JP4322957B1

JP4322957B1 - 無線通信システム、それに用いられる送信機、受信機、送信回路および受信回路

Info

Publication number: JP4322957B1
Application number: JP2008538608A
Authority: JP
Inventors: 守佐々木
Original assignee: Hiroshima University NUC
Current assignee: Hiroshima University NUC
Priority date: 2008-06-13
Filing date: 2008-06-13
Publication date: 2009-09-02
Anticipated expiration: 2028-06-13
Also published as: WO2009150700A1; US20100216395A1; US7974648B2; JPWO2009150700A1

Abstract

送信機（１）は、入力信号の立ち上がりにのみ同期して電源ノードから接地ノードへ電流を流し、ＲＦパルス信号からなる送信信号を受信機（２）へ送信する。受信機（２）は、ＲＦパルス信号の受信時のみ、プリチャージされたノード（２３１）から接地ノードへ電流を流し、そのノード（２３１）の電位をプリチャージ電位Ｖａから０Ｖへ低下させ、その低下させた０Ｖの電位を検出してＨレベルの出力信号を出力する。そして、受信機（２）は、ＲＦパルス信号の受信が終了すると、ノード（２３１）の電位を電位Ｖａにプリチャージする。
【選択図】図１

Description

この発明は、無線通信システム、それに用いられる送信機、受信機、送信回路および受信回路に関し、特に、超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システム、それに用いられる送信機、受信機、送信回路および受信回路に関するものである。

超広帯域無線伝送方式（ＵＷＢ：ＵｌｔｒａＷｉｄｅＢａｎｄ）は、短距離領域内において、高データレート、かつ、低パワーで無線通信を行なう最も進んだ無線通信技術の１つである（S. Roy et al., “Ultrawideband Radio Design: The Promise of High-Speed Short-Range Wireless Connectivity,” Proc. IEEE, Vol. 92, pp295-311, Feb. 2004.）。

ＵＷＢ通信システムは、個人／身体の領域のネットワークを構築するために有用である。そして、高性能なパルスＵＷＢトランシーバが提案されており、３００Ｍｂ／ｓの送信レートが比較的大きいパワーで実現されている（Y. Zheng et al., “A 0.18μm CMOS Dual-Band UWB Transceiver,” ISSCC Digest of Technical Papers, pp.114-115, 2007.）。

また、低パワーのパルスＵＷＢ受信機およびパルスＵＷＢ送信機も提案されており、２．５ｎＪ／ｂおよび４７ｐＪ／パルスの低パワー動作が低いデータレートで実現されている（F. S. Lee et al., “A 2.5nJ/b 0.65V 3-to-5GHz Subband UWB Receiver in 90nm CMOS,” ISSCC Digest of Technical Papers, pp.116-117, 2007.およびD. D. Wentzloff et al., “A 47pJ/pulse 3.1-to-5GHz All-Digital UWB Transmitter in 90nm CMOS,” ISSCC Digest of Technical Papers, pp.118-119, 2007.）。

しかし、従来のＵＷＢ通信システムにおいては、消費するパワーを低くして高い通信性能を実現することは困難であるという問題がある。

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムを提供することである。

また、この発明の別の目的は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる送信機を提供することである。

さらに、この発明の別の目的は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる受信機を提供することである。

さらに、この発明の別の目的は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる送信回路を提供することである。

さらに、この発明の別の目的は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる受信回路を提供することである。

この発明によれば、無線通信システムは、超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システムであって、送信機と、受信機とを備える。送信機は、パルス信号からなる入力信号の立ち上がり時にのみ電流を流すことによりパルス信号のパルス幅よりも短い長さを有するパルス波形からなる送信信号を無線通信によって送信する。受信機は、送信機から送信された送信信号の受信時にのみ電流を流すことにより送信信号を受信する。

好ましくは、送信機は、アンテナと、送信回路とを含む。送信回路は、パルス信号からなる入力信号の立ち上がり時にのみ電流を第１のコイルに流すことによりパルス信号のパルス幅よりも短い長さを有するパルス波形からなる誘導電流を第２のコイルに誘起し、その誘起した誘導電流をアンテナに流し、パルス波形からなる送信信号を無線通信によって送信する。

好ましくは、受信機は、アンテナと、受信回路とを含む。受信回路は、アンテナによる送信信号の受信に同期して電流を流し、送信信号の受信信号を出力する。

好ましくは、受信回路は、ノードと、プリチャージ回路と、電位変更回路と、出力回路とを含む。プリチャージ回路は、ノードの電位を第１の電位にプリチャージする。電位変更回路は、アンテナが送信信号を受信すると、ノードから接地電位に電流を流し、ノードの電位を第１の電位から第２の電位に変化させる。出力回路は、ノードの第２の電位を検出して受信信号を出力する。

好ましくは、プリチャージ回路は、送信信号の受信期間、プリチャージを停止し、送信信号の受信が終了すると、プリチャージを行なう。

好ましくは、受信機は、抵抗に依存せず、かつ、インダクタンスおよびキャパシタンスによって決定される増幅率を有するとともに、アンテナによって受信された受信信号を増幅し、その増幅した受信信号を受信回路へ出力する。

好ましくは、増幅回路の増幅率は、インダクタンスが大きくなったとき、またはキャパシタンスが小さくなったとき、大きくなる。

また、この発明によれば、送信機は、超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システムに用いられる送信機であって、アンテナと、送信回路とを備える。送信回路は、パルス信号からなる入力信号の立ち上がり時にのみ電流を第１のコイルに流すことによりパルス信号のパルス幅よりも短い長さを有するパルス波形からなる誘導電流を第２のコイルに誘起し、その誘起した誘導電流をアンテナに流し、パルス波形からなる送信信号を無線通信によって送信する。

さらに、この発明によれば、受信機は、超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システムに用いられる受信機であって、アンテナと、受信回路とを備える。受信回路は、アンテナによる送信信号の受信に同期して電流を流し、送信機から送信された送信信号の受信信号を出力する。

