JP3782726B2 - 過電流保護回路 - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流安定化電源回路における過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１に従来の過電流保護回路の回路例１を示す。
抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３で出力電圧Ｖoutを分圧した電圧と、基準電圧Ｖrefとの差分を差分アンプAMPで増幅した信号に基づき出力トランジスタＭ１を制御し、Ｖoutを一定にする安定化電源と、
一方のトランジスタＭ６への入力が出力電圧の分圧により得られる電圧で、他方のトランジスタＭ５への入力が、出力トランジスタＭ１に流れる電流を所定比にして得るためのモニタートランジスタＭ２に流れる電流を抵抗Ｒ４で電圧変換した電圧となり、その電圧にオフセットを与えるソースフォロワとなるトランジスタＭ７を付加して得られる差動増幅段と、
その出力により動作が制御され、出力トランジスタＭ１の制御線を、演算増幅器出力と電源電圧ＶDD間で制御する制御トランジスタＭ８とから構成される。
【０００３】
次に図１の回路例の動作を図２の出力特性を参照して説明する。通常動作時、出力が無負荷からある所定の負荷までは、トランジスタＭ２に流れる電流は少なく、トランジスタＭ５の入力電圧は、トランジスタＭ６の入力電圧よりも十分低く、制御トランジスタＭ８の入力は高電位となり、トランジスタＭ８はオフしていることから、出力電圧Ｖoutは一定となる。
【０００４】
続いて出力電流Ｉoutが増大していき、トランジスタＭ５の入力電圧が上昇するにつれて、トランジスタＭ８の入力電圧は下降し、トランジスタＭ８がオンすると、トランジスタＭ１の入力電圧は電源側に引き上げられることにより、出力が制限され、出力電圧Ｖoutが低下し始める。
【０００５】
出力電圧Ｖoutが低下していくにつれて、トランジスタＭ６の入力電圧も低下することから、トランジスタＭ５の入力電圧となるトランジスタＭ２を流れる電流も減少したところで差動段出力がトランジスタＭ８をオンさせる事となり、その所定比となっている出力電流Ｉoutも減少する。
【０００６】
そして、出力電圧Ｖoutが地絡電位となったとき、トランジスタＭ６の入力もゼロとなるが、オフセットトランジスタＭ７のしきい値電圧Ｖthにより、トランジスタＭ５の入力はゼロとはならず、出力トランジスタＭ１に電流(短絡電流Ｉs)が流れた状態で安定点となる。ここで、抵抗Ｒ１あるいはＲ２は、電流制限の設定によってゼロとすることもできる。
【０００７】
図１の回路例１の場合、短絡電流の値を決めることによってリミット電流の値も必然的に決まってしまう。また、出力電圧が可変可能なレギュレータの場合、図２からもわかるように、出力電圧Ｖoutが低くなればなるほどリミット電流の値も小さくなってしまい、特性を満足できないケースが出るなどの不具合があった。
【０００８】
図３に従来の過電流保護回路の回路例２を示す。この回路例２では、リミット回路と短絡保護回路の２つの回路構成となっている。図中、右側の短絡保護回路は図１の回路例１と同じものであるため説明は省略する。
【０００９】
この回路例２では、新たにリミット回路を追加したものであり、ある特定のポイントで前記の２つの回路の切替えを行うことで、図４に示すごとく、“フ”の字に似た出力特性を得ている。
【００１０】
出力電圧Ｖoutが高いうちは前述した通り短絡保護回路の差動増幅段の出力はＨとなり、トランジスタＭ８はオフしている。トランジスタＭ２と同様、トランジスタＭ１の所定比電流を流すトランジスタＭ９に流れる電流をトランジスタＭ１０、Ｍ１１のカレントミラー回路によって折り返し抵抗Ｒ５に流す。流れる電流が大きければ、トランジスタＭ１２のゲート電圧も低くなり、出力トランジスタＭ１のゲート電圧も上がる。よって出力トランジスタＭ１に流れる電流が制限される。
【００１１】
