JP4352883B2 - ブラシレスｄｃモータの駆動方法及び駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置に関し、更に詳細に言えば、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを、三相巻線に電力を供給するインバータにより駆動するための方法及びその装置に関するものであり、特に冷蔵庫やエアコンなどの圧縮機を駆動するのに最適なブラシレスＤＣモータの駆動方法及び駆動装置に関するものである。

近年の冷蔵庫は３５０L以上の大型機種が主力となり、それらの冷蔵庫は、高効率な圧縮機回転数可変のインバータ制御冷蔵庫が大半を占めている。これらの冷蔵庫用圧縮機では高効率化のために、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを一般的には採用している。また、圧縮機の中という高温、高圧、冷媒雰囲気、オイル雰囲気という環境下にブラシレスＤＣモータを設置するため、ブラシレスＤＣモータで通常使われるようなホール素子などの位置検出センサは使用できない。そのために一般的にはモータの逆起電圧から回転子の回転位置を検出する方法がよく用いられている。

従来の技術は、例えば、特許文献１に示されている。その従来の技術を図面に従って説明する。図１０は従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。

図１０において、商用電源１０１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。整流回路１０２は商用電源１０１の交流電圧を直流電圧に変換する回路で、ブリッジ接続された整流用ダイオード１０２ａ〜１０２ｄと平滑用の電解コンデンサ１０２ｅ、１０２ｆとからなり、図１０に示す回路では倍電圧整流回路となり、商用電源１０１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。

インバータ回路１０３は、６個のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを３相ブリッジ構成されている。また、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが本図では省略している。

ブラシレスＤＣモータ１０４は、永久磁石を有する回転子１０４ａと３相巻線を有した固定子１０４ｂとからなる。インバータ１０３により作られた３相交流電流が固定子１０４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子１０４ａを回転させることができる。回転子１０４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変更され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。

逆起電圧検出回路１０５は、ブラシレスＤＣモータ１０４の永久磁石を有する回転子１０４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子１０４ａの回転相対位置を検出する。

転流部１０６は、逆起電圧検出回路１０５の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動する信号を作り出す。

同期駆動部１０７は、インバータ１０３から強制的に所定周波数の出力を出し、ブラシレスＤＣモータ１０４を駆動するものであり、転流部１０６で生成されるロジカルな信号と同等形状の信号を強制的に所定周波数で発生させるものである。

負荷状態判定部１０８は、圧縮機１０４が運転されている負荷状態を判定するものである。

切替部１０９は、負荷状態判定部１０８の出力により、圧縮機１０４のブラシレスＤＣモータを転流部１０６で駆動するか、同期駆動部１０７で駆動するかを切り替える。

ドライブ回路１１０は、切替部１０９からの出力信号により、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動する。

以上の構成において、次に動作の説明を行う。

負荷状態判定部１０８で検出された負荷が、通常負荷の場合、転流部１０６による駆動を行う。逆起電圧検出回路１０５でブラシレスＤＣモータ１０４の回転子１０４ａの相対位置を検出する。次に転流部１０６で回転子１０４ａの相対位置からインバータ１０３を駆動する転流パターンを作り出す。この転流パターンは切替部１０９を通して、ドライブ回路１１０に供給され、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動する。

この動作により、ブラシレスＤＣモータ１０４はその回転位置に合致した駆動を行うこととなり、効率の良い駆動方法となる。

次に、負荷が増加してきたときの動作について説明する。

ブラシレスＤＣモータ１０４の負荷が増加し、ブラシレスＤＣモータ１０４の特性により回転数が低下してくる。この状態を負荷状態判定部１０８で高負荷状態であることを判定し、切替部１０９の出力を同期駆動部１０７からの信号に切り替える。このように駆動することにより高負荷時の回転数低下を抑えようとするものである。言いかえると、効率よりも高パワーを重視した駆動方法となる。
特開平９−８８８３７号公報

しかしながら、従来の構成では、次のような課題があった。

低負荷時に転流部１０６に切り替えることにより効率低下抑制を実現しているものの、キャリア周波数の切り替え手段を有していないため、低回転時のキャリア周波数を高くし、電流リップルを抑制して、より効率が良く、静かで安定した運転を実現することができないという課題があった。

本発明は、従来の課題を解決するものであり、インバータへの供給電圧や負荷の状態および回転数によって、小Ｄｕｔｙ比の運転状態になった時でも、騒音や振動を十分に抑制できるブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明は、モータに出力される波形の状態によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にしたものであり、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）、回転子の回転数に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。

