JP4465458B2 - 位相制御光ｆｓｋ変調器 - Google Patents

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Description

本発明は，光信号の位相を制御する光変調器などに関する。より詳しく説明すると，本発明は，光FSK変調信号の位相を制御することで，FSK-PSK変調に利用可能な光変調器などに関する。
光通信において，光に信号を乗せるために光を変調する必要がある。光変調には，半導体レーザの駆動パワーを変調する直接変調と，半導体レーザからの光を光源以外の手段で変調する外部変調とがある。外部変調で使用される変調器を一般に光変調器とよぶ。光変調器では，変調器に信号に応じて物理的変化を起こして，光の強度，位相などを変調する。光変調器の技術課題として，駆動電圧の低減，変調効率向上のための高消光比，広帯域化，高速化および損失低減のための高光利用効率とがある。すなわち，高い消光比を持った光変調器の開発が望まれている。なお，消光比とは，光の強度が最も高い時の光強度と光の強度が最も弱くなる時の光強度の比を意味する。
光信号の周波数をシフトして出力するものに光単側波帯変調器（光ＳＳＢ（Single Slide-Band）変調器）がある（川西哲也，井筒雅之，"光ＳＳＢ変調器を用いた光周波数シフター"，信学技報，TECHNICAL REPORT OF IEICE, OCS2002-49, PS2002-33, OFT2002-30(2002-08)。
また，光ＳＳＢ変調器を改良した光ＦＳＫ変調器も知られている（非特許文献１[T. Kawanishi and M. Izutsu, “Optical FSK modulator using an integrated light wave circuit consisting of four optical phase modulator”, CPT 2004 G-2, Tokyo, Japan, 14-16 Jan.2004]，非特許文献２[川西哲也ら“ＦＳＫ／ＩＭ同時変調の解析および応用”信学技法， Tech. Rep. of IEICE. EMD2004-47, CPM2004-73, OPE2004-130, LQE2004-45(2004-08), pp.41-46] 参照）。
光ＦＳＫ変調器では，サブマッハツェンダー導波路に印加される変調信号をfm[Hz]とすると，上側波帯（ＵＳＢ）信号（f0+fm）か，下側波帯（ＬＳＢ）信号（f0-fm）かという周波数のシフトを情報として用いていた。このため，ＵＳＢ信号の位相とＬＳＢ信号の位相は，まったく考慮されておらず，それらの位相はずれていた。しかし，光ＦＳＫ信号にさらに位相情報を載せるＦＳＫ−ＰＳＫ変調を行う場合には，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相のずれが問題となる。このように，光ＦＳＫ変調器のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相のずれを制御できれば，これまでなかった様々な用途が考えられることとなる。
特開平2004-252386号公報
本発明は，複数種類の出力信号の光位相をたとえば0又は180°となるように制御できる光変調器を提供することを目的とする。本発明は，光ＦＳＫ変調器のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相のずれを制御することで，これまでなかった光ＦＳＫ変調システムの利用態様を提供することを上記とは別の目的とする。
本発明は，光ＦＳＫ変調信号のＵＳＢ信号の位相とＬＳＢ信号の位相を制御できる光変調器を提供することを上記とは別の目的とする。
本発明は，ＦＳＫ−ＰＳＫ変調システムを提供することを上記とは別の目的とする。
本発明は，基本的には，第３の電極を二電極型として，それぞれの導波路を伝播する光信号の位相を変調するなど，上側波帯（ＵＳＢ）信号と下側波帯（ＬＳＢ）信号との間の位相差を調整する出力信号位相調整部を具備することにより，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を調整する。このようにして得られた，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とは位相がたとえば同じになるので，そのようなＦＳＫ信号に位相シフトキーイング情報を乗せることができるようになり，ＦＳＫ−ＰＳＫ変調などに利用可能なＦＳＫ変調器を得ることができる。
本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムは，第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)と；第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)と；光信号の入力部(4)と，前記光信号が前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とへ分岐する分岐部(5)と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）から出力される光信号が合波される合波部(6)と，前記合波部で合波された光信号が出力される光信号の出力部(7)とを含むメインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)と；前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の第１の電極（電極Ａ）(9)と；前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の第２の電極（電極Ｂ）(10)と；前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の第３の（電極Ｃ）(11)と；前記第1の電極(9)，前記第2の電極(10)及び前記第３の電極(11)に変調信号とバイアス電圧のいずれかまたは両方を印加するための信号源(12)と；前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整するための出力信号位相調整部を具備する，光周波数シフトキーイング変調システムである。
上記のように，ＦＳＫ変調システムにあえて，出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整するための出力信号位相調整部を設けることで，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を，たとえば同じになるように調整できるので，このＦＳＫ変調システムは，ＦＳＫ−ＰＳＫ変調など新たな光変調器として利用できる。
本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい態様は，前記第3の電極（電極Ｃ）(11)が，前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＡ電極）(11a)と，前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＢ電極）(11b)とのいずれか又は両方から構成され，前記出力信号位相調整部は，前記ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)のいずれか又は両方に印加する電圧を制御することにより前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整する上記に記載の光周波数シフトキーイング変調システムがあげられる。
このような構成を有する光周波数シフトキーイング変調システムでは，容易に光周波数シフトキーイング変調信号に位相変調を施すことや，位相変調を取り除くことができる。一般に光ＦＳＫ変調信号に光ＰＳＫ変調を施す場合，光ＦＳＫ変調器と光ＰＳＫ変調器（位相変調器）を用意し，光ＦＳＫ変調器から出力されるＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差をそろえた後に，それらＦＳＫ信号と同期をとって位相変調器が位相変調を施すことによりＦＳＫ変調信号に位相変調信号を乗せることができる。上記のような構成を有する本発明の光周波数シフトキーイング変調システムでは，ＭＺＣＡ電極に印加されるベースバンド信号の位相をφＭＺＣＡとし，ＭＺＣＢ電極に印加されるベースバンド信号の位相をφＭＺＣＢとしたときに，φＭＺＣＡ−φＭＺＣＢに相当する項に関連して周波数変調が行われ，φＭＺＣＡ＋φＭＺＣＢに相当する項に関連して位相変調が行われる。よって，位相制御部が，φＭＺＣＡ−φＭＺＣＢ及びφＭＺＣＡ＋φＭＺＣＢの値を調整することで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との切り替えを行うと共に，それらの信号にさらに位相変調を施すこととなる。これにより，ひとつの光変調器を用いることで，光ＦＳＫ変調信号に光ＰＳＫ信号を乗せることや，光ＦＳＫ変調信号を光ＰＳＫ信号に変換すること，光ＰＳＫ信号が乗っている光ＦＳＫ変調信号から光ＰＳＫ変調信号を取り除くことなど様々な変調を行うことができることとなる。
たとえば，ＦＳＫ信号のうちＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差が１８０°となるように位相を逆位相となるように（すなわち，φＭＺＣＡ＋φＭＺＣＢがπ＋２ｎπとなるように）制御すればＰＳＫ変調を施したこととなる。一方，ＰＳＫ変調された光信号が上記の光周波数シフトキーイング変調システムに入力された場合，さらにＦＳＫ信号のうちＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差が１８０°となるように位相を逆位相となるように制御すれば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差がなくなるので，ＰＳＫ変調を取り除くことができることとなる。これはいわゆるラベルはずしに相当するので，ラベルを剥がした光信号にあたらな変調を施して，新たなラベル（変調信号）を乗せることができることとなる。
ＭＺＣＡ電極又はＭＺＣＢ電極は，電圧が印加されると隣接する導波路に電界を形成し，それぞれ位相変調器として機能する。これによりその導波路を伝播する光信号の位相を変調することができるので，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を，たとえば同じになるように調整できる。なお，第３の電極としてＭＺＣＡ電極とＭＺＣＢ電極とを具備するので（すなわちメインマッハツェンダー用電極（電極Ｃ）が２極電極であるので），抑圧したい成分（キャリア，2次，3次成分など）の位相を逆位相となるように制御して，効果的に抑圧したい成分を抑圧することもできることとなる。なお，光ＦＳＫ変調システムの出力信号を光検出器が検出し，その光検出器が検出した出力信号を制御部が受取り，制御部はその受取った出力信号に含まれるＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相差を分析し，その位相差が小さくなるようにＭＺＣＡ電極又はＭＺＣＢ電極にバイアス電圧を印加するものは，本発明の好ましい実施態様である。
本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい別の態様は，前記出力信号位相調整部は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)と前記出力部(7)との間に設けられた位相変調器を具備する，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムである。
このような光ＦＳＫ変調システムであれば，たとえば光信号が出力信号位相調整部を伝播する際にＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号のいずれかについて位相を調整するように位相変調を施せばよい。そのように調整することで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相をたとえば同位相にすることができる。このように調整するためには，情報を乗せる信号源からの信号を含む変調信号を，出力信号位相調整部の位相変調器に印加されるようにして，その変調信号が０又は１（すなわちＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号）の場合に，所定の電圧を位相変調器に印加するように制御すればよい。具体的には，位相が１８０°逆転するような電圧信号を印加すればよい。
本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，基本的には，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器を具備することにより，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号のうち抑圧したい成分（キャリア成分（f０）や高次成分（例えば2次成分（f０±2fm））の信号強度を同程度となるように調整するので，合波部(6)で各サブマッハツェンダー導波路からの光信号が合波される際に抑圧したい成分が（位相が逆位相となっているので），効果的に抑圧されるという知見に基づくものである。
具体的には，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器を具備する光変調器である。
上記のような構成を採用するので，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，第1の側面に係る光ＦＳＫ変調システムの利益を享受しつつ，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号のうち抑圧したい成分（キャリア成分（f０）や高次成分（例えば2次成分（f０±2fm））の信号強度を同程度となるように調整するので，合波部(6)で各サブマッハツェンダー導波路からの光信号が合波される際に抑圧したい成分を効果的に抑圧できる。
なお，強度変調器は，メインマッハツェンダー導波路からの出力のうち過渡期に生ずる信号である過渡信号の強度が小さくなるように強度変調を施すことにより，前記過渡信号の強度を小さくするものは，本発明の好ましい別の実施態様である。そのような強度変調は，制御部の制御信号を強度変調器の変調信号と各マッハツェンダー導波路の変調信号とを同期させるようにして，メインマッハツェンダー導波路から出力される信号のうちＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との過渡期に相当するタイミングにおける出力信号の強度を弱めるように制御すればよい。そのように制御することで，過渡信号を抑圧し，好ましいＦＳＫ変調信号を得ることができる。すなわち，そのような利用態様によれば，位相差を適切に制御し，かつ過渡期に存在する過渡信号をも抑圧した望ましいＦＳＫ変調信号を得ることができることとなる。
また，あえて，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号を抑圧するように強度変調を施してもよい。この場合，過渡信号がシステム全体として出力されることとなるが，この過渡信号を光検出器で検出しＵＷＢ信号を得ることができる。
本発明の第3の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，基本的には，各バイアス電極に印加されるバイアス電圧するためのバイアス電圧制御部をあえて設けることで，光変調器の動作中であっても，最適なバイアス電圧値に調整でき，好適な動作環境を得ることができるという知見に基づくものである。
本発明の第3の側面に係る光変調システムは，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように前記電極Ａと前記電極Ｂに印加するバイアス電圧を調整する第1のバイアス調整手段と，前記電極Ａと前記電極Ｂに印加するバイアス電圧を，前記第1のバイアス調整手段により得られた値のままとしつつ，前記光信号の強度をMaxとしたときに，前記電極Ｃに印加されるバイアス電圧を，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下（好ましくは半分）となるように調整する第2のバイアス調整手段を具備する。
本発明の第3の側面に係る光変調システムは，上記のような構成を採用するので，第1の側面に係る光ＦＳＫ変調システムの利益を享受しつつ，各バイアス調整手段としてのバイアス電圧制御部(13)は，各ＭＺ導波路から出力される光信号を検出する光検出器からの情報を受けつつ，前記信号源による各電極に印加するバイアス電圧値を調整する。このように調整するので，自動的に最適なバイアス電圧値に調整できることとなる。
本発明の第3の側面に係る光変調システムの好ましい別の態様は，前記第2のバイアス調整手段の替わりに，前記サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を，前記第1のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，前記メインマッハツェンダー電極にバイアス電圧としてディザリング信号を印加し，ディザリング信号成分の出力が最大となるように前記メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する第3のバイアス調整手段を具備する上記の光変調システムに関する。
本発明の第4の側面に係る光変調システムは，前記第3の電極（電極Ｃ）(11)は，前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＡ電極）(11a)と，前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＢ電極）(11b)とのいずれかを具備し，前記出力信号位相調整部は，前記ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)のいずれかに印加する電圧を制御することにより前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整する上記いずれか記載の光周波数シフトキーイング変調システムである。この態様光周波数シフトキーイング変調システムは，一方のサブマッハツェンダー導波路に特に電圧を印加できるようにするため第３の電極を一方のサブマッハツェンダー導波路に沿って設けたものである。
本発明の第5の側面に係る光変調システム
本発明の第5の側面に係る光変調システムは，基本的には，光ＦＳＫ変調器からの光ＦＳＫ信号に対して，光ＦＳＫ変調器の変調信号周波数を変調信号とする光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの強度変調器で変調し，バンドパスフィルタにより所定の光信号を取り出すと，その光信号は，光信号の位相情報に関する成分を有しているので，これにより光ＰＳＫ信号を得ることができるという知見に基づくものである。そして，本発明の光ＦＳＫ変調システムを光ＦＳＫ変調器として用いるので，位相が整った（好ましくはＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相差がない）ＦＳＫ変調信号を得ることができるので，好ましいＰＳＫ信号を得ることができるという知見に基づくものである。
上記のようにして光ＦＳＫ信号を光ＰＳＫ信号に変換する場合，光ＦＳＫ変調信号の変調周波数を有した電気信号を光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に印加することとなる。そして，通常，符号器側の光ＦＳＫ変調器と,復号器側の光ＤＳＢ−ＳＣ変調器とは，長距離を隔てて接地されるので，ひとつの信号源によって，これらの変調器に変調信号を印加することは困難となる。本発明の第5の側面に係る光変調システムは，同期手段を用いることにより，光ＦＳＫ変調信号の変調周波数を有した電気信号を得て，これを光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの位相変調器に印加できるので，光ＦＳＫ変調器の変調信号を調整した場合でも，適切に光ＰＳＫ信号を得ることができる。
本発明の第5の側面に係る光変調システムは，具体的には，光周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調器としての，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，前記光ＦＳＫ変調器からの変調信号が入力される強度変調器と，前記強度変調器の出力光から所定の周波数成分を取り除くためのバンドパスフィルタとを具備し，前記光ＦＳＫ変調器の出力光である上側波帯（ＵＳＢ）信号，及び下側波帯（ＬＳＢ）信号の周波数の差の周波数の半分の周波数と，前記強度変調器の変調周波数とが同一となるように制御される，光変調システムである。このような構成を採用するので，本発明の第5の側面に係る光変調システムは，光ＦＳＫ変調信号を光位相シフトキーイング変調信号に変換することができることとなる。
本発明の第6の側面に係る光変調システムは，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相差を調整できるようにすることで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とが切り替わる際に発生する過渡信号の精度を調整でき，光強度変調器により，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号に相当する成分を抑圧し，過渡信号を取り出せば，好適なＵＷＢ信号を得ることができるという知見に基づくものである。
本発明の第6の側面に係る光変調システムは，具体的には，レーザ光の強度を変調する光強度変調器と，前記光強度変調器からの出力光が入力する上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムとを具備するＵＷＢ信号発生システムに関する。なお，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，そのシステムからの出力信号の強度を変調する光強度変調器とを有するＵＷＢ信号発生システムでもよい。なお，本発明の第6の側面に係る光変調システムは，好ましくは，ＦＳＫ変調システムと光強度変調器との変調信号は同期が取られており，ＦＳＫ信号を抑圧するように制御する制御部を有する。このような制御部を有するので，変調信号を調整してそれぞれの変調を行うので効果的にＵＷＢ信号を得ることができる。
本発明の第7の側面に係る光変調システムは，基本的には，これまで確立してきた光ＳＳＢ変調器や光ＦＳＫ変調器と同様の構成をもつ変調器を用いて，正弦波クロック信号とベースバンド信号との位相差Δφを制御することにより，位相連続ＦＳＫ変調を達成し，更に変調器に入力される入力光の位相を制御することにより，任意の変移量・変調度を有するＣＰＦＳＫ変調を実現するものである。
より詳しく説明すると，本発明の第7の側面に係る光変調システムは，前記Δφを所定の位相差，例えばπ／４＋ｎπ（ｎは整数）とすれば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との間の位相が連続になり，更にベースバンド信号に同期させて前記入力光の位相を制御すれば，前記ベースバンド信号の切り替え（ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との切り替え）の際に光ＦＳＫ変調器において発生する位相ギャップを補償することができ，これにより位相が連続すると共に任意の変移量・変調度を有する光ＦＳＫ信号を得ることができるという知見に基づくものである。すなわち，正弦波クロック信号とベースバンド信号との位相差Δφを所定の位相差，例えばπ／４＋ｎπ（ｎは整数）となるように制御しても，周波数偏移量によっては（特に光ＭＳＫ変調を実現する場合には），ベースバンド信号の切り替えの際に，位相差Δφに誤差として位相ギャップδφが生じてしまう（例えば「Δφ＝π／４＋ｎπ」と制御しても，条件によっては，「Δφ＝π／４＋ｎπ＋δφ」となってしまう。）。そこで，この位相ギャップを入力光の位相制御により補償しようとするものである。
また，本発明の第7の側面に係る光変調システムによれば，光位相情報を検出できるので，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とが重なってもよく，これにより光周波数占有帯域を節約できる。よって，変調帯域幅が狭くても，適切に復調することができることになる。なお，光ＦＳＫ信号に強度変調を加え，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との過渡期の出力強度を小さくするように制御することにより，ＲＺ−ＣＰＦＳＫ信号を得ることもできる。
本発明によれば，複数種類の出力信号の光位相を制御できる光変調器を提供することを目的とする。
本発明によれば，光ＦＳＫ変調信号のＵＳＢ信号の位相とＬＳＢ信号の位相を制御できる光変調器を提供するができる。
本発明によれば，ＦＳＫ−ＰＳＫ変調システムを提供することができる。
本発明の光変調システムの基本構成
以下，図面を用いて本発明を詳細に説明する。図1は，本発明の光変調システムの基本構成を示す概略図である。図1に示されるとおり，本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムは，第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)と；第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)と；光信号の入力部(4)と，前記光信号が前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とへ分岐する分岐部(5)と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）から出力される光信号が合波される合波部(6)と，前記合波部で合波された光信号が出力される光信号の出力部(7)とを含むメインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)と；前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の第１の電極（電極Ａ）(9)と；前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の第２の電極（電極Ｂ）(10)と；前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の第３の（電極Ｃ）(11)と；前記第1の電極(9)，前記第2の電極(10)及び前記第３の電極(11)に変調信号とバイアス電圧のいずれかまたは両方を印加するための信号源(12)と；前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整するための出力信号位相調整部を具備する，光周波数シフトキーイング変調システムである。