出力電圧Ｖoutが低くなってくると、右側の短絡保護回路のゲインの方が高くなり、電流が更に制限されてオフセットを持った短絡電流値Ｉsに近づいていく曲線を描く。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
この図３の回路例２では、リミット電流値と短絡電流値を個別に設定できるが、この回路では、２つの回路を使用しているため回路構成が複雑となり、所要面積も大きくなった。又、２つの回路で作用する制限値が固定のため、最適な保護特性を得るのが困難であった。
【００１３】
本発明の第１の目的は、差動増幅段を含む短絡電流制限回路と、リミット回路とを１つの回路構成として組み込み、回路の簡略化と小型化を可能にする。
本発明の第２の目的は、両回路での制限値を随意に設定可能にする。
本発明の第３の目的は、複数の制限値を持たせる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプ(Ｍ１２)の出力に基づき、出力電圧を一定にするよう出力トランジスタ(Ｍ１６)を駆動する直流安定化電源回路における過電流保護回路において、
前記出力トランジスタ(Ｍ１６)に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段(Ｍ１１)と、
前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の出力電流を電圧に変換する電流／電圧変換手段(Ｒ１１)と、
前記出力電圧が所定電圧より高い場合に、前記比例出力電流生成手段の出力電流を前記電流／電圧変換手段(Ｒ１１)に供給し、低い場合には前記供給を遮断するスイッチング手段(Ｍ１２)と、
前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の電流供給点での出力電圧に基づき、前記出力トランジスタ(Ｍ１６)の出力電流を制御する制御手段(Ｍ１３)を備えたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図５に、本発明の第１実施形態を示した回路図を示す。
抵抗Ｒ１３、Ｒ１４で出力電圧Ｖoutを分圧した電圧と、基準電圧Ｖrefとの差分を差分アンプAMPで増幅した信号に基づき出力トランジスタＭ１６を制御し、Ｖoutを一定にする安定化電源と、
出力トランジスタＭ１６に流れる電流を一定の比でモニターするトランジスタＭ１１と、
そのモニターされた電流によって抵抗Ｒ１２に流す電流値を決める抵抗Ｒ１１、およびトランジスタＭ１４、Ｍ１５と、
出力電圧Ｖoutより分圧された一定電圧値でＯＮ、ＯＦＦすることによって流れる電流方向を切り換える切り換え用トランジスタＭ１２と、および
これらによって出力トランジスタＭ１６を制御するトランジスタＭ１３とからなる。
【００１６】
出力トランジスタＭ１６およびモニター用トランジスタＭ１１はＰチャンネルＭＯＳトランジスタであり、それらの各トランジスタのソースとゲートとは相互接続されている。そしてモニタートランジスタＭ１１の出力電流が抵抗Ｒ１１に流れるようになっている。又、スイッチング手段Ｍ１２はＮチャンネルＭＯＳトランジスタであり、抵抗Ｒ１１と直列に接続されている。トランジスタＭ１４およびＭ１５は、カレントミラー回路を形成し、そのカレントミラー回路の入力部に、モニター用トランジスタＭ１１の出力部が接続される。
【００１７】
制御用のトランジスタＭ１３は、ＰチャンネルＭＯＳ型トランジスタで構成し、そのトランジスタＭ１３のソースと上記出力トランジスタＭ１６のソースとを相互接続し、かつ、該トランジスタＭ１３のゲートをカレントミラー回路の出力部に接続し、更に該トランジスタＭ１３のドレインを前記出力トランジスタＭ１６のゲートに接続されている。
【００１８】
次に動作を説明する。出力トランジスタＭ１６に流れる電流が増大すると、トランジスタＭ１１に流れる電流も増大する。出力電圧Ｖoutが高いときには、トランジスタＭ１２はＯＮしているので、トランジスタＭ１１に流れる電流のほとんどが抵抗Ｒ１１に流れ込む。すると、ある一定の電流値で、ある一定の電圧値までトランジスタＭ１４のゲート電圧が高くなり、抵抗Ｒ１２に流れる電流値が決まる。それにより、トランジスタＭ１３のゲート電位が下がり、トランジスタＭ１３がＯＮする。これより、出力トランジスタＭ１６のゲート電位が制御され、出力電圧Ｖoutが低下する。
