JP3949458B2 - 復調装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル無線通信におけるPSK方式の復調装置に係り、特に計算量が少なく、S/N劣化に伴う復調品質の劣化を防ぐことができる復調装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
ディジタル無線通信においては、ディジタル無線送信機から送信されたディジタル送信信号を受信側で受信し、伝送されてきた情報信号を適正に取り出すために、サンプリングクロックタイミング同期やシンボルタイミング同期、フレーム同期といった同期確立技術が重要である。
特に、受信装置の復調処理において、最適な復調タイミングを抽出するシンボル同期技術は、受信誤り率特性の良し悪しを左右する重要な技術である。
【0003】
従来のクロックタイミング再生技術としては、平成12年3月3日公開の特開2000−69100号「クロックタイミング再生回路及び復調装置」(出願人:日本電信電話株式会社、発明者:高尾 俊明他)がある。
この従来技術は、一定周期の基準クロックを時間τだけ遅らせて位相補正した補正クロックを用い、立ち上がり点あるいは立ち下がり点をδtだけ進めたタイミングでベースバンド信号をサンプリングし、このサンプリングしたベースバンド信号の自乗和Ra2を求め、前記補正クロックの立ち上がり点あるいは立ち下がり点を時間δtだけ遅らせたタイミングでベースバンド信号をサンプリングし、このサンプリングしたベースバンドの自乗和Rb2を求め、前記サンプリングしたベースバンドの自乗和Ra2と自乗和Rb2とを比較し、前記比較した結果が、前者が大きい場合には時間τを小さくし、後者が大きい場合には時間τを大きくし、それらを新たに時間τとして補正クロックを生成し、所望のクロックタイミングを有するサンプルクロックとして再生する手法である。
【0004】
上記公報の技術の構成例について、図5を用いて簡単に説明する。図5は従来のサンプルクロック再生手法を実現する基本的な実施形態を示すブロック構成図であり、クロックタイミング再生回路を備えた復調装置の構成例を示している。従来の復調装置には、IF信号が入力される検波器5と、検波器出力をディジタル信号に変換するアナログ/ディジタル変換器(A/D)6と、アナログ/ディジタル変換器6が出力するサンプル信号を処理し復号信号を得るベースバンド信号処理回路7と、IF信号およびサンプル信号から復号信号を得るためのクロックタイミングを再生するクロックタイミング再生回路8とを備える。
【0005】
クロックタイミング再生回路8には、一定周期の基準クロックを発生する基準クロック発振器(OSC)81と、この基準クロックを位相補正して補正クロック(t0)を生成する位相シフタ84と、補正クロックからサンプルクロックを生成するサンプルクロック生成回路85と、サンプルクロックによりベースバンド信号をサンプリングして得られたサンプル信号の自乗値を計算する自乗和回路82と、自乗和回路82により得られたサンプル信号の自乗値からクロック位相制御信号(φ)を求めて位相シフタを制御するクロック位相制御回路83とを備える。
【0006】
すなわち、従来の復調装置は、受信したベースバンド信号をサンプリングするサンプルクロックの位相を所望の位相となるように調整するクロックタイミング再生回路8およびこれを用いた復調装置である。
【0007】
ここで、従来技術の特徴とするところは、クロックタイミング再生回路8において、基準クロック発振器81から発生する基準クロックに対して時間τだけタイミングの遅れた補正クロックを位相シフタ84で発生させ、この補正クロックを時間δt進めた第一のタイミングおよびこの補正クロックを時間δt遅らせた第二のタイミングのサンプルクロックをサンプルクロック生成回路85で生成して、A/D変換回路6でベースバンド信号をそれぞれのタイミングでサンプリングし、自乗和回路82で第一のタイミングでサンプリングされたベースバンド信号の自乗和Ra2と第二のタイミングでサンプリングされたベースバンド信号の自乗和Rb2を求め、クロック位相制御回路83でこれを比較し、この比較結果にしたがって前記時間τを調整するところにある。
【0008】
具体的にクロック位相制御回路83では、前記自乗和Ra2の方が前記自乗和Rb2よりも大きいときには前記時間τをわずかに小さくし、前記自乗和Rb2の方が前記自乗和Ra2よりも大きいときには前記時間τをわずかに大きくしてこれを新たな時間τとして位相シフタ84に供給する。
【0009】
従来方式の手法により得られる自乗和回路82の出力とその平均化出力は、図6に示すような波形となり、所望のクロックタイミングとほぼ等しいタイミングで最大となる平均化出力が得られることになるものである。図6は、従来の復調装置における同期点を確認するための自乗和回路の出力及びその平均化出力波形を示す説明図である。
【0010】
また、別の従来のシンボルタイミング検出技術としては、平成13年8月31日公開の特開2001−237905号「シンボルタイミング検出方法」(出願人:株式会社日立国際電気、発明者:日暮 欽一他)がある。