さらに、この発明によれば、送信回路は、パルス信号からなる入力信号が所定の値を超えた時にのみ電流を第１のコイルに流すことによりパルス信号のパルス幅よりも短いパルス幅を有するパルス波形からなる誘導電流を第２のコイルに誘起し、その誘起した誘導電流をアンテナに流し、パルス波形からなる送信信号を送信する。

さらに、この発明によれば、受信回路は、受信信号に同期して電流を流し、信号の受信時にのみ受信信号を出力する。

この発明による無線通信システムにおいては、送信機は、入力信号の立ち上がり時のみ、電流を流してＲＦパルス信号からなる送信信号を送信し、受信機は、送信信号の受信時のみ、電流を流し、受信信号を出力する。その結果、送信機は、入力信号の立ち上がりにのみ起因してＲＦパルス信号からなる送信信号を送信し、受信機は、送信機から送信された送信信号のみを検出する。

したがって、この発明によれば、無線通信システムにおいて、消費パワーを低くして高い通信性能を実現できる。

この発明の実施の形態による無線通信システムの概略図である。図１に示す送信機の構成を示す概略図である。電圧Ｖ_ｇｓおよび電流ｉ_Ｌ，ｉ_ａのタイミングチャートである。図１に示す受信機の構成を示す概略図である。図４に示すＬＮＡの構成を示す回路図である。図４に示す増幅器の構成を示す回路図である。図４に示す受信回路（ＳＴＳＢ−Ｄ）の構成を示す回路図である。信号のタイミングチャートである。図１に示す無線通信システムにおける動作を説明するためのフローチャートである。図１に示す無線通信システムにおける通信特性を示す図である。送信機におけるパワーとデータレートとの関係を示す図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、この発明の実施の形態による無線通信システムの概略図である。図１を参照して、この発明の実施の形態による無線通信システム１０は、送信機１と、受信機２とを備える。

送信機１および受信機２は、たとえば、１ｍの間隔で配置される。そして、送信機１は、パルス信号からなる入力信号の立ち上がり時にのみ電流を流すことによってパルス信号のパルス幅よりも短い長さを有するＲＦパルス信号からなる送信信号を無線通信によって受信機へ送信する。

また、受信機２は、送信機１から送信された送信信号の受信時にのみ電流を流すことにより送信信号を受信する。

図２は、図１に示す送信機１の構成を示す概略図である。図２を参照して、送信機１は、アンテナ１１と、送信回路１２とを含む。

送信回路１２は、コイル１２１，１２８と、キャパシタ１２２と、ｎ型ＭＯＳ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ１２３，１２４と、インバータ１２５〜１２７とを含む。

コイル１２１は、電源ノードＶｄとｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のドレインとの間に接続される。キャパシタ１２２は、コイル１２１に並列に電源ノードＶｄとｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のドレインとの間に接続される。

２つのｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３，１２４は、カスケード接続される。より詳細には、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、ソースがｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４のドレインに接続され、ドレインがコイル１２１およびキャパシタ１２２に接続され、ゲートがインバータ１２５の入力側に接続される。そして、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、パルス信号からなる入力信号をゲートに受ける。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４は、ドレインがｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のソースに接続され、ソースが接地ノードＧＮＤに接続され、ゲートがインバータ１２７の出力側に接続される。

インバータ１２５〜１２７は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のゲートとｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４のゲートとの間に直列に接続される。

コイル１２８は、コイル１２１に対向して設けられ、その両端がアンテナ１１に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、入力信号をゲートに受けると、入力信号の立ち上がりに同期してオンされ、電源ノードＶｄからコイル１２１に電流ｉ_Ｌを流す。そして、コイル１２１およびキャパシタ１２２は、発振回路を構成し、発振動作を行なう。

コイル１２１に流れる電流ｉ_Ｌの変化に伴って、電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起され、その誘起された電流ｉ_ａがアンテナ１１に供給される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３がＨ（論理ハイ）レベルの入力信号をゲートに受ける前、インバータ１２７は、Ｈレベルの信号をｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４のゲートへ出力し、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４は、オンされている。

そして、直列に接続された３個のインバータ１２５〜１２７は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３が入力信号の立ち上がりに同期してオンされてから一定の遅延時間の後、Ｌ（論理ロー）レベルの信号をｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４のゲートへ出力する。

したがって、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３がオンされてから一定の遅延時間の後、インバータ１２７からのＬレベルの信号をゲートに受けてオフされる。

その結果、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３がオンされてからｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４がオフされるまでの間のみ、電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れる。そして、コイル１２１に流れ始めるときの電流ｉ_Ｌの変化に伴って、電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、Ｌレベルの信号をゲートに受けると、オフされるので、Ｌレベルからなる入力信号が入力された場合、電流ｉ_Ｌは、コイル１２１に流れない。その結果、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３がＬレベルの信号を受けた場合、電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起されることもない。

したがって、送信回路１２は、入力信号の立ち上がり時にのみ、電源ノードＶｄから電流ｉ_Ｌをコイル１２１に流して電流ｉ_ａをコイル１２８に誘起するとともに、その誘起した電流ｉ_ａをアンテナ１１に流すことにより、入力信号の立ち上がりを示すＲＦパルス信号からなる送信信号を送信する。

図３は、電圧Ｖ_ｇｓおよび電流ｉ_Ｌ，ｉ_ａのタイミングチャートである。図３を参照して、１個のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３がコイル１２１と接地ノードＧＮＤとの間に接続されている場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、波形ｗｖ１からなる電圧Ｖ_ｇｓをゲートに受けると、波形ｗｖ２からなる電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れる。その結果、電流ｉ_Ｌの立ち上がりに同期して、波形ｗｖ３からなる電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起され、電流ｉ_Ｌの立ち下がりに同期して、波形ｗｖ４からなる電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起される。

その結果、電流ｉ_Ｌは、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの間、コイル１２１に流れ続けるが、電流ｉ_ａは、電流ｉ_Ｌが変化した時のみ、コイル１２８に誘起され、電流ｉ_Ｌが一定である期間、コイル１２８に誘起されない。

したがって、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの間において、一定値からなる電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れることは、パワーロスとなる。

