JP4381945B2 - 受信機、受信方法及び携帯無線端末 - Google Patents

Description

本発明は、無線システムにおける受信機に関し、特に直交変調信号における同相成分と直交成分との振幅誤差及び位相誤差を補正する技術に関する。

送信するデータを同相成分と直交成分とに分け、これらにより互いに９０度位相が異なる搬送波を変調して無線周波数の直交変調信号を生成する無線システムが携帯電話等で採用されている。このような無線システムに用いられる受信機において、無線周波数を一旦中間周波数（以下「ＩＦ（Intermediate Frequency）」と略記する）に変換してから同相信号、直交信号を得る従来のヘテロダイン方式に代わって、受信信号（無線周波数の直交変調信号）から直接に同相信号、直交信号を得るダイレクトコンバージョン方式、即ち零ＩＦ方式が用いられるようになってきている。この方式ではＩＦにおける増幅やろ波が行なわれないので、ヘテロダイン方式に比べて部品点数を減らすことでき、無線機に強く要求されている小型化、低コスト化に寄与することができる。

しかし、零ＩＦ方式では、同相信号、直交信号の間で位相誤差や振幅誤差が生じ易く、これらの誤差により、復調したデータにおいて符号誤りが生じ易い。このような不具合を避けるために、位相誤差及び振幅誤差を検出し、その検出結果を用いて位相誤差や振幅誤差を補正するようにした復調装置の例が特許文献１に開示されている。

特開２００４−４０６７８号公報

更に最近になり、受信信号を直流付近の低いＩＦ周波数に周波数変換する低ＩＦ方式が用いられ始めている。低ＩＦ方式においては、低いＩＦ周波数で増幅やろ波が行なわれるため、上記の通常のＩＦに変換する場合に比べて増幅器やフィルタが簡単化され、無線機の小型化、低コスト化が可能になる。

低ＩＦ方式と零ＩＦ方式の受信機は、ほとんど同様の構成で実現することができる。図１５に、低ＩＦ方式又は零ＩＦ方式の受信機の構成例を示す。同図において、アンテナ１３７で受信されたＲＦ（Radio Frequency）帯の受信信号は、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１３８によって増幅され、乗算器１３９、１４０に入力される。

ここで、低ＩＦ方式の受信機においては、基準信号１４９を基にＰＬＬ（Phase Locked Loop）１４８により、受信信号の無線周波数に比べてやや低い周波数を有する搬送波が生成される。生成された搬送波は２つの乗算器に入力されるが、一方は直接乗算器（ミキサ）１３９に入力され、他方は９０度位相器１４７を介して乗算器（ミキサ）１４０に入力される。受信信号と搬送波とが乗算器１３９，１４０により乗算され、受信信号は直流付近の低いＩＦ周波数に周波数変換される。その後、ローパスフィルタ１４１，１４２によって高調波成分が除去され、自動制御利得アンプ１４３，１４４により利得が調節された後、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１４５，１４６によりディジタル信号に変換される。自動制御利得アンプ１４３，１４４の利得は、ベースバンド回路（ＢＢ）からの制御信号を入力するコントロール回路（ＣＴＲＬ）１５０によって制御される。

一方、零ＩＦ方式の受信機においては、ＰＬＬ１４８が受信信号と同じ周波数を有する搬送波を生成し、受信信号が直接ベースバンド周波数に周波数変換される以外は、同様の処理が行なわれる。即ち、乗算器１３９，１４０から出力されるアナログベースバンド信号は、ローパスフィルタ１４１，１４２によって高調波成分が除去され、自動制御利得アンプ１４３，１４４により利得が調節された後、アナログ・ディジタル変換器１４５，１４６によりディジタルベースバンド信号となる。

低ＩＦ方式の受信機では、上述の零ＩＦ方式と共通の問題がある。即ち、ＰＬＬ１４８から乗算器１３９，１４０に搬送波が入力されるまでに、それぞれ異なる遅延量を有すること、また、同相成分と直交成分が通過する経路のアナログ素子がそれぞれ異なる製造ばらつきを有していることにより、アナログ・ディジタル変換器１４５，１４６から出力される信号には、同相成分と直交成分との間に位相の誤差と振幅の誤差が付加されるという問題が生じる。この問題は、受信時において、符号誤り率即ちＢＥＲ（Bit Error Rate）を劣化させる要因になる。特に、高速通信を目的とした１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭといった多値変調方式を用いた通信においては、位相と振幅の誤差はＢＥＲに多大な影響を及ぼす。

更に、低ＩＦ方式では、図１６Ａに示すように、周波数ｆ_ＬＯの搬送波を用いて周波数がｆ_ＬＯ＋ｆ_ＩＦの受信信号をＩＦ周波数ｆ_ＩＦに周波数変換する際に、受信信号近傍の妨害波（周波数がｆ_ＬＯ−ｆ_ＩＦ）が周波数ｆ_ＩＦのイメージ信号となり、受信信号に重畳してしまう。ここで図１６Ｂのように、受信信号をＩＦ帯からベースバンド帯に周波数変換する際にイメージ除去を行なうと、イメージ信号の周波数が２ｆ_ＩＦになることにより、受信信号と重畳していたイメージ信号とを分別することができ、更にローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いて高調波成分を除去することにより、受信信号のみを取り出すことができる。

しかし、イメージ除去は上記同相成分と直交成分との間の位相の誤差と振幅の誤差に対して、感度が高い。図１７Ａ、図１７Ｂにイメージ除去比即ちＩＲＲ（Image Rejection Ratio）と位相誤差、振幅誤差の関係をそれぞれ示す。例えば携帯電話のＧＳＭ（Global System for Mobile communications）規格において、ＩＦ周波数を２００ｋＨｚとしたとき、５０ｄＢ以上のＩＲＲが要求され、このとき、位相の誤差は約０．４度以下、振幅の誤差は約０．６％以下でなければならない。

上記の直交変調信号における同相成分と直交成分の誤差は、受信チャネルを設定する毎に異なる値を取り得る。

上記した特許文献１では、ベースバンド信号の同相成分に対する直交成分の位相差と振幅の誤差を検出し、収束演算を用いて誤差を補正することが行なわれる。一般的に、上記従来例のような収束演算を行なって高精度の補正を行なおうとすると、誤差成分の分散を抑えるために、出力誤差に対して長い時間平均化を行なう必要があり、収束時間が長くなるという問題が生じる。そのため、信号受信時において、例えばチャネルが切り替わった際に校正が終了していない場合があり得るため、従来の方法を適応すると目標とする誤差低減が得られず、ＢＥＲを劣化させる恐れがある。

