JP3943137B2 - 接触及び非接触動作モードを備えたマイクロ回路 - Google Patents
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Description
本発明は、2つの動作モード、すなわち接触および非接触モード、を備えたマイクロ回路に関するものである。
【従来の技術】
現在、チップカードの市場、一般的に、携帯可能なサポート上に搭載される電子チップの市場は、2つの領域からなる:“接触適用”と呼ばれる適用のものと、“非接触適用”のものである。近い将来、非接触チップカードは、重要な発展を遂げるに違いないが、その時、同時に、多くの接触カードがなお使用されているであろう。従って、チップカードの市場を合理化するために、任意の種類のチップカードリーダと通信できる、接触または非接触の、両方の動作モードを備えたマイクロ回路を開発することが考えられてきた。
米国特許5,206,495(対応する日本語特許文献は特開平3−209592号公報である。)は、接触または非接触の、2つの動作モードを備えたチップカードマイクロ回路を開示するもので、その構造を思い出してみる。角括弧内の参照数字は、この文献の図3に関するものである。
上記先行技術のマイクロ回路[2]は、接触による動作モードのためのコンタクト[3]と、非接触動作モードのための誘導コイル[4,5]と、を備える。該誘導コイルは、非接触動作モードにおいてDC電源電圧U1を提供するよう、整流回路[2.1.1]に結合されている。接触動作モードでは、DC電源電圧U2は、電源コンタクト[I6]によって提供される。
本質的に、該先行技術文献は、マルチプレクサ[2.1.3]により、上記コンタクト[3]によって受信された信号および上記コイル[4,5]によって受信された信号をマイクロコンピュータ[2.2]に送信することを提供する。コイル[4,5]によって受信された信号は、コンバータ[2.1.4]によりマルチプレクサ[2.1.3]へ印加される。上記マイクロコンピュータ[2.2]は、このようにして、2つの動作モードに共通な信号を処理する手段を形成し、マルチプレクサ[2.1.3]は、マイクロ回路の動作モードに依存して、コンタクト[3]への、またはコンバータ[2.1.4]への、マイクロコンピュータの接続を可能にするスイッチユニットを形成する。マルチプレクサ[2.1.3]を制御するための、動作モードの識別は、マルチプレクサ[2.1.3]に印加される識別信号をその出力[E3]において提供する、2つの入力[E1、E2]を持つコンパレータ[2.1.2]によって行われる。該コンパレータ[2.1.2]は、第1の入力[E2]において電源コンタクト[I6]から来るDC電圧U2を、第2の入力[E1]において整流器[2.1.1]から来るDC電圧U1を、受ける。
【発明が解決しようとする課題】
一見したところ満足できるものであるが、従来のマイクロ回路は、実際には、種々の欠点を示す。
第1の欠点は、電源電圧U1およびU2をその入力[E1、E2]において受ける上述のコンパレータ[2.1.2]による、動作モードの検出にある。電圧U1、U2は、2つの比較入力[E1、E2]の間の短絡を避けるのに必要不可欠であるダイオード[D1、D2]により、コンパレータ[2.1.2]の電源入力[E4]にも印加される。ここで、これらのダイオードは、例えばCMOS集積回路では1Vの、コンパレータが受ける電源電圧の実質的な低下を引き起こす。従って、コンパレータ[2.1.2]が動作可能であるためには、マイクロ回路の最小電源電圧U1またはU2は、コンパレータの最小電源電圧を1V上回るものでなければならない。非接触モードで整流器[2.1.1]によって提供される電圧U1は、コイル[4、5]における誘導電圧の振幅に、従って、マイクロ回路と磁界源(誘導性結合)との間の距離に、依存するので、ダイオード[D1]における電圧低下は、誘導性結合の増加によって補償されなければならず、同じ磁界の出力で、チップとカードリーダとの間に許される最大通信距離の実質的な減少を意味する。詳しく言うと、13.56MHzの標準周波数で誘導により電力供給され、約1Vの非常に低い電圧で動作できる(CMOSテクノロジー)非接触チップカードにおいて、ダイオード[D1]における1Vの電圧低下は、カード/リーダの最大距離の数センチメートルの減少を生じるもので、電源電圧U1は、コンパレータの電源入力[E4]において1Vであるためには、少なくとも2Vに等しくなければならない。
