JP4334038B2 - 半導体記憶装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は半導体記憶装置に関し、さらに詳しくは、ATDバッファからのパルス信号を遅延させてワード線活性化信号を生成する半導体記憶装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
非同期型SRAM(スタティックランダムアクセスメモリ)と呼ばれる半導体記憶装置では、アドレス信号、チップセレクト信号、読出/書込イネーブル信号、入力データ信号などの変化に応じてワンショットパルス信号を発生するATDバッファが随所に設けられる。このATDバッファからのパルス信号の後縁が図17に示されるようなタイミングジェネレータによって遅延されてワード線活性化信号WLEが生成される。
【0003】
タイミングジェネレータに入力されるパルス−信号LATD1は、行アドレスバッファに対して設けられたATDバッファにより行アドレス信号の変化に応答して発生され、ATD信号LATD2は、列アドレスバッファに対して設けられたATDバッファにより列アドレス信号の変化に応答して発生される。図18は、アドレスバッファ(行アドレスバッファまたは列アドレスバッファ)の構成を示すブロック図である。このアドレスバッファは、チップセレクト信号/CSが活性(論理ローレベル)のとき外部アドレス信号EADに応答して内部アドレス信号A,/Aを発生し、また、アドレス信号atdは、対応するATDバッファへ供給される。
【0004】
ワード線活性化信号WLEは、図19に示される行デコーダへ供給される。行デコーダは、ワード線活性化信号WLEが活性(論理ハイレベル)のとき内部アドレス信号A1,/A1,A2,/A2に応答してワード線WL1−WL4を選択的に活性化する。
【0005】
図17に示されるように、通常、タイミングジェネレータには複数段の遅延回路RDLが含まれる。この遅延回路RDLから出力される信号のパルス幅は、図20中の(2)に示すように、電源電圧が低くなると急激に広くなる。
【0006】
ここで、電源電圧がある程度高い場合のSRAMの内部波形を図21に示す。図21を参照して、電源電圧が高い場合には遅延回路RDLのパルス幅はそれほど広くならないため、ワード線活性化信号WLEのパルス幅はアドレスサイクル内に収まる。したがって、内部アドレス信号A1とA2にスキューが生じて非選択アドレスに対応するノードN2,N3が立ち上がった場合であっても、このときワード線活性化信号WLEはLレベルであるため、スキューアドレスに対応するワード線WL2,WL3は立ち上がらない。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
最近の半導体記憶装置の微細化、低電圧化に伴って、同一のチップで高い電源電圧から低い電源電圧まで動作を保証することが要求される。
【0008】
しかし、電源電圧が高い場合に図21に示すような内部波形であったSRAMの電源電圧を低くした場合の内部波形は図22に示すようになる。図20に示したように、電源電圧が低くなるにつれて遅延回路RDLから出力されるパルス信号のパルス幅は急激に広がる。そのためワード線活性化信号WDLのパルス幅がアドレスサイクルより広くなり、ワード線活性化信号WDLはHレベルに固定される。
【0009】
この状態で内部アドレス信号A1,A2にスキューが生じると、非選択アドレスに対応するノードN2,N3が立ち上がり、また、ワード線活性化信号WDLはHレベルに固定されているため、選択ワード線WL1,WL4の他にスキューアドレスに対応するワード線WL2,WL3も立ち上がってしまう。
【0010】
スキューアドレスに対応するワード線WL2,WL3が立ち上ることにより、スキューアドレスに対応するメモリセルから一瞬逆データを読出しこれにより選択アドレスに対応するメモリセルへのアクセスが遅れるという問題がある。また、これが書込みサイクルであれば誤書込みを生じる可能性がある。
【0011】
この発明は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、高い電源電圧から低い電源電圧の範囲でメモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる半導体記憶装置を提供することである。
【0012】
【課題を解決するための手段】
この発明に従った半導体記憶装置は、メモリセルアレイと、アドレスバッファと、アドレス変化検出手段と、第1の遅延手段と、駆動信号不活性手段と、デコーダとを備える。メモリセルアレイは、行および列に配置された複数のメモリセルを有する。アドレスバッファは、外部アドレス信号に応答して内部アドレス信号を生成する。アドレス変化検出手段は、外部アドレス信号の変化に応答してパルス信号を発生する。第1の遅延手段は、アドレス変化検出手段からのパルス信号の後縁を遅延させて駆動信号を生成する。駆動信号不活性手段は、駆動信号を所定期間不活性にする。デコーダは、駆動信号が活性のとき内部アドレス信号に応答してメモリセルアレイの行または列を選択する。上記アドレスバッファは、遅延回路を含む。遅延回路は、駆動信号が不活性の期間に内部アドレス信号が切り換わるように外部アドレス信号を所定時間遅延させて内部アドレス信号として出力する。
【0013】