上記のように，ＦＳＫ変調システムにあえて，出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整するための出力信号位相調整部を設けることで，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を，たとえば同じになるように調整できるので，このＦＳＫ変調システムは，ＦＳＫ−ＰＳＫ変調などに利用できる。
本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい態様は，図１に示されるように，前記第3の電極（電極Ｃ）(11)が，前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＡ電極）(11a)と，前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＢ電極）(11b)とのいずれか又は両方から構成され，前記出力信号位相調整部は，前記ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)のいずれか又は両方に印加する電圧を制御することにより前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整する上記に記載の光周波数シフトキーイング変調システムがあげられる。なお，ＭＺＣＡ電極(11a)又はＭＺＣＢ電極(11b)のみにバイアス電圧又は変調信号を印加することは本発明の好ましい実施態様である。この場合は，第３の電極として，ＭＺＣＡ電極(11a)又はＭＺＣＢ電極(11b)の一方のみを具備するものであってもよいし，ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)を具備するシステムを用いて，それらの電極のうち一方に信号を印加するものであっても良い。ＭＺＣＡ電極(11a)又はＭＺＣＢ電極(11b)のみにバイアス電圧又は変調信号を印加することで，出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を容易に０度又は１８０度に調整でき，これによりたとえばＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差をなくすよう制御することや，位相差が最大になるように制御できることとなる。
ＭＺＣＡ電極又はＭＺＣＢ電極は，電圧が印加されると隣接する導波路に電界を形成し，それぞれ位相変調器として機能する。これによりその導波路を伝播する光信号の位相を変調することができるので，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を，たとえば同じになるように調整できる。なお，第３の電極としてＭＺＣＡ電極とＭＺＣＢ電極とを具備するので（すなわちメインマッハツェンダー用電極（電極Ｃ）が２極電極であるので），抑圧したい成分（キャリア，2次，3次成分など）の位相を逆位相となるように容易に制御して，効果的に抑圧したい成分を抑圧することもできることとなる。
このような構成を有する光周波数シフトキーイング変調システムでは，容易に光周波数シフトキーイング変調信号に位相変調を施すことや，位相変調を取り除くことができる。一般に光ＦＳＫ変調信号に光ＰＳＫ変調を施す場合，光ＦＳＫ変調器と光ＰＳＫ変調器（位相変調器）を用意し，光ＦＳＫ変調器から出力されるＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差をそろえた後に，それらＦＳＫ信号と同期をとって位相変調器が位相変調を施すことによりＦＳＫ変調信号に位相変調信号を乗せることができる。上記のような構成を有する本発明の光周波数シフトキーイング変調システムでは，ＭＺＣＡ電極に印加されるベースバンド信号の位相をφＭＺＣＡとし，ＭＺＣＢ電極に印加されるベースバンド信号の位相をφＭＺＣＢとしたときに，φＭＺＣＡ−φＭＺＣＢに相当する項に関連して周波数変調が行われ，φＭＺＣＡ＋φＭＺＣＢに相当する項に関連して位相変調が行われる。よって，位相制御部が，φＭＺＣＡ−φＭＺＣＢ及びφＭＺＣＡ＋φＭＺＣＢの値を調整することで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との切り替えを行うと共に，それらの信号にさらに位相変調を施すこととなる。これにより，ひとつの光変調器を用いることで，光ＦＳＫ変調信号に光ＰＳＫ信号を乗せることや，光ＦＳＫ変調信号を光ＰＳＫ信号に変換すること，光ＰＳＫ信号が乗っている光ＦＳＫ変調信号から光ＰＳＫ変調信号を取り除くことなど様々な変調を行うことができることとなる。
たとえば，ＦＳＫ信号のうちＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差が１８０°となるように位相を逆位相となるように（すなわち，φＭＺＣＡ＋φＭＺＣＢがπ＋２ｎπとなるように）制御すればＰＳＫ変調を施したこととなる。一方，ＰＳＫ変調された光信号が上記の光周波数シフトキーイング変調システムに入力された場合，さらにＦＳＫ信号のうちＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差が１８０°となるように位相を逆位相となるように制御すれば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差がなくなるので，ＰＳＫ変調を取り除くことができることとなる。これはいわゆるラベルはずしに相当するので，ラベルを剥がした光信号に新たな変調を施して，新たなラベル（変調信号）を乗せることができることとなる。
たとえば，現在の光情報通信では，ネットワークごとに符号化の方式が異なることが想定され，ネットワークによってたとえば，ＯＯＫ変調方式，ＰＳＫ変調方式，ＦＳＫ変調方式などが採用されており，このため各ノードでは，光信号をいったん電気信号に変換した後，そのノードの含まれるネットワークの変調方式に応じた光信号に変換することが考えられる。しかし，本発明の光変調システムを用いれば，たとえば，光ＦＳＫ変調信号を光ＰＳＫ変調信号に変換したり，光ＰＳＫ変調信号と取り除くといった変調を，光信号のまま，電気信号に変換せずに行うことができることとなる。これは，高速な光情報通信などにおいて有効な技術である。
サブマッハツェンダー導波路
以下，本発明の光変調器の各構成要素について説明する。それぞれのサブマッハツェンダー導波路は，例えば，略六角形状の導波路（これが２つのアームを構成する）を具備し，並列する２つの位相変調器を具備するようにして構成される。位相変調器は，たとえば，導波路に沿った電極により達成できる。また強度変調器は，たとえばマッハツェンダー導波路と，マッハツェンダー導波路の両アームに電界を印加するための電極とにより達成できる。
通常，マッハツェンダー導波路や電極は基板上に設けられる。基板及び各導波路は，光を伝播することができるものであれば，特に限定されない。例えば，ＬＮ基板上に，Ti拡散のニオブ酸リチウム導波路を形成しても良いし，シリコン（Si）基板上に二酸化シリコン（SiO2）導波路を形成しても良い。また，InPやGaAs基板上にInGaAsP，GaAlAs導波路を形成した光半導体導波路を用いても良い。基板として，ＸカットＺ軸伝搬となるように切り出されたニオブ酸リチウム （LiNbO3：LN）が好ましい。これは大きな電気光学効果を利用できるため低電力駆動が可能であり，かつ優れた応答速度が得られるためである。この基板のＸカット面（ＹＺ面）の表面に光導波路が形成され，導波光はＺ軸（光学軸）に沿って伝搬することとなる。Ｘカット以外のニオブ酸リチウム基板を用いても良い。また，基板として，電気光学効果を有する三方晶系，六方晶系といった一軸性結晶，又は結晶の点群がＣ3V，Ｃ3，Ｄ3，Ｃ3h，Ｄ3hである材料を用いることができる。これらの材料は，電界の印加によって屈折率変化が伝搬光のモードによって異符号となるような屈折率調整機能を有する。具体例としては，ニオブ酸リチウムの他に，タンタル酸リチウム （LiTO3：LT），β−BaB2O4（略称BBO），LiIO3等を用いることができる。
基板の大きさは，所定の導波路を形成できる大きさであれば，特に限定されない。各導波路の幅，長さ，及び深さも本発明のモジュールがその機能を発揮しうる程度のものであれば特に限定されない。各導波路の幅としては，たとえば１〜２０マイクロメートル程度，好ましくは５〜１０マイクロメートル程度があげられる。また，導波路の深さ（厚さ）として，１０ｎｍ〜１マイクロメートルがあげられ，好ましくは５０ｎｍ〜２００ｎｍである。
なお，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に含まれる分岐部(5)は，光信号が前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とへ分岐するようにされた部位であり，導波路がＹ字型に分岐した構成をとるものがあげられる。また，合波部(6)は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）から出力される光信号が合波される部位であり，導波路がＹ字型に形成されたものがあげられる。上記のＹ字型は対象であっても，非対称であってもよい。なお，分岐部(5)又は合波部(6)として方向性結合器（カプラ）を用いてもよい。
上記の光変調器の好ましい態様は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の分岐部(5)には非対称方向性結合器が設けられ，前記非対称性方向性結合器によって，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）に分波される光信号の強度が，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）に分波される光信号の強度よりも強くなるように制御される光変調器である。
サブマッハツェンダー導波路上の電極
各サブマッハツェンダー導波路には，それぞれ第１の電極（電極Ａ）及び第２の電極（電極Ｂ）が設けられる。電極Ａは，ＤＣＡ電極及びＲＦＡ電極のいずれか又は両方として機能する。電極Ｂは，ＤＣＢ電極及びＲＦＢ電極のいずれか又は両方として機能する。すなわち，これらの電極Ａ及び電極Ｂには，バイアス電圧の他にラジオ周波数などの変調信号が印加される。
第１のバイアス調整電極（ＤＣＡ電極）は，ＭＺＡを構成する２つのアーム（Path1及びPath3）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺＡの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。一方，第２のバイアス調整電極（ＤＣＢ電極）は，ＭＺＢを構成する２つのアーム（Path2及びPath4）間のバイアス電圧を制御することにより，ＭＺＢの２つのアームを伝播する光の位相を制御するための電極である。ＤＣＡ電極，及びＤＣＢ電極は，好ましくは通常直流または低周波信号（ＤＣＡ信号，及びＤＣＢ信号）が印加される。ここで低周波信号における「低周波」とは，例えば，0Ｈｚ〜500ＭＨｚの周波数を意味する。なお，この低周波信号の信号源の出力には電気信号の位相を調整する位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
第１の変調電極（ＲＦＡ電極）は，ＭＺＡを構成する２つのアームにラジオ周波数（ＲＦ）信号を入力するための電極である。一方，第２の変調電極（ＲＦＢ電極）は，ＭＺＢを構成する２つのアームにＲＦ信号（ＲＦＡ信号，及びＲＦＢ信号）を入力するための電極である。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極としては，進行波型電極または共振型電極が挙げられ，好ましくは共振型電極である。
先に説明したとおり，ＤＣＡ電極とＲＦＡ電極とは，別々の電極とされてもよいし，一つの電極がそれらの機能を果たしてもよい。後者の場合は，一つの電極にバイアス電圧とラジオ周波数信号とが印加されることとなる。
ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極は，好ましくは高周波電気信号源と接続される。高周波電気信号源は，ＲＦＡ電極及びＲＦＢ電極へ伝達される信号を制御するためのデバイスであり，公知の高周波電気信号源を採用できる。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極に入力される高周波信号の周波数（ｆｍ）として，例えば１ＧＨｚ〜100ＧＨｚがあげられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。なお，この高周波電気信号源の出力には位相変調器が設けられ，出力信号の位相を制御できるようにされていることが好ましい。
ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極は，たとえば金，白金などによって構成される。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極の幅としては，１μｍ〜10μｍが挙げられ，具体的には５μｍが挙げられる。ＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極の長さとしては，変調信号の波長の(fm)の0.1倍〜0.9倍が挙げられ，0.18〜0.22倍，又は0.67倍〜0.70倍が挙げられ，より好ましくは，変調信号の共振点より20〜25%短いものである。このような長さとすることで，スタブ電極との合成インピーダンスが適度な領域に留まるからである。より具体的なＲＦＡ電極，及びＲＦＢ電極の長さとしては，3250μｍがあげられる。以下では，共振型電極と，進行波型電極について説明する。
共振型光電極（共振型光変調器）は，変調信号の共振を用いて変調を行う電極である。共振型電極としては公知のものを採用でき，例えば特開2002-268025号公報，「川西哲也，及川哲，井筒雅之，"平面構造共振型光変調器"，信学技報，TECHNICAL REPORT OF IEICE, IQE2001-3(2001-05)」に記載のものを採用できる。
進行波型電極（進行波型光変調器）は，光波と電気信号を同方向に導波させ導波している間に光を変調する電極（変調器）である（例えば，西原浩，春名正光，栖原敏明著，「光集積回路」（改訂増補版）オーム社，119頁〜120頁）。進行波型電極は公知のものを採用でき，例えば，特開平11−295674号公報，特開平11−295674号公報，特開2002−169133号公報，特開2002-40381号公報，特開2000-267056号公報，特開2000-471159号公報，特開平10-133159号公報などに開示されたものを用いることができる。
進行波型電極として，好ましくは，いわゆる対称型の接地電極配置（進行波型の信号電極の両側に，少なくとも一対の接地電極が設けられているもの）を採用するものである。このように，信号電極を挟んで接地電極を対称に配置することによって，信号電極から出力される高周波は，信号電極の左右に配置された接地電極に印加されやすくなるので，高周波の基板側への放射を，抑圧できる。
ＲＦ電極が，ＲＦ信号用の電極と，ＤＣ信号用の電極とを兼ねたものでもよい。すなわち，ＲＦＡ電極及びＲＦＢ電極のいずれか又は両方は，ＤＣ信号とＲＦ信号とを混合して供給する給電回路（バイアス回路）と連結されている。この態様の光ＳＳＢ変調器は，ＲＦ電極が給電回路（バイアス回路）と連結されているので，ＲＦ電極にＲＦ信号（ラジオ周波数信号）とＤＣ信号（直流信号：バイアス電圧に関する信号）を入力できる。
メインマッハツェンダー電極（電極Ｃ）(11)は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に変調信号を印加して，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）からの出力信号と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）からの出力信号との位相差を制御するとともに，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）にバイアス電圧を印加して，出力される光信号の位相を制御する為の電極である。電極Ｃとして，上記に説明したサブマッハツェンダー用の電極を適宜利用できる。電極Ｃには，たとえば変調信号としてラジオ周波数信号が印加されるので，それに対応した進行波型電極が好ましい。電極Ｃにより両アームの光信号の位相差が制御されるので，ＵＳＢ又はＬＳＢなど打ち消したい信号の位相を逆とすることでそれらの信号を抑圧できることとなる。この位相制御を高速に行うことで，周波数シフトキーイングが達成できる。また，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)から出力される光信号の位相を制御するために前記メインマッハツェンダー電極(11)にバイアス電圧を印加することにより，ＵＳＢ信号及びＬＳＢ信号の位相を調整できる。
メインマッハツェンダー電極（電極Ｃ）(11)は，信号源(12)と電気的に接続される。そして，信号源(12)は，前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）からの出力信号と前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）からの出力信号との位相差を制御するための変調信号と，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)から出力される光信号の位相を制御するためのバイアス電圧のいずれか又は両方を前記メインマッハツェンダー電極(11)に印加するために用いられる。
光変調器がＦＳＫ変調器として機能する場合，前記の変調信号（ＲＦＣ電圧）により，各サブマッハツェンダー導波路からの光信号の位相差が高速に制御されて，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号が切り換えられ，それがＦＳＫ信号とされる。この変調信号は，先に説明した変調信号と同様のものを用いることができる。また，前記メインマッハツェンダー電極(11)に印加されるバイアス電圧（ＤＣＣ電圧）により，メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)のうち，特に合波部(6)と出力部(7)との間で，バイアス電圧によりＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相が制御されることとなる。このバイアス電圧についても，先に説明したものと同一のものを用いることができる。
信号源
上記に説明したように，従来のＦＳＫ変調器では，ＦＳＫ変調器にバイアス電圧として通常ひとつの信号源から2種類の信号（ＤＣＡ電圧，ＤＣＢ電圧）が電極Ａ及び電極Ｂにそれぞれ印加され，別の高周波電源から3種類の信号（ＲＦＡ電圧，ＲＦＢ電圧，ＲＦＣ電圧）が電極Ａ，電極Ｂ及び電極Ｃにそれぞれ印加される。また，従来のＳＳＢ変調器では，ＳＳＢ変調器にバイアス電圧として通常ひとつの信号源から3種類の信号（ＤＣＡ電圧，ＤＣＢ電圧，ＤＣＣ電圧）が電極Ａ，電極Ｂ及び電極Ｃにそれぞれ印加され，別の高周波電源から3種類の信号（ＲＦＡ電圧，ＲＦＢ電圧）が電極Ａ及び電極Ｂに印加される。
一方，本発明の光変調器では，好ましくは，バイアス電圧として通常ひとつの信号源から3種類の信号（ＤＣＡ電圧，ＤＣＢ電圧，ＤＣＣ電圧）が電極Ａ，電極Ｂ及び電極Ｃにそれぞれ印加され，別の高周波電源から3種類の信号（ＲＦＡ電圧，ＲＦＢ電圧，ＲＦＣ電圧）が電極Ａ，電極Ｂ及び電極Ｃにそれぞれ印加されることとなる。このように，本発明によれば，電源からの信号配線は従来のものよりも複雑となるが，たとえばＦＳＫ信号の位相をも調整できることとなる。なお，各バイアス電圧を光変調器に印加するための信号源は，ひとつのものであり，適宜位相変調器や遅延回路などにより位相変調や時間制御が達成されるようにされていることが好ましい。また，変調信号などを光変調器に印加するための信号源は，ひとつのものであり，適宜位相変調器や遅延回路などにより位相変調や時間制御が達成されるようにされていることが好ましい。また，それら信号源から各電極へ伝えられる信号の位相，強度，タイミングなどは，信号源と接続されたコンピュータなどの制御部により制御されるものが好ましい。
図2は，本発明のある実施態様に係る信号源に関する概念図である。図2に示されるようにこの態様の信号源(12)は，2つのサブＭＺ導波路及びメインＭＺ導波路にバイアス電圧（低周波信号）を印加するためのバイアス信号源（低周波信号源）(12a)と，2つのサブＭＺ導波路及びメインＭＺ導波路にラジオ周波数信号を印加するための高周波信号源(12b)とを具備する。そして，それらの信号源は，たとえば，電気信号の位相，強度，周波数，印加タイミングなどを調整する調整機構(12c，12d)と接続されており適宜位相などが調整される。それらの調整量は，固定されていてもよいし，各調整機構と接続されたコンピュータ(12e)などの制御機構により制御されてもよい。
バイアス信号源（低周波信号源）(12a)は，低周波信号を発生し，調整機構(12c)で信号の位相，強度，周波数又は印加タイミングのいずれか1つ以上が調整された後，3種類の信号（ＤＣＡ電圧，ＤＣＢ電圧，ＤＣＣ電圧）が光変調器(1)に印加されることとなる。先に説明したとおり，ここで低周波信号における「低周波」とは，例えば，0Ｈｚ〜500ＭＨｚの周波数を意味する。
高周波信号源(12b)は高周波信号を発生し，調整機構(12d)で信号の位相，強度，周波数又は印加タイミングのいずれか1つ以上が調整された後，3種類の信号（ＲＦＡ電圧，ＲＦＢ電圧，ＲＦＣ電圧）が光変調器(1)に印加されることとなる。先に説明したとおり，高周波信号の周波数（ｆｍ）として，例えば1ＧＨｚ〜100ＧＨｚがあげられる。高周波電気信号源の出力としては，一定の周波数を有する正弦波があげられる。
バイアス電圧制御部
バイアス電圧制御部(13)は，メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を調整するための制御信号を出力する第1のバイアス調整手段と，サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧は，前記第1のバイアス調整手段により得られた値のままとしつつ，前記光信号の強度をMaxとしたときに，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下となるように調整するための制御信号を出力する第2のバイアス調整手段として機能させるためのコンピュータ読取可能な記録媒体を搭載したコンピュータにより実現される。上記各手段は，測定系からの測定値を入力する入力装置と，入力装置から入力された測定値を記憶する記憶部と，記憶部が記憶する測定値を比較するための演算部と，入力装置からの入力情報に従って，メインメモリ中の制御プログラムを読み出し，記憶装置に記憶された各測定値情報を読み出し，所定の制御を行うための制御部と，演算部の演算結果に基づいて，信号源に対してバイアス電圧に関する指令を出力する出力部とを有するコンピュータなどにより実装される。
前記第2のバイアス調整手段の替わりに，前記サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧は，前記第1のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，前記メインマッハツェンダー電極にバイアス電圧としてディザリング信号を印加し，ディザリング信号成分の出力が最大となるように前記メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する第3のバイアス調整手段を具備するものであってもよい。ディザリング信号は，階段波信号にディザリング処理を施すディザリング生成回路を備える前記第2のバイアス調整手段により達成されてもよい。たとえば，ｎステップの階段波にｍ回のディザリングを行うことで，階段波信号のステップ数はｎ×ｍとなり周波数のステップ回数を増やすことなく比較精度を高めることができる。ディザリング生成回路は，たとえば帰還分周器（ＤＩＶ）と変調回路から構成されるものがあげられる。ディザリング生成回路はたとえば以下のように動作する。電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力周波数が，出力端子と帰還分周器に供給される。一方，変調回路は，基準入力信号Ｒを受け出力周波数に一定の周期の揺らぎを与える周波数を生成し，帰還分周器に供給する。帰還分周器は，変調回路の出力により，一定の周期で分周する比率を１％程度の範囲で変化させる。そして，帰還分周器の出力は位相比較回路に供給される。このようにしてディザリング信号が生成される。
また，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を，前記第2又は第3のバイアス調整手段で得られた値のままとしつつ，各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように，各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を調整するための制御信号を出力する第4のバイアス調整手段をさらに具備するものであってもよい。
本発明の光変調器は，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧により，出力信号の位相を制御する光変調器であってもよい。この場合，通常のＦＳＫ変調の動作に加え，メインマッハツェンダー電極には，バイアス電圧も印加されることとなり，位相が調整されたＦＳＫ変調信号を得ることができることとなる。
ＦＳＫは，周波数シフトキーイング（Frequency Shift Keying）の略であり，周波数の差を情報とする変調方法である。ＦＳＫ変調器は，具体的には，キャリアの周波数を（f0）とし，変調信号の周波数を（fm）とした場合に，ＦＳＫ変調器により出力されるＵＳＢ信号（f0＋fm）とＬＳＢ信号（f0-fm）とを情報とする変調器である。
ＰＳＫは，位相（フェイス）シフトキーイング（Phase Shift Keying）の略であり，位相差を情報とする変調方法である。ＰＳＫ変調器では，光信号の位相差を情報とするので，たとえば，位相が０とπなどを情報とする。
動作
以下，本発明の光ＦＳＫ変調システムの基本動作について説明する。光変調器の動作を以下に説明する。サブマッハツェンダー導波路の並列する４つの光位相変調器（これらはＲＦＡ電極，ＲＦＢ電極を構成する）に，たとえば，位相が９０°ずつ異なる正弦波ＲＦ信号を印加する。また，光に関しても，たとえば，それぞれの位相差が９０°となるようにバイアス電圧をＤＣＡ電極，ＤＣＢ電極に印加する。これらの電気信号の位相差や光信号の位相差は，適宜調整すればよいが，基本的には９０°の整数倍ずれるように調整する。