また、例えば、上記の従来例の構成をそのまま低ＩＦ方式に適応すると、希望波とイメージ波を同時に受信した場合に、イメージ信号が影響して正しい補正値が得られないという問題が生ずる。

本発明の目的は、同相信号及び直交信号の間の位相誤差及び振幅誤差を補正する際に、誤差演算の収束時間の短縮が可能な受信機を提供すること、又は受信方法を提供すること、或いは携帯無線端末を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明の受信機は、同相成分と直交成分とを有する第１の周波数の受信信号を第２の周波数の直交変調信号に変換する乗算器と、上記乗算器が出力する上記直交変調信号をろ波及び増幅して出力する信号経路と、上記信号経路が出力する上記直交変調信号が有する同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差の補正を行なう位相・振幅誤差補正回路と、選択された上記乗算器又は上記信号経路が上記直交変調信号に代えて、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の校正信号を出力したときに、上記校正信号を上記第２の周波数よりも高い第３の周波数の校正信号に変換する周波数変換回路と、上記周波数変換回路が出力する上記第３の周波数の校正信号から、同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差を演算して演算結果を出力する演算回路とを具備して成り、上記位相・振幅誤差補正回路は、上記演算結果を用いて上記補正を行なうことを特徴とする。

位相誤差及び振幅誤差を演算するときの校正信号の周波数が第２の周波数（ＩＦ周波数）よりも高くなるので、後で詳述するように、演算のために行なう積分の時間が短くなり、誤差演算の収束時間の短縮が可能なる。なお、上記周波数変換回路は、上記第２の周波数の校正信号をベースバンド帯に変換し、変換後の不要波を除去してから上記第３の周波数の校正信号に変換することが望ましい。上記演算回路の収束を妨げる不要波の影響を受けることなく正しい誤差演算を行なうことが可能になる。また、校正信号として上記従来例のように受信信号を用いるのではなく、校正用の信号源を具備することで、受信方式として低ＩＦ方式を採用した場合においても、常に正確な補正を行なうことが可能になる。また、本発明は、零ＩＦ受信方式を採用した受信機及びそれとほぼ同様の構成の低ＩＦ受信方式を採用した受信機の双方に適用される。

本発明によれば、ＩＦ周波数よりも高い周波数の校正信号に対して誤差演算が行なわれるので、誤差演算の収束時間の短縮が可能になる。

以下、本発明に係わる受信機、受信方法又は携帯無線端末を図面に示した幾つかの実施形態を参照して更に詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１に本発明の第１の実施形態を示す。本実施形態は、低ＩＦ方式を採用した受信機である。同図に示す低ＩＦ受信機は、アンテナ１、スイッチ２，６，７，１２，１３，１６，１７、ＬＮＡ３、アナログ乗算器（ミキサ）４，５、ローパスフィルタ８，９、自動利得制御アンプ１０，１１、アナログ・ディジタル変換器１４，１５、位相・振幅誤差補正回路（ＰＡ−ＥＣ）１８、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）を出力するイメージ除去回路（ＩＲ）１９、９０度位相器２０，２１、ＰＬＬ２２、水晶発振器２３、無線周波数（第１の周波数）ｆ_ＲＦの校正信号を発生するミキサ誤差校正信号発生回路（ＭＥ−ＣＳＧ）２４、ＩＦ周波数（第２の周波数）ｆ_ＩＦの校正信号を発生する信号経路誤差校正信号発生回路（ＳＰＥ−ＣＳＧ）２５、周波数変換回路（ＦＣ）２６、メモリ（ＭＥＭ）２８、収束演算回路（ＣＯ）２７、コントロール回路２９を含んで構成される。

以下に、上記の構成における動作を説明する。

本実施形態の受信機には、アナログ乗算器４，５で生ずる位相と振幅の誤差を校正するミキサ誤差校正モード、乗算器４，５の出力を少なくとも増幅して出力する信号経路、即ち本実施形態ではローパスフィルタ８，９や自動利得制御アンプ１０，１１による信号経路で生ずる位相と振幅の誤差を校正する信号経路誤差校正モード、ＲＦ信号を受信してベースバンド信号に変換する受信モードの３つのモードがある。

図２を用いてミキサ誤差校正モードにおける校正動作を説明する。水晶発振器２３で生成されるクロック信号を用いてミキサ誤差校正信号発生回路２４で生成されるＲＦ帯のミキサ誤差校正信号（周波数ｆ_ＲＦ）がスイッチ２を介して、ＬＮＡ３に入力され増幅される。なお、クロック信号は、ＰＬＬ２２に与えられる基準信号となる他、受信機の各部への時間の基準となる信号として用いられる。

その後、ミキサ誤差校正信号は、アナログ乗算器４、５に入力されて直交変調されると同時にＩＦ周波数に周波数変換される。水晶発振器２３によって生成されたクロック信号を基にＰＬＬ２２により生成された搬送波は、アナログ乗算器４に入力される。また、同搬送波は、９０度位相器２０を介してその直交成分となり、アナログ乗算器５に入力される。このとき、搬送波経路で生じる同相成分と直交成分との間の遅延とアナログ乗算器の不整合が主な原因で、アナログ乗算器４，５の出力には位相と振幅の誤差が付加される。

アナログ乗算器４，５から出力されるミキサ誤差校正信号は、スイッチ６，７を介してスイッチ１２，１３に入力され、アナログ・ディジタル変換器１４，１５によりディジタル信号に変換される。

その後ミキサ誤差校正信号は、スイッチ１２，１３を介して周波数変換器２６に入力され、ＩＦ周波数より高い周波数（第３の周波数）に周波数変換された後、収束演算回路２７に入力される。収束演算回路２７は、入力されたミキサ誤差校正信号を用いてアナログ乗算器４，５で生じた位相と振幅の誤差を検出し、誤差に対する適切な補正値ａ，ｂを導出し、メモリ２８にａ_１，ｂ_１（第１の演算結果）として書き込む。

上記アナログ乗算器４，５で生じる同相成分と直交成分における振幅と位相の誤差は、主に搬送波経路での遅延とアナログ乗算器４，５の製造ばらつきに起因するものであって、信号受信時において大きく変化しない。そのためミキサ校正モードでの校正は、本発明の受信機を搭載した携帯無線端末（無線機）が工場出荷されるとき、又は携帯無線端末の電源が投入されたときで良い。

