JP4411340B2 - 直流安定化電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、出力短絡保護機能を備えた直流安定化電源装置に関する。
従来、出力トランジスタを駆動制御して所望の出力電圧を生成・出力するレギュレータ機能に加え、大電流あるいは大電力時に出力トランジスタを保護する、保護機能をも備えた直流安定化電源装置が数多く開示されている。このような直流安定化電源装置では、出力電圧Voとドライブ電流Idoとの相関関係が、「フの字」特性となるようにしたものが多く存在する。かかる直流安定化電源装置では、出力電圧が低下した場合、フの字特性に従ってドライブ電流が制限される。
ここで従来の一般的な「フの字」特性を示すグラフを、図12に示す。このグラフに示す通り、出力電圧が下がると、「フの字」特性に従ってドライブ電流が制限される。また以前は、出力電圧が負電圧となっている状態で電源投入される場合、ドライブ電流が0となって出力電圧を上昇させられないという課題があったが、この課題に対しては、特許文献1により改善提案がなされている。
かかる改善提案によれば、図13のグラフに示すような「フの字」特性を有しており、出力電圧が負電圧であっても、電源投入時にドライブ電流が流れる。そのため、図12で示した「フの字」特性に従って出力電圧が立ち上がり、上記課題は解消されることになる。
特開2004−348216号公報 特開2005−251130号公報
上記の電源装置では、短絡時(Vo=0V)での発熱量を抑えるべくドライブ電流を低減させるためには、クランプ電圧を下げる必要がある。しかしクランプ電圧を下げることにより、当該電源装置での「フの字」特性が以前の「フの字」特性と大差が無いものとなり、ひいては、小さな負電圧でドライブ電流がゼロとなるおそれがある。
また短絡時のドライブ電流を下げすぎると、回路素子の特性のバラツキや温度変動などによって、比較的低い負電圧(例えば−0.1V)でもドライブ電流がゼロとなるおそれがある。そのため、電源投入時等の安定的な動作の確保が難しくなることから、短絡時のドライブ電流を下げ過ぎることは好ましくないといえる。
本発明は上記の問題点に鑑み、出力電圧が負電圧となってもドライブ電流をできるだけ過不足無く確保することが可能となる直流安定化電源装置の提供を目的とする。
上記目的を達成するため本発明に係る直流安定化電源装置は、与えられるドライブ電流に応じた電圧を生成し、出力電圧として出力する、出力制御素子と、前記出力電圧に応じた参照電圧を、所定の基準電圧と一致させるように前記出力制御素子に前記ドライブ電流を与え、前記出力制御素子に所望の出力電圧を生成させる直流安定化部と、前記参照電圧を監視し、該参照電圧の低下に伴って前記ドライブ電流を減少させる、ドライブ電流制限部と、を備えた直流安定化電源装置であって、前記ドライブ電流制限部は、前記参照電圧が所定の閾値電圧以下である場合に前記ドライブ電流を所定の電流値(「下限電流値」とする)に保持する、電流クランプ手段を備えた構成(第1の構成)とする。
本構成によれば、出力側の短絡などによる出力電圧の低下に伴って、ドライブ電流を小さくする(いわゆる「フの字」特性を実現する)ことが容易となるため、誤って過剰な電流が出力される事態を極力防ぐことが可能となる。そしてその一方で、参照電圧が所定の閾値電圧(例えば、「フの字」特性によりドライブ電流が下限電流値に達するときの電圧)以下となったときには、ドライブ電流が下限電流値に保持される。そのため、この下限電流値を過不足の無い値(電源投入時等の安定的な動作を確保できる範囲で、極力小さい値)とすることが容易となる。
また上記第1の構成としてより具体的には、前記参照電圧と前記閾値電圧との大小関係を検出する検出部を備えており、前記ドライブ電流制限部は、該検出の結果に基づいて、前記ドライブ電流を前記下限電流値に保持する構成(第2の構成)としてもよい。
また上記第2の構成において、前記ドライブ電流の大きさを検出するドライブ電流検出部と、該検出結果に基づいて、該ドライブ電流が過剰となることを防止する過電流防止部と、を備えた構成(第3の構成)としてもよい。本構成によれば、ドライブ電流が過剰となることを防止し、安定的な電力供給を実現することが容易となる。
また上記第3の構成において、前記ドライブ電流検出部は、前記カレントミラー回路を有しており、該カレントミラー回路により前記ドライブ電流と相関する電流(「ドライブ監視電流」とする)を得る構成(第4の構成)としてもよい。
本構成によれば、カレントミラー回路により、ドライブ電流と相関するドライブ監視電流を得ることができるから、このドライブ監視電流を用いて、(特に素子の特性ばらつきや温度変動に対して)精度良くドライブ電流を検出(監視)することが可能となる。
また上記第1の構成において、前記下限電流値を任意に変更可能とする、変更手段を備えた構成(第5の構成)としてもよい。本構成によれば、下限電流値を状況に応じて変更することが可能であるため、より汎用性のある電源装置を実現することが可能である。