図3は，理想的な光ＦＳＫ変調器（又は光ＳＳＢ変調器）の各部における光信号とその位相を示す概念図である。図3に示されるように，理想的には，キャリアなどが抑圧されており，図1のＰ点及びＱ点では，それぞれＭＺＡ及びＭＺＢからの出力信号のうちＬＳＢについて位相が逆位相となるように調整される。このように調整された信号は合波部(6)で合波されると，ＬＳＢ成分が打ち消しあい，ＵＳＢ成分のみが残留することとなる。一方，Ｃ電極を出力信号の位相差が２７０°となるように調整するとＵＳＢ信号が打ち消しあい，ＬＳＢ信号が残留することとなる。
図4は，位相を考慮したＦＳＫ信号（ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号）の概念図である。図4は，ＬＳＢが得られる様子を示している。たとえば，この例では，図3のＵＳＢ信号と図4のＬＳＢ信号との位相が180°ずれている。ＦＳＫ信号は，周波数のシフトを用いて信号とするため，特定の周波数位置に信号があればよく，最終的なＦＳＫ信号（ＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号）の位相については，関心が持たれておらず，実際は図4に示されるとおり，ＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号の位相がそろわないこととなる。すなわち図4の点線で示されるようにＵＳＢ信号が存在したとすれば，ＬＳＢ信号とＵＳＢ信号との位相はたとえば１８０°ずれることとなる。
よって，たとえば，得られるＬＳＢ信号の位相が図４のものと１８０°異なるように，Ｐ点及びＱ点での光信号の位相をそれぞれ１８０°ずれるように調整すればよい。そのように調整すれば，ＬＳＢ信号として得られる光信号の位相が図４のものと１８０°ずれて，図３のＵＳＢ信号の位相と同様になる。また，図４のＬＳＢ信号を得た後，ＬＳＢ信号の位相を１８０°ずれるように調整してもよい。
たとえば，ＬＳＢ信号の位相とＵＳＢ信号の位相がずれる場合，ＬＳＢ信号かＵＳＢ信号かは，メインマッハツェンダー電極に印加される変調信号により選択されるので，その変調信号の変調に応じて，メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を調整するように信号源を調整すればよい。このように調整するためには，信号源と接続されるコンピュータなどの制御装置が，たとえばＵＳＢ信号とする際にバイアス電圧を印加するのであれば，変調信号としてＵＳＢ信号を選択するような指令情報と共に，所定のバイアス電圧を印加するため指令情報を出力し，それぞれバイアス電圧の信号源と，変調信号のための高周波信号源などに伝えればよい。そのような指令情報を受けた各信号源は，その指令に従って，ＵＳＢ信号を出力するような変調信号をメインマッハツェンダー電極に印加し，また所定のバイアス電圧をかけるような信号をメインマッハツェンダー電極に印加する。このようにして，信号が選択されると共に，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相が（好ましくは同じ値に）調整される。
本発明の光ＦＳＫ変調システムは，上記のように，ＦＳＫ変調システムにあえて，出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整するための出力信号位相調整部を設けることで，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を，たとえば同じになるように調整できるので，このＦＳＫ変調システムは，ＦＳＫ−ＰＳＫ変調（ＦＳＫ変調信号をＰＳＫ変調に変換する変調，又はＦＳＫ変調しさらにＰＳＫ変調する変調）などに利用できる。
具体的をあげて上記の光ＦＳＫ変調システムを説明する。第１の電極及び第2の電極に９０°の位相差を有する振幅が同じ（Ａｍとする）で，変調周波数（ｆｍ）が等しい変調信号を印加するとする。９０°の位相差を考慮し，これらの変調信号をそれぞれＡｍｃｏｓωｍｔ，Ａｍｓｉｎωｍｔとする。なお，ωｍ＝２πｆｍである。そして位相がπずれたバイアス信号を第１の電極及び第２の電極に印加する。なお，図3における位相差（遅延）は，第3の電極に印加されるベースバンド信号の位相に関する関数f(t)によって調整されることとなる。ＭＺＡの出力部からＭＺＣの合波部(6)までにおける第3の電極(11a)によりもたらされる位相遅延をＡ１f(t)とし，ＭＺBの出力部からＭＺＣ合波部(6)までにおける第3の電極(11b)によりもたらされる位相遅延をＡ２f(t)とする。そして，αを{（Ａ１−Ａ２）／（Ａ１＋Ａ２）}と定義し，Ｆを{（Ａ１＋Ａ２）[f(t)＋π／４]}／２と定義する。なお，第3の電極が一電極型のものでは，αが０となる。一方，上記の例では電極（11a）がＡ１と関連し，電極（11b）がＡ２と関連することとなる。なお，入力信号をexp（ｊω0ｔ）で表すと，ＭＺＣの合波部(6)での出力Ｒは下記式（Ｉａ）のように表されることとなる。
なお，上記式においてｊは虚数単位である。またＪ１（Ａｍ）はベッセル関数である。すなわちｓｉｎの項に虚数単位がかけられているように，上記のような変調を行えば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号にｊｓｉｎ項に関連した９０°の位相差が付与されることとなる。さらに，第3の電極を2電極型とした場合は，αＦ（ｔ）項が残ることなり，これは位相変調成分に相当する。よって，ＦＳＫ変調は，第3の電極(ＭＺＣＡ:11a) と第3の電極(ＭＺＣＡ:11a)に印加するベースバンド信号の差成分と関連することとなり，位相変調は第3の電極(ＭＺＣＡ:11a) と第3の電極(ＭＺＣＡ:11a)に印加するベースバンド信号の和成分と関連することとなる。
上記の式で，ＵＳＢ信号は，たとえば，ｃｏｓ[f(t)＋π／４] 項に関連し，ＬＳＢ信号は，たとえば，ｓｉｎ[f(t)＋π／４] 項に関連する。したがって，f(t)が−π／４の場合，ＵＳＢ信号が出てＬＳＢ信号が消え，一方，f(t)がπ／４の場合，ＵＳＢ信号が消えてＬＳＢ信号が出ることとなる。そして，そのように調整した場合，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差が１８０°となる。
電極Cが2電極型のものでは，ＭＺＣＡ(11a)又はＭＺＣＢ(11b)のいずれか一方の電極にベースバンド信号を印加すればαを1又は-1に切り替えることができる。すなわち，ベースバンド信号を印加する電極をＭＺＣＡ(11a)又はＭＺＣＢ(11b)に切替えることで，αを1から-1又は-1から１へ切替えることができるので，ベースバンド信号を印加する電極を帰ることで位相変調を施すことができることとなる。また，両方の電極にベースバンド信号を印加する，又は印加しないことによっても出力信号の位相を制御できる。すなわち，上記のシステムによれば，たとえば，0°，90°（π／２），180°（π），又は270°（３π／２）といった位相差を信号に乗せる位相変調を行うことができることとなる。
先に説明したとおり，本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい態様は，前記第3の電極（電極Ｃ）(11)が，前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＡ電極）(11a)と，前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＢ電極）(11b)とのいずれか又は両方から構成され，前記出力信号位相調整部は，前記ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)のいずれか又は両方に印加する電圧を制御することにより前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整する上記に記載の光周波数シフトキーイング変調システムである。
この態様に係る光ＦＳＫ変調システムでは，ＭＺＣＡ電極又はＭＺＣＢ電極は，電圧が印加されると隣接する導波路に電界を形成し，それぞれ位相変調器として機能する。これによりその導波路を伝播する光信号の位相を変調することができるので，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を，たとえば同じになるように調整できる。具体的には，ＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号に関する変調信号を電極Ｃに印加するのみならず，その信号がＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号のいずれかの場合に，ＭＺＣＡ電極又はＭＺＣＢ電極のいずれか又は両方にたとえば位相が逆転するようなバイアス電圧をも印加する。これによりＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相を調整できる。
なお，光ＦＳＫ変調システムの出力信号を光検出器が検出し，その光検出器が検出した出力信号を制御部が受取り，制御部はその受取った出力信号に含まれるＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相差を分析し，その位相差が小さくなるようにＭＺＣＡ電極又はＭＺＣＢ電極にバイアス電圧を印加するものは，本発明の好ましい実施態様である。このように制御すれば，光変調システムの状況が変化した場合であっても，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差をできるだけ小さくするように自動的に制御できることとなる。
先に説明したとおり，本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい別の態様は，前記出力信号位相調整部は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)と前記出力部(7)との間に設けられた位相変調器を具備する，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムである。
このような光ＦＳＫ変調システムであれば，たとえば光信号が出力信号位相調整部を伝播する際にＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号のいずれかについて位相を調整するように位相変調を施せばよい。そのように調整することで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相をたとえば同位相にすることができる。このように調整するためには，信号源からの変調信号を，出力信号位相調整部の位相変調器に印加されるようにして，その変調信号が０又は１（すなわちＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号）の場合に，所定の電圧を位相変調器に印加するように制御すればよい。具体的には，位相が１８０°逆転するような電圧信号を印加すればよい。このように制御することで，ＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号のいずれかのみの位相を逆転することができ，これによりＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相を合わせることができる。
本発明の光変調器の製造方法
光導波路の形成方法としては，チタン拡散法等の内拡散法やプロトン交換法など公知の形成方法を利用できる。すなわち，本発明の光変調器は，例えば以下のようにして製造できる。まず，ニオブ酸リチウムのウエハー上に，フォトリソグラフィー法によって，チタンをパターニングし，熱拡散法によってチタンを拡散させ，光導波路を形成する。この際の条件は，チタンの厚さを１００〜２０００オングストロームとし，拡散温度を５００〜２０００℃とし，拡散時間を１０〜４０時間としすればよい。基板の主面に，二酸化珪素の絶縁バッファ層（厚さ０．５−２μｍ）を形成する。次いで，これらの上に厚さ１５−３０μｍの金属メッキからなる電極を形成する。次いでウエハーを切断する。このようして，チタン拡散導波路が形成された光変調器が形成される。
また，電極は上記と同様にして製造できる。例えば，電極を形成するため，光導波路 の形成と同様にフォトリソグラフィー技術によって，同一幅で形成した多数の導波路の両脇に対して電極間ギャップが１マイクロメートル〜５０マイクロメートル程度になるように形成することができる。
なお，シリコン基板を用いる場合は，たとえば以下のようにして製造できる。シリコン（Si）基板上に火炎堆積法によって二酸化シリコン（SiO2）を主成分とする下部クラッド層を堆積し，次に，二酸化ゲルマニウム（GeO2）をドーパントとして添加した二酸化シリコン（SiO2）を主成分とするコア層を堆積する。その後，電気炉で透明ガラス化する。次に，エッチングして光導波路部分を作製し，再び二酸化シリコン（SiO2）を主成分とする上部クラッド層を堆積する。そして，薄膜ヒータ型熱光学強度変調器及び薄膜ヒータ型熱光学位相変調器を上部クラッド層に形成する。
なお，位相変調器は，たとえば，導波路と導波路に電界を印加できる電極などにより容易に製造でき，強度変調器は，たとえば，マッハツェンダー導波路と，マッハツェンダー導波路の各アームに設けられ，各アームを構成する導波路に電界を印加できる電極により容易に製造できる。
図５に，本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい別の態様を示す。本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい別の態様は，図５に示されるように，前記出力信号位相調整部は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)と前記出力部(7)との間に設けられた位相変調器(13)を具備する，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムである。
このような光ＦＳＫ変調システムであれば，たとえば光信号が出力信号位相調整部を伝播する際にＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号のいずれかについて位相を調整するように位相変調を施せばよい。そのように調整することで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相をたとえば同位相にすることができる。このように調整するためには，情報を乗せる信号源からの信号を含む変調信号を，出力信号位相調整部の位相変調器に印加されるようにして，その変調信号が０又は１（すなわちＵＳＢ信号又はＬＳＢ信号）の場合に，所定の電圧を位相変調器に印加するように制御すればよい。具体的には，位相が１８０°逆転するような電圧信号を印加すればよい。
本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システム
図6は，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムを説明するための概念図である。図6に示されるように，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，基本的には，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器(12)を具備することにより，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号のうち抑圧したい成分（キャリア成分（f０）や高次成分（例えば2次成分（f０±2fm））の信号強度を同程度となるように調整するので，合波部(6)で各サブマッハツェンダー導波路からの光信号が合波される際に抑圧したい成分が（位相が逆位相となっているので），効果的に抑圧されるという知見に基づくものである。なお，図では，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムとして，第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器(12)を具備するものを図示しているが，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムとして，第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器(12)を具備するものであってもよく，それら2つの強度変調器を具備するものであってもよい。
この側面に係る光変調システムにおける好ましい態様は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の分岐部(5)には非対称方向性結合器が設けられ，前記非対称性方向性結合器によって，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）に分波される光信号の強度が，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）に分波される光信号の強度よりも強くなるように制御されるものである。
強度変調器(12)による強度調整は，抑圧しようとする成分の大きさの差が小さければ，わずかに強度を小さくするように調整しなければならないし，ＭＺＡからの光信号の方が，ＭＺＢからの光信号よりも光強度が弱い場合，強度変調器(12)を用いても効果的に抑圧したい成分を抑圧できないこととなる。そこで，上記したような光変調器であれば，強度変調器のあるＭＺＡへ向かう光信号の強度をＭＺＢへ向かう光信号の強度より予め大きくできるので，強度変調器(12)を効果的に利用することができるのである。
強度分岐の比が余りに小さければ非対称とする意味がなく，余りに大きければ光信号全体の強度を小さくしなければならなくなる。そのような観点から，非対称性方向性結合器の強度分岐比（ＭＺＡ／ＭＺＢ）として，１．０１以上５以下があげられ，１．１以上３以下が好ましく，１．３以上１．５以下でもよい。このようにＭＺＡの分岐比を大きくするので，強度変調器(12)においてその分岐比を考慮した強度に調整すれば，効果的に抑圧したい成分の強度を適切なものに調整できることとなる。
特に図示しないが，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器(12)を具備するものは，本発明の別の好ましい実施態様である。
なお，ＭＺＢの出力部から合波部(6)までの間に，更に強度変調器(12)を設けるものは本発明の別の実施態様である。この場合，ＭＺＡからの光信号とＭＺＢからの光信号とについて，どちらが強い場合であっても抑圧したい成分の強度を調整して，抑圧できることとなる。
具体的には，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，本発明の第1の側面に係る光ＦＳＫ変調システムの構成を適宜採用しつつ，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器(12)を具備する光変調器である。
上記のような構成を採用するので，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，第1の側面に係る光ＦＳＫ変調システムの利益を享受しつつ，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号のうち抑圧したい成分（キャリア成分（f０）や高次成分（例えば2次成分（f０±2fm））の信号強度を同程度となるように調整するので，合波部(6)で各サブマッハツェンダー導波路からの光信号が合波される際に抑圧したい成分を効果的に抑圧できる。さらに，第1の側面に係る光ＦＳＫ変調システムに係る構成により，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を調整することができるので，高性能な光情報通信システムとして利用されうる。
本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，具体的には，各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号に含まれる光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば2次成分（f０±2fm））の位相は，各サブマッハツェンダー導波路に印加する信号の位相やバイアス電圧によって求まるので，合波部で合波される前の，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号の位相を，抑圧したい成分（光信号の搬送波（キャリア信号）又は高次成分（例えば2次成分（f０±2fm）））の位相が逆位相となるように制御する。そのように制御するので，抑圧したい成分が効果的に抑圧されることとなる。
また，制御部は，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）からの出力信号と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）からの出力信号に含まれる光搬送波信号又は特定の高次光信号の位相が180°ずれるように前記第1のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）及び第2のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）に印加される電圧を調整するものがあげられる。このような制御部としては，各電極の信号源と接続された処理プログラムを格納したコンピュータがあげられる。そして，コンピュータは，キーボードなどの入力装置から制御情報の入力を受けると，ＣＰＵは，たとえばメインプログラムに格納された処理プログラムを読み出し，よりプログラムの指令に従って，各種メモリから必要な情報を読み出して，適宜メモリに格納される情報を書き換え，信号源へ信号源から出力される光信号のタイミングと位相差を制御するような指令を外部出力装置から出力すればよい。なお，そのような処理プログラムとしては，コンピュータを，各サブマッハツェンダー導波路における特定の成分の位相を把握する手段と，前記手段が把握した特性の成分の位相情報を用いて，それらの位相が逆位相となるように前記第1のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＡ電極）及び第2のメインマッハツェンダー用電極（ＭＺＣＢ電極）に印加される変調信号を調整する指令を作製する手段とを具備するものとして機能させるようなものであればよい。
なお，強度変調器として，メインマッハツェンダー導波路からの出力のうち過渡期に生ずる信号である過渡信号の強度が小さくなるように強度変調を施すことにより，前記過渡信号の強度を小さくするものを用いるものは，本発明の好ましい別の実施態様である。そのような強度変調は，制御部の制御信号を強度変調器の変調信号と各マッハツェンダー導波路の変調信号とを同期させるようにして，メインマッハツェンダー導波路から出力される信号のうちＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との過渡期に相当するタイミングにおける出力信号の強度を弱めるように制御すればよい。そのように制御することで，過渡信号を抑圧し，好ましいＦＳＫ変調信号を得ることができる。すなわち，そのような利用態様によれば，位相差を適切に制御し，かつ過渡期に存在する過渡信号をも抑圧した望ましいＦＳＫ変調信号を得ることができることとなる。
また，あえて，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号を抑圧するように強度変調を施してもよい。この場合，過渡信号がシステム全体として出力されることとなるが，この過渡信号を光検出器で検出しＵＷＢ信号を得ることができる。
図7は，本発明の好ましい実施態様を示す概略構成図である。図7に示されるとおりこの態様に係る光変調システムは，第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）を構成する２つのアームのいずれか，又は前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）を構成する２つのアームのうちいずれか1つの導波路又は2つ以上の導波路に，当該導波路を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器(12)を具備する。
このような強度変調器(12)が設けられるアーム（図1のパス）は，Path1,Path2,Path3又はPath4のいずれかであってもよいし；Path1及びPath2，又はPath1及びPath3，Path1及びPath3，又はPath1及びPath4であってもよいし；Path2及びPath3，又はPath2及びPath4であってもよいし；Path3及びPath4であってもよいし；Path1，Path2，及びPath3であってもよいし；Path1，Path2，及びPath4であってもよいし；Path1，Path3，及びPath4であってもよいし；Path2，Path3，及びPath4であってもよいし；全てのPathであってもよい。
サブマッハツェンダー導波路に設けられる強度変調器として，特に限定されないが，サブマッハツェンダー導波路とサブマッハツェンダー導波路に電界を与えるための電極とを具備するものがあげられる。
この実施態様に係る光変調システムでは，サブマッハツェンダー導波路からの特定の成分の強度を予め調整できるので，より効果的に抑圧したい成分を抑圧できることとなる。そして，抑圧したい成分を抑圧し，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を調整することで，光情報通信に好ましい光変調器を提供できることとなる。
本発明の第3の側面に係る光ＦＳＫ変調システム
本発明の第3の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，基本的には，各バイアス電極に印加されるバイアス電圧するためのバイアス電圧制御部をあえて設けることで，光変調器の動作中であっても，最適なバイアス電圧値に調整でき，好適な動作環境を得ることができるという知見に基づくものである。
本発明の第3の側面に係る光変調システムは，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように前記電極Ａと前記電極Ｂに印加するバイアス電圧を調整する第1のバイアス調整手段と，前記電極Ａと前記電極Ｂに印加するバイアス電圧を，前記第1のバイアス調整手段により得られた値のままとしつつ，前記光信号の強度をMaxとしたときに，前記電極Ｃに印加されるバイアス電圧を，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下（好ましくは半分）となるように調整する第2のバイアス調整手段を具備する。