なお、ミキサ誤差校正信号発生回路２４、周波数変換器２６、収束演算回路２７の構成及び動作については、後で説明する。

続いて、信号経路誤差校正モードにおける校正動作を図３を用いて説明する。水晶発振器２３で発生されるクロック信号を用いて信号経路校正信号発生回路２５で生成されるＩＦ帯の信号経路誤差校正信号（周波数ｆ_ＩＦ）がスイッチ６に入力される。また、同校正信号は、９０度位相器２１を介してその直交成分になり、スイッチ７に入力される。その後、信号経路誤差校正信号は、ローパスフィルタ８，９、自動利得制御アンプ１０，１１を介して、スイッチ１２，１３に入力される。このとき、ローパスフィルタ８，９、自動利得制御アンプ１０，１１からなる信号経路での不整合により、信号経路誤差校正信号における同相成分と直交成分との間に位相と振幅の誤差が付加される。

スイッチ１２，１３から出力された信号経路誤差校正信号は、アナログ・ディジタル変換器１４，１５によりディジタル信号に変換される。その後信号経路誤差校正信号は、スイッチ１６，１７を介して周波数変換器２６に入力され、ＩＦ周波数よりも高い周波数、例えばナイキスト周波数近傍の周波数に周波数変換された後、収束演算回路２７に入力される。収束演算回路２７は、入力された信号経路誤差校正信号を用いて上記信号経路で生じた位相と振幅の誤差を検出し、誤差に対する適切な補正値ａ，ｂを導出し、メモリ２８にａ_２，ｂ_２（第２の演算結果）として書き込む。

上記信号経路で生じる同相成分と直交成分における振幅と位相の誤差は、主にローパスフィルタ８，９及び自動利得制御アンプ１０，１１に起因するものである。ローパスフィルタ８，９の特性は温度依存性を有し、また自動利得制御アンプ１０，１１は受信チャネル選択を行なう度に異なる利得誤差を発生させる。そのため、信号経路誤差校正モードでの校正は、チャネル選択後、例えばバースト信号受信前に毎回となる。

信号経路誤差校正モードにおける校正のタイミングを、本発明をＧＳＭ方式に適用した場合を例にとって図４に示す。１つのフレーム（ＴＤＭＡ ｆｒｍ）は８つのバーストから成る。バースト信号を受信する前に、受信機は、前のフレームの受信バースト間で測定した電波環境を基に、ＡＧＣのゲイン等のパラメータを読み込む（ＰＲ１５０）、その後シンセサイザーの引き込みを行ない（ＳＰＩ１５１）、ＤＣオフセットキャリブレーション（ＤＯＣ１５２）が終了した後、信号経路誤差校正モードでの校正が行なわれる（ＳＰＥ−Ｃ１５３）。全てのキャリブレーションを終えた後に、バーストを受信する（ＲＢ１５４）。

なお、信号経路校正信号発生回路２５の構成及び動作については、後で説明する。

以下に図５を用いて受信モードにおける動作を説明する。アンテナ１で受信された無線周波数（第１の周波数）の、同相成分と直交成分とを有する受信信号は、スイッチ２、ＬＮＡ３を介してアナログ乗算器４，５に入力され直交変調されると同時にＩＦ周波数に周波数変換される。これにより乗算器４，５からＩＦ周波数の直交変調信号が出力される。この際、搬送波は水晶発振器２３によって発生された基準信号を基にＰＬＬ２２により生成され、直交成分は９０度位相器２０を介して、アナログ乗算器４，５に入力される。
その後、周波数変換された直交変調信号は、スイッチ６，７を介し、ローパスフィルタ８，９により高調波成分を除去された後に、自動利得制御アンプ１０，１１により適切なゲインに調整され、更にスイッチ１２，１３を介して、アナログ・ディジタル変換器１４，１５によりディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された直交変調信号は、スイッチ１６，１７を介して、位相・振幅誤差補正回路１８に入力される。

その後、周波数変換された直交変調信号は、スイッチ６，７を介し、ローパスフィルタ８，９により高調波成分を除去された後に、自動利得制御アンプ１０，１１により適切なゲインに調整され、更にスイッチ１２，１３を介して、アナログ・ディジタル変換器１４，１５によりディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変換された直交変調信号は、スイッチ１６，１７を介して、位相・振幅誤差補正回路１８に入力される。

位相・振幅誤差補正回路１８は、上記したミキサ誤差校正モード及び信号経路誤差校正モードにおいて算出した位相と振幅の誤差に対する補正値ａ_１，ｂ_１及びａ_２，ｂ_２の値をメモリ２８から呼び出して使用し、直交変調信号の同相成分と直交成分の間の誤差を補正する。位相・振幅誤差補正回路１８から出力された直交変調信号は、イメージ除去回路１９により高い精度でイメージ信号が取り除かれると同時に、ベースバンド信号の同相成分と直交成分とに周波数変換される。

なお、位相・振幅誤差補正回路１８及びイメージ除去回路１９の構成及び動作について以下に説明する。

図６に本実施形態の位相・振幅誤差補正回路１８の構成例を示す。同図に示す位相・振幅誤差補正回路１８は、ディジタル乗算器３０〜３３、ディジタル加算器３４，３５、入力端子３６〜４１、出力端子４２，４３を含んで構成される。

同図の構成により、同相成分の信号を用いて直交成分の信号の位相と振幅を変化させることができる。例えば、入力端子４０，４１にそれぞれＡｃｏｓωｔ，Ａαｓｉｎ（ωｔ＋θ）を入力したとき、ディジタル加算器３４の出力ＩＭは、同図の構成から、下記の式(２．１)のように書け、これから更に式(２．２）のように書ける。

ここで、αは振幅誤差、θは位相誤差とする。このとき、次の式(２．３）

を満たすａ_１とｂ_１の値を選ぶことにより、同相成分と振幅が等しく、正しく直交する直交信号を得ることができる。

図７に本実施形態の収束演算回路２７の構成例を示す。同図に示す収束演算回路２７は、ディジタル乗算器４４，４５，４７，５３，５４、ディジタル加算器４６，５５，５６，５７、ディジタル二乗器４８，４９、ディジタル減算器５０、ディジタル積分器５１，５２、遅延器５８，５９、入力端子６２，６３、出力端子６０，６１を含んで構成される。