また、インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、電圧検出部によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。

また、インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに低減することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を低減できる。

また、Ｄｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比制御部と、Ｄｕｔｙ比制御部によって調整されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、負荷状態が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、Ｄｕｔｙ比の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、負荷変動が生じた場合のような、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータの供給電圧（直流電圧）、電圧調整信号に変化が生じないような場合も、騒音や振動を低減できる。

また、同期回転数設定部によって決定された回転子の回転数に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部を有することにより、回転子の回転数を加減速する場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、回転数の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、Ｄｕｔｙ比や電圧を一定に保持したまま回転数を加減速する場合でも、騒音や振動を低減できる。

本発明は、モータに出力される波形の状態によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にしたものであり、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。

また、インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、電圧検出部によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。

また、インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに低減することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を低減できるという効果もある。

また、Ｄｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比制御部と、Ｄｕｔｙ比制御部によって調整されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、Ｄｕｔｙ比や電圧を一定に保持したまま、変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、Ｄｕｔｙ比の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、負荷変動が生じた場合のような、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータの供給電圧（直流電圧）、電圧調整信号に変化が生じないような場合も、騒音や振動を回避できるという効果もある。

また、回転数を決定する同期回転数設定部と、同期回転数設定部によって決められた回転数に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、回転数が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、回転数の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、Ｄｕｔｙ比や電圧を保持したまま回転数を変化させる場合のような、モータに出力される波形の状態に変化が生じない場合でも、騒音や振動を回避できるという効果もある。

請求項１に記載の発明は、モータに出力される電流波形の状態によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にし、低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定するものであり、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）、回転子の回転数に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。

請求項２に記載の発明は、インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、電圧検出部によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定することにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。

請求項３に記載の発明は、インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定することにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに低減することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を低減できる。

請求項４に記載の発明は、Ｄｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比制御部と、Ｄｕｔｙ比制御部によって調整されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、小さなＤｕｔｙ比の領域ではキャリア周波数を大きくし、Ｄｕｔｙ比が大きくなるに従ってキャリア周波数を小さく設定することにより、負荷状態が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、Ｄｕｔｙ比の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、負荷変動が生じた場合のような、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータの供給電圧（直流電圧）、電圧調整信号に変化が生じないような場合も、騒音や振動を低減できる。

請求項５に記載の発明は、同期回転数設定部によって決定された回転子の回転数に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部を有し、低い回転数の領域ではキャリア周波数を小さくし、中程度の回転数ではキャリア周波数を最も大きくし、回転数が高い時のキャリア周波数は、低い回転数でのキャリア周波数と中程度の回転数でのキャリア周波数との間になるように設定することにより、回転子の回転数を加減速する場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、回転数の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、Ｄｕｔｙ比や電圧を一定に保持したまま回転数を加減速する場合でも、騒音や振動を低減できる。

請求項６に記載の発明は、請求項２から請求項５に記載の発明において、回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、ブラシレスＤＣモータの負荷の状態を判定する負荷状態判定部と、三相巻線に接続される複数個のスイッチング素子を順次切り換えていく時機を前記回転子位置検出部で検出された位置情報をもとに決定するか、あるいは同期回転数設定部で決定された回転数をもとに決定するかを前記負荷状態判定部により選択する切換時機選択部とを有しており、パワーが不要な低負荷条件下では効率よく運転できる特徴を備えており、キャリア周波数の切換が実現できることにより騒音や振動を抑制できることはもちろんのこと、リップル電流の低減が可能となり、高効率性においてさらに効果が現れることになる。

請求項７に記載の発明は、請求項２から請求項６に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有したものであり、このような回転子においては、突極性を有しており、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクが作用し、磁石表面配置形回転子と比べてトルクリップルが増大するので、騒音や振動が発生しやすい特性を有しているため、さらに効果が現れることになる。

請求項８に記載の発明は、請求項２から請求項７に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するものであり、圧縮機において低騒音を実現できる極めて重要な用途のひとつである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、従来と同一構成については、同一符号を付して詳細な説明を省略する。また、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。

