CN101232474B

CN101232474B - 宽带无线接入***中的接收装置和方法

Info

Publication number: CN101232474B
Application number: CN2007103077607A
Authority: CN
Inventors: 张正烈; 黄瑾喆; 文骏; 李成镐; 黄寅硕; 朴圣遇; 梁长薰
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2006-08-28
Filing date: 2007-08-28
Publication date: 2013-08-28
Anticipated expiration: 2027-08-28
Also published as: KR20080021522A; US20080051095A1; CN101232474A; KR100881619B1; EP1895725A2; JP2008061244A; US8077627B2; EP1895725A3; JP4484911B2

Abstract

提供了一种在宽带无线接入(BWA)***中增强接收机的解调性能的装置和方法。一种宽带无线接入***中的接收装置包括估计器，第一计算器和第二计算器。估计器估计所希望的信号。第一计算器对通过消除接收(RX)信号中的估计出的所希望信号而获得的信号的相关矩阵进行计算。第二计算器利用相关矩阵执行干扰消除。

Description

宽带无线接入***中的接收装置和方法

该申请要求根据35U.S.C.§119(a)的于2006年8月28日向韩国知识产权局提交的申请号为2006-81780的申请、于2006年9月21日向韩国知识产权局提交的申请号为2006-91543的申请、和于2006年9月21日向韩国知识产权局提交的申请号为2006-91545的申请的优先权。在此结合其内容作为参考。

技术领域

本发明大体涉及宽带无线接入(BWA)***中的接收装置和方法，特别是，用于增强多小区BWA***中接收机的解调性能的装置和方法。

背景技术

如本领域所公知的，通信***已主要发展用于语音通信业务，但通信***也发展用于提供数据业务和各种多媒体业务。然是，对于主要用于提供语音通信业务的传统的通信***来讲，其仍具有较窄的数据传输带宽，以及需要较高的订购费。由于这些原因，传统的通信***已无法满足多样化的用户的需求。并且，为了适应通信产业的发展以及对因特网业务持续增长的需求，提供一种能够高效地提供因特网业务的通信***就变得非常重要。这种趋势的结果就是，提出了这样一种BWA***，其具有的带宽足以满足增长的用户需求和提供高效的因特网业务。

除了提供语音通信业务之外，BWA***还支持低速和高速的多种数据业务和多媒体应用业务(如，高质量移动图片)的组合。BWA***是基于采用2GHz，5GHz，26GHz或60GHz宽带的无线媒介并能够在移动的或静止的环境中接入公共交换电话网络(PSTN)、公共交换数据网络(PSDN)、因特网、国际移动电信-2000(IMT-2000)网络和异步传输模式(ATM)网络，即，BWA***是能够支持至少2Mbps信道传输速率的无线通信***。BWA***可以根据终端的移动性(静止或移动)，通信环境(室内或室外)以及信道传输速率被归入宽带无线本地回路、宽带移动接入网络和高速无线本地网络(LAN)。

BWA***的无线接入方案的标准是由电气和电子工程师协会(IEEE)，特别是由IEEE 802.16标准化组指定的，其是一个国际的标准化组织。

IEEE 802.16通信***具有比用于语音通信业务的传统的通信***大的数据传输带宽。因此，IEEE 802.16通信***能够在有限时间内发送更多的数据，以及共享所有用户的信道(或资源)从而实现有效的信道利用。由于服务质量(QoS)特征得到了保证，所以可以基于业务特性，为用户提供多种不同质量的业务。

IEEE 802.16通信***针对物理信道采用正交频分复用(OFDM)/正交频分多址(OFDMA)方案，即，BWA***采用OFDM/OFDMA方案通过子载波来发送物理信道信号，从而能够高速的传输数据。

BWA***通过多小区结构以及在所有小区中使用相同的频率来支持移动站(MS)的移动性从而实现频率使用效率(频谱效率)。这种多小区通信***的性能受小区之间干扰的影响很大。

图1是多小区BWA***的示意图。

参见图1，在频率再用因数为1的多小区环境中，在小区重叠区域内的用户终端110向相邻小区120发送干扰信号。这种干扰信号对该相邻小区120中的另一用户终端的信号产生了影响，降低了解调性能。因此，在多小区***中必须使用小区间干扰技术。

图2在频率轴上示出了在多小区BWA***中小区间干扰的图示。如图2所示，小区间干扰被建模为频带中的不连续窄带信号。

本领域中公知的，当向信道解码器提供编码比特的硬判决值而非软判决值时，就能够提供较好的解码性能。输入的解码器软判决值是在信道上传输的调制符号的估计值，其可以是对数似然率(LLR)。相应频带的噪声值被用来计算LLR。

在传统技术中，利用整个频带的平均噪声值来计算LLR，其无法考虑具有图2中所示的窄带/不连续特性的小区间干扰。这就降低了接收机的解调性能。通常，利用相邻导频信号(或符号)相减来进行噪声估计。并且，对整个频带取平均，从而增强估计的精度。但是，对整个频带的估计噪声值并不适用于具有窄带干扰的基于OFDM的BWA***。因此最需要的是能够准确地反映窄带/不连续噪声特性的噪声估计器。

如上所述，为了增强BWA***中接收机的解调性能，需要消除多小区干扰和进行准确的噪声估计。

发明内容

实际上本发明的一个目的是至少解决上述问题和/或缺点，并至少提供以下优点。因此，本发明的目的在于提供一种用于增强BWA***中接收机的解调性能的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种用于消除BWA***中小区间干扰的装置和方法。

本发明的又一个目的是提供一种降低BWA***中最小均方误差(MMSE)干扰消除器的计算复杂度的装置和方法。

本发明的另一目的是提供一种通过利用从中消除了所希望信号的RX信号的相关矩阵来计算BWA***中滤波器系数的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种估计BWA***中窄带噪声的装置和方法。