従来のマイクロ回路の他の欠点は、接触モードおよび非接触モードの電源電圧U1、U2間での起こり得るあいまいさに対処する方法である。“あいまいさ”とは、同時に、電源電圧U1およびU2が存在する場合を意味する。特に、出願人は、非接触モードの間にユーザの指がコンタクトに触れることが、その動作を妨げる、またはそれをブロックすることさえあり得る静電荷を、マイクロ回路に流すことがあるのを発見した。先行技術文献では、動作モードを識別する信号を生成するコンパレータの出力[E3]は、電圧U1、U2の値に関してあいまいでないことが好ましいとされている。しかしながら本発明は、以下の確認に基づくものである:コンパレータ[2.1.2]が、電圧U1、U2が同時に、かつ高レベルで、存在する時に、あいまいでないようにするために、2つの電圧のうち一方のみに、任意に優先性を与える必要がある。優先性が、コンタクト上の妨害静電電圧に関連したあいまいさの場合を解決するよう、非接触モードの電圧U1に与えられる場合、コンパレータの出力は、電圧U1がある時、電圧U2がいかなるものであっても、1とならなければならない。コンパレータの出力が電圧U1のみに依存するなら、コンパレータを備えることは全く有益なことではない、と結論づけることができる。最後に、動作モードを決定するためのあいまいでないコンパレータを用いるというアイデアは、その実用に関していくつかの疑問を呈する。
従来のマイクロ回路のさらに別の欠点は、コンバータ[2.1.4]の出力[K1ないしK5]上にある非接触モードの信号が、コンタクト[I1ないしI6]から来る信号と十分に両立可能であるためには、従来技術で示されるように、コンバータ[2.1.4]が、これらの信号を、接触モードの通信プロトコルに従って受信される信号に変換することが必要である。より詳細には、チップカードの種々のコンタクト上で受信される信号は、それぞれ、規格ISO 7816によれば、直列形式のデータ、クロック信号、リセット信号、電源電圧からなるので、そのため上記コンバータ[2.1.4]は、その対応する出力[K1ないしK6]において、これらの信号の各々を標準直列形式で提供しなければならない。従って、実際には、該コンバータ[2.1.4]は、大きな複雑性、および高い製造コストを有する“プロトコルコンバータ”または“アダプタ”でなければならない。ここでまた、通信を処理するための共通手段へ入力信号を多重送信するというアイデアの実行は、重大な実施上の困難にさらされる。
【課題を解決するための手段】
こうして、本発明は、
非接触タイプおよび接触タイプの従来のインターフェイス回路を用いて、簡単に実現されることが可能で、
上述した欠点を伴わずに動作モードを検出する手段を備え、
オンに切り換えられた時、接触モードおよび非接触モードの電圧間の起こり得る衝突を管理することができ、静電気放電に対する保護を確保する、電源電圧を配電する手段を備える、
2つの動作モードを備えたマイクロ回路を提供するという目的を有する。
一般に、本発明は、
入力信号を多重送信せず、接触モードおよび非接触モードのための通信(またはインターフェイス)手段は実質的に異なるもので、
接触モードにおいて電源電圧を受けるコンタクトと結合されたスイッチを備え、そこで非接触モードでの電源電圧は、電圧損失を伴わず、マイクロ回路の内部電源ライン上に直接送られることができ、
動作モードの識別は、整流AC電圧を検出することによって行われる代わりに、誘導コイルの端子上でAC電圧を検出することによって行われ、
上記AC電圧が現れる時、非接触モードに優先性が与えられる、マイクロ回路を提供する。
さらに詳しく言うと、本発明は、接触または非接触の、2つの動作モードを備え、非接触動作モードに特有の通信手段と、接触動作モードに特有の通信手段と、2つの動作モードに共通な電子手段と、誘導によりAC電圧を受けるコイルと、第1のマイクロ回路電源電圧を生成するよう、AC電圧を整流する回路と、第2のマイクロ回路電源電圧を受ける少なくとも1つの電源コンタクトと、上記第1および第2の電源電圧のための配電線と、上記電源コンタクトと配電線との間に配置されたスイッチ手段と、コイル端子上のAC電圧を検出し、第2の電源電圧が電源コンタクト上にある時、上記スイッチ手段を閉じる、またはAC電圧が該コイルの端子上にある時、上記スイッチ手段を優先して開く、よう設計された、スイッチ手段を制御する手段と、を備えるマイクロ回路を提供する。