また本発明に係る直流安定化電源装置は、与えられるドライブ電流に応じた電圧を生成し、出力電圧として出力する、出力制御素子と、前記出力電圧に応じた参照電圧を、所定の基準電圧と一致させるように前記出力制御素子に前記ドライブ電流を与え、前記出力制御素子に所望の出力電圧を生成させる直流安定化部と、前記参照電圧を監視し、該参照電圧の低下に伴って前記ドライブ電流を減少させる、ドライブ電流制限部と、を備えた直流安定化電源装置であって、前記参照電圧の下限値を所定の電圧値(「下限電圧値」)にクランプする、電圧クランプ手段と、該クランプされた電圧の変動に対して、その変動を補正する手段と、を備えた構成(第6の構成)とする。
本構成によれば、例えば「フの字」特性を実現するために、参照電圧が低下する程ドライブ電流も低下させるように設定されている電源装置において、参照電圧が下限電圧値を下回らないようにすることが可能であるから、ドライブ電流がゼロとなることを防止することができる。なお下限電圧値が適切に設定されることで、ドライブ電流の下限値を所望の値とすることが容易である。また、クランプされた電圧の変動に対して、その変動を補正する手段を設けているから、より精度の良い電源装置が実現される。
また上記第6の構成としてより具体的には、前記電圧クランプ手段は、所定のクランプ基準電圧を発生させる電圧発生手段を備えており、該クランプ基準電圧を用いて、前記クランプを行なう構成(第7の構成)としてもよい。また上記第6の構成において、前記参照電圧の値をシフトさせる、シフト回路を備えた構成(第8の構成)としてもよい。
また上記第7の構成において、前記電圧発生手段は、第1トランジスタを用いて前記クランプ基準電圧を発生させる一方、前記電圧クランプ手段は、該クランプ基準電圧が入力されることで前記クランプを実現する第2トランジスタを有しており、該第1トランジスタと第2トランジスタは、互いに同じ特性に設定されている構成(第9の構成)としてもよい。
本構成によれば、例えば本実施例におけるトランジスタTR82やTR85のように、(第1)トランジスタを用いることでクランプ基準電圧を容易に発生させることができ、また(第2)トランジスタを用いることでクランプの実現が容易となる。そして更にこれらのトランジスタは、互いに同じ特性に設定されているため、素子の性能のばらつきや温度特性シフトを打ち消し合わせることが容易となり、より精度の高い電源装置が実現可能となる。
また上記第7の構成において、前記クランプ基準電圧の大きさを変更することが可能である構成(第10の構成)としてもよい。本構成によれば、状況に応じてクランプ基準電圧の大きさを適切に変更することにより、より汎用性の高い電源装置が実現される。
また上記第4の構成において、一端に前記ドライブ監視電流が入力され、他端が接地されている可変抵抗部を備えており、前記過電流防止部は、該一端側で生じた電圧を利用して、前記ドライブ電流が過剰となることを防止する構成(第11の構成)としてもよい。
本構成によれば、ドライブ電流の検出レベル(過電流と判定するレベル)を、可変抵抗部における抵抗値を変更することにより調整可能となる。そのため、より汎用性の高い電源装置を実現することが可能となる。
また上記第11の構成としてより具体的には、前記可変抵抗部は、前記一端と他端との間に、複数個の抵抗素子が、互いに並列となるように設けられており、該抵抗素子の各々は、トリミングが可能である構成(第12の構成)としてもよい。
また本発明に係る直流安定化電源装置は、与えられるドライブ電流に応じた電圧を生成し、出力電圧として出力する、出力制御素子と、前記出力電圧に応じた参照電圧を、所定の基準電圧と一致させるように前記出力制御素子に前記ドライブ電流を与え、前記出力制御素子に所望の出力電圧を生成させる直流安定化部と、前記参照電圧を監視し、該参照電圧の低下に伴って前記ドライブ電流を減少させる、ドライブ電流制限部と、を備えた直流安定化電源装置であって、前記ドライブ電流と前記出力電圧との関係においては、前記出力電圧が所定電圧以上である場合は、該出力電圧の低下に伴って該ドライブ電流が減少する「フの字」特性を示す一方、前記出力電圧が該所定電圧より小さい場合は、該出力電圧の値に関わらず、該ドライブ電流は一定に保持される構成(第13の構成)としてもよい。
本構成によれば、出力側の短絡などによる出力電圧の低下に伴ってドライブ電流が小さくなる「フの字」特性が実現され、誤って過剰な電流が出力される事態を極力防ぐことが可能となる。そしてその一方で、参照電圧が所定電圧より小さくなったときには、ドライブ電流が一定に保持される。そのため、この一定の値を、電源投入時等の安定的な動作を確保できる範囲で、極力小さい値とすることが可能である。
上述の通り、本発明に係る直流安定化電源装置によれば、出力側の短絡などによる出力電圧の低下に伴って、ドライブ電流を小さくする(いわゆる「フの字」特性を実現する)ことが容易となるため、誤って過剰な電流が出力される事態を極力防ぐことが可能となる。そしてその一方で、参照電圧が所定の閾値電圧(例えば、「フの字」特性によりドライブ電流が下限電流値に達するときの電圧)以下となったときには、ドライブ電流が下限電流値に保持される。そのため、この下限電流値を過不足の無い値(電源投入時等の安定的な動作を確保できる範囲で、極力小さい値)とすることが容易となる。
本発明の実施形態について、実施例1から実施例3の各々を挙げて、以下に説明する。
[実施例1]