本发明的又一个目的是提供一种增强BWA***中LLR估计性能的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种降低BWA***中噪声估计器的计算复杂度的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种通过使用由MMSE干扰消除器所算出的参数来计算BWA***中的噪声的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种在BWA***中从上行信号中消除多小区干扰的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种在BWA***中从下行信号中消除多小区干扰的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种在BWA***中从接收到的控制信道信号中消除多小区干扰的装置和方法。

根据本发明的一个方面，宽带无线通信***中的接收装置包括用于对所希望信号进行估计的估计器；用于对从接收(RX)信号中消除估计的所希望信号后得到的信号进行相关矩阵计算的第一计算器；和利用相关矩阵执行干扰消除的第二计算器。

根据本发明的另一个方面，宽带无线通信***中的接收装置包括用于对所希望信号进行估计的估计器；用于对从RX信号中消除该估计所希望的信号后所得到的信号进行相关矩阵计算的第一计算器；利用该相关矩阵执行干扰消除的第二计算器；和采用相关矩阵和干扰消除滤波器的系数中的至少一个对窄带噪声进行估计的噪声估计器。

根据本发明的又一个方面，宽带无线通信***中的接收装置包括对前序信号的信道系数进行估计的第一信道估计器；对在数据字段中接收到的导频信号的信道系数进行估计的第二信道估计器；和通过对从RX信号的预定音中减去前序信号的信道系数或导频信号的信道系数所获得的信号进行自相关来计算相关矩阵，并利用算出的相关矩阵对数据音RX信号执行基于MMSE的干扰消除的干扰消除器。

根据本发明的另一个方面，宽带无线通信***中的接收方法包括估计所希望信号；对从RX信号中消除估计的所希望信号后得到的信号进行相关矩阵计算；和利用相关矩阵执行干扰消除。

根据本发明的另一个方面，宽带无线通信***中的接收方法包括估计所希望信号；对从RX信号中消除该估计所希望的信号后所得到的信号进行相关矩阵计算；利用该相关矩阵执行干扰消除；和利用相关矩阵和干扰消除滤波器的系数中的至少一个估计窄带噪声。

根据本发明的又一个方面，宽带无线通信***中的接收方法包括估计前序信号的信道系数；估计在数据字段中接收到的导频信号的信道系数；和通过对从RX信号的预定音中减去前序信号的信道系数或导频信号的信道系数所获得的信号进行自相关来计算相关矩阵；以及利用算出的相关矩阵对数据音RX信号执行基于MMSE的干扰消除。

附图说明

结合附图，通过下面的详细描述，本发明的上述以及另外的目的，特征和优点将会更加清楚，其中：

图1是多小区BWA***的示意图；

图2是在频率轴上示出的多小区BWA***中的小区间干扰的图示；

图3是根据本发明实施例的BWA***中的接收机的框图；

图4是BWA***中B-AMC子信道结构图；

图5是BWA***中3时隙B-AMC子信道的结构图；

图6是根据本发明实施例的MMSE干扰消除器的框图；

图7是根据本发明实施例的BWA***中接收机的操作流程图；

图8是根据本发明施例的BWA***中DL帧结构图；

图9是根据本发明另一个实施例的BWA***中接收机的框图；

图10是前序的频率特征图；

图11是根据本发明的在BWA***中PUSC子信道的结构图；

图12A是根据本发明的在BMA***中2时隙PUSC子信道的结构图；

图12B是根据本发明的在BMA***中3时隙PUSC子信道的结构图；

图13是根据本发明的另一个实施例的在BWA***中接收机的操作流程图；以及

图14是根据所采用的本发明，当存在窄带噪声(载波对干扰和噪声比(CINR))时所获得的性能增益的图表。

具体实施方式

在此将结合附图，在下面对本发明的优选实施例进行详细描述。在以下描述中，由于对公知的功能和结构进行不必要的详述会使发明难于理解，因此这里将不对其进行详述。另外，根据本发明的功能对这里使用的术语进行限定。因此，术语可以依据用户或操作者的意志和习惯而不同。由此，这里使用的术语必须基于在此的描述进行理解。

本发明提供了一种在BWA***中消除多小区干扰的技术。本发明还提供了一种利用由干扰消除器计算出的参数来估计窄带噪声的方案。

尽管在以下描述中列举了基于正交频分复用(OFDM)的宽带无线接入(BWA)***，但本发明还能够应用于所有的多小区通信***。

在描述本发明之前，将对基于普通的最小均方误差(MMSE)方案的干扰消除技术进行描述。

该MMSE方案可以被表示为等式(1)：

\hat{x} = WY

W＝(H_D)^HR^-1 .....(1)

其中Y代表接收(RX)信号，如果RX天线数是N_R则其表示为(N_R×1)列向量，W代表MMSE滤波器的系数，如果有一个信号将要被解调，则其表示为(1×N_R)行向量，

表示由MMSE滤波器估计出的发送(TX)信号，H_D代表将要被解调的信号的无线信道特征，表示为(N_R×1)列向量，R代表RX信号之间的相关性，用(N_R×N_R)矩阵表示，上标‘-1’代表逆矩阵，上标‘H’代表Hermitian转置矩阵。

等式(1)中的相关矩阵R可以用等式(2)表示：

R＝E[YY^H]＝E[(HX+N)(HX+N)^H]＝HH^H+σ²I .....(2)

其中X代表所有用户终端的TX信号，如果所有用户终端数为N_U，则其表示为(N_U×1)列向量，H代表RX天线和所有用户终端之间的无线信道，表示为(N_R×N_U)矩阵，N代表RX天线的噪声，表示为(N_R×1)列向量，σ²表示伪噪声(noise poser)，I代表(N_R×N_R)单位矩阵，上标小H代表Hermitian矩阵。

在上述MMSE方案中，为了构建等式(2)中的信道矩阵H，不仅要对所希望用户终端的信道响应(或信道系数)进行估计，还要对其他干扰用户终端的信道响应进行估计。

因此，本发明的目的在于提供一种MMSE干扰消除器，其不同于以上的MMSE方案，不需要干扰用户终端的信道估计。

图3是根据本发明实施例的在BWA***中接收机的框图。在上行(UL)传输时，该接收机可以是基站，在下行(DL)传输时，其可以是用户终端。

参见图3，接收机包括射频(RF)处理器300、模数(A/D)转换器302、快速傅立叶变换(FFT)处理器304、子信道提取器306、信道估计器308、干扰消除器310、载波对干扰和噪声比(载波对干扰和噪声比(CINR))估计器312、对数似然率(LLR)计算器314、和信道解码器315。尽管图3中没有示出，但假设该接收机具有多个天线。

