JP3973332B2

JP3973332B2 - ディジタル変復調の同期方式

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Publication number: JP3973332B2
Application number: JP36185499A
Authority: JP
Inventors: 祐行古川
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1999-12-20
Filing date: 1999-12-20
Publication date: 2007-09-12
Anticipated expiration: 2019-12-20
Also published as: JP2001177587A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル信号により変調した変調波を復調する回路、殊に差動符号化による変調を施した角度変調波を非同期に復調するディジタル復調装置の同期方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル信号の変復調方式としては、ディジタル信号の状態値に応じて搬送波の振幅を変化させる振幅変調方式、位相あるいは周波数を変化させる角度変調方式がよく知られているが、ディジタル移動通信の分野においては、伝送路における振幅歪みの影響を受けにくい角度変調方式を用いるのが一般的である。
ここで、耐歪特性が優れ移動通信に適した角度変調のπ／４シフトＱＰＳＫ４相位相変調（π／４シフトＱＰＳＫ）方式について簡単に説明する。
図２は、従来のπ／４シフトＱＰＳＫ変調装置の構成概要図である。同図に示すように、本変調装置は、シリアル／パラレル変換器６１、差動符号化回路６２、ローパスフィルタ６３ａ、６３ｂ、乗算器６４ａ、６４ｂ、９０°移相器６５、信号発生器６６及び加算器６７で構成される。
上記構成において、シリアル／パラレル変換器６１は、入力したディジタルの２値データ列を２ビットを一組とする単位データ（Ｘ，Ｙ）に変換する。この単位データを一般に１シンボルと称し、これを一周期としてデータ処理を行う。
差動符号化回路６２は、信号の変化分（差分）に対して（Ｘ，Ｙ）の情報を担わせたＩチヤネルとＱチヤネルとから成るベースバンド信号を生成する。ローパスフィルタ６３ａ、６３ｂは、前記ベースバンド信号をそれぞれ帯域制限して、乗算器６４ａ、６４ｂに出力する。
前記乗算器６４ａ、６４ｂにおいては、ベースバンド信号に、信号発生器６６で生成された搬送波ωＣの同相成分及び９０°移相器６５で前記信号発生器６６の出力信号の位相ををπ／２ずらした搬送波ωＣの直交成分を、それぞれ乗算して振幅変調した後、双方を加算器６７において合成して変調波を得るものである。
【０００３】
なお、π／４シフトＱＰＳＫ方式は、２値信号“１”、“０”に対して振幅“Ａ”、“−Ａ”を割り当てると共に、１シンボルについて４つの信号点データ（Ｉ，Ｑ）を与え、これを基に位相変調を行なう４相位相変調（ＱＰＳＫ）方式を基本としたものてある。
即ち、図３のπ／４シフトＱＰＳＫシンボルと位相の関係図に示されるように、Ｉ、Ｑの信号点の配置は、１シンボル毎に図中黒点て示すＱＰＳＫの信号点配置と、これをπ／４シフトした図中白ヌキ点で示す信号点配置とを交互に用いて位相変調を行なう方式てある。
従って、先行するシンボルとの位相差ΔΦは必ずπ／４の奇数倍となり、入力された単位データ（Ｘ，Ｙ）との関係は図３の表のように表される。
【０００４】
一方、変調波を復調する方式としては同期検波方式と遅延検波方式がよく知られているが、理論的には同期検波方式の方が優れた特性を有するが、高速のフエージングが発生して急激な位相変動が発生し易いディジタル移動通信においては、同期検波方式より遅延検波方式が適している。
遅延検波方式は、所定の遅延時間を有する遅延回路で遅延された変調波を基準にして、次の変調波を検波するものであるから、上述のように差動符号化された信号で変調された変調波であることが必要である。また、搬送波を再生する必要が無いので同期検波に比して構成が簡単であるため移動通信に適している。
例えば、前述のπ／４シフトＱＰＳＫ方式の場合は、１シンボル先行した変調波の位相を基準として次の変調波を検波することによって両者の位相差ΔΦを求め、これを図３の表に従って復号すればよい。
【０００５】