同図の構成により、直交信号における同相成分と直交成分の位相と振幅の誤差を補正する適切な値ａ，ｂを算出することができる。乗算器４４，４５と加算器４６による構成は、式(２．１）、式(２．２）、式(２．３）の原理で動作し、ａ，ｂの値を変化させることにより、直交成分の位相と振幅を変化させることができる。

もし、入力端子６２から入力される直交信号の同相成分と加算器４６から出力される直交成分の位相差が正確に９０度で、且つ振幅が等しければ、積分器５１，５２の出力は、下記の式(３．１）及び式(３．２）の条件をそれぞれ満たし、零となる。ここで、入力信号の角周波数をω、周期をＴ、同相成分の振幅をＲｅ、直交成分の振幅をＩｍとする。

式(３．１)は直交条件が満たされていることを意味し、式(３．２)は同相成分と直交成分の電力が等しいことを意味している。しかし同相成分と直交成分の間に誤差が存在すると積分器５１，５２は非零の誤差成分ＥｐとＥａを出力する。よって、この誤差成分が零に漸近するように乗算器５３，５４、加算器５５〜５７、遅延器５８，５９を用いた閉ループ制御が実行される。同図の構成においてａとｂの値は下記の式(３．３）及び式(３．４）のように更新される。

ここで、ｋ_１とｋ_２はステップゲインであり、絶対値が１より小さな任意の定数である。式(３．３)、式(３．４）は古い推定量に、ある重み付けを行なった誤差成分を加えることで、新しい推定量が得られることを示している。

こうした手法は通常、推定値ａとｂの分散量が大きく収束時間が長くなるため、推定値を効果的に平均化する必要がある。積分器５１，５２において、例えば移動平均器を用いると、誤差の大きな過去の推定値を捨てながら平均化を行なえるため、短時間での収束が可能となる。この場合、更に平均回数の多い方が収束時間は短くなる。

図８に本実施形態の周波数変換回路２６の構成例を示す。同図に示す周波数変換回路２６は、ディジタル乗算器６４〜７１、ローパスフィルタ７２〜７５、ディジタル減算器８０，８１、ディジタル発振器７６，７７、ディジタル９０度位相器７８，７９、入力端子８２，８３及び出力端子８４，８５を含んで構成される。

同図の構成により上記の各校正信号がＩＦ周波数よりも高い周波数に周波数変換される。ディジタル発振器７６とディジタル位相器７８により、ＩＦ周波数の複素トーン信号を生成し、入力端子８２，８３から入力される校正信号と、乗算器６４〜６７を用いて乗算を行なうことにより、信号は一度ベースバンド帯に周波数変換される。ベースバンド帯に周波数変換を行なう際に、校正信号の同相成分と直交成分の位相と振幅の誤差情報は本構成によって失われない。

その後、ローパスフィルタ７２〜７５を用いて高調波成分が除去される。このとき、カットオフ周波数が信号帯域よりも低いローパスフィルタを用いると、校正信号をよりトーン信号に近づけることができると同時に、上記収束演算の収束性を劣化させるノイズ成分を除去することができ、収束時間が短くなる。

更にディジタル発振器７７とディジタル９０度位相器７９により、ＩＦ周波数よりも高い周波数の複素トーン信号が生成され、この信号と、ローパスフィルタ７２〜７５から出力される校正信号とが乗算器６８〜７１によって乗算される。その結果、校正信号がＩＦ周波数よりも高い周波数に周波数変換される。ここで、変換後の周波数は、ナイキスト周波数に近ければ近いほど良く、位相と振幅の誤差情報を失わない程度の周波数であれば良い。

収束演算回路に入力される校正信号の周波数が高ければ、上記積分器５１，５２において、単位時間に積分する周期が増えることになる。そのため、短い時間内でより多くの平均化が行なえるため、上記収束演算の収束時間を短くすることが可能になる。

図９に本実施形態のミキサ誤差校正信号発生回路２４の構成例を示す。同図に示す校正信号発生回路２４は、キャパシタ８６，８９、インダクタ８７、接地８８、インバータ９０、入力端子９２、出力端子９１を含んで構成される。

同図の構成により、上記のミキサ誤差校正信号が生成される。水晶発振器２３により生成された基準信号は、入力端子９２よりミキサ誤差校正信号発生回路２４に入力される。インバータ９０の出力において基準信号は矩形波になる。矩形波には多数の高次の高調波が含まれる。その中の特定の次数の高調波がインダクタ８７とキャパシタ８９とから成る共振器によって取り出される。取り出された高調波の信号は、キャパシタ８６によって直流成分がカットされる。キャパシタ８６を通過した信号は、前記のミキサ誤差校正信号として用いられる。

図１０に本実施形態の信号経路誤差校正信号発生回路２５の構成例を示す。入力端子９４より校正信号発生回路に入力される基準信号は、分周器９３に入力され、ＩＦ周波数と等しい周波数に分周される。分周器９３から出力端子９５に出力される信号は、前記の信号経路校正信号として用いられる。

図１１に本実施形態のイメージ信号除去回路１９の構成例を示す。同図に示すイメージ信号除去回路１９は、ディジタル乗算器９６〜９９、ディジタル９０度位相器１０１、ディジタル加算器１０２、ディジタル減算器１０３、ローパスフィルタ１０４，１０５、ディジタル発振器１００、入力端子１０６，１０７、出力端子１０８，１０９を含んで構成される。

入力端子１０６，１０７にそれぞれ下記の式(６．１)及び式(６．２)で示される、位相・振幅誤差補正回路１８によって校正された、振幅が等しく正確に直交した直交変調信号Ｉ_ＩＦとＱ_ＩＦが入力される。

ここで、Ａ，Ｂはそれぞれ希望波とイメージ波の振幅、α、βはそれぞれ希望波とイメージ波の位相情報、ω_ＩＦはＩＦ角周波数、ｔは時間をそれぞれ示す。

ディジタル発振器１００は、ＩＦ周波数のトーン信号を発生する。同相成分と、ディジタル９０度位相器１０１によって同相成分に対して正確に直交して生成される直交成分とは、乗算器９６〜９９に入力され、受信信号をベースバンド周波数に周波数変換する。ディジタル加算器１０２とディジタル減算器１０３の出力は、次の式(６．３）及び式(６．４）のＩ_Ｂ，Ｑ_Ｂで示される。

イメージ信号は周波数で図１６Ｂに示したように区別することができるため、ローパスフィルタ１０４，１０５で高調波成分を除去すると、次の式(６．５)及び式(６．６)のように、希望波のベースバンド信号を得ることができる。

