JP6841018B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、巻線が巻回された固定子及び磁極が形成された回転子を有する回転電機と、前記回転電機に電気的に接続され、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器と、を備えるシステムに適用される回転電機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、固定子鉄心に作用する電磁力の変動情報を記憶する記憶装置と、補正情報発生回路とを備えるものが知られている。補正情報発生回路は、回転子の磁極位置に応じて記憶装置から読み出した電磁力の変動情報に基づいて、この電磁力変動を補正する補正情報を発生する。ここで電磁力の変動情報は、固定子に作用する径方向の電磁力成分の変動情報である。制御装置は、上記補正情報に基づいて、固定子巻線に流す高調波電流波形を補正する。これにより、固定子に作用する径方向の電磁力変動の低減を図っている。

特許第３３６６８５８号公報

本願発明者は、固定子に作用する径方向の電磁力変動とは別に、回転子に作用する径方向の電磁力変動に起因して、回転電機の振動や騒音が増大するといった問題に直面した。このため、回転子に作用する径方向の電磁力変動を低減する高調波電流を巻線に流すことにより、この電磁力変動を低減することも考えられる。ただし、回転電機の個体差に起因して、量産された回転電機毎に磁極の磁束特性がばらつく。磁束特性がばらつくと、径方向の電磁力変動を低減するための適正な高調波電流が回転電機毎に異なり得る。このため、径方向の電磁力変動を低減するためには、回転電機毎に適正な高調波電流を定めることが要求される。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転子に作用する径方向の電磁力変動を低減できる回転電機の制御装置を提供することにある。

本発明は、巻線（１２Ｕ〜１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）及び磁極（１４ａ）が形成された回転子（１４）を有する回転電機（１０）と、前記回転電機に電気的に接続され、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備えるシステムに適用され、前記磁極の磁束情報を取得する磁束情報取得部（３０）と、前記巻線に基本波電流を流すための基本波指令値を設定する基本波設定部（３０）と、前記回転子に作用する径方向の電磁力変動を低減するための高調波電流を低減電流とし、前記基本波指令値に重畳されて、かつ、前記低減電流を前記巻線に流すための高調波指令値を、前記磁束情報取得部により取得された磁束情報に基づいて設定する高調波設定部（３０）と、前記低減電流を前記基本波電流に重畳した電流を前記駆動電流とし、前記基本波設定部により設定された前記基本波指令値及び前記高調波設定部により設定された前記高調波指令値に基づいて、前記駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部（３０）と、を備える。

回転電機の個体差に起因して回転電機毎に磁極の磁束特性がばらつくと、回転子の回転中において、磁極磁束の変動角速度で変動する電磁力成分が回転電機毎にばらつく。このため、径方向の電磁力を低減するためには、磁極磁束の変動角速度で変動する電磁力成分を回転電機毎に把握することが要求される。

ここで、磁極の磁束情報によれば、磁極磁束の変動角速度で変動する電磁力成分を把握できる。このため、回転電機の個体差に起因して回転電機毎に磁極の磁束特性がばらつく場合であっても、磁極の磁束情報によれば、回転子に作用する径方向の電磁力変動を低減する高調波電流である低減電流を、回転電機の個体差を反映して設定できる。

そこで上記発明では、磁束情報取得部により取得された磁束情報に基づいて、巻線に基本波電流を流すための基本波指令値に重畳されて、かつ、上記低減電流を巻線に流すための高調波指令値が設定される。そして、基本波指令値及び高調波指令値に基づいて、高調波電流を基本波電流に重畳した電流である駆動電流が巻線に流れるように電力変換器が操作される。これにより、回転電機に個体差がある場合であっても、回転子に作用する径方向の電磁力変動を低減することができる。

なお、上記発明における径方向の電磁力の変動角速度が磁極磁束の変動角速度と同じであるのに対し、上記特許文献１において低減対象とする固定子鉄心に作用する電磁力の変動角速度は、磁極及び巻線間の磁束の変動角速度の２倍となる。これは、上記特許文献１では巻線が巻回されたティース表面のサーチコイルで磁束を検出しており、サーチコイルで検出された磁束が、巻線への通電により発生する磁束と、磁極磁束とを含むものとなるためである。

第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 モータの断面図。 ロータの共振モードを示す図。 高調波電流が重畳された基本波電流の推移を示す図。 高調波電圧の補正処理の手順を示すフローチャート。 第２実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 高調波電圧の生成処理の手順を示すフローチャート。 磁束分布の一例を示す図。 高調波電圧重畳前後の電磁力の変化を示す図。 第３実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 第４実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 その他の実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明にかかる制御装置を、車載空調装置を構成するブロワ用モータに適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、車載モータ制御システムは、モータ１０、電力変換器としての３相インバータ２０、及び制御装置３０を備えている。モータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としてのバッテリ４０に電気的に接続されている。

インバータ２０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐ及び下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎの直列接続体を３つ備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎの接続点は、モータ１０のステータ１２（固定子）を構成するＵ相ステータ巻線１２Ｕの第１端に接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎの接続点は、Ｖ相ステータ巻線１２Ｖの第１端に接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎの接続点は、Ｗ相ステータ巻線１２Ｗの第１端に接続されている。各ステータ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第２端同士は、中性点Ｎで接続されることによりスター結線されている。各スイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐ，ＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎには、各フリーホイールダイオードＤＵｐ，ＤＶｐ，ＤＷｐ，ＤＵｎ，ＤＶｎ，ＤＷｎが逆並列に接続されている。ちなみに、各スイッチとしては、例えば電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いることができ、具体的には例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴを用いることができる。

なお本実施形態では、モータ１０として、集中巻の永久磁石同期機を用いている。特に本実施形態では、モータ１０として、図２に示すように、アウタロータ型のモータを用いている。ここで図２は、モータ１０の軸方向、すなわちロータ１４の回転軸方向と直交する面でモータ１０を切断した横断面図を示している。なお、図２に示す中心点Ｏは、回転軸が通る点である。また、図２において、断面を表示するハッチングは省略している。

図２に示すように、モータ１０は、１つのステータ１２と、ステータ１２に対して回転可能に配置された円環状のロータ１４を備えている。ロータ１４は、ロータ１４及びステータ１２の径方向において、ステータ１２の外側にステータ１２に対してギャップを有して配置されている。ロータ１４は、複数の永久磁石１４ａと、これら永久磁石１４ａを連結する軟磁性体からなるバックヨーク１４ｂとを備えている。本実施形態において、ロータ１４は、１０個の永久磁石１４ａを備えている。これら永久磁石１４ａのそれぞれは、互いに同一形状をなしており、１つの磁極を構成している。永久磁石１４ａは、ロータ１４の径方向に着磁され、かつ、周方向に隣り合う永久磁石１４ａの極性は、互いに異なる。つまり、Ｓ極とＮ極とが交互に出現するように永久磁石１４ａが配置されている。なお、図２において、永久磁石１４ａに記載されている矢印の矢の部分はＮ極を示している。

ステータ１２は、複数のティース１２ａを備えており、具体的には１２個のティース１２ａを備えている。これにより、ステータ１２には、１２個のスロット１２ｂが形成されている。１２個のティース１２ａは、スロット１２ｂを介してステータ１２の周方向に等ピッチで配列されている。すなわち、本実施形態では、極対数Ｐが「５」で、スロット数Ｓが「１２」のモータ１０を採用している。

図１の説明に戻り、制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータ１０の制御量をその指令値に制御すべくインバータ２０を操作する。本実施形態において、制御量はモータ１０の回転角速度であり、指令値は指令角速度ωｔｇｔである。

制御装置３０は、インバータ２０を構成する上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎを操作すべく、上，下アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成して上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎに対して出力する。ここで、上アーム操作信号と、対応する下アーム操作信号とは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アームスイッチと、これに直列接続された下アームスイッチとは、交互にオンされる。ちなみに、指令角速度ωｔｇｔは、例えば、車両において制御装置３０の外部に設けられ、制御装置３０よりも上位の外部装置から出力される。

制御装置３０には、ロータ１４の磁極位置を検出するための磁束検出部の検出信号が入力される。本実施形態において、磁束検出部は、磁気センサとしての第１，第２，第３ホール素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃを含む。各ホール素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃは、モータ１０の機械角で６０°ずつずれた位置に配置されている。また、各ホール素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃは、永久磁石１４ａからの主磁束及び漏れ磁束のうち漏れ磁束を検出可能な位置に配置されている。なお本実施形態では、モータ１０がケース内に収容されており、そのケース内において、ステータ１２及びロータ１４のそれぞれに基板面を対向させて配置された基板上に各ホール素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃが実装されている。これにより、漏れ磁束の検出が可能とされている。

続いて、制御装置３０によって実行されるモータ１０の駆動制御について説明する。電気角演算器３０ａは、各ホール素子４２ａ，４２ｂ，４２ｃの検出信号に基づいて、モータ１０の回転角を算出し、具体的には電気角θｅを算出する。なお本実施形態において、電気角演算器３０ａが回転角算出部に相当する。

角速度算出部３０ｂは、電気角演算器３０ａによって算出された電気角θｅに基づいて、モータ１０の回転角速度ωｍを算出する。本実施形態において、回転角速度ωｍは、機械角速度である。偏差算出部３０ｃは、角速度算出部３０ｂによって算出された回転角速度ωｍを指令角速度ωｔｇｔから減算することにより、速度偏差Δωを算出する。

基本波電圧設定部３０ｄは、速度偏差Δω、電気角θｅ及び回転角速度ωｍに基づいて、回転角速度ωｍを指令角速度ωｔｇｔにフィードバック制御するための操作量として、下式（ｅｑ１）にて表される３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを設定する。本実施形態において、基本波電圧設定部３０ｄは、速度偏差Δωに基づく比例積分制御によってＵ，Ｖ，Ｗ相基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。より具体的には、上記比例積分制御により、電気角θｅ１周期に渡る各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを設定する。ここでは、各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢの変動角速度の算出に、電気角速度ωｅが用いられる。電気角速度ωｅは、入力された回転角速度ωｍに極対数Ｐを乗算した値として算出されればよい。基本波電圧設定部３０ｄは、設定した各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを、入力された電気角θｅに対応させて出力する。各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢは、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角θｅで位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。

高調波電圧設定部３０ｅは、電気角θｅと指令角速度ωｔｇｔとに基づいて、３相固定座標系における第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２とを算出する。本実施形態において、高調波電圧設定部３０ｅは、記憶部としてのメモリを備えている。メモリは、具体的には例えば不揮発性メモリである。各高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１，ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２は、指令角速度ωｔｇｔ及び電気角θｅと関係付けられてメモリに記憶されている。高調波電圧設定部３０ｅについては、後に詳述する。

なお本実施形態において、基本波電圧設定部３０ｄが基本波設定部に相当し、高調波電圧設定部３０ｅが高調波設定部に相当する。

第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相重畳部３０ｆＵ，３０ｆＶ，３０ｆＷは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢに、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１を加算する。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相重畳部３０ｇＵ，３０ｇＶ，３０ｇＷは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相重畳部３０ｆＵ，３０ｆＶ，３０ｆＷから出力された電圧「ＶＵＢ＋ＶＵＨ１」，「ＶＶＢ＋ＶＶＨ１」，「ＶＷＢ＋ＶＷＨ１」に、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２を加算する。第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相重畳部３０ｇＵ，３０ｇＶ，３０ｇＷの出力値が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとなる。

操作部としての変調器３０ｈは、インバータ２０のＵ，Ｖ，Ｗ相の出力電圧を、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとするための各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。本実施形態では、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとキャリア信号との大小比較に基づくＰＷＭ処理によって各操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。なお、キャリア信号としては、例えば三角波信号を用いることができる。

ところで、モータ１０の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れ、モータ１０において回転磁界が生成されると、ロータ１４に径方向の電磁力変動が作用する。この電磁力は、ロータ１４の周方向の各位置において変動する力であり、ロータ１４をステータ１２の方に引き付ける吸引力、及びロータ１４をステータ１２から引き離す反発力として作用する。この電磁力は、弾性体であるロータ１４を振動させる加振力となる。この電磁力の周波数が、ロータ１４の円環モードの共振周波数と一致する場合、モータ１０の騒音（磁気音）が増大するおそれがある。また、電磁力の周波数が上記共振周波数と一致する場合、モータ１０の振動が増大することにより、モータ１０に機械的に接続された車載機器の振動が増大し、その結果車載機器からの騒音が増大するおそれがある。以下、円環モードについて説明する。

円環モードは、ロータ１４の径方向に加わる加振力に起因して、ロータ１４に生じる周期的な変動のモードである。図３に、円環モードの例として、０〜５次の円環モードを示す。図３は、ロータ１４の鉛直断面の模式図である。図３において、破線は、ロータ１４に加振力が作用していない状態におけるロータ１４の形状（以下「原形状」という。）を示し、実線は、ロータ１４に加振力が作用している状態におけるロータ１４の形状を示す。また、一点鎖線は、ロータ１４に加振力が作用してロータ１４が変位する状態で、互いにπだけ離間する二つの節を結ぶ節線である。隣接する節同士の中間点が腹となる。節の部分においては、ロータ１４に加振力が作用しても、ロータ１４は原形状からほとんど変位しない。

０次の円環モードは、原形状と相似な形状を維持しつつ、ロータ１４が径方向に伸張及び収縮を繰り返すモードである。

１次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ１本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、１次の円環モードは、原形状に対して、１か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する腹からπだけ離間した１か所の腹が径方向に収縮するモードである。２次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ２本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、２次の円環モードは、原形状に対して、互いにπだけ離間した２か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する２か所の腹から「π／２」だけ離間した２か所の腹が径方向に収縮するモードである。

３次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ３本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、３次の円環モードは、原形状に対して、「２π／３」間隔で離れた３か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する３か所の腹から「π／３」だけ離間した３か所の腹が径方向に収縮するモードである。４次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ４本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、４次の円環モードは、原形状に対して、「π／２」間隔で離れた４か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する４か所の腹から「π／４」だけ離間した４か所の腹が径方向に収縮するモードである。

５次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ５本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、５次の円環モードは、原形状に対して、「２π／５」間隔で離れた５か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する５か所の腹から「π／５」だけ離間した５か所の腹が径方向に収縮するモードである。

Ｘを自然数とすると、Ｘ次の円環モードを生じさせる加振力は、吸引力の増加する箇所と吸引力の減少する箇所との角度間隔が、「π／Ｘ」となる力である。

これらの円環モードは、それぞれ固有の共振周波数（共振角速度）を有している。そして、各円環モードを生じさせる加振力の周波数が、各円環モードの共振周波数近傍となることで、ロータ１４の共振現象が生じる。加振力の実際の周波数が共振周波数近傍となる場合、モータ１０の磁気音が増大し、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなる等の問題が生じる。

こうした問題に対処すべく、本実施形態では、制御装置３０に高調波電圧設定部３０ｅが備えられている。高調波電圧設定部３０ｅには、磁気音の発生要因となる径方向の電磁力変動を抑制するための第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２とが記憶されている。以下、電磁力変動を抑制するための高調波電圧について説明する。

各相の基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢは，下式（ｅｑ２）によって表される。これら基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢは、電気角θｅで位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。

以下、Ｕ相を例にして説明する。モータ１０を基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢによって運転した場合の結果から、騒音抑制のためには、電磁力の６次成分を低減させることが要求される。６次成分とは、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流れる基本波電流の６倍の変動角速度を有する電磁力のことである。ここで、モータ１０の径方向の電磁力（節点力）をＦで表す。基本波電流を流すことにより、電磁力Ｆが発生するのであるから、電磁力Ｆは下式（ｅｑ３）によって表すことができる。

電磁力Ｆの主要成分は、２次，４次，６次等の偶数次数の電磁力であることが知られている。このため、上式（ｅｑ３）におけるＧは、奇数次数の周期関数として下式（ｅｑ４）によって表すことができる。

ここで、通常、基本波電流を流すことにより大きな平均トルクが得られるようにモータが設計される。このことから、Ｇについて、低次のものほど係数を大きな値に設定する。このため、本実施形態では、上式（ｅｑ４）において、「ｎ＝１」とする。ここで、高調波電流を下式（ｅｑ５）で表す。

上式（ｅｑ５）において、βは２以上の整数である。上式（ｅｑ４），（ｅｑ５）を上式（ｅｑ３）に代入することにより、高調波電磁力ＦＨを下式（ｅｑ６）によって表すことができる。

ここで、「β＝６Ｍ−１」（Ｍは０以上の整数）とする場合、上式（ｅｑ６）は下式（ｅｑ７）となる。

上式（ｅｑ５），（ｅｑ７）は、「６Ｍ−１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すと、「６Ｍ」次の電磁力と、「６Ｍ−２」次の電磁力とがロータ１４に作用することを表している。ここで、「６Ｍ」次の電磁力，高調波電流とは、「６Ｍ」と基本角速度との乗算値を変動角速度とする電磁力，高調波電流のことである。基本角速度とは、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流す基本波電流の変動角速度ωｅのことである。上式（ｅｑ５），（ｅｑ７）は、「６Ｍ−１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ」次，「６Ｍ−２」次の電磁力を制御できることを表している。本実施形態では、「６Ｍ−２」次の電磁力を低減するように、上式（ｅｑ７）の係数ｅ，ｆを調整する。ただし、この調整により、「６Ｍ」次の電磁力が増大する。

一方、「β＝６Ｍ＋１」とする場合、上式（ｅｑ６）は下式（ｅｑ８）となる。

上式（ｅｑ５），（ｅｑ８）は、「６Ｍ＋１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すと、「６Ｍ」次の電磁力と、「６Ｍ＋２」次の電磁力とがロータ１４に作用することを表している。すなわち、上式（ｅｑ５），（ｅｑ８）は、「６Ｍ＋１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ」次，「６Ｍ＋２」次の電磁力を制御できることを表している。本実施形態では、「６Ｍ−１」次の高調波電流の重畳によって増大する「６Ｍ」次の電磁力を低減するように、上式（ｅｑ８）の係数ｅ，ｆを調整する。ただし、この調整により、「６Ｍ＋２」次の電磁力が増大する。

本実施形態では、１０次の電磁力の変動角速度が２次の円環モードに応じた共振角速度近傍となる場合、騒音が増大する。このため、以上説明した事項に基づいて、「Ｍ＝２」とし、騒音の発生要因となる１０次の電磁力を、１１次の高調波電流の重畳によって１２次の電磁力に変換する。ここで本実施形態では、１２次の電磁力の変動角速度も共振角速度近傍となる。このため、さらに、１２次の電磁力を、１３次の高調波電流の重畳によって１４次の電磁力に変換する。１４次の電磁力の変動角速度は共振角速度から十分離間した値となる。このため、騒音の低減が可能となる。

したがって、本実施形態では、ロータ１４に作用する電磁力のうち、１０次の電磁力を低減可能な１１次の高調波電流（以下「第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１」という。）と、１１次の高調波電流の重畳によって増大する１２次の電磁力を低減可能な１３次の高調波電流（以下「第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２」という。）とを、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢに重畳する。図４には、Ｕ相の各高調波電流ＩＵＨ１，ＩＵＨ２を基本波電流ＩＵＢに重畳した場合の電流の推移を例示した。下式（ｅｑ９）にＵ相の第１高調波電流ＩＵＨ１を示し、下式（ｅｑ１０）にＵ相の第２高調波電流ＩＵＨ２を示す。

第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１は、１０次の電磁力を低減させるように、上式（ｅｑ９）に示した高調波電流の位相及び振幅（各係数ｅ１，ｆ１）が調整された波形となっている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１は、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角θｅで位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２についても同様である。

第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すための第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１と、第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すための第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２とが高調波電圧設定部３０ｅのメモリに予め記憶されている。詳しくは、高調波電圧設定部３０ｅには、下式（ｅｑ１１），（ｅｑ１２）に示すように、適合された１１，１３次の高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＶＷ１が予め記憶されている。ここで、高調波電流から高調波電圧への変換は、例えば、モータ１０に印加される相電圧と相電流とを関係付ける周知の電圧方程式に基づいて行うことができる。

上式（ｅｑ１１），（ｅｑ１２）におけるγ，δは、上式（ｅｑ１）の基本波電圧に対する位相差を示す。本実施形態では、上式（ｅｑ１１）におけるＶ１１，γを第１振幅，第１位相差と称すこととし、上式（ｅｑ１２）におけるＶ１３，Δを第２振幅，第２位相差と称すこととする。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１は、１０次の電磁力を低減させるように設定されている。具体的には、第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１は、１０次の電磁力を低減させるように、上式（ｅｑ１１）に示した第１位相差γ及び第１振幅Ｖ１１が調整された波形となっている。また、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１は、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角θｅで位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２は、１３次の電磁力を低減させるように設定されている。具体的には、第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２は、１４次の電磁力を低減させるように、上式（ｅｑ１２）に示した第２位相差δ及び第２振幅Ｖ１３が調整された波形となっている。また、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２は、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角θｅで位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。

本実施形態において、第１，第２高調波電圧は、指令角速度ωｔｇｔ及び電気角θｅと関係付けられて高調波電圧設定部３０ｅにマップデータとして記憶されている。高調波電圧設定部３０ｅは、都度（例えば、制御装置３０の制御周期毎に）入力された指令角速度ωｔｇｔと電気角θｅとに基づいて、該当する各高調波電圧を選択し、各重畳部３０ｆＵ〜３０ｆＷ、３０ｇＵ〜３０ｇＷに出力する。これにより、基本波電流に第１，第２高調波電流を重畳することができる。

こうした構成によれば、実際の回転角速度ωｍが共振角速度に近づくことにより、基本波電圧に第１，第２高調波電圧が重畳されることとなる。そして、実際の回転角速度ωｍが共振角速度から離れると、基本波電圧に重畳される第１，第２高調波電圧が小さくなる又は０となる。

ところで、モータ１０の個体差に起因して、量産されたモータ１０毎に永久磁石１４ａの磁束特性が異なる。この場合、メモリに記憶されている高調波電圧が、１１次，１３次の電磁力変動を低減するための適正な高調波電圧からずれ得る。この場合、出力トルクに寄与しないトルク変動成分が増加することにより、騒音が増加する懸念がある。

そこで制御装置３０は、図１に示す補正値算出部３０ｉを備えている。補正値算出部３０ｉは、メモリに記憶されている第１，第２高調波電圧を補正する補正処理を行う。以下、補正処理について説明する。

ロータ１４の径方向の電磁力Ｆは、下式（ｅｑ１３）に示すように、ロータの永久磁石からの磁束φｍと、ステータ巻線に流れる電流Ｉとに比例する。

ここで、ロータ１４が一定速度で回転している場合において、磁束φｍのうち、正弦波で表される磁束を正弦波磁束φ０とし、正弦波磁束φ０からの歪み成分を磁束歪みΔφとする。また、電流Ｉのうち、正弦波で表される電流を正弦波電流Ｉ０とし、正弦波電流Ｉ０からの歪み成分を電流歪みΔＩとする。この場合、上式（ｅｑ１３）が下式（ｅｑ１４）で表される。

上式（ｅｑ１４）において、「Δφ×ΔＩ」は他の項と比較して非常に小さいため、無視している。上式（ｅｑ１４）において、右辺第１項の「φ０×Ｉ０」はモータ１０の出力トルクを示し、右辺第２項の「Δφ×Ｉ０＋φ０×ΔＩ」は、磁気音を生じさせる加振力を示す。第１，第２高調波電流を流すことにより、右辺第２項の加振力を０とすることができれば、磁気音が低減できる。ただし、この加振力において、磁束歪みΔφがモータ１０の個体差によりばらつく。このため、磁束歪みΔφを観測し、観測した磁束歪みΔφに基づいて、下式（ｅｑ１５）を満たす電流歪みΔＩを高調波電流として巻線に流すことにより、加振力を低減できる。

ちなみに、本実施形態において低減対象とする電磁力変動の次数は、永久磁石の磁束変動の次数と同じである。つまり、マクスウェルの応力の式により、ロータの径方向の電磁力Ｆｅは、下式（ｅｑ１６）により表される。

上式（ｅｑ１６）において、μは透磁率を示し、Ｂは磁束密度を示し、Φはティース１２ａと永久磁石１４ａとの間の磁束を示す。ここで磁束Φは、下式（ｅｑ１７）に示すように、永久磁石１４ａの磁石磁束φｍと、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れることにより発生する磁束φｅとからなる。

上式（ｅｑ１７）において、Ｌは各巻線１２Ｕ〜１２Ｗのインダクタンスを示し、Ｉは各巻線１２Ｕ〜１２Ｗに流れる電流を示す。上式（ｅｑ１７）を上式（ｅｑ１６）に代入すると、下式（ｅｑ１８）が導かれる。

上式（ｅｑ１８）において、右辺第２項が磁気音を生じさせる加振力を示す。すなわち、本実施形態では、磁石磁束φｍを観測して電磁力Ｆｅを低減するため、観測対象となる磁石磁束φの変動角速度と、低減対象とする電磁力Ｆｅの変動角速度とが同じとなる。

これに対し、上記特許文献１に記載の技術では、磁束を検出するサーチコイルがティースに設けられている。この構成では、サーチコイルにより検出される磁束が、磁石磁束φｍ及び電流が流れることにより発生する磁束φｅが合計された磁束Φとなる。このため上記特許文献１に記載の技術では、上式（ｅｑ１６）に示すように、観測対象となる磁石磁束φの変動角速度の２倍の角速度が、低減対象とする電磁力Ｆｅの変動角速度となる。このため、本実施形態で低減対象とする電磁力の変動角速度と、上記特許文献１で低減対象とする電磁力の変動角速度とは異なる。

図５に、補正値算出部３０ｉにより実行される補正処理の手順を示す。この処理は、工場における制御装置３０の出荷前検査時や、モータ１０の起動時に実行される。

この一連の処理によれば、まずステップＳ１０において、ロータ１４が回転中であるか否かを判定する。

ステップＳ１０において肯定判定した場合には、ステップＳ１２に進み、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへの通電を一時的に停止する。この処理は、永久磁石１４ａの磁束を把握しやすくし、演算処理の増加を回避するための処理である。つまり、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに通電されると、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れることにより磁束が発生する。このため、各ホール素子４２ａ〜４２ｃは、電流により発生した磁束と磁石磁束とが合計されたものを検出することとなる。この場合、第１，第２高調波電圧を補正するためには、検出された磁束から、電流により発生した磁束を差し引く必要がある。その結果、補正処理における演算処理が増加する。これに対し、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへの通電が停止されている期間における各ホール素子４２ａ〜４２ｃの磁束検出値は、磁石磁束のみとなり、磁束検出値から電流により発生した磁束を差し引く必要がない。なお本実施形態において、本ステップの処理が通電停止部に相当する。

続くステップＳ１４では、ホール素子４２ａ〜４２ｃにより検出された磁束を電気角θｅと関係付けて取得する。電気角θｅと関係付けて磁石磁束を把握することにより、電気角θｅを独立変数とし、磁石磁束を従属変数とした磁束特性を適正に把握できる。なお、本ステップで用いられる磁束検出値は、各ホール素子４２ａ〜４２ｃのうち少なくとも１つの磁束検出値であればよい。

続くステップＳ１６では、ステップＳ１４で取得された磁束検出値に基づいて、電気角θｅと関係付けた磁束検出値である磁束の空間分布を算出する。なお本実施形態において、ステップＳ１４，Ｓ１６の処理が磁束情報取得部に相当する。

続くステップＳ１８では、算出した磁束の空間分布に基づいて、低減対象とする１１次，１３次の磁束の振幅及び位相差を抽出する。ここで磁束の位相差は、例えば、上式（ｅｑ１）で表される基本波電圧に対する位相差、又はモータ１０の基準となる電気角に対する位相差とすればよい。そしてステップＳ１８では、抽出した１１次の磁束の振幅及び位相差に基づいて、第１振幅Ｖ１１を補正するための第１振幅補正値、及び第１位相差γを補正するための第１位相補正値を算出する。具体的には、算出した１１次の磁束の振幅及び位相差と、予めメモリに記憶されてかつ基準となる１１次の磁束の振幅及び位相差とに基づいて、第１振幅補正値及び第１位相補正値を算出する。またステップＳ１８では、抽出した１３次の磁束の振幅及び位相差に基づいて、第２振幅Ｖ１３を補正するための第２振幅補正値、及び第２位相差δを補正するための第２位相補正値を算出する。具体的には、算出した１３次の磁束の振幅及び位相差と、予めメモリに記憶されてかつ基準となる１３次の磁束の振幅及び位相差とに基づいて、第２振幅補正値及び第２位相補正値を算出する。

そしてステップＳ１８では、算出した第１，第２振幅補正値に基づいて、第１，第２振幅Ｖ１１，Ｖ１３を補正し、算出した第１，第２位相補正値に基づいて、第１，第２位相差γ，δを補正する。具体的には例えば、第１高調波の補正を例に説明すると、第１振幅補正値を第１振幅Ｖ１１に乗算することにより第１振幅Ｖ１１を補正し、第１位相補正値を第１位相差γに加算することにより第１位相差γを補正すればよい。

なお、ステップＳ１８の処理の完了後、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへの通電が再開される。そしてその後、高調波電圧設定部３０ｅでは、振幅及び位相差が補正された第１，第２高調波電圧が設定される。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を得られるようになる。

第１高調波電圧の第１振幅Ｖ１１及び第１位相差γを、第１高調波電圧の変動角速度で変動する磁石磁束成分に基づいて補正した。また、第２高調波電圧の第２振幅Ｖ１３及び第２位相差δを、第２高調波電圧の変動角速度で変動する磁石磁束成分に基づいて補正した。これにより、モータ１０に個体差がある場合であっても、ロータ１４に作用する径方向の電磁力変動を低減することができる。

メモリに記憶されている第１振幅Ｖ１１及び第１位相差γを、第１高調波電圧の変動角速度で変動する磁石磁束成分に基づいて補正した。また、メモリに記憶されている第２振幅Ｖ１３及び第２位相差δを、第２高調波電圧の変動角速度で変動する磁石磁束成分に基づいて補正した。この構成によれば、モータ１０の個体差を反映させた第１，第２高調波電圧を０から生成する必要がないため、第１，第２高調波電圧を設定するための制御装置３０の演算負荷を低減できる。

電気角θｅと関係付けて把握された磁石磁束φｍに基づいて、低減対象とする電磁力の変動角速度で変動する磁極磁束成分を抽出した。これにより、実際の磁石磁束分布を適正に把握でき、第１，第２高調波電圧の補正精度を向上できる。

各ホール素子４２ａ〜４２ｃにより検出された磁束情報を、モータ制御に用いる電気角θｅの算出に加え、第１，第２高調波電圧の補正のために流用した。このため、第１，第２高調波電圧を補正するための専用の磁束検出部を追加することなく、モータ１０の個体差を反映して第１，第２高調波電圧を補正できる。

巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへの通電が停止されている期間において磁極磁束を取得した。これにより、制御装置３０の外部に設けられる外部装置を使用することなく磁極磁束成分の抽出を簡易に行うことができ、制御装置３０の演算負荷の増大を回避できる。

モータ１０の起動時に補正処理を行った。このため、モータ１０の経年劣化の影響を反映させて第１，第２高調波電圧を補正することができる。なお、補正処理は、モータ１０が起動されるたびに行われてもよいし、補正処理が前回行われてから所定期間経過した場合におけるモータ１０の起動時に行われてもよい。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、各高調波電圧ＶＵＨ１〜ＶＷＨ１，ＶＵＨ２〜ＶＷＨ２がメモリに予め記憶されており、記憶された各高調波電圧ＶＵＨ１〜ＶＷＨ１，ＶＵＨ２〜ＶＷＨ２に基づいて高調波電流が重畳される構成とした。本実施形態では、各高調波電圧ＶＵＨ１〜ＶＷＨ１，ＶＵＨ２〜ＶＷＨ２がメモリに予め記憶されていない構成とする。このため、制御装置３０は、高調波電圧設定部３０ｅ及び補正値算出部３０ｉに代えて、図６に示すように、高調波生成部３０ｊを備えている。なお図６において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

高調波生成部３０ｊは、各ホール素子４２ａ〜４２ｃの少なくとも１つの磁束検出値に基づいて、各高調波電圧ＶＵＨ１〜ＶＷＨ１，ＶＵＨ２〜ＶＷＨ２を生成する。

図７に、高調波生成部３０ｊにより実行される高調波電圧の生成処理の手順を示す。この処理は、工場における制御装置３０の出荷前検査時、制御装置３０が工場から出荷された後のモータ１０の起動時、及びモータ１０が起動された後のモータ１０の駆動時に実行される。なお図７において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１６の処理の完了後、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、ステップＳ１６で算出した磁束の空間分布に基づいて、低減対象とする１１次，１３次の磁束の振幅及び位相差を抽出する。ここで磁束の位相差は、例えば、上式（ｅｑ１）で表される基本波電圧に対する位相差、又はモータ１０の基準となる電気角に対する位相差とすればよい。

そしてステップＳ２０では、抽出した１１，１３次の磁束の振幅及び位相差に基づいて、メモリに記憶された高調波電圧を用いることなく、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２とを生成する。

詳しくは、現在の電磁力の周波数をロータ１４の円環モードの共振周波数からずらすことのできる磁束の空間分布が実現されるように、抽出した１１次の磁束の振幅及び位相差に基づいて第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１の振幅及び位相を算出するとともに、抽出した１３次の磁束の振幅及び位相差に基づいて第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２の振幅及び位相を算出する。ここで、磁束の空間分布とは、モータ１０の機械角θｍと関係付けられた磁束の大きさの分布のことである。本実施形態では、電磁力の周波数が２次の円環モードに応じた共振周波数近傍となる場合に騒音が増大する。このため本実施形態では、現在の電磁力の周波数をロータ１４の円環モードの共振周波数からずらすことのできる磁束の空間分布を実現するために、図８に示すように、２次の円環モードに対応する磁束の空間分布が３次の円環モードに対応する磁束の空間分布に変更されるような第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１の振幅及び位相並びに第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２の振幅及び位相を算出する。なお図８では、便宜上、２次の円環モードに対応する磁束の振幅と、３次の円環モードに対応する磁束の振幅とを同じ値として示している。

そして、算出した第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１の振幅及び位相に基づいて第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１の第１振幅Ｖ１１及び第１位相差γを算出する。また、算出した第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２の振幅及び位相に基づいて第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２の第２振幅Ｖ１３及び第２位相差δを算出する。ここで、高調波電流から高調波電圧への変換は、例えば、モータ１０に印加される相電圧と相電流とを関係付ける周知の電圧方程式に基づいて行うことができる。

ステップＳ２０の処理の完了後、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへの通電が再開される。そしてその後、高調波生成部３０ｊは、第１，第２高調波電圧を生成して出力する。

詳しくは、高調波生成部３０ｊは、角速度算出部３０ｂによって算出された回転角速度ωｍに基づいて、電気角速度ωｅを算出する。高調波生成部３０ｊは、算出した第１振幅Ｖ１１及び第１位相差γに基づいて、算出した電気角速度ωｅ及び入力された電気角θｅに対応させて第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１を出力する。また、高調波生成部３０ｊは、算出した第２振幅Ｖ１３及び第２位相差δに基づいて、算出した電気角速度ωｅ及び入力された電気角θｅに対応させて第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２を出力する。

図９に、上述した各高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１，ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２が重畳されることにより、２次の円環モードに対応する磁束の空間分布が３次の円環モードに対応する磁束の空間分布に変更される例を示す。磁束の空間分布が変更されることにより、電磁力の周波数成分が２次の円環モードに対応する周波数から３次の円環モードに対応する周波数にシフトされる。その結果、モータ１０に個体差がある場合であっても、ロータ１４に作用する径方向の電磁力変動を低減することができる。

また本実施形態によれば、メモリに記憶させる各高調波電圧を適合する作業を無くすことができるため、制御装置３０を設計する際に要する労力を低減できる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第１実施形態では、モータ１０の固定座標系における高調波電圧ＶＵＨ１〜ＶＷＨ１，ＶＵＨ２〜ＶＷＨ２を設定した。本実施形態では、モータ１０の２相回転座標系であるｄｑ座標系における高調波電圧ＶＵＨ１〜ＶＷＨ１，ＶＵＨ２〜ＶＷＨ２を設定する。

図１０に、本実施形態に係るシステム構成図を示す。なお図１０において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図１０に示すように、制御システムは、電流検出部２１を備えている。電流検出部２１は、モータ１０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。本実施形態では、電流検出部２１は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流を検出する。電流検出部２１の検出値は、制御装置３０に入力される。

続いて、制御装置３０によって実行されるモータ１０の駆動制御について説明する。

２相変換部３０ｋは、電流検出部２１により検出された相電流と、電気角演算器３０ａによって算出された電気角θｅとに基づいて、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流をｄｑ座標系におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。

指令値設定部３０ｍは、指令角速度ωｔｇｔに基づいて、２相回転座標系における電流指令値であるｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊とを設定する。なお、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊は、例えば、指令角速度ωｔｇｔと、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊とが関係付けられたマップ情報を用いて設定されればよい。

基本波電流制御部３０ｎは、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、モータ１０のｄ軸電圧成分であるｄ軸基本波電圧ＶｄＢを算出する。本実施形態において、ｄ軸基本波電圧ＶｄＢはｄｑ座標系における直流成分である。また、基本波電流制御部３０ｎは、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、モータ１０のｑ軸電圧成分であるｑ軸基本波電圧ＶｑＢを算出する。本実施形態において、ｑ軸基本波電圧ＶｑＢはｄｑ座標系における直流成分である。なお本実施形態において、基本波電流制御部３０ｈが「基本波設定部」に相当する。

高調波電圧設定部３０ｐは、指令角速度ωｔｇｔに基づいて、ｄ軸電圧成分であるｄ軸高調波電圧Ｖｄｈと、ｑ軸電圧成分であるｑ軸高調波電圧Ｖｑｈとを算出する。本実施形態において、高調波電圧設定部３０ｐは、記憶部としてのメモリを備えている。ｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈは、指令角速度ωｔｇｔと関係付けられてメモリに記憶されている。

本実施形態では、１０次の電磁力を１４次の電磁力にシフトさせるため、低減対象となる電磁力が、固定座標系において１１，１３次の電磁力となる。１１，１３次の電磁力は、ｄｑ座標系において１２次の電磁力に変換される。このため、ｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈは、ｄｑ座標系において１２次の高調波電圧となる。

ｄ軸重畳部３０ｑは、ｄ軸基本波電圧ＶｄＢにｄ軸高調波電圧Ｖｄｈを加算して出力する。ｑ軸重畳部３０ｒは、ｑ軸基本波電圧ＶｑＢにｑ軸高調波電圧Ｖｑｈを加算して出力する。

３相変換部３０ｓは、ｄ軸重畳部３０ｑの出力値「ＶｄＢ＋Ｖｄｈ」と、ｑ軸重畳部３０ｒの出力値「ＶｑＢ＋Ｖｑｈ」と、電気角θｅとに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを算出する。算出された指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷは、変調器３０ｈに入力される。

制御装置３０は、補正値算出部３０ｔを備えている。本実施形態に係る補正値算出部３０ｔは、先の図５のステップＳ１０〜Ｓ１６の処理を行った後、以下に説明する処理を行う。補正値算出部３０ｔは、ステップＳ１６で算出した磁束の空間分布に基づいて、低減対象とする１１次，１３次の磁束の振幅及び位相差を抽出する。補正値算出部３０ｔは、抽出した１１，１３次の磁束の振幅及び位相差に基づいて、ｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈのうちｄ軸高調波電圧Ｖｄｈのみ、又はｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈの双方を補正するための補正値を算出する。補正値算出部３０ｔは、算出した補正値に基づいて、ｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈのうちｄ軸高調波電圧Ｖｄｈのみ、又はｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈの双方を補正する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第２実施形態と同様の効果を得ることができる。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、上記第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第３実施形態では、ｄ，ｑ軸高調波電圧Ｖｄｈ，Ｖｑｈがメモリに予め記憶されている構成とした。本実施形態では、ｄ，ｑ軸高調波電圧Ｖｄｈ，Ｖｑｈがメモリに予め記憶されていない構成とする。このため、制御装置３０は、高調波電圧設定部３０ｐ及び補正値算出部３０ｔに代えて、図１１に示すように、高調波生成部３０ｕを備えている。なお図１１において、先の図１０に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

高調波生成部３０ｕは、各ホール素子４２ａ〜４２ｃの少なくとも１つの磁束検出値に基づいて、ｄ，ｑ軸高調波電圧Ｖｄｈ，Ｖｑｈを生成する。詳しくは、高調波生成部３０ｕは、先の図７のステップＳ１０〜Ｓ１６の処理を行った後、以下に説明する処理を行う。

高調波生成部３０ｕは、ステップＳ１６で算出した磁束の空間分布に基づいて、低減対象とする１１次，１３次の磁束の振幅及び位相差を抽出する。高調波生成部３０ｕは、抽出した１１，１３次の磁束の振幅及び位相差に基づいて、ｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈを生成する。詳しくは、高調波生成部３０ｕは、現在の電磁力の周波数をロータ１４の円環モードの共振周波数からずらすことのできる磁束の空間分布が実現されるように、抽出した１１次の磁束の振幅及び位相差に基づいて第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１の振幅及び位相を算出するとともに、抽出した１３次の磁束の振幅及び位相差に基づいて第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２の振幅及び位相を算出する。

高調波生成部３０ｕは、算出した各高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１，ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２の振幅及び位相に基づいて、ｄ軸高調波電圧Ｖｄｈ及びｑ軸高調波電圧Ｖｑｈを算出する。その後、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへの通電が再開される。そしてその後、高調波生成部３０ｕは、ｄ，ｑ軸高調波電圧Ｖｄｈ，Ｖｑｈを生成して出力する。

以上説明した本実施形態によれば、メモリに記憶させる各高調波電圧を適合する作業を無くすことができるため、制御装置３０を設計する際に要する労力を低減できる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態において、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへと通電されてモータ１０が駆動されている期間において、磁石磁束を取得してもよい。より詳しくは、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れることにより発生する磁束と磁石磁束との合計磁束から、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れることにより発生する磁束を差し引くことにより、磁石磁束を取得すればよい。なおこの場合、磁石磁束を検出する各ホール素子４２ａ〜４２ｃである第１磁束検出部に加え、ステータ１２の鎖交磁束を検出する第２磁束検出部がシステムに備えられる場合、第１，第２磁束検出部の磁束検出値に基づいて、磁石磁束の取得処理が行われればよい。

また、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗへと通電されてモータ１０が駆動されている期間において、上記第２磁束検出部を用いることなく、上記第１磁束検出部を用いて磁石磁束を取得してもよい。これは、磁束検出部の設置位置によっては、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れることにより発生する磁束の影響が小さくなり、この影響を無視できることに基づくものである。以下、この構成において、先の図１の補正値算出部３０ｉにより実行される処理の一例を図１２に示す。なお図１２において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、高調波電圧設定部３０ｅから各高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１，ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２が出力されて各高調波電圧が重畳されているか否かを判定する。

ステップＳ２２において否定判定した場合には、ステップＳ１４に進む。一方、ステップＳ２２において肯定判定した場合には、ステップＳ２４に進み、高調波電圧設定部３０ｅに対して、各高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１，ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２の生成停止及び出力停止を指示する。この際、基本波電圧設定部３０ｄからの各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢの出力は停止しなくてもよい。ステップＳ２４の処理が完了した場合には、ステップＳ１４に進む。

・上記第２実施形態において、検出した磁石磁束φｍに基づいて磁束歪みΔφが算出され、上式（ｅｑ１５）の関係に基づいて第１，第２高調波電流が算出されてもよい。これにより、第１，第２高調波電圧を適合する工数を削減できる。なお、算出された第１，第２高調波電流は、モータ１０の電圧方程式に基づいて、第１，第２高調波電圧に変換されればよい。

・上記第１実施形態において、メモリに記憶される高調波指令値としては、第１，第２高調波電圧に限らず、第１，第２高調波電流であってもよい。この場合、例えば、設定した第１，第２高調波電流をモータ１０の電圧方程式に基づいて第１，第２高調波電圧に変換し、変換した第１，第２高調波電圧を各重畳部３０ｆＵ，３０ｆＶ，３０ｆＷ，３０ｇＵ，３０ｇＶ，３０ｇＷに出力すればよい。なお、上記第３実施形態についても同様である。

・本発明の適用対象としては、ロータ１４の回転角を検出する回転角検出部が備えられるシステムに限らない。例えば、回転角検出部が備えられない位置センサレス制御が実施されるシステムに本発明を適用してもよい。

・磁気センサとしては、ホール素子に限らず、例えば、リニアホールＩＣ又は磁束に鎖交するように設置されたサーチコイルであってもよい。また磁気センサとしては、磁極の漏れ磁束を検出できる位置に配置されるものに限らず、モータ１０を収容するケース内において磁極及びティース間の主磁束を検出できる位置に配置されるものであってもよい。

・上記実施形態では、１０次の電磁力を１４次の電磁力に変換すべく、１１次，１３次の２つの高調波電流を基本波電流に重畳したがこれに限らない。例えば、１つ、又は３つ以上の高調波電流を基本波電流に重畳してもよい。具体的には例えば、共振角速度近傍の電磁力が４次の電磁力である場合、４次の電磁力を共振角速度から大きく離れた１２次の電磁力に変換すべく、４次から１２次までに含まれるすべての奇数次の高調波電流である５次，７次，９次，１１次の４つの高調波電流を基本波電流に重畳すればよい。

・上記第２実施形態において、高調波生成部３０ｊは、ロータ１４に作用する径方向の電磁力変動を低減するための高調波電圧を、高調波電圧を重畳しながら決定してもよい。詳しくは、高調波生成部３０ｊは、図７のステップＳ２０で算出した第１振幅Ｖ１１及び第１位相差γに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢに重畳する基本となる第１高調波電圧ＶＵｈａ，ＶＶｈａ，ＶＷｈａを算出する。また、高調波生成部３０ｊは、ステップＳ２０で算出した第２振幅Ｖ１３及び第２位相差δに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢに重畳する基本となる第２高調波電圧ＶＵｈｂ，ＶＶｈｂ，ＶＷｈｂを算出する。高調波生成部３０ｊは、基本となる第１高調波電圧ＶＵｈａ，ＶＶｈａ，ＶＷｈａの振幅及び位相を可変させて、かつ、基本となる第２高調波電圧ＶＵｈｂ，ＶＶｈｂ，ＶＷｈｂの振幅及び位相を可変させることにより、ロータ１４に作用する径方向の電磁力変動を最小化する各高調波電圧ＶＵｈａ，ＶＶｈａ，ＶＷｈａ，ＶＵｈｂ，ＶＶｈｂ，ＶＷｈｂの振幅及び位相を決定する。

・モータの回転角を検出する回転角検出部としては、ホール素子に限らず、例えば、エンコーダ又はレゾルバであってもよい。この場合、制御システムに磁束検出部が別途備えられればよい。

また、制御システムとしては、回転角検出部が備えられないものであってもよい。この場合、ホール素子等の回転角検出部を用いない御である位置センサレス制御が実行される。なお、この場合、制御システムに磁束検出部が別途備えられればよい。

・モータの制御量としては、回転角速度に限らず、例えばトルクであってもよい。この場合、例えば、図１０において、指令角速度ωｔｇｔに代えて指令トルクが指令値設定部３０ｍに入力されればよい。また、モータの制御量としては、例えば回転角度位置であってもよい。

・モータとしては、集中巻きのものに限らず、分布巻きのものを用いてもよい。また、モータとしては、アウタロータ型のものに限らず、インナロータ型のものを用いてもよい。巻き方やロータ型が異なる場合であっても、ロータの共振現象によって騒音が生じるなら、本発明の適用が有効である。

さらに、モータとしては、３相モータに限らず、４相以上の多相モータであってもよい。加えて、モータとしては、ロータに永久磁石を備える永久磁石界磁型同期機に限らず、例えば、ロータに界磁巻線を備える巻線界磁型同期機であってもよい。加えて、モータとしては、ブロワ用のものに限らない。

１０…モータ、２０…インバータ、３０…制御装置。

Claims (9)

1. 巻線（１２Ｕ〜１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）及び磁極（１４ａ）が形成された回転子（１４）を有する回転電機（１０）と、前記回転電機に電気的に接続され、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備えるシステムに適用され、
   前記磁極の磁束情報を取得する磁束情報取得部と、
   前記巻線に基本波電流を流すための基本波指令値を設定する基本波設定部（３０ｄ，３０ｈ）と、
   前記回転子に作用する径方向の電磁力変動を低減するための高調波電流である低減電流を前記巻線に流すための高調波指令値を予め記憶している記憶部と、
   前記磁束情報取得部により取得された磁束情報に基づいて、前記記憶部に記憶されている前記高調波指令値を補正する高調波設定部（３０ｅ，３０ｐ）と、
   前記高調波設定部により補正された前記高調波指令値が重畳された、前記基本波設定部により設定された前記基本波指令値に基づいて、前記低減電流を前記基本波電流に重畳した電流である駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部（３０）と、を備える回転電機の制御装置（３０）。
2. 前記回転電機の回転角を算出する回転角算出部（３０ａ）と、
   前記回転角算出部により算出された回転角、及び前記磁束情報取得部により取得された磁束情報に基づいて、低減対象とする前記電磁力変動の角速度で変動する前記磁極の磁束成分を抽出する抽出部と、を備え、
   前記高調波設定部は、前記抽出部により抽出された磁束成分に基づいて、前記記憶部に記憶されている前記高調波指令値を補正する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記磁束情報取得部により取得された磁束情報に基づいて、前記回転電機の回転角を算出する回転角算出部（３０ａ）を備え、
   前記基本波設定部は、前記回転角算出部により算出された回転角に基づいて、前記回転電機の制御量をその指令値に制御するための前記基本波指令値を設定する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記回転子の回転中において前記巻線への通電を一時的に停止させる通電停止部を備え、
   前記磁束情報取得部は、前記通電停止部により前記巻線への通電が停止されている期間において前記磁極の磁束情報を取得する請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記システムには、前記磁極の磁束を検出する磁束検出部（４２ａ〜４２ｃ）が備えられ、
   前記磁束情報取得部は、前記磁束検出部により検出された磁束を前記磁束情報として取得する請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
6. 前記磁束検出部は、前記システムにおいて前記磁極の漏れ磁束を検出できる位置に配置されている請求項５に記載の回転電機の制御装置。
7. 前記磁束検出部は、ホール素子、リニアホールＩＣ、又はサーチコイルである請求項５又は６に記載の回転電機の制御装置。
8. 前記回転電機は、前記磁極が永久磁石で形成された永久磁石同期機である請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
9. 前記回転電機は、アウターロータ型のものである請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

Images