ある実施形態によれば、上記整流回路の出力は、直接かつ連続的に配電線に接続される。
別の実施形態によれば、上記スイッチ手段を制御する手段は、AC電圧の発振を検出する検出器を含む。
別の実施形態によれば、上記スイッチ手段を制御する手段は、AC電圧のしきい値検出器を含む。
別の実施形態によれば、上記スイッチ手段を制御する手段は、スイッチ手段を閉じるための電圧を提供するブースタ回路を含む。
別の実施形態によれば、上記ブースタ回路は、第1のチャージポンプを含み、その出力は、該第1のチャージポンプと同調して動作する第2のチャージポンプによって駆動されるトランジスタにより、記憶容量に印加される。
別の実施形態によれば、上記スイッチ手段は、正および負の静電気放電から保護するよう、直列に配置されたNMOSトランジスタおよびPMOSトランジスタを含む。
別の実施形態によれば、接触モードに特有の通信手段は、電源コンタクトから直接電力供給され、2つの動作モードに共通な手段は、配電線から電力供給される。
本発明は、本発明によるマイクロ回路を含むチップカードにも関するものである。
本発明のこれらの特徴、および他のものは、添付の図を参照して、本発明による2つの動作モードを備えたマイクロ回路の構造、該マイクロ回路に電源電圧を配電するシステム、および該配電システムのいくつかの要素の種々の実施形態、の以下の説明において、より詳細に説明される。
【図面の簡単な説明】
図1は、チップカードまたは他の携帯可能なサポートのための、本発明による2つの動作モードを備えたマイクロ回路の一般的構造を表す。
図2は、図1のマイクロ回路に電源電圧を配電するための、本発明によるシステムを、ブロック形式で模式的に表す。
図3は、図2においてブロック形式で表される、スイッチを制御するための回路の電気図である。
図4は、図3の制御回路の代替実施例を表す。
図5は、図4においてブロック形式で表されるブースタ回路の電気図である。
図6Aないし6Eは、図5のブースタ回路の動作を図示する。
図7は、図2においてブロック形式で表される、AC電圧の検出器の電気図である。
図8は、図7の検出器の他の実施例を表す。
【発明の実施の形態】
図1は、チップカードまたは集積回路の他の携帯可能なサポートに適した、本発明による2つの動作モードを備えたマイクロ回路の一般的構造を、非常に模式的に表している。マイクロ回路1内にある電子手段は、3つのブロック2、3、4の形で表されている。ブロック2は、非接触モードでの通信に特有の電子手段の全体を、ブロック3は、接触モードでの通信に特有の電子手段の全体を、表し、ブロック4は、2つの動作モードに共通な手段を表し、各手段は、互いに機能的かつ物理的に異なるものである。
非接触モードでは、上記マイクロ回路は、例えばチップカードリーダによって発せられる発振磁界に囲まれている。上記ブロック2は、振幅または周波数が変調されたAC電圧Vaが電磁誘導によってその端子上に現れるコイルLを介して、デジタルデータを受ける。従って、例えば、該ブロック2は、復調回路と、クロック信号を生成または抽出する回路と、非接触通信プロトコルの管理を保証し、任意に、通信衝突の管理を含む、回路と、を備える。ブロック2によって行われる機能は、非接触のみで動作するマイクロ回路では、それ自体は従来と同じである。さらに、AC電圧Vaは、フィルタ容量Cfにより非接触モードでの電源電圧Vcc1を生成するダイオードまたはトランジスタを用いて、整流ブリッジPdによって整流される。もちろん、実際には、上記コイルLは、単一または複数の巻線の形で設計され、例えば、従来のように、電気エネルギーを受けるための第1コイルと、データ送信のための第2コイルからなることができる。
接触モードでは、上記マイクロ回路は、電源電圧Vcc2、一般的にDC電圧を、電源コンタクトp1および接地コンタクトp2により受ける。上記電圧Vcc2は、チップカードリーダのような外部装置によって、または上記マイクロ回路サポート上に搭載される電池によって、コンタクトp1に印加されることができる。従来、ブロック3は、コンタクトp3によりデジタルデータを受信および送信する。図1に示されない他の標準コンタクトは、ブロック3にクロック信号およびリセット信号RSTを印加するよう、備えられることができる。ブロック3は、接触モードにおける通信プロトコルの管理、データ同期、等を確保し、これらの機能は、それ自体非接触チップカードマイクロ回路において通常のものである。