図４（ａ）は、π／４シフトＱＰＳＫ変調波を、遅延検波を利用して復調する従来のディジタル復調装置の基本構成を示す構成概要図である。同図に示すように、本復調装置は、乗算器７１ａ、７１ｂと、９０°移相器７２と、信号発生器７３と、ローパスフィルタ７４ａ、７４ｂと、Ａ／Ｄ変換器７５ａ、７５ｂと、遅延検波器７６と、データ識別部７７ａ、７７ｂと、クロック再生回路７８と、パラレル／シリアル変換部７９とで構成される。
上記構成において、入力した変調波は、乗算器７１ａ、７１ｂにおいて、信号発生器７３で生成された搬送波ωＣと等しい周波数の信号及びこの搬送波ωＣを９０°移相器７２で位相をπ／２ずらした信号とそれぞれ乗算され、ＩチヤネルとＱチヤネルのベースバンド信号に変換される。
このＩ信号とＱ信号はそれぞれローパスフィルタ７４ａ、７４ｂで帯域制限され、Ａ／Ｄ変換器７５ａ、７５ｂにてディジタル信号に変換される。このディジタル化されたＩ、Ｑ信号を、遅延検波回路７６にて１シンボル先行する信号との信号点配置の違い、即ち位相差ΔΦを検出し、図３に示された関係に基づいてＸ、Ｙに復号する。
【０００６】
前記遅延検波回路７６からの検波信号Ｘ、Ｙは、データ識別部７７ａ、７７ｂ及びクロック再生回路７８に出力される。クロック再生回路７８においては、後述する同期ポイントを決定し、この同期ポイントに基づいて１シンボル周期毎に同期クロック信号をデータ識別部７７ａ、７７ｂに供給する。前記データ識別部７７ａ、７７ｂは、この同期クロック信号に基づいて遅延検波回路７６の出力信号より基本データ（Ｘ，Ｙ）を確定し、該基本データ（Ｘ，Ｙ）は、パラレル／シリアル変換器７９において変調前の２値データ列の信号に復調される。
【０００７】
図５（ａ）は、遅延検波回路７６からの検波信号を複数回重ね書きしたことにより得られるアイパターンであって、同図に示す２値信号（Ｘ＝）１または０が確定するアイの最も開いたポイント（同期ポイント）Ｐｓの信号レベルを、各シンボルの復調データとして識別するのが一般的である。
以上の復調処理において重要な点は前記同期ポイントをいかに決定するかであって、従来、クロック再生回路は、前記同期ポイントを決定して同期クロック信号を生成するものであるが、同期ポイントを得る手法としてアイパターンの最大のアイ開口点を同期点として検出する手法が取られている。
【０００８】
図５（ａ）に示したアイパターンから明らかなように、アイが最も開いた同期ポイントＰｓにおいては、検波信号のレベルが比較的高密度に集中するａまたは−a（Ｘ＝１または０）となり、その近傍においては、ほとんどの場合同期ポイントＰｓと同じレベルとなる。逆に、同期ポイントＰｓから離れゼロクロスポイント（同図のＰｃ）に近づくにしたがってレベルが一致しない確率が高くなる。即ち、１シンボル周期分の検波信号について複数個のサンプルポイントを設定し、各サンブルポイントにおける信号レベルをサンプリングし、隣り合う２つのサンプルポイントの信号レベル同志について相関をとると、信号レベルの一致した同期ポイントの近傍では相関が大きくなり、２つのサンプルポイントの信号レベルが異なる場合は相関が小さくなる。換言すれば、図５（ａ）のＰｓの点におけるサンプリング値の相関は大きくなるが、Ｐｃの点におけるそれは小さくなる。この点に着目して相関を検出し、これらの大小を比較することにより同期ポイントを検知する。
【０００９】
具体的には、図５（ｂ）に示すように、１シンボル周期毎に所定のサンプルポイント（同図においては１シンボル当たり８ポイント）で信号のレベルをサンプリングし、隣り合ったサンプルポイントのサンプリングデータ同士、即ちＰ１とＰ２、Ｐ２とＰ３、・・と順次相互の相関を検出した後、この相関データの大小を比較して相関が最大となるサンプルポイント対（同図においてはＰ４とＰ５の対あるいはＰ５とＰ６の対と予測される）を求め、該サンプルポイント対の一方を同期ポイントと設定するものである。
【００１０】
図４（ｂ）は、前述の相関を検出して同期ポイントを設定する方法を適用した従来のディジタル復調装置の構成概要図である。同図の構成は、図４（ａ）のクロックさ異性回路７８を相関検出回路１８ａと相関判定回路１８ｂとで構成したものである。
同図において、相関検出回路７８ａは遅延検波回路７６より入力した検波信号Ｘ、Ｙのレベルを、１シンボル周期毎に予め設定された複数個のサンプルポイントにおいてサンプリングすると共に、隣接する２つのサンプルポイントを一組としてサンプリングした信号同志の相関を検出し、検出した相関をＸ、Ｙそれぞれについて対応するサンプルポイントの組毎に加算し、それぞれを複数シンボル分累積した上で相関判定回路７８ｂに出力する。前記相関判定回路７８ｂにおいては相関データの大きさを比較して最も相関の大きくなる抽出ポイントの組を検出し、その一方のサンプルルポイントを同期ポイントと判定して、同期クロック信号をデータ識別回路７７ａ、７７ｂに出力するものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、変調信号の伝送路の雑音が極めて少ないときは、図６（ａ）のアイパターン例に示すように、その受信信号のアイパターンはきれいであり、サンプルポイント間の相関は問題なくとれるが、変調信号の伝送路に雑音がある場合は、図６（ｂ）に示すように、その受信信号のアイパターンは乱れ、サンプルポイントの信号レベルは散らばってしまう。