【００１９】
出力電圧Ｖoutが下がってくると、、その出力電圧の分圧をゲート電圧として取り込むトランジスタＭ１２がＯＦＦになる。トランジスタＭ１２がＯＦＦすることによって抵抗Ｒ１１に流れていた電流はカレントミラー部のトランジスタＭ１４に流れるようになる。トランジスタＭ１４に多くの電流が流れると、抵抗Ｒ１２に流れる電流も増大し、トランジスタＭ１３のゲート電圧値を更に下げ、これにより、出力トランジスタＭ１６に流れる電流値が更に制限される。
【００２０】
この２段階の切替えによって図６に示すような“フ”の字に似た特性を得ている。リミット電流および短絡電流Ｉsは抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって決定されるが、リミット電流および短絡電流Ｉsの切替えも、切替え制御用のトランジスタＭ１２のゲート電圧の供給点を抵抗Ｒ１３で変化させることにより、図示したように任意のポイントで切替え可能となる。
【００２１】
前記実施形態では、１点での切替えのため、保護機能を強めるためにリミット領域を狭くすることと、立ち上がりをスムーズにするために多くの電流を流す領域を広めたいということとはトレードオフの関係にあり、双方の要求を同時に満足させることはできない。
【００２２】
そこで、図７に本発明の第２実施形態を示した回路図を示す。この図７では、抵抗Ｒ１１およびトランジスタＭ１２とは別に、抵抗Ｒ１５およびトランジスタＭ１７を新たに追加し、そのトランジスタＭ１７のゲート電圧の供給点を、トランジスタＭ１２のそれより低いポイントから取り込んでいる。
【００２３】
図７において、出力電圧Ｖoutが高いときは、トランジスタＭ１２、Ｍ１７ともＯＮしているが、出力電圧Ｖoutが低下し始めると、まず、出力電圧帰還抵抗の低いポイントからゲート電圧を取り込んでいるトランジスタＭ１７が先にＯＦＦする。トランジスタＭ１７がＯＦＦすることによってトランジスタＭ１４に流れる電流値が変化するのでリミット電流が変化する。
【００２４】
更に出力電圧Ｖoutが低下すると、トランジスタＭ１２もＯＦＦして、リミット電流が再度変化する。このような制御によって図８に示すような“フ”の字に似た特性を得ている。
【００２５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、短絡保護回路とリミット回路とを１つの回路で実現したので、簡単な回路構成となり、回路面積も小さくできる。
また、スイッチング手段を作用させる電圧として、出力電圧帰還抵抗部の任意の個所から取り込ませることにより、切替えポイントを随意に設定できる。
更に、電流／電圧変換手段とスイッチング手段とを対にして複数備えることによって、出力電圧に応じて電流値を複数回変化させることができ、直流安定化電源の立ち上がり時間を考慮しながら過電流保護回路の機能を保つことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の過電流保護回路の回路図
【図２】 図１の回路図の出力特性を示した図
【図３】 従来の過電流保護回路の回路図
【図４】 図３の回路図の出力特性を示した図
【図５】 本発明の第１実施形態を示した回路図
【図６】 図５の回路図の出力特性を示した図
【図７】 本発明の第２実施形態を示した回路図
【図８】 図７の回路図の出力特性を示した図
【符号の説明】
Ｍ１１ モニター用トランジスタ
Ｍ１２ 切り換え用トランジスタ
Ｍ１３ 制御用トランジスタ
Ｍ１４、Ｍ１５ カレントミラー回路
Ｍ１６ 出力トランジスタ
AMP 差分アンプ
Ｒ 抵抗

Claims (8)

  1. 基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプ(Ｍ１２)の出力に基づき、出力電圧を一定にするよう出力トランジスタ(Ｍ１６)を駆動する直流安定化電源回路における過電流保護回路において、