上記半導体記憶装置においては、電源電圧にかかわらず駆動信号が所定期間必ず不活性となり、この駆動信号が不活性の期間に内部アドレス信号が切り換わる。したがって、内部アドレス信号にスキューが生じた場合でもスキューアドレスに対応する行または列が行デコーダにより選択されることがない。これにより、スキューアドレスに対応するメモリセルから一瞬逆データを読出したりすることがなくなり、高い電源電圧から低い電源電圧の範囲でメモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0014】
好ましくは、上記デコーダは、駆動信号が活性のとき内部アドレス信号に応答してメモリセルアレイの行を選択する行デコーダである。
【0015】
好ましくは、上記デコーダは、駆動信号が活性のとき内部アドレス信号に応答してメモリセルアレイの列を選択する列デコーダである。
【0016】
好ましくは、上記第1の遅延手段は、複数段の遅延回路を含み、上記駆動信号不活性手段は、論理回路を含む。複数段の遅延回路は、アドレス変化検出手段からのパルス信号の後縁を遅延させる。論理回路は、複数段の遅延回路の途中段からの出力と最終段からの出力とを受ける。
【0017】
上記半導体記憶装置においては、論理回路によってアドレス変化検出手段からのパルス信号の前縁から複数の遅延回路の途中段からの出力の後縁までの期間不活性となる駆動信号が生成される。この駆動信号が不活性となる期間に内部アドレス信号が切り換わるため、内部アドレス信号にスキューが生じた場合でもスキューアドレスに対応する行または列が行デコーダにより選択されることがない。したがって、スキューアドレスに対応するメモリセルから一瞬逆データを読出したりすることがなくなり、メモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0018】
好ましくは、上記半導体記憶装置はさらに、第2の遅延手段を含む。第2の遅延手段は、駆動信号が不活性の期間に出力信号である遅延チップセレクト信号が切り換わるようにチップセレクト信号を所定時間遅延させて出力する。上記アドレスバッファは、チップセレクト信号が活性のとき外部アドレス信号に応答して内部アドレス信号を生成し、チップセレクト信号が不活性のとき内部アドレス信号を固定する。上記デコーダは、遅延チップセレクト信号および駆動信号が活性のとき内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの行または列を選択する。
【0019】
上記半導体記憶装置においては、駆動信号が不活性の期間に遅延チップセレクト信号が切り換わるため、固定された内部アドレス信号に対応する行または列が行デコーダにより選択されることがない。したがって、メモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0020】
好ましくは、上記デコーダは、遅延チップセレクト信号および駆動信号が活性のとき内部アドレス信号に応答してメモリセルアレイの行を選択する行デコーダである。
【0021】
好ましくは、上記デコーダは、遅延チップセレクト信号および駆動信号が活性のとき内部アドレス信号に応答してメモリセルアレイの列を選択する列デコーダである。
【0022】
好ましくは、上記半導体記憶装置はさらに、第3の遅延手段と、出力バッファとを含む。第3の遅延手段は、チップセレクト信号が活性のとき、駆動信号が不活性の期間に出力信号である遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わるように読出/書込イネーブル信号を所定時間遅延させて出力する。出力バッファは、遅延読出/書込イネーブル信号が活性のときメモリセルからのデータ信号をバッファリングして出力する。
【0023】
上記半導体記憶装置においては、駆動信号が不活性の期間に遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わるため、内部アドレス信号が確定した後に出力バッファからデータ信号が出力される。
【0024】
好ましくは、上記半導体記憶装置はさらに、第3の遅延手段と、入力バッファとを含む。第3の遅延手段は、チップセレクト信号が活性のとき、駆動信号が不活性の期間に出力信号である遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わるように読出/書込イネーブル信号を所定時間遅延させて出力する。入力バッファは、遅延読出/書込イネーブル信号が活性のとき外部からのデータ信号をバッファリングする。
【0025】
上記半導体記憶装置においては、駆動信号が不活性の期間に遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わるため、内部アドレス信号が確定した後に入力バッファからデータ信号がメモリセルへ書込まれる。したがって、メモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明を繰返さない。
【0027】
[実施の形態1]
図1は、この発明の実施の形態1によるSRAMの全体構成を示すブロック図である。図1を参照して、このSRAMは、メモリセルアレイMCAと、行アドレスバッファRABと、列アドレスバッファCABと、行デコーダRDと、列デコーダCDと、タイミングジェネレータTGと、マルチプレクサMPと、センスアンプSAと、出力データバッファOBと、入力データバッファIBと、読出/書込制御回路RWCと、チップセレクト制御回路CSCと、ATDバッファATD1−ATD5とを備える。
