JP4483204B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4483204B2 JP4483204B2 JP2003157293A JP2003157293A JP4483204B2 JP 4483204 B2 JP4483204 B2 JP 4483204B2 JP 2003157293 A JP2003157293 A JP 2003157293A JP 2003157293 A JP2003157293 A JP 2003157293A JP 4483204 B2 JP4483204 B2 JP 4483204B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- signal
- reactor
- voltage
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源に関わり、詳しくはスイッチング電源の制御方法および制御装置に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
パワー半導体スイッチ素子と高周波スイッチング技術の開発が進んで、小形化、軽量化、高性能化、高効率化等の効果があがりスイッチング電源は多くの分野で使われるようになった。電力変換のプロセスで入力電圧を一旦高周波のパルス列に変換し、改めてパルス列を平滑回路に通して、リプル電圧を減衰させて出力電圧を得る。電圧の調整はこのパルス列を構成する各パルスの幅を制御する方法をとる。
【０００３】
スイッチング電源の従来例として降圧コンバータの主回路と制御装置を図１０に示す。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源でる。２は主回路である。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタで、２３はコンデンサである。２４はダイオードで半導体スイッチ２１がオフしている期間に２２の電流ｉＬのパスとなる。２３の電圧が降圧コンバータの出力電圧Ｅｏｕｔである。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを制御する制御装置である。３１は基準電圧源でその大きさはＥｒｅｆである。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３３１は高周波の三角波信号ＣＣＳを発生する固定周波数三角波発生器であり、その発振周波数は一定である。３４はコンパレータで入力の信号ＭＳとＣＣＳを比較しその差の極性に対応したパルス信号ＰＷＭＳを出力する。３５は信号ＰＷＭＳを増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出す。
【０００４】
定常動作時における方形波パルス信号ＤＳとリアクタ２２に流れる電流ｉＬの関係を図１１に示す。ここでリアクタ２２の電流ｉＬを、直流電流にスイッチのオン、オフに同期した三角波のパルス電流を重畳したものととらえる。以後、この直流電流をベース電流ＩＢ，また三角波のパルス電流をリプル電流という。信号ＤＳがハイレベルにある期間がオン信号であり、半導体スイッチ２１を通電させる。また、信号ＤＳがゼロレベルにある期間がオフ信号であり、この間２１は非導通になる。オン信号が出ている期間に電流ｉＬは（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例する勾配で増加する。Ｌはリアクタ２２のインダクタンスである。この期間の終わりにｉＬの電流はピーク値ＩＰに達する。ｉＬの増加によりリアクタ２２に蓄積される磁気エネルギーは増加する。次ぎに信号ＤＳがオフ信号、すなわちオン信号のレベルがゼロに変わると２１はオフとなり、ｉＬはダイオード２４を通って流れる。リアクタ２２に蓄えられた磁気エネルギーはコンデンサ２３側に放出される。この放出に伴いリアクタ２２の電流ｉＬは減少し、電流ｉＬの最低値であるベース電流ＩＢに達する。この勾配は（−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例する。時間ｔｎからｔｎ＋１までがスイッチングの１サイクルである。１サイクルの周期は一定である。オン期間とオフ期間の割合を変えて出力電圧を制御する。リプル電流はＩＢのレベルから増加し最大値ＩＰに達する。次いで減少に転じてＩＢに達すると１サイクルが終わる。コンバータの出力電流ｉｏｕｔはｉＬの平均値でありその大きさは（ＩＰ＋ＩＢ）／２となる。
【０００５】
スイッチング周波数を一定とした場合はリアクタ２２、コンデンサ２３は平滑回路の役割をもつ。この場合、制御理論で扱われている主回路の伝達関数はいわゆる２次遅れの特性をもつ。伝達関数のボード線図では位相の遅れは１８０°近くになる（例えば文献「スイッチングコンバータの基礎」原田他。コロナ社、初版１９９２．２．２５の５５，５８，５９ペ−ジ）。このため制御装置と組み合わせてネガティブフィードバック制御システムを構成すると安定動作に必要な余裕度が不足してコンバ−タは乱調現象を起こし易くなる。また負荷の急変などの際にリアクタ２２、コンデンサ２３の共振による寄生振動を生じるという不具合がある。この乱調、寄生振動の発生はスイッチング電源の動作を不安定にして信頼性を下げたり、過渡変動が生じたときに整定するまでの時間を長引かせ出力の品質を下げることになり改善が求められている。
【０００６】
次ぎにリアクタ２２に流れる電流ｉＬの変動について述べる。図１２（Ａ）は２２に流れる電流ｉＬの定常時におけるパターンを表している。ｔｎ−ｔｎ＋１間がスイッチングの１周期である。定常時にはリプル電流の始まりと終わりの電流は同じレベルである。本発明ではリプル電流の最低値をベース電流ＩＢという。