以上、本実施形態により、低ＩＦ方式の受信機において、位相誤差及び振幅誤差を短い時間内で零に収束させることが可能となった。図１２は、直交変調信号の同相成分と直交成分に１ｄＢの振幅誤差と３度の位相誤差があるときに、本実施形態の構成を用いて誤差を校正した場合の演算の収束性を示している。なお、ディジタル回路のビット数は全て１４ｂｉｔとしてシミュレーションを行なった。図１２では、上段に位相の収束性、中段に振幅の収束性、下段にＩＲＲの収束性をそれぞれ示す。

図１２によれば、位相誤差及び振幅誤差は短い時間内で零に収束しており，２０μｓｅｃ以内に５０ｄＢ以上のＩＲＲを得ることができる。ＧＳＭ規格においては、ガード信号受信期間内に校正を終えることができるため，常に高品質な通信を行なうことが可能であり、従来例に比べて、消費電力を大幅に削減することができる。また、ステップゲインｋ_１，ｋ_２の値を変えることで更に高いＩＲＲを得ることが可能である。

（第２の実施形態）
図１３に本発明の第２の実施形態を示す。本実施形態は、零ＩＦ方式を採用した受信機である。同図に示す零ＩＦ受信機は、アンテナ１１０、スイッチ１１１，１１５，１１６，１２１，１２２，１２５，１２６、ＬＮＡ１１２、アナログ乗算器１１３，１１４、ローパスフィルタ１１７，１１８、自動利得制御アンプ１１９，１２０、アナログ・ディジタル変換器１２３，１２４、位相・振幅誤差補正回路１２７、９０度位相器１２８，１２９、ＰＬＬ１３０、水晶発振器１３１、ミキサ誤差校正信号発生回路１３２、信号経路誤差校正信号発生回路１３３、周波数変換回路１３４、メモリ１３６、収束演算回路１３５を含んで構成される。

同図に示す受信機において、ＰＬＬ１３０ではＲＦ帯の搬送波が生成され、受信信号は直接にベースバンド帯に周波数変換される。零ＩＦ方式においては、受信信号と同じ周波数帯域に周波数変換される妨害波（イメージ信号）が存在しないため、低ＩＦ受信機で用いられたイメージ除去回路１９は必要ない。なお、信号経路誤差校正モードで発生させる校正信号の周波数は、受信信号の帯域内であって、ローパスフィルタ１１７，１１８によって減衰されず、かつＤＣオフセットと混じると正確な誤差を検出できなくなる為、ＤＣではない周波数が選択される。それ以外は、第１の実施形態で示した処理と同様の処理を行なう。

以上、本実施形態により、零ＩＦ方式の受信機において位相誤差及び振幅誤差を短い時間内で零に収束させることが可能となった。また、図１３に示した本実施形態の構成は、図１に示した第１の実施形態の構成に比べて、イメージ除去回路１９が省略される以外は同様である。

即ち、本発明によれば、低ＩＦ受信機と零ＩＦ受信機において同様の構成で同様の効果が期待できる。従って、例えば複数の無線通信規格に対応させるために，低ＩＦ方式と零ＩＦ方式を混載した受信機においても、回路規模を増大させることなく本発明を適用することができる。

例えば、ＧＳＭ規格対応の受信機とＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）規格対応の受信機とを混載した場合、ＧＳＭ規格対応の受信機を低ＩＦ方式、Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応の受信機を零ＩＦ方式とし、本発明を適用することで受信機におけるアナログ部の共用化が容易になる。

なお、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ（Enhanced Data rates for GSM Evolution）規格のようにＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）方式の通信規格に対して零ＩＦ受信方式を適用した場合には、間欠受信時間を利用してＤＣオフセットを除去する方法が広く用いられている。

ここで、図１８Ａに、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格対応の零ＩＦ受信機の一般的な構成例を示す。同図において、アンテナで受信されたＲＦ帯の受信信号は、ＬＮＡ１８０によって増幅され、乗算器１８１，１８２に入力される。基準信号１９４を基にＰＬＬ１９３によって受信信号と同じ周波数を有する搬送波が生成され、生成された搬送波は２つの乗算器に入力されるが、一方は直接乗算器（ミキサ）１８１に入力され、他方は９０度位相器１９２を介して乗算器（ミキサ）１８２に入力される。受信信号と搬送波とが乗算器１８１，１８２により乗算され、受信信号はベースバンド周波数に周波数変換される。その後、ローパスフィルタ１８３，１８５によって高調波成分が除去され、自動制御利得アンプ１８４，１８６により利得が調節された後、ＡＤＣ１８７によってディジタルベースバンド信号に変換される。なお、図１８Ａは、直交信号経路を省略して同相信号経路のみを図示している。

ＧＳＭ／ＥＤＧＥの場合、信号帯域が２６０ｋＨｚと比較的狭く、中心周波数に強い電力を有している。そのため、ハイパスフィルタによるＤＣオフセット除去は信号劣化につながる。そこで、ＡＤＣ１８９，１９１とＤＣオフセット検出器１９５，１９６によってＤＣ成分を間欠時間にディジタル領域で検出し、受信中は検出した逆のＤＣ成分を、ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１８８，１９０によってアナログ信号として与えることにより、ＤＣオフセットを除去する方法が採用される。

一方、Ｗ−ＣＤＭＡには間欠時間がなく、比較的信号帯域が広いために、ハイパスフィルタによってＤＣオフセットを除去することが可能である。図１８Ｂに、Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応の零ＩＦ受信機の一般的な構成例を示す。アンテナで受信されたＲＦ帯の受信信号は、ＬＮＡ１９７によって増幅され、乗算器１９８，１９９に入力される。基準信号２０９を基にＰＬＬ２０８により、受信信号と同じ周波数を有する搬送波が生成され、生成された搬送波は２つの乗算器に入力されるが、一方は直接乗算器（ミキサ）１９８に入力され、他方は９０度位相器２０７を介して乗算器（ミキサ）１９９に入力される。受信信号と搬送波とが乗算器１９８，１９９により乗算され、受信信号はベースバンド周波数に周波数変換される。その後、ローパスフィルタ２０１，２０４によって高調波成分が除去され、自動制御利得アンプ２００，２０３により利得が調節された後、ＡＤＣ２０６によってディジタルベースバンド信号に変換される。ここで、ＤＣオフセットは、前記と異なって、ハイパスフィルタ２０２，２０５によって除去される。なお、図１８Ｂは、直交信号経路を省略して同相信号経路のみを図示している。

ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格対応でも低ＩＦ方式とする場合は、ＩＦ周波数を例えば２００ｋＨｚに選択することでＤＣオフセットをハイパスフィルタによって取り除くことができ、図１８Ｂと同じ構成を採用することができる。従って、低ＩＦ方式のＧＳＭ／ＥＤＧＥ受信機は、従来のような複雑なＤＣオフセットキャリブレーションを必要としないだけでなく、零ＩＦ方式Ｗ−ＣＤＭＡ受信機とのアナログ部の共用化が可能である。共用化することにより、チップ面積の低減が期待される。

（第３の実施形態）
図１９に本発明の第３の実施形態を示す。本実施形態は、ＧＳＭ/ＥＤＧＥ/Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応受信機である。同図に示すＧＳＭ/ＥＤＧＥ/Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応受信機は、アンテナ３０１、スイッチ３０２，３０６，３０７，３１２，３１３，３１６，３１７，３３４，３３５、ＬＮＡ３０３、アナログ乗算器３０４，３０５、可変ローパスフィルタ３０８，３０９、自動利得制御アンプ３１０，３１１、アナログ・ディジタル変換器３１４，３１５、位相・振幅誤差補正回路３１８、９０度位相器３２０，３２１、ＰＬＬ３２２、水晶発振器３２３、ミキサ誤差校正信号発生回路３２４、信号経路誤差校正信号発生回路３２５、周波数変換回路３２６、メモリ３２８、収束演算回路３２７、ハイパスフィルタ３３０，３３１，３３２，３３３、ローパスフィルタ３３６，３３７を含んで構成される。

上記構成の受信機は、電源が投下されたときに電波環境や送受信するデータに応じて、ＧＳＭ規格、ＥＤＧＥ規格、Ｗ−ＣＤＭＡ規格の中から最適な通信方法が、受信機に接続されるベースバンド回路（ＢＢ）によって選択される。

ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格に準じた通信方法が選択された場合、本実施形態の受信機は、低ＩＦ方式による受信を行ない、第１の実施形態で示した処理とほぼ同様の処理を行なう。この場合、可変ローパスフィルタ３０８，３０９の周波数特性は、ベースバンド回路からの制御信号を入力するコントロール回路（ＣＴＲＬ）３２９によって制御され、ＧＳＭ/ＥＤＧＥ規格に適した周波数特性に設定される。

また、ＤＣオフセットはハイパスフィルタ３３０，３３１，３３２，３３３によって精度良く除去されるため、ＤＣオフセットキャリブレーションを行なう必要がない。そのため、前述の信号経路誤差校正モードにおける校正のタイミングは図４に示したのとはやや異なる。即ち、バースト信号を受信する前に、受信機は、前のフレームの受信バースト間で測定した電波環境を基に、ＡＧＣのゲイン等のパラメータを読み込み、その後シンセサイザーの引き込みを行なった後、信号経路誤差校正モードの校正を行ない、バーストを受信する。また、位相・振幅誤差補正回路３１８から出力された直交変調信号は、スイッチ３３４，３３５を介してイメージ除去回路３１９に入力され、高い精度でイメージ信号が取り除かれると同時に、ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとに周波数変換される。それ以外は、受信機は、第１の実施形態で示した処理と同様の処理を行なう。

Ｗ−ＣＤＭＡ規格に準じた通信方法を選択された場合、本実施形態の受信機は、零ＩＦ方式による受信を行なう。零ＩＦ方式によって受信を行なった場合、イメージ除去を行なう必要がなく、また受信信号はＱＰＳＫ変調信号であり、通常のＩＣが有する程度の位相・振幅誤差によってＢＥＲが大きく劣化することがないため、上記の信号経路で生ずる位相と振幅の誤差を校正する信号経路誤差校正モードを行なう必要がない。従って、アナログ乗算器３０４，３０５で生ずる位相と振幅の誤差を校正するミキサ誤差校正モードのみが電源投入後に行なわれる。Ｗ−ＣＤＭＡ規格に準じた通信方法を選択された場合、可変ローパスフィルタ３０８，３０９の周波数特性は、ベースバンド回路（ＢＢ）からの制御信号を入力するコントロール回路３２９によって制御され、Ｗ−ＣＤＭＡ規格に適した周波数特性に設定される。

また、位相・振幅誤差補正回路３１８から出力された同相成分Ｉと直交成分Ｑからなる直交変調信号は、スイッチ３３４，３３５を介してローパスフィルタ３３６，３３７に入力され、不要波を取り除かれた後にベースバンド回路に入力される。それ以外は、受信機は、第２の実施形態で示した処理と同様の処理を行なう。

本実施形態により、いずれの規格にたいしても位相誤差及び振幅誤差を短い時間内で零に収束させることが可能となると共に、アナログ回路の共用化によってＧＳＭ/ＥＤＧＥ/Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応の受信機を回路規模を増大させることなく実現することが可能となる。回路の共用化により、チップ面積の低減が期待される。

（第４の実施形態）
図１４に本発明の第４の実施形態を示す。本実施形態は、第１、第２又は第３の実施形態の受信機を用いた、携帯電話等の携帯無線端末である。同図に示す携帯無線端末は、アンテナ１６０、スイッチ１６１、バンドパスフィルタ１６２、受信整合回路（ＭＮ）１６３、図１又は図１３に示した受信機（Ｒｘ）１６４、ベースバンド回路（ＢＢ）１６５、送信回路（Ｔｘ）１６６、電力増幅器１６７、送信整合回路（ＭＮ）１６８、ローパスフィルタ１６９を含んで構成される。

アンテナ１６０によって受信された受信信号は、送受信を切り替えるスイッチ１６１を経、更に、不要波を除去するバンドパスフィルタ１６２及び受信整合回路を経て受信機１６４に入力される。受信機１６４において得られた、位相誤差及び振幅誤差の補正されたベースバンド信号の同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）がベースバンド回路１６５に供給される。

ベースバンド回路１６５は、ベースバンド信号の同相成分及び直交成分の入出力のためのベースバンド信号処理を行ない、図示していないが、マイクロフォン、スピーカ、キーボード、表示装置等との間の信号で授受を行なう。更に、ベースバンド回路１６５は、端末内の各部を制御するための制御信号を生成する。

ベースバンド回路１６５において生成されたベースバンド信号の同相成分及び直交成分は、送信回路１６６に入力される。送信回路１６６は、入力された同相成分及び直交成分に直交変調を施して、直交変調信号である送信信号を出力する。送信信号は、送信整合回路１６８及び不要波を除去するローパスフィルタ１６９を経、更にスイッチ１６１を経てアンテナ１６０に導かれる。