実施例1として、図1に示す構成の直流安定化電源装置(以下、単に「電源装置」と称する)を挙げて説明する。図1に示すように電源装置1は、エラーアンプ11、ドライブ回路12、短絡検出回路13、ドライブ電流制限回路14、出力トランジスタPTR、出力端子Po、および抵抗(R1、R2)などを備えている。
エラーアンプ11の非反転入力端子の電圧は、基準電圧Vstに保持されており、反転入力端子は、抵抗R1と抵抗R2の間に接続されている。エラーアンプ11の出力端子は、ドライブ回路12の入力側に接続されている。これによりエラーアンプ11は、基準電圧Vstと参照電圧Va(抵抗R1と抵抗R2の間の電圧)の比較結果に応じた電圧を出力する。またエラーアンプ11は、ドライブ電流制限回路14から後述する電流Icが入力されることにより、出力が制限されるようになっている。
またドライブ回路12は、エラーアンプ11の出力に応じた電流(ドライブ電流Io)を出力トランジスタPTRのベースに出力する。これにより、エラーアンプ11の出力がONである場合に、出力トランジスタPTRをON状態とする。またドライブ回路12は、ドライブ電流Ioと相関する(所定の比で定まる)電流(ドライブ監視電流Ia)を、ドライブ電流制限回路14に出力するようになっている。
また出力トランジスタPTRは、NPN型のパワートランジスタにより構成されているとともに、コレクタは電源VCCに接続されており、同じくエミッタは、出力端子Poと抵抗R1の一端との接続点に接続されている。また抵抗R1の他端は抵抗R2の一端に接続されており、抵抗R2の他端は接地されている。なお出力トランジスタPTRに接続される電源VCCは、回路電源と共用されるものでも良く、別個のものであっても良い。
短絡検出回路13は、抵抗R1と抵抗R2の間に接続されていることにより、参照電圧Va(出力電圧Voが、これらの抵抗で分圧されたもの)が入力され、参照電圧Vaが0V以下となっているか否かを検出する。そしてこの検出結果に応じた電流Ibをドライブ電流制限回路14に出力する。これにより、例えば電源装置1の出力側が、短絡の発生等により負電圧となったことを検出し、これをドライブ電流制限回路14に伝える役割を果たす。
ドライブ電流制限回路14は、先述したドライブ監視電流Iaが入力され、これに基づいて、ドライブ回路12から出力トランジスタPTRに出力される電流(ドライブ電流Io)が所定の閾値を超えないように制限する(過電流防止機能)。これにより、出力端子Poから過電流が出力されることを防止する。
またドライブ電流制限回路14は、電源装置1の出力側が何らかの原因で短絡する等により出力電圧Voが低下した場合に、いわゆる「フの字」特性を示すように、ドライブ電流Iaを制限する(短絡保護機能)。そしてまた、短絡検出回路13の検出結果に基づいて(参照電圧Vaが負電圧となっていると場合には)、ドライブ電流がある一定値(下限電流値)となるように制御する。なおこの下限電流値は、例えばスイッチ手段などを用いて、任意に変更可能とされていることが望ましい。
以上の構成により電源装置1は、通常状態において、参照電圧Vaが基準電圧Vstに等しくなるように制御される。そのため、回路定数が適切に設定されることにより、出力端子Poから所望の電力を安定的に出力することが可能となっている。
またその一方で、出力電圧Voとドライブ電流Ioとの関係は、図2に示すようになっている。つまり、ドライブ電流制限回路14などの作用によって、従来の電源装置のように「フの字」特性を有するものとなっており、出力側の短絡時に大電流が流れることを防止するものとなっている。ただし従来の「フの字」特性では、出力電圧Voが所定値以下の負電圧となった場合にドライブ電流Ioがゼロとなってしまうが、本実施例の場合は、ドライブ電流制限回路14の作用によって、出力電圧Voが大きな負電圧となってもドライブ電流Ioが一定値(本実施例では、出力電圧Voが0Vのときの電流値である、短絡電流値)に維持されるようになっている。
そのため電源装置1によれば、出力端子Poに大きい負電圧が印加された状態で、電源の投入や動作の復帰がなされたとしても、図2に示す特性に従ったドライブ電流で出力トランジスタPTRを駆動させることが可能となっている。
上述した構成の電源装置1における、ドライブ回路12、短絡検出回路13、およびドライブ電流制限回路14は、種々の回路構成によって実現可能であるが、具体的な回路構成の一例について、図3を参照しながら以下に説明する。
図3に示すように、ドライブ回路12は、PNPトランジスタ(TR62〜TR64)などを備えている。そしてトランジスタ(TR62〜TR64)の各エミッタは電源VCCに接続されている。またトランジスタ(TR62〜TR64)の各ベースは、エラーアンプ11の出力端子およびトランジスタTR62のコレクタに接続されている。またトランジスタTR63のコレクタはドライブ電流制限回路14に接続され、トランジスタTR64のコレクタは出力トランジスタPTRに接続されている。
これによりドライブ回路12は、特にトランジスタTR64の作用によって、エラーアンプ11の出力に応じた電流を出力トランジスタPTRに出力する。またトランジスタ(TR62〜TR64)の各々は、カレントミラー回路を形成している。そのため、ドライブ電流Io(トランジスタTR64のコレクタ電流)の所定の比となる電流であるドライブ監視電流Ia(トランジスタTR63のコレクタ電流)を、ドライブ電流制限回路14に出力する。
