JP3971316B2

JP3971316B2 - 瞬時大電力供給装置

Info

Publication number: JP3971316B2
Application number: JP2003024182A
Authority: JP
Inventors: 良孝菅原
Original assignee: Kansai Electric Power Co Inc
Current assignee: Kansai Electric Power Co Inc
Priority date: 2003-01-31
Filing date: 2003-01-31
Publication date: 2007-09-05
Anticipated expiration: 2023-01-31
Also published as: JP2004236469A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、短時間であれば、定格を超える大電力が供給可能な瞬時大電力供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パーソナルコンピュータや精密モータを搭載した精密電子機器などのように、電源電圧の変動に敏感なエレクトロニクス機器が多用されてきている。このため、電源電圧が数秒以下の短時間大幅に低下する現象である瞬時電圧低下（以下、「瞬低」と略記する）に対する対策の要求が高まってきている。瞬時電圧低下対策の装置としては電圧の低下時のみに短時間大電力を供給できる電力安定供給装置があり、これの需要が増大しつつある。また従来から用いられている負荷平準化装置、ピークカット装置、周波数変動抑制装置、電圧安定化装置、フリッカー対策装置などの各種の電力安定供給装置に対しても、瞬時電圧低下対策のために短時間ではあるが大電力を供給する能力（以下、「瞬時大電力供給能力」という）を付加することが求められている。さらに、電熱装置や、多数の大型電球を用いた照明装置などでも瞬時大電力供給能力が要求される。すなわち電熱装置や照明装置の運転開始時にはコイルヒータの温度が低いので、定常運転動作時に比べて抵抗が低い。そのため大電流が流れその電力変換装置には瞬時大電力供給能力が要求される。
【０００３】
また金属熱処理用の誘導加熱装置などでは金属部品などを高精度の温度制御の下で迅速に熱処理するために、運転開始時に低温状態にある加熱炉を急速に所定の高い温度にしたり急速に所定の低い温度にすることが必要となる。このため定常運転状態で高温を維持する場合に比べて、運転開始時には大きな電力が必要となる。このような短時間ではあるが大電力を供給する必要がある場合の電力を「瞬時大電力」といい、瞬時大電力を供給するための装置を「瞬時大電力供給装置」という。モータなども運転開始時には静止状態から回転を始めるため大電力を必要とし、モータ用の電力変換装置には瞬時大電力供給能力が要求される。電気自動車などでは、発進時やタイヤがぬかるみに入り込んだ際に脱出する場合などには、短時間ではあるが通常の走行時よりも大きな電力でモータを駆動する必要がある。このように瞬時大電力を必要とする負荷装置は多種多様である。以下に、従来の瞬時大電力供給装置である電力安定供給装置を例に挙げ従来の技術について説明する。上記負荷平準化装置、ピークカット装置などの電力安定供給装置、電熱装置、照明装置、モータ装置などの負荷が定常状態で動作している時を以下「通常時」という。
【０００４】
図１０は二次電池１０８としてレドックスフロー電池を用いた従来の電力安定供給装置１０１を有する電力供給系統のブロック図である。図において、変電所１３０の電力系統１００に変圧器１２０を介して系統母線１０２が連結されている。電力安定供給装置１０１はこの系統母線１０２に開閉器１０３を介して連系されている。系統母線１０２には、例えば重要負荷１０４及び１０５がそれぞれの開閉器１１４、１１５を経て接続されている。重要負荷１０４、１０５は、例えば半導体製造工場、精密機械加工工場など、特に安定な電力供給が必要な大口需要家の重要な設備である。系統母線１０２には開閉器１０９、１１１を介して一般負荷１１０も接続されている。電力安定供給装置１０１は、主に連系リアクトルを兼ねる変圧器１０６、交流電力を直流電力に変換し、又はその逆の変換をするコンバータ１０７及び大容量の二次電池１０８（レドックスフロー電池）を備えている。この電力安定供給装置１０１は、通常時はピークカット装置や負荷平準化装置として機能するが、雷事故の発生などによる瞬低時には重要負荷１０４、１０５の稼働停止などを防止するための瞬時電圧低下防止対策装置としても働く。
【０００５】
以下、電力安定供給装置１０１の機能を詳細に説明する。変電所１３０と、重要負荷１０４、１０５及び一般負荷１１０とを結ぶ電力供給系統の電力の需給が均衡を保っている状態である「定常時」には、系統母線１０２から開閉器１０３及び変圧器１０６を経て交流電力が電力安定供給装置１０１に供給される。交流電力はコンバータ１０７で直流電力に変換されて二次電池１０８に蓄電される。重要負荷１０４又は１０５の消費電力が大幅に増加して、一時的に負荷１０４、１０５に供給される電力が変電所１３０の容量を超過する場合には、電圧検出器１０を有する検出回路８により、その状態が検出される。検出回路８の検出出力は制御回路９に与えられる。制御回路９はコンバータ１０７を制御して、二次電池１０８の放電による直流電力をコンバータ１０７で交流電力に変換し、上記の超過する分の有効電力を系統母線１０２に供給して需給を安定化させる。変電所１３０から系統母線１０２へ供給されるべき超過分の電力を電力安定供給装置１０１が代りに供給して、系統母線１０２の供給電力のピークをカットできるのでこの機能を「ピークカット」と呼んでいる。
【０００６】
電力安定供給装置１０１の二次電池１０８の容量を大きくし長時間供給できる電力を蓄電できるようにすると負荷平準化装置として使用できる。すなわち、夜間の低需要時間帯に一定時間（典型的には約８時間）定電力で二次電池１０８に蓄電し、昼間の高需要時間帯には一定時間（典型的には約８時間）定電力で二次電池１０８から電力を供給する。これにより、高需要時間帯には変電所１３０の供給可能電力以上の電力を供給できる。この用途の電力安定供給装置は、昼と夜の電力需要の大きなギャップを平準化するので「負荷平準化装置」と呼ばれている。
【０００７】
電力系統１００に雷が到来して系統の電圧に瞬低が生じた場合には、電圧検出器１０が瞬低を検出する。瞬低による重要負荷１０４、１０５の稼働停止などを防ぐために、直ちに瞬低前の系統電圧に復帰させる必要がある。そのために、電力安定供給装置１０１は、制御回路９によりコンバータ１０７を制御して、二次電池１０８から重要負荷１０４、１０５にコンバータ１０７及び系統母線１０２を経由して無効電力や有効電力を供給して電力の安定供給を維持する。二次電池１０８からの供給電力が不十分なときは開閉器１０９を開き重要度の低い一般負荷１１０を切り離し、少なくとも重要負荷１０４、１０５だけには所望の電力を供給して重要負荷１０４、１０５の稼働停止を防ぐようにしている。瞬低が回復すると直ちにコンバータ１０７は通常時の動作状態に戻り、変電所１３０から電力を供給する。
【０００８】
従来の電力安定供給装置においては、ピークカット時や負荷平準化時には、例えばそれぞれ前者では５００ｋＷ、後者では２ＭＷ程度の電力を比較的長時間（例えば、前者では約１時間、後者は約８時間）供給することが必要とされる。ピークカットや負荷平準化の動作時に雷が到来して瞬低が発生した時には、低下した電圧の復帰のために比較的短時間（例えば、２秒間）ではあるが１ＭＷから数ＭＷの電力を追加供給する必要がある。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００２−８４６８３号公報
【特許文献２】
特開平１１−３２４３８号公報
【特許文献３】
国際公開番号ＷＯ９８／４３３０１
【特許文献４】
国際公開番号ＷＯ００／２２６７９
【特許文献５】
特開２０００−２５２４７５号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
電熱装置、電球を用いた照明装置、モータなどの起動時に瞬時大電力を必要とする負荷が接続されている配電線は通常瞬時大電力供給能力を有している。自動車用のヒータや電球、モータに電力を供給する二次電池や電気自動車用の燃料電池なども瞬時大電力供給能力を有している。また、電力安定供給に用いるレドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、鉛電池などの二次電池は、数秒から数分の短時間であれば定格よりはるかに大きな電流を供給できる「瞬時大電流供給能力」を有している。すなわち数秒から数分間であれば通常時に供給できる定格電流の数倍程度の電流を供給できる。瞬時大電力を必要とするときにこの能力を活用すれば、二次電池の定格容量を瞬時大電力に相当する容量にまで増大しなくても瞬時大電力を供給できる。しかし、前記従来の電力安定供給装置の電力変換装置であるコンバータ１０７のスイッチング素子として用いられているシリコン（Ｓｉ）の半導体素子は、定格の数倍を超える電力を制御する能力を有していない。そこでコンバータ１０７の定格電力を瞬時大電力にほぼ等しい値に設定しておく必要がある。従って通常時では定格電力の数分の１の電力で使用することになる。
【００１１】