そこで、この発明においては、このようなパワーロスを解決するために、２個のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３，１２４をカスケード接続するとともに、３個のインバータ１２５〜１２７を２個のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３，１２４のゲート間に接続することによって、入力信号を構成する電圧Ｖ_ｇｓの立ち上がり時にのみ、電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れるようにした。

より具体的には、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、波形ｗｖ５からなる電圧Ｖ_ｇｓをゲートに受けると、オンされ、波形ｗｖ６からなる電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れる。この場合、電圧Ｖ_ｇｓが０Ｖから約１．８Ｖまで上昇すると、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３は、オンされ、電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れ始める。

１．８Ｖからなる電圧Ｖ_ｇｓは、インバータ１２５の入力側にも印加されるが、１．８Ｖからなる電圧Ｖ_ｇｓがインバータ１２５に入力されたことに起因して、インバータ１２７が０Ｖの電圧（Ｌレベルの信号）をｎ型ＭＯＳトランジスタ１２４のゲートへ出力するのは、３個のインバータ１２５〜１２７による遅延時間が経過した後である。

したがって、波形ｗｖ５からなる電圧Ｖ_ｇｓがｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のゲートに印加されると、コイル１２１に流れる電流ｉ_Ｌは、３個のインバータ１２５〜１２７による遅延時間の間だけ流れる波形ｗｖ６からなる電流になる。

そして、波形ｗｖ６からなる電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れると、波形ｗｖ７からなる電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起される。

波形ｗｖ６からなる電流ｉ_Ｌは、一定値の期間が殆どないパルス波形からなるので、電流ｉ_Ｌがコイル１２１を電源ノードＶｄから接地ノードＧＮＤへ流れることによるパワーロスを最小限に抑制できる。

この発明においては、入力信号の“１”に対応して波形ｗｖ５から電圧Ｖ_ｇｓがｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のゲートに印加され、波形ｗｖ６からなる電流ｉ_Ｌがコイル１２１に流れ、波形ｗｖ７からなる電流ｉ_ａがコイル１２８に誘起されることによって、“１”からなる送信信号がアンテナ１１から送信される。そして、入力信号の“０”がｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３のゲートに入力されたとき、電流ｉ_Ｌは、コイル１２１に流れず、電流ｉ_ａは、コイル１２８に誘起されない。

したがって、送信回路１２は、“１”からなる入力信号が入力されたときのみ、動作し、“１”からなる送信信号を送信する。

また、この発明においては、放射抵抗が２００Ω〜３００Ωである折り返しダイポールアンテナ等の放射抵抗の大きなアンテナをアンテナ１１として採用する。電流ｉ_Ｌとして保持されたコイル１２１の磁気エネルギーがアンテナ１１の大きな放射抵抗によって、短時間で空間に放射されるため、波形ｗｖ７の長さＬ_Ｐが短くなる。同様の効果は、コイル１２１の抵抗値を大きな値に設定することで得られる。コイル１２１の磁気エネルギーがアンテナ１１で放射されると同時にコイル１２１の抵抗でも消費されるため、波形ｗｖ７の長さＬ_Ｐが短くなる。但し、コイル１２１の抵抗で消費される分だけ、放射電力は小さくなる。

このように、アンテナ１１の放射抵抗またはコイル１２１の抵抗値を大きな値に設定して電流ｉ_ａの長さＬ_Ｐを短くすることにより、送信回路１２は、“１”からなる入力信号が連続して入力された場合でも、“１”からなる各入力信号を電流ｉ_ａに正確に変換して送信できる。

図４は、図１に示す受信機２の構成を示す概略図である。図４を参照して、受信機２は、アンテナ２１と、増幅回路２２と、受信回路（ＳＴＳＢ−Ｄ：Ｓｅｌｆ−ｔｉｍｉｎｇｓｅｌｆ−ｂｉａｓｉｎｇｄｅｔｅｃｔｏｒ）２３とを含む。

アンテナ２１は、送信機１からの送信信号を受信し、その受信した送信信号を受信信号として増幅回路２２へ出力する。

増幅回路２２は、アンテナ２１から受けた受信信号を増幅し、その増幅した受信信号を受信回路２３へ出力する。

受信回路２３は、増幅回路２２から受信信号が入力されたときのみ、電流を流し、受信信号の入力に同期させて受信信号を検出する。

増幅回路２２は、ＬＮＡ（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）２２１と、増幅器２２２〜２２７とを含む。

ＬＮＡ２２１は、アンテナ２１から受けた受信信号を増幅して増幅器２２２へ出力する。増幅器２２２〜２２６は、それぞれ、ＬＮＡ２２１および増幅器２２２〜２２５から受信信号を受け、その受けた受信信号を増幅して増幅器２２３〜２２７へ出力する。増幅器２２７は、増幅器２２６から受信信号を受け、その受けた受信信号を増幅して受信回路２３へ出力する。

図５は、図４に示すＬＮＡ２２１の構成を示す回路図である。図５を参照して、ＬＮＡ２２１は、コイル２２１１，２２１５と、キャパシタ２２１２，２２１６と、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１３，２２１４，２２１７，２２１８とを含む。

コイル２２１１は、電源ノードＶｄとｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１３のドレインとの間に接続される。キャパシタ２２１２は、電源ノードＶｄとｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１３のドレインとの間にコイル２２１１に並列に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１３は、ドレインがコイル２２１１およびキャパシタ２２１２に接続され、ソースがｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１４のドレインに接続され、ゲートが電源ノードＶｄに接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１４は、ドレインがｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１３のソースに接続され、ソースが接地ノードＧＮＤに接続され、ゲートに動作電圧Ｖｂ１を受ける。この場合、動作電圧Ｖｂ１は、たとえば、６００ｍＶである。

コイル２２１５、キャパシタ２２１６、およびｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１７，２２１８は、それぞれ、コイル２２１１、キャパシタ２２１２、およびｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１３，２２１４と同じように接続される。

ＬＮＡ２２１においては、コイル２２１１，２２１５のインダクタンスは、大きな値に設定され、たとえば、２０ｎＨである。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２１４，２２１８は、動作電圧Ｖｂ１をゲートに受ける。また、ノードＮ１，Ｎ２は、入力信号Ｖ_ｉ ^＋，Ｖ_ｉ ⁻を受け、ノードＮ３，Ｎ４は、出力信号Ｖ_ｏ ^＋，Ｖ_ｏ ⁻を出力する。