    前記出力トランジスタ(Ｍ１６)に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段(Ｍ１１)と、
    前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の出力電流を電圧に変換する電流／電圧変換手段(Ｒ１１)と、
    前記出力電圧が所定電圧より高い場合に、前記比例出力電流生成手段の出力電流を前記電流／電圧変換手段(Ｒ１１)に供給し、低い場合には前記供給を遮断するスイッチング手段(Ｍ１２)と、
    前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の電流供給点での出力電圧に基づき、前記出力トランジスタ(Ｍ１６)の出力電流を制御する制御手段(Ｍ１３)を備えたことを特徴とする過電流保護回路。
  2. 基準電圧と出力電圧に比例した電圧との差分を増幅する差分アンプ(Ｍ１２)の出力に基づき、出力電圧を一定にするよう出力トランジスタ(Ｍ１６)を駆動する直流安定化電源回路における過電流保護回路において、
    前記出力トランジスタ(Ｍ１６)に流れる電流に比例した電流を生成する比例出力電流生成手段(Ｍ１１)と、
    前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の出力電流を電圧に変換する第１の電流／電圧変換手段(Ｒ１５)と、
    前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の出力電流を電圧に変換する第２の電流／電圧変換手段(Ｒ１１)と、
    前記出力電圧が所定電圧より高い場合に、前記比例出力電流生成手段の出力電流を前記第１の電流／電圧変換手段(Ｒ１５)および第２電流／電圧変換手段(Ｒ１１)に供給し、低い場合には、前記出力電流を前記第２電流／電圧変換手段(Ｒ１１)のみに供給するスイッチング手段(Ｍ１７、Ｍ１２)と、
    前記比例出力電流生成手段(Ｍ１１)の電流供給点での出力電圧に基づき、前記出力トランジスタ(Ｍ１６)の出力電流を制御する制御手段(Ｍ１３)を備えたことを特徴とする過電流保護回路。
  3. 前記第１の電流／電圧変換手段(Ｒ１５)および第２電流／電圧変換手段(Ｒ１１)の少なくとも一方に対し、電流／電圧の変換係数を可変にした請求項２記載の過電流保護回路。
  4. 上記電流／電圧変換手段と上記スイッチング手段とを対にして複数備え、上記出力電圧が正常の場合は、前記スイッチング手段すべてをＯＮにし、前記出力電圧が低下するに従って前記複数のスイッチング手段を順にＯＦＦにする請求項２または３記載の過電流保護回路。
  5. 上記出力トランジスタおよび上記比例出力電流生成手段をそれぞれＰチャンネルＭＯＳ型トランジスタで構成し、前記両トランジスタのソース、ゲートを相互接続し、前記出力トランジスタのドレインから上記出力電圧を出力し、前記比例出力電流生成手段の出力電流をそのドレインから上記電流／電圧変換手段へ供給する請求項１〜４のいずれかに記載の過電流保護回路。
  6. 上記電流／電圧変換手段を抵抗で構成し、上記スイッチング手段をＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成し、前記電流／電圧変換手段と直列に接続した請求項１〜５のいずれかに記載の過電流保護回路。
  7. 上記制御手段はカレントミラー回路(Ｍ１４、Ｍ１５)を含み、該カレントミラー回路の入力部に、上記比例出力電流生成手段の出力部を接続した請求項１〜６のいずれかに記載の過電流保護回路。
  8. 上記制御手段(Ｍ１３)はＰチャンネルＭＯＳ型トランジスタで構成し、該トランジスタのソースと上記出力トランジスタのソースとを相互接続し、かつ、該トランジスタのゲートをカレントミラー回路の出力部に接続し、更に該トランジスタのドレインを前記出力トランジスタのゲートに接続した請求項１〜７のいずれかに記載の過電流保護回路。
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