図１２（Ｃ）はリアクタ２２とコンデンサ２３の共振が生じている場合の電流ｉＬのパタ−ンである。各スイッチングサイクル毎のｉＬの最低値を結ぶとリプルのない直流電流に振動する交流電流分が加わったものとみるとみることができる。（Ｂ）の電流パタ−ンｉＡＣはこの交流電流を模したものである。例えば負荷が急激に変わった時などにリアクタ２２とコンデンサ２３の共振によって生じる。振動のエネルギーは負荷４で消費されるので減衰し、やがてなくなる。振動が生じている期間はスイッチングサイクルの終始時点ｔｎ，ｔｎ＋１の電流レベルが異なる、つまりベース電流ＩＢの大きさが変わる。リプル電流の始まりの電流値ｉＬを基準にして電流パターンを重ねて表すと図１３のように変化する。コンバータは一定周波数でスイッチング制御しているため１サイクルの周期（ｔｎ−ｔｎ＋１）は一定である。実線のｉＬは交流分を含まない定常時のパターンである。破線の電流はｉＡＣが増加している期間に生じるパターンである。一点鎖線はｉＡＣが減少している期間のパターンである。このように従来の制御法ではリアクタ２２とコンデンサ２３の共振現象が現れるとスイッチングサイクルの終りと始りの電流の大きさ、つまりベース電流ＩＢの大きさが変わるところに特徴がある。これは不都合な現象である。
【０００７】
この共振電流はリアクタ２２とコンデンサ２３の振動によって生じるのであるから２３の電圧、すなわち出力電圧Ｅｏｕｔも振動する。振動のエネルギーが負荷４に消費されるまでＥｏｕｔの振動は続く。スイッチング電源の出力電圧変動は整定するまでに長時間を要することになり、これは２次遅れ伝達関数特性をもつスイッチング電源の弱点である。
【０００８】
これらの共振現象はリアクタとコンデンサを備えた他の回路形式のスイッチング電源でも発生する。図１４（Ａ）に昇圧コンバータを示す。ダイオード２４が通電中にリアクタ２２、コンデンサ２３の共振回路が形成される。また図１４（Ｂ）の昇降圧コンバータでもダイオード２４の通電中は共振回路が形成される。リアクタ２２に流れる電流ｉＬのパターンはどのコンバータも図１１と同様であり、半導体スイッチがオンしている期間に電流は増加し、またオフしている期間に減少する。なお、リアクタ電流ｉＬと出力電流ｉｏｕｔの関係は回路形式によって異なる。
【０００９】
このリアクタとコンデンサの共振によってもたらされる振動の問題はトランスを持ち、入出力間を絶縁したコンバータでも同じように生じる。図１５はその１例である。図１０の降圧コンバータにトランスＴを設けたいわゆるプッシュプルコンバータである。半導体スイッチを２１１と２１２の２個持つ。２１１と２１２の何れか一方がオンしている期間が図１０における半導体スイッチ２１がオンしている期間に対応する。そして２１１および２１２の両方がオフしている期間が図１０の２１がオフしている期間に対応する。
これらの各種コンバータ回路および入出力の絶縁トランスをもつコンバータ回路の動作および特性等は前記引用文献に詳しい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスイッチング電源はスイッチング周波数が一定であり、その伝達関数は２次遅れである。ボード線図特性における位相の遅れが１８０°近くになるためネガティブフィードバック制御ループは余裕不足で乱調を生じやすい。また、リアクタ電流やコンデンサ電圧に振動を生じてしまう。本発明はこの乱調を生じない、また電流および電圧の振動を発生させないスイッチング電源の制御方法ならびに制御装置を得るものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
スイッチング電源でリアクタとコンデンサが共振する回路動作状態ができてしまうことが図１２（Ｂ）の振動電流分ｉＡＣを誘発する。結果としてリアクタ電流ｉＬおよびコンデンサ電圧Ｅｏｕｔに振動成分を持ち込む。そこでリアクタ電流のうちベース電流ＩＢが自由に変動しないように所定のレベルの電流に拘束する回路を設ける。すなわちベース電流ＩＢを電流源となるように制御する。電流源とすることによって、リアクタを含む回路のインピ−ダンスは高くなり、コンデンサとの共振は生じなくなる。つまり、図１２（Ｂ）の共振電流ｉＡＣは存在しなくなる。本発明はこのベース電流ＩＢを所定のレベルに制御する新しい方法を取り入れてスイッチング電源の制御装置を構成する。
【００１２】
【実施例】
本発明の原理を図１により説明する。図１はコンバータ回路のリアクタ２２に流れる電流ｉＬのパターンを示している。ｉＬはベース電流ＩＢにリプル電流が加わったパターンである。本発明ではリプル電流の最低値であるベース電流ＩＢを所定の大きさの電流になるように制御する。半導体スイッチ２１がオンしている期間にリプル電流は増加し、つぎにオフさせるとリプル電流は減少に転じ所定のベース電流ＩＢまで減少してスイッチングの１サイクルが終わる。再び半導体スイッチをオンさせて次のサイクルが立ち上がる。ｉＬの大きさは破線、実線、一点鎖線のように出力電流の大小によって最大値が制御されて変わる。この場合もベース電流ＩＢは所定のレベルに制御される。
このリアクタ電流ｉＬのリプルの最低値をベース電流ＩＢに拘束することは結果的にベース電流ＩＢを特定したレベルの電流源に制御することになる。電流源はインピーダンスが無限大になる。従って何らかの原因で交流電流が発生するような事態が生じても流れる回路が存在しないため顕在化することはない。つまり共振等の振動電流は生ずることはない。
また平滑回路はコンデンサ２３のみとなるから伝達関数は１次遅れになる。従ってネガティブフィードバック制御ループを構成したときの位相遅れは９０°どまりであるから制御の余裕が大きく、乱調等の不安定な動作状態に陥ることはない。
このように本発明の原理はリアクタ２２に流れるベース電流ＩＢを所定の大きさに保つことによりリアクタ電流ｉＬが自由に変化するのを抑えるものである。
【００１３】
図２は本発明の第１の実施例である。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源等を使う。２は電力変換の主回路で降圧コンバータを使った例を示す。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタである。２３はコンデンサである。２４はダイオードで２１がオフしている期間に２２の電流のパスとなる。２３の電圧Ｅｏｕｔが降圧コンバータの出力電圧である。Ｘ、Ｙ、Ｚは電流センサーの挿入箇所である。この検出信号は後で出てくる３３の回路構成によって使い分ける。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを所定のレベルに制御する制御装置である。３１は基準電圧Ｅｒｅｆをもつ電源である。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３３は高周波の可変周波数三角波発生器である。ちなみに、図１０の従来例の３３１では一定の周波数をもつ。主回路のポイントＸ、Ｙ、Ｚの電流センサーからの信号であるＩＳＸ、ＩＳＹ、ＩＳＺのうち、少なくとも１つを使って周波数を制御した信号ＶＣＳを出力する。なお、電流キルヒホッフの法則によりこれら３つの信号ＩＳＸ、ＩＳＹ、ＩＳＺの和はゼロであるから、一つの信号を他の２つの信号で代替え出来ることは言うまでもない。 ３４はコンパレータで入力の信号ＭＳとＶＣＳを比較しその差の極性によってパルス幅制御したパルス信号ＰＷＭＳをだす。３５はこのパルス信号を増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出す。信号ＤＳを半導体スイッチ２１に与えてこれをオンさせる。