このような状態のときには、相関の値はずれてしまい、同期ポイントで相関が最大値になるとは限らず、同期点を確定することができず、再び同期探索動作を繰り返し、同期ポイントを検出するまでに時間がかかるという問題があった。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、変調信号伝送路に雑音がある場合にも、安定して同期ポイントを検出することがてきるディジタル変復調における同期方式を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明の同期方式においては、差動符号化によって変調された変調波を所定の検波手段により検波してディジタル信号を得るディジタル復調装置において、前記検波手段からの出力信号を単位データ周期（シンボル周期）毎に予め設定した複数個のサンプルポイントにてサンプリングし、各サンプルポイント毎に移動平均を用いて分散を計算する第１の分散計算手段と、前記第１の分散計算手段により計算された各サンプルポイントの分散の中から最小の分散値を示すサンプルポイントを検出する第１の同期点検出手段と、前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散が所定の分散しきい値以下のときそのサンプルポイントを同期点として同期クロック信号を出力する同期点確定手段と、前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散計算の平均値に基づいて各サンプルポイントの分散を計算する第２分散計算手段と、前記第２の分散計算手段により計算された各サンプルポイントの分散の中から最小の分散値を示すサンプルポイントを検出する第２の同期点検出手段と、を備え、前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散が所定の分散しきい値より大のとき、前記第２の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散値と前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散値とを比較し、分散値が小さい方のサンプルポイントを同期点として前記同期点確定手段から同期クロック信号が出力されることを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図面に示した実施の形態に基づいて詳細に説明する。本発明による同期方式では、アイパターンのアイ最大開口部を求めるため、１周期ごとのデータに予め設定した複数のサンプルポイントのデータ値からの分散を計算する手法をとる。このとき、同期点においてサンプルポイントのデータ値が取り得る値は、ある一点に集中しているはずであるから、同期点における分散は他のサンプルポイントにおける分散と比較して最も小さいと考えられる。このことから各サンプルポイントにおける分散を求め、その値が最も小さいサンプルポイントを同期点とし、シンボルの“１”、“０”の判定を行うものである。
【００１４】
図１は、本発明に係わる同期方式に基づくπ／４シフトＱＰＳＫ復調装置の構成概要図である。
同図に示すように、本変調装置は、受信したアナログデータをディジタルヘ変換するＡ／Ｄ変換器１と、乗算器２１ａ、２１ｂと９０°移相器２２と信号発生器２３と間引きフィルタ２４ａ、２４ｂとローパスフィルタ２５ａ、２５ｂとから成るＤＤＣ部２と、ナイキストフィルタフィルタ３と、遅延検波器４と、入力信号の絶対値をとる位相変換部５１と移動平均分散計算部５２と平均値固定分散計算部５３と同期点確定部５４とから成る同期処理部５と、データ判定部６ａ、６ｂとパラレル／シリアル変換部７とで構成される。
前記移動平均分散計算部５２は移動平均から分散を求めるためのブロックであって、入力データの移動平均を求める平均値計算部５２１とサンプルポイント毎の分散を求める分散値計算部５２２と各サンプルポイントの分散の中から最小の分散を探索する分散最小値探索部５２３と前記分散最小探索部５２３にて探索した最小の分散を呈するサンプルポイントの位置を探索する同期点探索部５２４とで構成され、また、前記平均値固定分散計算部５３は、分散の計算の平均値を固定して分散を求めるブロックであって、平均値固定分散値計算部５３１と平均値固定分散最小値探索部５３２と平均値固定同期点探索部５３３とで構成される。