電熱装置及び電球を用いた照明装置などの運転開始時に、コイルヒータの温度が上昇して定常状態になるまでの時間、或いはモータが起動して所定の回転状態に達するまでの時間は、全運転時間に比べると極めて短い時間である。また電力安定供給装置において、雷の到来による瞬低はそれほど頻繁に発生するものではなく、多くても年間２０回程度である。また雷の影響による瞬低の持続時間は多重雷の場合でも数秒間である。まれではあるが送電線にへびや鳥などの小動物がひっかかったり、樹木が接したりして短絡や地絡が発生することがある。このような場合には数分を超える比較的長時間の「瞬時停電」が起こることもある。しかしこのように短時間の瞬低や瞬時停電時の瞬時大電力に対応するために、通常時の電力の数倍にも及ぶ電力定格を有する大型のコンバータなど電力変換装置を設けることは、瞬時大電力供給装置が大型化し設備費が高くつくばかりでなく、維持費も高くつくという問題があった。
【００１２】
本発明は、制御電極による制御で通常時と瞬時大電力を必要とする時とで動作モードを選択的に変えられる半導体素子を用いる。これによって通常時に必要な電力に相当する電力定格を有する電力変換装置を用いながら、装置始動時や瞬低、瞬時停電の発生時には通常時の電力を大幅に超える電力を供給できる電力変換装置を有する、小型・軽量・低コストの瞬時大電力供給装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の瞬時大電力供給装置に設けられる電力変換装置は、ゲート電圧がゲート接合のビルトイン電圧よりも低い時はユニポーラ半導体素子として機能し、高い時はバイポーラ半導体素子として機能する、ユニポーラ半導体素子の機能とバイポーラ半導体素子の機能を合わせもつ半導体素子（以下、「ワイドギャップ複合機能半導体素子」という）をスイッチング素子として用いる。電力系統が定格電力以下の電力で動作している通常時には、ワイドギャップ複合機能半導体素子をユニポーラ半導体素子として動作させる。瞬低時や瞬時大電力が必要な、各種装置（負荷）が始動する運転開始時（以下、「装置始動時」という）にはバイポーラ半導体素子として動作させる。これにより、通常時には電力変換装置が定格電力で動作し、瞬低時や装置始動時などの瞬時大電力供給時には定格電力を大幅に超える電力で動作する。大電力供給時間は短いので半導体素子が破壊されることはない。
本発明の瞬時大電力供給装置は、直流電力を充放電する二次電池、及び前記二次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記二次電池に出力し、前記二次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力する電力変換装置として、スイッチング素子がワイドギャップ複合機能半導体素子で構成された電力変換装置であるコンバータを有する。
【００１４】
ワイドギャップ複合機能半導体素子は、定格電力以下で動作する時はユニポーラ動作をする。バイポーラ動作時には、短時間であればユニポーラ動作時の定格電力の１．５から２０倍の電力を制御することができる。高性能のヒートシンクを用いた場合、数分間であれば定格電力の１．４から５倍の電力を制御できる。本発明では、コンバータのスイッチング素子に用いるワイドギャップ複合機能半導体素子のユニポーラ動作時の定格電力を負荷が定常状態で動作している「通常時」の値に設定しておく。短時間に大電力を供給する必要がある瞬低時（雷の発生などにより電源電圧が数秒以下の短時間大幅に低下したとき）や瞬時停電時（数分を超える比較的長時間の停電が発生した時）には、通常時の定格電力を大幅に超えるバイポーラ動作時の電力で電力変換装置であるコンバータを動作させる。バイポーラ動作時にはユニポーラ動作時に比べてゲート駆動電流が大きくなり、ゲート電流による損失が大幅に増加する。しかしバイポーラ動作は短時間であるのでこれによる電力損失の増大は実用上無視できるレベルである。
【００１５】
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、直流電流を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、二次電池の充電電圧を降圧し、二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、及び
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力するスイッチング素子がワイドギャップ複合機能半導体素子で構成された電力変換装置であるコンバータを有する。
本発明の瞬時大電力供給装置では、双方向のチョッパー回路により二次電池の充電電圧を降圧し、放電電圧を昇圧するので、前記の効果に加えて、二次電池の電圧より高い電圧を有する系統母線にも瞬時大電力供給装置を適用することができる。
【００１６】
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、直流電力を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、二次電池の充電電圧を降圧し、二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力するスイッチング素子がワイドギャップ複合機能半導体素子で構成された電力変換装置であるコンバータ、
前記系統母線の電圧を検出し、検出した電圧に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路を有する。
本発明によれば、上記の効果に加えて、系統母線の電圧を検出することにより瞬低の発生を検出して、二次電池から系統母線への電力を供給して瞬低時の系統の電圧低下を防ぐことができる。
【００１７】
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、直流電力を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、二次電池の充電電圧を降圧し、二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力するスイッチング素子がワイドギャップ複合機能半導体素子で構成された電力変換装置であるコンバータ、
前記系統母線の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて前記負荷の電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路を有する。
本発明によれば、上記の効果に加えて、系統母線の電圧と電流を検出することにより、系統の電力の需給状況を検出することができる。電力の需給状況を検出できるので、本発明の瞬時大電力供給装置を負荷平準化用に用いることができる。
【００１８】
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、前記系統母線の電圧が雷事故などの発生により短時間大幅に低下する瞬低時には、前記二次電池から、前記二次電池の定格放電電力の２倍から１２倍の放電電力を出力させ、前記コンバータが、コンバータの定格制御電力の２倍から１２倍に相当する前記二次電池の放電電力を交流に変換して所定の無効電力と定格電力の２から１２倍の有効電力を系統母線に出力するように、前記制御回路により制御されることを特徴とする。
前記系統母線の電圧の瞬低時には、前記二次電池から、前記二次電池の定格放電電力の２倍から１２倍の放電電力を出力させ、前記コンバータが、コンバータの定格制御電力の２倍から１２倍に相当する前記二次電池の放電電力を交流に変換して所定の無効電力と定格電力の２倍より小さい有効電力を系統母線に出力するように、前記制御回路により制御されることを特徴とする。
前記系統母線とコンバータとの間に連系リアクトルを設けたことを特徴とする。
前記二次電池が、レドックスフロー電池又はナトリウム硫黄電池であることを特徴とする。
【００１９】
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とする電荷注入型接合電界効果トランジスタ（ＣＩＪＦＥＴ）であることを特徴とする。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、窒化ガリウムを母材とする半導体素子であることを特徴とする。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、ＳｉＣのＣＩＪＦＥＴの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続したもので形成されていることを特徴とする。
【００２０】
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、ＳｉＣのＣＩＭＯＳＦＥＴの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続したもので形成されていることを特徴とする。
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、直流電力を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、前記二次電池の充電電圧を降圧し、前記二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力するスイッチング素子がワイドギャップ複合機能半導体素子で構成された電力変換装置であるコンバータ、
前記系統母線の周波数を検出し、検出した周波数に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路を有する。
【００２１】