この従来技術は、検波した受信信号をシンボル周期あたりN回オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした受信信号のプリアンブル区間の同相成分信号及び直交成分信号のからシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出方法において、プリアンブル区間の同相成分信号及び直交成分信号の2乗値を計算し、2乗値が最大値を与える位置M1と最小値を与える位置M2とを検索して、M1とM2との中間点m=(M1+M2)/2を求め、mをNで割った余りmmodNをシンボルタイミングとするシンボルタイミング検出方法であり、それによってシンボルタイミング検出のための演算量を減少させることができるものである。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の特開2000−69100号の技術では、図6に示すように平均化出力波形のピーク(同期タイミング)とその他のタイミングとの差が小さく、受信信号のS/N劣化時にはピークタイミングの識別が難しく同期位置抽出精度が劣化し、復調時の誤り率特性の劣化を招くという問題点があった。図6は、従来技術における同期点を示す波形図である。
【0012】
また、上記従来の特開2001−237905号の技術では、オーバーサンプリングされた直交検波信号からシンボルタイミングを検出し、検出されたシンボルタイミングで再度シンボル単位のサンプリングを行うので、サンプリングを行う構成が2重に必要となり、構成が増大するという問題点があった。
【0013】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、サンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる復調装置を提供することを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、復調装置において、PSK変調された受信信号を直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離する直交検波回路と、直交信号の同相成分と直交成分を各々オーバーサンプリングしてデジタル化し、直交データを出力するA/D変換回路と、直交データに対して1シンボル前の直交データとの位相差分を取る遅延検波回路と、位相差分を同期タイミングに従ってデータ判定し復調データを出力するデータ判定回路と、データ判定回路に同期タイミングを供給するシンボル同期回路とを有する復調装置であって、シンボル同期回路が、A/D変換回路からの直交データを入力し、1シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延した直交データとの複素共役乗算結果の同相成分を求め、複素共役乗算結果の同相成分のシンボル周期の変化が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力するシンボル同期回路であるものなので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる。
【0015】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、復調装置において、
シンボル同期回路が、
直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延させ、nサンプル遅延直交データを出力するnサンプル遅延回路と、
直交データとnサンプル遅延直交データのベクトル差分を求め、ベクトル差分の同相成分をnサンプル差分データとして出力する複素共役回路と、
nサンプル差分データを入力し、1シンボル遅延させて遅延nサンプル差分データを出力する1シンボル遅延回路と、
nサンプル差分データと遅延nサンプル差分データとの差分を求める差分回路と、
差分の自乗和を求めて出力する自乗和回路と、
自乗和回路からの出力を1シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化する平均化回路と、
平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する同期検出回路とを有するシンボル同期回路であるものなので、
構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる。
【0016】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明に係る復調装置は、PSK変調された受信信号を直交検波回路で直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離し、A/D変換回路で各々オーバーサンプリングして直交データを出力し、遅延検波回路で1シンボル前の直交データとの位相差分を取り、データ判定回路でシンボル同期回路からの同期タイミングに従って位相差分をデータ判定し復調データを出力するもので、この時シンボル同期回路が、直交データを入力し、1シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延した直交データとの差分ベクトルの同相成分を求め、差分ベクトルの同相成分が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力するものなので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができるものである。