図１において、商用電源１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。

整流回路２は商用電源１の交流電圧を直流電圧に変換する。整流回路２はブリッジ接続された整流用ダイオード２ａ〜２ｄと平滑用の電解コンデンサ２ｅ、２ｆと電圧調整回路２ｇからなり、図１に示す回路は倍電圧整流回路の場合、商用電源１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。ここでは倍電圧整流としたが、電圧調整回路２ｇは直流電圧可変式のチョッパ回路や倍電圧整流／全波整流の切替方式回路に相当する。

インバータ回路３は、６個のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを３相ブリッジ構成されている。また、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが本図では省略している。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと３相巻線を有した固定子４ｂとからなる。インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させることができる。回転子４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変更され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。

回転数指令回路５は、所望の回転数を指令する回路である。例えば、冷蔵庫やエアコンなどにおいては温度センサなどから構成され、汎用的に用いられるブラシレスＤＣモータ４の駆動装置においてはユーザーが操作するためのＳＷ等から構成される部分であり、必要な回転数を指令する回路である。

同期回転数設定部６は、回転数指令回路５の指令回転数によりロジカルな信号変換を行い、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えるタイミングを決定する。この同期回転数設定部６は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動させるようなロジカルな信号パタンに変換し、強制的に所定周波数で信号パタンを発生させることが可能である。

電圧検出部７は、整流回路２の出力電圧（直流電圧）を検出する。

Ｄｕｔｙ比制御部８は、同期回転数設定部６、及び、電圧検出部７の出力を受けて、インバータ３の出力波形が最適となるようにＤｕｔｙ比を調整する。ここで、Ｄｕｔｙ比とはオン時間とキャリア周期の比を示し、Ｄｕｔｙ比が大きいほど出力される電圧は高くなる。

ＰＷＭキャリア周波数切替部９は、ＰＷＭ制御におけるＰＷＭキャリア周波数を生成する機能と、電圧検出部７の出力信号、電圧調整部１３の電圧調整信号およびＤｕｔｙ比制御部８が決定するＤｕｔｙ比などからモータ４に出力される波形の状態を判断しキャリア周波数を切り替える機能と、同期回転数設定部６が決定する回転数からキャリア周波数を切り替える機能とを備えるものである。ここでＰＷＭとはパルス幅変調のことを意味し、モータの駆動周波数（回転数）に対して十分大きな周波数であるキャリア周波数を選定する。一般的に、キャリア周波数は２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度が使用される。

スイッチ素子切換部１０は、同期回転数設定部６によって決定された周期とＤｕｔｙ比制御部８で調整されたＤｕｔｙ比をもとに、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動するための信号を出力する。ドライブ回路１１は、スイッチ素子切換部１０から出力される駆動信号により、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動する。マイクロコンピュータ１２は前述の機能を実現する。これらの機能はマイクロコンピュータのプログラムによって実現可能である。電圧制御部１３は、電圧調整回路２ｇに電圧調整信号を出力し、インバータ３に供給する電圧を制御する機能を実現する。

次に図１における動作について、図１〜図６を用いて説明する。

図２は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。図において、横軸は電圧検出部７が検出する供給電圧、縦軸はキャリア周波数を表す。図より、低電圧領域ではキャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従ってキャリア周波数を大きく設定している。この例の場合、電圧に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。

従って、比較的高電圧な領域ではＤｕｔｙ比が小さくなるために電流の落ち込みが大きくなるが、キャリア周波数を大きくしているので１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を抑制できる。

電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて説明する。

図３は、１２０度矩形波通電におけるスイッチングパターンと各相の電流波形を示した図である。図において横軸は電気角である。電気角は回転子４ａが２極の場合３６０度で１回転し、４極の場合は７２０度で１回転し、６極の場合は１０８０度で１回転することを表す。縦軸はスイッチ素子切換部１０がドライバ部１２に出力しているインバータ３の各スイッチ素子駆動用の信号と固定子４ｂにおける３相巻線のそれぞれに流れる電流波形を示している。記号は上から順に、スイッチ素子３ａの駆動信号Ｕ、スイッチ素子３ｂの駆動信号Ｘ、スイッチ素子３ｃの駆動信号Ｖ、スイッチ素子３ｄの駆動信号Ｙ、スイッチ素子３ｅの駆動信号Ｗ、スイッチ素子３ｆの駆動信号Ｚ、固定子４ｂにおけるＵ相の巻線電流Ｉｕ、固定子４ｂにおけるＶ相の巻線電流Ｉｖ、固定子４ｂにおけるＷ相の巻線電流Ｉｗである。