【００１４】
可変周波数三角波発生器３３の第１の実施例を図３に示す。（Ａ）が回路構成であり、（Ｂ）はこの動作を説明する波形である。制御回路電源の電圧Ｅ０から抵抗３０２を通してコンデンサ３０１を充電する。コンデンサ３０１の電圧が出力信号ＶＣＳである。ＶＣＳは時間に比例してほぼ直線上に増加する。同期信号ＴＳが入るとトランジスタ３０３がオンしてコンデンサ３０１の電荷を放電させる。信号ＴＳがなくなると３０３がオフとなり、３０１は再び増加を始める。３０４はコンパレータである。その１つの入力ＩＢＳは電圧Ｅ０を抵抗３０５と３０６で分圧したもので、レベルは一定である。入力ＩＳＸは主回路のリアクタ２２に流れる電流を点Ｘでセンシングし電圧信号に変換したものを使う。両信号をコンパレータ３０４に入力し、ＩＳＸが低下しＩＢＳのレベルに達すると同期信号ＴＳを出す。図３（Ｂ）に各信号のパターンを示す。信号ＩＳＸはリアクタに流れる電流ｉＬと相似である。ＴＳの送出によって信号ＶＣＳがゼロになると図２の信号ＤＳが半導体スイッチ２１をオンさせリアクタ電流ｉＬが増加に転じる。これによりＩＳＸが再びＩＢＳより大きくなり、信号ＴＳはゼロに戻る。信号ＩＳＸの大きさがＩＢＳのレベルに低下する毎に信号ＴＳが出てコンデンサ３０１の電圧を放電させる。つまり信号ＶＣＳはＴＳに同期した三角波信号となる。
ベース電流基準信号ＩＢＳは電源Ｅ０を分圧した大きさであるから一定値であり、スイッチング電源の出力電流の変化には影響されない。図４にリアクタ電流ｉＬのパターンを示す。出力電流が変わると、リプル電流の大きさは変わるが、ベ−ス電流ＩＢは変わらず、一定である。
実施例の３０２は抵抗を使うと３０１の電圧は指数関数的に増加する波形になるため信号ＶＣＳは近似的な三角波信号となる。３０２に定電流回路を使うと精度の高い三角波信号が得られる。
【００１５】
可変周波数三角波発生器３３の第２の実施例を図５に示す。図３ではベース電流ＩＢの基準になる信号ＩＢＳを制御回路電源電圧Ｅ０を分圧して得ているのに対して、図５の実施例ではベース電流信号ＩＢＳを出力電流に連動させる。図２の主回路におけるポイントＹの電流センサから出力電流ｉｏｕｔを得てこれを電圧に変換した信号をＩＳＹとする。これを３０５と３０６で分圧して信号ＩＢＳとする。また、信号ＩＳＸは点Ｘに挿入した電流センサーからの信号である。信号ＩＢＳがスイッチング電源の出力に連動して変化するのでベース電流ＩＢは常に出力電流より小さなレベルに保たれる。この実施例は図６に示すように出力が大きくなってもリプル電流の大きさは図４に比較し小さい。従ってスイッチング周波数の変動幅が抑制される。
【００１６】
図７にコンデンサ２３に流れる電流の検出法を示す。コンデンサ２３は図２の実施例における平滑用のコンデンサ２３である。図２の実施例における点Ｚの電流をセンシングすれば制御に使えるが、点Ｚに流れる電流と相似の信号を取り出す簡便な方法も使える。コンデンサ２３の一部のコンデンサ２３１に抵抗２３２を直列に挿入すると電流センサーとなる（破線部）。リアクタ２２を流れる電流ｉＬの平均値は出力電流ｉｏｕｔとなり負荷４に給電される。このｉＬとｉｏｕｔの差は図１のリプル電流に対応する交流電流である。この交流電流は平滑コンデンサ２３と付加コンデンサ２３１に分流して流れる。抵抗２３２の定数を小さく設定すると２３と２３１の電流波形は相似となり２３１のセンシング電流は電流波形情報として使える。
リアクタ２２のベース電流ＩＢを定電流に制御する手段であるリプル電流の最低値の制御をこのリプル電流と相似なコンデンサ２３１の電流を使って行う。抵抗２３２に実線の電流が流れるとセンシングしたＩＳＺは正極性の電圧信号となり、また破線の電流が流れるとＩＳＺは負の極性の電圧信号になる。リアクタ２２のリプル電流の最低値はこのＩＳＺの負極性の最小値に対応するのでＩＳＺを使ってベース電流を一定に制御する。
【００１７】
図８に可変周波数三角波発生器３３の第３の実施例を示す。図３および５の実施例との違いはコンパレータ３０４の入力にある。図７の信号ＩＳＺが正、負の極性をもつことから、制御回路電源電圧Ｅ０とＩＳＺの和を抵抗３０７と３０８で分圧して信号ＩＢＳを得る。ＩＢＳはＩＳＺを正極性方向にレベルをシフトしたものでパターンは変わらない。コンパレータ３０４はゼロレベルと信号ＩＢＳを入力してＩＢＳがゼロ以下に低下したときに同期信号ＴＳを発生させる。同期信号ＴＳの送出によってリプル電流が増加に転じるとＩＢＳのレベルは正方向に増加する。
ＩＳＺのレベルシフト量は３０７と３０８の分圧比できまる。図９に示すようにリプル電流のパタ−ンは出力電流の大きさに影響されないで一定である。
【００１８】
本発明の実施例では半導体スイッチとしてバイポーラトランジスタを使った回路を示しているが他の半導体スイッチ、例えばパワ−ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を使っても同様な動作をすることは言うまでもない。
【００１９】
本発明のリアクタ電流ｉＬに含まれるリプル電流の下限値を制御する方法は実施例の降圧コンバータに限らず半導体スイッチやリアクタ、コンデンサを使う昇圧コンバータや昇降圧コンバータにも適用できることは言うまでもない。
【００２０】
また、入出力間を絶縁する、あるいは電圧比を大きく変えるトランスを有するコンバータにも適用できる。
【００２１】
【発明の効果】
従来の一定周波数で動作するスイッチング電源では、主回路を構成するリアクタとコンデンサが、スイッチング周期の中で直列に接続される期間があるので共振を生じる状態に陥る。本発明ではこの状態に至らないようにする。すなわち、リアクタに流れる電流を制御することによってリアクタを電流源の中に取り込んでしまう。流れる電流が拘束されているのでリアクタは特定のインダクタンスをもつ部品として自由に振る舞うことができない。このためコンデンサと共振を起こすことはなくなる。出力電圧に振動が生じないため負荷や入力電圧に変動が生じたとときに電圧過渡変動が小さくなり、また変動が整定するまでの時間が短くなる。つまり応答が高速になる。従来のように大きな過渡変動が長い時間続くという欠点は大幅に改善される。