【００１５】
上記構成において、アナログの受信入力はＡ／Ｄ変換器１においてディジタル信号に変換され、ＤＤＣ部２の乗算部２１ａ、２１ｂに出力される。
前記乗算器２１ａ、２１ｂに入力した信号は、信号発生器２３で生成された搬送波ωＣに等しい周波数の信号及びこの搬送波ωＣを９０°移相器２２で位相をπ／２ずらした信号とそれぞれ乗算され、ベースバンド周波数帯のＩ信号、Ｑ信号に変換される。更に、この信号は間引き回路２４ａ、２４ｂにおいて所定のサンプリングレートに下げられ、ローパスフィルタ２５ａ、２５ｂで帯域制限されて不要信号が除去され、ナイキストフィルタフィルタ３に出力される。
前記ナイキストフィルタフィルタ３においては、Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれ符号間干渉の生じないよう帯域制限され、遅延検波器４において１シンボル先行する信号との位相差ΔΦを検出して、図３に示された関係に基づいてＸ、Ｙに復号する。
【００１６】
前述の検波出力信号Ｘ、Ｙは、それぞれデータ判定部６ａ、６ｂの出力されるとともに、同期処理部５の位相変換部５１にも出力されて次のようにデータ処理される。この場合、同期処理部５へ出力される信号は、検波出力のＸ、Ｙ信号のうちいずれか一方の信号で良い。
位相変換部５１に入力したデータは、入力データの平均を計算するため、全て絶対値に変換され、平均値算出部５２１において所定のサンプルポイント毎に各々数十サンプル単位の移動平均値が求められる。次に、移動平均分散計算部５２２において、前記移動平均値をもとに各サンプルポイント毎の分散が求められる。
移動平均分散最小値探索部５２３は、前記移動平均分散計算部５２２で求めた各サンプルポイントの分散を比較して分散の最小値を探索する。そして移動平均同期点探索部５２４において最小の分散が得られたサンプルポイントの位置が探索され、この位置を移動平均による同期ポイントとして記憶保持すると共に、前記移動平均による同期ポイントにおける分散計算の平均値を、平均値固定分散計算部５３の分散計算部５３１に出力する。
【００１７】
平均値固定分散計算部５３は、各サンプルポイントに対して共通の平均値を用いて分散を求めるブロックであって、この共通の平均値には、前記移動平均同期点探索部部５２４から出力された同期ポイントにおける分散値の平均値を使用する。
前述の位相変換部５１の出力データは、平均値固定分散計算部５３１に入力され、前記移動平均同期点探索部部５２４から入力した平均値（固定値）で各サンプルポイント毎の分散が計算される。
平均値固定分散最小探索部５３２は、前記平均値固定分散計算部５３１で得られた各サンプルポイントの分散を比較して最小の分散を求め、次に、平均値固定同期点探索部５３３でこの分散の最小値が得られたサンプルポイントを探索し、同期ポイントとして記憶保持する。
ところが、移動平均を用いた分散の計算では、雑音か加わったときに平均値が本来の同期ポイントのシンボルが取り得る平均値よりずれてしまい、ずれた点の分散を求めてしまうことになる。
【００１８】
そこで、同期点確定部５４では、前記移動平均分散計算部５２で求めた移動平均による同期ポイントの分散と予め設定した分散しきい値とを比較し、移動平均の分散値がしきい値以下のときは、前記平均同期点探索部５２４で得られた同期ポイントを最終的な同期ポイントとして確定する。
一方、移動平均の分散値がしきい値以上の場合は、前記移動平均同期点探索部５２４と前記平均値固定同期点探索部５３３とで得られた同期ポイントの分散値を比較し、より小さい分散値が得られた方の同期ポイントを最終的な同期ポイントとして確定する。
上記のようにして同期ポイントを決定し、同期クロック信号をデータ判定部６ａ、６ｂに出力する。前記データ判定部６ａ、６ｂは、前記同期クロック信号のタイミングでデータの取得を行い、データの“０”、“１”の判定を行う。
上述の方法で同期ポイントを確定することによって、データ伝搬路に雑音の多い場合も安定に信頼性の高い同期ポイントを得ることが出来る。
【００１９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による同期方式は、ディジタル変復調における同期をアイパターンのアイ開口が最大の点を同期点として求めるために、所定の複数のサンプルポイントの移動平均による分散を計算し、得られた分散の中で最小の分散値が予め設定した分散しきい値以下の場合は、その最小の分散を示したサンプルポイントを同期ポイントする。