ＬＮＡ２２１は、アンテナ２１からの受信信号を入力信号Ｖ_ｉ ^＋，Ｖ_ｉ ⁻としてノードＮ１，Ｎ２に受け、その受けた入力信号Ｖ_ｉ ^＋，Ｖ_ｉ ⁻を増幅してノードＮ３，Ｎ４から出力信号Ｖ_ｏ ^＋，Ｖ_ｏ ⁻を出力する。

図６は、図４に示す増幅器２２２の構成を示す回路図である。図６を参照して、増幅器２２２は、コイル２２２１，２２２７と、キャパシタ２２２２，２２２６，２２２８，２２３２と、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２３，２２２４，２２２９，２２３０，２２３３と、抵抗２２２５，２２３１とを含む。

コイル２２２１は、電源ノードＶｄとｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２３のドレインとの間に接続される。キャパシタ２２２２は、電源ノードＶｄとｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２３のドレインとの間にコイル２２２１に並列に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２３は、ドレインがコイル２２２１およびキャパシタ２２２２に接続され、ソースがｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２４のドレインに接続され、ゲートが電源ノードＶｄに接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２４は、ドレインがｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２３のソースに接続され、ソースがｎ型ＭＯＳトランジスタ２２３３のドレインに接続され、ゲートが抵抗２２２５およびキャパシタ２２２６に接続される。

抵抗２２２５は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２４のゲートとキャパシタ２２２６との間のノードＮ５とノードＮ６との間に接続される。キャパシタ２２２６は、ノードＮ５とノードＮ７との間に接続される。

コイル２２２７、キャパシタ２２２８、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２９，２２３０、抵抗２２３１およびキャパシタ２２３２は、それぞれ、コイル２２２１、キャパシタ２２２２、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２３，２２２４、抵抗２２２５およびキャパシタ２２２６と同じように接続される。この場合、抵抗２２３１は、ノードＮ８とノードＮ９との間に接続され、キャパシタ２２３２は、ノードＮ８とノードＮ１０との間に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２２３３は、ドレインがｎ型ＭＯＳトランジスタ２２２４，２２３０のソースに接続され、ソースが接地ノードＧＮＤに接続され、ゲートがノードＮ１１に接続される。

ノードＮ１１は、動作電圧Ｖｂ２を受け、ノードＮ６，Ｎ９は、動作電圧Ｖｂ３を受ける。この場合、動作電圧Ｖｂ２は、６００ｍＶであり、動作電圧Ｖｂ３は、９００ｍＶである。

また、ノードＮ７，Ｎ１０は、それぞれ、入力信号Ｖ_ｉ ^＋，Ｖ_ｉ ⁻を受け、ノードＮ１２，Ｎ１３は、それぞれ、出力信号Ｖ_ｏ ^＋，Ｖ_ｏ ⁻を出力する。

増幅器２２２は、抵抗ＲとインダクタンスＬとを大きくし、キャパシタンスＣを小さくした増幅器である。そして、コイル２２２１，２２２７は、抵抗ＲおよびインダクタンスＬを大きくし、キャパシタ２２２２，２２２８は、キャパシタンスＣを小さくする。

その結果、増幅器２２２は、抵抗Ｒに依存せず、インダクタンスＬとキャパシタンスＣとによって決定される増幅率を有する。より具体的には、増幅器２２２は、（Ｌ／Ｃ）^１／２に比例する増幅率を有する。

なお、コイル２２２１，２２２７を１μｍの線幅を有する渦巻き状の導線によって構成することによって、コイル２２２１，２２２７の抵抗ＲおよびインダクタンスＬを大きくする。

一般的には、増幅率は、（Ｌ／Ｃ）^１／２／Ｒに比例するが、増幅器２２２の増幅率は、（Ｌ／Ｃ）^１／２に比例する。

したがって、増幅器２２２の増幅率は、インダクタンスＬを大きくすることにより、またはキャパシタンスＣを小さくすることにより、大きくなる。

このように、増幅器２２２は、増幅率がインダクタンスＬとキャパシタンスＣとによって決定される増幅器である。

なお、増幅器２２３〜２２７の各々は、図６に示す増幅器２２２の構成と同じ構成からなる。

図７は、図４に示す受信回路（ＳＴＳＢ−Ｄ）２３の構成を示す回路図である。図７を参照して、受信回路（ＳＴＳＢ−Ｄ）２３は、ノード２３１と、プリチャージ回路２３２と、電位変更回路２３３と、出力回路２３４と、電圧調整回路２３５とを含む。

プリチャージ回路２３２は、出力回路２３４からのＨレベルの信号に応じて、ノード２３１の電位を電位Ｖａにプリチャージする。

電位変更回路２３３は、増幅器２３７から受信信号をノードＮ１４，Ｎ１５に受けると、ノード２３１に蓄積された電荷を接地ノードＧＮＤに流し、ノード２３１の電位を電位Ｖａから０Ｖに低下させる。

出力回路２３４は、ノード２３１の電位を検出し、その検出した電位からなる論理信号をプリチャージ回路２３２へ出力するとともに、その検出した電位からなる論理信号の論理レベルを反転した論理信号を出力信号として出力する。

電圧調整回路２３５は、ノード２３１がプリチャージ回路２３２によってプリチャージされたときのノード２３１の電位Ｖａを調整する。

プリチャージ回路２３２は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２１，２３２２と、キャパシタ２３２３と、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４とを含む。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２１は、ドレインが電源ノードＶｄに接続され、ソースがｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２２のドレインに接続され、ゲートがノードＮ１６に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２２は、ドレインがｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２１のソースに接続され、ソースが接地ノードＧＮＤに接続され、ゲートがノードＮ１７に接続される。

キャパシタ２３２３は、ノードＮ１８と接地ノードＧＮＤとの間に接続される。ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４は、ソースがノードＮ１８に接続され、ドレインがノード２３１に接続され、ゲートが出力回路２３４に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２１は、ノードＮ１６から動作電圧Ｖｃを受け、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２２は、ノードＮ１７から動作電圧Ｖｂ２を受ける。この場合、動作電圧Ｖｃは、たとえば、１．４Ｖである。

そして、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２１，２３２２は、それぞれ、動作電圧Ｖｃ，Ｖｂ２によってオンされると、電源ノードＶｄから電流をノードＮ１８へ供給する。

キャパシタ２３２３は、ノードＮ１８上の電圧を平滑化し、その平滑化した電圧をｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４へ供給する。

ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４は、出力回路２３４からＬレベルの信号を受けると、オンされ、ノードＮ１８上の電荷をノード２３１へ供給する。

このように、プリチャージ回路２３２は、出力回路２３４からの信号によってｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４がオンされると、電源ノードＶｄから電流をノード２３１へ供給し、ノード２３１の電位を電位Ｖａにプリチャージする。

電位変更回路２３３は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３１，２３３４と、抵抗２３３２，２３３５と、キャパシタ２３３３，２３３６とを含む。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３１は、ドレインがノード２３１に接続され、ソースが接地ノードＧＮＤに接続され、ゲートが抵抗２３３２およびキャパシタ２３３３に接続される。

抵抗２３３２は、ノードＮ１９，Ｎ２０間に接続される。キャパシタ２３３３は、ノードＮ１４，Ｎ１９間に接続される。

ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３４、抵抗２３３５およびキャパシタ２３３６は、それぞれ、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３１、抵抗２３３２およびキャパシタ２３３３と同じように接続される。

ノードＮ１４は、入力信号Ｖ_ｉ ^＋を受け、ノードＮ１５は、入力信号Ｖ_ｉ ⁻を受ける。ノードＮ２０，Ｎ２２は、動作電圧Ｖｂ１を受ける。そして、動作電圧Ｖｂ１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３１，２３３４をオンさせるためのしきい値電圧Ｖｔｈと同じレベルの電圧からなる。

ノードＮ１４，Ｎ１５がＨレベルからなる受信信号（ＲＦパルス信号）を入力電圧Ｖ_ｉ ^＋，Ｖ_ｉ ⁻として受けると、ノードＮ１９，Ｎ２１上の電圧は、しきい値電圧Ｖｔｈよりも高くなり、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３１，２３３４は、オンされ、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流を流す。その結果、ノード２３１の電位は、電位Ｖａから０Ｖへ低下する。

ノードＮ１４，Ｎ１５がＬレベルからなる受信信号（ＲＦパルス信号）を入力電圧Ｖ_ｉ ^＋，Ｖ_ｉ ⁻として受けると、ノードＮ１９，Ｎ２１上の電圧は、しきい値電圧Ｖｔｈと同じレベルの電圧に維持され、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３３１，２３３４は、オフされ、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流を流さない。その結果、ノード２３１の電位は、電位Ｖａに維持される。

このように、電位変更回路２３３は、Ｈレベルからなる受信信号（ＲＦパルス信号）をノードＮ１４，Ｎ１５に受けた場合のみ、ノード２３１上の電位を電位Ｖａから０Ｖへ低下させる。

出力回路２３４は、インバータ２３４１〜２３４５からなる。インバータ２３４１〜２３４５は、直列に接続される。そして、インバータ２３４１の入力端子は、ノード２３１に接続され、インバータ２３４４の出力端子は、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４のゲートに接続される。

出力回路２３４は、ノード２３１の電位が電位Ｖａであるとき、Ｈレベルの信号をｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４のゲートへ出力し、Ｌレベルの信号を出力信号として出力する。

また、出力回路２３４は、ノード２３１の電位が０Ｖであるとき、Ｌレベルの信号をｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４のゲートへ出力し、Ｈレベルの信号を出力信号として出力する。

電圧調整回路２３５は、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３５１と、キャパシタ２３５２と、抵抗２３５３と、レベルシフター（Ｖ−ＳＨ：ＶａｒｉａｂｌｅｌｅｖｅｌＳｈｉｆｔｅｒ）２３５４とを含む。

ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３５１は、ソースが電源ノードＶｄに接続され、ドレインがノード２３１に接続され、ゲートがノードＮ２３に接続される。

キャパシタ２３５２は、電源ノードＶｄとノードＮ２３との間に接続される。抵抗２３５３は、ノードＮ２３とレベルシフター２３５４との間に接続される。レベルシフター２３５４は、ノードＮ２３とノード２３１との間に接続される。

ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３５１のしきい値電圧をＶｔｈｐとし、電源ノードＶｄの電源電圧をＶｄｄとした場合、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３５１、キャパシタ２３５２および抵抗２３５３は、ノードＮ２３上の電圧をＶｄｄ−Ｖｔｈｐに設定する。

そして、レベルシフター２３５４は、ノード２３１がプリチャージ回路２３２によってプリチャージされたとき、ノード２３１上の電位が電位Ｖａになるように調整する。この電位Ｖａは、インバータ２３４１〜２３４５のしきい値電圧をＶｔｈ＿ｉｖとすると、Ｖｔｈ＿ｉｖ＋αからなる。

図８は、信号のタイミングチャートである。図８を参照して、受信信号のＲＦパルス信号ＲＦ１が受信回路２３に入力されるタイミングｔ３までは、ノード２３１上の電位Ｖ_２３１は、プリチャージ回路２３２によってプリチャージされているので、電位Ｖａに保持されている。

そして、受信信号のＲＦパルス信号ＲＦ１がタイミングｔ３で受信回路２３に入力されると、電位変更回路２３３は、ＲＦパルス信号ＲＦ１に応じて、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流を流し、ノード２３１上の電位Ｖ_２３１を電位Ｖａから０Ｖに低下させる。

そして、出力回路２３４は、ノード２３１上の電位（＝０Ｖ）を受け、その受けた電位（＝０Ｖ）を４個のインバータ２３４１〜２３４４によって遅延させ、タイミングｔ４でＬレベルからなる自己プリチャージ信号ＳＰＣＧをプリチャージ回路２３２のｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４のゲートへ出力する。

また、出力回路２３４は、電位（＝０Ｖ）に基づいて、タイミングｔ４からタイミングｔ５までの間、Ｈレベルの出力信号を出力する。

プリチャージ回路２３２のｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４は、タイミングｔ４でＬレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧを受けると、タイミングｔ４からタイミングｔ５までの間、オンされ、プリチャージ回路２３２は、タイミングｔ４でノード２３１の電位Ｖ_２３１を電位Ｖａにプリチャージする。その後、ノード２３１の電位Ｖ_２３１は、受信回路２３がＲＦパルス信号ＲＦ２を受けるタイミングｔ６まで電位Ｖａに保持される。

そして、受信回路２３がタイミングｔ６でＲＦパルス信号ＲＦ２を受けると、電位変更回路２３３は、ＲＦパルス信号ＲＦ２に応じて、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流を流し、ノード２３１上の電位Ｖ_２３１を電位Ｖａから０Ｖに低下させる。

そして、出力回路２３４は、ノード２３１上の電位（＝０Ｖ）を受け、その受けた電位（＝０Ｖ）を４個のインバータ２３４１〜２３４４によって遅延させ、タイミングｔ７でＬレベルからなる自己プリチャージ信号ＳＰＣＧをプリチャージ回路２３２のｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４のゲートへ出力する。

また、出力回路２３４は、電位（＝０Ｖ）に基づいて、タイミングｔ７からタイミングｔ８までの間、Ｈレベルの出力信号を出力する。

プリチャージ回路２３２のｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４は、タイミングｔ７でＬレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧを受けると、タイミングｔ７からタイミングｔ８までの間、オンされ、プリチャージ回路２３２は、タイミングｔ７でノード２３１の電位Ｖ_２３１を電位Ｖａにプリチャージする。その後、ノード２３１の電位Ｖ_２３１は、電位Ｖａに保持される。

このように、受信回路２３は、ＲＦパルス信号ＲＦ１，ＲＦ２を受けたときのみ、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流を流し、Ｈレベルの出力信号を出力する。そして、受信回路２３は、ＲＦパルス信号を受けないとき、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流を流すことはない。

したがって、電力ロスを最小限に抑制できる。

また、受信回路２３は、ＲＦパルス信号ＲＦ１，ＲＦ２を受けると、ノード２３１上の電位Ｖ_２３１が電位Ｖａから０Ｖに低下するので、同期回路を別に設けなくても、ＲＦパルス信号ＲＦ１，ＲＦ２の受信に同期して出力信号を出力できる。

さらに、ノード２３１上の電位Ｖ_２３１が電位Ｖａから０Ｖに低下したタイミングから一定時間（４個のインバータ２３４１〜２３４４による遅延時間）が経過すると、インバータ２３４４は、Ｌレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧをｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４へ出力し、プリチャージ回路２３２は、Ｌレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧに応じて、ノード２３１をプリチャージする。

したがって、ＲＦパルス信号の検出が終了すると、次のＲＦパルス信号の受信に備えて、ノード２３１を自動的にプリチャージできる。

図９は、図１に示す無線通信システム１０における動作を説明するためのフローチャートである。

図９を参照して、一連の動作が開始されると、送信機１の送信回路１２は、上述した方法によって、入力信号の立ち上がり時のみ、電源ノードＶｄから接地ノードＧＮＤへ電流を流し、コイル１２１に電流ｉ_Ｌを流す（ステップＳ１）。

そして、送信回路１２は、電流ｉ_Ｌの立ち上がりに応じて、電流ｉ_ａをコイル１２８に誘起する（ステップＳ２）。その後、送信回路１２は、その誘起した電流ｉ_ａをアンテナ１１に流し、入力信号のＨレベルの信号をＲＦパルス信号として送信する（ステップＳ３）。

受信機２のアンテナ２１は、送信機１から送信されたＲＦパルス信号を受信し（ステップＳ４）、その受信したＲＦパルス信号を増幅回路２２へ出力する。そして、増幅回路２２は、アンテナ２１から受けたＲＦパルス信号を増幅し（ステップＳ５）、その増幅したＲＦパルス信号を受信回路２３へ出力する。この場合、増幅器２２２〜２２７は、（Ｌ／Ｃ）^１／２に比例する増幅率でＲＦパルス信号を増幅する。

引き続いて、受信機２の受信回路２３は、ＲＦパルス信号の入力に同期して、電位変更回路２３３によってノード２３１の電位を電位Ｖａから０Ｖに低下させる（ステップＳ６）。

そうすると、受信回路２３の出力回路２３４は、ノード２３１の電位０Ｖを検出し、その検出した０Ｖの電位に基づいて、Ｈレベルの出力信号を出力する（ステップＳ７）。

また、受信回路２３の出力回路２３４は、ノード２３１の電位０Ｖを検出してから一定時間（＝インバータ２３４１〜２３４４による遅延時間）が経過した後、Ｌレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧを生成し、その生成したＬレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧをプリチャージ回路２３２のｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４へ出力する。そして、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４は、Ｌレベルの自己プリチャージ信号ＳＰＣＧに応じてオンされ、プリチャージ回路２３２は、ノード２３１の電位を電位Ｖａにプリチャージする（ステップＳ８）。これによって、一連の動作が終了する。

送信機１および受信機２は、図９に示すステップＳ１〜ステップＳ８を繰り返し実行して、入力信号の立ち上がりにのみ同期してＲＦパルス信号を送信機１から受信機２へ順次送信するとともに、受信機２においてＲＦパルス信号を受信してＨレベルの出力信号を出力する。そして、送信機１は、入力信号の立ち上がり時以外は、ＲＦパルス信号を受信機２へ送信せず、受信機２は、ＲＦパルス信号の受信時にのみ、ＲＦパルス信号の受信動作を行なう。

したがって、この発明によれば、送信機１および受信機２における消費パワーを最小限に抑制できる。

また、送信機１において、電流が電源ノードＶｄから接地ノードＧＮＤへ流れるのは、入力信号の立ち上がり時のみであるので、送信機１におけるパワーロスを最小限に抑制できる。

さらに、受信機２において、ＲＦパルス信号の受信時のみ、ノード２３１から接地ノードＧＮＤへ電流が流れるので、受信機２におけるパワーロスを最小限に抑制できる。

図１０は、図１に示す無線通信システム１０における通信特性を示す図である。図１０において、横軸は、時間を表し、縦軸は、送信信号および受信信号を表す。また、横軸の１メモリは、１０ｎｓを表し、送信レートは、５００Ｍｂ／ｓであり、入力信号は、ＲＺデータからなる。

図１０を参照して、送信信号ＴＳＧは、ＲＦパルス信号からなり、受信信号ＲＳＧは、送信信号ＴＳＧの各ＲＦパルス信号に対応するＲＦパルス信号からなっている。

したがって、５００Ｍｂ／ｓの送信レートで送信機１から受信機２へ信号を正確に送信できることが解った。

図１１は、送信機１におけるパワーとデータレートとの関係を示す図である。図１１において、縦軸は、パワーを表し、横軸は、データレートを表す。また、曲線ｋ１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３，１２４における消費パワーとデータレートとの関係を示し、曲線ｋ２は、インバータ１２５〜１２７における消費パワーとデータレートとの関係を示す。

図１１を参照して、ｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３，１２４における消費パワーおよびインバータ１２５〜１２７における消費パワーは、データレートが１００Ｍｂ／ｓから５００Ｍｂ／ｓまで上昇すると、約３０μＷから約１４０μＷまで大きくなる。

このように、この発明による送信機１においては、データレートが５００Ｍｂ／ｓまで上昇しても、消費パワーは、１４０μＷ以下と低い。

また、受信機２における消費パワーは、１１ｍＷであった。

したがって、この発明による無線通信システム１０は、消費パワーが低いことが実証された。

表１は、データレートとビットエラー率との関係を示す。

送信機１と受信機２との距離が３０ｃｍである場合、２５０Ｍｂ／ｓのデータレートで１０^−４よりも低いビットエラー率が得られ、５００Ｍｂ／ｓのデータレートで１０^−３よりも低いビットエラー率が得られた。

また、送信機１と受信機２との距離が４０ｃｍである場合、２５０Ｍｂ／ｓのデータレートで１０^−３よりも低いビットエラー率が得られた。

したがって、無線通信システム１０は、サブメータの距離における無線通信において、性能の良い通信特性を示すことが実証された。

上述した送信機１および受信機２は、半導体チップとして形成される。そして、送信機１は、３００μｍ角程度の大きさを有し、受信機２は、６段の増幅器２２２〜２２７を備える場合、８００μｍ×３６０μｍの大きさ（＝０．２９ｍｍ^２の面積）を有する。

このように、この発明による送信機１および受信機２は、半導体チップのサイズを有する。

なお、この発明においては、プリチャージとは、あるノードへ電荷を供給し、そのノードの電位を上昇させることを言う。

また、この発明においては、受信回路２３は、ｎ型ＭＯＳトランジスタ２３２１，２３２２，２３３１，２３３４をｐ型ＭＯＳトランジスタに代え、ｐ型ＭＯＳトランジスタ２３２４，２３５１をｎ型ＭＯＳトランジスタに代えた回路からなっていてもよい。

さらに、この発明においては、コイル１２１は、「第１のコイル」を構成し、コイル１２８は、「第２のコイル」を構成する。

さらに、この発明においては、電位Ｖａは、「第１の電位」を構成し、０Ｖの電位は、「第２の電位」を構成する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに適用される。また、この発明は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる送信機に適用される。さらに、この発明は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる受信機に適用される。さらに、この発明は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる送信回路に適用される。さらに、この発明は、低パワー消費で高い通信性能を有する無線通信システムに用いられる受信回路に適用される。

Claims

超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システムであって、
パルス信号からなる入力信号の立ち上がり時にのみ電流を電源ノードから第１のコイルを介して接地ノードへ流すことにより前記パルス信号のパルス幅よりも短い長さを有するパルス波形からなる誘導電流を前記第１のコイルと異なる第２のコイルに誘起し、その誘起した誘導電流をアンテナに流し、前記パルス波形からなる送信信号を無線通信によって送信する送信機と、
前記送信機から送信された送信信号の受信時にのみ電位検出ノードから接地ノードへ電流を流すことにより前記電位検出ノードの電位変化を検知し、前記送信信号を受信する受信機とを備え、
前記送信機は、
第１のアンテナと、
一方端が電源ノードに接続された第１のコイルと、
前記第１のコイルの他方端と接地ノードとの間にカスケード接続された第１および第２のＭＯＳ型トランジスタと、
前記第１のＭＯＳ型トランジスタのゲートと前記第２のＭＯＳ型トランジスタのゲートとの間に接続された遅延回路と、
前記第１のコイルに対向して配置され、前記第１のアンテナに接続された第２のコイルとを含み、
前記第１のＭＯＳ型トランジスタは、前記入力信号の立ち上がりに応じてオンされ、前記第１のコイルを介して前記電源ノードから前記接地ノードへ電流を流し、
前記第２のＭＯＳ型トランジスタは、前記第１のＭＯＳ型トランジスタがオンされてから一定時間が経過するまでオンされ、
前記遅延回路は、前記第１のＭＯＳ型トランジスタがオンされてから前記一定時間が経過すると前記第２のＭＯＳ型トランジスタをオフし、
前記受信機は、
第２のアンテナと、
前記第２のアンテナによる前記送信信号の受信に同期して前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流すことにより前記電位検出ノードの電位が第１の電位から第２の電位へ変化することを検知し、前記第２の電位に基づいて前記送信信号の受信信号を出力する受信回路とを含み、
前記受信回路は、
前記電位検出ノードと、
前記電位検出ノードと接地ノードとの間に接続され、前記第２のアンテナが第１の論理レベルからなる前記送信信号を受信すると、前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流して前記電位検出ノードの電位を第１の電位から第２の電位に変化させ、前記第２のアンテナが前記第１の論理レベルを反転した第２の論理レベルからなる前記送信信号を受信すると、前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流すのを停止して前記電位検出ノードの電位を前記第１の電位に維持する第３のＭＯＳ型トランジスタと、
前記電位検出ノードに接続され、前記電位検出ノードの前記第２の電位を検出し、その検出した第２の電位からなる論理信号を反転した論理信号を出力信号として出力する出力回路と、
電源ノードと前記電位検出ノードとの間に接続され、前記出力回路が前記第２の電位を検出してから一定時間経過後に前記出力回路から前記第２の電位からなる論理信号を受けて前記電位検出ノードの電位を前記第１の電位にプリチャージするプリチャージ回路とを含む、無線通信システム。
前記プリチャージ回路は、前記一定時間である前記送信信号の受信期間、前記プリチャージを停止し、前記送信信号の受信が終了すると、前記プリチャージを行なう、請求項１に記載の無線通信システム。
前記受信機は、抵抗に依存せず、かつ、インダクタンスおよびキャパシタンスによって決定される増幅率を有するとともに、前記アンテナによって受信された前記受信信号を増幅し、その増幅した受信信号を前記受信回路の前記第３のＭＯＳ型トランジスタのゲートへ出力する増幅回路をさらに含む、請求項１に記載の無線通信システム。
前記増幅回路の増幅率は、インダクタンスが大きくなったとき、またはキャパシタンスが小さくなったとき、大きくなる、請求項３に記載の無線通信システム。
超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システムに用いられる送信機であって、
アンテナと、
パルス信号からなる入力信号の立ち上がり時にのみ電流を電源ノードから第１のコイルを介して接地ノードへ流すことにより前記パルス信号のパルス幅よりも短い長さを有するパルス波形からなる誘導電流を前記第１のコイルと異なる第２のコイルに誘起し、その誘起した誘導電流を前記アンテナに流し、前記パルス波形からなる送信信号を無線通信によって送信する送信回路とを備え、
前記送信回路は、
一方端が電源ノードに接続された第１のコイルと、
前記第１のコイルの他方端と接地ノードとの間にカスケード接続された第１および第２のＭＯＳ型トランジスタと、
前記第１のＭＯＳ型トランジスタのゲートと前記第２のＭＯＳ型トランジスタのゲートとの間に接続された遅延回路と、
前記第１のコイルに対向して配置され、前記アンテナに接続された第２のコイルとを含み、
前記第１のＭＯＳ型トランジスタは、前記入力信号の立ち上がりに応じてオンされ、前記第１のコイルを介して前記電源ノードから前記接地ノードへ電流を流し、
前記第２のＭＯＳ型トランジスタは、前記第１のＭＯＳ型トランジスタがオンされてから一定時間が経過するまでオンされ、
前記遅延回路は、前記第１のＭＯＳ型トランジスタがオンされてから前記一定時間が経過すると前記第２のＭＯＳ型トランジスタをオフする、送信機。
超広帯域無線伝送方式によって無線通信を行なう無線通信システムに用いられる受信機であって、
アンテナと、
前記アンテナによる前記送信信号の受信に同期して電位検出ノードから接地ノードへ電流を流すことにより前記電位検出ノードの電位変化を検知し、前記送信信号の受信信号を出力する受信回路とを備え、
前記受信回路は、
前記電位検出ノードと、
前記電位検出ノードと前記接地ノードとの間に接続され、前記アンテナが第１の論理レベルからなる前記送信信号を受信すると、前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流して前記電位検出ノードの電位を第１の電位から第２の電位に変化させ、前記アンテナが前記第１の論理レベルを反転した第２の論理レベルからなる前記送信信号を受信すると、前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流すのを停止して前記電位検出ノードの電位を前記第１の電位に維持するＭＯＳ型トランジスタと、
前記電位検出ノードに接続され、前記電位検出ノードの前記第２の電位を検出し、その検出した第２の電位からなる論理信号を反転した論理信号を出力信号として出力する出力回路と、
電源ノードと前記電位検出ノードとの間に接続され、前記出力回路が前記第２の電位を検出してから一定時間経過後に前記第２の電位からなる論理信号を前記出力回路から受けて前記電位検出ノードの電位を前記第１の電位にプリチャージするプリチャージ回路とを含む、受信機。
一方端が電源ノードに接続された第１のコイルと、
前記第１のコイルの他方端と接地ノードとの間にカスケード接続された第１および第２のＭＯＳ型トランジスタと、
前記第１のＭＯＳ型トランジスタのゲートと前記第２のＭＯＳ型トランジスタのゲートとの間に接続された遅延回路と、
前記第１のコイルに対向して配置され、アンテナに接続された第２のコイルとを備え、
前記第１のＭＯＳ型トランジスタは、パルス信号からなる入力信号の立ち上がりに応じてオンされ、前記第１のコイルを介して前記電源ノードから前記接地ノードへ電流を流し、
前記第２のＭＯＳ型トランジスタは、前記第１のＭＯＳ型トランジスタがオンされてから一定時間が経過するまでオンされ、
前記遅延回路は、前記第１のＭＯＳ型トランジスタがオンされてから前記一定時間が経過すると前記第２のＭＯＳ型トランジスタをオフする、送信回路。
電位検出ノードと、
前記電位検出ノードと接地ノードとの間に接続され、アンテナが第１の論理レベルからなる送信信号を受信すると、前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流して前記電位検出ノードの電位を第１の電位から第２の電位に変化させ、前記アンテナが前記第１の論理レベルを反転した第２の論理レベルからなる前記送信信号を受信すると、前記電位検出ノードから前記接地ノードへ電流を流すのを停止して前記電位検出ノードの電位を前記第１の電位に維持するＭＯＳ型トランジスタと、
前記電位検出ノードに接続され、前記電位検出ノードの前記第２の電位を検出し、その検出した第２の電位からなる論理信号を反転した論理信号を出力信号として出力する出力回路と、
電源ノードと前記電位検出ノードとの間に接続され、前記出力回路が前記第２の電位を検出してから一定時間経過後に前記第２の電位からなる論理信号を前記出力回路から受けて前記電位検出ノードの電位を前記第１の電位にプリチャージするプリチャージ回路とを含む、受信回路。