【００２２】
スイッチング電源の伝達関数特性がコンデンサで決まるため１次遅れになる。従ってボード線図における位相遅れは最大でも９０°どまりである。ネガティブフィードバック制御ループを構成したときのマージンが大きいので制御動作は安定である。制御系のマージン不足による不安定振動、いわゆる乱調が生じることはなく、電源の品質向上とともに信頼性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御方法の原理を説明する図
【図２】降圧コンバータに本発明を適用した実施例
【図３】可変周波数三角波発生器の第１の実施例および動作波形
【図４】図３を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図５】可変周波数三角波発生器の第２の実施例
【図６】図５を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図７】コンデンサ２３に流れる電流と相似の電流のセンシング回路
【図８】図７を適用した可変周波数三角波発生器の第３の実施例
【図９】図８を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図１０】従来の降圧コンバータの回路例
【図１１】従来回路における方形波パルス信号とリアクタ電流との関係を説明する図
【図１２】従来回路におけるリアクタ２２に流れる電流のパターン例
【図１３】図１２の電流とスイッチング周期との関係を説明する図
【図１４】従来回路の他の例を説明する図
【図１５】絶縁トランスを設けた降圧コンバータの従来例
【符号の説明】
１ 入力の直流電源
２主回路
３ 制御装置
４ 負荷
２１ 半導体スイッチ
２２ リアクタ
２３ コンデンサ
２４ダイオード
３３ 可変周波数三角波発生器
３３１ 固定周波数三角波発生器
３４ コンパレータ
ベース電流ＩＢ リアクタ２２に流れる電流のうちリプル電流分を差し引いた残りの電流
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源に関わり、詳しくはスイッチング電源の制御方法および制御装置に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
パワー半導体スイッチ素子と高周波スイッチング技術の開発が進んで、小形化、軽量化、高性能化、高効率化等の効果があがりスイッチング電源は多くの分野で使われるようになった。電力変換のプロセスで入力電圧を一旦高周波のパルス列に変換し、改めてパルス列を平滑回路に通して、リプル電圧を減衰させて出力電圧を得る。電圧の調整はこのパルス列を構成する各パルスの幅を制御する方法をとる。
【０００３】
スイッチング電源の従来例として降圧コンバータの主回路と制御装置を図１０に示す。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源でる。２は主回路である。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタで、２３はコンデンサである。２４はダイオードで半導体スイッチ２１がオフしている期間に２２の電流ｉＬのパスとなる。２３の電圧が降圧コンバータの出力電圧Ｅｏｕｔである。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを制御する制御装置である。３１は基準電圧源でその大きさはＥｒｅｆである。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３３１は高周波の三角波信号ＣＣＳを発生する固定周波数三角波発生器であり、その発振周波数は一定である。３４はコンパレータで入力の信号ＭＳとＣＣＳを比較しその差の極性に対応したパルス信号ＰＷＭＳを出力する。３５は信号ＰＷＭＳを増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出す。
【０００４】
定常動作時における方形波パルス信号ＤＳとリアクタ２２に流れる電流ｉＬの関係を図１１に示す。ここでリアクタ２２の電流ｉＬを、直流電流にスイッチのオン、オフに同期した三角波のパルス電流を重畳したものととらえる。以後、この直流電流をベース電流ＩＢ，また三角波のパルス電流をリプル電流という。信号ＤＳがハイレベルにある期間がオン信号であり、半導体スイッチ２１を通電させる。また、信号ＤＳがゼロレベルにある期間がオフ信号であり、この間２１は非導通になる。オン信号が出ている期間に電流ｉＬは（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例する勾配で増加する。Ｌはリアクタ２２のインダクタンスである。この期間の終わりにｉＬの電流はピーク値ＩＰに達する。ｉＬの増加によりリアクタ２２に蓄積される磁気エネルギーは増加する。次ぎに信号ＤＳがオフ信号、すなわちオン信号のレベルがゼロに変わると２１はオフとなり、ｉＬはダイオード２４を通って流れる。リアクタ２２に蓄えられた磁気エネルギーはコンデンサ２３側に放出される。この放出に伴いリアクタ２２の電流ｉＬは減少し、電流ｉＬの最低値であるベース電流ＩＢに達する。この勾配は（−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例する。時間ｔｎからｔｎ＋１までがスイッチングの１サイクルである。１サイクルの周期は一定である。オン期間とオフ期間の割合を変えて出力電圧を制御する。リプル電流はＩＢのレベルから増加し最大値ＩＰに達する。次いで減少に転じてＩＢに達すると１サイクルが終わる。コンバータの出力電流ｉｏｕｔはｉＬの平均値でありその大きさは（ＩＰ＋ＩＢ）／２となる。
【０００５】
スイッチング周波数を一定とした場合はリアクタ２２、コンデンサ２３は平滑回路の役割をもつ。この場合、制御理論で扱われている主回路の伝達関数はいわゆる２次遅れの特性をもつ。伝達関数のボード線図では位相の遅れは１８０°近くになる（例えば文献「スイッチングコンバータの基礎」原田他。コロナ社、初版１９９２．２．２５の５５，５８，５９ペ−ジ）。このため制御装置と組み合わせてネガティブフィードバック制御システムを構成すると安定動作に必要な余裕度が不足してコンバ−タは乱調現象を起こし易くなる。また負荷の急変などの際にリアクタ２２、コンデンサ２３の共振による寄生振動を生じるという不具合がある。この乱調、寄生振動の発生はスイッチング電源の動作を不安定にして信頼性を下げたり、過渡変動が生じたときに整定するまでの時間を長引かせ出力の品質を下げることになり改善が求められている。