このドライブ監視電流Iaは、ドライブ電流制限回路14において、ドライブ電流の大きさを監視するため等に用いられる。また上述のように、ドライブ監視電流Iaは、ドライブ電流Ioを出力するトランジスタTR64と共にカレントミラー回路を構成している、トランジスタTR63により得られるものとなっている。そのためドライブ監視電流Iaによれば、回路素子の特性ばらつきや温度変動が存在しても、ドライブ電流Ioを精度良く監視することが可能となっている。
また短絡検出回路13は、定電流源(41、42)、NPNトランジスタTR51、PNPトランジスタTR52、抵抗R51などを備えている。そしてトランジスタTR51のコレクタは、定電流源41とドライブ電流制限回路14に接続され、同じくベースは、トランジスタTR52のエミッタに接続され、同じくエミッタは、抵抗R51を介して接地されている。またトランジスタTR52のエミッタは、定電流源42に接続され、同じくベースは、抵抗R1と抵抗R2の間に接続され、同じくコレクタは、接地されている。
かかる構成により短絡検出回路13は、参照電圧Vaが0V以上である場合には、トランジスタTR51はON状態となり、トランジスタTR51が流す電流はある所定値(例えばVa/R51で定まるもの)となる。そして、定電流源41が流す電流は、このトランジスタTR51の流す電流と等しくなるように設定されている。そのため、トランジスタTR51のコレクタ側からドライブ電流制限回路14に出力される電流Ibは概ねゼロとなり、ドライブ電流Ioには何も影響を与えない。
一方、短絡時(参照電圧Vaが0V以下となった時)では、トランジスタTR51のベース電位が下がり、トランジスタTR51がOFF状態となる。これにより、定電流源41に係る電流が、先述した電流Ibとしてドライブ電流制限回路14に出力される。つまり短絡検出回路13は、参照電圧Vaが0V以下となったことを検出し、電流Ibを通じてドライブ電流制限回路14に伝える役割を果たす。つまり本回路は、参照電圧Vaと閾値電圧(0V)との大小関係を検出するものとなっている。
ドライブ電流制限回路14は、NPNトランジスタTR61、および可変抵抗R61などを備えている。トランジスタTR61のコレクタは、エラーアンプ11に接続されており、同じくベースは、可変抵抗R61の一旦に接続されており、同じくエミッタは、接地されている。なおトランジスタTR61のベースは、トランジスタTR63のコレクタおよびトランジスタTR51のコレクタにも接続されている。また可変抵抗R61の他端は接地されている。
かかる構成によりドライブ電流制限回路14は、ドライブ回路12および短絡検出回路13から出力される電流Iaおよび電流Ibの状態に応じた電流Icを、エラーアンプ11に出力し(エラーアンプから引き込み)、ドライブ電流を制限する役割を果たす。なお本回路の動作電圧は1VBE(ベース−エミッタ間電圧)+Vce(サチュレーション電圧)であるため、低電圧動作用に適する。
ドライブ電流制限回路14は、通常動作時において、ドライブ監視電流IaがトランジスタTR61のベース側に入力される。そのため、トランジスタTR61のベース電圧は、ドライブ電流Ioの上昇とともに上昇することとなり、トランジスタTR61がONすることで電流Icを出力し、ドライブ電流の制限を実現する。つまり、トランジスタTR63より供給されるドライブ監視電流Ia、つまり、抵抗R61で発生する電圧がTR61のVbe(ベース−エミッタ電圧で、およそ0.7V)となる電流は、Vbe/R61で制限される。例えば、ドライブ監視電流Iaとドライブ電流Ioの関係が、1:50、抵抗R61が7kΩとすると、ドライブ電流Ioは5mAで制限されることになる。このように本回路は、ドライブ電流の大きさを検出し、その検出結果に基づいてドライブ電流が過剰となることを防止している。
また参照電圧Vaが0V以下となったとき(電源装置1の出力側の短絡時)には、短絡検出回路13の作用により、所定の電流IbがトランジスタTR61のベース側に入力される。その結果ドライブ監視電流Iaは、Vbe/R61−Ibとなり、Ibを95uAとすると、Icはおよそ0.25mAとなる。このようにして、ドライブ電流Ioは所定の下限電流値に設定されることになる。つまり本回路は、短絡検出回路13の検出結果に基づいて、ドライブ電流を下限電流値に保持する役割を果たす。
以上に説明した通りであるため、図3に示した回路構成によれば、回路定数が適切に設定されることにより図1に示した電源装置1を実現することが可能である。なお短絡検出回路13に関して、定電流源41の電流と通常動作時のトランジスタTR51のコレクタ電流を精度良く合わせることが困難な場合、トランジスタTR51のコレクタ電流が定電流源41の電流より大きくなることが考えられる。
この場合、トランジスタTR51のコレクタ電流と定電流源41の電流の差分だけ、可変抵抗R61に流れるドライブ監視電流Iaを引き込むことになる為、ドライブ電流の制限レベルが上昇することになる。このことを防止する為には、トランジスタTR51のコレクタと可変抵抗R61との間にダイオードを直列に接続することで、ドライブ電流制限回路14から短絡検出回路13に電流が逆流することを防止すればよい。