図３の動作について概略を説明する。同期回転数設定部６の決定する回転数に従って、１２０度づつの区間で順次、インバータ３を構成しているスイッチ素子の切換（転流）を行っている。また上アームの駆動信号Ｕ、Ｖ、ＷではＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。なお、この図においてはＰＷＭキャリア周波数が３ｋＨｚの場合について例示している。

図４はキャリア周波数を図３に対して２倍にした場合の１２０度矩形波通電におけるスイッチングパターンと各相の電流波形を示した図である。図４における記号、動作については図３と同一であるため、説明は省略する。

図３と図４の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを比較しても明確なように、キャリア周波数を２倍にすることにより通電ＯＦＦによるの電流の落ち込みを小さくすることができ、ＰＷＭキャリアのＯＮ／ＯＦＦに伴う電流リップルを大幅に低減できるのが分かる。

この電流リップルの低減は、ｄｕｔｙ比の小さい領域、即ちインバータ３への供給電圧の大きい領域ほど有効に作用する。逆に、供給電圧が小さい領域では、ＰＷＭ制御により平均電圧を大きくする必要があるため、ｄｕｔｙ比を大きくしてキャリアのＯＮ時間に対してＯＦＦ時間が短かくなり、必然的に電流リップルも抑制することができる。

図１０に示すような従来の駆動装置では、キャリア周波数切替部を有していないため、電圧が大きくなっても、キャリア周波数が切り替えられない。また、電圧が変化した時、モータ４に与えられる電力が増加し、電流波形が乱れ、所望の電流波形となるようにＤｕｔｙ比制御部８がＤｕｔｙ比を小さくする必要がある。もし、本実施の形態においてブラシレスＤＣモータ４の相対位置を検出する手段を備えている場合は、Ｄｕｔｙ比を調整して適正な電流波形を実現できる。しかし、モータ４は一般的に慣性力（モータの回転速度を保持するように働く力）を有するために、電圧が上昇してから相対位置の異常を検出するまでに時間がかかる。そこで、Ｄｕｔｙ比制御部８が調整するＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるのではなく、電圧検出部７が検出した供給電圧に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、Ｄｕｔｙ比が小さくなる前にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リップル電流が大きくなる前にキャリア周波数を切り替えることが可能となる。その結果、Ｄｕｔｙ比の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段よりも供給電圧の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。

図５は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表すタイミングチャートである。図において、横軸は時間を表す。縦軸は上から順に、ＰＷＭキャリア周波数切替部９が切り替えるキャリア周波数、インバータ３への供給電圧（直流電圧）、そして、電圧制御部１３が電圧調整回路２ｇに出力される電圧調整信号である。なお、図中の電圧調整信号内に描かれている１から３の数字は電圧調整信号の内容を示しており、電圧調整回路２ｇは、その数字が大きいほど大きな電圧をインバータ３に供給することを示している。図より、電圧制御部１３が、比較的低電圧になるような電圧調整信号を出力している時にはキャリア周波数を小さくし、より高電圧になるような電圧調整信号を出力している時ほどキャリア周波数を大きく設定している。この例の場合、電圧調整信号に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。

従って、比較的高電圧な領域でキャリア周波数を大きくしているので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて既に説明しているので、ここでは説明を省略する。

図１０に示すような従来の駆動装置では、キャリア周波数切替部を有していないため、キャリア周波数が切り替えられない。また、電圧制御部１３によって電圧を変化させた時、平滑用の電解コンデンサ２ｅ、２ｆにより時定数遅れが発生し、電圧制御部１３がより大きな電圧をインバータ３に供給するための電圧調整信号を出力してから、電圧検出部７が検出した電圧の値が実際に上昇するまでに時間がかかる。一般的に電圧検出部７には、ノイズ低減用のコンデンサが含まれるので更に遅れが発生することも推測される。そこで、電圧検出部７が検出する供給電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるのではなく、電圧制御部１３が出力した供給電圧調整信号の変化毎にキャリア周波数を切り替える方法にすると、インバータ３に供給される電圧が昇圧される前にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リップル電流増大に対してより速やかにキャリア周波数を切り替えることができる。その結果、供給電圧の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段よりも電圧調整信号の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。

図６は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。図において、横軸はＤｕｔｙ比制御部８が調整するＤｕｔｙ比、縦軸はキャリア周波数を表す。図より、小さなＤｕｔｙ比の領域ではキャリア周波数を大きくし、Ｄｕｔｙ比が大きくなるに従ってキャリア周波数を小さく設定している。この例の場合、Ｄｕｔｙ比に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。