【0028】
メモリセルアレイMCAは、行および列に配置された複数のメモリセル(図示せず)と、行に配置された複数のワード線(図示せず)と、列に配置された複数のビット線対(図示せず)とを含む。チップセレクト制御回路CSCは、外部チップセレクト信号/CSに応答して内部チップセレクト信号int./CSを発生する。行アドレスバッファRABは、外部アドレス信号EADに応答して行アドレス信号RADを出力する。列アドレスバッファCABは、外部アドレス信号EADに応答して列アドレス信号CADを出力する。行デコーダRDは、行アドレス信号RADに応答してワード線を選択的に活性化する。列デコーダCDは、列アドレス信号CADに応答してマルチプレクサ選択信号MPSを出力する。読出/書込制御回路RWCは、外部読出/書込イネーブル信号Ext.RWEに応答して読出/書込イネーブル信号RWEを発生する。ATDバッファATD1−ATD5は、それぞれ行アドレス信号RAD、内部チップセレクト信号int./CS、列アドレス信号CAD、読出/書込イネーブル信号RWE、データ入力信号Dinの変化に応答してワンショットパルス信号LATD1−LATD5を発生する。タイミングジェネレータTGは、パルス信号LATD1−LATD5からワード線活性化信号WLE、マルチプレクサ活性化信号MPE、およびセンスアンプ活性化信号SAEを生成する。マルチプレクサMPは、列デコーダCDからのマルチプレクサ選択信号MPSに応答して対応するビット線対とデータ入出力線対IOとを接続/非接続にする。センスアンプSAは、センスアンプ活性化信号SAEが活性のときデータ入出力線対IOに読み出されたメモリセルアレイのデータ信号を増幅する。出力データバッファOBは、読出/書込イネーブル信号RWEが活性のとき、センスアンプSAからの出力を増幅してデータ出力信号DoutとしてSRAM外部へ出力する。入力データバッファIBは、データ入力信号Dinを増幅する。
【0029】
図2は、図1に示されたメモリセルアレイMCAおよびマルチプレクサMPの構成を詳しく示すブロック図である。なお、ここでは簡単のため、メモリセルアレイMCAは2行2列構成とする。
【0030】
図2を参照して、メモリセルアレイMCAは、メモリセルMC1−MC4と、ワード線WL1,WL2と、ビット線対BL1,/BL1,BL2,/BL2とを含む。ワード線WL1に対してメモリセルMC1,MC2が設けられ、ワード線WL2に対してメモリセルMC3,MC4が設けられる。さらに、メモリセルMC1,MC3は、ビット線対BL,/BLに対して設けられ、メモリセルMC2,MC4は、ビット線対BL,/BLに対して設けられる。なお、ビット線BL1,/BL1,BL2,/BL2の一端には、それぞれビット線負荷としてのNチャネルMOSトランジスタRN1−RN4が接続される。NチャネルMOSトランジスタRN1−RN4は、自身がダイオード接続され、電源ノードVDDと対応するビット線BL1,/BL1,BL2,/BL2との間に接続される。
【0031】
マルチプレクサMPは、NチャネルMOSトランジスタTFG1,TFG2を含む。NチャネルMOSトランジスタTFG1,TFG2は、それぞれトランスファゲートを構成し、列デコーダからのマルチプレクサ活性化信号MPE1,MPE2に応答してオン/オフする。このトランスファゲートのオン/オフに応じて、対応するビット線対BL1,/BL1およびBL2,/BL2と入出力線対IOとが接続/非接続になる。
【0032】
図3および図4は、図2に示されたメモリセルMC1−MC4の構成例を示す回路図である。図3は、高抵抗負荷型のメモリセルを、図4は、CMOS型のメモリセルを示す。
【0033】
図3を参照して、高抵抗負荷型のメモリセルは、NチャネルドライバトランジスタNT1a,NT1bと、NチャネルアクセストランジスタNT2a,NT2bと、負荷抵抗ra,rbとを含む。NチャネルドライバトランジスタNT1a,NT1bは、それぞれドレインが記憶ノードN5a、N5bに、ゲートが互いに他方のドレインに、ソースが接地ノードVssに接続される。NチャネルアクセストランジスタNT2a,NT2bは、それぞれドレイン、ソースの一方が記憶ノードN5a,N5bに、他方がビット線BL,/BLに、ゲートがワード線WLに接続される。負荷抵抗ra,rbは、一端が電源ノードVDDに、他端が記憶ノードN5a,N5bに接続される。
【0034】
図4を参照して、CMOS型のメモリセルは、図3に示される負荷抵抗ra,rbに代えてPチャネルMOSトランジスタPT1a,PT1bを設けたものである。PチャネルMOSトランジスタPT1a,PT1bは、それぞれドレインが記憶ノードN5a,N5bに、ゲートが互いに他方のドレインに、ソースが電源ノードVDDに接続される。
【0035】
次に、以上のように構成されたメモリセルからのデータの読み出し、メモリセルへのデータの書込みの動作について、図5を参照しつつ説明する。
【0036】
まず、図2に示すメモリセルMC1からデータを読み出す場合について説明する。
【0037】
時刻t0において、メモリセルMC1が位置する行に対応した外部アドレス信号EADが行アドレスバッファRABに入力される。時刻t1において、入力された外部アドレス信号EADに応答して行アドレス信号RADが行アドレスバッファRADから行デコーダRDへ出力される。時刻t2において、行デコーダRDによりメモリセルMC1が接続されたワード線WL1が選択レベル(ここではHレベル)となり、他のワード線WL2が非選択レベル(ここではLレベル)となる。