なお抵抗R61が可変抵抗となっていることにより、この抵抗値を調整することで、電流Ibのばらつきを低減することが可能である。可変抵抗を実現する手段としては種々の態様が考えられるが、例えば上流側と下流側の間に、複数の抵抗素子を互い並列に接続させておき、かかる抵抗素子の何れかをトリミングできるようにしておくことで実現可能である。
ここで先述したドライブ電流制限回路14の別の構成態様について、図4を参照しながら説明する。
図4に示す通り、本構成のドライブ電流制限回路14は、NPNトランジスタ(TR71、TR72)、および抵抗(R71〜R73)などを備えている。そして、トランジスタTR71のベースは、抵抗R71の一端と抵抗R72の一端に接続されており、同じくエミッタは接地されている。またトランジスタTR72のベースとコレクタは、抵抗R71の他端に接続されており、同じくエミッタは抵抗R72の他端と抵抗R73の一端に接続されている。また抵抗R73の他端は接地されている。
またトランジスタTR72のエミッタ、抵抗R72、および抵抗R73の各々が接続されている箇所には、先述したドライブ監視電流Iaが入力されるようになっている。またトランジスタTR72のベースとコレクタ、および抵抗R71の各々が接続されている箇所には、先述した電流Ibが入力されるようになっている。またトランジスタTR71のコレクタが出力する(引き込む)電流が、先述の電流Icに相当する。このように、電流Ibは、抵抗R72を介してトランジスタTR71のベースに入力されると同時に、トランジスタTR72のベースとコレクタショートのダイオードのアノードにも、入力される。
かかる構成のドライブ電流制限回路14によれば、通常時においては、図3に示すドライブ電流制限回路14とほぼ同等の動作が行われる。しかし電源装置1の出力側の短絡時には短絡検出回路13から電流Ibが入力され、ドライブ電流を制限する役割を果たすトランジスタTR71のベース電位は、トランジスタTR72のベース−エミッタ間電圧をVbe72(およそ0.7V)として、
Vbe72×{R72/(R71+R72)}+(Ia+Ib)×R73
となる。この電圧がトランジスタTR71がONする電圧(およそ0.7V)となる電流Ibで、ドライブ電流Ioが制限される。
ここで先述同様、ドライブ監視電流Iaとドライブ電流Ioの関係が1:50、抵抗R73が7kΩとする場合、ドライブ電流Ioは5mAで制限されることになる。また短絡時は、抵抗R71を10kΩ、抵抗R72を90kΩ、Ibを5uAとした場合、ドライブ電流Ioはおよそ0.25mAとなる。
図4に示すドライブ電流制限回路14によれば、図3に示すものに比べて、電流Ibのばらつきに対するドライブ電流Ioの変動を小さく抑えることが可能となっている。例えば、図3に示すものの場合は、電流Ibが5%大きくなると、ドライブ電流Ioが0.25mAから0.125mAに変動するのに対し、図4に示すものの場合は、電流Ibが5%大きくなっても、ドライブ電流Ioは0.25mAから0.238mAに変動するに過ぎない。
なお温度変動が生じると、出力トランジスタPTRの特性(特にHfe)も変化し、出力トランジスタPTRを流れる電流も変動する。そのため電源装置1の出力側の短絡時に、出力トランジスタPTRに流れる電流がこのHfeの変化に伴って変動するおそれがある。そこでこの出力トランジスタPTRの温度特性変化による電流変化を補正する機能を設けておくことが望ましい。この機能を実現する手法としては、例えば、短絡時のドライブ電流を決める回路素子(例えば定電流源の何れか)の温度特性と、出力トランジスタPTRの温度特性とが、互いに打ち消しあうように設定しておけばよい。このようにすれば、電源装置1を、温度変動に対して安定した特性を持つ直流安定化電源とすることが可能である。
また出力トランジスタPTRを駆動制御する場合、ドライブ電流で出力トランジスタPTRの電流を監視している。また温度変動による出力トランジスタPTRのHfeの変化に伴って、出力トランジスタPTRの電流は変動する。よって、出力短絡時の出力トランジスタPTRに流れる電流も、このHfeの変化に伴って変動する。そこで、短絡時のドライブ電流を決める定電流源の温度特性の調整を通じて、出力トランジスタの温度特性を補正することで、温度変動に対して安定した特性を持つ電源装置とすることが可能である。
なお、ドライブ監視電流Ibとドライブ電流Ioの比がばらついてドライブ電流Ioがばらついた場合、電流Ibが可変抵抗R61と同様に調整されなければ、短絡電流が大きく変動することになる。例えば、図3の回路の場合では、可変抵抗R61が5%調整されると短絡電流は0.25mAから0.12mAとなり、10%調整されると短絡電流は0となってしまう。このため、本実施例の本来の利点である電源装置1の出力側が負電圧である状態からの立上げが困難となる。
一方、図4の回路によれば、抵抗R73を可変抵抗とした場合、この抵抗が5%調整されると短絡電流は0.25mAから0.226mAとなり、10%調整されても、0.205mAとなって0にはならない。このように、可変抵抗の調整を行なっても短絡電流を0とせず、ひいては出力電圧Voを負電圧状態から立ち上げることが容易となる。
[実施例2]
次に本発明の実施例2について説明する。なお実施例2は、短絡検出回路13およびドライブ電流制限回路14の部分等を除いては、基本的に実施例1と同等であるため、重複する説明は省略する。