最後に、ブロック4は、2つの動作モードに入るもので、2つの動作モードに共通な手段、例えば、識別データ、契約データ…を蓄積するための電気的に消去可能かつプログラム可能なEEPROMメモリ、を備える。ブロック4は、従来の高レベルの作業、例えば、暗号法による認証コードの生成、カードリーダによって示されたシークレットコードのチェック、メモリへのデータの記録、等、を行なうよう、マイクロプロセッサまたはワイアードロジック手段を備えるものでも良いが、これらの手段のいくつかの部分は、ブロック2および3に戻されることができる。
ブロック4と、ブロック2および3との間のデータ通信は、任意の手段によって、例えばバッファ回路を介したパラレルデータのパケットの交換によって、得ることができる。本発明による回路では、ブロック4と他のブロックとの間のデータ転送を正規化し、プロトコル変換を提供することは、本質的なことでない。また、ブロック4は、当業者の選択により、ブロック3から来るデータのための入力/出力ポート、およびブロック2から来るデータのための他の入力/出力ポート、…等を含むものでもよい。
電源電圧Vcc1またはVcc2のいずれか一方の、ブロック2、3、および4への内部配電線5による配電は、図2でより詳細に表される本発明による配電システム10により確保される。
上記システム10は、整流ブリッジPdの出力が、ここで、配電線5に直接接続される時、コンタクトp1と配電線5との間に配置されるスイッチ6を備える。該スイッチ6は、第1の入力において電圧Vcc2を、第2の入力において信号CTLを、受ける回路7によって制御される。信号CTLは、コイルLの端子に接続され、電圧Vccintによって電力供給される、AC電圧Vaの検出器8によって生成される。慣例により、以下では、検出器8によって生成される信号CTLは、電圧VaがコイルL上にある時は1で、逆の場合には0である、と考慮されるであろう。制御回路7の動作は以下の通りである:
1)電圧Vcc2が0でなく、信号CTLが0である時(コイルL上には電圧Vaなし)、回路7は、電圧Vcc2が配電線5上に存在するよう、スイッチ6を閉じる。
2)信号CTLが1である(コイルL上に電圧Vaが検出される)時、回路7は、電圧Vaを整流して生成された電圧Vcc1のみが配電線5上に存在するよう、電圧Vcc2が0であるか否かに関わらず、優先してスイッチ6を開く。
二次的な第3の場合は、コンタクトp1上の電圧Vcc2が0で、信号CTLが0である時である。2つの電圧Vcc1またはVcc2はいずれも存在せず、スイッチ6の状態は重要性を持たず、該スイッチは、電力供給がないので、一般的に閉じられる。
このように、電圧Vcc1およびVcc2が0でない時、制御回路7は、スイッチ6を開くことによって電圧Vcc1に優先性を与える。本発明によるシステム10は、マイクロ回路が動力供給されている時、電圧Vcc1とVcc2との間の起こり得る衝突の管理を可能にし、さらにコンタクトp1から来る、起こり得る静電気放電から配電線5を保護する。
もちろん、上記システム10は、マイクロ回路が動力供給されている時のみ、動作する。一度電源電圧が安定化されると、システム10の状態は、任意の手段によって、例えば大抵の接触または非接触マイクロ回路内にある従来の信号POR(パワーオンリセット)によって、ロックされることができる。
さらに、コイルL上の電圧Vaの直接検出による非接触モードの識別は、コイルLが誘導磁界の存在下にある時点からスイッチ6を即座に開くことができる本発明の1つの側面である。特に、検出器8は、後から見るように、しきい値検出器よりも急速な、発振検出器の形で設計されることができる。
図3は、スイッチ6および制御回路7の実施例を表している。該スイッチは、ここでは、そのドレインDがコンタクトp1に接続され、ソースSが配電線5に接続された、NMOSトランジスタ13である。制御回路は、その入力において信号CTLを受け、その出力がトランジスタ13のゲートGに印加される、反転ゲート14の形をとる。電圧Vcc2が現れる時(すなわち、電圧Vcc2が配電線5に存在する前)にトランジスタ13を確実に閉じるために、反転ゲート14の電源端子は、コンタクトp1に接続され、電圧Vcc2を直接受ける。また、論理ゲート14の入力は、信号CTLがない時、0に維持されるよう、大きな値を持つ安定化レジスタ15によって接地される。点線で表されるように、レジスタ15は、ゲート14の出力と電圧Vcc2との間に配置されることもできる。最後に、もし、反対の取り決めにより、電圧VaがコイルL上で検出された時に、信号CTLが1の代わりに0にされなければならないなら、別の反転ゲートが、上記ゲート14と直列に付加される。