従って、比較的低いＤｕｔｙ比の領域でキャリア周波数を大きくしているので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて既に説明しているので、ここでは説明を省略する。

図１０に示すような従来の駆動装置では、負荷状態が変化した際に負荷状態判定回路１０８は備えているもののキャリア周波数切替部を有していないため、キャリア周波数が切り替えられない。また、負荷トルクが小さくなった場合には、電圧検出部７が検出する供給電圧においても、電圧制御部１３から出力される電圧調整信号においても、変化点が存在しないので、図２、図５のような駆動方法を用いてもキャリア周波数を切り替えることができない。そこで、Ｄｕｔｙ比制御部８が調整するＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、負荷トルクが小さくなりＤｕｔｙ比制御部８が調整するＤｕｔｙ比が小さくなった場合にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リップル電流増大に対して速やかにキャリア周波数を切り替えることができる。その結果、モータ４に出力される波形の状態を検出するための他の手段よりもＤｕｔｙ比の変化によりモータ４に出力される波形の状態を検出する手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。

図７は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。図において、横軸は同期回転数設定部６が決定するロータ回転数、縦軸はキャリア周波数を表す。この例の場合、回転数に応じて３種類のキャリア周波数を切り替えた例を示している。ここで、低い回転数の領域ではキャリア周波数を小さくし、中程度の回転数ではキャリア周波数を最も大きくし、回転数が高い時にはキャリア周波数を比較的小さく設定している場合を示している。

図７についてもう少し詳細に説明する。本実施の形態において、電圧制御部１３を備えている場合、回転数が低くなるにつれて電圧調整回路２ｇによってインバータ３に入力される直流電圧を低くしていき、Ｄｕｔｙ比の低下を抑えることができる。この場合、図３、図４の説明の中でも述べたように必然的に電流リップルも抑制することができ、キャリア周波数を切り替えることの効果は小さくなる。しかし、電圧調整回路２ｇが倍電圧整流／全波整流の切替方式回路であった場合、直流電圧を２段階にしか変化させられないために、常にＤｕｔｙ比が高くなるように直流電圧を調整することは不可能となる。そのため、中程度の回転数領域が最もＤｕｔｙの低い領域となり、電流リップルの振動、騒音の影響を受けやすくなる領域と言える。そこで、この領域のキャリア周波数を最も大きくなるように切り替えている。高回転領域においては、電流が大きくなるため、スイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆの温度は上昇する。また、キャリア周波数を大きくすることも温度上昇につながるので、比較的小さなキャリア周波数に切り替えている。高回転領域では、ＰＷＭ制御により平均電圧を大きくする必要があるため、ｄｕｔｙ比を大きくしてキャリアのＯＮ時間に対してＯＦＦ時間が短かくなり、必然的に電流リップルも抑制することができるので、比較的小さなキャリア周波数でも問題ない。

従って、中程度の回転数領域でキャリア周波数を大きくしているので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。電流の落ち込みの低減について図３，図４を用いて既に説明しているので、ここでは説明を省略する。

図１０に示すような従来の駆動装置では、回転数が変化した際にキャリア周波数切替部を有していないため、キャリア周波数が切り替えられない。また、同期回転数設定部６が決定する回転数が高回転から中程度の回転数に変化した場合には、電圧検出部７が検出する供給電圧においても、電圧制御部１３から出力される電圧調整信号においても、変化点が存在しないので、図２、図５のような駆動方法を用いてもキャリア周波数を切り替えることができない。また、１２０度矩形波通電で運転中にＤｕｔｙ比は一定に保持しながら高回転を実現する場合、通電する期間を電気角１２０度より長い期間通電することにより高回転を実現する場合がある。この場合、モータに流す電流は増えるため温度上昇につながるが、Ｄｕｔｙ比は変化しないため、図６で説明したような駆動方法を用いてもキャリア周波数を切り替えることができない。そこで、同期回転数設定部６が決定する回転数に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、ブラシレスＤＣモータ４に出力される波形の状態を検出することなくキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リップル電流増大に対して速やかにキャリア周波数を切り替えることができる。その結果、モータ４に出力される波形の状態を検出してキャリア周波数を切り替える手段よりも、回転数の変化によりキャリア周波数を切り替える手段の方が騒音・振動の低減効果は大きなものとなる。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。図８は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図である。回転子コア２０は、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを、積み重ねたものである。４枚のマグネット２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄは、駆動軸２２に対して逆円弧状に回転子コア２０に埋め込まれている。このマグネットは通常フェライト系がよく用いられるが、ネオジなどの希土類の磁石が使われる場合は平板構造のものが使われることもある。