本実施例では、短絡検出回路13の代わりに、クランプ回路15が設けられており、出力電圧Voが異常に低下しても、参照電圧Vaが所定の下限電圧値を下回らないようにクランプされるようになっている。ここでクランプ回路15およびドライブ電流制限回路14の構成図を、図5に示す。本図に示すように短絡検出回路15は、PNPトランジスタ(TR83、TR84)、NPNトランジスタTR82、定電流源82、および抵抗R82などを備えている。
トランジスタTR83とTR84は、エミッタ同士およびベース同士が接続されており、カレントミラーを形成している。またトランジスタTR83のコレクタは、トランジスタTR83のベースとトランジスタTR82のコレクタに接続されている。トランジスタTR82のベースは、トランジスタTR84のコレクタ、定電流源82の下流側、および抵抗R82の一端の各々に接続されている。抵抗R82の他端は接地されている。またトランジスタTR82のエミッタは、抵抗R1とR2の間、および比較器85の反転入力端子に接続されている。
なお、定電流源82と抵抗R82は、所定のクランプ基準電圧Vclpを生成するクランプ基準電圧回路18(電圧発生手段)を構成しており、トランジスタTR83とTR84は、クランプ電圧補正回路19を構成している。
一方、ドライブ電流制限回路14は、比較器85、NPNトランジスタTR81、および抵抗R81などを備えている。トランジスタTR81のコレクタは、エラーアンプ11に先述した電流Icを出力する(あるいは、電流Icを引き込む)。またトランジスタTR81のベースは比較器85の出力端子に接続されており、エミッタは接地されている。また比較器85の非反転入力端子は、一端が接地されている抵抗R81の他端に接続されており、同じく反転入力端子は抵抗R1とR2の間に接続されている。これにより、比較器85の反転入力端子には先述した電流Ibが入力され、比較器85の非反転入力端子と抵抗R81との接続点には、先述したドライブ監視電流Iaが流れ込むようになっている。
以上の構成により、参照電圧Vaが比較器85の反転入力端子に与えられ、ドライブ監視電流Iaと抵抗R81(ドライブ監視抵抗)で生成される電圧が非反転入力端子に与えられる。そして比較器85の出力がトランジスタTR81のベースに入力されることで、TR81はONし、先述のドライブ電流Ioを制限する機能を果たす。つまり、比較器85の出力がHiの時にTR81をONさせてドライブ電流を制限する。
また更にカレントミラーを構成しているトランジスタTR83とTR84は、トランジスタTR82のコレクタ電流を、クランプ基準電圧回路18にフィードバックしている。これによりクランプ回路15は、クランプ基準電圧VclpからトランジスタTR82のベース−エミッタ間電圧だけ低下した電圧に、参照電圧Vaをクランプする機能を果たす。なお当該クランプする機能は、参照電圧Vaが所定以上に低下しない場合には動作しないように設定されている。
よってドライブ電流制限回路14は、ドライブ電流に比例するドライブ監視電流Iaと抵抗R81との積が参照電圧Vaより大きくなると、比較器85の出力側に接続されたトランジスタTR81をONさせてドライブ電流を制限する。つまり、参照電圧Vaの電圧とドライブ監視電流Iaの関係は、Ia=Va/R81となり、ドライブ監視電流I81はこの関係式に従って制限される。
一方、電源装置1の出力側が短絡すると、これに伴って参照電圧Vaが低下する。このとき、上記関係式(Ia=Va/R81)に従って、ドライブ電流Iaが絞られることになる。ここで電源装置1の出力側が負電圧まで低下した場合には、これに伴って参照電圧Vaも低下しようとする。しかし、クランプ回路15のクランプ機能により、クランプ基準電圧VclpからTR82のベース−エミッタ間電圧だけ下がった電圧に、参照電圧Vaがクランプされることになる。
ここで、電源装置1の出力側が0Vよりも低くなると、トランジスタTR82のベース−エミッタ間電圧が大きくなり、TR82に電流が増加する。そのため、ベース−エミッタ間電圧は緩やかに大きくなるため、参照電圧Vaは緩やかに0V近づく。ここで、クランプ補正回路19により、トランジスタTR82の電流をクランプ基準電圧回路18にフィードバックする事で、トランジスタTR82のベース−エミッタ間電圧の増加分ΔVbe(VT×Ln(ΔIC))(ただし、VT=kT/qとする)だけクランプ基準電圧Vclpを調整し、参照電圧Vaを補正することが出来る。
このようにクランプ補正回路を設けて参照電圧Vaの補正を行わせることで、図6に示すように、出力電圧Voが負電圧となっても、ドライブ電流Ioが0となることを回避させることができる。なお図6においては、本実施例の回路を用いた場合の曲線を実線で、従来のクランプ補正を行わない場合の曲線を破線で示している。本図からも分かるように、本実施例では、クランプ補正を行わない場合に比べて、出力電圧Voが0Vであるときの短絡電流も小さくすることが可能となっている。
ここで、上述したクランプ基準電圧回路18の別の構成例を図7に示す。本図に示すように、当該クランプ基準電圧回路18は、定電流源82とNPNトランジスタTR85を備えている。そしてトランジスタTR85のコレクタは定電流源82の下流に接続されており、ベースはコレクタに接続されており、エミッタは接地されている。またトランジスタTR85のコレクタが、トランジスタTR82のベースに接続されている。なおトランジスタTR85(第1トランジスタ)としては、トランジスタTR82(第2トランジスタ)と同特性のものが適用されている。