【０００６】
次ぎにリアクタ２２に流れる電流ｉＬの変動について述べる。図１２（Ａ）は２２に流れる電流ｉＬの定常時におけるパターンを表している。ｔｎ−ｔｎ＋１間がスイッチングの１周期である。定常時にはリプル電流の始まりと終わりの電流は同じレベルである。本発明ではリプル電流の最低値をベース電流ＩＢという。
図１２（Ｃ）はリアクタ２２とコンデンサ２３の共振が生じている場合の電流ｉＬのパタ−ンである。各スイッチングサイクル毎のｉＬの最低値を結ぶとリプルのない直流電流に振動する交流電流分が加わったものとみるとみることができる。（Ｂ）の電流パタ−ンｉＡＣはこの交流電流を模したものである。例えば負荷が急激に変わった時などにリアクタ２２とコンデンサ２３の共振によって生じる。振動のエネルギーは負荷４で消費されるので減衰し、やがてなくなる。振動が生じている期間はスイッチングサイクルの終始時点ｔｎ，ｔｎ＋１の電流レベルが異なる、つまりベース電流ＩＢの大きさが変わる。リプル電流の始まりの電流値ｉＬを基準にして電流パターンを重ねて表すと図１３のように変化する。コンバータは一定周波数でスイッチング制御しているため１サイクルの周期（ｔｎ−ｔｎ＋１）は一定である。実線のｉＬは交流分を含まない定常時のパターンである。破線の電流はｉＡＣが増加している期間に生じるパターンである。一点鎖線はｉＡＣが減少している期間のパターンである。このように従来の制御法ではリアクタ２２とコンデンサ２３の共振現象が現れるとスイッチングサイクルの終りと始りの電流の大きさ、つまりベース電流ＩＢの大きさが変わるところに特徴がある。これは不都合な現象である。
【０００７】
この共振電流はリアクタ２２とコンデンサ２３の振動によって生じるのであるから２３の電圧、すなわち出力電圧Ｅｏｕｔも振動する。振動のエネルギーが負荷４に消費されるまでＥｏｕｔの振動は続く。スイッチング電源の出力電圧変動は整定するまでに長時間を要することになり、これは２次遅れ伝達関数特性をもつスイッチング電源の弱点である。
【０００８】
これらの共振現象はリアクタとコンデンサを備えた他の回路形式のスイッチング電源でも発生する。図１４（Ａ）に昇圧コンバータを示す。ダイオード２４が通電中にリアクタ２２、コンデンサ２３の共振回路が形成される。また図１４（Ｂ）の昇降圧コンバータでもダイオード２４の通電中は共振回路が形成される。リアクタ２２に流れる電流ｉＬのパターンはどのコンバータも図１１と同様であり、半導体スイッチがオンしている期間に電流は増加し、またオフしている期間に減少する。なお、リアクタ電流ｉＬと出力電流ｉｏｕｔの関係は回路形式によって異なる。
【０００９】
このリアクタとコンデンサの共振によってもたらされる振動の問題はトランスを持ち、入出力間を絶縁したコンバータでも同じように生じる。図１５はその１例である。図１０の降圧コンバータにトランスＴを設けたいわゆるプッシュプルコンバータである。半導体スイッチを２１１と２１２の２個持つ。２１１と２１２の何れか一方がオンしている期間が図１０における半導体スイッチ２１がオンしている期間に対応する。そして２１１および２１２の両方がオフしている期間が図１０の２１がオフしている期間に対応する。
これらの各種コンバータ回路および入出力の絶縁トランスをもつコンバータ回路の動作および特性等は前記引用文献に詳しい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスイッチング電源はスイッチング周波数が一定であり、その伝達関数は２次遅れである。ボード線図特性における位相の遅れが１８０°近くになるためネガティブフィードバック制御ループは余裕不足で乱調を生じやすい。また、リアクタ電流やコンデンサ電圧に振動を生じてしまう。本発明はこの乱調を生じない、また電流および電圧の振動を発生させないスイッチング電源の制御方法ならびに制御装置を得るものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
スイッチング電源でリアクタとコンデンサが共振する回路動作状態ができてしまうことが図１２（Ｂ）の振動電流分ｉＡＣを誘発する。結果としてリアクタ電流ｉＬおよびコンデンサ電圧Ｅｏｕｔに振動成分を持ち込む。そこでリアクタ電流のうちベース電流ＩＢが自由に変動しないように所定のレベルの電流に拘束する回路を設ける。すなわちベース電流ＩＢを電流源となるように制御する。電流源とすることによって、リアクタを含む回路のインピ−ダンスは高くなり、コンデンサとの共振は生じなくなる。つまり、図１２（Ｂ）の共振電流ｉＡＣは存在しなくなる。本発明はこのベース電流ＩＢを所定のレベルに制御する新しい方法を取り入れてスイッチング電源の制御装置を構成する。
【００１２】
【実施例】
本発明の原理を図１により説明する。図１はコンバータ回路のリアクタ２２に流れる電流ｉＬのパターンを示している。ｉＬはベース電流ＩＢにリプル電流が加わったパターンである。本発明ではリプル電流の最低値であるベース電流ＩＢを所定の大きさの電流になるように制御する。半導体スイッチ２１がオンしている期間にリプル電流は増加し、つぎにオフさせるとリプル電流は減少に転じ所定のベース電流ＩＢまで減少してスイッチングの１サイクルが終わる。再び半導体スイッチをオンさせて次のサイクルが立ち上がる。ｉＬの大きさは破線、実線、一点鎖線のように出力電流の大小によって最大値が制御されて変わる。この場合もベース電流ＩＢは所定のレベルに制御される。
このリアクタ電流ｉＬのリプルの最低値をベース電流ＩＢに拘束することは結果的にベース電流ＩＢを特定したレベルの電流源に制御することになる。電流源はインピーダンスが無限大になる。従って何らかの原因で交流電流が発生するような事態が生じても流れる回路が存在しないため顕在化することはない。つまり共振等の振動電流は生ずることはない。
また平滑回路はコンデンサ２３のみとなるから伝達関数は１次遅れになる。従ってネガティブフィードバック制御ループを構成したときの位相遅れは９０°どまりであるから制御の余裕が大きく、乱調等の不安定な動作状態に陥ることはない。