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、直流電力を充放電する二次電池、及び前記二次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記二次電池に出力し、前記二次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力する電力変換装置であるコンバータを有する。
この瞬時大電力供給装置は、さらに、前記系統母線に接続された負荷に供給される電力の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて、前記負荷の電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路を有する。
【００２２】
本発明の他の観点の瞬時大電力供給装置は、直流電力を供給する直流電源、及び前記直流電源と負荷との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有し、通常時はユニポーラ半導体素子として動作し、瞬時大電力を必要とするときはバイポーラ半導体素子として動作するワイドギャップ複合機能半導体素子を有し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して前記負荷に出力する電力変換装置を備える。
前記直流電源が、電力系統の交流を直流に変換する整流装置と、前記整流装置の直流の正負出力端間に接続されたコンデンサを有することを特徴とする。
前記直流電源が二次電池又は燃料電池であることを特徴とする。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とする、電荷注入型接合電界効果トランジスタ（ＣＩＪＦＥＴ）又は電荷注入型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＣＩＭＯＳＦＥＴ）のいずれか一方であることを特徴とする。
前記負荷が、誘導加熱装置であることを特徴とする。
前記負荷が、自動車用モータであることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態について説明する。
本発明の、ワイドギャップ複合機能半導体素子をスイッチング素子として用いた電力変換装置を有する瞬時大電力供給装置では、通常時にワイドギャップ複合機能半導体素子をユニポーラ半導体素子として動作させ、瞬低時や、負荷となる装置の運転開始時（装置始動時）など、瞬時大電力が必要な時にはバイポーラ半導体素子として動作させる。これにより、通常時には電力変換装置は定格電力で動作し低損失である。瞬低時や装置始動時には損失は大きくなるが定格電力を大幅に超える電力で動作させることができる。
特に、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンドなどを母材としたワイドギャップ半導体素子は、Ｓｉ（シリコン）を母材とした半導体素子に比べて損失が著しく少なく、且つ高温でも動作できるという物理的性質を有している。この点に注目してワイドギャップ半導体素子で制御できる短時間の最大許容電力を調べたところ、数秒間程度の短時間であればワイドギャップ半導体素子に定格電流をはるかに超える電流を流しても破壊されないことが判った。特にワイドギャップバイポーラ半導体素子は二次電池の「瞬時大電流供給能力」を大幅に越える大電流を流すことができる「瞬時大電力稼働能力」をもつことが確認された。
【００２４】
本発明における電力変換装置（コンバータ）では、通常時にユニポーラ半導体素子として動作し、瞬低時や瞬時大電力が必要な装置始動時にはバイポーラ半導体素子として動作するワイドギャップ複合機能半導体素子をスイッチング素子として用い、通常時はワイドギャップユニポーラ半導体素子の定格内の電圧及び電流で動作させる。瞬低時や装置始動時には、二次電池の瞬時大電流供給能力により通常時の数倍の直流電力を放電させ、前記コンバータのワイドギャップ複合機能半導体素子をバイポーラ半導体素子として動作させてこの直流電力を交流電力に変換し、電熱装置、照明装置、モータ装置などに電力を供給する。
【００２５】
二次電池の電圧が系統母線の電圧より低い場合には、二次電池の放電による直流出力電圧はチョッパー回路で昇圧された後、コンバータで交流電力に変換されて系統母線に出力される。二次電池は「通常時」に充電される。二次電池の充電時は、系統母線からの交流電力がコンバータで直流電力に変換され、チョッパー回路で降圧されて二次電池に充電される。通常時に充放電される電力値はコンバータの定格内にある。
【００２６】
瞬低時又は瞬時停電時には、二次電池の瞬時大電流供給能力に応じて定格の数倍の電流が、ほぼ二次電池の定格電圧を保ちつつ供給される。すなわち、二次電池から定格電力のほぼ数倍の直流電力が供給される。この直流電力はチョッパー回路で昇圧された後にコンバータで交流電力に変換されて系統母線に出力され、電力の供給を安定化する。
コンバータでは、ワイドギャップ複合機能半導体素子のスイッチング素子に対して一般的な既知のＰＷＭ動作型のスイッチング制御を行いパルス幅変調をする。このパルス幅変調式のコンバータ（以下、ＰＷＭコンバータと記す）の出力電圧の位相を系統母線の電圧の位相よりも進ませて通常時と同じ電力を系統母線に出力することにより、有効電力を系統母線に出力するのが電力安定供給のために望ましい。瞬低時には系統母線の電圧が低下するのでパルス幅変調のパルス幅を広げてコンバータを動作させる。これにより、通常時の数倍の無効電力を系統母線に出力し、低下した電圧を瞬低前の電圧に急速に戻す。
【００２７】
小電力制御用の、炭化珪素（ＳｉＣ）などを母材とするワイドキャップ複合機能半導体素子は１つの半導体チップを用いて構成することができる。しかし大電力制御用のワイドギャップ複合機能半導体素子は１つの半導体チップで構成するのは難しい。その理由は、ワイドギャップ半導体素子の母材のＳｉＣには多くの結晶欠陥が存在するために、大面積の半導体チップを欠陥のない状態で作るのが難しいからである。特に本発明の用途のような大電流を流すことができる面積の大きいチップの作製は困難である。ＳｉＣの結晶欠陥を減少させる技術が向上すればＳｉと同程度の大面積のチップの半導体素子が実現できるが、現状では大電流を流すためには複数のチップを並列に接続している。
【００２８】
従来の瞬時大電力供給装置に設けられているＳｉのバイポーラトランジスタ又はＳｉのＩＧＢＴを用いた従来のコンバータでは、Ｓｉのバイポーラトランジスタ又はＳｉのＩＧＢＴの定格容量を、瞬低時や運転開始時に二次電池から供給される通常時の数倍の電力に合わせた容量に設定しなければならない。
これに対して本発明の瞬時大電力供給装置では、ＳｉＣのＣＩＪＦＥＴ又はＳｉＣのＣＩＭＯＳＦＥＴが複合機能を有しているので、これを用いたコンバータは、定格電流の数倍の大電流を制御できる。従ってコンバータのスイッチング素子であるワイドギャップ複合機能半導体素子の定格電流を通常時の電流に合わせてコンバータを設定しても瞬低時の大電流時に対応できる。電力安定供給装置などの瞬時大電力供給装置を構成する種々の部品、例えばリアクトルとしてのトランス、半導体素子のヒートシンク、ブスバーなどが小型にできる。また、定格容量が小さいので、同じ変換効率でも損失の絶対値が小さく低損失化ができるとともに大幅な低コスト化も達成できる。電力用途の大型コンバータは、小型のコンバータに比べて高耐圧であるとともに高い信頼性が求められる。また多くの保護機能を要求されるので価格が高い。例えば従来の瞬時大電力供給装置で５ＭＷのコンバータが必要である用途の場合、本発明のものでは１ＭＷのもので済む。このためにコストは従来のもののほぼ５分の１になり大幅な低コスト化が達成できる。電力容量の大きい瞬時大電力供給装置ほど低コスト化の効果が大きくなる。
【００２９】
以下、本発明の瞬時大電力供給装置の好適な実施例を図１から図９を参照して説明する。
《第１実施例》
図１は、本発明の第１実施例であるピ−クカット用の瞬時大電力供給装置１、及びこの瞬時大電力供給装置１が接続された、変電所１３０から重要負荷１０４、１０５及び一瞬負荷１１０に至る電力供給系統のブロック図である。「ピークカット」とは、電力需要の急増により、消費電力が変電所１３０の供給可能な電力を超過するとき、変電所１３０以外の電源から超過分を供給することをいい、この状態にあるときを「ピークカット時」という。またピークカット時以外の状態のときを「定常時」という。図において、変電所１３０の電力系統１００にトランス１２０を経て系統母線１０２が連結されている。系統母線１０２には、特に重要な重要負荷１０４及び１０５がそれぞれの開閉器１１４及び１１５を介して接続されている。また、系統母線１０２には開閉器１０９及び１１１を介して重要負荷１０４、１０５より重要度の低い一般負荷１１０が接続されている。開閉器１０９は系統母線１０２に異常が発生したとき、まず一般負荷１１０を切り離して、重要負荷１０４、１０５への電力供給を優先して維持するためのものである。系統母線１０２には、本発明の瞬時大電力供給装置１が開閉器６を介して接続されている。開閉器６、１０９、１１１、１１４及び１１５を動作させる制御装置については、当分野では周知であるので図示を省略している。
【００３０】