【0038】
同様にして、メモリセルMC1が位置する列に対応した列アドレス信号CADが列デコーダCDに入力され、メモリセルMC1が接続されたビット線対BL1,/BL1に対応したマルチプレクサ活性化信号MPE1が選択レベル(ここではHレベル)となり、他のマルチプレクサ活性化信号MPE2が非選択レベル(ここではLレベル)となる。この結果、ビット線対BL1,/BL1に接続されたトランスファゲートTFG1のみが導通するので選択されたビット線対BL1,/BL1のみ入出力線対IOに接続され、他のビット線対BL2,/BL2は、入出力線対IOから切り離される。
【0039】
ここで、メモリセルMC1の記憶ノードN5aがHレベルであり、記憶ノードN5bがLレベルであるとする。このとき、メモリセルMC1の一方のドライバトランジスタNT1aは非導通状態にあり、他方のドライバトランジスタNT1bは導通状態にある。ワード線WL1はHレベルの状態にあるから、メモリセルMC1のアクセストランジスタNT2a、NT2bはともに導通状態にある。したがって電源ノードVDD−ビット線負荷RN2−ビット線/BL1−アクセストランジスタNT2b−ドライバトランジスタNT1b−接地ノードVssの経路に直流電流が発生する。しかし、もう一方の経路、電源ノードVDD−ビット線負荷RN1―ビット線BL1―アクセストランジスタNT2a―ドライバトランジスタNT1a―接地ノードVssの経路では、ドライバトランジスタNT1aが非導通であるので直流電流は流れない。このとき直流電流が流れない方のビット線BL1の電位は、ビット線負荷トランジスタRN1−RN4のしきい値電圧をVthとすると、ビット線BL1の電位=(電源電圧VDD)―(しきい値電圧Vth)となる。また、直流電流が流れる方のビット線/BL1の電位は、ドライバトランジスタNT1b、アクセストランジスタNT2bとビット線負荷RN2との導通抵抗で抵抗分割されて、(電源電位VDD)―(しきい値電圧Vth)からΔVだけ電位が低下し、(電源電位VDD)―(しきい値電圧Vth)−ΔVとなる。ここでΔVは、ビット線振幅と呼ばれ、通常50mVから500mV程度の大きさであり、ビット線負荷RN1−RN4の大きさによって調節される。このビット線振幅ΔVは、時刻t3においてトランスファゲートTFG1を介して入出力線対IOに現れ、時刻t4においてセンスアンプSAにより増幅され、さらに時刻t5において出力データバッファOBで増幅されてデータ出力信号Doutとして外部へ読み出される。なお、読み出し動作の場合には、読出/書込制御回路RWCにより制御されて入力データバッファIBは入出力線対IOを駆動できない。
【0040】
次に、書込み動作の場合には、Lレベルのデータを書込む側のビット線の電位を強制的に低電位に引き下げ、他方のビット線の電位を高電位に引き上げることにより書込みを行う。例えば、メモリセルMC1に反転データを書込むには、入力データバッファIBにより入出力線対IOの一方をLレベルに、他方をHレベルにし、一方のビット線BL1をLレベルに、他方のビット線/BL1をHレベルにして書込み動作を行う。
【0041】
図6は、図1に示されたタイミングジェネレータTGの構成を示すブロック図である。図6を参照して、タイミングジェネレータTGは、NOR回路NR1と、複数段の遅延回路RDLと、インバータIV1−IV3と、NAND回路ND1,ND2とを含む。
【0042】
NOR回路NR1は、ATDバッファATD1−ATD5からのパルス信号LATD1−LATD5のNORを出力する。複数段の遅延回路RDLの各々は、入力されるパルス信号の後縁を遅延させて次段の遅延回路RDLの入力へ供給する。初段の遅延回路RDLは、NOR回路NR1からの出力を受ける。インバータIV1は、最終段の遅延回路RDLの出力、すなわちノードNdの電圧を反転する。NAND回路ND1は、インバータIV1からの出力と初段の遅延回路RDLからの出力とのNANDを出力する。インバータIV2は、NAND回路ND1からの出力を反転してワード線活性化信号WLEとして出力する。NAND回路ND2は、読出/書込イネーブル信号RWE、インバータIV1からの出力、および2段目の遅延回路RDLからの出力のNANDを出力する。インバータIV3は、NAND回路ND2からの出力を反転してセンスアンプ活性化信号SAEとして出力する。
【0043】
以上のように構成されたタイミングジェネレータから出力されるワード線活性化信号WLEは、初段の遅延回路RDLからの出力パルス信号が立ち下がっている期間必ず立ち下がる信号となる。同様に、センスアンプ活性化信号SAEは、2段目の遅延回路RDLからの出力パルス信号が立ち下がっている期間必ず立ち下がる信号となる。
【0044】
図7は、図1に示された行アドレスバッファRABの構成を示すブロック図である。図7を参照して、行アドレスバッファRABは、NOR回路NR10と、遅延回路BDLと、インバータIV11−IV14とを含む。NOR回路NR10は、外部アドレス信号EADと内部チップセレクト信号int./CSとのNORを出力する。インバータIV10は、NOR回路NR10からの出力を反転する。遅延回路BDLは、インバータIV10からの出力信号の前縁および後縁の両方を所定時間遅延させて出力する。インバータIV11は、遅延回路BDLからの出力を反転する。インバータIV12は、インバータIV11からの出力を反転する。インバータIV13は、インバータIV12からの出力を反転して行アドレス信号/RADとして出力する。インバータIV14は、インバータIV11からの出力を反転して行アドレス信号RADとして出力する。また、インバータIV10からの出力atdは、ATDバッファATD1へ入力される。さらに、図8に示されるように、この出力atdの変化に応答してATDバッファATD1からワンショットパルス信号LATD1が出力される。