【0017】
本発明に係る復調装置は、シンボル同期回路が、直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延させ、nサンプル遅延直交データを出力するnサンプル遅延回路と、直交データとnサンプル遅延直交データのベクトル差分を求め、ベクトル差分の同相成分をnサンプル差分データとして出力する複素共役回路と、nサンプル差分データを入力し、1シンボル遅延させて遅延nサンプル差分データを出力する1シンボル遅延回路と、nサンプル差分データと遅延nサンプル差分データとの差分を求める差分回路と、差分の自乗和を求めて出力する自乗和回路と、自乗和回路からの出力を1シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化する平均化回路と、平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する同期検出回路とを有するものなので、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができるものである。
【0018】
まず、本発明の実施の形態に係る復調装置の概略構成について図1を使って説明する。図1は、本発明に係る復調装置の概略構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る復調装置は、図1に示すように、直交検波回路1と、A/D変換回路6a、6bと、遅延検波回路2と、シンボル同期回路3と、データ判定回路4とから構成されている。
【0019】
本発明の復調装置の各部について説明する。
直交検波回路1は、受信した高周波(Radio Frequency:RF)信号を直交検波して、同相成分信号I(t)と、直交成分信号Q(t)に分離して出力するものである。
【0020】
A/D変換回路6aは、同相成分信号I(t)をサンプリングして同相成分のデジタルデータ(同相成分データと呼ぶ)I′(t)を出力するもので、1シンボルに対してTオーバーサンプリングして出力するようになっている。
同様に、A/D変換回路6bは、直交成分信号Q(t)をサンプリングしてデジタルデータ(直交成分データと呼ぶ)Q′(t)を出力するもので、1シンボルに対してTオーバーサンプリングして出力するようになっている。
尚、同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t)とを合わせて直交データと呼ぶ。
【0021】
遅延検波回路2は、サンプリングされた直交データ(同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t))に対して、1シンボル前の直交データとの複素共役を取ることによって位相差分をとる一般的な遅延検波回路である。
シンボル同期回路3は、直交検波出力であるI(t)、Q(t)の最適復調タイミング(同期タイミング)を抽出するものであり、ここでの同期タイミング抽出方法が本発明の特徴である。詳細は後述する。
データ判定回路4は、シンボル同期回路3からの同期タイミング信号を使用して、遅延検波回路2からの位相差分値を変調方式に応じて符号判定し、復調データとして出力するものである。
【0022】
次に、本発明の復調装置のシンボル同期回路3における同期タイミング抽出方法について説明する。
本発明の同期タイミング抽出方法は、送信側で行う位相変調(Phase Shift Keying:PSK変調)の性格上、位相変調された変調波は、シンボル点において位相がシフトするだけで振幅は変わらない、即ちシンボル点は常に定振幅である点を利用する。
この性格を利用することにより、受信した変調波のシンボル点付近の2つの信号のベクトル差分を求めると、ベクトル差分の直交成分は大きな値を取るが、ベクトル差分の同相成分は0(ゼロ)に近い値を取るはずである。
【0023】
そこで、受信波の直交検波出力を1シンボルに対してオーバーサンプリングした直交データ(同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t))に対して、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分、例えば2サンプル遅延した直交データとのベクトル差分(2サンプル差分と呼ぶ)を求め、その2サンプル差分の同相成分が最も小さいタイミングが同期タイミングである。
【0024】
尚、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔については、2サンプルに限定されるわけではなく、オーバーサンプリング数に対して十分小さく、且つ偶数サンプルであればよい。例えば、オーバーサンプリング数を10とすると、2サンプルが適宜である。
【0025】
ここで、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔を偶数サンプルにする理由について説明する。
シンボル位置における時刻をAとし、当該シンボル位置を挟む2つのタイミング、(A−Δt1)と(A+Δt2)を考える。
【0026】
受信信号RをI相とQ相の直交信号に分離して考えると、
R(t)=I(t)+jQ(t)
であり、シンボル位置及び上記前後のタイミングの時刻における受信信号は、