本発明の第3の側面に係る光変調システムは，上記のような構成を採用するので，第1の側面に係る光ＦＳＫ変調システムの利益を享受しつつ，各バイアス調整手段としてのバイアス電圧制御部は，各ＭＺ導波路から出力される光信号を検出する光検出器からの情報を受けつつ，前記信号源による各電極に印加するバイアス電圧値を調整する。このように調整するので，自動的に最適なバイアス電圧値に調整できることとなる。
本発明の第3の側面に係る光変調システムの好ましい別の態様は，前記第2のバイアス調整手段の替わりに，前記サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を，前記第1のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，前記メインマッハツェンダー電極にバイアス電圧としてディザリング信号を印加し，ディザリング信号成分の出力が最大となるように前記メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する第3のバイアス調整手段を具備する上記の光変調システムに関する。
バイアス電圧制御部は，メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を調整するための制御信号を出力する第1のバイアス調整手段と，サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧は，前記第1のバイアス調整手段により得られた値のままとしつつ，前記光信号の強度をMaxとしたときに，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下となるように調整するための制御信号を出力する第2のバイアス調整手段として機能させるためのコンピュータ読取可能な記録媒体を搭載したコンピュータにより実現される。上記各手段は，測定系からの測定値を入力する入力装置と，入力装置から入力された測定値を記憶する記憶部と，記憶部が記憶する測定値を比較するための演算部と，入力装置からの入力情報に従って，メインメモリ中の制御プログラムを読み出し，記憶装置に記憶された各測定値情報を読み出し，所定の制御を行うための制御部と，演算部の演算結果に基づいて，信号源に対してバイアス電圧に関する指令を出力する出力部とを有するコンピュータなどにより実装される。
前記第2のバイアス調整手段の替わりに，前記サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧は，前記第1のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，前記メインマッハツェンダー電極にバイアス電圧としてディザリング信号を印加し，ディザリング信号成分の出力が最大となるように前記メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整する第3のバイアス調整手段を具備するものであってもよい。ディザリング信号は，階段波信号にディザリング処理を施すディザリング生成回路を備える前記第2のバイアス調整手段により達成されてもよい。たとえば，ｎステップの階段波にｍ回のディザリングを行うことで，階段波信号のステップ数はｎ×ｍとなり周波数のステップ回数を増やすことなく比較精度を高めることができる。ディザリング生成回路は，たとえば帰還分周器（ＤＩＶ）と変調回路から構成されるものがあげられる。ディザリング生成回路はたとえば以下のように動作する。電圧制御発振器（ＶＣＯ）の出力周波数が，出力端子と帰還分周器に供給される。一方，変調回路は，基準入力信号Ｒを受け出力周波数に一定の周期の揺らぎを与える周波数を生成し，帰還分周器に供給する。帰還分周器は，変調回路の出力により，一定の周期で分周する比率を１％程度の範囲で変化させる。そして，帰還分周器の出力は位相比較回路に供給される。このようにしてディザリング信号が生成される。
また，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を，前記第2又は第3のバイアス調整手段で得られた値のままとしつつ，各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように，各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を調整するための制御信号を出力する第4のバイアス調整手段をさらに具備するものであってもよい。
本発明の光変調器は，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧により，出力信号の位相を制御する光変調器であってもよい。この場合，通常のＦＳＫ変調の動作に加え，メインマッハツェンダー電極には，バイアス電圧も印加されることとなり，位相が調整されたＦＳＫ変調信号を得ることができることとなる。
以下，この実施態様に係る発明のバイアス調整工程について説明する。第1のバイアス調整工程は，メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように各マッハツェンダー導波路バイアス電圧を調整する工程である。
この工程は，メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように（好ましくはできるだけ大きくなるように，より好ましくは最大となるように），電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する。メインＭＺ導波路は，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，各ＭＺ電極に印加するバイアス電圧を調整してもよい。なお，出力が最大とは，厳密な意味での最大ではなく，各バイアス電圧をたとえば5〜100V変化させた場合における最大の値があげられる。また，1V〜10V程度の間隔でいくつかのサンプリングを行ったうちの最大の値であってもよい。
測定系と，各バイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，測定系が測定した光強度が大きくなるように，各バイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。制御装置は，情報を入力する入力部，情報を出力する出力部，情報を記憶する記憶部（メモリ，メインメモリを含む），各種演算や制御を行うＣＰＵなどの演算部及び制御部とを具備する。測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，いずれか1つ又は2つ以上の電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し，光強度が大きくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，各電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が増大することとなる。
第2のバイアス調整工程は，各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧は，前記第1のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，前記第1のバイアス調整工程で観測された光信号の強度をMaxとしたときに，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下（好ましくは半分）となるように調整する工程である。
電圧制御部は，各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を，前記第1のバイアス調整工程で得られた値のまま維持する指令を出力する。この指令を受けて信号源は，各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を一定の値に維持する。一方，電圧制御部は，メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力を観測し，その観測値をMax値と比較しつつ，前記メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を調整するような指令を出力する。このような出力を受けた信号源は，メインマッハツェンダー導波路に印加されるバイアス電圧を調整する。
具体的には，測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し，光強度が大きくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けたバイアス信号源は，その指令にしたがって，メインンマッハツェンダー電極に印加する電圧値を変化させるので，メインマッハツェンダー導波路からの出力信号の強度が減少することとなる。そして，メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下（好ましくは半分）など所定の設定値となった場合に，この工程は終了し，次の工程へと移ることとなる。
第3のバイアス調整工程は，メインマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を前記第2のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように，各サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を調整する任意の工程である。
電圧制御部は，メインマッハツェンダー電極に印加するバイアス電圧を，前記第2のバイアス調整工程で得られた値のまま維持する指令を出力する。この信号を受けたバイアス信号源は，メインマッハツェンダー電極に印加するバイアス電圧を，前記第2のバイアス調整工程で得られた値のまま維持する。一方，電圧制御部は，各サブマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力を観測し，それぞれ観測値が最大となるように各サブマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を調整するような指令を出力する。このような出力を受けた信号源は，各サブマッハツェンダー導波路に印加されるバイアス電圧を調整する。
具体的には，測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，各サブマッハツェンダー電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，格納されたこれまでの光強度と比較し，光強度が最大となるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けたバイアス信号源は，その指令にしたがって，各サブマッハツェンダー電極に印加する電圧値を変化させるので，各サブマッハツェンダー導波路からの出力信号の強度が変化することとなる。そして，両方のサブマッハツェンダー導波路から出力される信号の強度が最大となった段階でこの工程は終了し，これにより適切なバイアス電圧を得ることができることとなる。
なお，第2のバイアス調整工程に変えて，サブマッハツェンダー導波路に印加するバイアス電圧を前記第1のバイアス調整工程で得られた値のままとしつつ，前記メインマッハツェンダー電極にバイアス電圧としてディザリング信号（微小振動信号）を印加し，ディザリング信号成分の出力が最大となるように前記メインマッハツェンダー電極のバイアス電圧を調整するものは，本発明の別の実施態様である。
なお，本発明の別の側面に係る光ＦＳＫ変調システムは，前記第１の電極(9)，第２の電極(10)，及び前記メインマッハツェンダー電極（電極Ｃ）(11)に信号を与える信号源を制御するための制御部であって，前記信号源を(i) 前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）からの出力が大きくなるように，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に印加するバイアス電圧及び前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）及び前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）に印加するバイアス電圧を調整し，(ii) 前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）からの出力が小さくなるように，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に印加するバイアス電圧を調整し，(iii) 前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）からの出力が小さくなるように，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）又は前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）のバイアス電圧を減少させ，(iv) 前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の出力が小さくなるように，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）に印加するバイアス電圧を調整するように動作させるものを具備する，上記の光変調器である。
このような態様の光変調器を用いれば，各電極へ印加するバイアス電圧を適切なものに調整できるので，キャリア成分（f０）や高次成分（例えば2次成分（f０±2fm））などを抑圧でき，より高い消光比を達成できる。この側面に係る光ＦＳＫ変調システムにおけるバイアス調整方法は，基本的には以下の工程を含むものである。(i) メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように，メインＭＺ電極（電極Ｃ）のバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程と，(ii)メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程と，(iii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる工程と，(iv)メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程とを含む。なお，上記(iii)と(iv)の工程を繰り返し行うことは，本発明の好ましい実施態様である。以下では，各工程について説明する。
(i) メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように，電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メインＭＺ導波路からの出力が大きくなるように（好ましくはできるだけ大きくなるように，より好ましくは最大となるように），電極Ｃのバイアス電圧及び２つのサブＭＺ電極のバイアス電圧を調整する工程である。メインＭＺ導波路は，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，各ＭＺ電極に印加するバイアス電圧を調整してもよい。
また，測定系と，各バイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，測定系が測定した光強度が大きくなるように，各バイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。制御装置は，情報を入力する入力部，情報を出力する出力部，情報を記憶する記憶部（メモリ，メインメモリを含む），各種演算を行うＣＰＵなどの演算部とを具備する。測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，いずれか1つ又は2つ以上の電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し，光強度が大きくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，各電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が増大することとなる。
(ii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メインＭＺ導波路からの出力光の強度が小さくなるように，メインＭＺ電極に印加されるバイアス電圧を調整するための工程である。メインＭＺ導波路は，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，メインＭＺ電極に印加するバイアス電圧を調整してもよい。
また，測定系とメインＭＺ電極へバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，測定系が測定した光強度が小さくなるように，メインＭＺ電極のバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。測定系が測定した光強度に関する情報は，入力部により制御装置に入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出す。また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メインＭＺ電極に印加されるバイアス電圧を変化する信号を出力部から出力する。このようにすると，出力光の強度が変化する。この情報を読み出し，先の光強度と比較し，光強度が小さくなるようにバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，メインＭＺ電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が減少することとなる。
(iii) メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる工程
この工程では，メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるように，いずれかのサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させる。この工程では，いずれか一方のサブＭＺ電極のバイアス電圧を減少させた場合に，メインＭＺ導波路からの出力が小さくなるので，そのメインＭＺ導波路からの出力が小さくなる方のサブＭＺ電極のバイアス電圧を小さくするように制御する。この工程で，減少又は増加する電圧値は，予め決めておいてもよい。このような変化電圧値として，0.01Ｖ〜0.5Vがあげられ，好ましくは0.05V〜0.1Vである。本工程によりメインＭＺ導波路からの出力強度が減少する。メインＭＺ導波路は，たとえば，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよい。
また，測定系と電極Ａ及び電極Ｂへバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，電極Ａ又は電極Ｂへ印加されるバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。この際，電圧値を変化させる電極に関する情報や，変化させる電圧値に関する情報は，メモリなどに記憶されていてもよい。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し，電極Ａ又は電極Ｂに印加されるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このようにすると，電極Ａ又は電極Ｂに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。なお，電極Ａ又は電極Ｂに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化すると，メインＭＺからの出力光の強度が変化する。測定系が観測した光強度に関する情報は，入力部から入力され，メモリに記憶される。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された光強度に関する情報を読み出し，メインＭＺ導波路からの光強度が小さくなるように，サブＭＺ電極へ印加するバイアス電圧を変化させる指令を出力部から出力する。この出力信号を受けた電源は，その指令にしたがって，電極に印加する電圧値を変化させるので，光出力が減少することとなる。
(iv)メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整する工程
この工程は，メインＭＺ導波路の出力が小さくなるように，電極Ｃのバイアス電圧を調整するための工程である。メインＭＺ導波路は，たとえば，図示しない測定系と連結されているので，測定系による出力値を観測しつつ，バイアス電圧を調整してもよい。なお，本工程，又は前記(iii)の工程と本工程とを，繰り返し行っても良い。
また，測定系と電極Ｃへバイアス電圧を供給する電源系とが制御装置により接続されており，電極Ｃへ印加されるバイアス電圧の大きさを制御するようにしてもよい。制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報を読み出し，電極Ｃに印加されるバイアス電圧を変化する信号を，出力部から出力する。このようにすると，電極Ｃに印加されるバイアス電圧の値が，所定量だけ変化する。
また，制御装置のＣＰＵは，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリに記憶された制御情報や，出力光に関する情報を読み出し，バイアス電圧の調整を止めるという判断をしても良い。また，測定系からの出力光の強度情報をフィードバックし，バイアス電圧の調整をし続けても良い。
なお，レーザ光の強度を変調する光強度変調器と，光強度変調器からの出力光が入力する光周波数シフトキーイング変調システムとを具備し，前記強度変調器は，光FSK変調器からの出力のうち過渡期に生ずる信号である過渡信号の強度が小さくなるように強度変調を施すことにより，前記過渡信号の強度を小さくするものは，本発明の好ましい別の実施態様である。そのような強度変調は，制御部の制御信号を強度変調器の変調信号と光FSK変調システムの変調信号とを同期させるようにして，FSK変調信号の過渡期に相当するタイミングを制御すればよい。そのように制御することで，過渡信号を抑圧し，好ましいＦＳＫ変調信号を得ることができる。
本発明の第4の側面に係る光変調システム
本発明の第4の側面に係る光変調システムは，前記第3の電極（電極Ｃ）(11)は，前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＡ電極）(11a)と，前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＢ電極）(11b)とのいずれかを具備し，前記出力信号位相調整部は，前記ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)のいずれかに印加する電圧を制御することにより前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整する上記いずれか記載の光周波数シフトキーイング変調システムである。この態様光周波数シフトキーイング変調システムは，一方のサブマッハツェンダー導波路に特に電圧を印加できるようにするため第３の電極を一方のサブマッハツェンダー導波路に沿って設けたものである。
このようにＭＺＣＡ(11a)又はＭＺＣＢ(11b)のみを設けることは，αを1又は-1とすることに相当する。よって，ＭＺＣＡ(11a)又はＭＺＣＢ(11b)のみであっても位相変調を行うことができることとなる。また，ベースバンド信号を印加するかしないかによって位相変調を制御できることとなる。
本発明の第5の側面に係る光変調システム
本発明の第5の側面に係る光変調システムは，基本的には，光ＦＳＫ変調器からの光ＦＳＫ信号に対して，光ＦＳＫ変調器の変調信号周波数を変調信号とする光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの強度変調器で変調し，バンドパスフィルタにより所定の光信号を取り出すと，その光信号は，光信号の位相情報に関する成分を有しているので，これにより光ＰＳＫ信号を得ることができるという知見に基づくものである。そして，本発明の光ＦＳＫ変調システムを光ＦＳＫ変調器として用いるので，位相が整った（好ましくはＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相差がない）ＦＳＫ変調信号を得ることができるので，好ましいＰＳＫ信号を得ることができるという知見に基づくものである。
具体的には，入力信号の中心周波数をf0とし，光ＦＳＫ変調器及び強度変調器の変調周波数をfmとする。すると，ＦＳＫ変調により入力信号はＵＳＢ信号（f0＋fm）とＬＳＢ信号（f0-fm）とに変調される。このＦＳＫ信号は，さらに強度変調（ＤＳＢ−ＳＣ変調）を受けて，それぞれＵＳＢ信号（f0＋2fm）とＬＳＢ信号（f0）と；ＵＳＢ信号（f0）とＬＳＢ信号（f0-2fm）とに変調される。特に，この変調信号からバンドパスフィルタなどにより（f0）成分を取り出すと，取り出された成分は以下の式(IIａ)ように表すことができる。
なお，ＤＳＢ−ＳＣ変調による変調はｊｓｉｎ[Ａ’ｍ(ｗｍｔ+φｍ)]で表され，Ｋはｅｘｐ（ｊｗ0ｔ+π／４）Ｊ１（Ａｍ）Ｊ１（Ａ’ｍ）で定義される数である。一方，φｍ＝ｎπ／２（ここでnは整数）である。上記式(II)から，強度変調器からの出力の位相は，αの値により変化することとなる。すなわち，ｎを0とすると，αが0°の場合は出力信号の位相が90°となり，αが-1の場合は出力信号の位相が180°となり，αが1の場合は出力信号の位相が0°となる。このように上記の構成を有する光変調システムによれば，光ＦＳＫ変調器を用いていったんＦＳＫ変調した光信号をＰＳＫ変調へと変換できることがわかる。
上記のようにして光ＦＳＫ信号を光ＰＳＫ信号に変換する場合，光ＦＳＫ変調信号の変調周波数を有した電気信号を光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に印加することとなる。そして，通常，符号器側の光ＦＳＫ変調器と,復号器側の光ＤＳＢ−ＳＣ変調器とは，長距離を隔てて接地されるので，ひとつの信号源によって，これらの変調器に変調信号を印加することは困難となる。本発明の第5の側面に係る光変調システムは，同期手段を用いることにより，光ＦＳＫ変調信号の変調周波数を有した電気信号を得て，これを光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの位相変調器に印加できるので，光ＦＳＫ変調器の変調信号を調整した場合でも，適切に光ＰＳＫ信号を得ることができる。