このように本発明の原理はリアクタ２２に流れるベース電流ＩＢを所定の大きさに保つことによりリアクタ電流ｉＬが自由に変化するのを抑えるものである。
【００１３】
図２は本発明の第１の実施例である。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源等を使う。２は電力変換の主回路で降圧コンバータを使った例を示す。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタである。２３はコンデンサである。２４はダイオードで２１がオフしている期間に２２の電流のパスとなる。２３の電圧Ｅｏｕｔが降圧コンバータの出力電圧である。Ｘ、Ｙ、Ｚは電流センサーの挿入箇所である。この検出信号は後で出てくる３３の回路構成によって使い分ける。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを所定のレベルに制御する制御装置である。３１は基準電圧Ｅｒｅｆをもつ電源である。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３３は高周波の可変周波数三角波発生器である。ちなみに、図１０の従来例の３３１では一定の周波数をもつ。主回路のポイントＸ、Ｙ、Ｚの電流センサーからの信号であるＩＳＸ、ＩＳＹ、ＩＳＺのうち、少なくとも１つを使って周波数を制御した信号ＶＣＳを出力する。なお、電流キルヒホッフの法則によりこれら３つの信号ＩＳＸ、ＩＳＹ、ＩＳＺの和はゼロであるから、一つの信号を他の２つの信号で代替え出来ることは言うまでもない。 ３４はコンパレータで入力の信号ＭＳとＶＣＳを比較しその差の極性によってパルス幅制御したパルス信号ＰＷＭＳをだす。３５はこのパルス信号を増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出す。信号ＤＳを半導体スイッチ２１に与えてこれをオンさせる。
【００１４】
可変周波数三角波発生器３３の第１の実施例を図３に示す。（Ａ）が回路構成であり、（Ｂ）はこの動作を説明する波形である。制御回路電源の電圧Ｅ０から抵抗３０２を通してコンデンサ３０１を充電する。コンデンサ３０１の電圧が出力信号ＶＣＳである。ＶＣＳは時間に比例してほぼ直線上に増加する。同期信号ＴＳが入るとトランジスタ３０３がオンしてコンデンサ３０１の電荷を放電させる。信号ＴＳがなくなると３０３がオフとなり、３０１は再び増加を始める。３０４はコンパレータである。その１つの入力ＩＢＳは電圧Ｅ０を抵抗３０５と３０６で分圧したもので、レベルは一定である。入力ＩＳＸは主回路のリアクタ２２に流れる電流を点Ｘでセンシングし電圧信号に変換したものを使う。両信号をコンパレータ３０４に入力し、ＩＳＸが低下しＩＢＳのレベルに達すると同期信号ＴＳを出す。図３（Ｂ）に各信号のパターンを示す。信号ＩＳＸはリアクタに流れる電流ｉＬと相似である。ＴＳの送出によって信号ＶＣＳがゼロになると図２の信号ＤＳが半導体スイッチ２１をオンさせリアクタ電流ｉＬが増加に転じる。これによりＩＳＸが再びＩＢＳより大きくなり、信号ＴＳはゼロに戻る。信号ＩＳＸの大きさがＩＢＳのレベルに低下する毎に信号ＴＳが出てコンデンサ３０１の電圧を放電させる。つまり信号ＶＣＳはＴＳに同期した三角波信号となる。
ベース電流基準信号ＩＢＳは電源Ｅ０を分圧した大きさであるから一定値であり、スイッチング電源の出力電流の変化には影響されない。図４にリアクタ電流ｉＬのパターンを示す。出力電流が変わると、リプル電流の大きさは変わるが、ベ−ス電流ＩＢは変わらず、一定である。
実施例の３０２は抵抗を使うと３０１の電圧は指数関数的に増加する波形になるため信号ＶＣＳは近似的な三角波信号となる。３０２に定電流回路を使うと精度の高い三角波信号が得られる。
【００１５】
可変周波数三角波発生器３３の第２の実施例を図５に示す。図３ではベース電流ＩＢの基準になる信号ＩＢＳを制御回路電源電圧Ｅ０を分圧して得ているのに対して、図５の実施例ではベース電流信号ＩＢＳを出力電流に連動させる。図２の主回路におけるポイントＹの電流センサから出力電流ｉｏｕｔを得てこれを電圧に変換した信号をＩＳＹとする。これを３０５と３０６で分圧して信号ＩＢＳとする。また、信号ＩＳＸは点Ｘに挿入した電流センサーからの信号である。信号ＩＢＳがスイッチング電源の出力に連動して変化するのでベース電流ＩＢは常に出力電流より小さなレベルに保たれる。この実施例は図６に示すように出力が大きくなってもリプル電流の大きさは図４に比較し小さい。従ってスイッチング周波数の変動幅が抑制される。
【００１６】
図７にコンデンサ２３に流れる電流の検出法を示す。コンデンサ２３は図２の実施例における平滑用のコンデンサ２３である。図２の実施例における点Ｚの電流をセンシングすれば制御に使えるが、点Ｚに流れる電流と相似の信号を取り出す簡便な方法も使える。コンデンサ２３の一部のコンデンサ２３１に抵抗２３２を直列に挿入すると電流センサーとなる（破線部）。リアクタ２２を流れる電流ｉＬの平均値は出力電流ｉｏｕｔとなり負荷４に給電される。このｉＬとｉｏｕｔの差は図１のリプル電流に対応する交流電流である。この交流電流は平滑コンデンサ２３と付加コンデンサ２３１に分流して流れる。抵抗２３２の定数を小さく設定すると２３と２３１の電流波形は相似となり２３１のセンシング電流は電流波形情報として使える。
リアクタ２２のベース電流ＩＢを定電流に制御する手段であるリプル電流の最低値の制御をこのリプル電流と相似なコンデンサ２３１の電流を使って行う。抵抗２３２に実線の電流が流れるとセンシングしたＩＳＺは正極性の電圧信号となり、また破線の電流が流れるとＩＳＺは負の極性の電圧信号になる。リアクタ２２のリプル電流の最低値はこのＩＳＺの負極性の最小値に対応するのでＩＳＺを使ってベース電流を一定に制御する。
【００１７】
図８に可変周波数三角波発生器３３の第３の実施例を示す。図３および５の実施例との違いはコンパレータ３０４の入力にある。図７の信号ＩＳＺが正、負の極性をもつことから、制御回路電源電圧Ｅ０とＩＳＺの和を抵抗３０７と３０８で分圧して信号ＩＢＳを得る。ＩＢＳはＩＳＺを正極性方向にレベルをシフトしたものでパターンは変わらない。コンパレータ３０４はゼロレベルと信号ＩＢＳを入力してＩＢＳがゼロ以下に低下したときに同期信号ＴＳを発生させる。同期信号ＴＳの送出によってリプル電流が増加に転じるとＩＢＳのレベルは正方向に増加する。
ＩＳＺのレベルシフト量は３０７と３０８の分圧比できまる。図９に示すようにリプル電流のパタ−ンは出力電流の大きさに影響されないで一定である。