RF处理器300包括前端单元和滤波器。RF处理器300将无线信道上接收到的RF信号下变频为基带信号。A/D转换器302将从RF处理器300中接收到的模拟基带信号转换成数字信号(数字采样数据)。

FFT处理器304对来自于A/D转换器302的时域采样数据进行FFT处理以输出频域数据。根据所采用的子信道结构，子信道提取器306从FFT处理器304中接收到的频域数据中有区别地提取数据信号和导频信号。在图5所示的子信道结构的情况下，该子信道提取器306对每个给定单元提取18个导频信号(2仓室×9符号)，并将其提供给信道估计器308。子信号提取器306还有区别地将提取的数据和导频信号提供给干扰消除器310。

信道估计器308利用来自于子信道提取器306的导频信号对所希望信号的信道系数进行估计。信道估计有多种方法。例如，可以通过对导频音取平均来最小化干扰影响。在这种情况下，考虑到无线信道的频率选择性，可以沿着频率轴取每仓室(bin)的平均。对于图5所示的子信道结构，可以用等式(3)来表示每个仓室的估计信道：

{\overset{Λ}{H}}_{b} = \frac{1}{9} Σ_{s = 1}^{3} Σ_{p = 1}^{3} H_{b, s, p}

其中

是(N_R×1)列向量。

除了导频信号之外，也可以采用声音信号或多种其他方法来进行上述信道估计。

干扰消除器310利用来自于信道估计器308的信道系数和来自于子信道提取器306的导频音RX信号计算相关矩阵R，并利用相关矩阵R和信道系数计算干扰消除滤波器的系数W。该相关矩阵是通过将从RX信号(导频音RX信号)中减去所希望信号(信道系数)而获得的信号进行自相关来计算出的。干扰消除器310设置干扰消除滤波器中的计算出的系数，并利用干扰消除滤波器对来自于子信道提取器306的数字信号进行滤波，从而输出无干扰信号。稍后将结合图6对干扰消除器310的详细结构进行描述。

CINR估计器312利用相关矩阵R和从干扰消除器310中接收到的滤波器系数W计算CINR(或窄带噪声)。在另一个实施例中，CINR估计器312利用来自于干扰消除器310的滤波器系数W和来自于信道估计器308的信道系数H来计算窄带噪声。术语“窄带”用于表示计算出的CINR不与整个带宽而是与预定的带宽(如，仓室)相对应。计算出的CINR用作权值，用于代表LLR计算的解调信号的可靠性。稍后将结合下面的等式对CINR估计器312的详细操作进行描述。

LLR计算器314对来自于干扰消除器310的无干扰信号进行解调以生成LLR，并向LLR提供CINR的权值(可靠性)，如利用来自于CINR估计器312的窄带噪声，LLR计算器314解调无干扰信号以生成LLR。信道解码器315对来自于LLR计算器314的LLR进行软判决解码以恢复从发射机发射的信息比特流。

图4示出了BWA***中频带自适应调制和编码(B-AMC)子信道结构图。

参照图4，一个子信道总共包括54个音(或子载波)(即，18音×3符号)。这54个音由48个数据音和6个导频音组成。每个导频音有预定的位置并用于发送在基站和用户终端之间预定的预定信号(如，导频信号)。为了方便描述，假设导频信号的值为‘1’。子信道包括频率轴上上的18个音和时间轴上的3个符号。将频率轴上的9个音定义为仓室，而将时间轴上的3个符号定义为时隙。

在3时隙帧结构的情况下，如图5所示子信道占用了时间轴上的3个时隙，即，在3时隙B-AMC帧的情况下，由子信道提取器提取出的音值被存储在了图5所示的二维形式中。在这种情况下，当采用多个RX天线时，针对每个音的RX信号Y是一个(N_R×1)列向量。

接下来将对干扰消除器进行描述，该消除器用于消除采用图5所示的子信道结构的***中的信号间干扰。

图6是根据本发明实施例的MMSE干扰消除器310的框图。

参见图6，MMSE干扰消除器310包括相关矩阵计算器600、滤波器系数计算器602和干扰消除滤波器604。

利用来自于信道估计器308的信道系数

和来自于子信道提取器306的导频音RX信号Y_b，s，p，相关矩阵计算器600利用等式(4)计算相关矩阵R：

R = \frac{1}{18} Σ_{b = 1}^{2} Σ_{s = 1}^{3} Σ_{p = 1}^{3} {(Y_{b, s, p} - {\overset{Λ}{H}}_{b}) {(Y_{b, s, p} - {\overset{Λ}{H}}_{b})}^{H}} . . . . . . (4)

其中指数b、s和p都是与等式(3)所限定的相同。

不像普通的MMSE方案，在等式(4)中从RX信号中减去所希望的信号。从RX信号中减去所希望的信号可以剩下仅有的噪声/干扰信号，即，可以通过计算噪声/干扰信号的平均相关来增加滤波器的收敛速度。

滤波器系数计算器602利用来自于相关矩阵计算器600的相关系数R和来自于信道估计器308的信道系数

计算滤波器系数。上述计算发生的次数可以根据所采用的滤波器系数周期而变化。如果滤波器系数被用于图5中的每个时隙和每个仓室，则要计算出总共6个滤波器系数。同样，如果滤波器系数用于图5中的每三个时隙中的一个和每个仓室，则要计算出总共2个滤波器系数。在本发明的实施例中，假设考虑到硬件计算的复杂性、信道的时变速率和频率选择性，在后面的方法中计算滤波器系数。因此，滤波器系数W_b可以通过等式(5)算出：