本発明の第5の側面に係る光変調システム(21)は，具体的には，光周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調器(22)としての，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，前記光ＦＳＫ変調器からの変調信号が入力される強度変調器(23)と，前記強度変調器の出力光から所定の周波数成分を取り除くためのバンドパスフィルタ(24)とを具備し，前記光ＦＳＫ変調器の出力光である上側波帯（ＵＳＢ）信号，及び下側波帯（ＬＳＢ）信号の周波数の差の周波数の半分の周波数と，前記強度変調器の変調周波数とが同一となるように制御される，光変調システムである。このような構成を採用するので，本発明の第5の側面に係る光変調システムは，光ＦＳＫ変調信号を光位相シフトキーイング変調信号に変換することができることとなる。
図８は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの基本構成を示す図である。図８に示されるように，本発明の第5の側面に係る光変調システム(21)は，光周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調器などの光ＦＳＫ変調器(22)と，前記光ＦＳＫ変調器からの変調信号が入力される光搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）などの強度変調器(23)と，前記強度変調器からの出力信号から，所定の周波数成分を取り除くためのバンドパスフィルタ(24)とを具備し，前記光ＦＳＫ変調器の変調周波数と，強度変調器の変調周波数とが同一である，光ＦＳＫ信号を光位相シフトキーイング（ＰＳＫ）信号に変換するための光変換システムである。
図８において，26は光ＦＳＫ変調器に導入する光の通路を示し，27は光ＦＳＫ変調器と，強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）とを連結する伝送路を示し，28は光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの強度変調器とバンドパスフィルタとを連結する伝送路を示し，29は光ＦＳＫ変調器の変調周波数信号などを発生する信号源を示し，30は光ＦＳＫ変調器の光ＦＳＫ変調信号（データ信号）を発生する信号源を示し，31は強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）の変調周波数信号を発生する信号源を示す。なお，特に図示しないが，各信号源などは，制御装置を含み，制御装置が信号周波数などを適宜制御する。また，図中Ａ〜Ｄは，それぞれ入力信号，光ＦＳＫ変調器の出力信号，強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）の出力信号，およびバンドパスフィルタの出力信号の概念図を示す。
光ＦＳＫ変調器として，上記した光ＦＳＫ変調システムを用いることができる。従来の光ＦＳＫ変調器を利用した場合は，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相が一致しておらず，上記のような構成を有するシステムを用いてＰＳＫ変調信号を得ようとすると，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を考慮して制御しなければならなかった。しかしながら，本発明の第5の側面に係る光変調システムでは，上記した光ＦＳＫ変調システムを用いるので，たとえば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差がなくなるように制御でき，これにより好ましいＰＳＫ変調信号を得ることができる。
本発明の第5の側面に係る光変調システムにおける強度変調器として，たとえば光搬送波抑圧両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）変調器があげられる。強度変調器は，導波路を伝播する光信号の強度（振幅）を制御するための装置である。強度変調器として，周知の可変光減衰器（ＶＯＡ）を用いることができる。強度変調器として，ＬＮを用いたＶＯＡ素子を用いても良い（例えば，特開平10-142569号公報参照）。光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の具体的な構成として，例えば，導波路上に形成された金属薄膜ヒータを熱源としてマッハツェンダー導波路の一方のアーム導波路に熱光学効果によって屈折率変化を生じさせ，干渉計の出力強度を調整するものがあげられる（例えば，特開2000-352699号公報参照）。光ＤＳＢ−ＳＣ変調器として，信号源と，信号源から出力される信号の位相を調整する位相調整器とを具備し，マッハツェンダー導波路の両アームに印加される電気信号の位相が例えば180度異なるように調整されるものがあげられる。両アームに印加される電気信号の位相が180度異なるので，光ＤＳＢ−ＳＣ信号を出力できる。本発明の第5の側面に係る光変調システムでは，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に光ＦＳＫ変調器の変調周波数fmが印加される。特に，光ＦＳＫ変調器と光ＤＳＢ−ＳＣ変調器との間がそれほど離れていない場合は，両変調器は同一の信号源から発生した変調信号が印加されても良い。そのようにすれば，光ＦＳＫ変調器の変調信号を変化させた場合であっても，適切に光ＰＳＫ信号を得ることができることとなる。
本発明の第5の側面に係る光変調システムにおいて，基本的に強度変調器は，その変調信号の変調周波数をその入力信号の中心周波数をｆ１，変調周波数をfｍとすると，その出力信号は，主にｆ１±fｍ（ｆ１＋fｍとｆ１−fｍ）である。このような周波数を有する出力信号を出力するもののうち，特にｆ１成分が抑圧されるものを出力するものを光ＤＳＢ−ＳＣ変調器とよぶ。すなわち，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器は，両側波帯の光信号が出力され，キャリア信号の周波数成分ｆ１は抑圧される。
このような光ＤＳＢ−ＳＣ変調器としては，マッハツェンダー導波路を具備するものがあげられ，これは上記の光ＦＳＫ変調器と同様にして製造できる。
バンドパスフィルタは，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器からの出力信号から，所定の周波数成分を取り除くためのフィルタであり，例えばｆ０成分を含む光信号を抽出するフィルタである。バンドパスフィルタとして，公知の光学バンドパスフィルタを用いることができる。光学バンドパスフィルタの基本構造例として，光学基板上に複数の基本ブロックをつなぎ層を介して積層し，基本ブロックは，その中央に配置されるキャビティ層と，このキャビティ層の両側に高屈折率層及び低屈折率層を交互に対称に配置した反射多層膜とからなるものがあげられる。より具体的には，以下の全誘電体ファブリーペローエタロンを多重に結合した構成をとるものがあげられる。すなわち，光学基板上に光学路長がλ／２の整数倍のスペーサ層の両側に光学路長がλ／４の屈折率の異なる層を交互に積層したミラー層を重ねた構造のキャビティを基本構造とし，このキャビティ間に結合層を配置し，これを複数段重ねたものからなる。ここで，スペーサ層の上下のミラー層において，各屈折率膜は対称になるように配置されているため，スペーサ層を高屈折率膜とする場合には，それに隣接する層は低屈折率膜を，スペーサ層に低屈折率膜を用いる場合には，隣接する層に高屈折率膜を用いて積層している。またミラー層の構成としては，隣接する層を含めて高屈折率膜と低屈折率膜の対とするか，ミラー層に隣接する層は一層分多めに配置して残りの層について対とした，積層数２ｎ層もしくは２ｎ＋１層（ｎは１以上の整数であり，各屈折率膜を意味する）としているため，前記スペーサ層の屈折率膜の種類と合わせて，膜構造としては４種の形態が考えられる。そして，フィルタの最上層には１ないし複数層からなる入射媒質への整合層を配置している。
本発明の第5の側面に係る光変調システムでは，光路に増幅器や偏光面調整器（ＰＣ）が適宜設けられていても良い。光ＦＳＫ変調器と光ＤＳＢ−ＳＣ変調器とを連結する伝送路(27)は，例えば光ファイバによる伝送路であり，シングルモードファイバであってもよい。
以下，本発明の第5の側面に係る光変調システムの動作を，図面を参照しつつ説明する。以下では，光ＦＳＫ変調器として第3の電極が1電極型の光ＦＳＫ変調器を用い，強度変調器として光ＤＳＢ−ＳＣ変調器を用いるものについて説明する。光ＦＳＫ変調器に導入する光の通路(26)に，光信号が入力する。その光信号は図8の領域Ａに示されるように周波数ｆ０を有する。変調信号として周波数ｆｍの信号を光ＦＳＫ変調器(22)に印加する。具体的には，光ＦＳＫ変調器の第1の電極及び第2の電極に周波数ｆｍの信号を90度の位相をずらして印加する。すると，この変調周波数ｆｍに応じた，ずれをもって信号が出力されることとなる。ＵＳＢ信号，およびＬＳＢ信号の光スペクトルは，図8の領域Ｂに示されるとおりである。すなわち，ＵＳＢ信号の中心周波数は，ｆ０＋ｆｍであり，ＬＳＢ信号の中心周波数は，ｆ０−ｆｍである。光ＦＳＫでは，このＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の切り換えを情報とする。そして，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の切り換えは，第３電極に印加される電圧を制御することにより行うことができる。図８の領域Ｂに示されるとおり，光ＦＳＫ信号は，周波数ｆ０が抑えられるキャリア抑圧信号であり，ＵＳＢ信号及びＬＳＢ信号が選択されて出力される。ＵＳＢ信号及びＬＳＢ信号をそれぞれ“１”と“０”とすると，ＵＳＢ信号かＬＳＢ信号かによって，情報を伝えることができる。そして，光ＦＳＫ変調器の出力信号を以下の(1a)ように表すことができる。
上記式（１a）において，入力信号はｅｘｐ（ｉｗｏｔ）とし，高次項は無視した。図１のＭＺＡにおいてもたらされる光信号の位相変調は，Ａｍｃｏｓｗｍｔ（ｗｍ＝２πｆｍ）である。一方，ＭＺＢにおいてもたらされる光信号の位相変調は，９０度の位相差によりＡｍｓｉｎｗｍｔとなる。図１のＰ点から，両アームの合流点までの位相変調量は，関数ｆ（ｔ）で表され，この関数は，ＲＦＣ電極に印加する電圧を制御することにより制御できる。一方，図１のＱ点から両アームの合流点までの位相変調量は，関数−ｆ（ｔ）で表される。例えば，ｆ（ｔ）が−π／４の場合，すなわち−４５度である場合は，光ＦＳＫ変調器がＵＳＢ信号を出力することとなる。一方，ｆ（ｔ）がπ／４の場合，すなわち４５度である場合は，光ＦＳＫ変調器がＬＳＢ信号を出力することとなる。この切り換え速度は，第３の電極（電極Ｃ）のバンド幅に依存することとなるが，第３の電極として進行波型電極を用いれば１８ＧＨｚ程度のバンド幅を達成でき，高速な切り換えを行うことができることとなる。
光ＦＳＫ変調器の出力信号は，伝送路(27)を経由して強度変調器（例えば，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）へと入力する。光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の変調周波数は，fｍである。光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に，光ＦＳＫ信号のうちＵＳＢ信号（中心周波数ｆ０＋fｍ）が入力した場合，ＤＳＢ−ＳＣ信号として，中心周波数ｆ０＋２fｍの光信号と中心周波数ｆ０の光信号が出力されることとなる。一方，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に，光ＦＳＫ信号のうちＬＳＢ信号（中心周波数ｆ０−fｍ）が入力した場合，ＤＳＢ−ＳＣ信号として，中心周波数ｆ０の光信号と中心周波数ｆ０−２fｍの光信号が出力されることとなる。このように，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に入力する，光ＦＳＫ信号がＵＳＢ信号であっても，ＬＳＢ信号であっても光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の出力光信号には中心周波数ｆ０の成分が残る。したがって，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の出力信号は，図８の領域Ｃに示されるようになる。
一方，光ＤＳＢ−ＳＣ変調は，以下の式(2a)によって表現できる。
ここで，Ａ’ｍｓｉｎｗｍｔは，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器を構成するサブマッハツェンダー導波路のそれぞれのアームにおける位相変調値である。光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の出力光は，光ＦＳＫ変調と光ＤＳＢ−ＳＣ変調とを受けた光である。そして，光ＦＳＫ変調及び光ＤＳＢ−ＳＣ変調は，それぞれ式(1a)及び式(2a)の関数で表される。よって，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の出力光は，式(1a)と式(2a)とをかけ合わせて得られる以下の式(3a)によって表すことができる。
次に，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の出力信号は，バンドパスフィルタ(24)を通過する。このバンドパスフィルタは，たとえばｆ０を中心周波数としてｆ０−ｆｍからｆ０＋ｆｍの領域の光を通すフィルタである。ｆ０を中心周波数としてｆ０−０．５ｆｍからｆ０＋０．５ｆｍの領域の光を通すフィルタであってもよい。なお，このバンドパスフィルタを通過させると，中心周波数ｆ０の光信号が通過し，中心周波数ｆ０±ｆｍの光信号は通過しない。すなわち，バンドパスフィルタの出力光は，図８の領域Ｄに示されるものとなる。これにより，周波数領域でスペクトルを見ると，ＵＳＢ信号やＬＳＢ信号といった光ＦＳＫシステムの基本的な情報は失われたように見える。そうであれば，この光変換システムは，無駄なシステムということになる。
一方，バンドパスフィルタで，中心周波数ｆ０±ｆｍの成分を取り除くということは，式(3a)において，周波数ｆ０±ｆｍの成分を取り除くことを意味する。すなわち，バンドパスフィルタの出力光信号は，以下の式(4a)で表すことができる。
すなわち，バンドパスフィルタの出力信号の光位相は，光ＦＳＫ変調器の切り換え信号であるｆ（ｔ）の関数で表される。これは，光ＦＳＫ変調器の変調信号を光位相変調信号に変換できたことを意味している。このように，本発明の第5の側面に係る光変調システムによれば，光ＦＳＫ変調を行い，さらにその信号をＰＳＫ変調信号へと変換できることとなる。
本発明の第5の側面に係る光変調システムの第２の実施態様
実際の通信システムでは，光ＦＳＫ変調発生器と強度変調器（光ＤＳＢ-ＳＣ変調器）との距離が遠いことが想定される。この場合であっても，これらに印加される変調周波数を同じ値としなければならない。したがって，同一の電源から変調周波数を取り出して，それを光ＦＳＫ変調器と光ＤＳＢ-ＳＣ変調器とに供給することは困難である。また，別々の信号源によって，変調周波数信号を作り出し，光ＦＳＫ変調器と光ＤＳＢ-ＳＣ変調器とに印加する場合，光ＦＳＫ変調器の変調信号を調整した場合に，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器の変調信号もそれにあわせて調整しなければならない。このような問題があるので，本発明の第5の側面に係る光変調システムは，光ＦＳＫ信号を，光ＰＳＫ信号に変換するにあたり，光ＦＳＫ変調器の変調信号周波数を有した電気信号を光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に印加でき，これにより光ＦＳＫ変調器の変調信号周波数を調整しても，光ＤＳＢ−ＳＣ変調器を動作させることができる光変換システムを提供する。以下説明する本発明の第5の側面に係る光変調システムは，所定の同期手段を用いることにより，光ＦＳＫ変調信号の変調周波数を有した電気信号を得て，これを光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に印加できるので，光ＦＳＫ変調器の変調信号を調整した場合でも，適切に光ＰＳＫ信号を得ることができるものである。
図9は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの第２の実施態様の基本構成を示す図である。図９に示されるように，第２の実施態様に係る本発明の第5の側面に係る光変調システム(40)は，光ＦＳＫ変調器(22)としての上記に記載の光ＦＳＫ変調システムと，前記光ＦＳＫ変調器の変調信号が，変調信号（電気信号）として印加される強度変調器(41)と，前記光ＦＳＫ変調器の出力光信号と，前記強度変調器の出力光信号とを合波する第１のカプラ(42)と，前記第１のカプラによって合波された光信号を伝播する伝送路(27)と，前記伝送路を伝播した光信号を，前記光ＦＳＫ変調器の出力光信号成分と前記強度変調器の出力光信号成分とに分波する第２のカプラ(43)と，前記第２のカプラにより分波された前記強度変調器の出力光信号成分を電気信号に変換するための光検出器(44)と，前記第２のカプラにより分波された前記光ＦＳＫ変調器の出力光信号成分が入力され，前記光検出器から出力される電気信号が変調信号として印加される（光）強度変調器（図では，その代表である光ＤＳＢ−ＳＣ変調器からＤＳＢ−ＳＣとされている。以下同様）(23)と，前記強度変調器(23)の出力信号から所定の領域の光信号を選択するバンドパスフィルタ(24)と，を具備する光変換システムである。
図9中，図8中のものと同様の機能を有するものについては同一の符号を付してある。そして，それらの動作については，既に説明したものから理解できるのでここでは説明を省略する。また，図9中，45はレーザダイオードなどの光源を示し，46は任意の強度増幅器を示す。
この実施態様における強度変調器(41)として，光情報通信に用いられる公知の強度変調器を用いることができる。具体的には，先に説明した光ＤＳＢ−ＳＣ変調器と同様，マッハツェンダー導波路と各アームに設けられた電極とによって構成されるものがあげられる。
この実施態様におけるカプラ(42)は，光信号を合波できるものであれば特に限定されるものではなく公知のカプラ（光結合器）を採用できる。
この実施態様におけるカプラ(43)として，分波器があげられる。分波器として，インターリーバなど公知の分波器を採用できる。分波器が分波する光は，ｆ０付近の周波数領域の光信号(光ＦＳＫ信号)とｆ１付近の周波数領域を中心周波数とする信号（変調信号）であるから，これらを分波できるものを用いる。なお，ｆ１は強度変調器に入力されるＬＤ(45)の中心周波数である。インターリーバは，入射した波長多重光信号を波長間隔が2倍の二組の信号系列に分波でき，逆に，二組の波長多重信号を波長間隔が半分の一つの信号系列に合波するという特徴をもつデバイスである。インターリーバによれば，シャープな信号の通過波長帯域を得ることができるので，隣接チャンネル間の信号を確実に分離でき，別の波長が混ざり，通信品質が劣化すること防止できる。インターリーバとしては，複数のファイバカプラを含むファイバ型インターリーバ，多層膜とプリズムとを含む多層膜型インターリーバ，複屈折プレートと偏波分離素子とを含む複屈折板型インターリーバ，導波路を用いた導波路型インターリーバがあげられる。より具体的には，オプトプレクス（Optoplex）社製のノバ−インターリーバ（Nova-Interleavers），ネクスフォン（Nexfon）社製OC-192，及びOC-768などのインターリーバがあげられる。
この実施態様における光検出器(44)は，光信号を検出し，電気信号に変換するための手段である。光検出器として，公知のものを採用できる。光検出器として，例えばフォトダイオードを含むデバイスを採用できる。光検出器は，例えば，光信号を検出し，電気信号に変換するものがあげられる。光検出器によって，光信号の強度，周波数などを検出できる。光検出器として，たとえば「米津宏雄著”光通信素子工学”−発光・受光素子−，工学図書株式会社，第６版，平成１２年発行」に記載されているものを適宜採用できる。
この実施態様における光源(45)は，レーザなどの光を発生するためのデバイスである。具体的な光源として，ダイオード，レーザダイオードなどがあげられる。
この実施態様における強度増幅器(46)は，電気信号を増幅する公知の増幅器を用いることができる。公知の増幅器として，たとえば，インバータをタンデムに偶数個組み合わせたものがあげられる。
この態様の光変換システムでは，正弦波などからなるＦＳＫ変調信号（ｆｍ）を光ＦＳＫ変調器(22)へ印加するのと合わせて，強度変調器(41)へも印加する。そして，変調周波数ｆｍで強度変調された光は，周波数ｆｍを関数とする周期を持ったパルス信号となる。強度変調器により強度変調された光信号と光ＦＳＫ信号とは，カプラ(42)により合波される。合波された信号は，光ＦＳＫ信号に由来する周波数成分（ｆ０±ｆｍ）と，変調周波数に由来する周波数成分（ｆｍ）とを有することとなる。
この光信号は，光ファイバなどの伝送路(27)を伝播する。そして，信号が強度変調器（光ＤＳＢ-ＳＣ変調器）(23)へ入力される前に，カプラ(43)により信号が分波される。分波された信号のうち，周波数がｆｍの成分を光検出器(44)で電気信号として取り出す。その後，増幅器(46)により任意で振幅補償を行う。この周波数がｆｍの電気信号が，強度変調器（光ＤＳＢ-ＳＣ変調器）(23)に変調信号として印加される。このようにすれば，光ＦＳＫ変調器の変調信号が変化した場合であっても，その変調信号の周波数を有する電気信号が強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）に印加されることとなる。
本発明の第5の側面に係る光変調システムの第３の実施態様
図10は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの第３の実施態様の基本構成を示す図である。図10（Ａ）は，いったん２ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを分周器で半分の周波数とした後に強度変調器へ印加するものの例を示す。一方，図10（Ｂ）は，ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを強度変調器へ印加するものの例を示す。図10（Ａ）に示されるとおり，第３の実施態様に係る光変換システムは，光ＦＳＫ変調器(22)としての光ＦＳＫ変調システムと前記光ＦＳＫ変調器の出力信号を伝播する伝送路(27)と，前記伝送路を伝播した光信号を分波するカプラ(51)と，前記カプラで分波された光信号から，前記光ＦＳＫ変調器の変調信号の２倍の周波数成分を有する電気信号を抽出するためのクロック再生手段(52)と，前記クロック再生手段によって抽出された前記光ＦＳＫ変調器の変調信号の２倍の周波数成分を有する電気信号を周波数を半分にする分周器(53)と，前記カプラにより分波された光ＦＳＫ変調器の出力信号が入力され，前記分周器から出力される電気信号が変調信号として印加される光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの強度変調器(23)と，前記強度変調器の出力信号から所定の領域の光信号を選択するバンドパスフィルタ(24)とを具備する光変換システムである。
図10中，図8中のものと同様の機能を有するものについては同一の符号を付してある。そして，それらの動作については，既に説明したものから理解できるのでここでは説明を省略する。
この実施態様におけるカプラ(51)は，光信号を分波できるものであれば特に限定されず公知のカプラを用いることができる。
クロック再生手段(52)は，前記光ＦＳＫ変調器の変調信号の２倍の周波数成分を有する電気信号を抽出するための手段である。クロック再生手段として，公知のクロック・アンド・データリカバリ・モジュールを採用できる。超高速光通信では，送信器側で基準となるクロック信号と同期したデータ信号で光を変調し，出力する。そして，受信器側では，この変調された信号からクロックを再生（クロックリカバリ）し，さらにこのクロックを基にデータの再生（データリカバリ）を行う。このような目的で開発されたデバイスが，クロック・アンド・データリカバリ・モジュールである。クロック・アンド・データリカバリ・モジュールは，本来受信器側の装置でクロック信号とデータ信号を分離再生するものであるが，本発明では，これを前記光ＦＳＫ変調器の変調信号の２倍の周波数成分を有する電気信号を抽出するための手段として用いることができる。クロック・アンド・データリカバリ・モジュールとして，例えば横河電機株式会社製の位相同期ループ方式のクロック・アンド・データリカバリ・モジュールがあげられる。位相同期ループ方式のクロック・アンド・データリカバリ・モジュールは，位相同期ループが内部に発信器を持っているので，データの中断があっても直前の周波数を保つことができ好ましい。クロック・アンド・データリカバリ・モジュールとして，低ジッタ（信号の揺れや歪み）が少ないものが好ましい。
位相同期ループ方式のクロック・アンド・データリカバリ・モジュールを達成するための位相同期回路は，たとえば，遠坂 俊昭 著 “ＰＬＬ回路の設計と応用−ループ・フィルタ定数の算出方法とその検証−CG出版”に記載されるとおりである。すなわち，位相同期回路は，基本的には２つの入力信号の位相を比較するための位相比較器と，位相比較器からのリプルを含んだ直流信号を平均化し，交流成分の少ないきれいな直流信号に変換するためのローパス・フィルタ（ＬＰＦ）と，入力される（直流）信号によって発振周波数を制御することができ，ローパス・フィルタの出力信号が入力される可変周波数発信器（ＶＣＯ）とを含むものがあげられる。なお，ＶＣＯの出力と，位相比較器の入力との間に，後述する分周器を挿入すれば，入力周波数とＶＣＯ出力の周波数とを分周した周波数が同期されることとなる。すなわち，ＶＣＯの発振周波数が，入力信号を分周数倍した周波数に制御されることとなる。位相比較回路は，基本的には，入力される信号（基準周波数信号）と，ＶＣＯの出力信号（例えば，分周器を介した信号）が入力され，位相差を電圧又は電流の形で出力する。ＶＣＯの回路としては，公知のＶＣＯ用の回路を用いることができ，特に限定されない。ＶＣＯの回路として，マルチバイブレータを用いたものや，ＬＣ共振回路を利用したものがあげられる。ＶＣＯの出力周波数の範囲は，２ｆｍをカバーするものである。
より具体的な，ＰＬＬ回路の例として，周波数ｆを出力する基準発振器と，位相比較器と，低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と，電圧制御発振器（ＶＣＯ）と，周波数ＦのこのＰＬＬ回路の出力信号を出力する出力端子と，周波数Ｆの出力信号を分周比指定信号により分周比Ｎにより分周し，この分周信号を位相比較器に入力する可変分周回路とから構成されるものがあげられる。このＰＬＬ回路の可変分周回路の分周比Ｎは，分周比指定信号により当該チャネルに応じた値に設定される（すなわち，分周器はプログラマブル分周器である）。出力端子からの信号の周波数Ｆが可変分周回路により分周されてＦ／Ｎの周波数となり，このＦ／Ｎの周波数の信号と基準発振器からの周波数ｆの出力信号とが位相比較器へ入力される。位相比較器は，これら２つの信号の位相差を検出し，位相差に応じた直流電圧をＬＰＦへ出力する。ＬＰＦは，ＶＣＯの制御電圧には不要となる高域信号を除去し，低域信号のみをＶＣＯへ出力する。ＶＣＯは，ＬＰＦからの信号に従い，出力信号の周波数Ｆを制御し，Ｆ／Ｎ＝ｆとなるような，フィードバック制御を行う。このＶＣＯ→可変分周回路→位相比較器→ＬＰＦ→ＶＣＯといった信号の流れのフィードバック制御ループを位相ロックループとよぶ。