【0045】
以上のように構成された行アドレスバッファRABにおける遅延回路BDLでの遅延時間は、図6に示されたワード線活性化信号WLEが必ず立ち下がる期間に行アドレス信号RADが切り換わるように調節される。
【0046】
なお、図1に示された列アドレスバッファCABも図7に示す行アドレスバッファRABと同様の構成を有する。この場合、インバータIV13,IV14からの出力は、それぞれ列アドレス信号/CAD,CADとなる。また、インバータIV10からの出力atdは、ATDバッファATD3へ入力される。
【0047】
図9は、図1に示された行デコーダRDの構成を示すブロック図である。図9を参照して、行デコーダRDは、NAND回路ND21−ND24,ND31−ND34と、インバータIV21−IV24,IV31−IV34とを含む。
【0048】
NAND回路ND21−ND24は、それぞれ行アドレス信号RAD,/RADのビット信号/A1および/A2、A1および/A2、/A1およびA2、A1およびA2のNANDを出力する。インバータIV21−IV24は、それぞれNAND回路ND21−ND24の出力を反転する。NAND回路ND31−ND34は、対応するインバータIV21−IV24の出力、ワード線活性化信号WLE、内部チップセレクト信号int./CSの反転信号iCSのNANDを出力する。インバータIV31−IV34は、それぞれNAND回路ND31−ND34の出力を反転する。インバータIV31−IV34の出力は、それぞれワード線WL1−WL4に接続される。
【0049】
図10は、図1に示された列デコーダCDの構成を示すブロック図である。図10を参照して、列デコーダCDは、図9に示されるNAND回路ND21−ND24の入力をそれぞれ列アドレス信号CAD,/CADのビット信号/A1および/A2、A1および/A2、/A1およびA2、A1およびA2に、NAND回路ND31−ND34に入力されるワード線活性化信号WLEをマルチプレクサ選択信号MPSに代えたものであり、また、インバータIV31−IV34からの出力は、それぞれマルチプレクサ活性化信号MPE1−MP4となる。
【0050】
次に、以上のように構成されたSRAMの動作について説明する。
電源電圧がある程度高い場合には、図21に示したように遅延回路RDLからの出力信号のパルス幅はそれほど広くならないため、ワード線活性化信号WLEのパルス幅はアドレスサイクル内に収まる。したがって、行アドレス信号にスキューが生じた場合であっても、このときワード線活性化信号WLEはLレベルであるため、スキューアドレスに対応するワード線は立ち上がらない。
【0051】
次に、電源電圧を低くした場合について図11を参照しつつ説明する。
時刻t0において、外部アドレス信号EADが変化し、これに応答してATDバッファATD1からワンショットパルス信号LATD1が発生される。
【0052】
このパルス信号LATD1に応答して、時刻t1において、タイミングジェネレータTG内の初段の遅延回路RDLに入力され、パルス信号の後縁が遅延される。電源電圧が低いために各段の遅延回路RDLから出力されるパルス信号の幅が広くなるため、最終段の遅延回路RDLからの出力ノードNdは、常にLレベルとなる。しかし、ワード線活性化信号WLEは、ノードNbか立ち下がっている期間(時刻t1からt2の期間)必ずLレベルとなる。
【0053】
時刻t0における外部アドレス信号EADの変化に応じて、選択されるワード線(ここではワード線WL1とする)に対応する行アドレス信号RADのビット信号A1,A2(ここではA1,A2=Lレベル)が行アドレスバッファRABから行デコーダRDへ出力される。
【0054】
ここで、図11に示すように行アドレス信号RADのビット信号A1,A2にスキューが生じた場合を考える。このスキューによりノードN3が一瞬立ち上がるが、このときワード線活性化信号WLEはLレベルであるため、ワード線WL3が活性化されることはない。
【0055】
このように、ワード線活性化信号WLEがLレベルである期間に行アドレス信号RADのビット信号A1,A2が変化するため、スキューが生じた場合であっても非選択のワード線が活性化されることがない。
【0056】
以上のように、この実施の形態1によれば、ワード線活性化信号WLEは所定の期間必ずLレベルとなり、この期間に行アドレス信号RADのビット信号A1,A2が変化する。したがって、行アドレス信号RADのビット信号A1,A2にスキューが生じても非選択のワード線が活性化されることがない。また、無駄な充放電電流を少なくすることができる。なお、この効果は高い電源電圧で使用する場合はもちろんのこと、低い電源電圧で使用する場合でも同様である。また、ワード線の立ち上がりは必ずワード線活性化信号WLEで決定されるため入力アドレスによるアクセスタイムの違いもなくなる。
【0057】