瞬時大電力供給装置１は例えば５００ｋＷ定格のレドックスフロー電池を用いた定格電圧が３．２ｋＶの二次電池２、５００ｋＷ定格のコンバータ４及び、連系リアクトルも兼ねた変圧器５を有し、開閉器６を介して６.６ｋＶの系統母線１０２に連結されている。系統母線１０２の電圧と電流は、それぞれ電圧検出器１０及び電流検出器１１で検出され、検出した電圧、電流に基づいて電力の需給状態が検出回路８で検出される。電圧検出器１０にはポテンシャルトランス（ＰＴ）などが用いられる。電流検出器１１はカレントトランス（ＣＴ）などであり、変電所１３０内に設けられて変電所１３０の出力電流を検出する。制御回路９には、検出回路８から与えられる電力の需給状態を示す検出出力に応じてモード切替回路１３が出力する制御信号が入力され、それに応じた駆動信号をコンバータ４に印加して出力電力を制御する。二次電池２のレドックスフロー電池は電圧８００Ｖの場合には、図２に示すように二次電池２とコンバータ４の間に双方向のチョッパー回路３を設けて、充電電圧を降圧し、放電電圧を昇圧する。二次電池２は電圧８００Ｖ、電流６２５Ａの直流を約１時間供給できる容量を有する。チョッパー回路３及びコンバータ４のスイッチング素子は電荷注入型接合電界効果トランジスタ（以下、ＣＩＪＦＥＴと記す）である。チョッパー回路３のＣＩＪＦＥＴの定格電圧は８ｋＶ、定格電流は８００Ａであり、コンバータ回路４のＣＩＪＦＥＴの定格電圧は８ｋＶ，定格電流は４００Ａである。本装置の電力容量はチョッパー回路３、コンバータ４及び変圧器５で発生する電力損失を考慮すると約４５０ｋＷである。
【００３１】
重要負荷１０４、１０５の電力消費が増えて一時的に変電所１３０の出力電力容量を超過する場合には、電圧検出器１０及び電流検出器１１がその状態を検出し、瞬時大電力供給装置は検出回路８、モード切替回路１３、制御回路９を経てコンバータ４を制御し、二次電池２から系統母線１０２に向けて超過電力に相当する有効電力を最大約４５０ｋＷまで供給できる。二次電池２は変電所１３０と、重要負荷１０４、１０５及び一般負荷１１０などとの間の電力の需給が均衡を保っている定常時に系統母線１０２から供給される電力により充電されている。
【００３２】
レドックスフロー電池などの二次電池２の直流の出力電圧は、使用期間の初期には例えば８００Ｖであるが、使用期間が長くなるとともに８００Ｖより低下する傾向がある。そこで、ピ−クカット時は定電圧出力保持型のチョッパー回路３で二次電池２の出力電圧を昇圧し電圧を常に一定にしてコンバータ４に供給するのが望ましい。
【００３３】
直流電力を交流電力に変換し又は交流電力を直流電力に変換するコンバータ４は、ＳｉＣを母材とするワイドギャップ複合機能半導体素子であるＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴをスイッチング素子として用いている。コンバータ４は、一般的な既知の回路構成を有するものであるので図示を省略している。ＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴはＳｉＣの結晶内の欠陥による制約のために、電流定格を大きくするのが困難である。そこで電圧定格を高くして低い電流定格において所望の電力定格を得るのが望ましい。この場合図２に示すように、二次電池２のレドックスフロー電池の出力電圧８００Ｖをチョッパー回路３で３．２ｋＶに昇圧して、約３．２ｋＶ、３００Ａの直流電力をコンバータ４に供給している。コンバータ４ではこの直流電力を交流電力に変換して変圧器５に印加する。変圧器５は３．２ｋＶの電圧を６.６ｋＶに昇圧して開閉器６を経て系統母線１０２に出力し負荷１０４、１０５及び１１０に供給する。
【００３４】
ピークカット時に瞬時大電力供給装置１が４５０ｋＷのピ−クカット時電力を供給しているとき、もし電力系統１００に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧に瞬時電圧低下（瞬低）が生じると、電圧検出器１０により検出される。瞬低は重要負荷１０４、１０５に稼働停止などの重大な障害を与えるおそれがある。そこでこれを防ぐために、直ちに開閉器１０９を開き一般負荷１１０を切り離す。同時に瞬時大電力供給装置１において、電圧検出器１０の検出出力が検出回路８に入力される。検出回路８はこの検出出力に基づいて制御回路９の動作モードを決める指令信号を生成してモード切替回路１３に印加する。モード切替回路１３は、コンバータ４のＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴをユニポーラ半導体素子として動作させるか、バイポーラ半導体素子として動作させるかの動作モードを決める制御信号を制御回路９に印加する。制御回路９は入力された制御信号によりコンバータ４のスイッチング素子であるＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御信号をコンバータ４に入力する。制御回路９は、二次電池２からその瞬時大電流供給能力に相当する、例えば電圧が８００Ｖで、２.５ＭＷの直流電力が出力されるようにコンバータ４を制御する。チョッパ回路３は８００Ｖの直流電圧を３.２ｋＶに昇圧してコンバータ４に供給する。コンバータ４では制御回路９によりＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴのゲート電圧が増大され、ＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴはユニポーラ動作からバイポーラ動作に切り替わる。その結果、コンバータ４からは、電圧が１．４７ｋＶで４５０ｋＷの有効電力と、電圧が約１.４７ｋＶで、２.７８ＭＶＡＲ（無効電力の単位を表す）の無効電力が出力される。
【００３５】
有効電力及び無効電力の電圧は変圧器５で６.６ｋＶに昇圧されて系統母線１０２に供給されて電圧低下を防ぐ。落雷の影響による系統母線１０２の電圧低下が０.５秒間以上続くのは極めて稀である。本実施例の瞬時大電力供給装置１は４５０ｋＷの有効電力と最大２.７８ＭＶＡＲの無効電力を約６秒間供給できるようにコンバータ４を設計してあるので、落雷による瞬低の対策として十分である。上記の例ではコンバータ４は４秒間であれば定格の約６倍の瞬時大電力を変換することができる。
本実施例の瞬時大電力供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図１０に示す従来の電力供給安定装置のように、電圧を検出する電圧検出器１０のみを設ければよい。
【００３６】
次に本実施例の瞬時大電力供給装置１に用いるワイドギャップ複合機能半導体素子のＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴについて詳しく説明する。本実施例において定格を大幅に越える電力でコンバータ４を動作させることができるのは、スイッチング素子としてワイドギャップ複合機能半導体素子であるＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴを用いているからである。
図３の（ａ）は、本実施例で用いている、定格電圧及び電流が８ｋＶ・４００ＡのＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴ素子（モジュール）の上面図であり、図３の（ｂ）は（ａ）のｂ−ｂ断面図である。このＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴ素子は、定格電流４５ＡのＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９を９個並列に接続してモジュール化している。図３の（ｂ）において、ソース電極１４の上に９個の中間下部電極１６を設け、各中間下部電極１６の上に一辺が７ｍｍの略正方形の９個のＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９を設けている。各ＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９の上に中間上部電極１７を設けている。すべての中間上部電極１７に接してドレイン電極１５を設け、ソース電極１４とドレイン電極１５で９個のＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９を挟んでいる。この構成により９個のＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９はソース電極１４とドレイン電極１５間で並列に接続される。各ＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９の間には、スペーサ１８が設けられ、カソード電極１４の上における各ＣＩＪＦＥＴチップ１３１〜１３９の位置を定めている。セラミックス外囲器１９はソース電極１４とドレイン電極１５間を一定距離に保持すると共に絶縁するものであり、その直径は約１０ｃｍである。
【００３７】
図４にＳｉＣのＣＩＪＦＥＴセルの断面を示し、図５に出力特性を示す。複数のＣＩＪＦＥＴセルを並列配置して１つのＣＩＪＦＥＴチップが構成される。図４において、ＣＩＪＦＥＴセルはｎ型ＳｉＣの、ドレインとして機能する基板５０の上面にｎ型ドリフト層５１を設けている。ｎ型ドリフト層５１の上部領域にｐ型埋込ゲート層５２１を形成し、両端部領域にそれぞれｐ型埋込ゲート層５２２、５２３を形成している。ｐ型埋込ゲート層５２１はｎ型チャネル層５３を挟んでｎ型ソース層５４に対向している。ｎ型ソース層５４にはソース電極５６が設けられている。ｐ型埋込ゲート層５２２、５２３のそれぞれに接してｐ型上部ゲート層５２４、５２５が形成され、ｐ型上部ゲート層５２４、５２５には制御電極であるゲート電極５７が設けられている。基板５０の下面にドレイン電極５５を設けている。ｐ型埋込ゲート層５２１、５２２、５２３及びｐ型上部ゲート層５２４、５２５はゲート端子５９に電気的に接続されている。