本実施形態の携帯無線端末は、誤差演算の収束時間が短い本発明の受信機を採用することによって、素子ばらつきによって発生する直交信号における同相成分及び直交成分の位相と振幅の誤差を低減することができるため、受信時に高いＢＥＲを得ることできる。また、受信機を低ＩＦ方式とする場合、ディジタル領域で高精度のイメージ除去を行なうことができる。

本発明に係る受信機の第１の実施形態を説明するための構成図。 第１の実施形態のミキサ誤差校正モードにおける校正動作を説明するための構成図。 第１の実施形態の信号経路誤差校正モードにおける校正動作を説明するための構成図。 第１の実施形態の信号経路誤差校正モードにおいて校正を行なうタイミングを説明するための図。 第１の実施形態の受信モードにおける受信動作を説明するための構成図。 第１の実施形態の位相・振幅誤差補正回路を説明するための構成図。 第１の実施形態の収束演算回路を説明するための構成図。 第１の実施形態の周波数変換回路を説明するための構成図。 第１の実施形態のミキサ誤差校正信号発生回路を説明するための構成図。 第１の実施形態の信号経路誤差校正信号発生回路を説明するための構成図。 第１の実施形態のイメージ信号除去回路を説明するための構成図。 第１の実施形態における収束性を示す図。 本発明の第２の実施形態を説明するための構成図。 本発明の第４の実施形態を説明するための構成図。 受信機の一般的構成を説明するための構成図。 受信信号とイメージ信号の関係を示す第１の図。 受信信号とイメージ信号の関係を示す第２の図。 ＩＲＲの誤差に対する感度を示す第１の図。 ＩＲＲの誤差に対する感度を示す第２の図。 ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格対応の零ＩＦ受信機の一般的な構成図。 Ｗ−ＣＤＭＡ規格対応の零ＩＦ受信機の一般的な構成図。 本発明の第３の実施形態を説明するための構成図。

符号の説明

１…アンテナ、２，６，７，１２，１３，１６，１７…スイッチ、３…ＬＮＡ、４，５…アナログ乗算器、８，９…ローパスフィルタ、１０，１１…自動利得制御アンプ、１４，１５…アナログ・ディジタル変換器、１８…位相・振幅誤差補正回路、１９…イメージ除去回路、２０，２１…９０度位相器、２２…ＰＬＬ、２３…基準信号源、２４…ミキサ誤差校正信号発生回路、２５…信号経路誤差校正信号発生回路、２６…周波数変換回路、２７…収束演算回路、２８…メモリ、２９…コントロール回路、１１０…アンテナ、１１１，１１５，１１６，１２１，１２２，１２５，１２６…スイッチ、１１２…ＬＮＡ、１１３，１１４…アナログ乗算器、１１７，１１８…ローパスフィルタ、１１９，１２０…自動利得制御アンプ、１２３，１２４…アナログ・ディジタル変換器、１２７…位相・振幅誤差補正回路、１２８，１２９…９０度位相器、１３０…ＰＬＬ、１３１…基準信号源、１３２…ミキサ誤差校正信号発生回路、１３３…信号経路誤差校正信号発生回路、１３４…周波数変換回路、１３５…収束演算回路、１３６…メモリ、１３７…コントロール回路、１６４…受信機、３０１…アンテナ、３０２，３０６，３０７，３１２，３１３，３１６，３１７，３３４，３３５…スイッチ、３０３…ＬＮＡ、３０４，３０５…アナログ乗算器、３０８，３０９，３３６，３３７…ローパスフィルタ、３１０，３１１…自動利得制御アンプ、３１４，３１５…アナログ・ディジタル変換器、３１８…位相・振幅誤差補正回路、３１９…イメージ除去回路、３２０，３２１…９０度位相器、３２２…ＰＬＬ、３２３…基準信号源、３２４…ミキサ誤差校正信号発生回路、３２５…信号経路誤差校正信号発生回路、３２６…周波数変換回路、３２７…収束演算回路、３２８…メモリ、３２９…コントロール回路、３３０，３３１，３３２，３３３…ハイパスフィルタ。

Claims (20)