本構成のクランプ基準電圧回路18によれば、クランプ基準電圧Vclpを、抵抗R82と定電流源82によって生成する代わりに、トランジスタTR85と定電流源82によって生成するようになっている。そのため、トランジスタTR85とトランジスタTR82で生ずる、素子の性能バラツキや温度特性シフトをキャンセルする(打ち消し合わせる)ことが可能となる。
また上述したクランプ基準電圧回路18の、さらに別の構成例を図8に示す。本図に示すように、当該クランプ基準電圧回路18は、定電流源82と抵抗R83とNPNトランジスタTR86を備えている。そして抵抗R83は、一端が定電流源82の下流に接続されており、他端がトランジスタTR86のコレクタに接続されている。またトランジスタTR86のベースは、定電流言82と抵抗R83の間に接続されており、エミッタは接地されている。そしてトランジスタTR86のコレクタと抵抗R83との間は、トランジスタTR82のベースに接続されている。
本構成のクランプ基準電圧回路18によれば、クランプレベルの微調整を行うために抵抗R83が、トランジスタTR86のコレクタとベースの間に挿入されており、クランプ電圧を下げる微調整が実現されている。つまり、適切な抵抗R83が採用されることにより、クランプ基準電圧Vclpを所望の値とすることが可能となっている。ここで、本構成を採用した場合の「フの字」特性を示すグラフを図9に示す。なお本図において、実線は微調整後の特性を、破線は微調整前の特性を表している。
本図に示す通り、抵抗R83が挿入されてクランプレベルが下げられることにより、電源装置1の出力側の短絡時におけるドライブ電流を小さくすることが可能となっている。なお、逆にクランプレベルを上げたい場合には、トランジスタTR86のコレクタ−ベース間をショートさせ、トランジスタTR86(ダイオードと見ることできる)と定電流源82との間に抵抗83を挿入し、抵抗R83と定電流源82との接続点における電圧を、クランプ基準電圧Vclpとすることにより、そのような調整が可能となる。
[実施例3]
次に本発明の実施例3について説明する。なお実施例3は、クランプ回路15およびドライブ電流制限回路14の構成内容を除いては、基本的に実施例2と同等であるため、重複する説明は省略する。
本実施例に係るクランプ回路15およびドライブ電流制限回路14の構成図を、図10に示す。本図に示すようにクランプ回路15は、クランプ電圧補正回路19、クランプ基準電圧回路18、レベルシフト回路20、およびNPNトランジスタ136などを備えている。
クランプ電圧補正回路19は、PNPトランジスタ(TR134、TR135)を有しており、それぞれのエミッタとベースは接続されている。またトランジスタTR134のコレクタは、レベルシフト回路20のトランジスタTR133のエミッタに接続され、トランジスタTR135のコレクタは、トランジスタTR135のベースとNPNトランジスタTR136のコレクタに接続されている。
またクランプ基準電圧回路18は、定電流源134とNPNトランジスタ137を有しており、定電流源134の下流側は、トランジスタTR137のコレクタとベースおよびトランジスタTR136のベースに接続されている。トランジスタTR137のエミッタは接地されている。なおトランジスタTR136のエミッタは、抵抗R1とR2の間に接続されている。
またレベルシフト回路20は、定電流源(132、133)、PNPトランジスタ(TR132、TR133)を有している。トランジスタTR132のエミッタは定電流源132の下流側および比較器85の非反転入力端子に接続されており、コレクタは接地されている。またトランジスタTR132のベースは、一端が接地されている抵抗R131の他端に接続されている。またトランジスタTR133のエミッタは、定電流源133の下流側に接続されており、ベースは抵抗R1とR2の間に接続されており、コレクタは接地されている。
一方、ドライブ電流制限回路14は、比較器85、NPNトランジスタTR81、および抵抗R81などを備えている。トランジスタTR81のコレクタは、エラーアンプ11に先述した電流Icを出力する(あるいは、電流Icを引き込む)。またトランジスタTR81のベースは比較器85の出力端子に接続されており、エミッタは接地されている。また比較器85の非反転入力端子は、トランジスタTR132のエミッタに接続されており、同じく反転入力端子はトランジスタTR133のエミッタに接続されている。また抵抗R81は、一端が接地されているとともに他端がトランジスタTR132のベースに接続されており、この接続点には、先述したドライブ監視電流Iaが流れるようになっている。
以上のように本実施例では、実施例2に係る構成に対して、比較器85の前段にレベルシフト回路20が加えられた構成となっており、これによりクランプ電圧補正回路19によるクランプ電圧の補正手法(対象)が異なるものとなっている。具体的には、実施例2ではクランプ回路19へのフィードバックにより、クランプするトランジスタのベース−エミッタ間電圧を補正していたのに対して、本実施例では、レベルシフト回路20におけるトランジスタTR133を通じて補正を行なうものとなっている。またレベルシフト回路20は、参照電圧Vaの大きさをシフトするものと見ることもできる。