【００３８】
図４のＣＩＪＦＥＴセルにおいて、ドレイン電極５５を高電位、ソース電極５６を低電位にした状態で、制御電極であるゲート電極５７に印加するゲート電圧をソース電極５６と同電位にしたとき、ｐ型上部ゲート層５２４、５２５とｐ型埋込ゲート層５２１との間のｎ型チャネル層５３がゲートｐｎ接合周辺の空乏層で完全に覆われＣＩＪＦＥＴセルはピンチオフする。そのためドレイン電極５５とソース電極５６間には電流が流れず高い逆耐電圧を保つ。ゲート電極５７に、ゲートｐｎ接合のビルトイン電圧（約２．７Ｖ）よりも小さい範囲でソース電極５６の電圧より高いゲート電圧を印加すると、ＣＩＪＦＥＴ素子１３１はユニポーラ半導体素子として動作する。すなわち、空乏層によるピンチオフが解消されてｎ型チャネル層５３にチャネルが形成され、ドレインとしての基板５０からｎ型ソース層５４に向けて電子による電流が流れる。ゲート電圧を大きくすると空乏層の幅が狭くなるので、逆にチャネルの幅が広くなりより大きな電流が流れる。
【００３９】
図５はゲート電圧Ｖ_Ｇをパラメータとした、ドレイン・ソース間の電圧電流特性を示す。図５に示すように、ゲート電圧Ｖ_Ｇが２．５Ｖでは、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_ＤＳが４Ｖのとき、ドレイン・ソース間電流Ｉ_ＤＳは定格電流の４５Ａとなる。ゲート電極５７にゲートｐｎ接合のビルトイン電圧（約２．７Ｖ）よりも大きいゲート電圧を印加するとＣＩＪＦＥＴチップ１３１はバイポーラ半導体素子として動作する。すなわち、ｐ型埋込ゲート層５２１、５２２、５２３及びｐ型上部ゲート層５２４、５２５から正孔がｎ型チャネル層５３に注入され、ｎ型チャネル層５３で伝導度変調が生じる。このためｎ型チャネル層５３の抵抗が著しく低下する。さらに、ｎ型ソース層５４及びｎ型チャネル層５３からｐ型埋込ゲート層５２１に電子が注入され、この電子がｐ型埋込ゲート層５２１の中を拡散してｎ型ドリフト層５１に達する。このようになるとｐ型埋込ゲート層５２１がｐ型ベース領域として機能し、ＣＩＪＦＥＴはｎｐｎトランジスタと同様の動作をする。そのため正孔による電流と電子による電流による大きな電流がドレイン電極５５からソース電極５６に流れる。例えばドレイン・ソース間電圧Ｖ_ＤＳが４Ｖでゲート電圧Ｖ_Ｇが４Ｖの時、定格電流の約２．２倍の１００Ａのドレイン・ソース間電流Ｉ_ＤＳが流れる。
【００４０】
上記の特性を有するＣＩＪＦＥＴを用いたコンバータ４を備える瞬時大電力供給装置１のピークカット時の動作を以下に説明する。ピークカット時には、ＣＩＪＦＥＴのゲート電極５７にゲートｐｎ接合のビルトイン電圧（２．７Ｖ）よりも小さいゲート電圧を印加し、ＣＩＪＦＥＴをユニポーラ半導体素子として動作させる。瞬低時にはビルトイン電圧よりも大きいゲート電圧を印加してバイポーラ半導体素子として動作させ、約６秒間であればユニポーラ半導体素子として動作していた場合の約３．５倍の大電流を流すことができる。
【００４１】
シリコン（Ｓｉ）を母材とするＳｉ−バイポーラ半導体素子はバイポーラ動作で負の温度依存性を持つ。従って大電流が流れて素子の内部温度が上昇すると更に電流が増えて益々温度が上昇し、ついには熱暴走して素子の破壊にいたる。複数のＳｉ−バイポーラチップを並列に接続した場合は、あるＳｉ−バイポーラチップに一旦電流集中が起こると、他のＳｉ−バイポーラチップの電流もそのチップに集中してしまい熱暴走にいたる場合がある。従ってＳｉ−バイポーラチップを多数並列に接続して使用するのは困難である。
【００４２】
これに対して、ＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴの内部抵抗は正の温度依存性をもつ。従って過大な電流が流れて素子温度が上がると内部抵抗が増加して電流が自動的に低減されて温度上昇が抑制され、熱暴走にいたることはない。大電流の流れる時間が１０秒以下であれば多数のＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴチップを並列に接続して使用可能である。大電流を流せる時間は、各チップの内部での発生熱量が放熱量より大きいためチップの内部温度が上昇し、半導体としての性質を維持できる限界温度にいたるまでの時間である。この時間は各チップの構造や通電電流の密度、チップを並列に接続したモジュールの構造などに依存して決まる。図３に示す構成では定格の約３倍の電流を流す場合約６秒間は全く問題を生じないことが実験により確認された。例えば、約４５分間のピークカットの動作試験をしている間に８秒間の瞬低を発生させるテストをしたが、重要負荷１０４、１０５にほとんど影響を及ぼすことなくピークカット及び瞬低時に十分対応可能な電力を供給できた。
【００４３】
本実施例のコンバータは、スイッチング素子として用いるＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、瞬低の影響を防止するのに必要な約４.５秒間は定格電力の約６倍の電力を変換するコンバータとして働く。従って、従来のシリコンの半導体素子を用いたコンバータのように、コンバータの容量の設計値を瞬低時を考慮に入れた大電力のものにする必要はない。前記容量の設計値はピークカット時の電力が供給できる能力、すなわち瞬低時の電力の数分の１の電力を供給できる容量で十分である。これにより、ピークカットに対応可能な瞬時大電力供給装置の大幅な小型化・軽量化・低コスト化が実現できる。
【００４４】
《第２実施例》
図６は、本発明の第２実施例である負荷平準化用の瞬時大電力供給装置２１のブロック図である。瞬時大電力供給装置２１は定格電圧１.５ＫＶ、定格電力１.５ＭＷのナトリウム硫黄電池を用いた二次電池２２、双方向のチョッパー回路２３、コンバータ２４及び変圧器２５を有しており、前記図１の瞬時大電力供給装置１と同様に、開閉器６を介して、電圧６.６ＫＶの系統母線１０２に接続されている。その他の構成は瞬時大電力供給装置１と同じである。本実施例において、瞬時大電力供給装置２１は負荷平準化用の電力安定供給装置として働く。
【００４５】
「負荷平準化」とは、電力の需要が１日の中の時間帯により大幅に異なる現象に対処するために、電力需要の少ない時間帯に電力を蓄積し、需要の多い時間帯に蓄積した電力を放出することをいう。電力需要の少ない夜間の、例えば２２時から６時の８時間に二次電池２２を一定電力で充電する。電力需要の特に多い昼間の、例えば９時から１７時の８時間は約１.３５ＭＷの電力を二次電池２２から供給する。チョッパー回路２３のスイッチング素子（図示省略）は、電圧・電流が１０ｋＶ・１４００ＡのＳｉＣ−電荷注入型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ＣＩＭＯＳＦＥＴと記す）である。またコンバータ２４のスイッチング素子（図示省略）は、電圧・電流が１０ｋＶ・６００ＡのＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴである。ＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴは、ワンチップで定格電流の大きなものを作るのが難しく、１つのＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴチップを流すことができる電流は４０Ａ程度である。本実施例のコンバータ２２に用いるＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴ素子（モジュール）は、定格電流４０ＡのＣＩＭＯＳＦＥＴチップを図３に示すものと類似のパッケージ内に１５個設け、それらを並列接続してモジュール化している。
【００４６】
上記のように、ＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴは定格電流が比較的小さいので、電圧を高くして定格電力を大きくする。例えば、昼間に１.３５ＭＷの電力を供給している時は、チョッパー回路２３で二次電池２の１.５ｋＶの直流出力電圧を３ｋＶに昇圧している。その結果、コンバータ４には電圧・電流が約３ｋＶ・４８０Ａの直流電力が供給される。コンバータ２４はこの直流電力を電圧・電流が約１.３８ｋＶ・５６６Ａの交流電力に変換して変圧器２５に供給する。変圧器２５は１．３８ｋＶの電圧を６.６ｋＶに昇圧し、開閉器６を介して系統母線１０２に供給している。
【００４７】
１.３５ＭＷの電力を供給している時に電力系統１００に落雷事故による瞬低が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧が大幅に低下すると、電圧の低下が電圧検出器１０で検出され、検出出力が検出回路８に入力される。検出回路８は検出出力に基づいて動作モードを決める指令信号生成してモード切替回路１３に印加する。モード切替回路１３はコンバータ４のＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴをユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかの動作モードを決める制御信号を制御回路９に印加する。制御回路９は入力された制御信号によりＰＷＭ制御信号を生成してコンバータ２４に入力し、コンバータ２４のスイッチング素子を駆動する。二次電池２２の出力電圧はチョッパー回路２３で４.５ｋＶに昇圧されてコンバータ２４に供給される。制御回路９はスイッチング制御のＰＷＭ信号のパルス幅を拡大した駆動信号をコンバータ２４に印加する。これによりコンバータ２４から、定格値である約１.３５ＭＷの有効電力と、電圧が約２.０７ｋＶで約６．４４ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ２４の出力は変圧器２５で昇圧されて系統母線１０２に供給され系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。
【００４８】
本実施例の瞬時大電力供給装置において、上記のように定格を大幅に超える電力でコンバータを動作させることができるのは、スイッチング素子としてＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴを用いているからである。
図７にＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴのセルの断面図を示す。ＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴはｎ型ＳｉＣのドレインとして機能する基板１５０の上にｎ型ドリフト層１５１を形成している。ｎ型ドリフト層１５１の上部中央領域にはｐ型ゲート層６５２を形成している。ドリフト層１５１の上部の両端部領域にそれぞれｐ型ゲート層６５３、６５４を形成している。両ｐ型ゲート層６５３、６５４の上に他のｐ型ゲート層６５５、６５６をそれぞれ形成している。ｐ型ゲート層６５２、６５３、６５４で囲まれた領域にｎ型チャネル層６５８が形成されている。ｎ型チャネル層６５８の上部中央領域にｎ型ソース層６５９が形成されている。基板１５０の下面にドレイン電極１６０が設けられ、ｎ型ソース層６５９にソース電極１６１が設けられている。ｐ型ゲート層６５５、６５６にそれぞれｐ型ゲート電極６６１、６６２が設けられている。ｎ型チャネル層６５８にＭＯＳゲート絶縁層６６５、６６６を介してそれぞれＭＯＳゲート電極６６７、６６８が設けられている。ｐ型ゲート層６５２、６５３、６５４、６５５、６５６はｐ型ゲート電極６６１、６６２に電気的に接続されｐ型ゲート端子６７０として導出されている。ＭＯＳゲート電極６６７と６６８は電気的に接続され、ＭＯＳゲート端子６７３として導出されている。
【００４９】
ＣＩＭＯＳＦＥＴのセルにおいて、ドレイン電極１６０を高電位、ソース電極１６１を低電位にして電圧を印加した状態で、ＭＯＳゲート電極６６７、６６８とｐ型ゲート電極６６１、６６２に印加するゲート電圧をソース電極１６１と同電位にしたとき、ｎ型チャネル層６５８はゲートｐｎ接合周辺の空乏層で完全に覆われＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴはピンチオフする。その結果、ドレイン電極１６０とソース電極１６１の間に電流が流れず高い耐電圧を有する。ＭＯＳゲート電極６６７、６６８に所定の閾値以上のゲート電圧を印加し、ｐ型ゲート電極６６１、６６２にゲートｐｎ接合のビルトイン電圧（約２．７Ｖ）よりも小さい範囲でソース電極１６１の電圧より高いゲート電圧を印加すると、ＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴはユニポーラ半導体素子として動作する。すなわち、空乏層によるピンチオフが解消されてｎ型チャネル層６５８にチャネルが形成され、ドレイン電極１６０からソース電極１６１に向かう電子による電流が流れる。ｐ型ゲート電極６６１、６６２に印加するゲート電圧を大きくすると空乏層の幅が狭くなるので、逆にチャネルの幅が広くなりドレイン電極１６０とソース電極１６１間により大きな電流が流れる。
【００５０】
ｐ型ゲート電極６６１、６６２にゲートｐｎ接合のビルトイン電圧（２．７Ｖ）よりも大きい電圧を印加すると、ＣＩＭＯＳＦＥＴはバイポーラ半導体素子として動作する。すなわち、ｐ型ゲート層６５２、６５３、６５４、６５５、６５６からｎ型チャネル層６５８に正孔が注入されｎ型チャネル層６５８で伝導度変調が発生して、ｎ型チャネル層６５８の抵抗が著しく低減する。また、ｎ型ソース層６５９及びｎ型チャネル層６５８からｐ型ゲート層６５２に電子が注入される。この電子がｐ型ゲート層６５２の中を拡散してｎ型ドリフト層１５１に達する。このようにしてｐ型ゲート層６５２がｐ型ベースの機能を果たしてＣＩＭＯＳＦＥＴはｎｐｎトランジスタの動作をし、正孔による電流と電子による大きな電流がドレイン電極１６０からソース電極１６１に流れる。
本実施例の図６に示す瞬時大電力供給装置２１のチョッパー回路２３とコンバータ２４のスイッチング素子は、ＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴの複数のセルから構成されたチップを１５個並列に接続し、図３に示すものと類似のモジュールに構成したものを用いている。モジュールにおいて、１５個のチップの、ＭＯＳゲート電極６６７、６６８が共通に接続され、ｐ型ゲート電極６６１、６６２、ｐ型ゲート層６５２が共通に接続される。また１５個のチップの、ドレイン電極１６０が共通に接続され、ソース電極１６１が共通に接続される。
【００５１】
本実施例の瞬時大電力供給装置を瞬低用に用いる時は、ＣＩＭＯＳＦＥＴのｐ型ゲート電極６６１、６６２にゲートｐｎ接合のビルトイン電圧（約２．７ｋＶ）よりも大きいゲート電圧を印加してバイポーラ半導体素子として動作させる。バイポーラ半導体素子として動作させる時間が約５秒間であれば、ユニポーラ半導体素子として動作する場合の約３．８倍の大電流を流すことができる。
本実施例ではＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力１.５ＭＷのコンバータを、瞬低の影響を防ぐ短時間であれば１.５ＭＷの約４.７倍の、定格電力が約７ＭＷに相当するコンバータとして動作させることができる。従って、大幅に小型化・軽量化・低コスト化された、瞬低時にも対応可能な負荷平準化用の瞬時大電力供給装置を実現できる。
【００５２】
《第３実施例》
本発明の第３実施例を図８を参照して説明する。
図８は本発明の瞬時大電力供給装置を、１００ｋＷ、５００Ｈｚ級の誘導加熱装置に適用した例のブロック図を示す。金属製の部品などを高精度の温度管理の下で迅速に熱処理するための加熱装置では、運転開始時や運転中に低温の加熱炉を急速に所定の高温にしたり、逆に高温の加熱炉を急速に所定の低温にすることが必要とされる。特に運転開始時には、定常運転状態で所定の高温を維持するときに比べて大きな電力が必要となる。
【００５３】
図８において、３相の配電系統線２９０に開閉器２９２を経て整流器３０１が接続され、入力の３相交流が整流されて直流出力端子２９５、２９６に直流出力が得られる。直流出力端子２９５、２９６間には大容量のコンデンサ３０２が接続され、直流出力はコンデンサ３０２を充電する。直流出力端子２９５、２９６間にはインバータ３０３が接続されている。インバータ３０３の出力端子３１５、３１６はそれぞれのコンデンサ３１７、３１８を経て加熱コイル３０４の両端子３１９、３２０にそれぞれ接続されている。加熱コイル３０４の近傍には加熱炉内の温度を検出する温度センサ３０６が設けられ、検出出力は検出回路３０９に入力されている。整流器３０１の３相の入力線の２本にＣＴなどの電流検出器３０７、３０８が設けられ、検出出力は検出回路３０９に入力されている。
【００５４】
インバータ３０３の出力端子３１５につながる出力線にも電流検出器３０５が設けられており、検出出力は検出回路３０９に入力されている。検出回路３０９の出力はモード切替回路３００に印加される。モード切替回路３００は、スイッチング素子３３１〜３３４をユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかの動作モードを判定して、モード制御信号を制御回路３１０に入力する。制御回路３１０の４つの出力端はインバータ３０３の駆動回路３１１、３１２、３１３、３１４の各入力端に接続されている。駆動回路３１１、３１２、３１３、３１４の出力端はそれぞれスイッチング素子３３１、３３２、３３３、３３４のゲートに接続されている。各スイッチング素子３３１〜３３４のソース・ドレイン間には、よく知られているフライホイーリング用のダイオードが接続されている。
インバータ３０３において、スイッチング素子３３１、３３２、３３３、３３４は、定格電圧・電流が１ｋＶ・１５０ＡのＣＩＪＦＥＴモジュールで構成されている。ＣＩＪＦＥＴモジュールの構成は図３に示す第１実施例のものに類似である。インバータ３０３は、整流器３０１の直流出力を交流出力に変換し、コンデンサ３１７、３１８を経て誘導加熱コイル３０４に供給している。
【００５５】
検出回路３０９は、電流検出器３０５、３０７、３０８の検出出力及び温度検出器３０６の検出出力に基づいて所定の演算処理を行い、結果の指令信号をモード切替回路３００に印加する。モード切替回路３００はこの指令信号に基づいて動作モードを決めるモード制御信号を制御回路３１０に印加する。制御回路３１０はモード制御信号に応じて４つの制御信号を生成し、それぞれ駆動回路３１１〜３１４に印加する。各駆動回路３１１〜３１４は入力された制御信号に基づいて各スイッチング素子３３１〜３３４の駆動信号を生成し、各スイッチング素子に印加する。
【００５６】
誘導加熱装置は、熱処理する金属部品の材質、形状、使用目的に応じて加熱炉内の温度を所定時間（例えば５秒〜３０秒）で所定の温度まで上昇させる必要がある。従って通常は誘導加熱装置の運転開始時には大電力を供給する必要がある。本実施例では運転開始時には、スイッチング素子３３１〜３３４のＣＩＪＦＥＴをそれぞれの駆動回路３１１〜３１４の駆動信号によりバイポーラ半導体素子として動作させ、定常時の３倍から５倍の交流出力電力を加熱コイル３０４に供給することができる。定常時にはＣＩＪＦＥＴをユニポーラ半導体素子として動作させ、ＣＩＪＦＥＴでの電力損失を防ぐのが望ましい。コンデンサ３０２に大容量のものを用いれば、加熱コイル３０４への供給電力が急増した場合にコンデンサ３０２に充電された電荷が供給電力の急増分を補う。これにより供給電力の急増による配電系統線２９０の電圧の低下を防ぐことができる。
【００５７】
本実施例によれば、誘導加熱装置のインバータ３０３の定格出力を、定常運転時の出力に合わせて設定しておけばよく、運転開始時や急加熱時など短時間に大出力を要する時には、スイッチング素子３３１〜３３４のＣＩＪＦＥＴをバイポーラ半導体素子として動作させることによって定常時の３〜５倍の出力を得ることができる。従って誘導加熱装置の小型化、軽量化、低コスト化が実現できる。
【００５８】
《第４実施例》
本発明の第４実施例を図９を参照して説明する。図９は本発明の瞬時大電力供給装置を定格出力６０ｋＷの電気自動車の走行用モータ４０４に適用した例のブロック図である。走行用モータ４０４に印加する交流の定格周波数は例えば１８ｋＨｚである。
【００５９】
図９において、バッテリ４０１に電源スイッチ４００を介して電力変換装置である３相のインバータ４０３が接続されている。バッテリ４０１の両端子間にはコンデンサ４０２が接続されている。バッテリ４０１は鉛電池などの二次電池であるが、燃料電池などの発電装置であってもよい。
インバータ４０３の３つの出力端４１５、４１６、４１７には永久磁石のロータを有するシンクロナスモータであるモータ４０４が接続されている。モータ４０４のロータの回転角を、ロータに連結されたシャフトの近傍に設けたシャフト回転角検出器４０５で検出し、シャフトの回転速度を表す検出信号が検出回路４０８に入力される。モータ４０４のステータ電流はＣＴなどの電流検出器４２０により検出され、検出信号が検出回路４０８に入力される。検出回路４０８にはさらに、運転者のアクセルペダルの操作に応じて出力されるトルク要求信号４０７が入力されている。検出回路４０８は入力された両検出信号及びトルク要求信号に基づいて演算処理を行い、結果の処理信号をモード切替回路４１０に入力する。モード切替回路４１０はスイッチング素子４３１〜４３６の動作モードを決めるモード制御信号をインバータ制御回路４０９に印加する。制御回路４０９はインバータ４０３のスイッチング素子４３１、４３２、４３３、４３４、４３５、４３６を駆動するそれぞれの駆動回路４２１、４２２、４２３、４２４、４２５、４２６に制御信号を出力する。駆動回路４２１〜４２６は入力される制御信号に基づいてスイッチング素子４３１〜４３６を駆動する駆動信号をそれぞれのスイッチング素子４３１〜４３６の制御電極であるゲートに印加する。各スイッチング素子４３１〜４３６のソース・ドレイン間には、フライホイーリング用のダイオードが接続されている。
【００６０】
本実施例の瞬時大電力供給装置におけるインバータ４０３のスイッチング素子４３１〜４３６は、図７に示し前記第２実施例で説明したＣＩＭＯＳＦＥＴのモジュールが用いられている。
電気自動車では、急発進時や、タイヤがぬかるみに入り込んだ際に脱出する場合などには、短時間ではあるが、通常の走行時の数倍の電力をモータ４０４に供給する必要がある。本実施例におけるインバータ４０３のスイッチング素子４３１〜４３６は、例えば定格電圧、電流が１ｋＶ・６００Ａ級のＣＩＭＯＳＦＥＴモジュールである。電気自動車の発進時や加速時などモータ４０４に大電力を供給する必要があるときは、それに対応する検出回路４０８の処理信号がモード切替回路４１０に入力されそれに応じたモード制御信号がインバータ制御回路４０９に印加される。インバータ制御回路４０９は印加された制御信号により、スイッチング素子４３１〜４３６の、図７に示すＣＩＭＯＳＦＥＴ素子の制御電極であるＭＯＳゲート端子６７３とｐ型ゲート端子６７０に正の電圧を印加する。電圧値は、例えばＭＯＳゲート電圧が５〜３０Ｖ、ｐ型ゲート電圧が２．７〜２５Ｖである。これによりＣＩＭＯＳＦＥＴ素子はバイポーラ半導体素子として動作し、インバータ４０３は定格電力の１．５〜４倍程度の交流電力をモータ４０４に供給することができる。インバータ４０３が、定格電力の１．５〜４倍の交流電力を出力できる時間は例えば、２〜２０秒程度である。二次電池のバッテリ４０１や自動車用の燃料電池は短時間であれば定格の数倍の電力を供給することが可能である。
【００６１】
電気自動車の通常走行時には、前記ＣＩＭＯＳＦＥＴ素子のｐ型ゲート端子６７０に１．０〜２．５Ｖの電圧を印加し、ＭＯＳゲート端子６７３に５〜３０Ｖの電圧を印加する。これによりＣＩＭＯＳＦＥＴ素子はユニポーラ半導体素子として動作する。
従来のシリコンを用いたスイッチング素子を有するインバータでは、前記定格出力の１．５〜４倍の電力を定格電力とするスイッチング素子を用いてインバータを構成する必要があったが、本実施例ではユニポーラ動作とバイポーラ動作を選択できるワイドギャップ複合機能半導体素子を用いることにより、通常走行時の出力電力にほぼ等しい定格電力のインバータを用いて定格電力の数倍の大電力に対応できる。これにより電気自動車のモータ用のインバータの大幅な小型化、軽量化及び低コスト化が実現できる。
【００６２】
以上、第１から第４実施例により本発明を説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではなく、各種の変形応用ができるものである。
例えば、スイッチング素子のワイドギャップ複合機能半導体素子はＣＩＪＦＥＴやＣＩＭＯＳＦＥＴに限定されるものではない。またＳｉＣ以外の他のワイドギャップ半導体材料すなわち窒化ガリウムやダイヤモンドなどで構成した半導体素子も同様に前記コンバータ及びインバータなどに使用可能である。またＳｉで構成した複合機能素子も利用可能である。ワイドギャップ複合機能半導体素子はスイッチング電源のスイッチング素子としても使用可能である。
【００６３】
電池はレドックスフロー電池やナトリウム硫黄電池、鉛電池や燃料電池などの他に、亜鉛塩素電池や亜鉛臭素電池、リチウムイオン電池などでもよい。
電力容量が２００ｋＷ以下の小容量の瞬時大電力供給装置の場合は、電流容量も小さいのでチップ面積の小さいワイドギャップバイポーラ半導体素子で十分対応可能である。この場合には、所定の電力を小さい電流で得るために電圧を昇圧する目的のチョッパー回路は必ずしも必要がなく、電池の出力を直接インバータなどの電力変換装置に印加すればよい。
【００６４】
ワイドギャップバイポーラ半導体素子は高耐圧のものが容易に実現できる。例えば実施例１と２では、２０ｋＶ以上の高耐圧にすることにより、直接６.６ｋＶの系統母線１０２に連系できる。従ってトランスを用いずに連系用リアクトルのみを用いることもできる。
前記第１及び第２実施例では、６.６ｋＶの配電系統母線の例で説明したが、瞬時大電力供給装置を構成する各要素を高耐圧大電流にすることにより、更に上流の電力系統に連結する瞬時大電力供給装置にも適用できる。また送電線にへびや鳥などの小動物がひっかかったり、樹木が接したりして短絡や地絡が発生した場合の数分を超える比較的長時間の「瞬時停電」にも本発明の瞬時大電力供給装置を適用できる。さらに電力送電電源の複数の発電機の内１つが故障したり、電力の大口需要家の負荷（工場など）が突然稼働を停止した場合、急激な電力変動が生じ、電力需給の不均衡が５分以上継続する場合がある。雷による瞬低の継続時間（数秒）よりはるかに長い５分から１時間の電力需給の不均衡による系統周波数の変動などに対しても、二次電池の容量を増やし、かつスイッチング素子を冷却するなど、その温度を所定値以下に保つ手段を講じることにより、本発明の瞬時大電力供給装置を適用することができる。このような長時間の場合、本発明の瞬時大電力供給装置は、定格出力の１．５から３倍程度の電力を調整することができ、非常用電線としても利用できる。
【００６５】
【発明の効果】
以上の各実施例で詳細に説明したように、本発明によれば、ユニポーラ動作とバイポーラ動作のいずれかが選択されるワイドギャップ複合機能半導体素子を用いてインバータなどの電力変換装置を構成し、出力が定格電力以下の通常時にはユニポーラ動作をさせる。瞬時大電力が必要なときは、通常時の定格電力を超える電力が制御できるように前記ワイドギャップ複合機能半導体素子のバイポーラ動作をさせる。これにより、瞬時大電力供給装置の大幅な小型化・軽量化・低コスト化ができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のピ−クカット用の瞬時大電力供給装置のブロック図
【図２】本発明の第１実施例のピークカット用の他の例の瞬時大電力供給装置のブロック図
【図３】（ａ）は第１実施例のコンバータに用いるＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴのモジュールの平面図
（ｂ）は（ａ）のｂ−ｂ断面図
【図４】ＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴセルの断面図
【図５】ＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴの、ゲート電圧をパラメータとした、ドレイン・ソース間の電圧電流特性を示すグラフ
【図６】本発明の第２実施例の負荷平準化用の瞬時大電力供給装置のブロック図
【図７】ＳｉＣ−ＣＩＭＯＳＦＥＴセルの断面図
【図８】本発明の第３実施例である誘導加熱用の瞬時大電力供給装置のブロック図
【図９】本発明の第４実施例である電気自動車の走行モータ用の瞬時大電力供給装置のブロック図
【図１０】従来のピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図
【符号の説明】
１、２１瞬時大電力供給装置
１００電力系統
４、２４コンバータ
５、１２０変圧器
６、１０９、１１１、１１４、１１５開閉器
１０電圧検出器
１１電流検出器
１３１〜１３９ＳｉＣ−ＣＩＪＦＥＴチップ
５０、１５０基板
５５、１６０ドレイン電極
５６、１６１ソース電極
５７ゲート電極
６６７、６６８ＭＯＳゲート電極
６６１、６６２ｐ型ゲート電極
３１１〜３１４、４２１〜４２６駆動回路
３３１〜３３４、４３１〜４３６スイッチング素子
３０３、４０３インバータ

Claims

直流電力を充放電する二次電池、及び
前記二次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有するワイドギャップ複合機能半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記二次電池に出力し、前記二次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力する電力変換装置であるコンバータ
を有する瞬時大電力供給装置。
直流電力を充放電する二次電池、及び
前記二次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有し、通常時にはユニポーラ半導体素子として動作し、瞬時大電力を必要とするときはバイポーラ半導体素子として動作するワイドギャップ複合機能半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記二次電池に出力し、前記二次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力する電力変換装置であるコンバータ
を有する瞬時大電力供給装置。
直流電力を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、前記二次電池の充電電圧を降圧し、前記二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有するワイドギャップ複合機能半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力する電力変換装置であるコンバータ、
前記系統母線の電圧を検出し、検出した電圧に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
を有する瞬時大電力供給装置。
直流電力を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、前記二次電池の充電電圧を降圧し、前記二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によって、ユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有するワイドギャップ複合機能半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力する電力変換装置であるコンバータ、
前記系統母線の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
を有する瞬時大電力供給装置。
前記系統母線の電圧が雷事故などの発生により短時間大幅に低下する瞬時電圧低下時には、前記二次電池から、前記二次電池の定格放電電力の２倍から１２倍の放電電力を出力させ、
前記コンバータが、コンバータの定格制御電力の２倍から１２倍に相当する前記二次電池の放電電力を交流に変換して所定の無効電力と定格電力の２倍から１２倍の有効電力を系統母線に出力するように、前記制御回路により制御されることを特徴とする請求項３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
前記系統母線の電圧が雷事故などの発生により短時間大幅に低下する瞬時電圧低下時には、前記二次電池から、前記二次電池の定格放電電力の２倍から１２倍の放電電力を出力させ、
前記コンバータが、コンバータの定格制御電力の２倍から１２倍に相当する前記二次電池の放電電力を交流に変換して所定の無効電力と定格電力の２倍より小さい有効電力を系統母線に出力するように、前記制御回路により制御されることを特徴とする請求項３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
前記系統母線とコンバータとの間に連系リアクトルを設けたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の瞬時大電力供給装置。
前記二次電池が、レドックスフロー電池及びナトリウム硫黄電池のいずれかであることを特徴とする請求項１、２、３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とする電荷注入型接合電界効果トランジスタ（ＣＩＪＦＥＴ）であることを特徴とする請求項１、２、３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、窒化ガリウムを母材とする半導体素子であることを特徴とする請求項１、２、３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、ＳｉＣのＣＩＪＦＥＴの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続して形成されていることを特徴とする請求項１、２、３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、ＳｉＣのＣＩＭＯＳＦＥＴの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続して形成されていることを特徴とする請求項１、２、３又は４に記載の瞬時大電力供給装置。
直流電力を充放電する二次電池、
前記二次電池に接続され、前記二次電池の充電電圧を降圧し、前記二次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路、
前記チョッパー回路と電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有するワイドギャップ複合機能半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換してチョッパー回路に出力し、前記チョッパー回路から入力される直流を交流に変換して前記系統母線へ出力する電力変換装置であるコンバータ、
前記系統母線の周波数を検出し、検出した周波数に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
を有する瞬時大電力供給装置。
直流電力を充放電する二次電池、及び
前記二次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有するワイドギャップ複合機能半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記二次電池に出力し、前記二次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力する電力変換装置であるコンバータ
を有する瞬時大電力供給装置。
前記系統母線に接続された負荷に供給される電力の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて前記負荷の電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記負荷と電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記二次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記二次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
を有する請求項１４に記載の瞬時大電力供給装置。
直流電力を供給する直流電源、及び
前記直流電源と負荷との間に接続され、スイッチング素子として、制御電極による制御によってユニポーラ半導体素子として動作させるかバイポーラ半導体素子として動作させるかが選択される複合機能を有し、通常時はユニポーラ半導体素子として動作し、瞬時大電力を必要とするときはバイポーラ半導体素子として動作するワイドギャップ複合機能半導体素子を有し、前記直流電源から入力される直流電力を交流電力に変換して前記負荷に出力する電力変換装置
を備える瞬時大電力供給装置。
前記直流電源が、電力系統の交流を直流に変換する整流装置と、前記整流装置の直流の正負出力端間に接続されたコンデンサを有することを特徴とする請求項１６記載の瞬時大電力供給装置。
前記直流電源が二次電池又は燃料電池であることを特徴とする請求項１６記載の瞬時大電力供給装置。
前記ワイドギャップ複合機能半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とする、電荷注入型接合電界効果トランジスタ（ＣＩＪＦＥＴ）又は電荷注入型ＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＣＩＭＯＳＦＥＴ）のいずれか一方であることを特徴とする請求項１６記載の瞬時大電力供給装置。
前記負荷が、誘導加熱装置であることを特徴とする請求項１６記載の瞬時大電力供給装置。
前記負荷が、自動車用モータであることを特徴とする請求項１６記載の瞬時大電力供給装置。