なお、ここでは、初段の遅延回路RDLからの出力をNAND回路ND1の入力としたが、これを初段以外の遅延回路RDLからの出力としてもよい。これにより、ワード線活性化信号WLEがLレベルとなる期間を所望の時間に調節することができる。
【0058】
また、ここでは行アドレスバッファRAB、行デコーダRDに対してのみ示したが、列アドレスバッファCAB、列デコーダCDについても同様である。
【0059】
[実施の形態2]
実施の形態1に示したSRAMにおいては、内部チップセレクト信号int./CSが不活性のとき、図7に示す行アドレスバッファRABから出力される行アドレス信号RADはHレベルに固定される。この状態で内部チップセレクト信号int./CSが活性になった場合には本来選択されるべきでないワード線が活性化され誤書込みが生じることがある。この実施の形態2はこのような問題を解決することを目的とする。
【0060】
図12は、この発明の実施の形態2によるSRAMの全体構成を示すブロックである。図12を参照して、このSRAMは、図1に示されるチップセレクト制御回路CSCに代えてチップセレクト制御回路CSC1を、読出/書込制御回路RWCに代えて読出/書込制御回路RWC1を備える。チップセレクト制御回路CSC1は、チップセレクト信号/CSに応答して内部チップセレクト信号int./CSおよび遅延チップセレクト信号DCSを発生する。読出/書込制御回路RWC1は、外部読出/書込イネーブル信号Ext.RWEに応答して遅延読出/書込イネーブル信号DRWEを発生する。行デコーダRDおよび列デコーダCDは、遅延チップセレクト信号DCSに応答して活性化され、読出/書込制御回路RWC1、行アドレスバッファRAB、列アドレスバッファCABは、内部チップセレクト信号int./CSに応答して活性化される。
【0061】
図13は、図12に示されたチップセレクト制御回路CSC1の構成を示すブロック図である。図13を参照して、チップセレクト制御回路CSC1は、インバータIV51−IV57と、遅延回路BDL11と、NAND回路ND51とを含む。インバータIV51は、チップセレクト信号/CSを反転する。インバータIV52は、インバータIV51の出力を反転する。インバータIV53は、インバータIV52の出力を反転する。遅延回路BDL11は、インバータIV53の出力の前縁および後縁を所定時間遅延させて出力する。NAND回路ND51は、遅延回路BDL11の出力とインバータIV53の出力とのNANDを出力する。インバータIV54は、NAND回路ND51の出力を反転して遅延チップセレクト信号DCSとして出力する。上記遅延回路BDL11での遅延時間は、ワード線活性化信号WLEがLレベルとなる期間にこの遅延チップセレクト信号DCSが変化するように調節される。インバータIV55は、インバータIV53の出力を反転して内部チップセレクト信号int./CSとして出力する。インバータIV56は、インバータIV55の出力を反転する。インバータIV57は、インバータIV56の出力を反転して内部チップセレクト信号iCSとして出力する。内部チップセレクト信号iCSは、ATDバッファATD2へ供給される。
【0062】
図14は、図12に示された読出/書込制御回路RWC1の構成を示すブロック図である。図14を参照して、読出/書込制御回路RWC1は、NAND回路ND61,ND62と、インバータIV61−IV63と、遅延回路BDL21とを含む。NAND回路ND61は、外部読出/書込イネーブル信号Ext.RWEと内部チップセレクト信号int./CSとのNANDを出力する。インバータIV61は、NAND回路ND61からの出力を反転する。インバータIV62は、インバータIV61の出力を反転する。遅延回路BDL21は、インバータIV62の出力の前縁および後縁を所定時間遅延させて出力する。NAND回路ND62は、遅延回路BDL21の出力とインバータIV62の出力とのNANDを出力する。インバータIV63は、NAND回路ND62の出力を反転して遅延読出/書込イネーブル信号DRWEとして出力する。上記遅延回路BDL21での遅延時間は、ワード線活性化信号WLEがLレベルとなる期間にこの遅延読出/書込イネーブル信号DRWEが変化するように調節される。
【0063】
次に、以上のように構成されたSRAMの動作について、図15を参照しつつ説明する。
【0064】
内部チップセレクト信号int./CSの立ち下がりに応答して行アドレスバッファRABが活性化され、実施の形態1に示されるのと同様にして、所定期間Lレベルとなるワード線活性化信号WLEがタイミングジェネレータTGから行デコーダRDへ供給される。
【0065】
時刻t0からt2の間の時刻t1において、遅延チップセレクト信号DCSがLレベルからHレベルとなる。この実施の形態2では、図9および図10に示されるチップセレクト信号iCSに代えてこの遅延チップセレクト信号DCSが行デコーダRDおよび列デコーダCDへ供給される。
【0066】
また、時刻t0からt2の間において、遅延読出/書込イネーブル信号DRWEがLレベルからHレベルとなる。これにより、データ出力バッファOB、データ入力バッファIBが活性化される。
【0067】
時刻t2において、ワード線活性化信号WLEがLレベルからHレベルとなる。これに応答して、実施の形態1に示されるのと同様にしてワード線が選択される。なお、この場合においても選択されたワード線WL1以外のワード線が活性化されることはない。
【0068】
このように、実施の形態2では、チップセレクト制御回路CSC1および読出/書込制御回路RWC1内に遅延回路BDL11,BDL21を設けたため、ワード線活性化信号WLEがLレベルとなる期間に遅延チップセレクト信号DCS、遅延読出/書込イネーブル信号DRWEが変化する。したがって、本来選択されるべきでないワード線が活性化されて誤書込みが生じるということは起こらない。また、非選択アドレスに対応するワード線は活性化されないことなどにより無駄な充放電電流を少なくすることができる。
【0069】
なお、図13に示したNAND回路ND51,インバータIV54および図14に示したNAND回路ND62,インバータIV63に代えて、図16に示されるインバータIV71,IV72を用いてもよい。この場合、インバータIV72からの出力信号が遅延チップセレクト信号DCS1または遅延読出/書込イネーブル信号DRWE1となる。
【0070】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【0071】
【発明の効果】
この発明に従った半導体記憶装置は、第1の遅延手段と、駆動信号不活性手段と、遅延回路とを設けたため、電源電圧にかかわらず駆動信号が所定期間必ず不活性となり、この駆動信号が不活性の期間に内部アドレス信号が切り換わる。したがって、内部アドレス信号にスキューが生じた場合でもスキューアドレスに対応する行または列が行デコーダにより選択されることがない。これにより、スキューアドレスに対応するメモリセルから一瞬逆データを読出したりすることがなくなり、高い電源電圧から低い電源電圧の範囲でメモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0072】
また、第1の遅延手段は、複数段の遅延回路を含み、駆動信号不活性手段は、論理回路を含むため、論理回路によってアドレス変化検出手段からのパルス信号の前縁から複数の遅延回路の途中段からの出力の後縁までの期間不活性となる駆動信号が生成される。これにより、スキューアドレスに対応するメモリセルから一瞬逆データを読出したりすることがなくなり、メモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0073】
また、第2の遅延手段を設けたため、駆動信号が不活性の期間に遅延チップセレクト信号が切り換わる。これにより、固定された内部アドレス信号に対応する行または列が行デコーダにより選択されることがないため、メモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【0074】
また、第3の遅延手段と、出力バッファとを設けたため、駆動信号が不活性の期間に遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わる。これにより、内部アドレス信号が確定した後に出力バッファからデータ信号が出力される。この結果、メモリセルへのアクセスの遅延などを防ぐことができる。
【0075】
また、第3の遅延手段と、入力バッファと設けたため、駆動信号が不活性の期間に遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わる。これにより、内部アドレス信号が確定した後に入力バッファからデータ信号がメモリセルへ書込まれる。この結果、メモリセルへのアクセスの遅延や誤書込みを防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1によるSRAMの全体構成を示すブロック図である。
【図2】 図1に示されたメモリセルアレイおよびマルチプレクサの構成を示すブロック図である。
【図3】 図2に示されたメモリセルの構成を示す回路図である。
【図4】 図2に示されたメモリセルの構成を示す回路図である。
【図5】 図2に示されたメモリセルからのデータの読み出し動作、メモリセルへのデータの書込み動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図6】 図1に示されたタイミングジェネレータの構成を示すブロック図である。
【図7】 図1に示された行アドレスバッファの構成を示すブロック図である。
【図8】 図1に示されたATDバッファの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図9】 図1に示された行デコーダの構成を示すブロック図である。
【図10】 図1に示された列デコーダの構成を示すブロック図である。
【図11】 この発明の実施の形態1によるSRAMの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図12】 この発明の実施の形態2によるSRAMの全体構成を示すブロック図である。
【図13】 図12に示されるチップセレクト制御回路の構成を示すブロック図である。
【図14】 図12に示される読出/書込制御回路の構成を示すブロック図である。
【図15】 この発明の実施の形態2によるSRAMの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図16】 図13に示されるチップセレクト制御回路および図14に示される読出/書込制御回路の変形例を示すブロック図である。
【図17】 従来のSRAMにおけるタイミングジェネレータの構成を示すブロック図である。
【図18】 従来のSRAMにおけるアドレスバッファの構成を示すブロック図である。
【図19】 従来のSRAMにおける行デコーダの構成を示すブロック図である。
【図20】 遅延回路における電源電圧と出力信号のパルス幅との関係を示す図である。
【図21】 電源電圧が高い場合における従来のSRAMの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図22】 電源電圧が低い場合における従来のSRAMの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【符号の説明】
MC1−MC4 メモリセル、MCA メモリセルアレイ、RD 行デコーダ、CD 列デコーダ、RAB 行アドレスバッファ、CAB 列アドレスバッファ、ATD1−ATD5 ATDバッファ、OB 出力バッファ、IB 入力バッファ、RDL,BDL,BDL11,BDL21 遅延回路、ND1 NAND回路、EAD 外部アドレス信号、RAD 行アドレス信号、CAD 列アドレス信号、WLE ワード線活性化信号、DCS 遅延チップセレクト信号、/CS チップセレクト信号、DRWE 遅延読出/書込イネーブル信号。
Claims (10)
- 行および列に配置された複数のメモリセルを有するメモリセルアレイと、
外部アドレス信号に応答して内部アドレス信号を生成するアドレスバッファと、
前記外部アドレス信号の変化に応答してパルス信号を発生するアドレス変化検出手段と、
前記パルス信号に応答して、アドレスサイクルの所定期間には不活性となる一方、前記アドレスサイクルの前記所定期間を除く残りの期間には活性となる駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
前記駆動信号が活性のとき前記内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの行または列を選択するデコーダとを備え、
前記アドレスバッファは、前記駆動信号が不活性の期間に前記内部アドレス信号が切り換わるように前記外部アドレス信号を所定時間遅延させて前記内部アドレス信号として出力する第1の遅延回路を含む、半導体記憶装置。 - 前記デコーダは、前記駆動信号が活性のとき前記内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの行を選択する行デコーダである、請求項1に記載の半導体記憶装置。
- 前記デコーダは、前記駆動信号が活性のとき前記内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの列を選択する列デコーダである、請求項1に記載の半導体記憶装置。
- 前記駆動信号生成手段は、
前記アドレス変化検出手段からのパルス信号の後縁を遅延させる複数段の第2の遅延回路と、
前記複数段の第2の遅延回路の途中段からの出力と最終段からの出力とを受けて、前記駆動信号の活性状態および不活性状態を制御する論理回路とを含む、請求項1に記載の半導体記憶装置。 - 前記半導体記憶装置はさらに、前記駆動信号が不活性の期間に出力信号である遅延チップセレクト信号が切り換わるようにチップセレクト信号を所定時間遅延させて出力する第1の遅延手段を含み、
前記アドレスバッファは、前記チップセレクト信号が活性のとき前記外部アドレス信号に応答して前記内部アドレス信号を生成し、前記チップセレクト信号が不活性のとき前記内部アドレス信号を固定し、
前記デコーダは、前記遅延チップセレクト信号および前記駆動信号が活性のとき前記内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの行または列を選択する、請求項1に記載の半導体記憶装置。 - 前記デコーダは、前記遅延チップセレクト信号および前記駆動信号が活性のとき前記内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの行を選択する行デコーダである、請求項5に記載の半導体記憶装置。
- 前記デコーダは、前記遅延チップセレクト信号および前記駆動信号が活性のとき前記内部アドレス信号に応答して前記メモリセルアレイの列を選択する列デコーダである、請求項5に記載の半導体記憶装置。
- 前記半導体記憶装置はさらに、前記チップセレクト信号が活性のとき、前記駆動信号が不活性の期間に出力信号である遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わるように読出/書込イネーブル信号を所定時間遅延させて出力する第2の遅延手段と、
前記遅延読出/書込イネーブル信号が活性のときメモリセルからのデータ信号をバッファリングして出力する出力バッファとを含む、請求項5に記載の半導体記憶装置。 - 前記半導体記憶装置はさらに、
前記チップセレクト信号が活性のとき、前記駆動信号が不活性の期間に出力信号である遅延読出/書込イネーブル信号が切り換わるように読出/書込イネーブル信号を所定時間遅延させて出力する第2の遅延手段と、
前記遅延読出/書込イネーブル信号が活性のとき外部からのデータ信号をバッファリングする入力バッファとを含む、請求項5に記載の半導体記憶装置。 - 前記外部アドレス信号の変化から前記駆動信号が不活性となるまでの期間よりも、前記外部アドレス信号の変化から前記内部アドレス信号が切り換わるまでの期間のほうが長い、請求項1に記載の半導体記憶装置。
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