実施例2の構成による補正手法では、必要な回路を必要最小限の素子で構成することが可能であるが、正帰還でのフィードバックを行なっているために、やや動作が不安定となるおそれがある。例えば、電源OFF時に正帰還でのフィードバックがなされるため、ループ内のトランジスタのリーク電流を増幅してしまうおそれがある。しかし本実施例による補正手法ではフィードフォワードとなるため、回路を構成するための素子が僅かに増えるものの、動作が不安定となる問題が改善されることになる。
また本実施例の構成においては、トランジスタTR133の特性(サイズ等)や定電流源133の出力電流を調整することにより、電源装置1の出力側の短絡時におけるドライブ電流Ioの値(0Aを基準とした、短絡電流のオフセット量)を調整することが可能である。このように調整される場合の「フの字」特性を表すグラフ(実線が調整後、破線が調整前を表す)を、図11に示す。なおこの場合の調整量は、VT×Ln(n)(ただし、nは自然数、VT=kT/qとする)となる。このようにオフセット量の微調整が可能であり、抵抗を使用するものに比べてバラツキが低減できるものとなっている。
[まとめ]
従来の「フの字」特性を有する直流安定化電源装置においては、例えば出力電圧が比較的大きな負電圧となった場合には、装置の立上げ等が難しい場合があった。そこで以上までの実施形態に示したように、参照電圧(あるいは出力電圧自体)が一定以上低下したことを検出した場合には、ドライブ電流を、装置の立上げ等に支障を来たさない程度の値(下限電流値)に強制的に設定する(電流をクランプする)手法などにより、この問題を解決し得る。
また以上に本発明の各実施形態について説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではなく、発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の実施態様をとることが可能である。
本発明は、直流安定化電源装置などの分野において利用可能である。
本発明の実施例1における、電源装置1の構成概略図である。 本発明の実施例1における、ドライブ電流と出力電圧の関係を示すグラフである。 本発明の実施例1における、電源装置1の構成図である。 ドライブ電流制限回路14の別の構成図である。 本発明の実施例2における、電源装置1の構成図である。 本発明の実施例2における、ドライブ電流と出力電圧の関係を示すグラフである。 クランプ基準電圧回路18の別の構成図である。 クランプ基準電圧回路18の更に別の構成図である。 本発明の実施例2における、ドライブ電流と出力電圧の関係を示す別のグラフである。 本発明の実施例3における、電源装置1の構成図である。 本発明の実施例3における、ドライブ電流と出力電圧の関係を示すグラフである。 従来の電源装置における「フの字」特性を示すグラフである。 従来の電源装置における「フの字」特性を示すグラフである。
符号の説明
1 直流安定化電源装置
11 エラーアンプ
12 ドライブ回路
13 短絡検出回路
14 ドライブ電流制限回路
15 クランプ回路
18 クランプ基準電圧回路
19 クランプ電圧補正回路
20 レベルシフト回路
PTR 出力トランジスタ
Vst 基準電圧
Va 参照電圧
Vo 出力電圧
VCC 電源
Io ドライブ電流
Ia ドライブ監視電流

Claims (5)

  1. 与えられるドライブ電流に応じた電圧を生成し、出力電圧として出力する、出力制御素子と、
    前記出力電圧に応じた参照電圧を、所定の基準電圧と一致させるように前記出力制御素子に前記ドライブ電流を与え、前記出力制御素子に所望の出力電圧を生成させる直流安定化部と、
    前記参照電圧を監視し、該参照電圧の低下に伴って前記ドライブ電流を減少させる、ドライブ電流制限部と、
    を備えた直流安定化電源装置であって、
    前記参照電圧の下限値を所定の電圧値(「下限電圧値」)にクランプする、電圧クランプ手段と、
    該クランプされた電圧の変動に対して、その変動を補正する手段と、を備えたことを特徴とする直流安定化電源装置。
  2. 前記電圧クランプ手段は、
    所定のクランプ基準電圧を発生させる電圧発生手段を備えており、
    該クランプ基準電圧を用いて、前記クランプを行なうことを特徴とする請求項1に記載の直流安定化電源装置。
  3. 前記参照電圧の値をシフトさせる、シフト回路を備えたことを特徴とする請求項1に記載の直流安定化電源装置。
  4. 前記電圧発生手段は、第1トランジスタを用いて前記クランプ基準電圧を発生させる一方、
    前記電圧クランプ手段は、該クランプ基準電圧が入力されることで前記クランプを実現する第2トランジスタを有しており、
    該第1トランジスタと第2トランジスタは、互いに同じ特性に設定されていることを特徴とする請求項2に記載の直流安定化電源装置。
  5. 前記クランプ基準電圧の大きさを変更することが可能であることを特徴とする、請求項2に記載の直流安定化電源装置。
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