R(A)=I(A)+jQ(A)
R(A−Δt1)=I(A−Δt1)+jQ(A−Δt1)
R(A+Δt2)=I(A+Δt2)+jQ(A+Δt2)
である。
【0027】
そして、シンボル位置を挟む2つのタイミングの受信信号の差分ベクトルRsは、複素共役によって求め、
とすると、
である。
【0028】
ここで、I(A)をISym、Q(A)をQSymとし、I(A−Δt1)をISym−ΔMI、Q(A−Δt1)をQSym−ΔMQ、I(A+Δt2)をISym+ΔPI、Q(A+Δt2)をQSym+ΔPQとおくと、(数1)の同相成分ISは、
となる。
尚、直交成分QSは、使用しないので、以降無視する。
【0029】
この差分ベクトルの同相成分ISは、1シンボル前についても同様であるので、1シンボル前のI′Sは、
I′S=I′Sym 2+(ΔP′I−ΔM′I)I′Sym−ΔM′IΔP′I+Q′Sym 2+(ΔP′Q−ΔM′Q)Q′Sym−ΔM′QΔP′Qである。
【0030】
そこで、ISと1シンボル前のI′Sとの差分を取ると、
となる。
【0031】
上記(数2)において、本発明が前提としているPKS変調方式は、定包絡変調であるため、
(ISym 2+QSym 2)−(I′Sym 2+Q′Sym 2)=0
である。また、ΔM,ΔPは微少量であるので、
ΔMIΔPI=ΔMQΔPQ=ΔM′IΔP′I=ΔM′QΔP′Q≒0
と近似すると、(数2)で求めた差分ベクトルの同相成分ISのシンボル間差分は、
と置き換えることができる。
【0032】
ここで、ISym,QSym,I′Sym,Q′Symは、シンボル点における各成分であるので、各種値を取る可能性があるため、差分ベクトルの同相成分ISのシンボル間差分の電力がより小さい点を求めるためには、
ΔPI−ΔMI≒0
ΔP′I−ΔM′I≒0
ΔPQ−ΔMQ≒0
ΔP′Q−ΔM′Q≒0 (数4)
であることが望まれる。
【0033】
シンボル点の前後で(数4)の関係が成り立つ為には、差分ベクトルを求める2つの受信信号のタイミングとシンボルタイミングとの間隔であるΔt1,Δt2が、
Δt1≒Δt2
であればよい。
【0034】
よって、ベクトル差分をもとめる2つの受信信号の間隔としては、図7(a)に示すように、シンボル点(図中●)の時刻と等(時間)距離にある信号(図中×)である必要があり、この信号はオーバーサンプリング間隔をΔtとすると、2m×Δt離れた信号であり、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔を偶数サンプルにする必要がある。図7は、本発明におけるベクトル差分を求めるサンプリング間隔を説明する説明図である。
【0035】
もし、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔を奇数サンプル(例えば3)にすると、図7(b),(c)に示すように、ベクトル差分をもとめる2つの受信信号からシンボル点までの時間間隔が等距離にならず、(数4)の関係が成り立たなくなる。
よって、ベクトル差分を求めるサンプリング間隔は、オーバーサンプリング数に対して十分小さく、且つ偶数サンプルである必要がある。
【0036】
上記原理に従って本発明では、同期タイミングの多少の変動を考慮して、1シンボルに対して同じオーバーサンプリングタイミング(番号)になるタイミングに対して、上記直交データの2サンプル差分の同相成分について、更に1シンボル前との差分の自乗和を取り、複数シンボルにわたって平均化し、その平均値が最小になるオーバーサンプリングタイミング(番号)が同期タイミングであると判断するようになっている。
【0037】
ここで、本発明の同期タイミング抽出方法の原理について、数式及び図を用いて説明する。尚、ここでの説明では8相PSK(Phase Shift Keying)を用いて説明するが、本発明は8相に限定せず、BPSK、QPSK、16PSK等、定包絡変調であれば適用できる。
【0038】
変調された受信信号をR(t)(tは、サンプリング数)とすると、R(t)は直交検波回路1で直交検波されてで次式のようにI相とQ相の直交信号に分離される。
R(t)=I(t)+jQ(t)
そして、1シンボルのサンプリング数(即ち、オーバーサンプリング数)をTとすると、遅延検波回路2で、R(t)と1シンボル前のデータR*(t-T)との複素共役をとり、位相差分である遅延検波出力信号をRD(t)とすると、RD(t)は次式のようになる。
【0039】
この時、シンボル同期回路3では、まず、2サンプル遅延した直交信号(データ)とのベクトル差分(2サンプル差分)を求めるために、R(t)と2サンプル前のデータR*(t-2)との複素共役を行い、その結果を2サンプル差分RS(t)とすると、RS(t)は差分ベクトルを用いて次式のように表せる。
【0040】
次に、上式の2サンプル差分の差分ベクトルにおける実数部(同相成分)IS(t)(2サンプル差分データ)を用いて、1シンボル前の2サンプル差分データ(遅延2サンプル差分データ)との差分の自乗和SYN(t)を求めると、SYN(t)は次式のようになる。
SYN(t)=(IS(t)−IS(t-T))2
【0041】
1シンボルをTオーバーサンプリングする場合、サンプリング数tをオーバーサンプリング数Tで割った余りの値(t%Tで表す)が、シンボル同期点の候補である。