分周器(53)は，クロック再生手段によって抽出された前記光ＦＳＫ変調器の変調信号の２倍の周波数成分を有する電気信号を周波数を半分にするためのデバイスである。分周器は，公知の分周器を適宜用いることができ，特に限定されない。
分周器として，トグルフリップフロップ（Ｔ−ＦＦ）を用いたものがあげられる。Ｔ−ＦＦとして，マスタースレーブ（ＭＳ）Ｔ−ＦＦや，ダイナミックＴ−ＦＦがあげられる。具体的には，ダイナミックＴ−ＦＦ，バッファ，ＭＳＴ−ＦＦ，バッファ，ＭＳＴ−ＦＦ，ダイナミックＴ−ＦＦ，ＭＳＴ−ＦＦ，及びドライバをこの順に連結した分周器（ＮＴＴ製９０ＧＨｚＩｎＰＨＢＴダイナミック分周器）があげられる。この分周器では，４０Ｇｂｉｔ／ｓを超える高速な光変換システムにおいて，受信信号から抽出されるクロック信号を用いて低速なクロック信号を生成することができる。また，ＣＭＯＳフリップフロップにより構成される分周器（例えば，特許第3477844号の図３及び図４）を用いても良い。この分周器は，３個のＤフリップフロップをカスケード接続したものである。そして，核Ｄフリップフロップは複数のインバータにより構成される。より具体的には，インバータによりＣＭＯＳのＰチャネルトランジスタとＮチャネルトランジスタをプッシュプル接続して構成される。
別の分周器として，特許第3435751号公報の図６に示されるように，設定値Ｍ（Ｍ＝２など）のカウンタと，カウンタの入力信号と，カウンタの出力信号とが入力されるアンド回路とを含むものがあげられる。カウンタは，入力信号をカウントし，Ｍ周期毎に１周期間の出力をＬｏｗ出力とする。そして，アンド回路は，入力信号とカウンタの出力信号との論理和を取った信号を出力するので，アンド回路からの出力はＭ周期毎に１周期分のパルスが除去される。このようにして，たとえばＭ＝２の場合，２周期毎に１周期分のパルスが取り除かれるので，信号の周期が２倍となり，入力信号の周波数が半分となった信号が出力されることとなる。
別の分周器として，特許第3585114号公報の図５及び図６に示されるように，分周器集積回路を用いたものがあげられる。この分周器は，分周器を構成する分周器集積回路１に端子Ｓ Ｗ １ および端子Ｓ Ｗ ２ を有し，端子Ｓ Ｗ １ および端子Ｓ Ｗ ２ に印加する制御信号のＨ レベル，Ｌ レベルに基づいて，分周比を１ ／ ２ ，１ ／ ４ ，１ ／ ８ に切り換えることができる。この分周器集積回路１ の一つに例えば，モトローラ社製のＭ Ｃ １ ２ ０ ９ ３ があげられている。また，この分周器は，端子Ｓ Ｂ （スタンバイモードのための端子），端子Ｉ Ｎ（入力端子），端子ＩＮバー，端子Ｖ ｃ ｃ （電源端子），端子Ｇ Ｎ Ｄ（アース端子），端子Ｏ Ｕ Ｔ（出力端子）を具備する。そして，端子ＩＮには，結合コンデンサを介して入力信号が入力される。また，端子ＩＮバーは結合コンデンサを介して接地されている。そして，端子Ｓ Ｗ １ および端子Ｓ Ｗ ２ に印加する制御信号レベルがともにＨレベルであるときに，分周比が１／２となるように設定されている。
光ＦＳＫ変調器の出力には，実際は様々な成分を有している。この実施態様に係る光変換システムでは，そのような周波数成分を効果的に利用して，ｆｍの周波数を有する電気信号を取り出し，強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）の変調信号として利用するものである。具体的には，信号源(29)からの高周波信号ｆｍにより光ＦＳＫ信号が生成される。すると，光ＦＳＫ信号は，様々な周波数を有する成分も含まれる。そして，このような光ＦＳＫ信号をカプラ(51)で分波する。カプラで分波された成分が，クロック再生手段へと伝えられる。クロック再生手段では，２ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，２ｆｍの周波数を有する電気信号に変換する。そして，分周器では，クロック再生手段によって抽出された２ｆｍの周波数を有する電気信号の半分の周波数を持つ電気信号に変換する。このようにして得られたｆｍの周波数を有する電気信号が，強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）に変調信号として印加される。これにより光ＦＳＫ変調器の変調信号を調整しても，それにあわせて光ＤＳＢ−ＳＣ変調器に印加される変調信号も変化することとなる。
なお，図10（Ｂ）は，クロック再生手段が，直接ｆｍの周波数を有する電気信号を取得するシステムの概略図である。この例では，クロック再生手段によりｆｍの周波数を有する電気信号が得られるので，特に分周器を用いる必要がなく，得られた電気信号を強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）に変調信号として印加すればよい。
本発明の第5の側面に係る光変調システムの第４の実施態様
図11は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの第４の実施態様の基本構成を示す図である。図11（Ａ）は，いったん２ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを分周器で半分の周波数とした後に強度変調器へ印加するものの例を示す。一方，図１１（Ｂ）は，ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを強度変調器へ印加するものの例を示す。図１１に示されるとおり，第４の実施態様にかかる光変換システム(60)は，光ＦＳＫ変調器(22)としての光ＦＳＫ変調システムと，前記光ＦＳＫ変調器の出力信号を伝播する伝送路(27)と，前記光ＦＳＫ変調器の出力信号が入力される光ＤＳＢ−ＳＣ変調器などの強度変調器(23)と，前記強度変調器の出力光を分波するカプラ(61)と，前記カプラにより分波された光信号を検出する光検出器(44)と，前記光検出器の出力電気信号の周波数を半分にする分周器(53)と，強度変調器の出力信号から所定の領域の光信号を選択するバンドパスフィルタ(24)と，を具備し，前記分周器の出力信号が，強度変調器の変調信号として入力される光変換システムである。
図11中，図8〜図10のものと同様の機能を有するものについては同一の符号を付してある。そして，それらの動作については，既に説明したものから理解できるのでここでは説明を省略する。また，カプラ(61)は，第３の実施態様において説明したものを応用して用いることができる。
光ＤＳＢ-ＳＣ変調器などの強度変調器(23)の出力光は，周波数が２ｆｍの成分を含む。強度変調器(23)の出力光をカプラ(61)により分波する。この際，そして，分波した光信号を光検出器(44)で電気信号に変換する。そして，任意で振幅補償を行った後に，図示しないバンドパスフィルタを通過させ，周波数が２ｆｍの電気信号成分を抽出する。抽出した周波数が２ｆｍの電気信号を，分周器を用いて周波数を半分とした電気信号を得る。このようにして得られた周波数がｆｍの電気信号を強度変調器(23)に印加する。
なお，図11（Ｂ）は，光検出器が，直接ｆｍの周波数を有する電気信号を取得するシステムの概略図である。この例では，光検出器によりｆｍの周波数を有する電気信号が得られるので，特に分周器を用いる必要がなく，得られた電気信号を強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）に変調信号として印加すればよい。
本発明の第6の側面に係る光変調システムは，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号の位相差を調整できるようにすることで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とが切り替わる際に発生する過渡信号を調整し，光強度変調器により，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号に相当する成分を抑圧し，過渡信号を取り出せば，好適なＵＷＢ信号を得ることができるという知見に基づくものである。
本発明の第6の側面に係る光変調システムは，具体的には，レーザ光の強度を変調する光強度変調器と，前記光強度変調器からの出力光が入力する上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムとを具備するＵＷＢ信号発生システムに関する。なお，上記いずれかに記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，そのシステムからの出力信号の強度を変調する光強度変調器とを有するＵＷＢ信号発生システムでもよい。なお，本発明の第6の側面に係る光変調システムは，好ましくは，ＦＳＫ変調システムと光強度変調器との変調信号は同期が取られており，ＦＳＫ信号を抑圧するように制御する制御部を有する。このような制御部を有するので，変調信号を調整してそれぞれの変調を行うので効果的にＵＷＢ信号を得ることができる。なお，本発明の第6の側面に係る光変調システムでは，ＵＳＢ信号の位相差とＬＳＢ信号の位相差が１８０°となるように制御することで，特に好ましい特性を有するＵＷＢ信号を得ることができる。
本発明の第6の側面に係るＵＷＢ信号発生システムは，上記した光周波数シフトキーイング変調システムを用いたＵＷＢ信号発生システムに関する。具体的には，レーザ光の強度を変調する光強度変調器と，光強度変調器からの出力光が入力する光周波数シフトキーイング変調システムとを具備するＵＷＢ信号発生システムに関する。
無線ＬＡＮなどの近距離ワイヤレス通信のさらなる高速化を目指し，ＵＷＢ技術が最近注目を集めている。ＵＷＢとはウルトラワイドバンド（Ultra-WideBand）の略であり，ＵＷＢ技術は，短パルスＲＦ信号を利用した無線通信技術である。ＵＷＢ技術は，信号の占有周波数帯域が極めて広いという特徴がある。現時点で米国ではＦＣＣによるマイクロ波帯で周波数の割り当てが行われ，数ＧＨｚ帯を中心として実用化を目指した開発が進められている。一方，各研究機関ではギガビット級無線ＬＡＮを実現するためにミリ波帯ＵＷＢ技術も検討が始められている。ＵＷＢ信号の発生方法として，ＩＲ（Impulse Radio）方式と，DS-SS（Direct Sequence Spread Spectrum）方式とが知られている。
ＩＲ方式の装置では，アンテナの特性にあった電気パルスのみが出力されるので，他の信号との同時伝送を行うことはできないという問題がある。また，この装置では，パルス光を用いなければならいという問題がある。また，この装置では，出力パルスがもっぱらアンテナの特性に依存するので，中心周波数や帯域に制限があるという問題がある。さらにこの装置では，実際に送信されない周波数の光が多く発生するので，無駄が多いという問題がある。
DS-SS（Direct Sequence Spread Spectrum）方式に基づくＵＷＢ信号の発生装置では，
光ヘテロダイン法によるマイクロ波・ミリ波のＵＷＢ信号を発生する。このＵＷＢ信号の
発生装置は，信号源と２つのレーザと位相ロックループと，マッハツェンダー変調器とバ
イアス電源と，パルスパターン発生装置と，光検出器（フォトダイオード）と，スペクト
ル分析器とを具備する。この装置では，マッハツェンダー変調器でキャリア信号にデータ
を位相変調によって重畳し，位相ロックループによって２つのレーザを位相同期させ，ヘ
テロダイン抽出によってＵＷＢ信号を発生させる。この装置では，安定制御機構が複雑で
高価になるなどの問題がある。
本発明の第6の側面に係るＵＷＢ信号発生システムは，特に，光情報通信などに用いることのできる光ＦＳＫ変調器を用いたＵＷＢ信号の発生装置を提供すること，レーザ光としてＣＷ（連続）光を用いることのできるＵＷＢ信号の発生装置を提供すること，波長分割多重（ＷＤＭ）通信に用いることができるＵＷＢ信号の発生装置を提供することなどを目的とする。
光ＦＳＫ変調器では，スイッチング時に過渡的に同時に発生する上側波帯，および下側
波帯が干渉しあい，光ＦＳＫ変調器の変調周波数の２倍の成分が発生する。これらの２成分の周波数差（変調信号の周波数の２倍）以上の周波数成分に応答できる光検出器（高速光検出器）に変調器の出力光を導くと，２成分が同時発生している間のみ周波数差に相当する周波数をもつＲＦ信号が発生する。周波数切替え時の過渡的な現象であるので，特に光周波数切替えのための信号を立ち上がり・立ち下がり時間の短い矩形パルスとすると，ＲＦ信号を発生させることができる。具体的には，変調信号の繰り返し矩形パルスの立ち上がり時間を５％とすればよい。本発明の光ＦＳＫ変調器を用いたＵＷＢ信号の発生装置（以下，単に「本発明のＵＷＢ信号発生装置」ともいう）は，このＲＦ信号（ミリ波・マイクロ波パルス）をＵＳＢ信号として出力するものである。
このＵＳＢ信号発生システムは，上記した上記した光周波数シフトキーイング変調システムを用いるので，上側波帯（ＵＳＢ）信号と下側波帯（ＬＳＢ）信号との間の位相差を調整する出力信号位相調整部を具備することにより，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を調整できる。このようにして得られた，ＦＳＫ信号のＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とは位相がたとえば逆位相とすることができるので，効果的にＵＷＢ信号を得ることができることとなる。
本発明のＵＷＢ信号発生装置の例は，レーザ光源と，光強度変調器と，光周波数シフトキーイング（光ＦＳＫ）変調器しての上記した光ＦＳＫ変調システムと，光ＦＳＫ変調器の出力を検波する光検波器とを具備する。レーザ光源は，レーザ光を発生するためのデバイスである。レーザ光源としては，ＣＷ波長のレーザ光源を用いることもできる。従来のＵＷＢ信号発生装置では，その光源としてパルス光を採用しなければならなかった。しかしながら，本発明では，従来のＵＷＢ信号発生装置のようなアンテナによるＵＷＢ信号を発生する方式を採用せず，光ＦＳＫ方式を採用するので，ＣＷ波長のレーザ光源を用いることができる。レーザ光源としては，半導体レーザあげられる。なお，レーザ装置に後述の光強度変調器が組み込まれているものを用いても良い。
レーザ光源から出力される光の振動数として，１００ＴＨｚ以上であれば安定したレーザが利用できるので好ましく，１７０ＴＨｚ以上であれば既存のファイバが利用できるのでより好ましく，１９０〜２５０ＴＨｚであればファイバを用いて低損失で伝送できるので特に好ましい。レーザ光源から出力される光の強度としては，０．１ｍＷ以上があげられ，好ましくは１ｍＷ以上であり，より好ましくは１０ｍＷ以上である。
光強度変調器は，レーザ光源からのレーザ光の強度を変調するためのデバイスであり，公知の光強度変調器を採用できる。このような光強度変調器としてはＬＮ変調器などがあげられる。光強度変調器によりレーザ光の振幅が変調される。この際の変調されたレーザ光の帯域幅を本明細書では，Δｆsigとする。光強度変調器としては，レーザ装置に組み込まれレーザを直接変調するものであっても良いが，好ましくはレーザ光源と別に設けられている光強度変調器である。
次に，ＵＷＢ信号を得ることができることについての理論的な説明を行う。まずは，光ＦＳＫ変調器の出力スペクトルについての数学的表現を説明する。光ＦＳＫシステムは，符号切り替えを高速で実現するために，光ＳＳＢ変調器の第３の電極に相当する電極を，高速スイッチングに対応した，進行波型電極とすることが好ましい。光ＦＳＫ変調器の出力スペクトルは，基本的には光ＳＳＢ変調器の出力スペクトルと同様に解釈でき，光ＳＳＢ変調器の出力スペクトルについては報告例が多いので，以下では光ＳＳＢ変調器の出力スペクトルについて説明する。
変調信号をＡRFsinωmt とすると，単体の位相変調器によるサイドバンドは，下記の式
(1)で表される。
式(1)中，Jn(Ａ)は，第1 種n 次ベッセル関数である。ここで入力光をＡLWexp[iω0t]とした。なお，ＡRFは，変調器での電気信号による光の位相変化の大きさを示す量であり，誘導位相量とよばれる。
同様に変調信号がＡRFcosωmtの場合に，単体の位相変調器によるサイドバンドは，下記の式(2)で表される。
よって，n 次側波帯:exp［i(ω0+nωm)t］成分の振幅はn 次ベッセル関数で表されることがわかる。J1(A) はA = 1.841 のときに最大値0.583 となる。この最大値を与える誘導位相量を以下の式(3)，及び式(4)のように定義した。
光ＳＳＢ 変調器による光周波数変換では±１次側波帯を利用するので，誘導位相量をＡmを超える値としても変換効率が上がらず，また，不要な高調波の発生につながる。そこで，以下では，誘導位相量Ａが0以上Ａm以下の範囲のみを考える。
マッハツェンダー導波路のPath j (j = 1; 2; 3; 4) における光の振幅，位相をＡj LW，φj LW，ＲＦ電気信号により光導波路に誘起される電界の振幅，位相をＡj RF，φj RFとして，式(1),(2) を用いると，光ＳＳＢ変調器の出力光Ｅは以下の式(5)〜式(9)で表される。なお，位相は，4つのPathが合波する点を基準とする。
理想的なＳＳＢ変調は，光と電気の位相差がそれぞれπ／2，すなわちΔφj LW = Δφj REで，また，振幅のばらつきもないとき(Ａj LW=ＡLW, Ａj RF =ＡRF)に得られる[S. Shimotsu, S. Oikawa, T. Saitou, N. Mitsugi, K. Kubodera, T. Kawanishi, and M. Izutsu, “LiNbO3 Optical Single-Sideband Modulator,” OFC 2000, PD-16]。一方，出力光スペクトルは，下記式(10)〜式(12)で与えられる。
ここで，Ｎは，Ｓ×Ｔ×（２ｎ＋１）×（−１）ｎ・・・（12）と定義した。振幅がＡmより小さい範囲では，5 次以上の高調波成分は十分小さいのでＳ×Ｔ=＋１の場合出力スペクトルは，式(13)となる。
J1 が J3 より大きいので，出力光では+1 次成分exp［i(ω0+ωm)t］が支配的で，入力光ＡLWexp［iω0t］に対して変調周波数分だけの光周波数シフトが実現できる。また，この際の変換効率は，J1で表される。また，+1 次成分と不要な高調波の比をＳＮＲ［dB］ で定義するとJ1／J3となる。なお，ここでは光および電気回路での位相，振幅のずれがないものとし，また，光導波路での損失をゼロとしているので，J1，J1／J3がそれぞれ光ＳＳＢ 変調器による光周波数変換の変換効率とＳＮＲの理論限界を与える。
変換効率−10dB 以上，ＳＮＲ30dB 以上を満たす好ましい範囲は0.67 < ＡRF < 0.85 である。同様にＳ×Ｔ=−1の場合を考えると出力スペクトルは，式(14)となる。
式(14)から，Ｓ×Ｔ=＋１のとき光周波数が増加する方向（上側波帯）へ，Ｓ×Ｔ=−１ のとき光周波数が減少する方向（下側波帯）へ光周波数がシフトすることがわかる。従っ
て，Ｔ またはＳの符号を変化させることで，光周波数の切り替えが実現できることがわかる。Ｔの符号の変化は，第三電極に印加する電圧を制御し，Path 1,3 とPath 2,4 間の光位相差を−π／2 からπ／2 に切り替えることで実現できる。一方，Ｓの符号は第１電極及び第２電極に印加されるのＲＦ変調信号の位相差を，π／2 から−π／2 に切り替えることで，変化させることができる。なお，第３電極における，切り替え信号の振幅は，第３電極に印加される変調信号（ＵＳＢとＬＳＢ信号を切り換える変調信号）の半波長電圧に一致する。
ここで，光ＦＳＫ変調器による振動数変調の幅をΔｆFSKとすると，好ましくは，ΔｆFSK＞Δｆsigが成り立つ。たとえば，Δｆsigが10GHzで，ΔｆFSKが25GHzであれば，50GHzの周波数を有するＵＷＢ信号が発生する。なお，先に説明したとおり，Δｆsigは，光強度変調器によって強度変調されたレーザ光の帯域幅である。
また，本発明のＵＷＢ信号発生装置は，波長分割多重（ＷＤＭ）通信にも用いることができる。そして，本発明のＵＷＢ信号発生装置を用いてＷＤＭ通信を行う場合，それぞれの周波数間隔をΔｆWDMとすると，ΔｆWDM＞（ΔｆFSK＋Δｆsig）×２の関係を充たすようにすればよい。たとえば，Δｆsigが10GHzで，ΔｆFSKが25GHzであれば，ΔｆWDMとして100GHzとすればよい。
光ＦＳＫ変調器によれば，平均出力光強度が，第３電極に印加される電圧に依存しない。それゆえ，光ＦＳＫ変調器を用いる本発明のＵＳＢ信号発生装置は，平均出力が一定となり，ＵＷＢ信号にあわせて，強度変調信号など平均出力を利用する他の変調方式（ＯＯＫなど）との同時変調を可能となる。
２．ＵＷＢ信号の発生装置の動作
以下，本発明のＵＷＢ信号の発生装置を用いて，ＵＷＢ信号が発生することについて説明する。先に説明した通り，第３の電極に印加する電圧信号を変化させることにより，光ＦＳＫ変調器の出力を上側波帯と，下側波帯とを切り替えることができる。Path 1,3 とPath 2,4 の光信号の位相差をφFSK とすると，上側波帯，下側波帯の振幅はそれぞれ下記式(15)，及び式(16)で与えられる。
φFSK = 0 のときに上側波帯のみが出力される。一方，φFSK= πのときに下側波帯のみが出力される。いずれの場合も，平均出力光強度はJ1(ＡRF) で与えられ，φFSK に依存しない。図12は，光ＦＳＫ変調によるＵＷＢ信号発生を説明するための図である。第３の電極 上の切り替えパルスの立ち上がり，立ち下がり時間の間は上側波帯，下側波帯が同時に存在する。これを高速光検出器で電気信号に変換すると，光ビートとして上側波帯と下側波帯の周波数の差(2ｆm) に相当するＲＦ信号が得られる。立ち上がり，立ち下がり時間は電極およびドライブ回路の帯域で制限されている。しかし，進行波型電極（およびドライバー）を利用することで，立ち上がり，立ち下がり時間を10 ps 程度にできる。また，ＦＳＫの周波数変移の上限も同様に変調電極の帯域で制限されており，60 GHz 程度である。よって，本発明のＵＳＢ発声装置を用いれば，キャリア周波数120 GHz，パルス幅10ps のＵＷＢ信号が発生できる。
本発明のＵＳＢ発生装置によるＵＳＢ信号出力方法は，ＦＳＫ切り替え信号が平均出力光強度に影響を与えない。これは，ＦＳＫ変調による強度変化の周波数軸上での広がりがＵＷＢ信号のキャリア付近に限定されていることを意味している。これまでに提案されたＵＷＢ発生技術では，一般に，短パルスを発生させた後に，フィルタ（アンテナ）で所望のスペクトル成分のみを取り出すという方法が用いられてきたが，ここで提案する光ＦＳＫ変調器による方法では，上記の通り，不要なスペクトルは発生せず，ＵＷＢ通信に必要な成分のみを選択的に得ることができる。すなわち，ＲＦ信号として必要な成分のみが生成され，光ベースバンド帯域に影響を与えない。また，スペクトル広がりがＦＳＫ切り替え信号の立ち上がり，立ち下がり時間できまるので，スペクトル広がりを容易に制御できる。キャリア周波数は第１の電極及び第２の電極に供給する正弦波の周波数ｆm の２倍となる。
ＵＷＢ信号のキャリア周波数は高周波電気信号源の周波数の２倍となるので，高い周波数成分を有する信号を生成でき，また周波数を容易に制御できる。ＵＷＢ信号のパルス波形は第３の電極に印加される変調信号の波形によって決まるので，例えば，立ち上がり時間などを調整することによってＵＷＢ信号のパルス形状を容易に制御できる。
強度変調信号／ＵＷＢ信号発生装置
本発明の光ＦＳＫ変調器を用いた強度変調信号およびＵＷＢ信号の発生装置（以下，単に「本発明の強度変調信号／ＵＷＢ信号発生装置」ともいう）は，本発明のＵＷＢ信号発生装置と光検出器とを組み合わせることで，強度変調信号とＵＷＢ信号とを出力できる装置である。本発明の強度変調信号／ＵＷＢ信号発生装置の実現例を，説明する。本発明の強度変調信号／ＵＷＢ信号発生装置は，レーザ光源と，レーザ光源からの光の強度を変調する光強度変調器と，前記光強度変調器により変調された光信号が入力する光ＦＳＫ変調器と，光ＦＳＫ変調器の出力を検波する高速光検波器などの光検出器とを有する。これらの要素のうち，本発明のＵＳＢ信号発生装置において説明した要素は，先に説明したと同様である。
光検出器は，光信号を検出するためのデバイスであり，公知の光検出器を採用できる。この光検出器としては，例えばフォトダイオードを含むデバイスを採用できる。光検出器は，例えば，光信号を検出し，電気信号に変換するものが挙げられる。光検出器によって，光信号の強度などを検出できる。光検出器の検出帯域は，Δｆsigより大きく，ΔｆFSKの２倍より小さければよい。
光増幅器（たとえば，リミッティングアンプ）は，飽和現象を利用して強度変調成分を抑圧できる。この光増幅器を通過することで，強度変調成分が抑圧されたＵＷＢ信号を出力できる。したがって，光増幅器を用いることは，強度変調信号／ＵＷＢ信号発生装置に有効である。なお，このように効果的に強度変調成分を抑圧するために，好ましくは強度変調信号のＯＮ／ＯＦＦ消光比を２０ｄＢ以下とする。このようなＯＮ／ＯＦＦ消光比であれば，アンプの飽和特性を利用してほぼ一定のＵＷＢ信号出力を得ることができる。
強度変調信号／ＵＷＢ信号発生装置の動作
光ＦＳＫ 変調器は平均出力光強度を一定に保つので，入力が強度変調信号であった場合に，それへの影響を与えずにＵＷＢ 信号を同時に伝送できる。ＵＷＢ信号の強度は，強度変調信号の影響を受けるが，これが問題となる場合には，光増幅器（リミッティングアンプなど）を用いて強度変動を抑圧することができる。
前記強度変調器は，光FSK変調器からの出力のうち過渡期に生ずる信号である過渡信号以外の強度が小さくなるように強度変調を施すことにより，前記過渡信号の強度を小さくするものは，本発明の好ましい別の実施態様である。そのような強度変調は，制御部の制御信号を強度変調器の変調信号と光FSK変調システムの変調信号とを同期させるようにして，本来のFSK変調信号に相当するタイミングを残すように変調すればよい。
本発明の第7の側面に係る光変調システム
本発明の第7の側面に係る光変調システムは，基本的には，上記した光ＦＳＫ変調システムを光ＦＳＫ変調器として用い，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を制御しつつ，変調信号としての正弦波クロック信号と，ベースバンド信号との位相差Δφを制御することにより，位相連続ＦＳＫ変調を達成し，更に変調器に入力される入力光の位相を制御することにより，任意の変移量・変調度を有するＣＰＦＳＫ変調を実現するものである。