図８に示したような構造の回転子において、回転子中央からマグネットの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。

電機子巻線に流れる電流の作る磁束と、永久磁石の発する磁束の作用によって発生するフレミングの左手の法則に従うトルク（マグネットトルク）の他に、電機子巻線に流れる電流の作る磁束と、埋め込むことによって磁石の埋め込まれた部分と埋め込まれていない部分の鉄部の形状が変化すること（逆突極性）により回転子表面の鉄部が引きつけ合う力（リラクタンストルク）が作用し、磁石表面配置形回転子と比べてトルクリップルが増大するので、本実施例の制御を用いて、低負荷、高電圧領域においてトルクリップルに伴う回転子軸共振を大幅に低減することができ、騒音も抑制することができる。

以上の様に本実施の形態１のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、永久磁石を有する回転子４ａと三相巻線を有する固定子４ｂからなるブラシレスＤＣモータ４と、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子３ａ〜３ｆにより電力を供給するインバータ３と、前記スイッチング素子群３ａ〜３ｆの切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部９と、前記キャリア周波数生成部９によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比制御部８と、回転数指令回路５からの指示のもとに回転数を決定する回転数設定部６と、前記スイッチング素子群３ａ〜３ｆを順次切り換えるスイッチ素子切換部１０とを備え、前記インバータ３から出力される波形の状態によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にしたものであるので、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることが出来る。

インバータの出力波形の状態によってキャリア周波数を切り替える手段を有するので、小さなＤｕｔｙ比でモータを駆動中に発生する電流リップルを低減でき、騒音や振動の抑制効果としては本実施例によるものが良くなる。

インバータ３に供給される電源電圧を検出する電圧検出部７と、前記電圧検出部７によって検出された電圧に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部９とを有することにより、瞬時電圧低下・停電や急峻な電源電圧の上昇が生じたり、異なる商用電源電圧環境下での使用などインバータへの供給電圧が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。

インバータへの供給電圧によってキャリア周波数を切り替える手段を有するので、入力電圧が変動した場合に電流リップルを低減でき、騒音や振動の抑制効果としては本実施例によるものが良くなる。

インバータ３に供給される電源電圧を調整する電圧調整部２ｇと、前記電圧調整部２ｇに出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部１３と、電圧調整信号に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部９とを有することにより、モータの回転数などに応じて最適な電源電圧をインバータに供給できるとともに、電源電圧の変化による騒音や振動の発生を速やかに低減することが出来る。また、電圧調整信号の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、インバータへの供給電圧の変化により切り替える手段よりも、より速やかに騒音や振動を抑制できるという効果もある。

インバータへの供給電圧を制御するための信号によってキャリア周波数を切り替える手段を有するので、インバータへの電圧を変化させる際に発生する電流リップルの低減を行うことができる本実施例によるものの方が、騒音や振動の抑制効果としては良くなる。

Ｄｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比制御部８と、Ｄｕｔｙ比制御部によって調整されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部９とを有することにより、負荷状態が変化した場合に発生する騒音や振動を速やかに低減することが出来る。また、Ｄｕｔｙ比の変化によりキャリア周波数を切り替えるため、負荷変動が生じた場合のような、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータの供給電圧（直流電圧）、電圧調整信号に変化が生じないような場合も、騒音や振動を低減できるという効果もある。

負荷変動を検知してインバータに出力する信号への変換手段を切り替えるのではなく、負荷変動に応じて調整されたＤｕｔｙ比によってキャリア周波数を切り替える手段を有するので、負荷が低下した時などに発生する電流リップルを低減でき、騒音や振動の抑制効果としては本実施例によるものが良くなる。

また、ブラシレスＤＣモータ４が、回転子４ａの鉄心に永久磁石２１ａ〜２１ｄを埋め込んでなる回転子４ａであり、かつ突極性を有する回転子４ａを有したものであり、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクが作用し、磁石表面配置形回転子と比べてトルクリップルが増大するので、騒音や振動が発生しやすい特性を有しているため、さらに効果が現れることになる。