そこで、上記求めた自乗和SYN(t)を、t%Tが同一になるサンプルタイミング毎に加算して平均化を行うことで、複数シンボルにわたって平均化された自乗和P(t%T)を求めることができる。
平均化の例としては、重み係数λ(0<λ<1)を用いて、
P(t%T)=P(t%T)×λ+SYN(t%T)×(1−λ)
で求めることができる。
【0042】
次に、上記説明した同期タイミング抽出方法を実現するシンボル同期回路3の構成例について、図2を使って説明する。図2は、本発明の復調装置のシンボル同期回路3の内部構成例を示すブロック図である。
本発明の復調装置のシンボル同期回路3内部は、2サンプル遅延回路31と、複素共役回路32と、1シンボル遅延回路33と、差分回路34と、自乗和回路35と、平均化回路36と、同期検出回路37とから構成されている。
尚、2サンプル遅延回路31が、請求項のnサンプル遅延回路に相当している。
【0043】
シンボル同期回路3内部の各部について説明する。
2サンプル遅延回路31は、入力される直交データ(同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t))に対して、2サンプル分遅延させる遅延素子であり、2サンプル差分データを出力する。
尚、ここでの遅延サンプル数は、2サンプルに限定されるわけではなく、オーバーサンプリング数に対して十分小さく偶数サンプルであればよい。例えば、オーバーサンプリング数を10とすると、2サンプルが適宜であり、以降は、2サンプル遅延の例で説明する。
【0044】
複素共役回路32は、入力される直交データ(同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t))と、2サンプル遅延回路31で遅延された2サンプル前の直交データとの複素共役をとって2サンプルのベクトル差分(2サンプル差分)を求める一般的な複素共役回路であり、その2サンプル差分の同相成分IS(t)のみを2サンプル差分データとして出力する。
【0045】
1シンボル遅延回路33は、入力される2サンプル差分の同相成分IS(t)(2サンプル差分データ)に対して、1シンボル(オーバーサンプリング数Tとした場合にTサンプル)分遅延させる遅延素子であり、遅延2サンプル差分データとして出力する。
差分回路34は、複素共役回路32から出力される2サンプル差分の同相成分IS(t)と、1シンボル遅延回路33から出力される1シンボル前の2サンプルベクトル差分の同相成分IS(t-T)(遅延2サンプル差分データ)との差分を求める差分回路である。
自乗和回路35は、差分回路34で求めた2サンプル差分の同相成分ISの差分の絶対値を取るために、同相成分ISの差分を自乗して自乗和SYN(t)を出力する自乗和回路である。
【0046】
平均化回路36は、自乗和回路35から出力される自乗和SYN(t)に対して、1シンボルに対するオーバーサンプリングタイミング(番号)における値を複数シンボルにわたって平均化し、平均値P(t%T)を出力するものである。具体的には、サンプリング番号をオーバーサンプリング数(T)で割った余りが、1シンボルにおけるオーバーサンプリング番号になるので、このオーバーサンプリング番号毎に自乗和回路35から出力される自乗和SYN(t)に対して、適当な重み付けをしながら加算していくと、各オーバーサンプリング番号における複数シンボルにわたる平均値が平均化出力P(t%T)として求められることになる。
【0047】
同期検出回路37は、平均化回路36からの平均化出力P(t%T)が最小になるオーバーサンプリング番号のタイミングを同期タイミングとしてタイミング信号を出力するものである。
【0048】
次に、本発明の復調装置の動作について、図1,図2を使って説明する。
本発明の復調装置では、受信した変調信号(RF信号)が直交検波回路1で直交検波されて、直交信号の同相成分信号I(t)と直交成分信号Q(t)とに分離され、A/D変換回路6a、6bで各々T倍オーバーサンプリングされて直交データの同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t)が出力される。
【0049】
この時、シンボル同期回路3内では、2サンプル遅延回路31で直交データ(同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t))とが2サンプル分遅延され、複素共役回路32で直交データ(同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t))と、2サンプル遅延回路31で遅延された2サンプル前の直交データ(同相成分データI′(t−2)と直交成分データQ′(t−2))との複素共役がとられて、2サンプルのベクトル差分(2サンプル差分)が求められ、同相成分IS(t)(2サンプル差分データ)が出力される。
【0050】
そして、2サンプル差分の同相成分IS(t)(2サンプル差分データ)は、1シンボル遅延回路33で1シンボル(オーバーサンプリング数Tとした場合にTサンプル)分遅延されて遅延2サンプル差分データとして出力され、差分回路34で複素共役回路32から出力される2サンプル差分の同相成分IS(t)と、1シンボル前の2サンプルベクトル差分の同相成分IS(t-T)(遅延2サンプル差分データ)との差分が取られ、更に自乗和回路35でその自乗和が為されて自乗和SYN(t)が出力される。