より詳しく説明すると，本発明の第7の側面に係る光変調システムは，前記Δφを所定の位相差，例えばπ／４＋ｎπ（ｎは整数）とすれば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との間の位相が連続になり，更にベースバンド信号に同期させて前記入力光の位相を制御すれば，前記ベースバンド信号の切り替え（ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との切り替え）の際に光ＦＳＫ変調器において発生する位相ギャップを補償することができ，これにより位相が連続すると共に任意の変移量・変調度を有する光ＦＳＫ信号を得ることができるという知見に基づくものである。すなわち，正弦波クロック信号とベースバンド信号との位相差Δφを所定の位相差，例えばπ／４＋ｎπ（ｎは整数）となるように制御しても，周波数偏移量によっては（特に光ＭＳＫ変調を実現する場合には），ベースバンド信号の切り替えの際に，位相差Δφに誤差として位相ギャップδφが生じてしまう（例えば「Δφ＝π／４＋ｎπ」と制御しても，条件によっては，「Δφ＝π／４＋ｎπ＋δφ」となってしまう。）。そこで，この位相ギャップを入力光の位相制御により補償しようとするものである。
また，本発明の第7の側面に係る光変調システムによれば，光位相情報を検出できるので，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とが重なってもよく，これにより光周波数占有帯域を節約できる。よって，変調帯域幅が狭くても，適切に復調することができることになる。なお，光ＦＳＫ信号に強度変調を加え，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との過渡期の出力強度を小さくするように制御することにより，ＲＺ−ＣＰＦＳＫ信号を得ることもできる。光最小偏移変調(ＭＳＫ：Minimum Shift Keying)は，無線を利用したデジタル通信の分野では有名な変調方式である。ＭＳＫ変調方式の特徴は，変調スペクトルにおける主要ローブが差分位相偏移変調（ＤＰＳＫ：Differential Phase Shift Keying）方式のものよりもコンパクトであり，より高周波数成分の付近のサイドローブは大きく減衰することである。そのようなコンパクトなスペクトルは，潜在的に良好な分散耐性を与えるので，長距離伝送に非常に有利である。しかしながら，ＭＳＫ変調方式は，無線通信においてはその有効性が実証されているものの，光通信においては，実践的な外部変調による高速変調が実現されていなかった。
以下，図面を用いて本発明の第7の側面に係る光変調システムを説明する。図13は，本発明の第7の側面に係る実施態様にかかる任意の周波数偏移を有する位相連続変調が実現可能な位相連続光周波数偏移（ＣＰＦＳＫ）変調器の基本的構成を示す概略構成図である。図13に示されるように，本実施形態にかかる位相連続光周波数シフトキーイング変調器（71）は，光周波数シフトキーイング変調器（72）としての上記した光ＦＳＫ変調システムと，前記光周波数シフトキーイング変調器の第１の電極及び第2の電極に，正弦波クロック信号（74,75）を印加するとともに，前記正弦波クロック信号の位相に対して所定の位相差（Δφ），例えばクロック信号の位相と次の式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号（76）を，前記光周波数シフトキーイング変調器の第3の電極に印加するための電源系（78）と，レーザ光源（72）から前記光周波数シフトキーイング変調器（72）に入力される入力光について，前記ベースバンド信号（76）と同期させたエンコードデータにより当該入力光の位相を制御し，前記ベースバンド信号（76）の切り替えの際に前記光周波数シフトキーイング変調器（72）において発生し，前記位相差（Δφ）の誤差となる位相ギャップを補償する，初期位相制御部（79）とを具備する位相連続光周波数シフトキーイング変調器(71)である。なお，エンコードデータ生成器は任意の要素でありなくても構わない。
Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）
すなわち，本実施形態に係る位相連続光周波数シフトキーイング変調器（71）は，周波数切り換えのタイミングを制御し，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを切り換えるのみならず，変調信号としての正弦波クロック信号（74,75）と，ベースバンド信号（76）との位相差（遅延量）Δφを所定の位相差となるように，例えば上記式（Ｉ）のように制御すると共に，光ＦＳＫ変調器（72）に入力される入力光の位相をベースバンド信号（76６）に同期させて制御することにより，任意の変移量・変調度を有するＣＰＦＳＫ変調を可能とするものである。
図14は，位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）を説明するための概念図である。図14（Ａ）は，位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）のパルスを示す概念図であり，図14（Ｂ）は従来の光周波数偏移変調（ＦＳＫ）のパルスを示す概念図である。図14（Ｂ）に示すように，従来の外部変調方式による光ＦＳＫ変調信号は，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との連続部分の位相が不連続であった。本実施形態に係る位相連続光周波数シフトキーイング変調器における光周波数シフトキーイング変調器（72）では，正弦波クロック信号（74，75）と，ベースバンド信号（76）との位相差（遅延量）Δφを例えば上記式（Ｉ）のように制御することにより，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを切り換える際の位相の不連続が解消される。本実施形態に係る位相連続光周波数シフトキーイング変調器における電源系（78）は，正弦波クロック信号（74，75）と，ベースバンド信号（76）との位相差（遅延量）を制御するので，上記のような位相連続周波数偏移変調が可能となる。
すなわち，ベースバンド信号（76）を切り換えることによりＵＳＢ信号からＬＳＢ信号へ，またはＬＳＢ信号からＵＳＢ信号へ光信号を切り換えても，正弦波クロック信号（74，75）と，ベースバンド信号（76）との位相差（遅延量）Δφが例えば上記式（Ｉ）のように制御されているので，切り替え前後で光信号の位相がずれなくなる。
上述する光周波数シフトキーイング変調器（72）と電源系（78）との組み合わせでは，同期制御技術（同期変調法）を用いることにより，光位相連続周波数偏移（ＣＰＦＳＫ）変調と呼ばれる外部変調による高速変調が実現される。この同期制御技術が提案されるまでは，レーザダイオード（ＬＤ）に対する直接変調が，光ＣＰＦＳＫ信号を発生させるための唯一の方法であり［K. Iwashita and T. Matsumoto, J. Lightwave. Technol., LT-5, 854-856(1987)］，［B. Wedding et al., ECOC’03., Th1.5.5(2003)］，したがって，変調速度は，ＬＤの反応によって制限されていた。また，ＬＤにおける熱の結合効果により，ＣＰＦＳＫ信号の低周波成分は低下してしまうという問題があった。同期制御技術はこの問題を解決する有効な手段である。
一方，上述する同期制御技術で得られる光ＣＰＦＳＫ変調信号の偏移量・変調度には制限がある。すなわち，このＣＰＦＳＫ変調においては，利用できる最小のゼロトゥピーク周波数偏移は，最低に見積もってもＢ／２である（ＢはＣＰＦＳＫ信号のビットレートを示す。）。すなわち，ＣＰＦＳＫ変調のための構成は，例えばＳＳＢ変調技術に基づいた周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調器を使用し，当該変調器は選択的にＵＳＢ信号またはＬＳＢ信号を生成する［T. Kawanishi et al., OFC’04., PDP16(2004)］。ＦＳＫ変調器は，正弦波クロック信号とベースバンド信号により駆動され，ＦＳＫ信号の周波数偏移とビットレートは，それぞれ，正弦波クロック信号（74，75）のクロック周波数ｆ０と，ベースバンド信号（76）のビットレートＢにより決定される。このクロック周波数ｆ０とビットレートＢが下記式（ＩＩ）にしたがってＣＰＦＳＫ変調器に同期して入力されるならば，下記詳細に説明する初期位相制御がなくとも，ＣＰＦＳＫ変調が達成できる。
クロック周波数ｆ０＝ｎＢ／２，Δφ＝±２π／４Ｂ ・・・（ＩＩ）
ここで，ｎは整数であり，Δφは前記クロック信号とベースバンド信号との間の遅延量である。しかしながら，この場合に得られる最小の周波数偏移はｆ０＝Ｂ／２である。このように，同期制御技術で得られる光ＣＰＦＳＫ変調信号の偏移量・変調度に制限がある理由は，同期制御技術では，光位相が一致した場合にのみ周波数切り替えが許されるためであり，変調度（周波数偏移量）は１以上に限定され，０．５のＭＳＫ変調は行えない。
そこで，より狭いＢ／４の周波数偏移を実現しＭＳＫ変調方式を実現するため，次に，上述したＣＰＦＳＫ変調とともに用いる初期位相制御について説明する。具体的には，例えば，周波数切り替えのタイミングで光周波数シフトキーイング変調器（72）に入力される入力光の光初期位相を制御し，位相連続性を確保するようにする。
光ＭＳＫ変調（ｆ０＝Ｂ／４）を実現するためには，ＣＰＦＳＫ変調器に直列的に接続される初期位相制御部（79）により，ベースバンド信号（76）に対して光位相をビット同期させて制御する。光ＦＳＫ変調器（72）において発生する位相ギャップを初期位相制御部（79）が補償することにより，任意の周波数偏移を有する位相連続変調が得られる。初期位相制御部（79）は，入力光の位相を下記式（III）で示す補正量δφ（ｔ）だけずらして，ベースバンド信号（76）の切り替えの際に光周波数シフトキーイング変調器（72）において発生し，前記位相差（Δφ）の誤差となる位相ギャップδφ（ｔ）を補償する。
δφ（ｔ）＝｛（２ｋπｆ０／Ｂ＋φ０）ｍｏｄ ２π｝ ・・・（III）
ここで，ｋは整数，ｆ０は正弦波クロック信号の周波数，Ｂはベースバンド信号のビット速度，φ０は初期位相である。なお，「ｍｏｄ」関数は，剰余演算を示し，（２ｋπｆ０／Ｂ＋φ０）を２πで割った余りがδφ（ｔ）となる。
詳細に説明すると，ベースバンド信号（76）を切り換えることによりＵＳＢ信号からＬＳＢ信号へ，またはＬＳＢ信号からＵＳＢ信号へ光信号を切り換えると，光周波数シフトキーイング変調器（72）では，上式(III)に依存する位相ギャップδφ（ｔ）が発生する。したがって，ベースバンド信号を切り換える際には，この発生することが予め分かっている位相ギャップδφ（ｔ）を打ち消すように，初期位相制御部（79）において入力光の位相をδφ（ｔ）だけずらして，光周波数シフトキーイング変調器（72）に入力するようにする。
ここで，上記式（III）において，ｆ０＝Ｂ／４の場合には，φ０＋π／２，φ０＋π，φ０＋３π／２，φ０＋２πの４つの位相状態の変調データからなることが分かり，初期位相制御部はこの４つのデータに基づいて制御される。しかし，ＭＳＫ変調の場合，上記式（III）に基づく初期位相制御は，下記条件［１］から条件［４］を全て満たすようなエンコードデータに従って単純化される。
条件［１］ｋ番目のベースバンド信号を印加する場合には，前記正弦波クロック信号の位相と上式（Ｉ）で表される関係を満たす位相差（Δφ）を有するベースバンド信号を前記光周波数シフトキーイング変調器の電極（７，２３）に印加する。
条件［２］ｋ番目のベースバンド信号を印加する場合には，前記入力光の位相は制御しない。
条件［３］ｋ＋１番目のベースバンド信号を印加する場合であって，ｋ番目のベースバンド信号とｋ＋１番目のベースバンド信号とが同じ場合には，前記入力光の位相は制御しない。
条件［４］ｋ＋１番目のベースバンド信号を印加する場合であって，ｋ番目のベースバンド信号とｋ＋１番目のベースバンド信号とが異なる場合には，前記入力光の位相をπ変化させる。
ここで，ｋは条件［１］から［４］全てにおいて偶数であるか，又は条件［１］から［４］全てにおいて奇数である。
詳細に説明すると，ＭＳＫ変調の場合，ｆ０＝Ｂ／４であるから，δφ（ｔ）＝｛（ｋπ／２＋φ０）ｍｏｄ ２π｝となり，２回のベースバンド信号の印加に対して１回の位相ギャップが生じうる。すなわち，例えば，偶数回目の信号印加で位相ギャップが発生しないとすると，奇数回目の信号印加で位相ギャップが発生する場合がある。この奇数回目において位相ギャップが発生する場合とは，ベースバンド信号を切り換えた場合（ＬＳＢ信号，ＵＳＢ信号間の相互の切り換え）である。そしてこのとき生じる位相ギャップはπである。したがって，偶数回目の信号印加では，位相ギャップδφが生じないのであるから，入力光の位相を制御することなく，上式（Ｉ）に基づく制御のみで十分に位相連続性が実現できる（条件［１］，［２］）。一方，奇数回目の信号印加では，ベースバンド信号を切り換えたときに位相ギャップπが発生するので，ベースバンド信号を切り換えない場合には入力光の位相を制御せず，ベースバンド信号を切り換える場合には入力光の位相πだけずらす制御をすることにより，位相連続性が実現できる（条件［３］，［４］）。
同図に示すように，本実施形態にかかる位相連続光周波数シフトキーイング変調器（１）は，ＣＰＦＳＫ変調のための構成部分（72，78）と，初期位相制御のための構成部分（79）との２つの部分を有する。本実施形態の位相連続光周波数シフトキーイング変調器（71）における，光周波数シフトキーイング変調器（72），電源系（78），及び位相制御器（79）は，光情報通信の分野において用いられる公知のものを適宜利用することができる。
初期位相制御部としては，上記に説明したように，2電極型の第3の電極であるＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)に印加するベースバンド信号を調整することで，信号の位相を調製するものがあげられるが，これに限定されず，公知の位相制御部を適宜利用することができる。例えば，特許公報（特開平８−７９１７４号）の図２に示されているような，ＬｉＮｂＯ３結晶からなる光導波路に上下面を挟むように２つの電極を設け，電極間に数Ｖの電圧を印加して結晶の屈折率を制御し，等価的に光路長を変化させ，位相を制御するように構成した位相制御器などを用いることができる。
具体的な駆動例としては，これらの位相制御器を初期位相制御器（２）として適用し，たとえば，図示しないコンピュータなどの制御装置により，電源系（８）と初期位相制御器（２）とを電気的に接続する。各種信号をコンピュータの入力装置・出力装置から入力・出力し，ＣＰＵなどの演算手段により，メインメモリ中の制御プログラムから受けた指令，メモリなどの記憶手段から読み出された記憶情報などに基づいて，電源系（８）におけるベースバンド信号（６）を元に，上式(III)に基づいた位相制御や，上記条件［１］から条件［４］を満たすような位相制御に基づくエンコードデータにより，所定の動作を行うようにすればよい。
電源系（78）は，例えば図示しないコンピュータなどの制御系につながれてもよい。電源系）は，高周波電源などの電源と，前記電源と連結された周波数変調器と，前記電源と連結された位相変調器と，前記電源と連結されたパルスパターンジェネレータとを具備するものがあげられる。
周波数変調器として，公知の周波数変調器を用いることができる。位相変調器（３１）として，公知の位相変調器を用いることができる。パルスパターンジェネレータ（３２）として，公知のパルスパターンジェネレータを用いることができる。パルスパターンジェネレータは，伝送データ信号を生成することのできる装置であれば特に限定されず公知のデータ信号生成装置を用いることができる。これらは，たとえば，図示しないコンピュータなどの制御装置と電気的に連結されており，各種信号がコンピュータの入力装置・出力装置から入力・出力され，ＣＰＵなどの演算手段が，メインメモリ中の制御プログラムの指令を受け，メモリなどの記憶手段に記憶された情報を読み出して，所定の動作を行うようにすればよい。
電源から発生したクロック信号は，前記周波数変調器により周波数が半分の整数倍（例えば，１倍，２倍，又は３倍など）のクロック信号に変換され，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号は，前記第１の電極又は前記第２の電極に印加される。また，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号は，前記位相変調器によりその位相がπ／２＋ｍπ（ｍは，整数を示す。）だけ変調され，前記周波数が半分の整数倍となったクロック信号とは位相がπ／２異なるクロック信号として，第１又は第２の電極に印加される。すなわち，第１の電極及び第２の電極には，それぞれ位相がπ／２ずれた信号が印加されることとなる。これにより，第３の電極に印加するベースバンド信号を変化させることにより，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを出力できることとなる。なお，サブマッハツェンダー導波路に導入されるクロック信号は，伝送するデータ信号から，たとえばクロック抽出回路を用いて抽出した信号など，伝送するデータ信号から抽出したものを用いても良い。具体的には，前記パルスパターンジェネレータと連結されたクロック抽出回路を具備し，前記クロック抽出回路が，パルスパターンジェネレータにより生成された伝送データ信号から信号を抽出し，前記クロック信号として，前記クロック抽出回路が伝送データ信号から抽出した信号を用いるものがあげられる。なお，クロック抽出回路は，データ信号から基調繰り返し周波数を抽出するための回路であり，発振器や，位相同期ループ等の帰還回路を用いて実現される既存の電気回路である。
本実施形態では，前記電源から発生したクロック信号は，パルスパターンジェネレータにより，前記クロック信号の位相と所定に位相差，例えば式（Ｉ）で示される位相差を有するベースバンド信号とされた後に，前記メインマッハツェンダー電極に印加される。これにより，ベースバンド信号を切り換えることによりＵＳＢ信号からＬＳＢ信号へ，またはＬＳＢ信号からＵＳＢ信号へ光信号を切り換えても，正弦波クロック信号と，ベースバンド信号との位相差（遅延量）Δφが所定の位相差となるように，例えば上記式（Ｉ）のように制御されることになるので，切り替え前後で光信号の位相がずれなくなる。なお，ベースバンド信号のビット速度としては，１Ｇｂｐｓ〜４０Ｇｂｐｓ，好ましくは５Ｇｂｐｓ〜３０Ｇｂｐｓ，より好ましくは１０Ｇｂｐｓ〜２０Ｇｂｐｓであり，クロック信号の周波数としては，０．２５ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ，好ましくは１．２５ＧＨｚ〜７．５ＧＨｚ，より好ましくは２．５ＧＨｚ〜５ＧＨｚが挙げられる。なお，ＭＳＫ変調とする場合には，クロック信号の周波数はベースバンド信号のビット速度の４分の１となる。
さらに，本実施形態の位相連続光周波数シフトキーイング変調器による光ＦＳＫ変調信号は，位相が連続しているので，変調帯域幅が狭く，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との中心周波数が近い場合であっても（たとえば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号のすそや信号自体が重なっていても），コヒーレント復調により，容易に復号化できる。従来は，光ＦＳＫ変調信号を復調するためには，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とがきちんと分離していなければならず，それゆえ従来の光ＦＳＫ変調方式による光情報通信では，広帯域な光周波数占有帯域を必要とした。しかしながら，本実施形態の位相連続光周波数シフトキーイング変調器による光ＦＳＫ変調信号は，光位相信号情報を検出できるので，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とがきちんと分離していなくてもよく，広帯域な光周波数占有帯域を必要としないため，光周波数占有帯域を節約できる。
リターントゥゼロ（ＲＺ：return to zero）−位相連続ＦＳＫ（ＣＰＦＳＫ）信号を得ることができる外部変調方式による光ＦＳＫ変調は，特に図示しないが，上述した位相連続光周波数シフトキーイング変調器と，前記位相連続光周波数シフトキーイング変調器からの出力光が入射する強度変調器とを具備し，前記強度変調器へ印加される変調信号は，前記電源から発生したクロック信号であり，リターントゥゼロ位相連続光周波数シフトキーイング変調信号を得るための光変調器である。
従来の光ＦＳＫ変調器では，ＵＳＢとＬＳＢとを切り換える際の過渡期に，両信号のビートにより光信号強度が高速に変化する。この過渡信号が，光伝送システムにおいて信号劣化などをもたらす原因となる。そのため，上述した実施態様では，位相連続な光ＦＳＫ変調信号を達成したが，ＲＺ−ＣＰＦＳＫ変調器は，さらにこの過渡信号を制御することによりさらに高品質な光ＦＳＫ変調信号を得るものである。
このＲＺ−ＣＰＦＳＫ変調器では，基本的には，光ＦＳＫ信号に強度変調を加え，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との過渡期の出力強度を小さくすることにより，過渡信号の強度を小さくする（抑圧する）というものである。このようにすれば，光ＦＳＫ信号のうちＵＳＢ信号やＬＳＢ信号の強度をわずかに損なうものの，過渡信号の強度を小さくできるので，品質の高い光ＦＳＫ信号を得ることができる。
この態様に用いられる強度変調器として，信号の強度を，光ＦＳＫ信号の周期と同期した所定の周期で変調できるものであれば特に限定されない。好ましい光強度変調器は，マッハツェンダー導波路であり，より好ましくはプッシュプル型マッハツェンダー導波路である。マッハツェンダー導波路であれば，後述の光ＦＳＫ変調器と同一の基板上に設けることができるからである。また，マッハツェンダー導波路であれば，強度変調時の不要な光位相変化（周波数チャープ）を回避することが出来るからである。このようなマッハツェンダー導波路として，公知の光ＳＳＢ変調器などに用いられたマッハツェンダー導波路を利用できる。
ＲＺ−ＣＰＦＳＫ変調器は，信号強度が光ＦＳＫ信号と同期して印加されるようになっている。そして，光ＦＳＫ変調信号の過渡信号が現れる時点での強度が０になるような変調（ＲＺ）を強度変調器に施している。このような変調を施すことにより，過渡信号が抑圧され，ＵＳＢ信号及びＬＳＢ信号の質が高まる。なお，強度変調信号と，光ＦＳＫ変調信号とのタイミング制御は，公知の方法により制御できる。具体的には，強度変調器に印加する信号と光ＦＳＫ変調器の各電極に印加される信号とのタイミングを制御することにより，光ＲＺ−ＦＳＫ信号を得ることができる。具体的には，強度変調器に印加する信号と，光ＦＳＫ変調器に印加される信号も同期を取ることで，光ＦＳＫ変調信号の周期に合わせて強度変調を行うことができるようにされている。
ＲＺ−ＣＰＦＳＫ変調器についても，初期位相制御器を直列的に接続して，入力光をあらかじめ位相制御しておくことにより，任意の変異量・変調度を有する変調信号など，上述する効果を得ることができる。
すなわち，本発明の第7の側面に係る光変調システムによれば，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差を制御しつつ，さらにＵＳＢ信号とＬＳＢ信号とを切り換えた場合でも信号の位相が途絶えない光変調システムを提供することができることとなる。
本発明の第7の側面に係る光変調システムの，好ましい利用態様は，第3の電極として2電極型のものを用い，前記の第3電極に印加したベースバンド信号を2系統に分けて一方の符号を反転させ，ＭＺＣＡ電極に上記のベースバンド信号を印加し，ＭＺＣＢ電極に符号を反転させたベースバンド信号を印加するものである。このような信号を印加することで，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との位相差がなくなるように制御しながら，ＣＰＦＳＫ変調やＭＳＫ変調を行うことができることとなる。
図15は，本発明の無線信号発生装置の基本構成を示すブロック図である。図15に示されるとおり，無線信号発生装置は，光源と接続可能な光変調システム(1)と，前記光変調システムからの出力光を検出する光検出器(86)と，前記光検出器が検出した光信号を無線信号へと変換するアンテナ(85)とを具備する。
光検出器は，変調光信号発生装置の出力光を検出し，電気信号に変換するための手段である。光検出器として，公知のものを採用できる。光検出器として，例えばフォトダイオードを含むデバイスを採用できる。光検出器は，例えば，光信号を検出し，電気信号に変換するものがあげられる。光検出器によって，光信号の強度，周波数などを検出できる。光検出器として，たとえば「米津宏雄著”光通信素子工学”−発光・受光素子−，工学図書株式会社，第６版，平成１２年発行」に記載されているものを適宜採用できる。
アンテナは，光検出器が変換した電気信号を，無線信号として放出するための手段である。アンテナとして，公知のアンテナを用いることができる。光変調システム(1)が，変調信号を発生し，それを光検出器により検出し，アンテナにより無線信号に変換して，無線信号として放出する。これにより無線信号を得ることができる。
−ＤＳＢ-ＳＣ変調を使ったＦＳＫ-ＰＳＫ変換のシミュレーション
光ＦＳＫ変調器で発生させたワイドバンドＦＳＫ信号をＤＳＢ-ＳＣ変調し，キャリア近傍の成分のみを光フィルタで切り出すことでＰＳＫ信号に変換できることを理論的に確認した。ＰＳＫ信号の復調にはＤＰＳＫ復調用の1-bitディレイを用いることとした。シミュレーションモデルは以下のとおりとした。信号長が1024パルス, ＦＳＫ信号（256個）のビットレート10Gbps，ＣＷ光源の線幅10MHz,周波数193THz，ＦＳＫ変調信号周波数（ｆｍ）25GHz，ＦＲＡ電極とＲＦＢ電極に印加されるＲＦ信号の位相差180度, ＲＦＣ電極に印加される信号の伝送速度1Gbps ，ＭＺＣの両アームに印加される信号の位相差90度, ＲＦＣ電極に印加される信号の種類ＮＲＺ ＰＲＢＳ。ＤＳＢ-ＳＣ変調器に印加される変調信号の周波数25GHz, ＤＳＢ-ＳＣ変調器を構成するＭＺ導波路の両アームに印加される変調信号の位相差180度 。バンドパスフィルタ（光学），中心周波数を20GHzとするものを想定した。ＦＳＫ変調とＤＳＢ-ＳＣ変調の２５ＧＨｚ正弦波信号の位相差を変化させてＢＰＦ出力の光スペクトルとＤＰＳＫ復調信号を計算した。その結果を図１６と図１７に示す。
図１６は，ＦＳＫ変調とＤＳＢ-ＳＣ変調の２５ＧＨｚ正弦波信号の位相差を変化させたときのＢＰＦ出力の光スペクトルのシミュレーション結果を示すグラフである。図１６（Ａ）は，位相差が０度，４５度，９０度及び１３５度のものを示すグラフであり，図１６（Ｂ）は，位相差が１８０度，２２５度，２７０度，及び３１５度のものを示すグラフである。図１７は，ＦＳＫ変調とＤＳＢ-ＳＣ変調の２５ＧＨｚ正弦波信号の位相差を変化させたときのＤＰＳＫ復調信号のシミュレーション結果を示すグラフである。図１７（Ａ）は変調信号の位相差４５度のものを示し，図１７（Ｂ）は位相差が１３５度のものを示す。
図１６及び図１７から，位相差を変化させると１８０度周期でスペクトル幅が増減することがわかる。また，スペクトル幅は，４５度，及び２２５度のとき最小となり，１３５度及び３１５度のとき最大となることがわかる。また，スペクトル幅最小の時にはDPSK復調信号のアイが開かず，一方スペクトル幅最大のときにアイ開口が大きくなることがわかる。これから，本システムをFSK-PSK変換システムとして利用する場合，スペクトル幅が最大となるように位相差を調整することが望ましいことがわかる。一方，本発明のシステムを FSKラベル消去として利用する場合には，スペクトル幅最小が最適となるような位相差に設定することが望ましいと考えられる。