そして、ブラシレスＤＣモータ４は圧縮機を駆動するものであり、圧縮機において低騒音を実現できる極めて重要な用途のひとつである。特に、圧縮機を用いた製品の一つである冷蔵庫においては、様々な国々で利用されており、言い換えれば様々な入力電圧の環境下で使用されるということになる。インバータへ供給される電圧によってキャリア周波数を切り替えるので、電流リップルが大きくなりやすい入力電圧が高い環境下において、本実施例によるものがさらに効果を発揮することになる。

（実施の形態２）
次に本発明による実施の形態２について図９を用いて説明する。図９は本発明の実施の形態２によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。

図９において、図1で説明したものと同一構成のものは、同一番号を付与して詳しい説明は省略する。

逆記電圧検出回路３０は、ブラシレスＤＣモータ４の永久磁石を有する回転子４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子４ａの回転相対位置を検出する。なお、ここでは電圧検出回路としたが、回転子４ａの位置を検出する手段であれば、電流検出などの他の検出手段に置き換えても良い。

ロータ位置検出部３１は、逆起電圧検出回路３０の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えるタイミングを決定する。このロータ位置検出部３１は、ブラシレスＤＣモータ４を回転子４ａの回転相対位置に合わせるように変換されたロジカルな信号を発生させることが可能である。

負荷状態判定部３２は、ブラシレスＤＣモータ４の負荷状態を判定し、インバータ３のスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換える時機（タイミング）を、同期回転数設定部６に基づいたものにするか、ロータ位置検出部３１に基づいたものにするかを決定する。

切替時機選択部３３は、インバータ３のスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えていくタイミングに関して、同期回転数設定部６で決められた回転数に合わせるか、ロータ位置検出部３１で検出された回転相対位置に合わせるかを、負荷状態判定部３２の決定に基づいて選択する。

スイッチ素子切換部３４は、切換時機選択部３３によって選択されたロジカルな信号パタンをもとに、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動するための信号を出力する。

以上のように構成されたブラシレスＤＣモータの駆動装置について、次にその動作について説明する。

負荷状態判定部３２はブラシレスＤＣモータ４の負荷状態を判定し、高負荷状態のもとで高回転運転する必要がある場合、位置検出部３１から得られる位置情報をもとにインバータ３のスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えていては高回転運転を実現できないと判断し、同期回転数設定部６で決められた回転数に応じて回転子４ａを同期運転させるよう切換時機選択部３３に伝える。この時、強制的に所定周波数で信号パタンを発生させることが可能となり、モータ４は同期モータとして動作する。逆に、比較的低い負荷状態のもとでは、位置情報をもとに順次切り換えてもある程度の回転数は実現し得ると判断し、位置検出部３１の位置情報に応じてスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えていくよう切換時機選択部３３に伝達する。この動作は、効率よりも高パワーが必要な高回転運転時と、効率重視の低回転運転時とでスイッチング素子を切り換えるタイミングを変更している、というふうに言い換えることもできる。

さらに、実施の形態１で説明したような、モータ４に出力される波形の状態や、同期回転数設定部６で決められた回転数に応じてキャリア周波数を切り替えることができるキャリア周波数切替部９を備えているため、Ｄｕｔｙ比の低下に伴う電流リップルの増加を抑制することが可能であり、より高効率な運転が実現できる。

この動作を冷蔵庫に置き換えて考えてみるとその効果はより具体的なる。冷蔵庫においては、初めて運転をおこなうときなどは、常温から氷点下数十℃程度まで一気に冷却する必要があるため、効率よりもパワーが必要である。しかし、一旦庫内が冷却された後は（ドア開閉の少ない夜間は特に）、庫内はなかなか昇温しないため比較的低い負荷であり、冷却能力もあまり必要とされないので低回転運転でも充分である。通常の運転状態の大半はこの様な低回転運転で間に合う低負荷状態にあるから、低負荷状態での運転効率が消費電力量に及ぼす影響は大きく、効率重視の運転が必要となる。この様に本実施の形態は、冷蔵庫などの圧縮機を駆動する装置としても非常に効果がある。

以上の様に本実施の形態２のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、回転子４ａの位置を検出するロータ位置検出部３１と、ブラシレスＤＣモータ４の負荷の状態を判定する負荷状態判定部３２と、三相巻線４ｂに接続される複数個のスイッチング素子を順次切り換えていく時機を前記回転子位置検出部３１で検出された位置情報をもとに決定するか、あるいは同期回転数設定部６で決定された回転数をもとに決定するかを前記負荷状態判定部３２の指示により選択する切換時機選択部３３とを備えることにより、効率重視の運転手段と高パワー重視の運転手段とを選択することが可能であり、キャリア周波数切替部９を併せ持つことで電流リプルの低減が可能となるため、高効率性においてはより大きな効果を発揮することが出来る。

負荷状態の変化に応じて、インバータに出力する信号パタンを切り替えることで、負荷の低い状態ではより効率の良い信号パタンを選択することができるだけでなく、負荷状態の変化に応じて調整されたＤｕｔｙ比をもとにキャリア周波数を切り替える手段を有するので、小さなＤｕｔｙ比で運転中に発生する電流リップルの低減を行うことができる本実施例によるものの方が、高効率化に対する効果としては良くなる。

以上のように、本発明は、入力電圧（商用電源の電圧）やインバータへの供給電圧（直流電圧）、負荷状態（Ｄｕｔｙ比）に応じてキャリア周波数を切り替えることで騒音や振動を抑えることができるので、ブラシレスＤＣモータの駆動方法及び駆動装置として幅広く利用でき、ブラシレスＤＣモータの採用製品の省エネルギー化と低騒音，低振動化を図る上で有効に適用できる。

本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図 本発明の実施の形態１における横軸に供給電圧をとった場合のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図 本発明の実施の形態１における１２０度矩形波通電におけるキャリア周波数３ｋＨｚスイッチングパターンと各相の電流波形を示した図 本発明の実施の形態１における１２０度矩形波通電におけるキャリア周波数６ｋＨｚのスイッチングパターンと各相の電流波形を示した図 本発明の実施の形態１におけるキャリア周波数の制御パターンの一例を表すタイミングチャート 本発明の実施の形態１における横軸にＤｕｔｙ比をとった場合のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図 本発明の実施の形態１における横軸にロータ回転数をとった場合のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図 本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図 本発明の実施の形態２によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図 従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図

符号の説明

１ 商用電源
２ 整流回路
３ インバータ
３ａ〜３ｆ スイッチング素子
４ ブラシレスＤＣモータ
６ 同期回転数設定部
８ Ｄｕｔｙ比制御部
９ キャリア周波数生成部
１０ スイッチング素子切換部

Claims (8)

1. 永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記ブラシレスＤＣモータを同期モータとして動作させるための回転数を決める同期回転数設定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部とを備え、前記インバータから出力される電流波形の状態によって前記キャリア周波数を２種類以上切り替えることが可能であり、低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定するブラシレスＤＣモータの駆動方法。
2. 永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記ブラシレスＤＣモータを同期モータとして動作させるための回転数を決める同期回転数設定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記インバータに供給される電源電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部によって検出された電圧に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
3. 永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記ブラシレスＤＣモータを同期モータとして動作させるための回転数を決める同期回転数設定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記インバータに供給される電源電圧を調整する電圧調整部と、前記電圧調整部に出力される電圧調整信号を制御する電圧制御部と、前記電圧調整部に出力される電圧調整信号に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、低電圧領域では前記キャリア周波数を小さくし、電圧が大きくなるに従って前記キャリア周波数を大きく設定するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
4. 永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比制御部と、前記ブラシレスＤＣモータを同期モータとして動作させるための回転数を決める同期回転数設定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記Ｄｕｔｙ比制御部によって調整されたＤｕｔｙ比に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、小さなＤｕｔｙ比の領域ではキャリア周波数を大きくし、Ｄｕｔｙ比が大きくなるに従ってキャリア周波数を小さく設定するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
5. 永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記ブラシレスＤＣモータを同期モータとして動作させるための回転数を決める同期回転数設定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記同期回転数設定部で決定される回転数に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有し、低い回転数の領域ではキャリア周波数を小さくし、中程度の回転数ではキャリア周波数を最も大きくし、回転数が高い時のキャリア周波数は、低い回転数でのキャリア周波数と中程度の回転数でのキャリア周波数との間になるように設定するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
6. 回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、ブラシレスＤＣモータの負荷の状態を判定する負荷状態判定部と、三相巻線に接続される複数個のスイッチング素子を順次切り換えていく時機を前記回転子位置検出部で検出された位置情報をもとに決定するか、あるいは同期回転数設定部で決定された回転数をもとに決定するかを前記負荷状態判定部により選択する切換時機選択部とを有した請求項２から請求項５のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
7. ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有した請求項２から請求項６のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
8. ブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するものである請求項２から請求項７のいずれか１項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。

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