上で説明した実施形態では、配電線5上にある電圧Vccintは、一般的にMOSトランジスタに対して約1Vである、トランジスタ13のしきい値電圧VTにより、実質的に電圧Vcc2以下であることは明らかである。この問題は、非接触モードの電圧Vcc1がチップカードとカードリーダとの間の距離に依存する時、チップカードリーダにおける電圧レベルの単なる調整によって、接触モードの電圧Vcc2を上昇させることが可能なので、非接触モードでの電源電圧の低下に比べてあまり危機的なものではない。しかしながら、そのような電圧の低下は、電源電圧Vcc2が、例えば、カードリーダとコンタクトp1との間の漂遊コンタクト抵抗のためにかなり低いものである時、または電圧Vcc2が電池によって供給される時は、望ましくないであろう。
図4は、この欠点の低減を可能にする制御回路の実施例20を表している。該制御回路20は、電圧Vcc2をブーストし、その出力が電圧Vhvを生成する、回路21を含む。電圧Vhvは、トランジスタ13のしきい値電圧VTを補償するよう、少なくとも[Vcc2+VT]に等しいものであることが好ましい。該電圧Vhvは、反転ゲート14の電源端子に印加され、その論理レベル“1”は、従ってVhvに等しくなる。
さらに、図4に表される制御回路20は、信号CTLの論理レベル“1”を表す電圧Vccintに対する電圧Vhvの絶縁を確保するよう、設計される。この目的のために、反転ゲート14の出力は、その出力をゲート14の入力にフィードバックする別の反転ゲート16の入力に印加され、全体は、こうして双方向反転ゲートを形成している。ゲート14および16の各入力はそれぞれ、そのソースが接地されているNMOS参照トランジスタ17、18のドレインDに接続されている。最後に、トランジスタ18のゲートGは、信号CTLによって、トランジスタ17のゲートは、反転ゲート19によって生成される信号CTLの逆信号によって、制御される。
上記制御回路20は、反転ゲートのように動作する:0の時の信号CTLは、ゲート19によってトランジスタ17をONに切り換え、導通しているトランジスタ17は、ゲート14の入力を0に設定し、ゲート14の出力は、トランジスタ13のゲートGにおいて電圧Vhvを生成する。
図5は、その簡単さのために有益であるブースタ回路21の実施例を表し、ここで、倍電圧回路は、チャージポンプの原理に従って動作する。該回路21は、発振器22によって生成される、振幅Vcc2の二相相反矩形信号H1、H2によって駆動される。発振器22は、従来のように、直列の奇数個の反転ゲートを備えた閉ループからなる。信号H1およびH2の形は、図6Aおよび6Bに図示される。ブースタ回路21は、2つのチャージポンプ23、24を備え、それぞれ、そのドレインDにおいて電圧Vcc2を受けるNMOSトランジスタ23-1、24-1と、該トランジスタのソースSに接続された容量23-2、24-2と、を備える。トランジスタ23-1、24-1のゲートGは信号H1が、容量23-2、24-2の自由端子は信号H2が、印加される。分岐点NAおよびNBによって示される、チャージポンプ23および24の出力において、安定化時間の後に、以下のレベルn1とn2の間の電圧発振が見られる:
H1=1、かつH2=0の時、n1=Vcc2−VT
および
H1=0、かつH2=1の時、n2=2Vcc2−VT
VTは、NMOSトランジスタのしきい値電圧である。詳細には、分岐点NAおよびNB上の電圧が図6Cに示される。
分岐点NB上の電圧は、そのソースが、電圧Vhvを提供する記憶容量Cstに接続されるNMOSトランジスタ25のドレインDに印加される。トランジスタ25のゲートは、電圧VGで、そのゲートGにおいて電圧Vcc2を受けるPMOSトランジスタ26を介して分岐点NAによって駆動され、トランジスタ26の役割は、信号H1が1である時に、分岐点NAから電圧VGを絶縁することである。電圧VGが、こうして分岐点NAから絶縁される時、信号H1によって駆動されるNMOSトランジスタ27は、トランジスタ25をOFFに切り換え、分岐点NBへの電圧Vhvの漏れを防ぐように、このトランジスタのゲートGを接地する。このように制御されて、トランジスタ25は、レベルn2の分岐点NBの電圧を通過させるのみで、トランジスタ25のしきい値電圧VTが減算されるレベルn2に等しい値への容量Cstの急速な荷電を確実にする、従って:
Vhv=2Vcc2−2VT
詳細には、図6Dは、電圧VGの側面を表し、図6Eは、ブーストされた電圧Vhvの出現を図示するグラフを表している。
図7は、発振検出器30の形の、検出器8の有益な実施例を表している。該検出器30は、逆さまに配置された2つの反転ゲート32、33で構成される双方向反転ゲート31を含み、その入力および出力は、電圧Vaの正Va1および負Va2の半波によってそれぞれ駆動される2つのMOSトランジスタ34、35によって0に設定されることができる。
2つの相補的クロック入力CKおよび/CKを備えたフリップ-フロップD36は、入力CKによって双方向ゲート31に接続され、該入力CKは、反転ゲート37により入力/CKにフィードバックされる。フリップ-フロップ36の入力Dは1に(すなわち、電圧Vccintに)維持され、出力Qは、信号CTLを提供する。こうして、発振がコイルLの端子上に現れる時、トランジスタ34および35は、順にONに切り換えられる。フリップ-フロップDは、まずその入力CKにおいて立上りフロントを、次にその入力/CKにおいて立上りフロントを、見る。出力Qは、それから入力Dをコピーし、信号CTLは1に切り換わる。
上で示したように、配電システム10の状態は、一度電源電圧Vcc1またはVcc2が安定化されると、ロックされることができる。例えば、図7では、信号CTLは、その入力Dにおいて信号CTLを、そのクロック入力において従来のスイッチオン信号PORを受ける、第2のフリップ-フロップDによってロックされることができる。
上で述べた発振検出器30は、特に急速であるという利点を有し、電圧Vaの1つの完全な発振のみ(すなわち2つの半波Va1およびVa2)が、信号CTLを1に設定するには十分である。図8では、検出器8の別の実施例が、しきい値検出器40の形で示されている。作動するのが遅いが、回路40もまた用いられることができる。電圧Vaの半波、例えばVa1は、好ましくは小さな値を持つよう選択される容量41へ、ダイオードによって印加される。容量41は、NMOSトランジスタ42のゲートを供給する。トランジスタ42は、地面と、その出力が信号CTLを提供する双方向反転ゲート43の入力との間に接続される。容量41の電荷がトランジスタ42のしきい値VTに達した時、トランジスタ42はONに切り換わり、ゲート43の入力をリセットし、その出力CTLが1に切り換わる。信号RTSによって駆動されるリセットトランジスタ43が、双方向ゲート43の出力に備えられてもよい。
上記では、図2のスイッチ6がNMOSトランジスタの形を取る、本発明の種々の実施形態が説明された。しかしながら、当業者にとって、複数のトランジスタ、または任意の他の通信手段が、スイッチング機能を行なうよう、備えられることも可能なのは明らかであろう。特に、当業者は、開状態(非導通)のNMOSスイッチング-トランジスタは、地面に対する正の電圧の静電気放電を止めることはできるが、負の電圧の静電気放電を通すことに気づくであろう。従って、本発明のある実施形態によれば、負の電圧で静電気放電を止めるよう、PMOSトランジスタが、NMOSトランジスタと直列に付加される。
本発明は、スイッチ制御回路、コイル端子上のAC電圧の検出器、等に関する数多くの他の代替実施例および改良点を有することができる。
さらに、本発明は、種々の適用を持つことができる。従って、図1および2をともに参照して、もしマイクロ回路のブロック4が、該マイクロ回路1の2つの動作モードにおいて電力供給されるために、内部配電線5に接続されることが肝要であるなら、ブロック3の電源入力は、逆に、例えばブロック3の電気的特性が整流電圧Vcc1と両立しないものである場合には、コンタクトp1に直接接続されることもできる。
最後に、上述した電圧配電システムは、最少のコスト、およびマイクロ回路のシリコン面上の減少したサイズで、求められる結果を達成することのできる、最少の要素を備えるものであることが示される。しかしながら、他のスイッチング手段、例えば、整流電圧Vcc1を生成するダイオードブリッジPdの出力と、配電線5との間に配置されるスイッチが、このスイッチがチップカードとそのリーダとの間の非接触通信距離を減少させないように、本発明の目的の1つに応じて、ブースタ回路によって制御されることを条件として備えられることは、何ら問題はない。この補足的スイッチは、例えば、電圧Vcc1が現れる時に閉じ、他の場合に開き、非接触動作モードに特有の回路の、電圧Vcc2からの絶縁を可能にするものであってもよい。