【００１８】
本発明の実施例では半導体スイッチとしてバイポーラトランジスタを使った回路を示しているが他の半導体スイッチ、例えばパワ−ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を使っても同様な動作をすることは言うまでもない。
【００１９】
本発明のリアクタ電流ｉＬに含まれるリプル電流の下限値を制御する方法は実施例の降圧コンバータに限らず半導体スイッチやリアクタ、コンデンサを使う昇圧コンバータや昇降圧コンバータにも適用できることは言うまでもない。
【００２０】
また、入出力間を絶縁する、あるいは電圧比を大きく変えるトランスを有するコンバータにも適用できる。
【００２１】
【発明の効果】
従来の一定周波数で動作するスイッチング電源では、主回路を構成するリアクタとコンデンサが、スイッチング周期の中で直列に接続される期間があるので共振を生じる状態に陥る。本発明ではこの状態に至らないようにする。すなわち、リアクタに流れる電流を制御することによってリアクタを電流源の中に取り込んでしまう。流れる電流が拘束されているのでリアクタは特定のインダクタンスをもつ部品として自由に振る舞うことができない。このためコンデンサと共振を起こすことはなくなる。出力電圧に振動が生じないため負荷や入力電圧に変動が生じたとときに電圧過渡変動が小さくなり、また変動が整定するまでの時間が短くなる。つまり応答が高速になる。従来のように大きな過渡変動が長い時間続くという欠点は大幅に改善される。
【００２２】
スイッチング電源の伝達関数特性がコンデンサで決まるため１次遅れになる。従ってボード線図における位相遅れは最大でも９０°どまりである。ネガティブフィードバック制御ループを構成したときのマージンが大きいので制御動作は安定である。制御系のマージン不足による不安定振動、いわゆる乱調が生じることはなく、電源の品質向上とともに信頼性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御方法の原理を説明する図
【図２】降圧コンバータに本発明を適用した実施例
【図３】可変周波数三角波発生器の第１の実施例および動作波形
【図４】図３を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図５】可変周波数三角波発生器の第２の実施例
【図６】図５を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図７】コンデンサ２３に流れる電流と相似の電流のセンシング回路
【図８】図７を適用した可変周波数三角波発生器の第３の実施例
【図９】図８を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図１０】従来の降圧コンバータの回路例
【図１１】従来回路における方形波パルス信号とリアクタ電流との関係を説明する図
【図１２】従来回路におけるリアクタ２２に流れる電流のパターン例
【図１３】図１２の電流とスイッチング周期との関係を説明する図
【図１４】従来回路の他の例を説明する図
【図１５】絶縁トランスを設けた降圧コンバータの従来例
【符号の説明】
１ 入力の直流電源
２主回路
３ 制御装置
４ 負荷
２１ 半導体スイッチ
２２ リアクタ
２３ コンデンサ
２４ダイオード
３３ 可変周波数三角波発生器
３３１ 固定周波数三角波発生器
３４ コンパレータ
ベース電流ＩＢ リアクタ２２に流れる電流のうちリプル電流分を差し引いた残りの電流
Claims (4)
- リアクタ（２２）とコンデンサ（２３）と１個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせる信号を生成する制御装置からなる電源であって、該オン信号のパルス幅は出力電圧をフィードバックした信号から決め、該オフ信号のパルス幅は出力電流から決めることを特徴とするスイッチング電源。
- リアクタ（２２）とコンデンサ（２３）と１個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する降圧形コンバータの主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせる信号を生成する制御装置からなる電源であって、該オン信号のパルス幅は出力電圧をフィードバックした信号から決め、該オフ信号のパルス幅は、リアクタ（２２）に流れる電流から三角波のパルス電流を除いた残余のベース電流から決め、該ベース電流を出力電流より小さく制御することを特徴とするスイッチング電源。
- 制御装置は三角波発生器を有し、該三角波発生器はリアクタ（２２）に流れる電流がベース電流まで減少した時点から三角波の信号を出力し、該三角波の信号が出力電圧をフィードバックした信号より小さいレベルにある期間をパルス幅とするオン信号を成生することを特徴とする請求項１および請求項２のスイッチング電源。
- リアクタ（２２）とコンデンサ（２３）と１個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせる信号を生成する制御装置からなる電源であって、該オン信号のパルス幅を出力電圧をフィードバックした信号から決め、該オフ信号のパルス幅をコンデンサ（２３）の電流から決めることを特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003157293A JP4483204B2 (ja) | 2003-04-28 | 2003-04-28 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003157293A JP4483204B2 (ja) | 2003-04-28 | 2003-04-28 | スイッチング電源 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004328982A JP2004328982A (ja) | 2004-11-18 |
| JP2004328982A5 JP2004328982A5 (ja) | 2006-05-25 |
| JP4483204B2 true JP4483204B2 (ja) | 2010-06-16 |
Family
ID=33508342