また、前記分散値が予め設定した分散しきい値より大きい場合は、前記移動平均による分散で最小の分散値を計算した際の平均値を、前記所定の複数のサンプルポイントにおいて分散を求める際の平均値（固定）として分散を求める。この平均値を固定にして求めた各サンプルポイントの分散の中で得られた最小の分散と、前記移動平均による最小の分散とを比較してより小さい分散値を示す方のサンプルポイントを同期ポイントする。
このようにすることにより、本発明の同期方式は、伝搬路の雑音により信号の品質が悪化した場合でも同期を安定に捕捉することができ、雑音耐性の強い同期方式を提供するうえで大いに貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る同期方式に基づくπ／４シフトＱＰＳＫ復調装置の実施の一形態例を示す構成概要図。
【図２】従来のπ／４シフトＱＰＳＫ変調装置の一例を示す構成概要図。
【図３】π／４シフトＱＰＳＫシンボルと位相の関係を示す図表。
【図４】（ａ）は、従来のπ／４シフトＱＰＳＫ復調装置の基本構成を示す構成概要図、（ｂ）は、創刊を検出して同期ポイントを設定するクロック再生回路を適用したディジタル復調装置の一例を示す構成概要図。
【図５】（ａ）は、検波信号のアイパターン、
（ｂ）は、検波信号のアイパターンとサンプルポイントとの関係の説明図。
【図６】（ａ）は、雑音が無い時のアイパターンの一例を示す図、
（ｂ）は、雑音があるときのアイパターンの一例を示す図。
【符号の説明】
（以下、本発明に係わる）
１・・Ａ／Ｄ変換器、２・・ＤＤＣ部、３・・ナイキストフィルタ、
４・・遅延検波器、５・・同期処理部、６ａ、６ｂ・・データ判定部、
７・・パラレル／シリアル変換部、２１ａ、２１ｂ・・乗算器、
２２・・９０°移相器、２３・・信号発生器、
２４ａ、２４ｂ・・間引きフィルタ、２５ａ、２５ｂ・・ローパスフィルタ、
５１・・位相変換部、５２・・移動平均分散計算部、
５３・・平均値固定分散計算部、５４・・同期点確定部、
５２１・・移動平均の平均値計算部、
５２２・・移動平均の分散値計算部、
５２３・・移動平均の分散最小値探索部、
５２４・・移動平均の同期点探索部、
５３１・・平均値固定の分散値計算部、
５３２・・平均値固定の分散最小値探索部、
５３３・・平均値固定の同期点探索部
（以下、従来技術に係わる）
６１・・シリアル／パラレル変換器、６２・・差動符号化回路、
６３・・ローパスフィルタ、６４ａ，６４ｂ・・乗算器、
６５・・９０°移相器、６６・・信号発生器、６７・・加算器、
７１ａ、７１ｂ・・乗算器、７２・・９０°移相器、７３・・信号発生器、
７４ａ、７４ｂ・・ローパスフィルタ、７５ａ、７５ｂ・・Ａ／Ｄ変換器、
７６・・遅延検波器、７７ａ、７７ｂ・・データ識別部、
７８・・クロック再生回路、７８ａ・・相関検出回路
７８ｂ・・相関判定回路、７９・・パラレル／シリアル変換部

Claims

差動符号化によって変調された変調波を所定の検波手段により検波してディジタル信号を得るディジタル復調装置において、
前記検波手段からの出力信号を単位データ周期（シンボル周期）毎に予め設定した複数個のサンプルポイントにてサンプリングし、各サンプルポイント毎に移動平均を用いて分散を計算する第１の分散計算手段と、
前記第１の分散計算手段により計算された各サンプルポイントの分散の中から最小の分散値を示すサンプルポイントを検出する第１の同期点検出手段と、
前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散が所定の分散しきい値以下のときそのサンプルポイントを同期点として同期クロック信号を出力する同期点確定手段と、
前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散計算の平均値に基づいて各サンプルポイントの分散を計算する第２分散計算手段と、
前記第２の分散計算手段により計算された各サンプルポイントの分散の中から最小の分散値を示すサンプルポイントを検出する第２の同期点検出手段と、を備え、
前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散が所定の分散しきい値より大のとき、前記第２の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散値と前記第１の同期点検出手段で検出したサンプルポイントの分散値とを比較し、分散値が小さい方のサンプルポイントを同期点として前記同期点確定手段から同期クロック信号が出力されることを特徴とするディジタル復調装置の同期方式。