Claims (11)
- 接触または非接触の2つの動作モードを備えるマイクロ回路で、
非接触動作モードに特有の通信手段(2)と、接触動作モードに特有の通信手段(3)と、上記2つの動作モードに共通な電子手段(4)と、
誘導によって、交流電圧(Va)を受けるコイル(L)と、
上記マイクロ回路の第1の電源電圧(Vcc1)を生成するための、上記交流電圧(Va)を整流する回路(Pd)と、
該マイクロ回路の第2の電源電圧(Vcc2)を受けるための少なくとも1つの電源コンタクト(p1)と、
上記第1(Vcc1)または第2(Vcc2)の電源電圧を配電するための線(5)と、
上記電源コンタクト(p1)と、上記配電線(5)との間に配置されるスイッチング手段(6、13)と、
上記スイッチング手段を制御する手段(7、8、20、21、30、40)と、を備えるマイクロ回路であって、
上記スイッチング手段を制御する手段は、
コイル(L)の端子上の交流電圧(Va)の存在をコイル(L)の端子上で検出し、第1の電源電圧(Vcc1)と異なる制御信号(CTL)であって、交流電圧(Va)が検出されない時に、第1の値を、交流電圧(Va)が検出される時に、第2の値を、有する制御信号(CTL)を提供するよう、設計される検出手段(8、30、40)と、
上記第2の電源電圧(Vcc2)が存在し、上記制御信号(CTL)が上記第1の値を有する時に、上記スイッチング手段を閉じ、該制御信号が上記第2の値を有する時に、上記スイッチング手段を優先して開く、よう設計された、スイッチング手段を開、閉する手段(7、20、21)と、を備えることを特徴としたマイクロ回路。 - 請求項1記載のマイクロ回路であって、
上記スイッチング手段(6、13)は自然に開状態にあるもので、
上記スイッチング手段(6、13)を開、閉する手段(7、20、21)は、該開閉手段(7、20、21)が、上記第2の電源電圧(Vcc2)がない時に、非作動とされ、該スイッチング手段が自然に開状態のままでいるように、電源コンタクト(p1)から電力供給される、ことを特徴としたマイクロ回路。 - 請求項1および2のいずれか1つに記載のマイクロ回路において、
上記整流回路(Pd)の出力は、直接的かつ永続的に配電線(5)に接続される、マイクロ回路。 - 請求項1ないし3のいずれか1つに記載のマイクロ回路において、
上記検出手段は、交流電圧(Va)の発振検出器(30)を含む、マイクロ回路。 - 請求項1ないし3のいずれか1つに記載のマイクロ回路において、
上記検出手段は、交流電圧のしきい値検出器(40)を含む、マイクロ回路。 - 前記の請求項1ないし5のいずれか1つに記載のマイクロ回路において、
上記スイッチング手段(6、13)を開、閉する手段(20)は、該スイッチング手段を閉じるためのブーストされた電圧(Vhv)を生成するブースタ回路(21)を含む、マイクロ回路。 - 請求項6記載のマイクロ回路において、
上記ブースタ回路(21)は、第1のチャージポンプ(24)を含み、その出力は、上記第1のチャージポンプと同調して動作する第2のチャージポンプ(23)によって駆動されるトランジスタ(25)により記憶容量(Cst)に印加される、マイクロ回路。 - 前記の請求項1ないし7のいずれか1つに記載のマイクロ回路において、
上記スイッチング手段(6、13)は、導通しきい値電圧(VT)を有するトランジスタ(13)を含む、マイクロ回路。 - 請求項8記載のマイクロ回路において、
上記スイッチング手段(6)は、直列に並べられたNMOSトランジスタ(16)と、PMOSトランジスタと、を含む、マイクロ回路。 - 前記の請求項1ないし9のいずれか1つに記載のマイクロ回路において、
接触モード(3)に特有の通信手段は、電源コンタクト(p1)から直接電力供給され、2つの動作モードに共通な手段(4)は、配電線(5)から電力供給される、マイクロ回路。 - 前記の請求項1ないし10のいずれか1つに記載のマイクロ回路を含むチップカード。
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