W_{b}^{'} = {\overset{Λ}{H}}_{b}^{H} \cdot R^{- 1}, b = 1, 2

W_{b} = \frac{W_{b}^{'}}{| W_{b}^{'} {\overset{Λ}{H}}_{b} |} . . . . . . (5)

其中b是仓室索引，第二个等式表示滤波器系数的归一化。

利用来自于滤波器系数计算器602的W_b，干扰消除滤波器604从相应仓室的RX信号中消除干扰信号，以输出所产生的无干扰信号。这个可以用等式(6)表示：

\overset{Λ}{x} = W_{b} Y . . . . . . (6)

现在将详细描述CINR估计器312。

如上所述，CINR估计器312利用滤波器系数W和从干扰消除器接收到的相关矩阵R，计算CINR(或噪声功率)。作为选择，CINR估计器312利用滤波器系数W和信道系数H估计噪声功率。该估计出的噪声功率用于LLR计算。

等式(6)中的无干扰信号

可以用等式(7)表示：

\overset{Λ}{x} = W_{b} Y = W_{b} H_{d} X_{d} + W_{b} (H_{I} X_{I} + N) . . . . . . (7)

根据等式(7)，信号C的大小可以用等式(8)表示：

C＝E[‖W_bH_dX_d‖²]＝‖W_bH_d‖²＝I ......(8)

在等式(8)中，由于等式(5)的归一化，使得信号的大小为“1”。根据等式(7)，干扰I和噪声N的大小可以用等式(9)表示：

IN = E [{| | W_{b} (H_{I} X_{I} + N) | |}^{2}] \approx W_{b} R W_{b}^{H} . . . . . . (9)

其中R表示由相关矩阵计算器600算出的相关矩阵，W表示由滤波器系数计算器602算出的滤波器系数。

因此，根据等式(8)和等式(9)，可以简单地用等式(10)表示CINR：

CINR = \frac{C}{IN} = \frac{I}{W_{b} R W_{b}^{H}} . . . . . . (10)

如果在等式(5)中不执行滤波器系数的标准化，可以用等式(11)表示CINR：

CINR = \frac{C}{IN} = \frac{W_{b}^{'} H_{d} {(W_{b}^{'} H_{d})}^{H}}{W_{b}^{'} R {W_{b}^{'}}^{H}} = \frac{W_{b}^{'} H_{d} {(W_{b}^{'} H_{d})}^{H}}{H_{d}^{H} R^{- 1} R W_{b}^{H}} = W_{b}^{'} H_{d} . . . . . . (11)

从等式(10)和等式(11)中可以看出，可以利用信道系数H和由MMSE干扰消除器计算出的参数W和R来简单地算出CINR。

并且，在使用普通的MMSE干扰消除器时，可以利用等式(10)和等式(11)类似地计算出CINR。在这种情况下，除了所希望的RX用户终端的信道H_d之外，还必须估计出干扰信号的信道。将估计出的干扰信号的信道称作“H_I”。当RX天线数是N_R，干扰信号数是N_ICI时，干扰信号的信道H_I的大小是N_R×N_ICI。

因此，当使用普通的MMSE干扰消除器时，根据等式(10)可以用等式(12)表示相关矩阵R：

R = H_{I} H_{I}^{H} + σ^{2} I . . . . . . (12)

其中σ²表示接收机的热噪声，I表示(N_R×N_R)单位矩阵。

如上所述，当在接收机中使用MMSE干扰消除器时，本发明可以利用由MMSE干扰消除器计算出的参数来简单地计算CINR。基于是否执行滤波器系数的标准化，可以利用等式(10)或等式(11)计算出CINR。

图14是示出了当使用根据本发明的窄带噪声(CINR)时获得性能增益的图表。在图14的图表中，横坐标轴表示CINR，纵坐标轴表示分组误差率(PER)。

从图表中可以看出，在RX强度(即，载波噪声比(CNR))相同时，根据本发明，利用窄带噪声的LLR计算能够提供比利用平均噪声的LLR计算更低的PER。

图7是根据本发明的实施例，示出的在BWA***中接收机的操作流程图。在UL传输的情况下，该接收机可以是基站，在DL传输的情况下，其可以是用户终端。

结合图7，在步骤701中，接收机通过至少一个天线接收信号。通过天线接收到的信号为所希望的信号加上干扰/噪声信号的形式。

在步骤703中，接收机将接收到的RF信号转换为基带信号，并对该基带信号进行OFDM调制以生成频域数据。在步骤705中，接收机依照所采用的子信道结构，从频域数据中有区别地提取数据信号和导频信号。

在步骤707中，接收机利用提取出的导频信号(或声音信号)，估计所希望的信号的信道系数

在步骤709中，接收机从导频音RX信号中减去信道系数，并自相关所得到的信号以计算出相关矩阵R。在步骤711中，接收机利用相关矩阵R和信道系数

计算干扰消除滤波器的系数W。在步骤713中，接收机利用计算出的滤波器系数W从接收(RX)信号中消除干扰信号。

在步骤715中，接收机利用相关矩阵R和滤波器系数W估计窄带噪声(CINR)。可以根据是否对滤波器系数进行标准化，利用等式(10)和等式(11)来计算CINR。

在步骤717中，接收机解调所得到的无干扰信号以生成LLRs，并将与CINR相应的权值(可靠性)应用到LLRs中。在步骤719中，接收机对LLRs进行软判决解码以恢复从发射机发送来的信息比特。

通常，在BWA***中，用于与用户终端同步的前序(preamble)信号位于DL帧的开始部分，DL/UL MAP跟在前序信号之后。MAP是表示UL/DL资源分配的信息(如，数据脉冲串的位置和调制等级)。当用户终端由于小区间干扰等而导致对MAP信息解调失败时，其与***的连接可能被中断。

图8是根据本发明的实施例，在BWA***中DL帧结构图。在图8中，横坐标轴表示时域，纵坐标轴表示频域。

结合图8，DL帧包括前序、帧控制报头(FCH)、DL MAP、UL MAP和DL数据字段。DL前序用于小区搜索和用户终端的初始同步。FCH包括表示帧基本结构的信息。DL MAP包括表示DL数据脉冲串字段的信息。UL MAP包括表示UL帧结构的信息。