1. 同相成分と直交成分とを有する第１の周波数の受信信号を第２の周波数の直交変調信号に変換する乗算器と、
   上記乗算器が出力する上記直交変調信号を少なくとも増幅して出力する信号経路と、
   上記信号経路が出力する上記直交変調信号が有する同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差の補正を行なう位相・振幅誤差補正回路と、
   選択された上記乗算器又は上記信号経路が上記直交変調信号に代えて、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の校正信号を出力したときに、上記校正信号を上記第２の周波数よりも高い第３の周波数の校正信号に変換する周波数変換回路と、
   上記周波数変換回路が出力する上記第３の周波数の校正信号から、同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差を演算して演算結果を出力する演算回路とを具備して成り、
   上記位相・振幅誤差補正回路は、上記演算結果を用いて上記補正を行なうことを特徴とする受信機。
2. 請求項１において、
   上記信号経路が出力する上記校正信号は、上記第１の周波数の第１の校正信号を、上記受信信号に代えて上記乗算器に入力したときに上記乗算器が出力する第１の信号であり、更に、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の第２の校正信号を上記直交変調信号に代えて上記信号経路に入力したときに上記信号経路が出力する第２の信号であり、
   上記演算回路が出力する上記演算結果は、上記校正信号が第１の信号であるときに第１の演算結果となり、更に上記校正信号が第２の信号であるときに第２の演算結果となり、
   上記位相・振幅誤差補正回路は、上記第１の演算結果を用いて第１の補正を行ない、上記第２の演算結果を用いて第２の補正を行ない、上記補正が上記第１及び第２の補正から成ることを特徴とする受信機。
3. 請求項１において、
   上記周波数変換回路は、上記第２の周波数の校正信号をベースバンド帯に変換し、変換後の不要波を除去してから上記第３の周波数の校正信号に変換することを特徴とする受信機。
4. 請求項１において、
   上記演算結果を格納する不揮発性メモリを更に有し、上記位相・振幅誤差補正回路が上記補正に用いる上記演算結果が上記不揮発性メモリに格納された上記演算結果であることを特徴とする受信機。
5. 請求項１において、
   上記信号経路は、その出力側にアナログ・ディジタル変換器を備えることによって、ディジタル化された上記直交変調信号を出力し、
   上記位相・振幅誤差補正回路は、ディジタル化された上記直交変調信号を入力し、ディジタル信号処理によって上記補正を行なうことを特徴とする受信機。
6. 請求項２において、
   上記第１の演算結果及び上記第２の演算結果を格納する不揮発性メモリを更に有し、上記位相・振幅位相誤差補正回路が上記補正に用いる上記第１及び第２の演算結果が上記不揮発性メモリに格納された上記第１及び第２の演算結果であることを特徴とする受信機。
7. 請求項６において、
   上記第１の演算結果が工場出荷時に算出され、上記不揮発性メモリに格納されることを特徴とする受信機。
8. 請求項６において、
   上記受信信号が複数のバースト信号によって時間的に分割されている場合、上記第２の演算結果がバースト信号毎にバースト信号受信前に算出され、上記不揮発性メモリに格納されることを特徴とする受信機。
9. 請求項２において、
   上記第１の校正信号は、上記受信機のクロック信号の高調波成分の中から取り出された上記第１の周波数の信号であることを特徴とする受信機。
10. 請求項２において、
    上記第２の校正信号は、上記受信機のクロック信号を分周して得られる上記第２の周波数の信号であることを特徴とする受信機。
11. 同相成分と直交成分とを有する第１の周波数の受信信号を乗算器によって第２の周波数の直交変調信号に変換するステップと、
    上記乗算器が出力する上記直交変調信号を少なくとも増幅して出力する信号経路を経た上記直交変調信号が有する同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差を補正するステップと、
    選択された上記乗算器が出力する上記直交変調信号又は上記信号経路を経た上記直交変調信号が、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の校正信号に変更されるときに、上記校正信号を上記第２の周波数よりも高い第３の周波数の校正信号に変換するステップと、
    上記第３の周波数の校正信号から、同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差を演算して演算結果を出力するステップとを具備して成り、
    上記位相誤差及び振幅誤差を補正するステップにおいて、補正が上記演算結果を用いて行なわれることを特徴とする受信方法。
12. 請求項１１において、
    上記校正信号は、上記第１の周波数の第１の校正信号が上記受信信号に代わって上記乗算器に入力されたときに上記乗算器によって変換されて得られる第１の信号であり、更に、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の第２の校正信号が上記直交変調信号に代わって上記信号経路に入力されたときに上記信号経路から出力される第２の信号であり、
    上記位相誤差及び振幅誤差の上記演算結果は、上記校正信号が第１の信号であるときに第１の演算結果となり、更に、上記校正信号が第２の信号であるときに第２の演算結果となり、
    上記位相誤差及び振幅誤差を補正するステップにおいて、上記第１の演算結果を用いて第１の補正が行なわれ、上記第２の演算結果を用いて第２の補正が行なわれ、上記補正が上記第１及び第２の補正から成ることを特徴とする受信方法。
13. 請求項１１において、
    上記第２の周波数の校正信号は、ベースバンド帯に変換され、変換後の不要波が除去されてから上記第３の周波数の校正信号に変換されることを特徴とする受信方法。
14. 請求項１１において、
    上記信号経路を経た上記直交変調信号はディジタル化されており、上記位相誤差及び振幅誤差を補正するステップにおいて、補正がディジタル化された上記直交変調信号に対して行なわれることを特徴とする受信方法。
15. 請求項１２において、
    上記第１の演算結果が工場出荷時に算出されることを特徴とする受信方法。
16. 請求項１２において、
    上記受信信号が複数のバースト信号によって時間的に分割されている場合、上記第２の演算結果がバースト信号毎にバースト信号受信前に算出されることを特徴とする受信方法。
17. アンテナと、
    上記アンテナに接続され、接続を送受信で切り替えるスイッチと、
    上記スイッチの受信側に結合される受信機と、
    上記受信機から出力される同相成分と直交成分とを有するベースバンド受信信号を入力し、更に、同相成分と直交成分とを有するベースバンド送信信号を生成して出力するベースバンド回路と、
    上記ベースバンド送信信号に直交変調を施して第１の周波数の直交変調信号を出力する送信回路と、
    上記アンテナの送信側に結合され、上記第１の周波数の直交変調信号を増幅する電力増幅器とを具備して成り、
    上記受信機は、
    同相成分と直交成分とを有する上記第１の周波数の受信信号を第２の周波数の直交変調信号に変換する乗算器と、
    上記乗算器が出力する上記直交変調信号を少なくとも増幅して出力する信号経路と、
    上記信号経路が出力する上記直交変調信号が有する同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差の補正を行なう位相・振幅誤差補正回路と、
    選択された上記乗算器又は上記信号経路が上記直交変調信号に代えて、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の校正信号を出力したときに、上記校正信号を上記第２の周波数よりも高い第３の周波数の校正信号に変換する周波数変換回路と、
    上記周波数変換回路が出力する上記第３の周波数の校正信号から、同相成分と直交成分との間の位相誤差及び振幅誤差を演算して演算結果を出力する演算回路とを具備し、
    上記位相・振幅誤差補正回路は、上記演算結果を用いて上記補正を行なうことを特徴とする携帯無線端末。
18. 請求項１７において、
    上記校正信号は、上記第１の周波数の第１の校正信号を、上記受信信号に代えて上記乗算器に入力したときに上記乗算器が出力する第１の信号であり、更に、同相成分と直交成分とを有する上記第２の周波数の第２の校正信号を、上記直交変調信号に代えて上記信号経路に入力したときに上記信号経路が出力する第２の信号であり、
    上記演算回路が出力する上記演算結果は、上記校正信号が第１の信号であるときに第１の演算結果となり、更に上記校正信号が第２の信号であるときに第２の演算結果となり、
    上記位相・振幅誤差補正回路は、上記第１の演算結果を用いて第1の補正を行ない、上記第２の演算結果を用いて第２の補正を行ない、上記補正が上記第１及び第２の補正から成ることを特徴とする携帯無線端末。
19. 請求項１７において、
    上記周波数変換回路は、上記第２の周波数の校正信号をベースバンド帯に変換し、更に変換後の不要波を除去してから上記第３の周波数の校正信号に変換することを特徴とする携帯無線端末。
20. 請求項１７において、
    上記信号経路は、その出力側にアナログ・ディジタル変換器を備えることによって、ディジタル化された上記直交変調信号を出力し、
    上記位相・振幅誤差補正回路は、ディジタル化された上記直交変調信号を入力し、ディジタル信号処理によって上記補正を行なうことを特徴とする携帯無線端末。
    

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