【0051】
そして、平均化回路36で、サンプリング番号をオーバーサンプリング数(T)で割った余りの値のタイミング毎(オーバーサンプリング番号毎)に自乗和回路35からの自乗和SYN(t)が平均化され、各タイミングで平均化された平均化出力P(t%T)が出力され、同期検出回路37で、平均化回路36からの平均化出力P(t%T)が最小になるタイミングを検出して、最小になった時に同期タイミングとして出力される。
【0052】
また、直交検波回路1から出力され、A/D変換回路6a、6bで各々T倍オーバーサンプリングされた直交データの同相成分データI′(t)と直交成分データQ′(t)は、遅延検波回路2で1シンボル前の直交データとの複素共役が取られて位相差分である遅延検波出力信号RD(t)が求められ、データ判定回路4において、シンボル同期回路3からの同期タイミングに従って遅延検波出力信号RD(t)を符号判定し、復調データを出力するようになっている。
【0053】
上記説明したシンボル同期回路3で平均化回路36から出力される平均化された自乗和P(t%T)は、例えばオーバーサンプリング数Tが10の場合、図3(a)に示すように、t%10のある値(図3では5)においてP(t%10)が底になるように変化し、このP(t%10)が最小になる点(タイミング)がシンボル同期点である。図3は、1シンボル内の各サンプル数における平均化された自乗和P(t%10)の様子を示す説明図である。
【0054】
また、同じシステムにおいて、受信器入力信号R(t)にS/N=20dBのノイズが加算されたような場合であっても、図3(b)に示すように、P(t%10)が底になるタイミングが検出可能であり、ノイズ環境下においても十分シンボル同期位置の抽出が可能である。
【0055】
また、本発明の復調装置を用いた場合のBER(Bit Error Rate)特性の測定結果を図4に示す。図4は、本発明の復調装置におけるBER特性の測定結果を示すグラフ図である。尚、図4では重み係数λ=0.95の場合を示している。図4から解るように、本発明の復調装置のように受信信号の直交信号(データ)における2サンプルのベクトル差分の同相成分の隣り合うシンボル間の差分の絶対値が最小となるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとして、シンボル単位の遅延検波後のデータ判定を行うと、ノイズが少ない状態であっても、ノイズが多い状態であっても理想同期にかなり近い形で同期を取ることができる。
【0056】
図2に示した本発明の構成では、複素共役回路32から2サンプル差分の同相成分IS(t)のみを出力するように説明したが、複素共役回路32からは、2サンプル差分の同相、直交の両成分を出力するようにし、差分回路34で1シンボル前の2サンプルベクトル差分のとの差分を求め、差分の同相成分のみを出力するようにしても構わない。
【0057】
本発明の復調装置によれば、PSK変調された受信信号を直交検波回路1で直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離し、A/D変換回路6a,6bで各々オーバーサンプリングして直交データを出力し、遅延検波回路2で1シンボル前の直交データとの位相差分を取り、データ判定回路4でシンボル同期回路3からの同期タイミングに従って位相差分をデータ判定し復調データを出力するので、1シンボルに対するオーバーサンプリング数が十分であれば、特開2000−69100号のようにサンプリングクロックを調整して同期を取る必要が無く、サンプリングされたデータから同期タイミングを抽出できるので、構成を簡単にすることができる効果がある。
【0058】
また、本発明の復調装置では、シンボル同期回路3が、直交データを入力し、1シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延した直交データとの差分ベクトルの同相成分を求め、差分ベクトルの同相成分が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路4に出力するものなので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、特開2001−237905号の技術のようにシンボル単位のサンプリングを再度行う必要が無く、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる効果がある。
【0059】
また、本発明の復調装置によれば、シンボル同期回路3において、2サンプル遅延回路31が直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分(例えば2サンプル)を遅延させ、2サンプル遅延直交データを出力し、複素共役回路32が、直交データと2サンプル遅延直交データのベクトル差分を求めて、ベクトル差分の同相成分を2サンプル差分データとして出力し、1シンボル遅延回路33が、2サンプル差分データを入力し、1シンボル遅延させて遅延2サンプル差分データを出力し、差分回路34が、nサンプル差分データと遅延2サンプル差分データとの差分を求め、自乗和回路35が差分の自乗和を求めて出力し、平均化回路36が自乗和回路35からの出力を1シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化し、同期検出回路37が平均化回路36の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力するものなので、2サンプル遅延直交データとのベクトル差分の同相成分のみについて、1シンボル遅延、差分、自乗和、平均化を行うので、構成を増大することなく計算量を軽減して同期タイミングを抽出することができる効果がある。