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003157293A Expired - Fee Related JP4483204B2 (ja) | 2003-04-28 | 2003-04-28 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4483204B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5130664B2 (ja) * | 2006-05-19 | 2013-01-30 | 吉宏 関野 | スイッチング電源 |
| JP4854451B2 (ja) * | 2006-09-29 | 2012-01-18 | パナソニック株式会社 | 昇圧コンバータ |
-
2003
- 2003-04-28 JP JP2003157293A patent/JP4483204B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004328982A (ja) | 2004-11-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR102225011B1 (ko) | 공진형 변환기들에서의 버스트 모드 제어 | |
| JP3371962B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| US20170353117A1 (en) | Control Method and Device for Switching Power Supplies Having More than One Control Mode | |
| TWI501524B (zh) | A system and method for reducing electromagnetic interference using switching frequency jitter | |
| US8665611B2 (en) | Controller for a resonant switched-mode power converter | |
| JP6767867B2 (ja) | 共振電力変換装置及び制御方法 | |
| US9391504B2 (en) | Control of transformer flux density in an isolated switched mode power supply | |
| KR101411000B1 (ko) | 컨버터 및 그 구동방법 | |
| JP2008141801A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| CN101512886A (zh) | 用于控制变换电路的适配电路 | |
| JP3706852B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2014060895A (ja) | 電源装置 | |
| US11404959B2 (en) | DC/DC power converter | |
| JP2009100557A (ja) | 電源装置及びこの電源装置のスイッチング方法 | |
| CN112187023A (zh) | 驱动电力转换器电子开关的方法、控制电路和电力转换器 | |
| JP2011087394A (ja) | スイッチング素子駆動用制御回路およびスイッチング電源装置 | |
| JP2020065402A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| CN110168895B (zh) | 谐振变换器电源和用于降低其中的不平衡电流的方法 | |
| JP2004364433A (ja) | 直流電圧変換回路 | |
| JP6481814B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP4483204B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP5130664B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2002119053A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2003125582A (ja) | 電源装置 | |
| CN114825975A (zh) | 电源供应器及驱动方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060221 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060221 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060629 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090130 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090217 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090409 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091006 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20091119 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100309 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100315 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130402 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130402 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160402 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |