時には、前記他方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿Ｔｘ１、ＧＳＷ＿ＴＸ２）はオフ状態に、前記一方の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１）はオフ状態に、前記一方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿ＴＲｘ１）はオン状態にそれぞれ制御される（図６参照）。

本発明の前記１つのより具体的な形態による手段によれば、前記一方の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１）と前記一方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿ＴＲｘ１）とは相補的にオン・オフ制御され、前記他方の高周波スイッチ（ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）と前記他方の接地スイッチ（ＧＳＷ＿Ｔｘ１、ＧＳＷ＿ＴＸ２）とは相補的にオン・オフ制御される。その結果、アンテナスイッチのアイソレーションを更に向上することができる。

本発明の他の１つの具体的な形態による半導体集積回路では、前記共通の入出力端子（Ｉ／Ｏ）と前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記入出力近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ１）の前記ゲート（Ｇｎ１）との間に入出力付加容量（Ｃ１１Ｔｘ１ｎ）が接続され、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他端（Ｔｘｎ）と前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の前記他端近接電界効果トランジスタ（Ｑｎ６）の前記ゲート（Ｇｎ６）との間に他端付加容量（Ｃ１２Ｔｘ１ｎ）が接続されている（図５参照）。

本発明の前記他の１つのより具体的な形態による手段によれば、前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）と前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）とがそれぞれオン状態とオフ状態とされる際に、オン状態の前記一方の高周波スイッチ（Ｑｍ）からのＲＦ送信信号の正方向と負方向との電圧の振れにより、前記他方の高周波スイッチ（Ｑｎ）の入出力近接ＦＥＴ（Ｑｎ１）と他端近接ＦＥＴ（Ｑｎ６）とがオンする現象を抑圧できる。

本発明の１つのより具体的な形態による半導体集積回路では、前記複数の高周波スイッチ（ＳＷ＿ＴＲｘ１、ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）の前記他方の高周波スイッチ（ＳＷ＿Ｔｘ１、ＳＷ＿ＴＸ２）の前記他端（Ｔｘ１、Ｔｘ２）に供給される前記他のＲＦ送信信号（ＧＳＭ８５０＿Ｔｘ／ＧＳＭ９００＿Ｔｘ、ＤＣＳ１８００＿Ｔｘ／ＰＣＳ１９００＿Ｔｘ）はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のいずれかのＲＦ送信信号である（図６参照）。

また、本願において開示される発明のうち、別の代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。

即ち、本発明の代表的な半導体集積回路は、ＤＣブースト回路（１００）を含む。前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子（１０１）と、ＤＣ制御入力端子（１０３）と、ＤＣ出力端子（１０４）とを含む。

前記高周波入力端子に高周波入力信号（ＲＦｉｎ）が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧（Ｖｄｃ）が供給され、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧（Ｖｏｕｔ）が生成される。

前記ＤＣブースト回路では、第１容量素子（１０６；Ｃ１）と第１抵抗素子（１０７；Ｒ１）との直列接続の一方の端子には、前記高周波入力端子が接続される。第１ダイオード（１０８；Ｄ１）と第２ダイオード（１０９；Ｄ２）とは、第２容量素子（１１０；Ｃ２）を介して、逆方向に並列接続されている。前記第１ダイオードと前記第２ダイオードの共通接続点は、前記直列接続の他方の端子に接続される。前記第１ダイオードと前記第２容量の一方の端子の共通接続点は前記ＤＣ制御入力端子に接続され、前記第２ダイオードと前記第２容量の他方の端子の共通接続点は前記第２抵抗素子を介して前記ＤＣ出力端子に接続される。

前記第２容量素子を介しての前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとの逆方向の並列接続の内部の前記第１ダイオードの第１直列抵抗（ｒｓ１）の抵抗値と前記第２ダイオードの第２直列抵抗（ｒｓ２）の抵抗値よりも、前記第１抵抗素子の抵抗値は大きく設定されている（図１０参照）。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。

すなわち、本発明によれば、ＲＦ通信端末装置に搭載されるアンテナスイッチにおいてＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪またはＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

また、本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

すなわち、本発明によれば、内蔵のＤＣブースト回路の寿命および動作信頼性を向上した半導体集積回路を提供することができる。

図１は、本発明に先立って開発されたアンテナスイッチを内蔵したＲＦモジュールとベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図であり、また本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣを内蔵したＲＦモジュールとベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。 図２は、本発明に先立って開発されたアンテナスイッチＭＭＩＣの複数の高周波スイッチの構成を示すブロック図である。 図３は、図２に示した高周波スイッチのオフ状態のスイッチの等価回路を示す図である。 図４は、図２に示した高周波スイッチのオン状態のスイッチからのＲＦ信号の影響によるオフ状態のスイッチの６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗と他の１個の抵抗とに印加されるＲＦ漏洩信号の分布を説明する図である。 図５は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣの高周波スイッチの基本的な構成を示すブロック図である。 図６は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣの高周波スイッチの具体的な構成を示すブロック図である。 図７は、図４に示す高周波スイッチでスイッチＱｋをオン状態にするためのオン・オフ制御電圧を３ボルトから４．５ボルトに増加させたことによるオフ状態のスイッチＱｌでの相互変調歪を示す図であり、また図５に示す高周波スイッチでＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号を伝達するための一方のスイッチＱｍをオン状態にする制御電圧を３ボルトから４．５ボルトに増加することで、０ボルトの制御電圧によってオフ状態に制御された他方のスイッチＱｎの相互変調歪を示す図である。 図８は、図６に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣの高周波スイッチのＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号のための高周波スイッチのマルチゲート構造のＨＥＭＴトランジスタとゲート抵抗を主として示す平面図である。 図９は、アンテナスイッチＭＭＩＣと高出力電力増幅器とローパスフィルタとを含む高出力電力増幅器モジュールの他の構成を示すブロック図である。 図１０は、本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵されたＤＣブースト回路１００を示す回路図である。 図１１は、本発明に先立って本発明者等により検討されたＲＦスイッチのＤＣブースト回路を示す回路図である。 図１２は、本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵されたＤＣブースト回路と送信用高周波スイッチ回路を示す回路図である。 図１３は、図１０と図１２とに示した本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵された送信用高周波スイッチ回路を駆動するＤＣブースト回路の高周波等価回路を示す回路図である。 図１４は、図１１に示した本発明に先立って本発明者等により検討されたＤＣブースト回路の高周波等価回路を示す回路図である。 図１５は、本発明の他の１つの実施の形態によるアンテナスイッチマイクロウェーブモノリシック半導体集積回路を示す回路図である。 図１６は、図１５に示した本発明の１つの実施の形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣの第１送信スイッチの第１送信ＤＣブースト回路や第２送信スイッチの第２送信ＤＣブースト回路のデバイス構造を示す平面図である。 図１７は、本発明の１つの実施の形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣを内蔵した高周波モジュールと高周波アナログ信号処理半導体集積回路とベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。

符号の説明

Ｑｍ、Ｑｎ 複数の高周波スイッチ
Ｑｍ 一方の高周波スイッチ
Ｑｎ 他方の高周波スイッチ
Ｉ／Ｏ 共通の入出力端子
ＡＮＴ 無線周波数通信端末機器のアンテナ
Ｔｘｍ 一方の高周波スイッチの他端
ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘ ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号
ＷＣＤＭＡ＿Ｒｘ ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号
Ｔｘｎ 他方の高周波スイッチの他端
ＲＦ＿Ｔｘ 他のＲＦ送信信号
ＲＦ＿Ｒｘ 他のＲＦ受信信号
Ｑｍ１、…、Ｑｍ６ 複数の電界効果トランジスタ
Ｑｎ１、…、Ｑｎ６ 他の複数の電界効果トランジスタ
Ｖｃｔｒｌ＿ｍ 制御電圧
Ｖｃｔｒｌ＿ｎ 他の制御電圧
Ｑｎ１ 入出力近接電界効果トランジスタ
Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ 入出力近接抵抗
Ｑｎ３、４ 中間部電界効果トランジスタ
Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ 中間部抵抗
Ｑｎ６ 他端近接電界効果トランジスタ
Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ 他端近接抵抗
１０１ 高周波信号入力端子
１０２ 高周波信号入力端子
１０３ ＤＣ制御電圧供給端子
１０４ ＤＣ出力端子
１０５ 接続点
１０６ 第１容量素子
１０７ 第１抵抗素子
１０８ 第１ダイオード
１１０ 第２容量素子
１１１ 第２抵抗素子
１０９ 第２ダイオード
２０１ 高周波信号入力端子
２０２ 高周波信号入力端子
２０３ ＤＣ制御電圧供給端子
２０４ ＤＣ出力端子
２０５ 接続点
２０６ 第１容量素子
２０７ 第１抵抗素子
２０８ 第２抵抗素子
２０９ 第１ダイオード
２１０ 第２ダイオード
２１１ 第３抵抗素子
３００ ＳＰ４ＴアンテナスイッチＭＭＩＣ
３０１ 共通の入出力端子
３２０ 高周波スイッチ
３３０ ＤＣブースト回路
３０２…３０５ スイッチ
３０６ 第１送信端子
３０７ 第２送信端子
３０８ 第１受信端子
３０９ 第２受信端子
３１０ 第１送信ＤＣ制御端子
３１１ 第２送信ＤＣ制御端子
３１２ 第１受信ＤＣ制御端子
３１３ 第２受信ＤＣ制御端子
３２０ 高周波スイッチＦＥＴ
３３０ ＤＣブースト回路
３４０ 高周波スイッチＦＥＴ
３５０ ＤＣブースト回路
３６０ 高周波スイッチＦＥＴ
３７０ 高周波スイッチＦＥＴ
４０２ 外部電圧端子
４０３ 出力端子
４０７ 抵抗
４２３ 抵抗
４１０ ＦＥＴ（ダイオード）
４１４ ＦＥＴ（ダイオード）
４１１ ソース電極
４１５ ソース電極
４１２ ドレイン電極
４１６ ドレイン電極
４１３ ゲート電極
４１７ ゲート電極
ＲＦ＿ＭＬ 高周波モジュール
ＡＮＴ 送受信用アンテナ
ＢＢ＿ＬＳＩ ベースバンド信号処理ＬＳＩ
ＲＦ＿ＩＣ 高周波アナログ信号処理半導体集積回路
ＡＮＴ＿ＳＷ アンテナスイッチＭＭＩＣ
Ｉ／Ｏ 共通の入出力端子
Ｔｘ１、Ｔｘ２ 送信端子、
Ｒｘ１，Ｒｘ２ 受信端子
ＨＰＡ１ ＲＦ高出力電力増幅器
ＨＰＡ２ ＲＦ高出力電力増幅器
ＬＰＦ１ ローパスフィルタ
ＬＰＦ２ ローパスフィルタ
ＣＮＴ＿ＩＣ コントローラ集積回路
Ｔｘ＿ＳＰＵ 送信信号処理ユニット
Ｒｘ＿ＳＰＵ 受信信号処理ユニット
ＬＮＡ１ 低雑音増幅器
ＬＮＡ２ 低雑音増幅器
ＳＡＷ１ 表面弾性波フィルタ
ＳＡＷ２ 表面弾性波フィルタ
ＲＸ 受信動作
ＴＸ 送信動作
Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔ 制御信号
Ｔｘ＿ＢＢＳ 送信ベースバンド信号
Ｒｘ＿ＢＢＳ 受信ベースバンド信号
ＲＦ＿Ｔｘ１ ： 第１バンドの高周波送信信号
ＲＦ＿Ｒｘ１ ： 第１バンドの高周波受信信号
ＲＦ＿Ｔｘ２ ： 第２バンドの高周波送信信号
ＲＦ＿Ｒｘ２ ： 第２バンドの高周波受信信号

≪携帯電話の構成≫
図１は、本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣを内蔵したＲＦモジュールとベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。

同図で、携帯電話の送受信用アンテナＡＮＴにはＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏが接続されている。ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔは、ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）を経由して高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）のコントローラ集積回路（ＣＮＴ＿ＩＣ）に供給される。送受信用アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／ＯへのＲＦ信号の流れは携帯電話の受信動作ＲＸとなり、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信用アンテナＡＮＴへのＲＦ信号の流れは携帯電話の送信動作ＴＸとなる。

ＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）はベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＲＦ送信信号に周波数アップコンバージョンを行い、逆に送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＲＦ受信信号を受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳに周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給する。

ＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。アンテナスイッチの分野では、共通の入出力端子Ｉ／Ｏはシングルポール（Single Pole）と呼ばれ、送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５の合計７個の端子は７スロー（7 throw）と呼ばれる。従って、図１のアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は、シングルポール７スロー（ＳＰ７Ｔ； Single Pole 7 throw）型のスイッチである。

尚、ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）は図示されていない外部不揮発性メモリと図示されていないアプリケーションプロセッサとに接続されている。アプリケーションプロセッサは、図示されていない液晶表示装置と図示されていないキー入力装置とに接続され、汎用プログラムやゲームを含む種々のアプリケーションプログラムを実行することができる。携帯電話等のモバイル機器のブートプログラム（起動イニシャライズプログラム）、オペレーティングシステムプログラム（ＯＳ）、ベースバンド信号処理ＬＳＩの内部のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によるＧＳＭ方式等の受信ベースバンド信号に関する位相復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調のためのプログラム、種々のアプリケーションプログラムは、外部不揮発性メモリに格納されることができる。

≪ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＧＳＭ８５０のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＧＳＭ８５０のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号ＧＳＭ８５０＿Ｔｘ（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＧＳＭ９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＧＳＭ９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＧＳＭ９００＿Ｔｘ（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）が生成される。ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号ＧＳＭ８５０＿ＴｘとＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＧＳＭ９００＿Ｔｘとは、高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）の高出力電力増幅器ＨＰＡ２で電力増幅され、ローパスフィルタＬＰＦ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ２に供給される。送信端子Ｔｘ２に供給されたＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号ＧＳＭ８５０＿ＴｘとＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＧＳＭ９００＿Ｔｘとは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号ＧＳＭ８５０＿Ｒｘ（８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚ）とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号ＧＳＭ９００＿Ｒｘ（９２５ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚ）とは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ２から得られるＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号ＧＳＭ８５０＿ＲｘとＧＳＭ９００のＲＦ受信信号ＧＳＭ９００＿Ｒｘとは表面弾性波フィルタＳＡＷ３を介してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ５で増幅された後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号ＧＳＭ８５０＿ＲｘまたはＧＳＭ９００のＲＦ受信信号ＧＳＭ９００＿Ｒｘから受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。 ＧＳＭ８５０の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号ＧＳＭ８５０＿Ｔｘの送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号ＧＳＭ８５０＿Ｒｘの受信とを時分割で行う。同様に、ＧＳＭ９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号ＧＳＭ９００＿Ｔｘの送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号ＧＳＭ９００＿Ｒｘの受信とを時分割で行う。

≪ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＤＣＳ１８００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＤＣＳ１８００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００＿Ｔｘ（１７１０ＭＨｚ〜１７８０ＭＨｚ）が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＰＣＳ１９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＰＣＳ１９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘ（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）が生成される。ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００＿ＴｘとＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘとは、高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）の高出力電力増幅器ＨＰＡ１で電力増幅され、ローパスフィルタＬＰＦ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ１に供給される。送信端子Ｔｘ１に供給されたＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００＿ＴｘとＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘとは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿Ｒｘ（１８０５ＭＨｚ〜１８８０ＭＨｚ）とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘ（１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚ）とは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ３から得られるＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿Ｒｘは表面弾性波フィルタＳＡＷ２を介してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ２で増幅され、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ４から得られるＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘは表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ１で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿ＲｘまたはＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘから受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＤＣＳ１８００の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００＿Ｔｘの送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ３との接続によるＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿Ｒｘの受信とを時分割で行う。同様に、ＰＣＳ１９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘの送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ４との接続によるＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘの受信とを時分割で行う。

≪ＷＣＤＭＡによる送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＷＣＤＭＡ１９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＷＣＤＭＡ１９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘ（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）が生成される。ＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘは、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ１で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送受信端子ＴＲｘ１に供給される。送受信端子ＴＲｘ１に供給されたＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

ＷＣＤＭＡ方式では、コード分割により送信動作と受信動作とが並列に処理されることができる。すなわち、送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ２１００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ２１００＿Ｒｘ（２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚ）は、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送受信端子ＴＲｘ１から得られるＷＣＤＭＡ２１００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ２１００＿ＲｘはデュープレクサＤＵＰ１を経由してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ３で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ２１００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ２１００＿Ｒｘから受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＷＣＤＭＡ１９００による送信とＷＣＤＭＡ２１００による受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ１との間の定常接続によりＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘの送信とＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ２１００＿Ｒｘの受信とを並列して行う。

ＷＣＤＭＡ９００は２００６年の１月末に提案された新しい方式で、モバイルＴＶ、ビデオ電話、遠隔地でのＤＳＬライクなサービス等を対象としている。ＷＣＤＭＡ９００は９００ＭＨｚの周波数帯域と思われるが、端末機器からのＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘの送信周波数と端末機器へのＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘの送信周波数とは現在明らかにされていない。しかし、ＷＣＤＭＡ９００では、ＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘの送信周波数よりもＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘの送信周波数が高い周波数と推測される。

ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＷＣＤＭＡ９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＷＣＤＭＡ９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＷＣＤＭＡ９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘ（略９００ＭＨｚ）が生成される。ＷＣＤＭＡ９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘは、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ２で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送受信端子ＴＲｘ５に供給される。送受信端子ＴＲｘ５に供給されたＷＣＤＭＡ９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ９００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘ（略９００ＭＨｚ）は、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送受信端子ＴＲｘ５から得られるＷＣＤＭＡ９００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿ＲｘはデュープレクサＤＵＰ２を経由してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ４で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ９００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘから受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＷＣＤＭＡ９００による送信とＷＣＤＭＡ９００による受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ５との間の定常接続によりＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘの送信とＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘの受信とを並列して行う。

≪アンテナスイッチの高周波スイッチの基本的な構成≫
図５は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の高周波スイッチの基本的な構成を示すブロック図である。

図１に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣのチップは、図５に示すように複数の高周波スイッチＱｍ、Ｑｎを含む。複数の高周波スイッチＱｍ、Ｑｎの一方の高周波スイッチＱｍの一端と他方の高周波スイッチＱｎの一端とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏに接続され、共通の入出力端子Ｉ／Ｏは無線周波数通信端末機器である携帯電話のアンテナＡＮＴと接続可能にされている。一方の高周波スイッチＱｍの他端ＴｘｍにはＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ＿ＴｘとＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ＿Ｒｘとが供給可能にされ、他方の高周波スイッチＱｎの他端ＴｘｎにはＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ＿ＴｘとＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ＿Ｒｘと異なる他のＲＦ送信信号ＲＦ＿Ｔｘと他のＲＦ受信信号ＲＦ＿Ｒｘとの少なくともいずれか一方が供給可能にされる。

一方の高周波スイッチＱｍは直列接続された６個のＦＥＴＱｍ１、…、Ｑｍ６を含み、他方の高周波スイッチＱｎは直列接続された他の６個のＦＥＴＱｎ１、…、Ｑｎ６を含む。尚、３個のＦＥＴＱｍ１、Ｑｍ２、Ｑｍ３は３個のゲートＧｍ１、Ｇｍ２、Ｇｍ３がトリプルゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成され、３個のＦＥＴＱｍ４、Ｑｍ５、Ｑｍ６は３個のゲートＧｍ４、Ｇｍ５、Ｇｍ６がトリプルゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成されている。同様に、３個のＦＥＴＱｎ１、Ｑｎ２、Ｑｎ３は３個のゲートＧｎ１、Ｇｎ２、Ｇｎ３がトリプルゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成され、３個のＦＥＴＱｎ４、Ｑｎ５、Ｑｎ６は３個のゲートＧｎ４、Ｇｎ５、Ｇｎ６がトリプルゲート構造とされた１個のＦＥＴで構成されている。

前記特許文献４と同様に、マルチゲート構造のゲートＧｍ１とゲートＧｍ２との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｍ１、Ｑｍ２の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ１ｍを介してＦＥＴＱｍ１のソースに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｍ２とゲートＧｍ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｍ２、Ｑｍ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ２ｍ、Ｒｄ１ｍを介してＦＥＴＱｍ１のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｍ２とゲートＧｍ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｍ２、Ｑｍ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ３ｍを介してＦＥＴＱｍ３のドレインに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｍ４とゲートＧｍ５との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｍ４、Ｑｍ５の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ４ｍを介してＦＥＴＱｍ４のソースに接続されている。マルチゲート構造のゲートＧｍ５とゲートＧｍ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｍ５、Ｑｍ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ５ｍ、Ｒｄ４ｍを介してＦＥＴＱｍ４のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｍ５とゲートＧｍ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｍ５、Ｑｍ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ６ｍを介してＦＥＴＱｍ６のドレインに接続されている。

マルチゲート構造のゲートＧｎ１とゲートＧｎ２との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｎ１、Ｑｎ２の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ１ｎを介してＦＥＴＱｎ１のソースに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｎ２とゲートＧｎ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｎ２、Ｑｎ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ２ｎ、Ｒｄ１ｎを介してＦＥＴＱｎ１のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｎ２とゲートＧｎ３との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｎ２、Ｑｎ３の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ３ｎを介してＦＥＴＱｎ３のドレインに接続されている。また、マルチゲート構造のゲートＧｎ４とゲートＧｎ５との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｎ４、Ｑｎ５の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ４ｎを介してＦＥＴＱｎ４のソースに接続されている。マルチゲート構造のゲートＧｎ５とゲートＧｎ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｎ５、Ｑｎ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ５ｎ、Ｒｄ４ｎを介してＦＥＴＱｎ４のソースに接続されている。更に、マルチゲート構造のゲートＧｎ５とゲートＧｎ６との間のゲート間領域（ＦＥＴＱｎ５、Ｑｎ６の共通接続ノード）が電位安定化抵抗Ｒｄ６ｎを介してＦＥＴＱｎ６のドレインに接続されている。

一方の高周波スイッチＱｍのＦＥＴＱｍ１、…、Ｑｍ６のゲートＧｍ１、…、Ｇｍ６には一方の高周波スイッチＱｍのオン・オフ制御のための制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍが供給可能にされる。他方の高周波スイッチＱｎの他のＦＥＴＱｎ１、…、Ｑｎ６の他のゲートＧｎ１、…、Ｇｎ６には他方の高周波スイッチＱｎのオン・オフ制御のための他の制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎが供給可能にされる。

一方の高周波スイッチＱｍの６個のＦＥＴＱｍ１、…、Ｑｍ６の６個のゲートＧｍ１、…、Ｇｍ６と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍが供給される制御端子との間には６個の抵抗Ｒｇ１ｍ、…、Ｒｇ６ｍが接続されている。他方の高周波スイッチＱｎの６個のＦＥＴＱｎ１、…、Ｑｎ６の他の６個のゲートＧｎ１、…、Ｇｎ６と他の制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎが供給される他の制御端子との間には他の６個の抵抗Ｒｇ１ｎ、…、Ｒｇ６ｎが接続されている。

他方の高周波スイッチＱｎで他の６個のＦＥＴＱｎ１、…、Ｑｎ６のうちの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに最も近接した入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１と他の制御端子Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間の入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎは、第１の電圧・電流特性を持つ。他方の高周波スイッチＱｎで入出力近接ＦＥＴＱｎ１と他の６個のＦＥＴＱｎ１、…、Ｑｎ６のうちの他方の高周波スイッチＱｎの他端Ｔｘｎに最も近接した他端近接ＦＥＴＱｎ６との間の中間部の中間部ＦＥＴＱｎ３、４のゲートＧｎ３、Ｇｎ４と他の制御端子Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間の中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎは、第２の電圧・電流特性を持つ。他方の高周波スイッチＱｎで入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎの第１の電圧・電流特性の線形性は中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定されている。従って、一方の高周波スイッチＱｍからのＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘにより駆動される他方の高周波スイッチＱｎで入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎの第１の電圧・電流特性の線形性は中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定されている。従って、入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎと中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎに不均等なＲＦ漏洩信号が印加されても、他方の高周波スイッチＱｎで共通の入出力端子Ｉ／Ｏに最も近接した入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１の入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎに流れる電流の歪を抑圧できる。その結果、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪およびＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

また、他方の高周波スイッチＱｎで他の複数のＦＥＴＱｎ１、…、Ｑｎのうちの他方の高周波スイッチＱｎの他端Ｔｘｎに最も近接した他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６と他の制御端子Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間の他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎは、第３の電圧・電流特性を持つ。他方の高周波スイッチＱｎで他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎの第３の電圧・電流特性の線形性は中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの第２の電圧・電流特性の前記線形性よりも高く設定されている。従って、一方の高周波スイッチＱｍからのＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ＿Ｔｘにより駆動される他方の高周波スイッチＱｎで他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎの第３の電圧・電流特性の線形性は中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定されている。従って、他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎと中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎに不均等なＲＦ漏洩信号が印加されても、他方の高周波スイッチＱｎで他端Ｔｘｎに最も近接した他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６の他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎに流れる電流の歪を抑圧できる。その結果、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪およびＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

また、入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎの抵抗値は中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの抵抗値よりも大きく設定されている。従って、中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎに印加される中間部ＲＦ漏洩信号のレベルよりも入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎに印加される入出力近接ＲＦ漏洩信号のレベルが高くても、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪を低減することができる。これは、中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎよりも抵抗値の大きな入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎに高レベルの入出力近接ＲＦ漏洩信号が印加されても、入出力近接抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎに流れる電流自体が低減され、信号電流の歪も低減されるためである。また、他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎの抵抗値は中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの抵抗値よりも大きく設定されている。従って、中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎに印加される中間部ＲＦ漏洩信号のレベルよりも他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎに印加される他端近接ＲＦ漏洩信号のレベルが高くても、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪を低減することができる。これは、中間部抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎよりも抵抗値の大きな他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎに高レベルの他端近接ＲＦ漏洩信号が印加されても、他端近接抵抗Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎに流れる電流自体が低減され、信号電流の歪も低減されるためである。

図５に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の高周波スイッチを、更に詳細に説明する。

一方の高周波スイッチＱｍで他端Ｔｘｍに近接した他端近接ＦＥＴＱｍ１のゲートＧｍ１と他端第２近接ＦＥＴＱｍ２のゲートＧｍ２との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ１ｍが接続されている。他端第２近接ＦＥＴＱｍ２のゲートＧｍ２と中間部ＦＥＴＱｍ３のゲートＱｍ３との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２ｍが接続されている。一方の高周波スイッチＱｍで共通の入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ＦＥＴＱｍ６のゲートＧｍ６と入出力第２近接ＦＥＴＱｍ５のゲートＧｍ５との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ６ｍが接続されている。入出力第２近接ＦＥＴＱｍ５のゲートＧｍ５と中間部ＦＥＴＱｍ４のゲートＱｍ４との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ５ｍが接続されている。中間部ＦＥＴＱｍ３のゲートＱｍ３と中間部ＦＥＴＱｍ４のゲートＱｍ４とにはそれぞれ１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｍ、Ｒｇ４ｍの一端が接続され、ゲート抵抗Ｒｇ３ｍ、Ｒｇ４ｍの他端は２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍの一端に接続され、抵抗Ｒｇ７ｍの他端には制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍが供給される。

他端近接ＦＥＴＱｍ１のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ１ｍが接続され、他端第２近接ＦＥＴＱｍ２のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ２ｍが接続され、中間部ＦＥＴＱｍ３のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ３ｍが接続されている。中間部ＦＥＴＱｍ４のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ４ｍが接続され、入出力第２近接ＦＥＴＱｍ５のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ５ｍが接続され、入出力近接ＦＥＴＱｍ６のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ６ｍが接続されている。

従って、他端近接ＦＥＴＱｍ１のゲートＧｍ１と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ１ｍと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２ｍと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｍと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍとが直列に接続され、入出力近接ＦＥＴＱｍ６のゲートＧｍ６と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ６ｍと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ５ｍと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ４ｍと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍとが直列に接続されている。他端第２近接ＦＥＴＱｍ２のゲートＧｍ２と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２ｍと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｍと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍとが直列に接続され、入出力第２近接ＦＥＴＱｍ５のゲートＧｍ５と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ５ｍと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ４ｍと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍとが直列に接続されている。中間部ＦＥＴＱｍ３のゲートＱｍ３と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｍと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍとが直列に接続され、中間部ＦＥＴＱｍ４のゲートＱｍ４と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ４ｍと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｍとが直列に接続されている。６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｍ…Ｒｇ６ｍと１個の抵抗Ｒｇ７ｍは前記（数１）で示すような非線型の電圧・電流特性を持っている。

図５に示したアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の一方の高周波スイッチＱｍでも図４と同様に変形Ｕ字型の定在波が発生して、他端近接ＦＥＴＱｍ１のゲートＧｍ１と入出力近接ＦＥＴＱｍ６のゲートＧｍ６とに高レベルのＲＦ漏洩信号電圧が生じて中間部ＦＥＴＱｍ３のゲートＱｍ３と中間部ＦＥＴＱｍ４のゲートＱｍ４とには低レベルのＲＦ漏洩信号電圧が生じるとする。高レベルのＲＦ漏洩信号電圧が供給される他端近接ＦＥＴＱｍ１のゲートＧｍ１と入出力近接ＦＥＴＱｍ６のゲートＧｍ６のゲート抵抗網の抵抗値は、低レベルのＲＦ漏洩信号電圧が供給される中間部ＦＥＴＱｍ３のゲートＱｍ３と中間部ＦＥＴＱｍ４のゲートＱｍ４のゲート抵抗網の抵抗値よりも高くなっている。他端近接ＦＥＴＱｍ１と入出力近接ＦＥＴＱｍ６の抵抗値の大きなゲート抵抗網の高レベルのＲＦ漏洩信号電圧が印加されると、他端近接ＦＥＴＱｍ１と入出力近接ＦＥＴＱｍ６のゲート抵抗網に流れる電流自体が低減され、信号電流の歪も低減される。

図５の左下には、オン状態のスイッチＱｎからのＰＣＳ方式のＲＦ送信信号の影響によるオフ状態のスイッチＱｍの６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｍ、Ｒｇ２ｍ、Ｒｇ３ｍ、Ｒｇ４ｍ、Ｒｇ５ｍ、Ｒｇ６ｍと他の１個の抵抗Ｒｇ７ｍとに印加されるＲＦ漏洩信号の分布が示されている。尚、図５の左下のＲＦ漏洩信号の分布は図４と同様にコンピュータによるシュミュレーションの結果であり、図４と同様にＲＦ信号のＲＦ電力は２０ｄＢｍ、周波数はＰＣＳ１９００の周波数帯域内の１８８０ＭＨｚである。ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号の最大電力は３３ｄＢｍ程度であるので、２０ｄＢｍのＲＦ信号Ｐｉｎは中間レベルより高めの送信電力と言うことができる。図５の左下の各抵抗Ｒｇ１ｍ、Ｒｇ２ｍ、Ｒｇ３ｍ、Ｒｇ４ｍ、Ｒｇ５ｍ、Ｒｇ６ｍ、Ｒｇ７ｍの電圧Ｖｐｐはピーク・ツー・ピークのＲＦ信号電圧である。図５の左下に示したオフ状態のスイッチＱｍの６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗と他の１個の抵抗のＲＦ漏洩信号の分布の特性Ｌ３は０．８ｐＦの付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｍ、Ｃ１２Ｔｘ１ｍとを接続した場合の特性であり、特性Ｌ４は０．８ｐＦの付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｍ、Ｃ１２Ｔｘ１ｍとを接続しなかった場合の特性である。図５の左下の特性Ｌ３と特性Ｌ４とのいずれでも６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｍ、Ｒｇ２ｍ、Ｒｇ３ｍ、Ｒｇ４ｍ、Ｒｇ５ｍ、Ｒｇ６ｍに印加されるＲＦ漏洩信号のレベルが略均等化されている。

他端Ｔｘｍと他端近接ＦＥＴＱｍ１のゲートＧｍ１との間には０．８ｐＦのソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１ｍが接続され、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと入出力近接ＦＥＴＱｍ６のゲートＧｍ６との間には０．８ｐＦのドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｍが接続されている。その結果、制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍと制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとがそれぞれ０ボルトと４．５ボルトとなり、一方の高周波スイッチＱｍと他方の高周波スイッチＱｎとがそれぞれオフ状態とオン状態とされる際に、オン状態の他方の高周波スイッチＱｎからのＲＦ送信信号の正方向と負方向との電圧の振れにより、一方の高周波スイッチＱｍの入出力近接ＦＥＴＱｍ６と他端近接ＦＥＴＱｍ１とがオンする現象を抑圧できる。

他方の高周波スイッチＱｎで他端Ｔｘｎに近接した他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６と他端第２近接ＦＥＴＱｎ５のゲートＧｎ５との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ６ｎが接続されている。他端第２近接ＦＥＴＱｎ５のゲートＧｎ５と中間部ＦＥＴＱｎ４のゲートＱｎ５との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ５ｎが接続されている。他方の高周波スイッチＱｎで共通の入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１と入出力第２近接ＦＥＴＱｎ２のゲートＧｎ２との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ１ｎが接続されている。入出力第２近接ＦＥＴＱｎ２のゲートＧｎ２と中間部ＦＥＴＱｎ３のゲートＱｎ３との間には、１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２ｎが接続されている。中間部ＦＥＴＱｎ３のゲートＱｎ３と中間部ＦＥＴＱｎ４のゲートＱｎ４とにはそれぞれ１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの一端が接続され、ゲート抵抗Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎの他端は２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎの一端に接続され、抵抗Ｒｇ７ｎの他端には制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎが供給される。

他端近接ＦＥＴＱｎ６のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ６ｎが接続され、他端第２近接ＦＥＴＱｎ５のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ５ｎが接続され、中間部ＦＥＴＱｎ４のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ４ｎが接続されている。中間部ＦＥＴＱｎ３のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ３ｎが接続され、入出力第２近接ＦＥＴＱｎ２のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ２ｎが接続され、入出力近接ＦＥＴＱｎ１のソースとドレインとの間には１５ＫΩの抵抗Ｒｄ１ｎが接続されている。

従って、他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ６ｎと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ５ｎと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ４ｎと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎとが直列に接続され、入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ１ｎと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２ｎと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｎと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎとが直列に接続されている。他端第２近接ＦＥＴＱｎ５のゲートＧｎ５と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ５ｎと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ４ｎと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎとが直列に接続され、入出力第２近接ＦＥＴＱｎ２のゲートＧｎ２と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２ｎと１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｎと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎとが直列に接続されている。中間部ＦＥＴＱｎ４のゲートＱｎ４と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ４ｎと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎとが直列に接続され、中間部ＦＥＴＱｎ３のゲートＱｎ３と制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとの間には１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３ｎと２０ＫΩの抵抗Ｒｇ７ｎとが直列に接続されている。６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｎ…Ｒｇ６ｎと１個の抵抗Ｒｇ７ｎは前記（数１）で示すような非線型の電圧・電流特性を持っている。

図５に示したアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の他方の高周波スイッチＱｎでも図４と同様に変形Ｕ字型の定在波が発生して、他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６と入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１とに高レベルのＲＦ漏洩信号電圧が生じて中間部ＦＥＴＱｎ４のゲートＱｎ４と中間部ＦＥＴＱｎ３のゲートＱｎ３とには低レベルのＲＦ漏洩信号電圧が生じるとする。高レベルのＲＦ漏洩信号電圧が供給される他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６と入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１のゲート抵抗網の抵抗値は、低レベルのＲＦ漏洩信号電圧が供給される中間部ＦＥＴＱｎ４のゲートＱｎ４と中間部ＦＥＴＱｎ３のゲートＱｎ３のゲート抵抗網の抵抗値よりも高くなっている。他端近接ＦＥＴＱｎ６と入出力近接ＦＥＴＱｎ１の抵抗値の大きなゲート抵抗網の高レベルのＲＦ漏洩信号電圧が印加されると、他端近接ＦＥＴＱｎ６と入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲート抵抗網に流れる電流自体が低減され、信号電流の歪も低減される。

図５の右下には、オン状態のスイッチＱｍからのＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号Ｐｉｎの影響によるオフ状態のスイッチＱｎの６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎと他の１個の抵抗Ｒｇ７ｎとに印加されるＲＦ漏洩信号の分布が示されている。図５の右下の各抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎ、Ｒｇ７ｎの電圧Ｖｐｐはピーク・ツー・ピークのＲＦ信号電圧である。図５の右下に示したオフ状態のスイッチＱｎの６個のＨＥＭＴトランジスタの６個のゲート抵抗と他の１個の抵抗のＲＦ漏洩信号の分布の特性Ｌ３は０．８ｐＦの付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｎ、Ｃ１２Ｔｘ１ｎとを接続した場合の特性であり、特性Ｌ４は０．８ｐＦの付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｎ、Ｃ１２Ｔｘ１ｎとを接続しなかった場合の特性である。図５の右下の特性Ｌ３と特性Ｌ４とのいずれでも６個のゲート抵抗Ｒｇ１ｎ、Ｒｇ２ｎ、Ｒｇ３ｎ、Ｒｇ４ｎ、Ｒｇ５ｎ、Ｒｇ６ｎに印加されるＲＦ漏洩信号のレベルが略均等化されている。

図７の特性Ｌｐは、図５に示す高周波スイッチでＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号を伝達するための一方のスイッチＱｍをオン状態にする制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍを３ボルトから４．５ボルトに増加することで、０ボルトの制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎによってオフ状態に制御された他方のスイッチＱｎの相互変調歪を示すものである。他方のスイッチＱｎは、ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号とは異なった例えばＰＣＳ方式のＲＦ送信信号を伝達するためのスイッチであり、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号を伝達するためのスイッチであっても良い。ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号の伝達用の一方のスイッチＱｍをオン状態にする制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍを３．０ボルトから４．５ボルトに増加することで、ＲＦ送信信号の伝達用の他の方式の他方のスイッチＱｎでの相互変調歪を−９７ｄＢｍから−１０２ｄＢｍまでに低減でき、開発当初に設定された相互変調歪の目標値−１００ｄＢｍを達成することができた。

また、図５で他端Ｔｘｎと他端近接ＦＥＴＱｎ６のゲートＧｎ６との間には０．８ｐＦのソース付加容量Ｃ１２Ｔｘ１ｎが接続され、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと入出力近接ＦＥＴＱｎ１のゲートＧｎ１との間には０．８ｐＦのドレイン付加容量Ｃ１１Ｔｘ１ｎが接続されている。その結果、制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｍと制御電圧Ｖｃｔｒｌ＿ｎとがそれぞれ４．５ボルトと０ボルトとなり、一方の高周波スイッチＱｍと他方の高周波スイッチＱｎとがそれぞれオン状態とオフ状態とされる際に、オン状態の一方の高周波スイッチＱｍからのＷＣＤＭＡ方式のＲＦ送信信号の正方向と負方向との電圧の振れにより、他方の高周波スイッチＱｎの他端近接ＦＥＴＱｎ６と入出力近接ＦＥＴＱｎ１とがオンする現象を抑圧できる。

≪アンテナスイッチの高周波スイッチの具体的な構成≫
図６は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の高周波スイッチの具体的な構成を示すブロック図である。

図１に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）のチップは、図６に示すように複数の高周波スイッチを含む。図６では、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏは、送受信アンテナＡＮＴに接続される。

ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００（１７１０ＭＨｚ〜１７８０ＭＨｚ）とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘ（１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚ）とが供給される信号端子Ｔｘ１と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子Ｔｘ１ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１が接続されている。制御端子Ｔｘ１ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１、Ｑ＿ｔ１２がオンに制御され、信号端子Ｔｘ１のＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００又はＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘは共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。制御端子Ｔｘ１ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１、Ｑ＿ｔ１２がオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿Ｔｘ１のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔ１１、Ｑ５＿ｔ１２がオンに制御され、信号端子Ｔｘ１のアイソレーションが向上される。高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１で、ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１の３個のゲート抵抗のうち入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗Ｒｇ１は３０ＫΩ、入出力端子Ｉ／Ｏに次に近接した入出力第２近接ゲート抵抗Ｒｇ２は２０ＫΩ、中間部ゲート抵抗Ｒｇ３は１０ＫΩに設定されている。ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１２の３個のゲート抵抗のうち他端Ｔｘ１に近接した他端近接ゲート抵抗Ｒｇ６は３０ＫΩ、他端Ｔｘ１に次に近接した他端第２近接ゲート抵抗Ｒｇ５は２０ＫΩ、中間部ゲート抵抗Ｒｇ４は１０ＫΩに設定されている。その結果、オフ状態の高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１は、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪を低減する
ことができる。

ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号ＧＳＭ８５０＿Ｔｘ（８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚ）とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＧＳＭ９００＿Ｔｘ（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）とが供給される信号端子Ｔｘ２と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子Ｔｘ２ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２が接続されている。制御端子Ｔｘ２ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ２１、Ｑ＿ｔ２２がオンに制御され、信号端子Ｔｘ２のＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号ＧＳＭ８５０＿Ｔｘ又はＧＳＭ９００のＲＦ送信信号ＧＳＭ９００＿Ｔｘは共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。制御端子Ｔｘ２ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ２１、Ｑ＿ｔ２２がオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿Ｔｘ２のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔ２１、Ｑ５＿ｔ２２がオンに制御され、信号端子Ｔｘ２のアイソレーションが向上される。高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２で、ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ２２の３個のゲート抵抗のうち入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗は３０ＫΩ、入出力端子Ｉ／Ｏに次に近接した入出力第２近接ゲート抵抗は２０ＫΩ、中間部ゲート抵抗は１０ＫΩに設定されている。ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ２１の３個のゲート抵抗のうち他端Ｔｘ２に近接した他端近接ゲート抵抗は３０ＫΩ、他端Ｔｘ２に次に近接した他端第２近接ゲート抵抗は２０ＫΩ、中間部ゲート抵抗は１０ＫΩに設定されている。その結果、オフ状態の高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２は、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪およびＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

ＷＣＤＭＡ９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿ＴｘとＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘとが供給される信号端子ＴＲｘ５と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子Ｒｘ５ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ５が接続されている。制御端子Ｒｘ５ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ５のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔｒ５１、Ｑ＿ｔｒ５２がオンに制御され、信号端子ＴＲｘ１のＷＣＤＭＡ９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｔｘは共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。また、アンテナで受信されたＷＣＤＭＡ９００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ９００＿Ｒｘは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信信号端子ＴＲｘ５に伝達される。制御端子Ｒｘ５ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ５のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔｒ５１、Ｑ＿ｔｒ５２がオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿ＴＲｘ５のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔｒ５１、Ｑ５＿ｔｒ５２がオンに制御され、信号端子ＴＲｘ５のアイソレーションが向上される。

ＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘ（１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚ）とＷＣＤＭＡ２１００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ２１００＿Ｒｘ（２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚ）とが供給される信号端子ＴＲｘ１と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子ＴＲｘ１ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ１が接続されている。制御端子ＴＲｘ１ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ１のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔｒ１１、Ｑ＿ｔｒ１２がオンに制御され、信号端子ＴＲｘ１のＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信信号ＷＣＤＭＡ１９００＿Ｔｘは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。また、アンテナで受信されたＷＣＤＭＡ２１００のＲＦ受信信号ＷＣＤＭＡ２１００＿Ｒｘは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信信号端子ＴＲｘ１に伝達される。制御端子ＴＲｘ１ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ１のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔｒ１１、Ｑ＿ｔｒ１２がオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿ＴＲｘ１のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔｒ１１、Ｑ５＿ｔｒ１２がオンに制御され、信号端子ＴＲｘ１のアイソレーションが向上される。

ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号ＧＳＭ８５０＿Ｒｘ（８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚ）とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号ＧＳＭ９００＿Ｒｘ（９２５ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚ）とが供給される信号端子Ｒｘ２と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子Ｒｘ２ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ２が接続されている。制御端子Ｒｘ２ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ２のＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、信号端子Ｒｘ２のＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号又はＧＳＭ９００のＲＦ受信信号は共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。制御端子Ｒｘ２ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ２のＨＥＭＴトランジスタがオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿Ｒｘ２のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、信号端子Ｒｘ２のアイソレーションが向上される。

ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿Ｒｘ（１８０５ＭＨｚ〜１８８０ＭＨｚ）が供給される信号端子Ｒｘ３と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子Ｒｘ３ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ３が接続されている。制御端子Ｒｘ３ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ３のＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、信号端子Ｒｘ３のＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿Ｒｘは共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。制御端子Ｒｘ３ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ３のＨＥＭＴトランジスタがオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿Ｒｘ３のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、信号端子Ｒｘ３のアイソレーションが向上される。

ＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘ（１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚ）が供給される信号端子Ｒｘ４と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの間には、制御端子Ｒｘ４ｃの制御信号によりオン・オフ制御される高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ４が接続されている。制御端子Ｒｘ４ｃに供給される４．５ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ４のＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、信号端子Ｒｘ４のＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘは共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。制御端子Ｒｘ４ｃの０ボルトの制御信号により高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ４のＨＥＭＴトランジスタがオフに制御される際には、接地スイッチＧＳＷ＿Ｒｘ４のゲートが接地に接続されたデプレッションモードのＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、信号端子Ｒｘ４のアイソレーションが向上される。

ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号ＧＳＭ８５０＿ＲｘとＧＳＭ９００のＲＦ受信信号ＧＳＭ９００＿Ｒｘとのための高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ２とＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号ＤＣＳ１８００＿Ｒｘのための高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ３とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号ＰＣＳ１９００＿Ｒｘのための高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ４とには、共通受信高周波スイッチＳＷ＿Ｑｃｏｍが接続されている。制御端子Ｒｘｃｃに供給される４．５ボルトの制御信号により共通受信高周波スイッチＳＷ＿ＱｃｏｍのＨＥＭＴトランジスタがオンに制御され、４つのＲＦ受信信号のいずれか１つのＲＦ受信信号が共通の入出力端子Ｉ／Ｏに伝達される。共通受信高周波スイッチＳＷ＿Ｑｃｏｍで、ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｃｏｍ１の３個のゲート抵抗のうち入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗は３０ＫΩ、入出力端子Ｉ／Ｏに次に近接した入出力第２近接ゲート抵抗は２０ＫΩ、中間部ゲート抵抗は１０ＫΩに設定されている。ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｃｏｍ２の３個のゲート抵抗のうち高周波スイッチＳＷ＿Ｒｘ２、ＳＷ＿Ｒｘ３、ＳＷ＿Ｒｘ４に近接した他端近接ゲート抵抗は３０ＫΩ、他端Ｔｘ２に次に近接した他端第２近接ゲート抵抗は２０ＫΩ、中間部ゲート抵抗は１０ＫΩに設定されている。その結果、オフ状態の共通受信高周波スイッチＳＷ＿Ｑｃｏｍは、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪およびＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

図８は、図６に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の高周波スイッチのＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号ＤＣＳ１８００＿ＴｘとＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号ＰＣＳ１９００＿Ｔｘのための高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１のマルチゲート構造のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１とゲート抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３を主として示す平面図である。マルチゲート構造のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のドレイン電極Ｄとソース電極Ｓとは、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１のマルチゲート構造の他のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１２のドレイン電極にそれぞれ接続される。マルチゲート構造のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のゲートＧ１は３０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ１に接続され、ゲートＧ２は２０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ２に接続され、ゲートＧ３は１０ＫΩのゲート抵抗Ｒｇ３に接続されている。共通の入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗Ｒｇ１と入出力第２近接ゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値が中間部ゲート抵抗Ｒｇ３の抵抗値よりも高いので、オフ状態の高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１は、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪を低減することができる。マルチゲート構造のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のゲートＧ１とゲートＧ２との間のゲート間領域は、コンタクト電極Ｃ１と電位安定化抵抗Ｒｄ１とを介してＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のドレイン電極Ｄに接続されている。ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のゲートＧ２とゲートＧ２との間のゲート間領域はコンタクト電極Ｃ２と電位安定化抵抗Ｒｄ２とを介してコンタクト電極Ｃ１と接続され、またコンタクト電極Ｃ２と電位安定化抵抗Ｒｄ３とを介してＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のソース電極Ｓと接続されている。また、ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１のドレイン電極Ｄとソース電極Ｓとの間には、ＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１がオフ状態の時にドレイン電圧とソース電圧とを等しくするための抵抗Ｒ
_Ｄ１１が接続されている。尚、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３、Ｒｄ１、Ｒｄ２、Ｒｄ３、Ｒ_Ｄ１１は、化合物半導体のメサエッチングで形成された化合物半導体のメサ抵抗である。

また、図８においてゲート抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３に比べて単位面積あたりの抵抗率（シート抵抗）の小さい半導体層で作成することもできる。通常、半導体層の線形性はシート抵抗が小さい方が優れる。そこで入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗にシート抵抗の小さい半導体層を用い、他のゲート抵抗はシート抵抗の大きい半導体層を用いる。それにより、チップ内を占めるゲート抵抗の面積をなるべく小さくしつつ、全体の歪特性を改善することができる。

或いはゲート抵抗Ｒｇ１に金属層を用いることもできる。通常、金属層は半導体層に比べるとシート抵抗は小さいが、線形性に優れる。そこで入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗に金属層を用い、他のゲート抵抗は半導体層を用いる。それにより、チップ内を占めるゲート抵抗の面積をなるべく小さくしつつ、全体の歪特性を改善することができる。

高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ１のマルチゲート構造の他のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１２とゲート抵抗Ｒｇ４、Ｒｇ５、Ｒｇ６も、図８に示したＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１とゲート抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３と同様に形成される。また、接地スイッチＧＳＷ＿Ｔｘ１のＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔ１１、Ｑ５＿ｔ１２、高周波スイッチＳＷ＿Ｔｘ２のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ２１、Ｑ＿ｔ２２、接地スイッチＧＳＷ＿Ｔｘ２のＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔ２１、Ｑ５＿ｔ２２、高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ５のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ５１、Ｑ＿ｔ５２、接地スイッチＧＳＷ＿ＴＲｘ５のＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔ５１、Ｑ５＿ｔ５２、高周波スイッチＳＷ＿ＴＲｘ１のＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔｒ１１、Ｑ＿ｔｒ１２、接地スイッチＧＳＷ＿ＴＲｘ１のＨＥＭＴトランジスタＱ５＿ｔｒ１１、Ｑ５＿ｔｒ１２、共通受信高周波スイッチＳＷ＿ＱｃｏｍのＨＥＭＴトランジスタＱｃｏｍ１、Ｑｃｏｍ２とそれらのゲート抵抗も、図８に示したＨＥＭＴトランジスタＱ＿ｔ１１とゲート抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２、Ｒｇ３と同様に形成される。その結果、図８に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣは、ＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪およびＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

≪その他の実施形態≫
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図５のアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の高周波スイッチで、一方の高周波スイッチＱｍと他方の高周波スイッチＱｎとを、ＨＥＭＴトランジスタからＮチャンネルのデプレッション型の絶縁ゲートＭＯＳトランジスタに置換することができる。尚、この時には、共通の入出力端子Ｉ／Ｏには、図１のコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣから発生される３．８ボルトのバイアス電圧を供給する。図１のコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣに外部から３ボルトの単一電源電圧が供給される場合には、３ボルトの単一電源電圧を３．８ボルトのバイアス電圧に昇圧するチャージポンプ回路等の昇圧回路がコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣ内部に含まれている。

また、図５の高周波スイッチで、高周波スイッチがＨＥＭＴトランジスタである場合も絶縁ゲートＭＯＳトランジスタである場合のいずれでも、３ボルトの単一電源電圧をオン・オフ制御入力端子Ｖｃｔｒｌ＿ｍ、Ｖｃｔｒｌ＿ｎのハイレベル電圧４．５ボルトに昇圧するチャージポンプ回路等の昇圧回路がコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣ内部に含まれている。

更に、図８で、図６に示した本発明の１つの実施形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣの高周波スイッチで、共通の入出力端子Ｉ／Ｏに近接した入出力近接ゲート抵抗Ｒｇ１を３０ＫΩの化合物半導体のメサ抵抗からタングステン、モリブデン等の高融点金属による電圧・電流特性で線形性に優れた金属薄膜抵抗に置換することもできる。また、入出力第２近接ゲート抵抗Ｒｇ２も、２０ＫΩの化合物半導体のメサ抵抗から同様に電圧・電流特性で線形性に優れた金属薄膜抵抗に置換することもできる。

図９は、アンテナスイッチＭＭＩＣと高出力電力増幅器ＨＰＡ１、ＨＰＡ２とローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２とを含む高出力電力増幅器モジュールＨＰＡ＿ＭＬの他の構成を示すブロック図である。

同図において、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）はＧａＡｓ化合物半導体集積回路のチップｃｈｉｐ２で構成され、図６に示すような高周波スイッチ回路の構成となっている。このアンテナスイッチＭＭＩＣでは、制御信号Ｒｘ４ｃ、Ｒｘ３ｃ…Ｒｘ２ｃにより、共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。ベースバンドＬＳＩからの３ビットの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答してアンテナスイッチＭＭＩＣを制御するための制御信号Ｒｘ４ｃ、Ｒｘ３ｃ…Ｒｘ２ｃを生成するコントローラＣＮＴ＿ＩＣは、シリコン半導体集積回路のチップｃｈｉｐ１の内部に構成されている。シリコン半導体集積回路のチップｃｈｉｐ１のコントローラＣＮＴ＿ＩＣには、３ボルトの単一電源電圧Ｖｄｄが供給されることより、制御信号Ｒｘ４ｃ、Ｒｘ３ｃ…Ｒｘ２ｃのハイレベル制御電圧４．５ボルトを生成する昇圧回路をコントローラＣＮＴ＿ＩＣが含んでいる。

シリコン半導体集積回路のチップｃｈｉｐ１の高出力電力増幅器ＨＰＡ１、ＨＰＡ２の電力増幅トランジスタは、コントローラＣＮＴ＿ＩＣのＣＭＯＳデバイスと同一プロセスで形成可能なＬＤ（Lateral Diffused)構造のパワーＭＯＳＦＥＴである。また、高出力電力増幅器ＨＰＡ１、ＨＰＡ２の最終段の電力増幅トランジスタは、ＧａＡｓ、ＩｎＧａＡｓ、ＳｉＧｅ等の電力付加効率に優れたＨＢＴ（Hetero Bipolar Transistor）を使用することも可能である。

シリコン半導体集積回路のチップｃｈｉｐ１とＧａＡｓ化合物半導体集積回路のチップｃｈｉｐ２とは、高出力電力増幅器モジュールＨＰＡ＿ＭＬための多層配線絶縁基板または複数の外部接続リードのタブの上に搭載されることができる。ローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２のコンデンサは、チップコンデンサが使用されることができる。ローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２のインダクタは、多層配線絶縁基板の内部の多層配線により形成されることができ、また複数の外部接続リードの一部を用いて形成されることができる。

また、上記の実施形態ではベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサとはそれぞれ別の半導体チップで構成されていたが、別な実施形態ではアプリケーションプロセッサがベースバンド信号処理ＬＳＩの半導体チップに統合された統合ワンチップとされることができる。

《代表的な実施の形態》
本願において開示される発明の別の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係る半導体集積回路は、ＤＣブースト回路（１００）を含む。前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子（１０１）と、ＤＣ制御入力端子（１０３）と、ＤＣ出力端子（１０４）とを含む。

前記ＤＣブースト回路の前記高周波入力端子に高周波入力信号（ＲＦｉｎ）が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧（Ｖｄｃ）が供給されことにより、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧（Ｖｏｕｔ）が生成される。

前記ＤＣブースト回路は、第１容量素子（１０６；Ｃ１）、第２容量素子（１１０；Ｃ２）、第１ダイオード（１０８；Ｄ１）、第２ダイオード（１０９；Ｄ２）、第１抵抗素子（１０７；Ｒ１）、第２抵抗素子（１１１；Ｒ２）を含む。前記第１容量素子と前記第１抵抗素子との直列接続の一方の端子には、前記高周波入力端子が接続される。前記直列接続の他方の端子は、前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのアノードとに接続されている。前記第１ダイオードのアノードと前記第２容量素子の一方の端子とは前記ＤＣ制御入力端子に接続され、前記第２ダイオードのカソードと前記第２容量素子の他方の端子とは前記第２抵抗素子の一方の端子に接続されている。前記第２抵抗素子の他方の端子は、前記ＤＣ出力端子に接続されている。

前記第１ダイオードと前記第２ダイオードと前記第２容量素子とからなる閉ループの内部の前記第１ダイオードの第１直列抵抗（ｒｓ１）の抵抗値と前記第２ダイオードの第２直列抵抗（ｒｓ２）の抵抗値よりも、前記第１抵抗素子の抵抗値は大きく設定されている（図１０参照）。

前記実施の形態によれば、大きな抵抗値に設定された前記第１抵抗素子によりＤＣブースト回路を高入力インピーダンスとすることができる。前記高周波入力端子に供給される前記高周波入力信号の負電圧振幅と正電圧振幅とにより生成される前記第１ダイオードの第１直列抵抗の電圧降下と前記第２ダイオードの第２直列抵抗の電圧降下とは、前記第１抵抗素子の電圧降下よりも小さくなる。前記第１ダイオードに印加される逆方向電圧と前記第２ダイオードに印加される逆方向電圧とが小さくなり、内蔵のＤＣブースト回路の寿命および動作信頼性を向上した半導体集積回路を提供することができる。

好適な実施の形態による半導体集積回路（３００）は、信号入力端子（３０６）と信号出力端子（３０１）との間に接続された高周波スイッチ（３２０；Ｑｓｗ）を更に含む。前記高周波スイッチの前記信号入力端子には高周波入力信号（ＲＦｉｎ）が供給され、前記高周波スイッチの制御入力端子には前記ＤＣブースト回路の前記ＤＣ出力端子から生成される前記ＤＣ出力電圧（Ｖｏｕｔ）が供給される（図１２参照）。

前記好適な実施の形態によれば、高周波スイッチとＤＣブースト回路とを内蔵する半導体集積回路の寿命および動作信頼性を向上することができる。

より好適な実施の形態による半導体集積回路では、前記高周波スイッチ（３２０）は電界効果トランジスタ（Ｑｓｗ）を含む。前記高周波スイッチの前記制御入力端子としての前記電界効果トランジスタのゲートに高レベルの前記ＤＣ出力電圧が供給されることにより、前記電界効果トランジスタは導通して前記高周波スイッチの前記信号入力端子に供給される前記高周波入力信号は前記信号出力端子に伝達される（図１２参照）。

具体的な実施の形態による半導体集積回路では、前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、ドレイン・ソース経路が前記高周波スイッチの前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列接続された複数の電界効果トランジスタで構成されている
（図１２参照）。

前記具体的な実施の形態によれば、直列接続された複数の電界効果トランジスタの個々のトランジスタの電圧が小さくなり、高調波歪みを低減することができる。

より具体的な実施の形態による半導体集積回路では、前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、化合物半導体チップに形成されたヘテロ接合のＨＥＭＴで構成されている（図１２参照）。

前記より具体的な実施の形態によれば、前記高周波スイッチを低いオン抵抗とすることができ、信号損失を低減することができる。

〔２〕別の観点による実施の形態に係る半導体集積回路（３００）は、送受信アンテナ（ＡＮＴ）に接続可能な入出力端子（３０１）と、少なくとも１個の受信信号出力端子（３０８）と、少なくとも１個の送信信号入力端子（３０６）とを含む。前記入出力端子と前記受信信号出力端子との間には、受信用高周波スイッチ（３０４）が接続される。前記入出力端子と前記送信信号入力端子との間には、送信高周波スイッチ（３０２）が接続される。

前記受信用高周波スイッチの受信制御入力端子（３１２）には、受信制御電圧が供給される。

前記受信用高周波スイッチは、受信用電界効果トランジスタ（３６０）を含む。前記受信用高周波スイッチの前記受信用制御入力端子としての前記受信用電界効果トランジスタのゲートに、高レベルの前記受信制御電圧が供給される。それにより、前記受信用電界効果トランジスタは導通して、前記入出力端子に前記送受信アンテナから供給される受信高周波入力信号（Ｒｘ１）が前記受信信号出力端子に伝達される。

前記送信用高周波スイッチは、送信用電界効果トランジスタ（３２０）とＤＣブースト回路（３３０）とを含む。前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子と、ＤＣ制御入力端子と、ＤＣ出力端子とを含む。前記ＤＣブースト回路の前記高周波入力端子に送信高周波出力信号（Ｔｘ１）が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧が供給されることにより、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧が生成される。前記送信用高周波スイッチの送信用信号入力端子には前記送信高周波出力信号が供給され、前記送信用高周波スイッチの送信用信号出力端子は前記入出力端子（３０１）と接続される。前記送信用高周波スイッチの送信用制御入力端子としての前記送信用電界効果トランジスタのゲートに、前記ＤＣブースト回路の前記ＤＣ出力端子からの高レベルの前記ＤＣ出力電圧が供給される。それにより、前記送信用電界効果トランジスタは導通して、前記送信用高周波スイッチの前記送信用信号入力端子に供給される前記送信高周波出力信号は前記入出力端子に伝達される。

前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子（１０１）と、ＤＣ制御入力端子（１０３）と、ＤＣ出力端子（１０４）とを含む。

前記ＤＣブースト回路の前記高周波入力端子に高周波入力信号（ＲＦｉｎ）が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧（Ｖｄｃ）が供給されことにより、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧（Ｖｏｕｔ）が生成される。

前記ＤＣブースト回路は、第１容量素子（１０６；Ｃ１）、第２容量素子（１１０；Ｃ２）、第１ダイオード（１０８；Ｄ１）、第２ダイオード（１０９；Ｄ２）、第１抵抗素子（１０７；Ｒ１）、第２抵抗素子（１１１；Ｒ２）を含む。前記第１容量素子と前記第１抵抗素子との直列接続の一方の端子には、前記高周波入力端子が接続される。前記直列接続の他方の端子は、前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのアノードとに接続されている。前記第１ダイオードのアノードと前記第２容量素子の一方の端子とは前記ＤＣ制御入力端子に接続され、前記第２ダイオードのカソードと前記第２容量素子の他方の端子とは前記第２抵抗素子の一方の端子に接続されている。前記第２抵抗素子の他方の端子は、前記ＤＣ出力端子に接続されている。

前記第１ダイオードと前記第２ダイオードと前記第２容量素子とからなる閉ループの内部の前記第１ダイオードの第１直列抵抗（ｒｓ１）の抵抗値と前記第２ダイオードの第２直列抵抗（ｒｓ２）の抵抗値よりも、前記第１抵抗素子の抵抗値は大きく設定されている（図１０参照）。

〔３〕本発明の他の実施の形態に係る高周波モジュール（ＲＦ＿ＭＬ）は、電力増幅器（ＨＰＡ１、ＨＰＡ２）と、アンテナスイッチ半導体集積回路（ＡＮＴ＿ＳＷ）とを含む。前記電力増幅器は、高周波アナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）から生成される高周波送信信号（ＲＦ＿Ｔｘ１、ＲＦ＿Ｔｘ２）を増幅してアンテナ（ＡＮＴ）へ供給する。前記アンテナスイッチ半導体集積回路は前記アンテナで受信される高周波受信信号（ＲＦ＿Ｒｘ１、ＲＦ＿Ｒｘ２）を前記高周波アナログ信号処理半導体集積回路に供給する一方、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給する。前記アンテナスイッチ半導体集積回路は、前記〔１〕に記載の半導体集積回路または前記〔２〕に記載の半導体集積回路である（図１７参照）。

《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。以下、本発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、同一の機能を有する部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

≪ＤＣブースト回路≫
図１０は、本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵されたＤＣブースト回路１００を示す回路図である。

同図に示すように、ＤＣブースト回路１００は、容量素子１０６（Ｃ１）、１１０（Ｃ２）、抵抗素子１０７（Ｒ１）、１１１（Ｒ２）、ダイオード１０８（Ｄ１）、１０９（Ｄ２）で構成されている。抵抗素子１０７の抵抗値はアンテナのインピーダンス５０Ωに比べて十分に大きい値（例えば、１０ＫΩ）に設定されているので、ＤＣブースト回路１００の入力インピーダンスは５０Ωに比べて十分に高い値となっている。従って、高周波信号入力端子１０１に入力された高周波入力信号電力ＲＦｉｎの大部分は、スイッチ素子に接続される高周波信号入力端子１０２へ流れ、わずかな一部の電力がＤＣブースト回路１００に流入される。ダイオード１０８の直列抵抗ｒｓ１とダイオード１０９の直列抵抗ｒｓ２も数Ω程度であり、抵抗素子１０７の抵抗値（例えば、１０ＫΩ）よりも十分低い。高周波信号入力端子１０１に供給される高周波入力信号電力ＲＦｉｎの負電圧振幅と正電圧振幅とにより生成されるダイオード１０８の直列抵抗ｒｓ１の電圧降下とダイオード１０９の直列抵抗ｒｓ２の電圧降下とは、抵抗素子１０７の電圧降下よりも小さくなる。ダイオード１０８に印加される逆方向電圧とダイオード１０９に印加される逆方向電圧とが小さくなり、ＤＣブースト回路１００の寿命および動作信頼性を向上することができる。尚、直列接続された容量素子１０６と抵抗素子１０７の接続順序は図１０に示した接続の順序でも良いし、順序を逆転させても良い。

ＤＣブースト回路１００の動作は、以下のように説明される。

最初に接続点１０５での高周波信号の電圧振幅が負の時を考えると、ダイオード１０８が順方向にバイアスされて導通状態となり、ダイオード１０９が逆方向にバイアスされて非導通状態となる。この時に、容量素子１０６に電流がダイオード１０８を介して流れ込み、接続点１０５に接続された容量素子１０６の一方の端子が負電圧に充電され、ダイオード１０８、１０９に接続された容量素子１０６の他方の端子が正電圧に充電される。次に、接続点１０５での高周波信号の電圧振幅が正になる時を考えると、ダイオード１０８が逆方向にバイアスされて非導通状態となり、ダイオード１０９が順方向にバイアスされて導通状態となる。この時、容量素子１０６の他方の端子に充電されていた正電荷は、ダイオード１０９を介して容量素子１１０に流れ込む。ＤＣ制御電圧供給端子１０３とダイオード１０８との接続点に接続された容量素子１１０の一方の端子が負電圧に充電され、ダイオード１０９及び抵抗素子１１１との接続点に接続された容量素子１１０の他方の端子は正電圧に充電される。高周波信号の負電圧振幅に応答した容量素子１０６の充電の動作と高周波信号の正電圧振幅に応答した容量素子１１０の充電の動作とが繰り返され、容量素子１１０が充電される。ＤＣ制御電圧供給端子１０３に印加されるＤＣ制御電圧Ｖｄｃと容量素子１１０の両端の間の充電電位差Ｖｂの和によるがＤＣ出力電圧ＶｏｕｔがＤＣブースト回路のＤＣ出力端子１０４より出力されて、アンテナスイッチＭＭＩＣの制御に用いられる。すなわち、ＤＣ制御電圧供給端子１０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃより充電電位差Ｖｂ分大きなＤＣ出力電圧ＶｏｕｔがＤＣ出力端子１０４から生成される。ＤＣ制御電圧供給端子１０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃが３ボルトで、容量素子１１０の両端の充電電位差Ｖｂが略２ボルトの場合には、ＤＣ出力端子１０４から生成されるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは略５ボルトとなる。

ここで、図１０に示した本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵されたＤＣブースト回路１００のＤＣ制御電圧供給端子１０３に３Ｖを印加して、ＤＣ出力端子１０４で約５ＶのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される場合、ダイオード１０８、１０９の逆方向電圧の大きさを考えてみる。この場合、高周波入力端子１０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎが負電圧振幅の時には、略１ｍＡのＲＦ信号電流が流れる。この電流はＤＣ制御電圧供給端子１０３からダイオード１０８（直列抵抗ｒｓ１を含む）と１０ＫΩの抵抗素子１０７とを介して高周波入力端子２０１に流入する。ダイオード１０８（直列抵抗ｒｓ１を含む）の両端には略１ボルトの電圧降下が発生する。従って、ダイオード１０８、１０９の共通接続点に接続された抵抗素子１０７の一方の端子の電圧は、ＤＣ制御電圧供給端子１０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃ３ボルトよりもダイオード１０８（直列抵抗ｒｓ１を含む）の両端の略１ボルトの電圧降下分低い略２ボルトとなる。ダイオード１０９のカソードの電圧はＤＣ出力端子２０４の略５ボルトのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに維持され、ダイオード１０９のアノードには略２ボルトの電圧が印加されている。その結果、ダイオード１０９の両端の間には、略３ボルトと極めて低い逆方向電圧が印加されることになる。高周波入力端子１０１のＲＦ入力信号ＲＦｉｎが正電圧振幅の時には、略１ｍＡのＲＦ信号電流が、高周波入力端子１０１から容量素子１０６と１０ＫΩの抵抗素子１０７とダイオード１０９（直列抵抗ｒｓ２を含む）とを介してＤＣ出力端子１０４とＤＣ制御電圧供給端子１０３とに流入する。ダイオード１０９（直列抵抗ｒｓ２を含む）の両端には、略１ボルトの電圧降下が発生する。従って、ダイオード１０８、１０９の共通接続点に接続された抵抗素子１０７の一方の端子の電圧は、ＤＣ出力端子１０４の略５ボルトのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔよりもダイオード１０９（直列抵抗ｒｓ２を含む）の両端の略１ボルトの電圧降下分高い略６ボルトとなる。ダイオード１０８のアノードの電圧はＤＣ制御入力端子２０３のＤＣ制御電圧Ｖｄｃ３ボルトに維持され、ダイオード１０８、１０９の共通接続点に接続された抵抗素子１０７の一方の端子の電圧は略６ボルトの電圧となっている。その結果、ダイオード１０８の両端の間には、略３ボルトと極めて低い逆方向電圧が印加されることになる。このように、図１１に示したＤＣブースト回路と比較して、図１０に示した本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵されたＤＣブースト回路１００のダイオード１０８、１０９の逆方向電圧を遙かに低くすることが可能となる。従って、図１０に示したＤＣブースト回路１００の寿命および動作信頼性を著しく向上することが可能と
なる。

≪ＤＣブースト回路により駆動される高周波スイッチ≫
図１２は、本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路３００に内蔵されたＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０と送信用高周波スイッチ回路３０２を示す回路図である。 同図に示すように、送信用高周波スイッチ回路３０２は、高周波信号入力端子３０６と高周波信号出力端子３０１と制御入力端子３１０とに接続されている。図１２の半導体集積回路３００に内蔵されたＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０は、図１０に示したＤＣブースト回路１００と本質的に同一である。すなわち、図１２のＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０の回路図では、図１０のダイオード１０８の直列抵抗ｒｓ１とダイオード１０９の直列抵抗ｒｓ２とに対応する直列抵抗は、ダイオード３３３、３３４は接続されていない。

しかし、図１２のダイオード３３３、３３４も、数Ω程度の直列抵抗を含むものである。

従って、図１２のＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０は、図１０のＤＣブースト回路１００と同様に、ＤＣ制御入力端子３１０のＤＣ制御電圧Ｖｄｃより容量素子２１１の両端の充電電圧Ｖｂ分大きなＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗素子３３６（Ｒ２）の他端から生成する。ＤＣ制御入力端子３１０のＤＣ制御電圧Ｖｄｃが３ボルトで、容量素子３３５（Ｃ２）の両端の充電電圧Ｖｂは略２ボルトの場合には、抵抗素子３３６（Ｒ２）の他端から生成されるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは略５ボルトとなる。図１２の半導体集積回路３００の高周波スイッチ（Ｑｓｗ）３２０は、ＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔにより駆動されて導通状態となる。導通状態の高周波スイッチ（Ｑｓｗ）３２０を介して、高周波信号入力端子３０６に供給される高周波入力信号ＲＦｉｎとしてのＲＦ送信信号Ｔｘは、アンテナＡＮＴに接続される信号出力端子３０１へ伝達される。ＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔにより高周波スイッチ（Ｑｓｗ）３２０のオン抵抗Ｒｏｎが低減されて、アンテナＡＮＴに接続される信号出力端子３０１へ伝達されるＲＦ信号損失が低減されることができる。また、図１２では図示されていないが、アンテナＡＮＴに接続される信号出力端子３０１は信号入出力端子としても機能して、信号出力端子３０１には受信用高周波スイッチが接続される。送信動作モードでは、受信用高周波スイッチは非導通状態に制御され、送信用高周波スイッチ（Ｑｓｗ）３２０は導通状態に制御される。高周波スイッチ（Ｑｓｗ）３２０がオン状態に制御される際に、ＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔにより信号入出力端子３０１の電圧も高レベルとなる。この時に、図示されていない受信用高周波スイッチのゲートのＤＣ制御入力端子には低レベルのＤＣ制御電圧が印加され、受信用高周波スイッチは非導通状態となる。受信用高周波スイッチのソース・ドレインの高レベルの電圧とゲートの低レベルのＤＣ制御電圧とによって、受信用高周波スイッチのＦＥＴのゲート・ソース間電圧は深い逆方向バイアス電圧となる。受信用高周波スイッチのＦＥＴのゲート・ソース間電圧が浅い逆方向バイアス電圧の場合には、送信用高周波スイッチから伝達されるＲＦ送信信号により駆動される受信用高周波スイッチのＦＥＴのゲート容量の容量値の変化が大きくなる。受信用高周波スイッチのＦＥＴのゲート容量の容量値の大きな変化は、アンテナスイッチの大きな高調波歪みの原因となる。図１２に示した半導体集積回路３００では、ＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔにより、受信用高周波スイッチのＦＥＴのゲート・ソース間電圧は深い逆方向バイアス電圧となる。受信用高周波スイッチのＦＥＴのゲート容量の容量値の変化を小さくでき、アンテナスイッチの高調波歪みを低減することができる。

図１２に示した半導体集積回路３００では、送信用高周波スイッチ（Ｑｓｗ）３２０は、高周波信号入力端子３０６と信号出力端子３０１との間にドレイン・ソース経路が直列接続された複数の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄにより構成されている。直列接続された複数の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄの個々のＦＥＴの電圧が小さくなり、アンテナスイッチの高調波歪みを低減することができる。ＦＥＴ３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄのドレイン・ソース間に高抵抗の抵抗素子３２２Ａ、３２２Ｂ、３２２Ｃ、３２２Ｄが接続され、個々のＦＥＴのドレイン・ソースは直流的に略同一の電位に維持されることができる。略同一の電位に維持された個々のＦＥＴのドレイン・ソース電圧を基準としたＦＥＴ３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄのゲート電圧の高・低により、ＦＥＴ３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄのオン・オフが決定される。また、ＦＥＴ３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄのゲートには抵抗素子３２１Ａ、３２１Ｂ、３２１Ｃ、３２１Ｄを介して、ＤＣブースト回路（ＤＣＢＣ）３３０からのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。更に、ＦＥＴ３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄのゲートには抵抗素子３２３を介して、ＤＣ制御入力端子３１０のＤＣ制御電圧Ｖｄｃが供給される。尚、ＦＥＴ３２０Ａ、３２０Ｂ、３２０Ｃ、３２０Ｄとしては、低いオン抵抗を持つヘテロ接合構造のＨＥＭＴが使用されている。尚、ＨＥＭＴは、High Electron Mobility Transistorの略である。

図１３は、図１０と図１２とに示した本発明の１つの実施の形態による半導体集積回路に内蔵された送信用高周波スイッチ回路を駆動するＤＣブースト回路の高周波等価回路を示す回路図である。抵抗素子１０７の抵抗値をＲ１、ダイオード１０８、１０９の等価インピーダンスを各々Ｚ１、Ｚ２とする。ダイオード１０８、１０９の一方の等価インピーダンスが他方の等価インピーダンスよりも十分大きくなる。従って、Ｚ１＜＜Ｚ２とすると、入力インピーダンスＺｉｎ１は、
Ｚｉｎ１＝Ｒ１＋（Ｚ１||Ｚ２）
≒Ｒ１＋Ｚ１ …（数１）
となる。

同様に、図１４は、図１１に示した本発明に先立って本発明者等により検討されたＤＣブースト回路の高周波等価回路を示す回路図である。抵抗素子２０７、２０８の抵抗値を等しいＲ１１とし、ダイオード２０９、２１０の等価インピーダンスを各々Ｚ１、Ｚ２とする。ダイオード２０９、２１０の一方の等価インピーダンスが他方の等価インピーダンスよりも十分大きくなる。従って、Ｚ１＜＜Ｚ２とすると、入力インピーダンスＺｉｎ２は、
Ｚｉｎ２＝（Ｒ１１＋Ｚ１）||（Ｒ１１＋Ｚ２）
≒（Ｒ１１＋Ｚ１）・（Ｒ１１＋Ｚ２）／（２・Ｒ１１＋Ｚ２） …（数２）
となる。

ＤＣブースト回路での昇圧により生成されるＤＣ出力電圧のレベルは、ＤＣブースト回路に供給される高周波入力信号ＲＦｉｎの入力電力で決定される。すなわち、図１０と図１１に示したＤＣブースト回路は、互いに入力インピーダンスが等しい時に同じレベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。（数１）と（数２）より、図１０と図１１のＤＣブースト回路は等しいレベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを生成するためには、Ｒ１＞Ｒ１１である必要がある。発明者らによるシミュレーション結果では、等しいレベルのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｒ１≒０．７・Ｒ１１の時に生成されることが判明した。またＤＣブースト回路の昇圧動作では、抵抗素子１０７、２０７、２０８を介して容量素子１０６、１１０、２０６、２１１が充電・放電される。ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００等のマルチバンドの送受信を可能とする携帯電話では、搭載されるアンテナスイッチの複数の高周波スイッチを高速で非導通・導通に駆動する必要がある。そのためには、ＤＣブースト回路の入力インピーダンスを有る程度低くする必要がある。図１０に示す本発明の１つの実施の形態によるＤＣブースト回路は、有る程度低い入力インピーダンスを比較的低い抵抗値Ｒ１の抵抗素子１０７により実現することができる。比較的低い抵抗値Ｒ１の抵抗素子１０７は、半導体チップ上で小さなチップ専有面積で形成される。従って、図１０に示す本発明の１つの実施の形態によるＤＣブースト回路を採用することにより、アンテナスイッチＭＭＩＣのチップ面積を低減することが可能となる。

≪アンテナスイッチＭＭＩＣ≫
図１５は、本発明の他の１つの実施の形態によるアンテナスイッチマイクロウェーブモノリシック半導体集積回路（ＭＭＩＣ）３００を示す回路図である。

図１５に示したアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）は共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と送信端子Ｔｘ１（３０６）、Ｔｘ２（３０７）、受信端子Ｒｘ１（３０８）、Ｒｘ２（３０９）のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションを得るものである。アンテナスイッチの分野では、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）はシングルポール（Single Pole）と呼ばれる。このシングルポールＩ／Ｏ（３０１）と送信端子Ｔｘ１（３０６）、Ｔｘ２（３０７）、受信端子Ｒｘ１（３０８）、Ｒｘ２（３０９）間の合計４個の信号経路は、４スロー（4 throw）と呼ばれる。従って、図１５のアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）は、シングルポール４スロー（ＳＰ４Ｔ； Single Pole 4 throw）型のスイッチである。

アンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）は、４個の高周波スイッチ３０２、３０３、３０４、３０５を含む。第１送信スイッチ３０２は共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第１送信端子Ｔｘ１（３０６）との間を接続することにより、第１送信端子Ｔｘ１（３０６）から共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）への第１送信信号の経路を確立する。第２送信スイッチ３０３は共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第２送信端子Ｔｘ２（３０７）との間を接続することにより、第２送信端子Ｔｘ２（３０７）から共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）への第２送信信号の経路を確立する。第１受信スイッチ３０４は共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第１受信端子Ｒｘ１（３０８）との間を接続することにより、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）から第１受信端子Ｒｘ１（３０８）への第１受信信号の経路を確立する。第２受信スイッチ３０５は共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第２受信端子Ｒｘ２（３０９）との間を接続することにより、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）から第２受信端子Ｒｘ２（３０９）への第２受信信号の経路を確立する。尚、４個の高周波スイッチ３０２、３０３、３０４、３０５を構成する高周波スイッチＦＥＴ３２０、３４０、３６０、３７０としては、低いオン抵抗を持つヘテロ接合構造のＨＥＭＴが使用されている。

共通の入出力端子３０１には送受信アンテナＡＮＴが接続され、第１送信端子Ｔｘ１（３０６）には第１電力増幅器が第１ローパスフィルタを介して接続され（図示せず）、第２送信端子Ｔｘ２（３０７）には図示されてない第２電力増幅器が第２ローパスフィルタを介して接続されることができる（図示せず）。第１受信端子Ｒｘ１（３０８）には第１低雑音増幅器が第１表面弾性波フィルタを介して接続され（図示せず）、第２受信端子Ｒｘ２（３０９）には第２低雑音増幅器が第２表面弾性波フィルタを介して接続されることができる（図示せず）。

第１送信スイッチ３０２は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第１送信端子Ｔｘ１（３０６）との間に直列接続された第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄを含んでいる。各ＦＥＴのソース・ドレイン間には抵抗素子３２２Ａ…３２２Ｄが接続されている。各ゲートは抵抗素子３２１Ａ…３２１Ｄの一端に接続され、抵抗素子３２１Ａ…３２１Ｄの他端は抵抗素子３２３を介して第１送信ＤＣ制御端子３１０に接続される。また、第１送信スイッチ３０２は、第１容量素子３３１、第２容量素子３３５、第１抵抗素子３３２、第２抵抗素子３３６、第１ダイオード３３３、第２ダイオード３３４で構成された第１送信ＤＣブースト回路３３０を含んでいる。第１抵抗素子３３２、第２抵抗素子３３６の抵抗値は、第１ダイオード３３３の直列抵抗成分と第２ダイオード３３４の直列抵抗成分の抵抗値よりも十分大きな値に設定されている。第１送信スイッチ３０２の第１送信ＤＣブースト回路３３０には、第１送信端子Ｔｘ１（３０６）から第１送信ＲＦ信号が供給され第１送信ＤＣ制御端子３１０に第１送信ＤＣ制御電圧が供給される。それにより、図１５の第１送信スイッチ３０２の第１送信ＤＣブースト回路３３０は、図１０に示したＤＣブースト回路１００と本質的に同一の昇圧動作を実行する。

第２送信スイッチ３０３は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第２送信端子Ｔｘ２（３０７）との間に直列接続された第２送信ＦＥＴ３４０Ａ…３４０Ｄを含んでいる。各ＦＥＴのソース・ドレイン間には抵抗素子３４２Ａ…３４２Ｄが接続されている。各ゲートは抵抗素子３４１Ａ…３４１Ｄの一端に接続され、抵抗素子３４１Ａ…３４１Ｄの他端は抵抗素子３４３を介して第２送信ＤＣ制御端子３１１に接続される。また、第１送信スイッチ３０３は、第１容量素子３５１、第２容量素子３５５、第１抵抗素子３５２、第２抵抗素子３５６、第１ダイオード３５３、第２ダイオード３５４で構成された第２送信ＤＣブースト回路３５０を含んでいる。第１抵抗素子３５２、第２抵抗素子３５６の抵抗値は、第１ダイオード３５３の直列抵抗成分と第２ダイオード３５４の直列抵抗成分の抵抗値よりも十分大きな値に設定されている。第２送信スイッチ３０３の第２送信ＤＣブースト回路３５０には、第２送信端子Ｔｘ２（３０７）から第２送信ＲＦ信号が供給され第２送信ＤＣ制御端子３１１に第２送信ＤＣ制御電圧が供給される。それにより、図１５の第２送信スイッチ３０３の第２送信ＤＣブースト回路３５０は、図１０に示したＤＣブースト回路１００と本質的に同一の昇圧動作を実行する。

第１受信スイッチ３０４は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第１受信端子Ｒｘ１（３０８）との間に直列接続された第１受信ＦＥＴ３６０Ａ…３６０Ｄを含んでいる。各ＦＥＴのソース・ドレイン間には抵抗素子３６２Ａ…３６２Ｄが接続されている。各ゲートは抵抗素子３６１Ａ…３６１Ｄの一端に接続され、抵抗素子３６１Ａ…３６１Ｄの他端は抵抗素子３６３を介して第１受信ＤＣ制御端子３１２に接続されている。

第２受信スイッチ３０５は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）と第２受信端子Ｒｘ２（３０９）との間に直列接続された第２受信ＦＥＴ３７０Ａ…３７０Ｄを含んでいる。各ＦＥＴのソース・ドレイン間には抵抗素子３７２Ａ…３７２Ｄが接続されている。各ゲートは抵抗素子３７１Ａ…３７１Ｄの一端に接続され、抵抗素子３７１Ａ…３７１Ｄの他端は抵抗素子３７３を介して第２受信ＤＣ制御端子３１３に接続されている。また、受信状態で送受信アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）に供給される第１ＲＦ受信信号の電力レベルは、送信状態でＲＦ電力増幅器から送受信アンテナＡＮＴ供給されるＲＦ送信信号の電力レベルと比較すると極めて小さい。従って、第１受信スイッチ３０４や第２受信スイッチ３０５の内部に第１送信スイッチ３０２の第１送信ＤＣブースト回路３３０や第２送信スイッチ３０３の第２送信ＤＣブースト回路３５０のような受信ＤＣブースト回路を配置しても、受信ＤＣブースト回路の昇圧機能は極めて低い。この理由から、第１受信スイッチ３０４や第２受信スイッチ３０５の内部には、受信用のＤＣブースト回路が配置されていない。

図１５のアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）の第１送信スイッチ３０２の第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄは、第１送信ＤＣブースト回路３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧により駆動されて導通状態となる。導通状態の第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄを介して、第１送信端子Ｔｘ１（３０６）に供給される第１送信ＲＦ信号はアンテナＡＮＴに接続される共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）へ伝達される。第１送信ＤＣブースト回路３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧により第１送信スイッチ３０２の第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄのオン抵抗Ｒｏｎが低減されて、アンテナＡＮＴに接続される共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）へ伝達されるＲＦ信号損失が低減されることができる。また、第１送信ＤＣブースト回路３３０からの高レベルのＤＣ出力電圧により第１送信スイッチ３０２の第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄがオン状態に制御される際に、高レベルのＤＣ出力電圧により共通の入出力端子Ｉ／Ｏ（３０１）の電圧も高レベルとなる。この時に、第２送信スイッチ３０３の第２送信ＤＣ制御端子３１１の第２送信ＤＣ制御電圧と、第１受信スイッチ３０４の第１受信ＤＣ制御端子３１２の第１受信ＤＣ制御電圧と、第２受信スイッチ３０５の第２受信ＤＣ制御端子３１３の第２受信ＤＣ制御電圧とは、低レベルのＤＣ制御電圧となっている。従って、第２送信スイッチ３０３の第２送信ＦＥＴ３４０Ａ…３４０Ｄと、第１受信スイッチ３０４の第１受信ＦＥＴ３６０Ａ…３６０Ｄと、第２受信スイッチ３０５の第２受信ＦＥＴ３７０Ａ…３７０Ｄとは、非導通状態となる。また、高レベルのＤＣ出力電圧により、非導通状態の第２送信ＦＥＴ３４０Ａ…３４０Ｄ、第１受信ＦＥＴ３６０Ａ…３６０Ｄ、第２受信ＦＥＴ３７０Ａ…３７０Ｄの各ＦＥＴのゲート・ソース間電圧は深い逆方向バイアス電圧となる。これらのＦＥＴのゲート容量の容量値の変化を小さくでき、アンテナスイッチの高調波歪みを低減することができる。

また、図１５のアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）の第２送信スイッチ３０３の第２送信ＦＥＴ３４０Ａ…３４０Ｄが第２送信ＤＣブースト回路３５０からの高レベルのＤＣ出力電圧により駆動されて導通状態となる場合には、第１送信スイッチ３０２の第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄと、第１受信スイッチ３０４の第１受信ＦＥＴ３６０Ａ…３６０Ｄと、第２受信スイッチ３０５の第２受信ＦＥＴ３７０Ａ…３７０Ｄとは、非導通状態となる。また、非導通状態の第１送信ＦＥＴ３２０Ａ…３２０Ｄ、第１受信ＦＥＴ３６０Ａ…３６０Ｄ、第２受信ＦＥＴ３７０Ａ…３７０Ｄの各ＦＥＴのゲート・ソース間電圧は深い逆方向バイアス電圧となる。これらのＦＥＴのゲート容量の容量値の変化を小さくでき、アンテナスイッチの高調波歪みを低減することができる。

以上のようにＳＰ４Ｔ型のアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）は構成されるが、図１５の内部の抵抗素子は化合物半導体のメサ抵抗や金属薄膜抵抗を用い、図１５の内部の容量素子はＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ Ｍｅｔａｌ）容量を用いることができる。しかしながら、図１５の内部の抵抗素子および容量素子はこれらに限定されるものではなく、他の製造方法で製造される抵抗素子および容量素子に変更可能であることは言うまでもない。

≪ＤＣブースト回路のデバイス構造≫
図１６は、図１５に示した本発明の１つの実施の形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）の第１送信スイッチ３０２の第１送信ＤＣブースト回路３３０や第２送信スイッチ３０３の第２送信ＤＣブースト回路３５０のデバイス構造を示す平面図である。

同図に示すようにＤＣブースト回路の高周波入力端子４０１（Ｔｘ）は、第１容量素子Ｃ１の一端に接続されている。第１容量素子Ｃ１は、下層の第１層配線の金属層４０４と上層の第２層配線の金属層４０５と層間絶縁層とのＭＩＭ容量で構成されている。金属層４０４は接続点４０６を経由して第１抵抗素子Ｒ１を形成する抵抗４０７の一端に接続され、抵抗４０７の他端は接続点４０８を経由して金属層４０９に接続されている。金属層４０９には、第１ダイオードＤ１のカソードと第２ダイオードＤ２のアノードとが接続されている。第１ダイオードＤ１は、ソース電極４１１（Ｓ）、ドレイン電極４１２（Ｄ）、ゲート電極４１３（Ｇ）を持つＦＥＴ（４１０）で形成される。ＦＥＴ（４１０）のソース電極４１１（Ｓ）とドレイン電極４１２（Ｄ）とは、金属層４０９により短絡されている。ＦＥＴ（４１０）のゲート電極４１０（Ｇ）とソース電極４１１（Ｓ）とが、ショットキーダイオード（Ｄ１）のアノードとカソードとなる。カソードとしてのソース電極４１１（Ｓ）とドレイン電極４１２（Ｄ）は金属層４０９に接続され、アノードとしてのゲート電極４１３（Ｇ）は金属層４２０に接続され、金属層４２０はＤＣ制御電圧Ｖｄｃが供給されるＤＣ制御入力端子４０２に接続されている。同様に、第２ダイオードＤ２は、ソース電極４１５（Ｓ）、ドレイン電極４１６（Ｄ）、ゲート電極４１７（Ｇ）を持つＦＥＴ（４１４）で形成される。ＦＥＴ（４１４）のソース電極４１５（Ｓ）とドレイン電極４１６（Ｄ）とは、金属層４１８により短絡されている。ＦＥＴ（４１４）のゲート電極４１７（Ｇ）とソース電極４１５（Ｓ）とが、ショットキーダイオード（Ｄ２）のアノードとカソードとなる。ＦＥＴ（４１４）のゲート電極４１７（Ｇ）は金属層４０９に接続され、ソース電極４１５（Ｓ）とドレイン電極４１６（Ｄ）は金属層４１８により短絡されている。ＦＥＴ（４１４）のゲート電極４１７（Ｇ）とソース電極４１５（Ｓ）とが、ショットキーダイオード（Ｄ２）のアノードとカソードとなる。アノードとしてのゲート電極４１７（Ｇ）は金属層４０９に接続され、カソードとしてのソース電極４１５（Ｓ）とドレイン電極４１６（Ｄ）は金属層４１８に接続されている。金属層４１８は接続点４１９を経由して第２容量素子Ｃ２の一端に接続されている。第２容量素子Ｃ２は、下層の第１層配線の金属層４２１と上層の第２層配線の金属層４２０と層間絶縁層とのＭＩＭ容量で構成されている。下層の第１層配線の金属層４２１は、接続点４２２を経由して第２抵抗素子Ｒ２を形成する抵抗４２３の一端に接続され、抵抗４２３の他端は接続点４２４を経由してＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが生成されるＤＣ出力端子４０３に接続されている。ショットキーダイオードＤ１、Ｄ２を形成するＦＥＴ４１０、４１４は、図１５の４個の高周波スイッチ３０２、３０３、３０４、３０５を構成する高周波スイッチＦＥＴ３２０、３４０、３６０、３７０のＨＥＭＴと同一構造で、また、同一製造プロセスで製造す
ることができる。

≪高周波モジュール≫
図１７は、本発明の１つの実施の形態によるアンテナスイッチＭＭＩＣを内蔵した高周波モジュールと高周波アナログ信号処理半導体集積回路とベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。

同図に示された高周波モジュールＲＦ＿ＭＬは、図１５に示したアンテナスイッチマイクロウェーブモノリシック半導体集積回路（ＡＮＴ＿ＳＷ）とＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１、ＨＰＡ２とローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２とコントローラ集積回路（ＣＮＴ＿ＩＣ）とを含んでいる。携帯電話の送受信用アンテナＡＮＴには、高周波モジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏが接続されている。ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔは、高周波アナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）（以下ＲＦＩＣ）を経由して高周波モジュール（ＲＦ＿ＭＬ）のコントローラ集積回路（ＣＮＴ＿ＩＣ）に供給される。送受信用アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／Ｏへの高周波信号の流れは携帯電話の受信動作ＲＸとなり、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信用アンテナＡＮＴへの高周波信号の流れは携帯電話の送信動作ＴＸとなる。

ＲＦＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）はベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳを高周波送信信号に周波数アップコンバージョンを行い、逆に送受信用アンテナＡＮＴで受信された高周波受信信号を受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳに周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給する。

高周波モジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ１、Ｒｘ２のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。

尚、ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）は図示されていない外部不揮発性メモリと図示されていないアプリケーションプロセッサとに接続されている。アプリケーションプロセッサは、図示されていない液晶表示装置と図示されていないキー入力装置とに接続され、汎用プログラムやゲームを含む種々のアプリケーションプログラムを実行することができる。携帯電話等のモバイル機器のブートプログラム（起動イニシャライズプログラム）、オペレーティングシステムプログラム（ＯＳ）、ベースバンド信号処理ＬＳＩの内部のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によるＧＳＭ方式等の受信ベースバンド信号に関する位相復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調のためのプログラム、種々のアプリケーションプログラムは、外部不揮発性メモリに格納されることができる。

ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００の送信周波数バンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。尚、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号の周波数は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００のＲＦ送信信号の周波数は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳからこの送信周波数バンドへの周波数アップコンバージョンを行って、高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ１が生成される。この送信周波数バンドの高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ１は、高周波モジュールＲＦ＿ＭＬのＲＦ高出力電力増幅器ＨＰＡ１で電力増幅され、ローパスフィルタＬＰＦ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ１に供給される。送信端子Ｔｘ１に供給されたＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００の高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ１は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００の高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ１は、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。尚、ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号の周波数は８６９ＭＨｚ〜８９４ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００のＲＦ受信信号の周波数は９２５ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚである。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ１から得られるこの受信周波数バンドの高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ１は表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介してＲＦＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ１で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＧＳＭの高周波受信信号ＧＳＭ＿Ｒｘから受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＧＳＭ８５０またはＧＳＭ９００の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続による高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ１の送信と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ１との接続による高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ１の受信とを時分割で行う。

ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳがＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の送信周波数バンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。尚、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号の周波数は１７１０ＭＨｚ〜１７８０ＭＨｚであり、ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号の周波数は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚである。この場合には、ＲＦＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをこの送信周波数バンドへの周波数アップコンバージョンを行って、この送信周波数バンドの高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ２が生成される。この送信周波数バンドの高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ２は、高周波モジュールＲＦ＿ＭＬのＲＦ高出力電力増幅器ＨＰＡ２で電力増幅され、ローパスフィルタＬＰＦ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ２に供給される。送信端子Ｔｘ２に供給されたＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ２は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。

送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ２は、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。尚、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号の周波数は１８０５ＭＨｚ〜１８０ＭＨｚであり、ＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号の周波数は１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚである。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ２から得られるＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ２は表面弾性波フィルタＳＡＷ２を介してＲＦＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ２で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ２から受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。

ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続による高周波送信信号ＲＦ＿Ｔｘ２の送信と共通の入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続による高周波受信信号ＲＦ＿Ｒｘ２の受信とを時分割で行う。 以上本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図１５のアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）の高周波スイッチで、高周波スイッチ３２０、３４０、３６０、３７０を、ＨＥＭＴトランジスタからＮチャンネルのデプレッション型の絶縁ゲートＭＯＳトランジスタに置換することができる。尚、この時には、共通の入出力端子Ｉ／Ｏには、図１７のコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣから発生される略４ボルトのバイアス電圧を供給する。図１７のコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣに外部から３ボルトの単一電源電圧が供給される場合には、３ボルトの単一電源電圧を略４ボルトのバイアス電圧に昇圧するチャージポンプ回路等の昇圧回路がコントローラ集積回路ＣＮＴ＿ＩＣ内部に含まれている。

また、図１５のアンテナスイッチＭＭＩＣ（３００）がＷＣＤＭＡの１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚのＲＦ送信信号の送信とＷＣＤＭＡの２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚのＲＦ受信信号の受信とを切り換えることも可能である。

また、上記の実施形態ではベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサとはそれぞれ別の半導体チップで構成されていたが、別な実施形態ではアプリケーションプロセッサがベースバンド信号処理ＬＳＩの半導体チップに統合された統合ワンチップとされることができる。

本発明によれば、ＲＦ通信端末装置に搭載されるアンテナスイッチにおいてＷＣＤＭＡ方式で重要な相互変調歪またはＧＳＭ方式で重要な高調波歪を低減することができる。

また、本発明によれば、内蔵のＤＣブースト回路の寿命および動作信頼性を向上した半導体集積回路を提供することができる。

Claims (25)

1. ２つの高周波スイッチを含み、
   前記２つの高周波スイッチの一方の高周波スイッチの一端と前記２つの高周波スイッチの他方の高周波スイッチの一端とは共通の入出力端子に接続され、前記共通の入出力端子は無線周波数通信端末機器のアンテナと接続可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの他端には所定の通信方式によるＲＦ送信信号とＲＦ受信信号とが供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチの他端には前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦ受信信号と異なる他のＲＦ送信信号と他のＲＦ受信信号との少なくともいずれか一方が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチは直列接続された複数の電界効果トランジスタを含み、前記他方の高周波スイッチは直列接続された他の複数の電界効果トランジスタを含み、
   前記一方の高周波スイッチの前記複数の電界効果トランジスタの複数のゲートには前記一方の高周波スイッチのオン・オフ制御のための制御電圧が供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタの他の複数のゲートには前記他方の高周波スイッチのオン・オフ制御のための他の制御電圧が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの前記複数の電界効果トランジスタの前記複数のゲートと前記制御電圧が供給される制御端子との間には複数の抵抗がそれぞれ接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタの前記他の複数のゲートと前記他の制御電圧が供給される他の制御端子との間には他の複数の抵抗がそれぞれ接続され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記共通の入出力端子に最も近接した入出力近接電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の入出力近接抵抗は、第１の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記入出力近接電界効果トランジスタと前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他方の高周波スイッチの前記他端に最も近接した他端近接電界効果トランジスタとの間の中間部には第１中間部電界効果トランジスタと第２中間部電界効果トランジスタが直列接続され、前記第１中間部電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の第１中間部抵抗と前記第２中間部電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の第２中間部抵抗とは第２の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記入出力近接抵抗の前記第１の電圧・電流特性の線形性は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の前記第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他方の高周波スイッチの前記他端に最も近接した前記他端近接電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の他端近接抵抗は、第３の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記他端近接抵抗の前記第３の電圧・電流特性の線形性は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の前記第２の電圧・電流特性の前記線形性よりも高く設定され、
   前記入出力近接抵抗の抵抗値は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、前記他端近接抵抗の抵抗値は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記入出力近接電界効果トランジスタの次に前記共通の入出力端子に近接した入出力第２近接電界効果トランジスタのゲートと前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第１抵抗が接続され、前記入出力第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートと前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第２抵抗が接続され、前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他の制御端子との間に第３抵抗が接続され、
   前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記入出力近接抵抗は、前記第１抵抗と前記第２抵抗と前記第３抵抗とを含み、前記入出力第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された入出力第２近接抵抗は、前記第１抵抗を含まず、前記第２抵抗と前記第３抵抗とを含み、前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記第１中間部抵抗は、前記第１抵抗と前記第２抵抗とを含まず、前記第３抵抗を含み、
   前記他方の高周波スイッチで前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他の制御端子との間に、第４抵抗が接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他端近接電界効果トランジスタの次に前記他方の高周波スイッチの前記他端に近接した他端第２近接電界効果トランジスタのゲートと前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第５抵抗が接続され、前記他端第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他端近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第６抵抗が接続され、
   前記他端近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記他端近接抵抗は前記第４抵抗と前記第５抵抗と前記第６抵抗とを含み、前記他端第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された他端第２近接抵抗は、前記第６抵抗を含まず、前記第４抵抗と前記第５抵抗とを含み、前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記第２中間部抵抗は、前記第５抵抗と前記第６抵抗とを含まず、前記第４抵抗を含むことを特徴とする半導体集積回路。
2. 前記２つの高周波スイッチの前記一方の高周波スイッチの前記他端には前記所定の通信方式としてのＷＣＤＭＡ方式による前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦ受信信号とが供給可能にされ、前記２つの高周波スイッチの前記他方の高周波スイッチの前記他端には前記他のＲＦ送信信号が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの前記他端と接地ノードとの間には一方の接地スイッチが接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他端と前記接地ノードとの間には他方の接地スイッチが接続され、
   前記一方の高周波スイッチがオン状態に制御される時には、前記一方の接地スイッチはオフ状態に、前記他方の高周波スイッチはオフ状態に、前記他方の接地スイッチはオン状態にそれぞれ制御され、
   前記他方の高周波スイッチがオン状態に制御される時には、前記他方の接地スイッチはオフ状態に、前記一方の高周波スイッチはオフ状態に、前記一方の接地スイッチはオン状態にそれぞれ制御されることを特徴とする請求項１に記載の半導体集積回路。
3. 前記共通の入出力端子と前記他方の高周波スイッチの前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に入出力付加容量が接続されていることを特徴とする請求項２に記載の半導体集積回路。
4. 前記２つの高周波スイッチの前記他方の高周波スイッチの前記他端に供給される前記他のＲＦ送信信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のいずれかのＲＦ送信信号であることを特徴とする請求項２に記載の半導体集積回路。
5. ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路から生成されるＲＦ送信信号を増幅してアンテナへ供給する電力増幅器と、
   前記アンテナで受信されるＲＦ受信信号を前記ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路に供給するとともに、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するアンテナスイッチ半導体集積回路とを含むＲＦモジュールであって、
   前記アンテナスイッチ半導体集積回路は、２つの高周波スイッチを含み、
   前記２つの高周波スイッチの一方の高周波スイッチの一端と前記２つの高周波スイッチの他方の高周波スイッチの一端とは共通の入出力端子に接続され、前記共通の入出力端子は無線周波数通信端末機器のアンテナと接続可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの他端には所定の通信方式によるＲＦ送信信号とＲＦ受信信号とが供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチの他端には前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦ受信信号と異なる他のＲＦ送信信号と他のＲＦ受信信号との少なくともいずれか一方が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチは直列接続された複数の電界効果トランジスタを含み、前記他方の高周波スイッチは直列接続された他の複数の電界効果トランジスタを含み、
   前記一方の高周波スイッチの前記複数の電界効果トランジスタの複数のゲートには前記一方の高周波スイッチのオン・オフ制御のための制御電圧が供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタの他の複数のゲートには前記他方の高周波スイッチのオン・オフ制御のための他の制御電圧が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの前記複数の電界効果トランジスタの前記複数のゲートと前記制御電圧が供給される制御端子との間には複数の抵抗がそれぞれ接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタの前記他の複数のゲートと前記他の制御電圧が供給される他の制御端子との間には他の複数の抵抗がそれぞれ接続され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記共通の入出力端子に最も近接した入出力近接電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の入出力近接抵抗は、第１の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記入出力近接電界効果トランジスタと前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他方の高周波スイッチの前記他端に最も近接した他端近接電界効果トランジスタとの間の中間部には第１中間部電界効果トランジスタと第２中間部電界効果トランジスタが直列接続され、前記第１中間部電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の第１中間部抵抗と前記第２中間部電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の第２中間部抵抗とは第２の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記入出力近接抵抗の前記第１の電圧・電流特性の線形性は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の前記第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他方の高周波スイッチの前記他端に最も近接した前記他端近接電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の他端近接抵抗は、第３の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記他端近接抵抗の前記第３の電圧・電流特性の線形性は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の前記第２の電圧・電流特性の前記線形性よりも高く設定され、
   前記入出力近接抵抗の抵抗値は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、前記他端近接抵抗の抵抗値は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記入出力近接電界効果トランジスタの次に前記共通の入出力端子に近接した入出力第２近接電界効果トランジスタのゲートと前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第１抵抗が接続され、前記入出力第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートと前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第２抵抗が接続され、前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他の制御端子との間に第３抵抗が接続され、
   前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記入出力近接抵抗は、前記第１抵抗と前記第２抵抗と前記第３抵抗とを含み、前記入出力第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された入出力第２近接抵抗は、前記第１抵抗を含まず、前記第２抵抗と前記第３抵抗とを含み、前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記第１中間部抵抗は、前記第１抵抗と前記第２抵抗とを含まず、前記第３抵抗を含み、
   前記他方の高周波スイッチで前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他の制御端子との間に、第４抵抗が接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他端近接電界効果トランジスタの次に前記他方の高周波スイッチの前記他端に近接した他端第２近接電界効果トランジスタのゲートと前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第５抵抗が接続され、前記他端第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他端近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第６抵抗が接続され、
   前記他端近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記他端近接抵抗は前記第４抵抗と前記第５抵抗と前記第６抵抗とを含み、前記他端第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された他端第２近接抵抗は、前記第６抵抗を含まず、前記第４抵抗と前記第５抵抗とを含み、前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記第２中間部抵抗は、前記第５抵抗と前記第６抵抗とを含まず、前記第４抵抗を含むことを特徴とするＲＦモジュール。
6. 前記２つの高周波スイッチの前記一方の高周波スイッチの前記他端には前記所定の通信方式としてのＷＣＤＭＡ方式による前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦ受信信号とが供給可能にされ、前記２つの高周波スイッチの前記他方の高周波スイッチの前記他端には前記他のＲＦ送信信号が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの前記他端と接地ノードとの間には一方の接地スイッチが接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他端と前記接地ノードとの間には他方の接地スイッチが接続され、
   前記一方の高周波スイッチがオン状態に制御される時には、前記一方の接地スイッチはオフ状態に、前記他方の高周波スイッチはオフ状態に、前記他方の接地スイッチはオン状態にそれぞれ制御され、
   前記他方の高周波スイッチがオン状態に制御される時には、前記他方の接地スイッチはオフ状態に、前記一方の高周波スイッチはオフ状態に、前記一方の接地スイッチはオン状態にそれぞれ制御されることを特徴とする請求項５に記載のＲＦモジュール。
7. 前記共通の入出力端子と前記他方の高周波スイッチの前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に入出力付加容量が接続されていることを特徴とする請求項６に記載の半導体集積回路。
8. 前記２つの高周波スイッチの前記他方の高周波スイッチの前記他端に供給される前記他のＲＦ送信信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のいずれかのＲＦ送信信号であることを特徴とする請求項６に記載のＲＦモジュール。
9. ベースバンド信号処理を行うＬＳＩと、
   前記ＬＳＩからの送信ベースバンド信号のＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを行いアンテナで受信されるＲＦ受信信号の受信ベースバンド信号への周波数ダウンコンバージョンを行うＲＦアナログ信号処理半導体集積回路と、
   前記ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅して前記アンテナへ供給する電力増幅器と、
   前記アンテナで受信される前記ＲＦ受信信号を前記ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路に供給するとともに、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するアンテナスイッチ半導体集積回路とを含む無線通信端末装置であって、
   前記アンテナスイッチ半導体集積回路は、２つの高周波スイッチを含み、
   前記２つの高周波スイッチの一方の高周波スイッチの一端と前記２つの高周波スイッチの他方の高周波スイッチの一端とは共通の入出力端子に接続され、前記共通の入出力端子は無線周波数通信端末機器のアンテナと接続可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの他端には所定の通信方式によるＲＦ送信信号とＲＦ受信信号とが供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチの他端には前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦ受信信号と異なる他のＲＦ送信信号と他のＲＦ受信信号との少なくともいずれか一方が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチは直列接続された複数の電界効果トランジスタを含み、前記他方の高周波スイッチは直列接続された他の複数の電界効果トランジスタを含み、
   前記一方の高周波スイッチの前記複数の電界効果トランジスタの複数のゲートには前記一方の高周波スイッチのオン・オフ制御のための制御電圧が供給可能にされ、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタの他の複数のゲートには前記他方の高周波スイッチのオン・オフ制御のための他の制御電圧が供給可能にされ、
   前記一方の高周波スイッチの前記複数の電界効果トランジスタの前記複数のゲートと前記制御電圧が供給される制御端子との間には複数の抵抗がそれぞれ接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタの前記他の複数のゲートと前記他の制御電圧が供給される他の制御端子との間には他の複数の抵抗がそれぞれ接続され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記共通の入出力端子に最も近接した入出力近接電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の入出力近接抵抗は、第１の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記入出力近接電界効果トランジスタと前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他方の高周波スイッチの前記他端に最も近接した他端近接電界効果トランジスタとの間の中間部には第１中間部電界効果トランジスタと第２中間部電界効果トランジスタが直列接続され、前記第１中間部電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の第１中間部抵抗と前記第２中間部電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の第２中間部抵抗とは第２の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記入出力近接抵抗の前記第１の電圧・電流特性の線形性は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の前記第２の電圧・電流特性の線形性よりも高く設定され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他方の高周波スイッチの前記他端に最も近接した前記他端近接電界効果トランジスタのゲートと前記他の制御端子との間の他端近接抵抗は、第３の電圧・電流特性を持ち、
   前記他方の高周波スイッチで前記他端近接抵抗の前記第３の電圧・電流特性の線形性は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の前記第２の電圧・電流特性の前記線形性よりも高く設定され、
   前記入出力近接抵抗の抵抗値は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、前記他端近接抵抗の抵抗値は前記第１中間部抵抗と前記第２中間部抵抗の抵抗値よりも大きく設定され、
   前記他方の高周波スイッチで前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記入出力近接電界効果トランジスタの次に前記共通の入出力端子に近接した入出力第２近接電界効果トランジスタのゲートと前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第１抵抗が接続され、前記入出力第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートと前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第２抵抗が接続され、前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他の制御端子との間に第３抵抗が接続され、
   前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記入出力近接抵抗は、前記第１抵抗と前記第２抵抗と前記第３抵抗とを含み、前記入出力第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された入出力第２近接抵抗は、前記第１抵抗を含まず、前記第２抵抗と前記第３抵抗とを含み、前記第１中間部電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記第１中間部抵抗は、前記第１抵抗と前記第２抵抗とを含まず、前記第３抵抗を含み、
   前記他方の高周波スイッチで前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他の制御端子との間に、第４抵抗が接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他の複数の電界効果トランジスタのうちの前記他端近接電界効果トランジスタの次に前記他方の高周波スイッチの前記他端に近接した他端第２近接電界効果トランジスタのゲートと前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第５抵抗が接続され、前記他端第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートと前記他端近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に第６抵抗が接続され、
   前記他端近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記他端近接抵抗は前記第４抵抗と前記第５抵抗と前記第６抵抗とを含み、前記他端第２近接電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された他端第２近接抵抗は、前記第６抵抗を含まず、前記第４抵抗と前記第５抵抗とを含み、前記第２中間部電界効果トランジスタの前記ゲートに接続された前記第２中間部抵抗は、前記第５抵抗と前記第６抵抗とを含まず、前記第４抵抗を含む
   ことを特徴とする無線通信端末装置。
10. 前記２つの高周波スイッチの前記一方の高周波スイッチの前記他端には前記所定の通信方式としてのＷＣＤＭＡ方式による前記ＲＦ送信信号と前記ＲＦ受信信号とが供給可能にされ、前記２つの高周波スイッチの前記他方の高周波スイッチの前記他端には前記他のＲＦ送信信号が供給可能にされ、
    前記一方の高周波スイッチの前記他端と接地ノードとの間には一方の接地スイッチが接続され、前記他方の高周波スイッチの前記他端と前記接地ノードとの間には他方の接地スイッチが接続され、
    前記一方の高周波スイッチがオン状態に制御される時には、前記一方の接地スイッチはオフ状態に、前記他方の高周波スイッチはオフ状態に、前記他方の接地スイッチはオン状態にそれぞれ制御され、
    前記他方の高周波スイッチがオン状態に制御される時には、前記他方の接地スイッチはオフ状態に、前記一方の高周波スイッチはオフ状態に、前記一方の接地スイッチはオン状態にそれぞれ制御されることを特徴とする請求項９に記載の無線通信端末装置。
11. 前記共通の入出力端子と前記他方の高周波スイッチの前記入出力近接電界効果トランジスタの前記ゲートとの間に入出力付加容量が接続され、
    前記２つの高周波スイッチの前記他方の高周波スイッチの前記他端に供給される前記他のＲＦ送信信号はＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のいずれかのＲＦ送信信号であることを特徴とする請求項１０に記載の無線通信端末装置。
12. ＤＣブースト回路と、
    信号入力端子と信号出力端子との間に接続された高周波スイッチとを含み、
    前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子と、ＤＣ制御入力端子と、ＤＣ出力端子とを含み
    前記高周波入力端子に高周波入力信号が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧が供給され、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧が生成され、
    前記ＤＣブースト回路では、第１容量素子と第１抵抗素子との直列接続の一方の端子には前記高周波入力端子が接続され、第１ダイオードと第２ダイオードとは第２容量素子を介して逆方向に並列接続され、前記第１ダイオードと前記第２ダイオードの共通接続点は前記直列接続の他方の端子に接続され、前記第１ダイオードと前記第２容量素子の一方の端子の共通接続点は前記ＤＣ制御入力端子に接続され、前記第２ダイオードと前記第２容量素子の他方の端子の共通接続点は前記第２抵抗素子を介して前記ＤＣ出力端子に接続され、
    前記第２容量素子を介しての前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとの逆方向の並列接続の内部の前記第１ダイオードの第１直列抵抗の抵抗値と前記第２ダイオードの第２直列抵抗の抵抗値よりも、前記第１抵抗素子の抵抗値は大きく設定され、
    前記高周波スイッチの前記信号入力端子には高周波入力信号が供給され、前記高周波スイッチの制御入力端子には前記ＤＣブースト回路の前記ＤＣ出力端子から生成される前記ＤＣ出力電圧が供給されることを特徴とする半導体集積回路。
13. 前記高周波スイッチは電界効果トランジスタを含み、前記高周波スイッチの前記制御入力端子としての前記電界効果トランジスタのゲートに高レベルの前記ＤＣ出力電圧が供給されることにより、前記電界効果トランジスタは導通して前記高周波スイッチの前記信号入力端子に供給される前記高周波入力信号は前記信号出力端子に伝達されることを特徴とする請求項１２に記載の半導体集積回路。
14. 前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、ドレイン・ソース経路が前記高周波スイッチの前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列接続された複数の電界効果トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の半導体集積回路。
15. 前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、化合物半導体チップに形成されたヘテロ接合のＨＥＭＴで構成されていることを特徴とする請求項１４に記載の半導体集積回路。
16. ＤＣブースト回路と、
    信号入力端子と信号出力端子との間に接続された高周波スイッチとを含み、
    前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子と、ＤＣ制御入力端子と、ＤＣ出力端子とを含み、
    前記ＤＣブースト回路の前記高周波入力端子に高周波入力信号が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧が供給されことにより、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧が生成され、
    前記ＤＣブースト回路は、第１容量素子、第２容量素子、第１ダイオード、第２ダイオード、第１抵抗素子、第２抵抗素子を含み、前記第１容量素子と前記第１抵抗素子との直列接続の一方の端子には、前記高周波入力端子が接続され、前記直列接続の他方の端子は、前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのアノードとに接続され、前記第１ダイオードのアノードと前記第２容量素子の一方の端子とは前記ＤＣ制御入力端子に接続され、前記第２ダイオードのカソードと前記第２容量素子の他方の端子とは前記第２抵抗素子の一方の端子に接続され、前記第２抵抗素子の他方の端子は、前記ＤＣ出力端子に接続され、
    前記第１ダイオードと前記第２ダイオードと前記第２容量素子とからなる閉ループの内部の前記第１ダイオードの第１直列抵抗の抵抗値と前記第２ダイオードの第２直列抵抗の抵抗値よりも、前記第１抵抗素子の抵抗値は大きく設定され、
    前記高周波スイッチの前記信号入力端子には高周波入力信号が供給され、前記高周波スイッチの制御入力端子には前記ＤＣブースト回路の前記ＤＣ出力端子から生成される前記ＤＣ出力電圧が供給されることを特徴とする半導体集積回路。
17. 前記高周波スイッチは電界効果トランジスタを含み、前記高周波スイッチの前記制御入力端子としての前記電界効果トランジスタのゲートに高レベルの前記ＤＣ出力電圧が供給されることにより、前記電界効果トランジスタは導通して前記高周波スイッチの前記信号入力端子に供給される前記高周波入力信号は前記信号出力端子に伝達されることを特徴とする請求項１６に記載の半導体集積回路。
18. 前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、ドレイン・ソース経路が前記高周波スイッチの前記信号入力端子と前記信号出力端子との間に直列接続された複数の電界効果トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項１７に記載の半導体集積回路。
19. 前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、化合物半導体チップに形成されたヘテロ接合のＨＥＭＴで構成されていることを特徴とする請求項１７に記載の半導体集積回路。
20. 送受信アンテナに接続可能な入出力端子と、少なくとも1個以上の受信信号出力端子と、少なくとも1個以上の送信信号入力端子とを含み、
    前記入出力端子と前記受信信号出力端子との間には受信用高周波スイッチが接続され、前記入出力端子と前記送信信号入力端子との間には送信高周波スイッチが接続され、
    前記受信用高周波スイッチの受信制御入力端子には受信制御電圧が供給され、
    前記受信用高周波スイッチは、受信用電界効果トランジスタを含み、前記受信用高周波スイッチの前記受信用制御入力端子としての前記受信用電界効果トランジスタのゲートに高レベルの前記受信制御電圧が供給されることにより、前記受信用電界効果トランジスタは導通して、前記入出力端子に前記送受信アンテナから供給される受信高周波入力信号が前記受信信号出力端子に伝達され、
    前記送信用高周波スイッチは、送信用電界効果トランジスタとＤＣブースト回路とを含み、前記ＤＣブースト回路は、高周波入力端子と、ＤＣ制御入力端子と、ＤＣ出力端子とを含み、前記ＤＣブースト回路の前記高周波入力端子に送信高周波出力信号が供給され、前記ＤＣ制御入力端子にＤＣ制御電圧が供給されることにより、前記ＤＣ出力端子からＤＣ出力電圧が生成され、前記送信用高周波スイッチの送信用信号入力端子には前記送信高周波出力信号が供給され、前記送信用高周波スイッチの送信用信号出力端子は前記入出力端子と接続され、前記送信用高周波スイッチの送信用制御入力端子としての前記送信用電界効果トランジスタのゲートに、前記ＤＣブースト回路の前記ＤＣ出力端子からの高レベルの前記ＤＣ出力電圧が供給されることにより、前記送信用電界効果トランジスタは導通して、前記送信用高周波スイッチの前記送信用信号入力端子に供給される前記送信高周波出力信号は前記入出力端子に伝達され、
    前記各ＤＣブースト回路は、第１容量素子、第２容量素子、第１ダイオード、第２ダイオード、第１抵抗素子、第２抵抗素子を含み、前記第１容量素子と前記第１抵抗素子との直列接続の一方の端子には、前記高周波入力端子が接続され、前記直列接続の他方の端子は、前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードのアノードとに接続され、前記第１ダイオードのアノードと前記第２容量素子の一方の端子とは前記ＤＣ制御入力端子に接続され、前記第２ダイオードのカソードと前記第２容量素子の他方の端子とは前記第２抵抗素子の一方の端子に接続され、前記第２抵抗素子の他方の端子は、前記ＤＣ出力端子に接続され、
    前記第１ダイオードと前記第２ダイオードと前記第２容量素子とからなる閉ループの内部の前記第１ダイオードの第１直列抵抗の抵抗値と前記第２ダイオードの第２直列抵抗の抵抗値よりも、前記第１抵抗素子の抵抗値は大きく設定されていることを特徴とする半導体集積回路。
21. 前記受信用高周波スイッチ、前記送信用高周波スイッチの高周波スイッチとしての前記各電界効果トランジスタは、ドレイン・ソース経路が直列接続された複数の電界効果トランジスタで構成されていることを特徴とする請求項２０に記載の半導体集積回路。
22. 前記高周波スイッチとしての前記電界効果トランジスタは、化合物半導体チップに形成されたヘテロ接合のＨＥＭＴで構成されていることを特徴とする請求項２１に記載の半導体集積回路。
23. 高周波アナログ信号処理半導体集積回路から生成される高周波送信信号を増幅してアンテナへ供給する電力増幅器と、
    前記アンテナで受信される高周波受信信号を高周波アナログ信号処理半導体集積回路に供給する一方、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するためのアンテナスイッチ半導体集積回路とを含む高周波モジュールであって、
    前記アンテナスイッチ半導体集積回路として請求項１２の半導体集積回路を用いたことを特徴とする高周波モジュール。
24. 高周波アナログ信号処理半導体集積回路から生成される高周波送信信号を増幅してアンテナへ供給する電力増幅器と、
    前記アンテナで受信される高周波受信信号を高周波アナログ信号処理半導体集積回路に供給する一方、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するためのアンテナスイッチ半導体集積回路とを含む高周波モジュールであって、
    前記アンテナスイッチ半導体集積回路として請求項１６の半導体集積回路を用いたことを特徴とする高周波モジュール。
25. 高周波アナログ信号処理半導体集積回路から生成される高周波送信信号を増幅してアンテナへ供給する電力増幅器と、
    前記アンテナで受信される高周波受信信号を高周波アナログ信号処理半導体集積回路に供給する一方、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するためのアンテナスイッチ半導体集積回路とを含む高周波モジュールであって、
    前記アンテナスイッチ半導体集積回路として請求項２０の半導体集積回路を用いたことを特徴とする高周波モジュール。

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