【0060】
また、本発明の同期タイミング抽出方法で求めたnサンプル差分ベクトルの同相成分の1シンボル前との差分の自乗和の平均は、シンボルタイミングで最小となり、受信信号にノイズが加算されてもシンボルタイミングで最小となるという点は変わらず、シンボルタイミングを確実に抽出できるので、S/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる効果がある。
【0061】
【発明の効果】
本発明によれば、PSK変調された受信信号を直交検波回路で直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離し、A/D変換回路で各々オーバーサンプリングして直交データを出力し、遅延検波回路で1シンボル前の直交データとの位相差分を取り、データ判定回路でシンボル同期回路からの同期タイミングに従って位相差分をデータ判定し復調データを出力する復調装置であり、この時シンボル同期回路が、直交データを入力し、1シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延した直交データとの複素共役乗算結果の同相成分を求め、複素共役乗算結果の同相成分のシンボル周期の変化が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する復調装置としているので、オーバーサンプリングされたデータを用いてシンボル同期位置を検出し、遅延検波後のデータ判定に同期タイミングを与えることで、構成を増大することなく計算量を軽減し、且つS/N劣化時であっても復調品質の劣化を防ぐことができる効果がある。
【0062】
また、本発明によれば、シンボル同期回路において、nサンプル遅延回路が直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延させ、nサンプル遅延直交データを出力し、複素共役回路が、直交データとnサンプル遅延直交データのベクトル差分を求めて、ベクトル差分の同相成分をnサンプル差分データとして出力し、1シンボル遅延回路が、nサンプル差分データを入力し、1シンボル遅延させて遅延nサンプル差分データを出力し、差分回路が、nサンプル差分データと遅延nサンプル差分データとの差分を求め、自乗和回路が差分の自乗和を求めて出力し、平均化回路が自乗和回路からの出力を1シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化し、同期検出回路が平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する復調装置としているので、nサンプル遅延直交データとのベクトル差分の同相成分のみについて、1シンボル遅延、差分、自乗和、平均化を行うので、構成を増大することなく計算量を軽減して同期タイミングを抽出することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係る復調装置の概略構成ブロック図である。
【図2】本発明の復調装置のシンボル同期回路の内部構成例を示すブロック図である。
【図3】1シンボル内の各サンプル数における平均化された自乗和P(t%10)の様子を示す説明図である。
【図4】本発明の復調装置におけるBER特性の測定結果を示すグラフ図である。
【図5】従来のサンプルクロック再生手法を実現する基本的な実施形態を示すブロック構成図である。
【図6】従来技術における同期点を示す波形図である。
【図7】本発明におけるベクトル差分を求めるサンプリング間隔を説明する説明図である。
【符号の説明】
1…直交検波回路、 2…遅延検波回路、 3…シンボル同期回路、 4…データ判定回路、 31…2サンプル遅延回路、 32…複素共役回路、 33…1シンボル遅延回路、 34…差分回路、 35…自乗和回路、 36…平均化回路、 37…同期検出回路、 5…検波器、 6,6a,6b…A/D変換回路、 7…ベースバンド信号処理回路、 8…クロックタイミング再生回路、 81…基準クロック発振器、 82…自乗和回路、 83…クロック位相制御回路、 84…位相シフタ、 85…サンプルクロック生成回路
Claims (2)
- PSK変調された受信信号を直交検波して直交信号の同相成分と直交成分に分離する直交検波回路と、
前記直交信号の同相成分と直交成分を各々オーバーサンプリングしてデジタル化し、直交データを出力するA/D変換回路と、
前記直交データに対して1シンボル前の直交データとの位相差分を取る遅延検波回路と、
前記位相差分を同期タイミングに従ってデータ判定し復調データを出力するデータ判定回路と、
前記データ判定回路に同期タイミングを供給するシンボル同期回路とを有する復調装置であって、
前記シンボル同期回路が、前記A/D変換回路からの直交データを入力し、1シンボル内の各オーバーサンプルタイミングに対して、前記オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延した直交データとの複素共役乗算結果の同相成分を求め、前記複素共役乗算結果の同相成分のシンボル周期の変化が最小になるオーバーサンプルタイミングを同期タイミングとして前記データ判定回路に出力するシンボル同期回路であることを特徴とする復調装置。 - シンボル同期回路が、
直交データを入力し、オーバーサンプリング数より十分小さいnサンプル数分を遅延させ、nサンプル遅延直交データを出力するnサンプル遅延回路と、
前記直交データと前記nサンプル遅延直交データのベクトル差分を求め、前記ベクトル差分の同相成分をnサンプル差分データとして出力する複素共役回路と、
前記nサンプル差分データを入力し、1シンボル遅延させて遅延nサンプル差分データを出力する1シンボル遅延回路と、
前記nサンプル差分データと前記遅延nサンプル差分データとの差分を求める差分回路と、
前記差分の自乗和を求めて出力する自乗和回路と、
前記自乗和回路からの出力を1シンボルのオーバーサンプリングタイミング毎に平均化する平均化回路と、
前記平均化回路の出力が最小となるオーバーサンプリングタイミングを同期タイミングとしてデータ判定回路に出力する同期検出回路とを有するシンボル同期回路であることを特徴とする請求項1記載の復調装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002016377A JP3949458B2 (ja) | 2002-01-25 | 2002-01-25 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002016377A JP3949458B2 (ja) | 2002-01-25 | 2002-01-25 | 復調装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003218969A JP2003218969A (ja) | 2003-07-31 |
JP3949458B2 true JP3949458B2 (ja) | 2007-07-25 |
Family
ID=27652464
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002016377A Expired - Fee Related JP3949458B2 (ja) | 2002-01-25 | 2002-01-25 | 復調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3949458B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4283170B2 (ja) | 2003-12-17 | 2009-06-24 | 株式会社デンソー | 物体検出装置 |
JP4915587B2 (ja) * | 2007-09-28 | 2012-04-11 | パナソニック株式会社 | 復調装置 |
WO2011096024A1 (ja) * | 2010-02-04 | 2011-08-11 | パナソニック電工株式会社 | 遅延検波回路および受信装置 |
CN102763390B (zh) | 2010-02-04 | 2015-01-21 | 松下电器产业株式会社 | 延迟检波电路以及接收装置 |
JP5564282B2 (ja) * | 2010-02-16 | 2014-07-30 | パナソニック株式会社 | 受信回路及び受信装置 |
JP5853196B2 (ja) * | 2011-12-19 | 2016-02-09 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 同期システム及びそれを備えた受信装置 |
-
2002
- 2002-01-25 JP JP2002016377A patent/JP3949458B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003218969A (ja) | 2003-07-31 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050105 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061220 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Written amendment |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070418 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110427 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120427 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130427 Year of fee payment: 6 |
|
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