DSB-SC変調を使ったFSK-PSK変換の原理実証実験を行った。この実験の目的は，FSK変調器で発生させたワイドバンドFSK信号をDSB-SC変調しキャリア近傍の成分のみを光フィルタで切り出すことでPSK信号に変換できることを確認することである。PSK信号の復調にはDPSK復調用の1-bitディレイを用いた。
図１８に実施例１における実験系の概略構成図を示す。光源ＬＤとして，波長可変レーザHP81689Aを用いた。設定波長・出力は，1550.236nm，6dBmであった。なお，FSK復調時の波長は，1550.120nmとした。ＬＤの出力は図示しない，偏波コントローラを経て，ＦＳＫ変調器に入力した。なお，図１８において，ＬＤは光源を示し，記号“ＦＳＫmodu.”は，光ＦＳＫ変調器（図２に図示した構成を有する）を示し，記号“Phase shifter”は，位相変調器を示し，記号“ＭＺ modu.”は，マッハツェンダー導波路を有する強度変調器（光ＤＳＢ−ＳＣ変調器）を示し，記号“fiter”はフィルタを示し，記号“Hybrid”は，各電極に位相が所定量異なる信号を印加するために位相変調を行う位相変調器を示し，記号“FSK dem.”は，ＦＳＫ信号の復調器を示し，記号“ＰＤ”は光検出器を示し，記号“1-bit delay”は，一ビット遅延回路を示し，記号“DPSK dem.”は，PSK信号の復号器を示す。
変調器駆動系は，以下のとおりとした。ＦＳＫ変調信号周波数（ｆｍ）12.5GHz，第1の電極と第2の電極に印加されるＲＦ信号の位相差180度, 第３の電極に印加される信号の伝送速度9.95Gbps，ＭＺＣの両アームに印加される信号の位相差90度, ＲＦＣ電極に印加される信号の種類ＮＲＺ ＰＲＢＳ。ＤＳＢ-ＳＣ変調器（デュアルドライブＭＺＭ）に印加される変調信号の周波数25GHz, ＤＳＢ-ＳＣ変調器を構成するＭＺ導波路の両アームに印加される変調信号の位相差180度とした。ＦＳＫ変調器，ＤＳＢ-ＳＣ変調器の後にそれぞれロス補償用のEDFA(Fitel ErFA1313)を用いた。ポンプＬＤの電流は(FSK:216mA, DSB-SC:100mA)であった。EDFAの出力には帯域幅1nmの可変BPF(応用光電製バンドパスフィルタ)を用いてＡＳＥ（自然放出光によるノイズ成分）をカットした。
測定系は以下のとおりとした。すなわち，光スペクトルアナライザとしてAND製AQ6317Bを用いた。サンプリングオシロスコープとして．アジレント製86100Aを用いた。フォトディテクタとして，Discovery製DSCR401Rを用いた。
各点での光強度は以下のとおりであった。すなわち，FSK信号(FSK変調器→EDFA→TBPF出力点) ：-1.0dBm；FSK復調用インターリーバ出力：-7.0dBm；DSB-SC出力(DSB-SC変調器→EDFA→TBPF出力点)：-9.0dBm；PSK変換用BPF(インターリーバ)出力：-2.8dBm；及びDPSK復調器出力(Destructive Port)：-2.1dBmであった。
図１９は，実施例２の各点における出力信号スペクトルを示すグラフである。図１９(Ａ)は，FSK変調器の出力信号を示すグラフである。図１９(Ｂ)は，DSB-SC変調器の出力信号を示すグラフである。図１９（Ｃ）は，バンドパスフィルタ通過後の信号を示すグラフである。図１９(Ａ)から，FSK変調信号に起因するピークが２つ見出される。図１９(Ｂ)から，DSB-SC変調器の出力信号に起因するピークが３つ見出される。図１９（Ｃ）から，バンドパスフィルタ通過後の信号に起因するピークが見出される。よって，図１９から，各地点において，望ましい光信号を得ることができたことがわかる。
図２０は，オシロスコープの出力を表す図面に変わるオシロスコープ画面である。図２０（Ａ）は，ＦＳＫ信号を示し，図２０（Ｂ）は，ＤＰＳＫ復調信号を示す。図２０（Ｂ）から，アイが開いており，適切にＤＰＳＫ復調をすることができたことがわかる。
光変換システムシミュレータOptisystemTM 2.2 を用いて，光ＦＳＫ変調によるＵＷＢ信号発生を解析した。ＦＳＫ周波数変移(ｆm) を10 GHz とし，電極ＲＦA;ＲＦBによる誘導位相量を1.48 rad とした。ＦＳＫ切り替え信号はくり返し周波数200 MHz，デューティ比50%の矩形パルスで立ち上がり・立ち下がり時間を100 ps とした。
図２１，及び図２２は，実施例３において発生したＵＷＢ信号の時間波形を示す。図２２は，図２１の拡大図である。図２１，及び図２２から平均パワーが一定な，ＲＦパルスが発生していることがわかる。ＵＷＢ信号のパルス幅は110 ps であり，これは切り替え信号の立ち上がり時間とほぼ一致する。
（ＵＷＢ信号発生実験）
実施例３の条件で実験を行い，ＵＷＢ信号を発生した。図２３に，実施例3において発生したＵＷＢ信号の図面に替わるスペクトルを示す。図２３から，本発明のＵＷＢ信号発生装置を用いれば，ＵＷＢ信号を出力できることがわかる。なお，図２３には，計算結果（マル点）も合わせて示した。数値計算では偶数次成分のＵＷＢ信号のみが発生するのに対して，実験で得られたスペクトルには奇数次成分（偶数次成分に比べて-10dB 以下）のＵＷＢ信号が存在する。これは変調器の消光比が有限の値を持つことによるものと考えられる。
以下，実施例５において，同期制御方法の実験例を具体的に説明する。図２４は，実施例５において用いたシステムの概略図である。図２４において，“ＬＤ”はダイオードなどの光源，“FSK-mod.”は光ＦＳＫ変調器（上述するように２つのサブマッハツェンダー導波路と１つのメインマッハツェンダー導波路を具備するもの），“ＰＰＧ”はパルスパターンジェネレータ，“EA-mod.”は任意の電気吸収型変調器，“ＦＢＧ”は任意のファイバーグレーティング，“EDFA”は任意のエルビウムドープファイバ増幅器，“BPF”はバンドパスフィルタ，“ＡＴＴ”は任意の可変アッテネータ，“ＭＺ”はマッハツェンダー導波路を示す。１ビット遅延マッハツェンダー導波路(1-bit delay MZI)と差動増幅器とは，光遅延検波器を構成する。“sampling oscilloscope”は，オシロスコープを示し，“BER detector”は，任意のビットエラーレート検出器を示す。
電源からの信号を３つに分けた。そして，その信号の一つを光ＦＳＫ変調器のサブマッハツェンダー導波路の２つの電極にπ／２位相のずれた２つの正弦波クロック信号として入力した。分けられた光のうち一つは，パルスパターンジェネレータに入力し，ここで所定のパターンを有する信号を形成し，メインマッハツェンダー導波路の電極にベースバンド信号として入力した。このようにして，所定の条件を満たし，クロック信号と同期の取れた信号を各マッハツェンダー導波路の電極に印加した。その際，正弦波クロック信号−ベースバンド信号間の位相差（遅延量）Δφをπ／４＋ｎπ（ｎは整数）とした（同期制御）。これにより，位相が連続した光ＦＳＫ信号を得ることができた。さらに，光遅延検波器を用いた，光位相検波によるコヒーレント復調を用いた差動増幅により，受信感度が増大し，３ｄＢの改善が見られた。
位相連続ＦＳＫ変調信号のスペクトルを計算により求めた。ベースバンド信号は１０Ｇｂｐｓ，クロック周波数は５ＧＨｚである。また，Δφをπ／４（４５度）とした。その結果を下記の図２５に示す。図２５は，実施例５における位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）の信号の計算に基づくスペクトルである。図２５から，位相連続性により変調スペクトルの高次サイドローブが抑圧されていることがわかる。なお，参考のため従来の位相不連続光ＦＳＫ変調器（Δφを３π／４（１３５度））により得られた光ＦＳＫ変調信号のスペクトルを図２６に示す。すなわち，図２６は，位相が不連続な光ＦＳＫ変調器により得られた光ＦＳＫ信号のスペクトルである。
なお，遅延検波を行う場合の検波特性について計算を行った。計算条件は，上記と同様である。図２７は，遅延検波信号を示すグラフである。図２７（Ａ）は，位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）信号を用いたものであり，図２７（Ｂ）は，位相が不連続な（上記の例で，Δφが１３５度のもの）光ＦＳＫ変調信号を用いたものである。図２７（Ｂ）に示されるように，位相が不連続な光ＦＳＫ変調信号を復調した場合は，ＵＳＢ信号とＬＳＢ信号との符号を切り換える際に，検波信号に不連続な部分が生ずる。よって，従来の光ＦＳＫ変調信号では，うまく遅延検波を行うことができない。一方，図２７（Ａ）に示される位相連続光ＦＳＫ変調信号では，位相が連続しているので，遅延検波を好適に行うことができる。
また，従来の二値位相シフトキーイング(BPSK)と，本実施形態による位相連続周波数シフトキーイング（CPFSK）スペクトルを計算により求めた。その結果を図２８に示す。図２８は，光ＦＳＫ変調信号のスペクトルを示すグラフである。図２８（Ａ）は，位相連続周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）のスペクトルを示す。図２８（Ｂ）は，従来の二値位相周波数偏移変調（ＢＰＳＫ）のスペクトルを示す。ＢＰＳＫは，符合間で位相が不連続となった。一方，CPFSKでは，位相が連続しており，高周波成分（サイドローブ）を抑えることができた。よって，CPFSKは，波長多重通信などにも有効に利用されるものと考えられる。
以下，実施例６を用いて，初期位相制御の実験例を具体的に説明する。図２９は，初期位相制御を行わなかった場合の数値計算を示す図面に替わるグラフでである。図２９（ａ）は，光位相の軌道を示し，図２９（ｂ）は，その結果としての変調スペクトルを示す。図３０は，変調スペクトルの数値計算例であり，最良の初期位相制御を行った場合である。図３０（ａ）は，光位相の軌道を示し，図３０（ｂ）は，その結果としての変調スペクトルを示す。これらの図に示す，光変調スペクトルは，クロック周波数ｆ０＝２．５ＧＨｚ，ベースバンド信号のビットレートＢ＝１０Ｇｂ／ｓの条件（すなわち，ｆ０（クロック信号）＝Ｂ（ベースバンド信号）／４）に基づいて計算した。また，クロック信号とベースバンド信号との間の遅延量Δφをπ／４とした。
図２９（ｂ）に示すように，初期位相制御を行わないＦＳＫ変調は，より高次までサイドローブが発生した。これは，周波数シフトの際に発生する位相ギャップが，高周波数成分を含んでいるためである。すなわち，図２９（ａ）に示すように光位相に不連続が生じ，急激な位相変化をもたらすため，図２９（ｂ）に示すように光変調スペクトルがブロードとなる。
一方，図３０に示すように，最適条件の初期位相制御を行った場合には，位相がビット間を通してなめらかにシフトされる（位相ギャップが補正されている）ため，この位相連続性により変調スペクトルの高次サイドローブ成分は有効に抑圧されている。図３０（ｂ）の変調スペクトルはＭＳＫ変調スペクトルと等しく，これがＭＳＫ変調の条件である。このように，初期位相制御法を用いることにより，ＭＳＫ変調が実現可能なことが証明された。
最後に，ベースバンドと初期位相制御器に入力されるデータとの間のミスタイミングによる遅延量（τ’）の影響について検証した。図31（ａ）は，サイドローブの抑圧比と初期位相制御の遅延量との関係を示し，図31（ｂ）は，遅延量τ’＝２０ｐｓの場合の変調スペクトルを示す。図31（ａ）で示すように，遅延量τ’が大きくなるほど，サイドローブ成分の強度は強くなることが分かり，遅延量τ’＝２０ｐｓの場合にはサイドローブ成分は有効に抑圧されていないことが分かる。
本発明の光変調器は光情報通信の分野で好適に利用されうる。
図1は，本発明の光変調器の基本構成を示す概略図である。 図2は，本発明のある実施態様に係る信号源に関する概念図である。 図3は，理想的な光ＦＳＫ変調器（又は光ＳＳＢ変調器）の各部における光信号とその位相を示す概念図である。 図4は，位相を考慮したＦＳＫ信号（ＬＳＢ信号）の概念図である。 図５は，本発明の第1の側面に係る光周波数シフトキーイング変調システムの好ましい別の態様を示す図である。 図6は，本発明の第2の側面に係る光ＦＳＫ変調システムを説明するための概念図である。 図7は，本発明の好ましい実施態様を示す概略構成図である。 図８は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの基本構成を示す図である。 図9は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの第２の実施態様の基本構成を示す図である。 図10は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの第３の実施態様の基本構成を示す図である。図10（Ａ）は，いったん２ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを分周器で半分の周波数とした後に強度変調器へ印加するものの例を示す。一方，図10（Ｂ）は，ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを強度変調器へ印加するものの例を示す。 図11は，本発明の第5の側面に係る光変調システムの第４の実施態様の基本構成を示す図である。図11（Ａ）は，いったん２ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを分周器で半分の周波数とした後に強度変調器へ印加するものの例を示す。一方，図１１（Ｂ）は，ｆｍの周波数を有する成分を取り出し，これを強度変調器へ印加するものの例を示す。 図12は，光ＦＳＫ変調によるＵＷＢ信号発生を説明するための図である。 図13は，本発明の第7の側面に係る実施態様にかかる任意の周波数偏移を有する位相連続変調が実現可能な位相連続光周波数偏移（ＣＰＦＳＫ）変調器の基本的構成を示す概略構成図である。 図14は，位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）を説明するための概念図である。図14（Ａ）は，位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）のパルスを示す概念図であり，図14（Ｂ）は従来の光周波数偏移変調（ＦＳＫ）のパルスを示す概念図である。 図15は，本発明の無線信号発生装置の基本構成を示すブロック図である。 図１６は，ＦＳＫ変調とＤＳＢ-ＳＣ変調の２５ＧＨｚ正弦波信号の位相差を変化させたときのＢＰＦ出力の光スペクトルのシミュレーション結果を示すグラフである。図１６（Ａ）は，位相差が０度，４５度，９０度及び１３５度のものを示すグラフであり，図１６（Ｂ）は，位相差が１８０度，２２５度，２７０度，及び３１５度のものを示すグラフである。 図１７は，ＦＳＫ変調とＤＳＢ-ＳＣ変調の２５ＧＨｚ正弦波信号の位相差を変化させたときのＤＰＳＫ復調信号のシミュレーション結果を示すグラフである。図１７（Ａ）は変調信号の位相差４５度のものを示し，図１７（Ｂ）は位相差が１３５度のものを示す。 図１８に実施例１における実験系の概略構成図を示す。 図１９は，実施例２の各点における出力信号スペクトルを示すグラフである。図１９(Ａ)は，FSK変調器の出力信号を示すグラフである。図１９(Ｂ)は，DSB-SC変調器の出力信号を示すグラフである。図１９（Ｃ）は，バンドパスフィルタ通過後の信号を示すグラフである。 図２０は，オシロスコープの出力を表す図面に変わるオシロスコープ画面である。図２０（Ａ）は，ＦＳＫ信号を示し，図２０（Ｂ）は，ＤＰＳＫ復調信号を示す。 図２１は，実施例３において発生したＵＷＢ信号の時間波形を示す。 図２２は，図２１の部分拡大図である。 図２３に，実施例3において発生したＵＷＢ信号の図面に替わるスペクトルを示す。 図２４は，実施例５において用いたシステムの概略図である。 図２５は，実施例５における位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）の信号の計算に基づくスペクトルである。 図２６は，位相が不連続な光ＦＳＫ変調器により得られた光ＦＳＫ信号のスペクトルである。 図２７は，遅延検波信号を示すグラフである。図２７（Ａ）は，位相連続光周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）信号を用いたものであり，図２７（Ｂ）は，位相が不連続な（上記の例で，Δφが１３５度のもの）光ＦＳＫ変調信号を用いたものである。 図２８は，光ＦＳＫ変調信号のスペクトルを示すグラフである。図２８（Ａ）は，位相連続周波数偏移変調（ＣＰＦＳＫ）のスペクトルを示す。図２８（Ｂ）は，従来の二値位相周波数偏移変調（ＢＰＳＫ）のスペクトルを示す。 図２９は，初期位相制御を行わなかった場合の数値計算を示す図面に替わるグラフでである。図２９（ａ）は，光位相の軌道を示し，図２９（ｂ）は，その結果としての変調スペクトルを示す。 図３０は，変調スペクトルの数値計算例であり，最良の初期位相制御を行った場合である。図３０（ａ）は，光位相の軌道を示し，図３０（ｂ）は，その結果としての変調スペクトルを示す。 図31（ａ）は，サイドローブの抑圧比と初期位相制御の遅延量との関係を示し，図31（ｂ）は，遅延量τ’＝２０ｐｓの場合の変調スペクトルを示す。
符号の説明
1 光変調器
2 第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）
3 第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）
4 入力部
5 分岐部
6 合波部
7 出力部
8 メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）
9 第１の電極（電極Ａ）
10 第２の電極（電極Ｂ）
11 メインマッハツェンダー電極（第３の電極：電極Ｃ）
11a ＭＺＣＡ電極
11b ＭＺＣＢ電極
12 信号源

Claims (10)

  1. 第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)と；
    第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)と；
    光信号の入力部(4)と，前記光信号が前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）とへ分岐する分岐部(5)と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と，前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）と，前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）と前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）から出力される光信号が合波される合波部(6)と，前記合波部で合波された光信号が出力される光信号の出力部(7)とを含むメインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)と；
    前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の第１の電極（電極Ａ）(9)と；
    前記第２のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）の第２の電極（電極Ｂ）(10)と；
    前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の第３の電極（電極Ｃ）(11)と；
    前記第1の電極(9)，前記第2の電極(10)及び前記第３の電極(11)に変調信号とバイアス電圧のいずれかまたは両方を印加するための信号源(12)と；
    前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号の位相を調整するための出力信号位相調整部を具備する，
    光周波数シフトキーイング変調システムであって，
    前記出力信号位相調整部は，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺ Ｃ ）(8)の合波部(6)と前記出力部(7)との間に設けられた位相変調器をさらに具備し，
    前記出力信号位相調整部の位相変調器は，前記上側波帯信号と下側波帯信号の位相を変調することで，前記上側波帯信号と下側波帯信号に光位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を施し，これにより，光ＦＳＫ−ＰＳＫ信号を出力する，請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システム。
  2. 前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）のうち前記第１のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）の合波部から，前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）の合波部(6)の間の導波路部分に設けられ，前記導波路部分を伝播する光信号の強度を変調するための強度変調器を具備する，
    請求項1に記載の光周波数シフトキーイング変調システム。
  3. 前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の強度が最大となるように前記電極Ａと前記電極Ｂに印加するバイアス電圧を調整する第1のバイアス調整手段と，前記電極Ａと前記電極Ｂに印加するバイアス電圧を，前記第1のバイアス調整手段により得られた値のままとしつつ，前記光信号の強度をMaxとしたときに，前記電極Ｃに印加されるバイアス電圧を，前記メインマッハツェンダー導波路から出力される光信号の出力が前記Maxの40%以上60%以下となるように調整する第2のバイアス調整手段を具備する請求項1に記載の光周波数シフトキーイング変調システム。
  4. 前記第3の電極（電極Ｃ）(11)は，
    前記第1のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＡ）(2)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＡ電極）(11a)と，
    前記第2のサブマッハツェンダー導波路（ＭＺＢ）(3)の合波部と前記メインマッハツェンダー導波路（ＭＺＣ）(8)の合波部(6)との間の導波路に沿って設けられた電極（ＭＺＣＢ電極）(11b)とのいずれかを具備し，
    前記出力信号位相調整部は，さらに，前記ＭＺＣＡ電極(11a)及びＭＺＣＢ電極(11b)のいずれかに印加する電圧を制御することにより前記出力部(7)から出力される上側波帯信号と下側波帯信号との間の位相差を調整する請求項1に記載の光周波数シフトキーイング変調システム。
  5. 光周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調器としての，請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，
    前記光ＦＳＫ変調器からの変調信号が入力される強度変調器と，
    前記強度変調器の出力光から所定の周波数成分を取り除くためのバンドパスフィルタとを具備し，
    前記光ＦＳＫ変調器の出力光である上側波帯（ＵＳＢ）信号，及び下側波帯（ＬＳＢ）信号の周波数の差の周波数の半分の周波数と，前記強度変調器の変調周波数とが同一となるように制御される，光変調システム。
  6. 光周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調器としての，請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，
    前記光ＦＳＫ変調器からの変調信号が入力される抑圧搬送波両側波帯（ＤＳＢ−ＳＣ）変調器と，
    前記ＤＳＢ−ＳＣ変調器の出力光から所定の周波数成分を取り除くためのバンドパスフィルタとを具備し，
    前記光ＦＳＫ変調器の出力光である上側波帯（ＵＳＢ）信号，及び下側波帯（ＬＳＢ）信号の周波数の差の周波数の半分の周波数と，前記ＤＳＢ−ＳＣの変調周波数とが同一となるように制御し，
    前記請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムからの光ＦＳＫ−ＰＳＫ変調信号を光位相シフトキーイング（ＰＳＫ）変調信号として出力する，光変調システム。
  7. レーザ光の強度を変調する光強度変調器と，
    前記光強度変調器からの出力光が入力する請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，
    を具備するＵＷＢ信号発生システム。
  8. 光周波数シフトキーイング変調器としての請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，
    前記光周波数シフトキーイング変調器の電極に，正弦波クロック信号を印加するとともに，前記正弦波クロック信号の位相に対して所定の位相差（Δφ）を有するベースバンド信号を，前記光周波数シフトキーイング変調器の電極に印加するための電源系と，
    前記光周波数シフトキーイング変調器に入力される入力光について，前記ベースバンド信号と同期させて，当該入力光の位相を制御し，前記ベースバンド信号の切り替えの際に前記光周波数シフトキーイング変調器において発生し，前記位相差（Δφ）の誤差となる位相ギャップを補償する，初期位相制御部と，
    を具備する位相連続光周波数シフトキーイング変調器。
  9. 光周波数シフトキーイング変調器としての請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムと，
    前記第１の電極及び前記第２の電極に位相がπ／２異なる正弦波クロック信号を印加するとともに，
    前記第３の電極に，前記第１の電極又は前記第２の電極に印加される前記正弦波クロック信号の位相に対して所定の位相差（Δφ）を有するベースバンド信号を印加するための電源系と，
    前記光周波数シフトキーイング変調器としての請求項１に記載の光周波数シフトキーイング変調システムに入力される入力光について，前記ベースバンド信号と同期させて，当該入力光の位相を制御し，前記ベースバンド信号の切り替えの際に前記光周波数シフトキーイング変調器おいて発生し，前記位相差（Δφ）の誤差となる位相ギャップを補償する，初期位相制御部と，
    を具備する位相連続光周波数シフトキーイング変調器。
  10. 前記所定の位相差Δφは，下記式（Ｉ）の関係を満たす位相差である，
    請求項８又は請求項９に記載の位相連続光周波数シフトキーイング変調器。
    Δφ＝π／４＋ｎπ（ｎは，整数を示す。） ・・・（Ｉ）
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