用户终端必须对DL帧的前一半中的MAP信息进行解调以检查承载实际业务量的数据脉冲串的位置(或资源)。因此在多小区干扰的环境中，所需要的是用于毫无误差地接收MAP信息的干扰消除技术。

如上所述，利用信道信息(或信道系数)确定干扰消除滤波器的系数W。下文中，将对依据针对干扰消除技术的信息的位置，选择性地对采用前序信号的信道信息或导频信号的信道信息的方案进行描述。

图9是根据本发明另一实施例的在BWA***中接收机的框图。这里，假设该接收机是用户终端的接收机。

参见图9，该接收机包括RF处理器900、A/D转换器902、FFT处理器904、子信道提取器906、前序信道估计器908、导频信道估计器910、干扰消除器912、噪声消除器914、LLR计算器916和信道解码器918。尽管在图9中没有示出，但假设该接收机有多个天线。

RF处理器900包括前端单元和滤波器。RF处理器900将在无线信道上接收到的RF信号下变频为基带信号。A/D转换器902将从RF处理器900中接收到的模拟基带信号转换为数字信号(数字采样数据)。

FFT处理器904对来自于A/D转换器902的时域采样数据进行FFT处理，以输出频域数据。在前序接收部分中，子信道提取器906提取映射在正规音(或子载波)时隙上的前序信号，并将提取出的前序信号提供给前序信道估计器908。在数据接收部分中，根据所采用的子信道的结构，子信道提取器906从来自于FFT处理器904的频域数据中有区别地提取数据信号和导频信号。在图11所示的子信道结构中，子信道提取器906每给定单元(14音×2符号)提取4个导频信号，并将其提供给导频信道估计器910。子信道提取器906还有区别地向干扰消除器912提供提取出的数据和导频信号。

前序信道估计器908利用来自于子信道提取器906的前序信号估计服务基站的信道系数。通常，前序信号由一个OFDM符号构成，在图10所示的频率轴上，以3个子载波的间隔映射该信号。在基站和用户终端之间预先确定以3个子载波的间隔映射的信号，并将该信号用于用户终端的信道估计中。

有多种利用前序信号的信道估计方法。在本发明实施例中，假设将简单的线性内插技术用于信道估计。利用等式(13)通过除以预定的信号P_i可以算出与具有前序信号的子载波(i＝...k-9，k-6，k-3，k，k+3，k+6...)相对应的无线信道响应(信道系数)：

{\overset{Λ}{H}}_{PA, i} = \frac{Y_{PA, i}}{P_{i}}, (i = . . . k - 9, k - 6, k - 3, k, k + 3, k + 6 . . .) . . . . . . (13)

其中Y_PA是一个(N_ant×1)向量。

利用线性内插技术对针对不具有前序信号的子载波的信道系数进行估计。例如，利用等式(14)可以计算出针对(k+1)^th和(k+2)^th指数的信道系数：

{\overset{Λ}{H}}_{PA, k + 1} = \frac{(2 {\overset{Λ}{H}}_{PA, k} + {\overset{Λ}{H}}_{PA, k + 3})}{3}

{\overset{Λ}{H}}_{PA, k + 2} = \frac{({\overset{Λ}{H}}_{PA, k} + 2 {\overset{Λ}{H}}_{PA, k + 3})}{3} . . . . . . (14)

这样，前序信道估计器908估计所有子载波的信道系数，对估计出的信道系数求平均，并将平均信道系数

提供给干扰消除器912。

在后续的从MAP信号中消除干扰信号的过程中，估计出的前序信号的信道系数被用于计算干扰消除滤波器的系数。由于MAP信息邻近前序，因此针对无线信道响应不会发生大的改变的假设，采用提供准确信道估计的前序的信道系数来计算干扰消除滤波器的系数。可选地，可以利用MAP部分中导频信号的信道系数计算信道系数。

导频信道估计器910利用来自于子信道提取器906的导频信号对服务基站的信道系数进行估计。利用导频信号的信道估计方法有许多种。在本发明的实施例中，假设采用简单的线性内插技术进行信道估计。用(N_ant×1)向量表示导频音RX信号Y_d。在图11所示的子信道结构的情况下，可以利用等式(15)，通过除以一个预定信道P_i来计算出具有导频信号的子载波的无线信道响应：

{\overset{Λ}{H}}_{d, i} = \frac{Y_{d, i}}{P_{i}}, (i = 1,5,9,13) . . . . . . (15)

其中i表示频域轴的索引。

另外，利用线性内插技术对不具有导频信号的子载波的的信道系数进行估计。

这样，导频信道估计器910对所有子载波的信道系数进行估计，对时隙单元中的估计出的信道系数取平均，并将平均信道系数

提供给干扰消除器912。在从相应的数据信号中消除干扰信号的过程中，估计出的导频信号的信道系数被用于计算干扰消除滤波器的系数。

干扰消除器912利用来自于前序信道估计器908或导频信道估计器910的信道系数计算相关矩阵R，接着利用相关矩阵和信道系数计算干扰消除滤波器的系数W。干扰消除器912设置干扰消除滤波器中计算出的系数，并利用干扰消除滤波器对来自于子信号提取器906的数据信号进行滤波，从而输出无干扰信号。干扰消除器912的详细结构与图6所示的相同。

噪声消除器914利用滤波器系数W和信道系数计算CINR。在另一个实施例中，噪声消除器914利用滤波器系数W和相关矩阵R计算CINR。计算出的CINR被用作LLR计算的调制信号的可靠性应用的权值。

LLR计算器916对来自于干扰消除器912的无干扰信号进行解调以生成LLR，并将CINR的权值(可靠性)应用到LLR中。信道解码器918对来自于LLR计算器916的LLR进行软判决解码，以恢复从发射机发射的信息比特流。

图11是根据本发明实施例的在BWA***中局部使用子载波(PUSC)的子信道结构图。

参见图11，一个子信道包括总共28个音(或子载波)(即，14音×2符号)。这28个音是由24个数据音和4个导频音组成的。每个导频音具有预先确定的位置，用于发送在基站和用户终端之间预定的预定信号(如，导频信号)。为了便于描述，假设导频信号的值是“1”。一个束包括在频率轴上的14个音和在时间轴上的2个音。将2个符号定义为时隙。

在2个或3个时隙帧结构的情况下，如图12A和12B所示，一个子信道占用时间轴上的2个或3个时隙。在2个时隙的B-PUSC帧中，将从子信道提取器中提取出的音值存储在图12A所示的二维形式中。这样，如上所述，每个音的RX信号Y是(N_ant×1)列向量。

接下来将利用图11所示的子信道结构对用于消除小区间干扰的干扰消除器(见图6)进行描述。

参见图6，相关矩阵计算器600利用来自于前序信道估计器908或导频信道估计器910的信道系数

和来自于子信道提取器906的导频音RX信号Y来计算相关矩阵R，如以下等式(16)和(17)所示。在对MAP信号中的干扰信号进行消除时，信道系数是前序信道系数

在对数据字段的数据信号中的干扰信号进行消除时，信道系数是导频信道系数

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - {\overset{Λ}{H}}_{PA}) (Y_{n} - {\overset{Λ}{H}}_{PA})^{H}} . . . . . . (16)

其中N表示在MAP信号中导频音的数量。

R = \frac{1}{4 N_{s}} Σ_{s = 1}^{N_{s}} Σ_{p = 1}^{4} {(Y_{s, p} - {\overset{Λ}{H}}_{s}) {(Y_{s, p} - {\overset{Λ}{H}}_{s})}^{H}} . . . . . . (17)

其中s表示PUSC时隙索引，p表示束中的导频索引。

与通常的MMSE方案不同，在等式(16)和等式(17)中从RX信号中减去所希望的信号。从RX信号中减去所希望的信号就仅剩下了噪声/干扰信号，即，能够通过计算噪声/干扰信号的平均相关性来提高滤波器的收敛速率。

滤波器系数计算器602利用来自于前序信道估计器908或导频信道估计器910的信道系数

和来自于相关矩阵计算器600的相关矩阵

R来计算滤波器系数。当采用前序信道系数时，上述计算仅被执行一次。另一方面，当采用数据字段的导频信道系数时，上述计算的次数可以根据所用的滤波器系数的周期而改变。如果滤波器系数被用于图12B中的每个时隙中，则必须计算出总的三个滤波器系数。利用等式(18)计算滤波器系数：

W = {\overset{Λ}{H}}^{H} \cdot R^{- 1} . . . . . . (18)

干扰消除器604利用来自于系数计算器602的滤波器系数W消除RX信号中的干扰信号。这可以表示为等式(19)：

\overset{Λ}{x} = WY . . . . . . (19)

图13是根据本发明的另一个实施例，示出了BWA***中接收机的操作流程图。这里，假设接收机是用户终端的接收机。

参见图13，在步骤1301中，接收机检测接收(RX)信号中的帧的开始。在步骤1303中，如果检测到了帧的开始，则接收机利用帧的前序信号对信道进行估计。例如，接收机利用前序信号计算针对子载波(导频音)的无线信道响应，并在频率轴上执行线性内插以计算出整个频带的无线信道响应。接收机对整个频带的无线信道响应取平均以获得前序信道系数

在步骤1305中，接收机从RX信号中提取前序信号后面的MAP信号。即，接收机从频域数据中提取MAP信号，其中频域数据是从RX信号中OFDM解调出的。在步骤1307中，接收机利用前序信道系数和预定音(导频音)RX信号计算相关矩阵R，并利用相关矩阵R和前序信道系数计算MMSE滤波器系数。这样，可以利用等式(16)计算相关矩阵R，可以利用等式(18)计算MMSE滤波器系数W。

在步骤1309中，接收机利用具有已计算出的滤波器系数的MMSE滤波器消除MAP信号中的干扰信号。在步骤1311中，接收机对无干扰MAP信号进行解调和解码以恢复MAP信息。该MAP信息包括DL/UL资源配置信息。

在步骤1313中，接收机有区别地从RX信号(数据字段的RX信号)中提取导频信号和数据信号。提取出的导频/数据信号是用MAP信息表示的字段(或资源)的信号。在步骤1315中，接收机利用提取出的导频信号估计信道。例如，接收机计算提取出的导频信号的信道响应，并在频率轴上执行线性内插以计算出子载波(数据音)的信道响应，其中导频信号不被映射在该子载波上。接收机在预定时间周期(例如，时隙)的单元内对响应求平均以获得导频信道系数。

在步骤1317中，接收机利用导频信道系数和预定音(导频音)RX信号计算相关矩阵R，并利用相关矩阵R和导频信道系数计算MMSE滤波器系数W。这样，可以利用等式(17)计算出相关矩阵R，可以利用等式(18)计算出MMSE滤波器系数W。

在步骤1319中，接收机利用具有计算出的滤波器系数的MMSE滤波器，消除数据信号中的干扰信号。在步骤1321中，接收机对无干扰数据信号进行解调和解码以恢复用户信息。

如上所述，由于本发明不需要估计干扰信号的信道，所以利用干扰消除技术能够显著降低计算复杂度。另外，这里不需要知道其它小区的导频结构，并且不需要单独的算法来确定最大干扰和干扰数。并且，由于无干扰的情况与MRC(最大定量组合)方案中的相同，因此不需要根据现有的或无干扰信号的情况来转换解调算法。再有，由于在LLR计算中能够明显反映出窄带剩余干扰的数量，因此能够增强解调性能。特别是，由于能够增强对于重要控制信息(如MAP)的解调性能，因此能够减少***的断开率。因此，由于上述结果使得***容量得到了增加。

虽然结合其某些特定的实施例示出和描述了本发明，但本领域技术人员应该明白，在不背离由附加权利要求所限定的发明的精神和范围的情况下，可以进行各种形式上和细节上的改变。例如，本发明同样可以用于其它子信道结构和B-AMC子信道结构以及PUSC子信道结构。另外，将用信噪比(SNR)和信号对干扰和噪声比(SINR)替代CINR。

Claims

1.一种无线通信***中的接收装置，该接收装置包括：

用于估计导频信号的平均信道系数的信道估计器；

相关矩阵计算器，用于对通过从导频音接收RX信号中消除估计出的导频信号的平均信道系数而获得的信号的相关矩阵进行计算；

滤波器系数计算器，用于利用导频信号的平均信道系数和相关矩阵来计算滤波器系数；

干扰消除滤波器，用于利用滤波器系数从数据音接收RX信号中消除干扰信号；以及

噪声估计器，用于利用相关矩阵和滤波器系数来估计窄带噪声，

其中相关矩阵R通过以下等式计算：

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - \overset{Λ}{H}) {(Y_{n} - \overset{Λ}{H})}^{H}}

其中N表示传输单元中的导频音数，Y_n表示第n个导频音的接收信号，上标小H表示Hermitian矩阵，

表示导频信号的平均信道系数。

2.如权利要求1所述的接收装置，其中所述干扰消除滤波器基于最小均方误差MMSE方案，执行干扰消除。

3.如权利要求1所述的接收装置，其中传输单元包括至少一个音和至少一个正交频分复用OFDM符号。

4.如权利要求1所述的接收装置，其中滤波器系数W是用以下等式计算出的：

W = {\overset{Λ}{H}}^{H} \cdot R^{- 1}

其中

表示导频信号的平均信道系数，上标小H表示Hermitian矩阵，R表示相关矩阵。

5.如权利要求1所述的接收装置，进一步包括：

对数似然率LLR计算器，用于利用窄带噪声，通过对来自于所述干扰消除滤波器的无干扰信号进行解调来生成LLR；和

解码器，用于通过解码来自于LLR计算器的LLR来恢复信息比特流。

6.如权利要求1所述的接收装置，其中窄带噪声即载波对干扰和噪声比CINR是用以下等式估计出的：

CINR = \frac{C}{IN} = \frac{1}{{WRW}^{H}}

其中W表示滤波器系数，R表示相关矩阵，H表示Hermitian转置，C表示信号大小，I表示干扰大小，N表示噪声。

7.如权利要求1所述的接收装置，其中窄带噪声CINR是用以下等式估计出的：

CINR = \frac{C}{IN} = WH

其中W表示滤波器系数，H表示导频信号的平均信道系数，C表示信号大小，I表示干扰大小，N表示噪声。

8.一种无线通信***中的接收装置，该接收装置包括：

用于估计导频信号的平均信道系数的导频信道估计器；

第一计算器，用于通过自相关，对通过从导频音接收RX信号中减去导频信号的平均信道系数而获得的信号的相关矩阵进行计算；

利用相关矩阵从数据字段的数据信号执行干扰消除的第二计算器；

前序信道估计器，用于估计前序信号的信道系数；

提取器，用于从接收信号中提取出控制信道信号；

第三计算器，用于通过自相关，对通过从控制信道上的导频音信号中减去前序信号的信道系数所获得的信号的相关矩阵进行计算；和

第四计算器，用于采用来自于第三计算器的相关矩阵，对控制信道信号执行基于MMSE的干扰消除。

9.如权利要求8所述的接收装置，其中前序信道估计器计算具有前序信号的音的平均信道系数。

10.如权利要求8所述的接收装置，其中控制信道信号是在前序信号之后接收到的MAP信号。

11.如权利要求8所述的接收装置，其中第四计算器包括：

滤波器系数计算器，用于利用前序信号的信道系数和来自第三计算器的相关矩阵计算滤波器系数；以及

干扰消除滤波器，用于利用由前序信号的信道系数和来自第三计算器的相关矩阵计算的滤波器系数消除控制信道信号中的干扰信号。

12.如权利要求8所述的接收装置，其中第三计算器通过以下的等式计算相关矩阵R：

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - \overset{Λ}{H_{PA}}) {(Y_{n} - {\overset{Λ}{H}}_{PA})}^{H}}

其中N表示控制信道信号中的导频音数，Y_n表示控制信道中第n个导频音的接收信号，上标小H表示Hermitian矩阵，表示前序信号的信道系数。

13.如权利要求11所述的接收装置，其中滤波器系数W是通过以下等式计算出的：

W = {\overset{Λ}{H}}^{H} \cdot R^{- 1}

其中

表示前序信号的信道系数，上标小H表示Hermitian转置，R表示来自第三计算器的相关矩阵。

14.一种无线通信***中的接收装置，该接收装置包括：

第一信道估计器，用于估计前序信号的信道系数；

第二信道估计器，用于估计在数据字段中接收到的导频信号的信道系数；

干扰消除器，用于通过将信号进行自相关来计算相关矩阵，在从数据音接收信号中的MAP信号消除干扰信号的情况下，该信号是从接收信号的导频音中减去前序信号的信道系数而获得的，或在从数据音接收信号中的数据字段的数据信号消除干扰信号的情况下，该信号是从接收信号的导频音中减去导频信号的信道系数而获得的，并利用导频信号的信道系数计算出的相关矩阵对数据音接收信号内的数据信号执行基于MMSE的干扰消除，以及利用前序信号的信道系数计算出的相关矩阵对数据音接收信号内的MAP信号执行基于MMSE的干扰消除；

噪声估计器，用于利用干扰消除器的滤波器系数和相关矩阵来估计窄带噪声，其中通过来自第一信道估计器的前序信号的信道系数和利用前序信号计算的相关矩阵来计算滤波器系数，或者通过来自第二信道估计器的导频信号的信道系数和利用导频信号计算的相关矩阵来计算滤波器系数；和

LLR计算器，用于通过利用窄带噪声对来自于干扰消除器的无干扰信号进行解调来生成LLR。

15.如权利要求14的接收装置，其中相关矩阵R是用以下等式计算出的：

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - \overset{Λ}{H}) {(Y_{n} - \overset{Λ}{H})}^{H}}

其中N表示将要被解调的字段中的导频音数，Y_n表示第n个导频音的接收信号，上标小H表示Hermitian矩阵，表示信道系数。

16.如权利要求14的接收装置，其中窄带噪声即载波对干扰和噪声比CINR是用以下等式估计出的：

CINR = \frac{C}{IN} = WH

其中W表示MMSE滤波器的系数，H表示信道系数，C表示信号大小，I表示干扰大小，N表示噪声。

17.一种宽带无线通信***中的接收方法，该接收方法包括以下步骤：

估计导频信号的平均信道系数；

计算通过从导频音接收信号中消除估计出的导频信号的平均信道系数而获得的信号的第一相关矩阵；

利用导频信号的平均信道系数和相关矩阵计算滤波器系数；

使用滤波器系数从数据音接收信号主消除干扰信号；

利用第一相关矩阵和滤波器系数来估计窄带噪声，

其中第一相关矩阵是用以下等式计算出的：

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - \overset{Λ}{H}) {(Y_{n} - \overset{Λ}{H})}^{H}}

表示导频信号的平均信道系数。

18.如权利要求17所述的接收方法，其中基于MMSE方案执行干扰消除。

19.如权利要求17所述的接收方法，其中传输单元包括至少一个音和至少一个OFDM符号。

20.如权利要求17所述的接收方法，其中滤波器系数W是通过以下等式计算出的：

W = {\overset{Λ}{H}}^{H} \cdot R^{- 1}

其中

表示导频信号的平均信道系数，上标小H表示Hermitian矩阵，R表示第一相关矩阵。

21.如权利要求17所述的接收方法，进一步包括以下步骤：

通过利用窄带噪声对干扰消除所获得的无干扰信号进行解调来生成LLR；和

通过解码生成的LLR来恢复信息比特流。

22.如权利要求17所述的接收方法，其中窄带噪声即载波对干扰和噪声比CINR是用以下等式估计出的：

CINR = \frac{C}{IN} = \frac{1}{{WRW}^{H}}

其中W表示滤波器系数，R表示第一相关矩阵，H表示Hermitian转置，C表示信号大小，I表示干扰大小，N表示噪声。

23.如权利要求19所述的接收方法，其中窄带噪声CINR是用以下等式估计出的：

CINR = \frac{C}{IN} = WH

24.一种宽带无线通信***中的接收方法，该接收方法包括以下步骤：

估计导频信号的平均信道系数；

通过自相关，计算通过从导频音接收信号中减去导频信号的平均信道系数而获得的信号的第一相关矩阵；

利用第一相关矩阵从数据字段的数据信号执行干扰消除；

估计前序信号的信道系数；

从接收信号中提取出控制信道信号；

通过自相关，对通过从控制信道上的导频音信号中减去前序信号的信道系数所获得的信号的第二相关矩阵进行计算；和

利用计算出的第二相关矩阵，对控制信道信号执行基于MMSE的干扰消除。

25.如权利要求24所述的接收方法，其中前序信道估计步骤进一步包括对具有前序信号的音的平均信道系数进行计算。

26.如权利要求24所述的接收方法，其中控制信道信号是在前序信号之后接收到的MAP信号。

27.如权利要求24所述的接收方法，其中基于MMSE的干扰消除步骤包括：

利用前序信号的信道系数和第二相关矩阵计算滤波器系数W；以及

使用利用前序信号的信道系数和第二相关矩阵计算的滤波器系数消除控制信道信号中的干扰信号。

28.如权利要求24所述的接收方法，其中第二相关矩阵R是通过以下的等式计算出的：

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - \overset{Λ}{H_{PA}}) {(Y_{n} - {\overset{Λ}{H}}_{PA})}^{H}}

其中N表示控制信道信号中的导频音数，Y_n表示控制信道中第n个导频音的接收信号，上标小H表示Hermitian矩阵，

表示前序信号的信道系数。

29.如权利要求27所述的接收方法，其中滤波器系数W是通过以下等式计算出的：

W = {\overset{Λ}{H}}^{H} \cdot R^{- 1}

其中

表示前序信号的信道系数，上标小H表示Hermitian矩阵，R表示第二相关矩阵。

30.一种无线通信***中的接收方法，该接收方法包括步骤：

估计前序信号的信道系数；

估计在数据字段中接收到的导频信号的信道系数；

通过对信号进行自相关来计算相关矩阵，在从数据音接收信号中的MAP信号消除干扰信号的情况下，该信号是从接收信号的导频音中减去前序信号的信道系数而获得的，或在从数据音接收信号中的数据字段的数据信号消除干扰信号的情况下，该信号是从接收信号的导频音中减去导频信号的信道系数而获得的；

使用利用导频信号的信道系数计算出的相关矩阵对数据音接收信号内的数据信号执行基于MMSE的干扰消除，以及使用利用前序信号的信道系数计算出的相关矩阵对数据音接收信号内的MAP信号执行基于MMSE的干扰消除；

利用基于MMSE的干扰消除的滤波器系数来估计窄带噪声，其中利用来自第一信道估计器的前序信号的信道系数和利用前序信号计算的相关矩阵来计算滤波器系数，或通过来自第二信道估计器的导频信号的信道系数和利用导频信号计算的相关矩阵来计算滤波器系数；以及

通过利用窄带噪声对干扰消除步骤所获得的无干扰信号进行解调来生成LLR。

31.如权利要求30的接收方法，其中相关矩阵R是用以下等式计算出的：

R = \frac{1}{N} Σ_{n = 1}^{N} {(Y_{n} - \overset{Λ}{H}) {(Y_{n} - \overset{Λ}{H})}^{H}}

其中N表示将要被解调的字段中的导频音数，Y_n表示第n个导频音的接收信号，上标小H表示Hermitian矩阵，

表示信道系数。

32.如权利要求30的接收方法，其中窄带噪声CINR是用以下等式估计出的：

CINR = \frac{C}{IN} = WH