JP4239886B2 - 交流回転電機の磁気音制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流回転電機の磁気音制御方法に関する。

近年、電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池自動車などが実用レベル又は開発レベルとなっている。これらの自動車では大出力の交流回転電機が走行動力発生用の主要要素となっているが、このような大出力交流回転電機ではその磁気音が大きいという問題があった。この磁気音の低減方法として、下記の特許文献１は、磁気加振力の変動情報に基づいてそれを補正するための電流波形を発生させて磁気音を低減することを提案している。
特開平１１−３４１８６４号公報

しかしながら、上記した特許文献１の電流重畳による磁気音低減技術は、原理としては容易に首肯できるものの、それでは交流回転電機で優勢な特有周波数の磁気音の低減のために実際にどのような波形の電流を重畳すればよいかという点が不明であり、電流重畳によりかえって磁気音を増大してしまったり、あるいはほとんど磁気音低減効果を奏することができないという可能性も生じてしまう可能性も有していた。

すなわち、なんらかの電流を重畳すれば、この電流により生じる電磁力に関連する磁気音を変化させることができるであろうことまでは、当業者であれば容易に推考できることであるが、磁気音低減のために与えるべき電流波形特にその周波数について認識されていないために、磁気音を実際に精度良く低減することが困難であった。この問題は、運転状態が絶えず変化するたとえば走行トルク発生用の交流回転電機の磁気音低減において一層困難となる。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、たとえば磁気音低減を有効に実現する交流回転電機の磁気音制御方法、ならびに磁気音を自在に制御可能な交流回転電機装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する第１発明の交流回転電機の磁気音制御方法は、多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分の次数を１とする場合に、前記基本周波数成分に対して同じ相順をもつｎ１次（ｎ１は自然数）の径方向振動制御用高調波電流と、前記基本周波数成分に対して逆の相順をもつｎ２次（ｎ２は自然数）の径方向振動制御用高調波電流とを前記多相交流電流に加えることにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの（ｎ１＋ｎ２）次、（ｎ１−１）次、（ｎ２＋１）次の高調波径方向振動成分を、前記径方向振動制御用高調波電流を加えない場合に比べて低減し、前記径方向振動制御用高調波電流は、下記の［数１４］〜［数１６］において実線で示された項を低減する振幅及び位相を有することを特徴としている。これにより、種々の大きさ、任意の出力状態の交流回転電機の磁気音を良好に低減することが初めて可能となった。

なお、同じ相順とは、径方向振動制御用高調波電流が形成する回転磁界の方向が等しい各相電流の通電順序を言い、逆の相順とは、径方向振動制御用高調波電流が形成する回転磁界の方向が反対である各相電流の通電順序を言うものとする。

径方向振動制御用高調波電流の位相や振幅として予め定めた値を採用してオープン制御を行ってもよく、あるいは検出した径方向振動制御用高調波電流の検出値と径方向振動制御用高調波電流の目標値との差分を０に収束させるフィードバック制御を行ってもよい。なお、上記予め定めた値は、予め記憶する基本波電流振幅や回転数と位相や振幅とのマップに基づいて運転状態に応じて変更することができる。
すなわちこの発明によれば電動動作または発電動作している交流回転電機のステータ電流に基本周波数成分と同じ相順をもつｎ１次（ｎは自然数）の径方向振動制御用高調波電流を重畳することにより、ｎ１−１次の磁気音を増加または低減することができ、またステータ電流に基本周波数成分に対して逆の相順をもつｎ２次（ｎは自然数）の径方向振動制御用高調波電流を重畳することにより、ｎ２＋１次の磁気音を増加または低減することができる。さらにｎ１次とｎ２次の径方向振動制御用高調波電流を重畳することによりｎ１＋ｎ２次の磁気音を増加または低減することができる。これにより、きわめて静粛な交流回転電機を実現したり、所望の磁気音を有する交流回転電機を実現することができる。例えば、ハイブリッド車において、エンジンを停止して交流回転電機で走行する場合に、エンジンと同様の加速感を出すための回転音を発生させたりすることができる。また車両や交流回転電機の異常発生時や運転条件の変化時にこれに応じて磁気音を変更してドライバ−に情報を与えることができる。また運転者は好みに合わせて、磁気音のレベルや周波数を運転状態により予め設定することも可能となる。

以下、更に詳しく説明する。磁気音は、交流回転電機の鉄心の磁気力（磁気加振力）により形成される振動（磁気振動ともいう）に起因し、この磁気振動は周方向振動と径方向振動の合成振動となる。鉄心の周方向振動はトルクリップルを生じさせるが、ステータ鉄心又はロータ鉄心はほぼ円筒形状又は円柱形状を有しているため、これら鉄心が周方向に周期的に振動したとしても、この振動による鉄心に接する空気の振動すなわち騒音は小さい。これに対して、鉄心の径方向の振動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内周面の径方向振動を生じさせるが、これら外周面又は内周面は空気に接しているため、ステータ鉄心又はロータ鉄心の径方向振動により、これら外周面又は内周面が径方向に振動し、大きな騒音を生じさせる。つまり、磁気加振力の周方向成分を低減することによりトルク脈動が低減され、磁気加振力の径方向成分を低減することにより磁気音が低減される。

本発明では、通常はロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分（径方向磁気的加振力ともいう）の所定次数の高調波成分を目的の値に変更したり低減したりするために、この高調波成分とのベクトル和の振幅が目的の値となる（好適には小さくなる）位相、振幅をもつこの所定次数の磁気加振力を追加するべく、基本周波数成分と相順が同じであるｎ１次（ｎ１は自然数）の径方向振動制御用高調波電流と、基本周波数成分に対して逆の相順をもつｎ２次（ｎ２は自然数）の径方向振動制御用高調波電流とを前記多相交流電流に加える。これにより、（ｎ１＋ｎ２）次、（ｎ１−１）次、（ｎ２＋１）次の高調波径方向振動成分を発生させることができるため、これらの高調波径方向振動成分を変更することができる。

この方式では特に、逆の相順と同じ相順の径方向振動制御用高調波電流を用いるため、加えるべき径方向振動制御用高調波電流の次数を小さくして演算負担を減らしつつ、複数の高調波径方向振動成分を制御できるという優れた効果を奏することができる。なお、径方向振動制御用高調波電流の位相や振幅については、予め実験した好適値や後述する数式に基づいて計算した値を用いればよい。

好適な態様において、前記交流回転電機は、三相交流回転電機であり、前記基本周波数成分に対して相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は６ｋ１−１次（ｋ１は自然数）であり、前記基本周波数成分に対して相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は６ｋ２＋１次（ｋ２は自然数）である。これにより、たとえば三相交流回転電機において優勢である６ｋ次の高調波径方向振動成分と１２ｋ次の高調波径方向振動成分との両方を良好に低減することができる。

好適な態様において、相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は７次である。これにより６次の高調波径方向振動成分と１２次の高調波径方向振動成分とを良好に低減することができる。

好適な態様において、相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１１次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は７次である。これにより６次の高調波径方向振動成分と１２次の高調波径方向振動成分とを良好に低減することができる。

好適な態様において、相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１３次である。これにより６次の高調波径方向振動成分と１２次の高調波径方向振動成分とを良好に低減することができる。

好適な態様において、相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１１次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１３次である。これにより１２次の高調波径方向振動成分と２４次の高調波径方向振動成分とを良好に低減することができる。

好適な態様において、相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１９次である。これにより６次の高調波径方向振動成分と２４次の高調波径方向振動成分とを良好に低減することができる。

上記課題を解決する第２発明の交流回転電機の磁気音制御方法は、多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分の次数を１とする場合に、ｎ１、ｎ２、ｎ３（ｎ１、ｎ２、ｎ３は互いに異なる自然数）次数をもち、一つ又は二つは前記基本周波数成分に対して逆の相順をもつ径方向振動制御用高調波電流を前記多相交流電流に加えることにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうち、前記各径方向振動制御用高調波電流間の次数差に相当する次数をもつ各高調波径方向振動成分と、前記各径方向振動制御用高調波電流の次数と１との間の次数差をもつ高調波径方向振動成分とを、前記径方向振動制御用高調波電流を加えない場合に比べて低減し、前記径方向振動制御用高調波電流は、下記の［数１４］〜［数１６］
において実線で示された項を低減する振幅及び位相を有することを特徴としている。これにより、種々の大きさ、任意の出力状態の交流回転電機の磁気音を良好に低減することが初めて可能となった。

なお、同じ相順とは、径方向振動制御用高調波電流が形成する回転磁界の方向が等しい各相電流の通電順序を言い、逆の相順とは、径方向振動制御用高調波電流が形成する回転磁界の方向が反対である各相電流の通電順序を言うものとする。

径方向振動制御用高調波電流の位相や振幅として予め定めた値を採用してオープン制御を行ってもよく、あるいは検出した径方向振動制御用高調波電流の検出値と径方向振動制御用高調波電流の目標値との差分を０に収束させるフィードバック制御を行ってもよい。なお、上記予め定めた値は、予め記憶する基本波電流振幅や回転数と位相や振幅とのマップに基づいて運転状態に応じて変更することができる。

以下、更に詳しく説明する。磁気音は、交流回転電機の鉄心の磁気力（磁気加振力）により形成される振動（磁気振動ともいう）に起因し、この磁気振動は周方向振動と径方向振動の合成振動となる。鉄心の周方向振動はトルクリップルを生じさせるが、ステータ鉄心又はロータ鉄心はほぼ円筒形状又は円柱形状を有しているため、これら鉄心が周方向に周期的に振動したとしても、この振動による鉄心に接する空気の振動すなわち騒音は小さい。これに対して、鉄心の径方向の振動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内周面の径方向振動を生じさせるが、これら外周面又は内周面は空気に接しているため、ステータ鉄心又はロータ鉄心の径方向振動により、これら外周面又は内周面が径方向に振動し、大きな騒音を生じさせる。つまり、磁気加振力の周方向成分を低減することによりトルク脈動が低減され、磁気加振力の径方向成分を低減することにより磁気音が低減される。

本発明では、通常はロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分（径方向磁気的加振力ともいう）の所定次数の高調波成分を目的の値に変更したり低減したりするために、この高調波成分とのベクトル和の振幅が目的の値となる（好適には小さくなる）位相、振幅をもつこの所定次数の磁気加振力を追加するべく、３つの次数の径方向振動制御用高調波電流を基本周波数成分に加える。３つの径方向振動制御用高調波電流のうち少なくとも一つは基本周波数成分と逆の相順をもち、少なくとも一つは基本周波数成分と同じ相順をもつ。このようにすると、三つの径方向振動制御用高調波電流と基本周波数成分とにより目的とする多数の高調波径方向振動成分を変更（好適には低減）することができる。

この方式では特に、逆の相順と同じ相順の径方向振動制御用高調波電流を用いるため、加えるべき径方向振動制御用高調波電流の次数を小さくして演算負担を減らしつつ、複数の高調波径方向振動成分を制御できるという優れた効果を奏することができる。なお、径方向振動制御用高調波電流の位相や振幅については、予め実験した好適値や後述する数式に基づいて計算した値を用いればよい。

好適な態様において、前記交流回転電機は、三相交流回転電機であり、前記基本周波数成分に対して相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、前記基本周波数成分に対して相順が同じ２つの前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１１次と１３次である。このようにすれば、６次、１２次、１８次、２４次の高調波径方向振動成分を調整することができる。

好適な態様において、前記高調波径方向振動成分と前記径方向振動制御用高調波電流との関係を示す所定のマップ又は計算式に基づいて前記高調波径方向振動成分の目標値を得るために前記多相交流電流に加えるべき前記径方向振動制御用高調波電流の振幅及び位相を演算し、前記径方向振動制御用高調波電流の演算値を前記多相交流電流に加える。

すなわち、この態様では、予め装置に記憶させた高調波径方向振動成分と径方向振動制御用高調波電流との所定の関係（マップ又は計算式）を利用して、目的とする高調波径方向振動成分すなわち高調波径方向振動成分の目標値を発生させるための径方向振動制御用高調波電流を演算し、演算したこの径方向振動制御用高調波電流を通電することにより、この高調波径方向振動成分の目標値を発生させる。これにより、高調波径方向振動成分の目標値すなわち必要な高調波径方向振動成分を運転状況変化にもかかわらず任意に発生させることができる。

好適な態様において、前記電機子に通電された前記高調波電流成分を検出し、前記高調波電流成分の検出値と、前記高調波径方向振動成分の目標値を得るために前記多相交流電流に加えるべき前記径方向振動制御用高調波電流の演算値との間の振幅及び位相の偏差が０となるようにフィードバック制御を行う。これにより、確実に目標とする高調波径方向振動成分を発生することができる。

好適な態様において、前記高調波径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータを検出し、前記高調波径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータの検出値と前記高調波径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータの目標値との偏差に相当する前記径方向振動制御用高調波電流の振幅及び位相を前記マップ又は計算式に基づいて演算し、前記径方向振動制御用高調波電流の演算値を前記多相交流電流に加える。上記電気パラメータとしては、たとえば高調波径方向振動成分の原因となる径方向磁気加振力とすることができる。これにより、確実に目標とする高調波径方向振動成分を発生することができる。

（変形態様）
１．上記した径方向振動制御用高調波電流の逆相順、および同じ相順の次数（すなわち、基本周波数成分の周波数に対する径方向振動制御用高調波電流の周波数の各倍率）は、高調波電流発生回路の製造上の公差を含むことができることは当然である。
２．交流回転電機としては、種々の形式の同期機を採用することが好適であり、動作モードは、電動モードおよび発電モードのどちらで利用しても良い。また、すべての回転域で径方向振動制御用高調波電流を重畳してもよく、特に磁気音が問題となる回転域でのみ径方向振動制御用高調波電流を重畳してもよい。
３．所定の一つの次数の径方向振動制御用高調波電流を重畳することにより所定の一つの次数の径方向振動を低減してもよく、複数の次数の径方向振動制御用高調波電流を重畳することにより複数の次数の径方向振動を低減してもよい
４．上記した磁気音の変更特に低減は、車両用交流回転電機において静粛環境が要求される車両用エンジンの停止時やエンジン騒音が小さい減速時や回生制動時などの特定の期間にのみ選択的に実施することができる。

以下、本発明の好適態様を図面を用いて説明する。
（原理説明）
以下、本発明を３相交流回転電機に適用した場合の原理を以下に説明する。

図１は、３相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図であり、図２は図１の等価磁気回路図である。同期機では磁束φはロータの磁極（コイル又は永久磁石により形成される）により形成され、ロータ起磁力Ｆｍａｇは磁気回路におけるロータの磁極の起磁力すなわち磁界強度であり、ステータ起磁力Fｃｏｉｌは、ステータ電流により磁気回路に形成される起磁力すなわち磁界強度である。Rｇはステータとロータとの間のギャップの磁気抵抗である。なお、上記図及び下記の数式において、Iｃｏｉｌはステータ電流（電機子の相電流）、ｘはギャップ幅、Sはギャップ部対向面積、μ０は空気の透磁率、Nは電機子の各相コイルのターン数である。

磁束を数１にて、磁気エネルギーを数２にて、磁気加振力を数３にて、Ｕ相のロータ起磁力及びステータ電流を数４にて、Ｖ相のロータ起磁力及びステータ電流を数５にて、Ｗ相のロータ起磁力及びステータ電流を数６にて規定する。ここでは図１で模式化したロータは、実際の回転電機では回転するため、ロータ起磁力を正弦波の関数として表現している。すなわち、磁気加振力ｆは、ロータ起磁力の２乗と、ステータ起磁力の２乗と、ロータ起磁力とステータ起磁力との積との合計として定義される。ここでは、例としてロータ起磁力は、基本周波数成分（１次成分）にロータ形状などの影響により生じた３、５、７次の高調波成分を含んでいる。ここでは、ステータ電流は基本周波数成分のみからなると仮定する。もちろんロータ起磁力、ステータ電流共、これ以外の高調波成分を含んでいてもよい。

数４〜数６と数３とから、各相の磁気加振力（単に加振力とも言う）を計算すると、数７〜数９が得られる。

なお、Fｉ（ｉは下付き添え字である）はロータ起磁力のｉ次成分の振幅、Iｉはステータ電流のｉ次成分の振幅、θはロータの回転角、α、β、γ、δ、ｓ、ｔ、ｕは位相角である。数７〜数９において、実線で示した項は、各相で位相が同一となる項であり、破線で示した項は各相ごとに１２０度位相がずれた項である。磁気音はこれら各相の加振力を合成した加振力により形成されるので、数７〜数９を加算すると数１０となる。

数１０において、数７〜数９の実線で示した項は同相であるため強め合い、数７〜数９の破線で示した項は３相ベクトル和が０となるためキャンセルされる。つまり、数１０における丸数字２、３、４、６、７で示される６次成分と、丸数字５で示される１２次成分が強め合う項であり、これらが３相交流回転電機の磁気音の原因となっている。更に細かい条件を入れて計算すると、３相交流回転電機の合成加振力は６の整数倍となり、磁気音の高調波成分は６ｋ（ｋは自然数）次の成分をもつことが理解される。

次に、ステータ電流の基本周波数成分（１次成分）に、この基本周波数成分に二つの高調波電流成分を重畳した場合を以下に説明する。ここで非常に重要な点は、ｍ次の高調波電流成分は基本周波数成分と逆の相順をもち、ｎ次の高調波電流成分が基本周波数成分と同じ相順をもつ点である。具体的に説明すると、基本周波数成分の相順がＵ、Ｖ、Ｗの場合、ｍ次高調波電流成分の相順はＵ、Ｗ、Ｖであり、ｎ次の高調波電流成分の相順はＵ、Ｖ、Ｗとされる。

一般化のために、ロータ起磁力は１次、ｊ次、ｋ次、ｌ次とする。この場合の各相のロータ起磁力とステータ電流とは数１１〜数１３により示されるので、この数１１〜数１３をそれぞれ上記と同様に計算すると、数１４〜数１６が得られる。

数１４〜数１６において、実線で示した項は、各相で位相が同一となる項であり、破線で示した項は各相ごとに１２０度位相がずれた項である。磁気音はこれら各相の加振力を合成した加振力により形成される。すなわち、逆相順のｍ次の高調波電流成分と、同相順のｎ次の高調波電流成分を加えると、ｍ＋１次と、ｎ−１次、ｍ＋ｎ次の加振力を発生できることがわかる。

つまり、ｍ次、ｎ次の高調波電流成分により、ｍ＋１次、ｎ＋１次、ｍ−ｎ次の加振力を自在に発生でき、これにより磁気音を増大させたり、低減させたりできる。
次に、上記解析結果を利用して、３相交流回転電機で問題となる６次、１２次の磁気音低減のために、逆相順で５次、同相順で７次の高調波電流成分を重畳する場合を分析する。

数１１〜数１３にて、ｊ＝３、ｋ＝５、ｌ＝７、ｍ＝５、ｎ＝７とすることにより、１次、３次、５次、７次のロータ起磁力と、１次、５次（逆相順）、７次（同相順）のステータ電流を考えると、各相のロータ起磁力とステータ電流とは数１７、数１８、数１９で示される。

これらの式から、上記と同様の演算により各相の加振力は数２０〜数２２にて示され、各相の加振力を合成した加振力は数２３で示されることがわかる。

したがって、高調波電流成分を重畳しない場合の合成加振力の式を示す数１０と、高調波電流成分を重畳した場合の合成加振力の式を示す数２３とを比較すると、数１０で生じていた６次、１２次の加振力とは別に、逆相順である逆相順５次と、同相順７次の高調波電流成分の重畳により新たに６次、１２次の加振力が生じたことがわかる。

つまり、逆相順５次、同相順７次の高調波電流成分の振幅及び位相を調整することにより、３相交流回転電機で問題となる６次、１２次の磁気音（径方向振動）の大きさを制御できることがわかる。たとえば、数２３において、６次の加振力の振幅と１２次の加振力の振幅とを最小とすることができる逆相順５次、同相順７次の高調波電流成分の振幅及び位相を決定すればよい。もしくは、どちらかの一方の加振力を優先して許容可能な範囲内にて、他方の加振力を最小化すればよい。

６次の加振力を０とする場合における逆相順５次、同相順７次の高調波電流成分の条件を数２４に示す。

数２４において、磁気音項とキャンセル項の和を０とするように高調波電流成分の振幅、位相を定めればよい。１２次の加振力を０とする場合における逆相順５次、同相順７次の高調波電流成分の条件を数２５に示す。

数２５において、磁気音項とキャンセル項の和を０とするように高調波電流成分の振幅、位相を定めればよい。

（変形態様１）
上記した数式演算は、３相交流回転電機を例として行ったが、他の相数の交流回転電機においても同じ方法により同様の演算結果を得ることができる。上記数式演算では、ロータ起磁力が１、３、５、７次で構成され、ステータ電流の基本周波数成分（１次）に逆相順５次、同相順７次の高調波電流成分を重畳する場合を説明したが、本発明がこれに限定されるものではないことはもちろんである。ロータ起磁力に９、１１次を追加してもよく、ロータ起磁力を１、３、５次で構成してもよく、１、３、７次で構成してもよい。また、磁気音は６、１２次の低減又は変更を図ったが、同様に１８次、２４次等の変更を行うこともできる。

本発明において重要な第１の点は、ステータ電流の基本周波数成分（１次）にそれと逆相順でｘ次の高調波電流成分を重畳すると、１−高調波電流成分の次数に等しい次数の加振力を発生できる点にある。すなわち、逆順であるｘ次の高調波電流成分の重畳により、（１−（−ｘ））＝１＋ｘの加振力を発生することができる。なお、逆相順であるｘ次の高調波電流成分は基本周波数成分の相順を基準とすれば−ｘ次の次数の高調波電流成分となる。つまり、加振力は、複数の周波数電流の次数差に等しい次数をもつため、ステータ電流の基本周波数成分に逆相順でｘ次の高調波電流成分を加えると、両者の次数差であるｘ＋１の次数の加振力が発生する。交流回転電機のｎ次の磁気音を増加又は低減するために、ｎ−１次の高調波電流を逆相順で好適な位相、好適な振幅で重畳すればよいという知見は、従来まったく知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。更に説明すると、加振力は、複数の周波数電流の次数差に等しい次数をもつため、ステータ電流の基本周波数成分に逆相順でｘ次の高調波電流成分を加えると、両者の次数差であるｘ＋１の次数の加振力が発生する。

また、ステータ電流の基本周波数成分（１次）にそれと同相順でｙ次の高調波電流成分を重畳する場合にも、高調波電流成分―１の次数に等しい次数の加振力を発生できる。すなわち、同順であるｙ次の高調波電流成分の重畳により、ｙ―１次の加振力を発生することができる。つまり、加振力は、複数の周波数電流の次数差に等しい次数をもつため、ステータ電流の基本周波数成分に同相順でｙ次の高調波電流成分を加えると、両者の次数差であるｙ―１の次数の加振力が発生する。交流回転電機のｎ次の磁気音を増加又は低減するために、ｎ−１次の高調波電流を同相順で好適な位相、好適な振幅で重畳すればよいという知見は、従来まったく知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。また、基本周波数成分に対して同相順でｍ、ｎ次の高調波電流成分を重畳することにより、（ｍ−１）次、（ｎ-１）次、（ｍ−ｎ）次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできることも従来知られていなかったことであり、これを利用して加えるｍ、ｎ次の高調波電流成分の振幅、位相の調整により複数の加振力を調整することが可能となる。

次に、上記したように逆相順で５次と、同相順で７次の高調波電流成分を加えると、逆相順で５次の高調波電流成分と基本周波数成分（１次）との存在により６次の加振力が生じ、同相順で７次と基本周波数成分との存在により６次の加振力を生じ、逆相順の５次と同相順の７次との高調波電流成分の存在により１２次の加振力を生じると考えることができる。すなわち、逆相順の５次と同相順の７次の高調波電流成分を加えることにより、それらを単独で加える場合には６次の加振力を発生できるだけであるのに比べて、６次と１２次という２種類の加振力を発生（好適には低減）できるわけである。

つまり、ステータ電流の基本周波数成分に逆相順のｍ次と同相順のｎ次の高調波電流成分を重畳することにより、ｍ＋１次、ｎー１次、ｎ＋ｍ次の加振力を発生することができる。この場合、本出願人が先に説明した所定次数の加振力に対してそれよりも１だけ次数が大きい高調波電流成分を基本周波数成分に加える磁気音低減方法に比べて、重畳する高調波電流成分の次数すなわち周波数を大幅に低減でき、その発生や制御が容易であるということも、この発明の重要な利点である。つまり一例をあげて具体的に説明すると、同相順の高調波電流重畳のみの場合は、例えば６次、１２次の磁気音を低減する場合は７次と１３次の高調波電流重畳が必要である。また逆相順の高調波電流重畳のみの場合には５次と１１次の高調波電流重畳が必要である。それに対し、本発明は同相順と逆相順の両方を重畳することで、５次と７次の高調波電流重畳で６次と１２次の磁気音を低減できるため重畳する電流の周波数を大幅に低減できる。このことにより高い周波数の電流を制御する際に引き起こる種々な課題を解決できる。例えば電流制御の負荷を減らすことができる、また電流の位相等の精度悪化を防ぐことができるなど。

このように基本周波数成分に対して逆相順でｍ次、同相順でｎ次の高調波電流成分により、（ｍ＋１）次、（ｎー１）次、（ｎ＋ｍ）次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできることも従来知られていなかったことであり、これを利用して加えるｍ、ｎ次の高調波電流成分の振幅、位相の調整により複数の加振力を調整することが可能となる。

（変形態様２）
上記説明は、一つの逆相順高調波電流成分と一つの同相順高調波電流成分とをステータ電流の基本周波数成分に重畳させた場合に２種類の高調波径方向振動成分を発生させる点に関してであったが、同様の技術思想により、少なくとも一つの逆相順高調波電流成分と少なくとも一つの同相順高調波電流成分とを含む合計３つの互いに異なる次数の高調波電流成分を加えることにより、それらの間の次数差に等しい次数の種々の加振力の高調波成分を発生させることもできる。

たとえば、基本周波数成分（１次）に逆相順で５次の第１高調波電流成分と、逆相順で１１次の第２高調波電流成分と、同相順で１３次の第３高調波電流成分とを重畳すると、基本周波数成分と第１高調波電流成分とから６次の加振力が発生し、基本周波数成分と第２高調波電流成分とから１２次の加振力が発生し、基本周波数成分と第３高調波電流成分とから１２次の加振力が発生し、第１、第２高調波電流成分から６次の加振力が発生し、第１、第３高調波電流成分から１８次の加振力が発生し、第２、第３高調波電流成分から２４次の加振力が発生する。したがって、これら第１〜第３高調波電流成分の振幅、位相を上記数式や実験マップなどにより調整することにより、６次、１２次、１８次、２４次と言う４つの加振力を制御又は低減することができる。もちろん、第１〜第３高調波電流成分に更に異なる次数の高調波電流成分を加えても良いし、４種類以上の異なる次数の高調波電流成分を加えても良い。

（回路構成例１）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図３に示す。このモータ制御回路はモータ電流をフィードバック制御を行う実施例である。

１０は三相同期機１０７のモータ電流を制御するモータ電流制御手段であり、以下の構成をもつ。１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座標系）の振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。１０１は、所定次数の高調波電流（三相交流座標系）の振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。

振幅・位相指令用の回路ブロック１００は、たとえば車両制御ECUなどの外部制御装置から受け取った電流指令（基本波）に基づいて上記振幅、位相を決定する。また、回路ブロック１００がこの車両制御ＥＣＵにより構成されてもよい。この外部制御装置は三相同期機１０７の回転角信号（回転位置信号）及びトルク指令に基づいてこの基本波としての電流指令値を演算する。

回路ブロック１０１は、上記した電流指令（基本波）電流の周波数、振幅、位相を上記した数式に入力して演算することにより、あらかじめ定められた所定次数の高調波電流の周波数、振幅、位相を決定し、それらを指示する振幅・位相指令を出力する。これら数式のうちの他の定数は目的に応じて予め設定されている。

たとえば、６次及び１２次の磁気音を低減又はキャンセルする場合には、数２４や数２５に示す式の計算値が所定値以下となるように、５次と７次の高調波電流の振幅と位相とを決定すればよい。他の定数は交流回転電機に特有の数値として予め設定されている。いずれにせよ、重畳する逆相順の５次と同相順の７次の高調波電流の位相及び／振幅を調整することにより、６次／又は１２次の磁気音すなわち磁気音の大部分を増幅したり、低減したり、キャンセルしたりすることができる。

なお、上記数式の計算の代わりに、予めこれらの数式に相当するマップ又はテーブルに上記基本周波数成分の周波数、位相、振幅を代入して、５次及び／又は７次の高調波電流の位相、振幅の値をサーチしてもよい。 これら基本波電流及び高調波電流に関する指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された情報に基づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに加算して、定期的に合成三相交流電流値を算出する。

算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路ブロック１０３によりｄ−ｑ軸系に座標変換され、減算器１０４にてそれらの検出値（ｄ−ｑ軸）と比較され、それらの差が電流増幅器４００によりゲイン調節された後、座標軸変換用の回路ブロック１０４Aにて三相交流電流値に出力される。

回路ブロック１０４Aは、上記差を消去する各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。この種のＰＷＭフィードバック制御自体はもはや周知であるので、詳細な説明は省略する。

三相同期機１０７は回転角センサ１０８を内蔵しており、速度・位置信号処理用回路ブロック１０９は、回転角センサ１０８から出力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、それらを、回路ブロック１０４Aに入力する。もちろん回転角センサを用いないセンサレス方式でもよい。また、三相同期機１０７のステータコイル電流は、電流センサ１１０にて検出され、座標軸変換用回路ブロック１１１にてｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換され、減算器１０４に入力される。

（回路構成例２）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図４に示す。

１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座表系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。回路ブロック１００から出力された指令値は回路構成例１と同様に三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック３００を介して減算器１０４ａに出力する。FFT１１１は、電流検出から出力された相電流からその基本波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０３により座標変換された後、減算器１０４ａにて上記電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０１を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Bに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

１０１は、所定次数の高調波に相当する電流指令値（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。回路ブロック１００から出力された指令値は回路構成例１と同様に三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック３００を介して減算器１０４ａに出力する。FFT１１１は、モータ電流から上記所定次数の高調波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０４により座標変換された後、減算器１０４ｂにて上記電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０２を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Cに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

回路ブロック１０４Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。回路ブロック１０９が検出した回転位置信号から位置信号と速度信号とを抽出して上記座標変換をなすための回路ブロック１０４B、１０４C、３００、３０１に出力する。

加算器１１２にて加算された合成の三相交流電流指令値に対応する各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。

（回路構成例３）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図５に示す。この回路は、図４に示すFFT１１１に代えてローパスフィルタ１１３を採用し、基本波電流検出値と高調波電流検出値とを抽出するものである。

電流センサ１１０にて検出された相電流信号からその基本波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０３により座標変換された後、減算器１０４ａにて基本波用の電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０１を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Bに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。

減算器１１７は、電流センサ１１０にて検出された相電流信号（三相交流座標系）からその基本波成分（三相交流座標系）を減算し、その高調波成分を抽出する。検出された高調波成分は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０４により座標変換された後、減算器１０４ｂにて高調波用の電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０２を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Cに出力する。回路ブロック１０４Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。これにより回路構成例２と同様の動作を行うことができる。

（回路構成例４）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図６に示す。このモータ制御回路は三相交流座標系のみにてモータ電流をフィードバック制御を行う実施例である。

１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。１０１は、所定次数の高調波電流（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。これらの回路ブロックの機能は、図３の場合と同じであり、高調波回路ブロック１０１は、回路ブロックから出力される周波数、位相、振幅を上記数式に基づいて算出するか、実質的に同じ演算処理をマップ又はテーブルを用いて行う。

回路ブロック１００、１０１から出力された振幅・位相指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された基本波電流指令値の振幅・位相指令と高調波電流指令値の振幅・位相指令、並びに、検出された回転位置信号に基づいて基本波電流指令値（三相交流座標系）と高調波電流指令値（三相交流座標系）とをU相とV相とでそれぞれ加算してU相合成電流指令値（三相交流座標系）ｉｕ、V相合成電流指令値（三相交流座標系）ｉｖとして出力する。

減算器３００は、検出されたU相電流検出値ｉｕ’と上記U相合成電流指令値ｉｕとの差を求め、この差を電流制御器をなす回路ブロック３０２に出力する。減算器３０１は、検出されたV相電流検出値ｉｖ’と上記V相合成電流指令値ｉｖとの差を求め、この差を電流制御器をなす回路ブロック３０２に出力する。回路ブロック３０２は上記差を解消するU相電圧、V相電圧を形成し、回路ブロック１０５はこれらU相電圧、V相電圧に相当するU相、V相のＰＷＭ電圧を演算出力する。また、減算反転回路３０３は、上記U相電圧、V相電圧の差のアナログ反転信号をW相電圧として算出し、回路ブロック１０５はこのW相電圧のＰＷＭ電圧を演算出力する。これら三相のＰＷＭ電圧に相当するデユーティに応じて三相インバータ１０６が断続制御される。

（回路構成例５）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図７に示す。この回路は、図３に示す回路をオープン制御に変更したものである。

基本波回路ブロック１００、高調波回路ブロック１０１から出力される基本波電流及び高調波電流に関する指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された情報に基づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに加算して、定期的に合成三相交流電流値を算出する。算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路ブロック１０３によりｄ−ｑ軸系に座標変換され、電流増幅器４００によりゲイン調節された後、座標軸変換用の回路ブロック１０４Aにて三相交流電流値に出力される。

回路ブロック１０４Aは、各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。

三相同期機１０７は回転角センサ１０８を内蔵しており、速度・位置信号処理用回路ブロック１０９は、回転角センサ１０８から出力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、座標変換のために回路ブロック１０３、１０４Aにそれらを入力する。

（実験例）
上記磁気音低減のためのFEM解析を図８に示す三相同期機（８極、２４スロット、IPM）を用いて行った。なお、ステータ電流の基本周波数成分を７０Aとし、ロータ位相角はトルクが最大となる状態にて、上記方式により演算した径方向振動制御用高調波電流、ここでは基本波と逆の相順をもつ５次高調波電流のみを振幅３Aで重畳したものと、さらにそれに加え基本波と同じ相順をもつ７次高調波電流を振幅１Aで重畳した場合と、径方向振動制御用高調波電流を重畳しなかった場合とにおいて得られた径方向磁気加振力の波形を図９に示し、そのスペクトルを図１０に示す。５次高調波電流により６次加振力が低減でき、さらに７次高調波電流を重畳することにより、１２次加振力を低減できることがわかった。なお振幅や位相は６次と１２次の加振力がそれぞれ低減できるように調整したものである。
この加振力は３相分の合計となる隣り合う３つのティースに加わる加振力を合計たものである。
このように本発明は、基本波と相順が同じのｎ１次の径方向振動制御用高調波電流と基本波と相順が逆のｎ２次の径方向振動制御用高調波電流を重畳することで、ｎ１−１次、ｎ２＋１次、ｎ１＋ｎ２次の磁気音を制御できることが特徴であり、回転電機の極数やスロット数に関係なく適用できる。本例は極毎、相毎のティースが１の場合（２４／８／３＝１）を示したため３ティース分を合計したが、それ以外の場合でもよい。例えば８極、４８スロットの場合には隣り合う６つのティースを合計すれば３相分の合計となるし、８極、９６スロットであれば隣り合う１２個のティースを合計すれば３相分の合計となる。また１２極、１８スロット等の集中巻の場合には、となり合う３つのティースで３相分となる。

（変形態様）
上記制御例では、目標電流値を用いたオープン制御やフィードバック電流制御を説明したが、たとえばマイクにより磁気音を直接検出し、その所定次数の高調波成分を抽出し、この高調波成分とその所定目標値との偏差を求め、この偏差を０とするべく、この偏差に相当する重畳径方向振動制御用高調波電流の振幅と位相とを計算又はマップから求め、この決定された重畳径方向振動制御用高調波電流をステータ電流に重畳するフィードバック制御を行ってもよい。

同じく、マイクにより磁気音を直接検出する代わりに、ステータコアに設けた振動センサや力検出センサ、その磁界を検出するサーチコイルやピックアップコイルなどの出力を用いて、それらが所定の目標値となるように上記と同様のフィードバック制御を行ってもよい。

３相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図である。 図１の等価磁気回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例を示すブロック回路図である。 実験に用いた三相同期機の模式径方向断面である。 図８の三相同期機を用いた実験で得た径方向磁気加振力の波形を示す波形図である。 上記実験で得た径方向磁気加振力のスペクトルを示す図である。

符号の説明

１０ モータ電流制御手段
１０６ インバータ
１０７ 三相同期機（交流回転電機）
１０８ 回転位置センサ
１００ 基本ＰＷＭ信号発生手段
１０１ 高調波ＰＷＭ信号発生手段
Fｃｏｉｌ ステータ起磁力
Ｆｍａｇ ロータ起磁力
１００ 基本波回路ブロック
１０１ 高調波回路ブロック
１０２ 回路ブロック
１０３ 回路ブロック
１０４A 回路ブロック
１０４B 回路ブロック
１０４C 回路ブロック
１０４ 減算器
１０４ａ 減算器
１０４ｂ 減算器
１０５ 回路ブロック
１０６ 三相インバータ
１０７ 三相同期機
１０８ 回転角センサ
１０９ 位置信号処理用回路ブロック
１１０ 電流センサ
１１１ 座標軸変換用回路ブロック
１１２ 加算器
１１３ ローパスフィルタ
１１７ 減算器
３００ 回路ブロック
３００ 減算器
３０１ 減算器
３０２ 回路ブロック
３０３ 減算反転回路
４００ 電流増幅器
４０１ 電流制御器
４０２ 電流制御器
４０３ 回路ブロック
４０４ 回路ブロック

Claims (12)

1. 多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分の次数を１とする場合に、前記基本周波数成分に対して同じ相順をもつｎ１次（ｎ１は自然数）の径方向振動制御用高調波電流と、前記基本周波数成分に対して逆の相順をもつｎ２次（ｎ２は自然数）の径方向振動制御用高調波電流とを前記多相交流電流に加えることにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの（ｎ１＋ｎ２）次、（ｎ１−１）次、（ｎ２＋１）次の高調波径方向振動成分を、前記径方向振動制御用高調波電流を加えない場合に比べて低減し、
   前記径方向振動制御用高調波電流は、下記の［数１４］〜［数１６］において実線で示
   された項を低減する振幅及び位相を有することを特徴とする交流回転電機の磁気音制御方法。
   
2. 請求項１記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   前記交流回転電機は、三相交流回転電機であり、
   前記基本周波数成分に対して相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は６ｋ１−１次（ｋ１は自然数）であり、前記基本周波数成分に対して相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は６ｋ２＋１次（ｋ２は自然数）であることを特徴とする磁気音制御方法。
3. 請求項２記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は７次であることを特徴とする磁気音制御方法。
4. 請求項２記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１１次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は７次であることを特徴とする磁気音制御方法。
5. 請求項２記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１３次であることを特徴とする磁気音制御方法。
6. 請求項２記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１１次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１３次であることを特徴とする磁気音制御方法。
7. 請求項２記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、相順が同じ前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１９次であることを特徴とする磁気音制御方法。
8. 多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分の次数を１とする場合に、ｎ１、ｎ２、ｎ３（ｎ１、ｎ２、ｎ３は互いに異なる自然数）次数をもち、一つ又は二つは前記基本周波数成分に対して逆の相順をもつ径方向振動制御用高調波電流を前記多相交流電流に加えることにより、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうち、前記各径方向振動制御用高調波電流間の次数差に相当する次数をもつ各高調波径方向振動成分と、前記各径方向振動制御用高調波電流の次数と１との間の次数差をもつ高調波径方向振動成分とを、前記径方向振動制御用高調波電流を加えない場合に比べて低減し、
   前記径方向振動制御用高調波電流は、下記の［数１４］〜［数１６］において実線で示
   された項を低減する振幅及び位相を有することを特徴とする交流回転電機の磁気音制御方法。
   
9. 請求項８記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
   前記交流回転電機は、三相交流回転電機であり、
   前記基本周波数成分に対して相順が逆の前記径方向振動制御用高調波電流の次数は５次であり、前記基本周波数成分に対して相順が同じ２つの前記径方向振動制御用高調波電流の次数は１１次と１３次であることを特徴とする磁気音制御方法。
10. 請求項１又は８記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
    前記高調波径方向振動成分と前記径方向振動制御用高調波電流との関係を示す所定のマップ又は計算式に基づいて前記高調波径方向振動成分の目標値を得るために前記多相交流電流に加えるべき前記径方向振動制御用高調波電流の振幅及び位相を演算し、前記径方向振動制御用高調波電流の演算値を前記多相交流電流に加えることを特徴とする交流回転電機の磁気音制御方法。
11. 請求項１０記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
    前記電機子に通電された前記高調波電流成分を検出し、前記高調波電流成分の検出値と、前記高調波径方向振動成分の目標値を得るために前記多相交流電流に加えるべき前記径方向振動制御用高調波電流の演算値との間の振幅及び位相の偏差が０となるようにフィードバック制御を行うことを特徴とする交流回転電機の磁気音制御方法。
12. 請求項１０記載の交流回転電機の磁気音制御方法において、
    前記高調波径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータを検出し、前記高調波径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータの検出値と前記高調波径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータの目標値との偏差に相当する前記径方向振動成分又はそれに連動する電気パラメータの差分に相当する前記径方向振動制御用高調波電流の振幅及び位相を前記マップ又は計算式に基づいて演算し、前記径方向振動制御用高調波電流の演算値を前記多相交流電流に加えることを特徴とする交流回転電機の磁気音制御方法。