JP3778571B2 - 電源回路 - Google Patents
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Description
本発明は、入力電圧から負荷を給電する電源回路であって、一次巻線及び二次巻線を有する変成器と;制御電極と、主電流通路を規定する第1及び第2主電極とを有し、該主電流通路が入力電圧に一次巻線と直列に接続され、一次巻線に電流を通すスイッチングトランジスタと;前記電流が予定値を越えるとき前記スイッチングトランジスタをターンオフする手段と;二次巻線の第1端子と二次巻線の第2端子との間に接続された給電すべき負荷と第1ダイオードの直列接続であって、給電すべき負荷が第1端子に、第1ダイオードが第2端子に接続されている直列接続と、第2端子と制御電極との間に接続されたキャパシタと第1抵抗の直列接続と、制御電極と電源端子との間に接続された第2抵抗とをを具える電源回路に関するものである。
このような電源回路は米国特許第4,684,871号の特に図1から既知であり、この電源回路は電池を充電し、電気機器を給電するのに使用することができる。このような電源回路は充電可能電池を具える電気シェーバに使用するのに特に好適であり、この場合には電源回路が電池に充電電流を供給するとともにシェーバのモータに駆動電流を供給する。この既知の電源回路では、スイッチングトランジスタはバイポーラトランジスタである。第2抵抗がスイッチングトランジスタの制御電極又はベースに始動電流を供給し、このトランジスタがターンオンする。すると、変成器の一次巻線を経て電流が流れる。この一次電流は第2巻線に電圧を誘起し、この電圧が第1キャパシタと第1抵抗の直列接続を経てスイッチングトランジスタのベースに正帰還される。その結果、スイッチングトランジスタは急速に飽和する。順方向期間中に一次電流はスイッチングトランジスタがターンオフするまで直線的に増大する。既知の電源回路では、一次電流をスイッチングトランジスタのエミッタリード内に配置された抵抗を経て流す。別のトランジスタのベース−エミッタ接合をこの抵抗の両端間に接続し、この抵抗の両端間の電圧が所定値を越えるとき、このトランジスタがスイッチングトランジスタのベースを短絡するようにする。次に開始するフライバック期間において、変成器に蓄積されたエネルギーが第1ダイオードを経て給電すべき負荷に供給され、二次巻線に二次電流を流し、この電流は次第に減少する。順方向期間からフライバック期間への遷移時に、二次電圧の極性が逆転し、スイッチングトランジスタの遮断が第1キャパシタ及び第2抵抗を経て正帰還により加速される。フライバック期間の終了時に第1ダイオードがターンオフし、待ち期間が始まり、この期間において第1キャパシタの両端間の電圧差が、スイッチングトランジスタのベースに得られる駆動電圧がこのトランジスタをターンオンするのに十分になるまで第2抵抗を経て補償される。従って、この電源回路は自励発振する。
この既知の電源回路は整流幹線電圧から取り出した入力電圧で動作させることができる。これは幾つかの問題を生ずる。公称幹線電圧は100〜200VA.C.の間で変化させることができる。整流電圧も同程度に変化し、第1キャパシタの両端間の電圧差を補償する待ち期間に直接影響を与える。従って、1発振サイクルの周期、従って発振周波数が供給幹線電圧に依存する。そして、電源回路により供給される電流の平均値が発振周波数に比例する。従って、平均出力電流が供給幹線電圧に依存する。これは電池を充電する場合に好ましくない。その理由は、これらの電池は過充電を避けるために既知の電流で充電する必要があるからである。
更に、整流幹線電圧は極めて高くすることができる。この場合には、スイッチングトランジスタのターンオフ時にその両端間に極めて大きな直流電圧が存在する。従って、有限スイッチング時間の結果として生ずるスイッチングトランジスタのスイッチング損がかなり大きくなり得る。特別の高電圧トランジスタだけが十分急速に動作し、このような場合に生ずる消散を処理しうるのみである。
本発明の目的はこれらの問題及びその他の問題を解消することにある。この目的のために、頭書に記載したタイプの電源回路において、当該電源回路は、更に、スイッチングトランジスタの第2主電極と第2抵抗とに結合された第1主電極、一次巻線に結合された第2主電極、及び入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えることを特徴とする。
前記他のトランジスタはスイッチングトランジスタと相まってカスコード回路を構成する。スイッチングトランジスタのカットオフ点に到達するとき、他のトランジスタの第1主電極の電圧変化がスイッチングトランジスタの第1主電極の電圧変化より著しく大きいため、他のトランジスタがスイッチングトランジスタと比較してかなり急速にターンオフする。また、他のトランジスタの第1主電極と制御電極との間にほぼ一定の電圧差が依存するため、他のトランジスタはスイッチングトランジスタの両端間の電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタの消散を低減する。他のトランジスタは、更に、能動的にバッファされ、安定化された電圧を第2抵抗に供給し、従って幹線電圧変化が待ち期間に及ぼす影響を除去する。
前記他のトランジスタは他の利点を有する。他のトランジスタの第1主電極は、スイッチングトランジスタが非導通であるフライバック期間に、バッファされ安定化された電圧を搬送する。この電圧を利用するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの第1主電極と他の電源端子との間に接続されたダイオードと、他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えることを特徴とする。このダイオードはスイッチングトランジスタが導通する順方向期間において遮断する。フライバック期間において他のトランジスタがこのダイオードを経て平滑キャパシタを充電する。他のトランジスタはその制御電極の安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、比較的小さい平滑キャパシタで十分である。平滑キャパシタの電圧は追加の電子回路を附勢するのに使用することができる。シェーバにおいてはこのような電子回路は、例えば制御ユニット、ディスプレイ及びマイクロプロセッサとすることができる。
他のトランジスタの制御電極の電圧は種々の方法で安定化することができる。一実施例では、この安定化を他のトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続されたツェナーダイオードと、該制御電極と入力電圧との間に接続された抵抗とにより実現する。
特に、他のトランジスタがバイポーラトランジスタである場合には、その制御電極又はベースを入力電圧に接続する抵抗を高くしすぎると、他のトランジスタのターンオン時に十分なベース電流を供給し得ないことが起こり得る。抵抗値の低減は不所望な消散を導く。これを解消するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの制御電極と二次巻線の第2端子との間に接続されたダイオードと抵抗の直列接続を具えることを特徴とする。順方向期間において、第2端子がこのダイオード及び抵抗を経て他のトランジスタの制御電極に追加の駆動信号を供給する。フライバック期間において、二次巻線の両端間の電圧が逆転する。このときこのダイオードがカットオフして制御電極上の電圧の電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
スイッチングトランジスタにおける消散を最小にするために、スイッチングトランジスタは急速にスイッチングする必要がある。スイッチングを加速するために、一実施例では、第1抵抗と並列に第2キャパシタが配置されていることを特徴とする。遷移時に第2キャパシタが二次巻線の第2端子とスイッチングトランジスタの制御電極との間のインピーダンスを低減する。
スイッチングトランジスタは種々の方法でターンオフすることができる。この目的のために、第1の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような感知抵抗及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第4,684,871号から既知である。
前記目的のために、第2の変形例では、前記ターンオフ手段が、第2端子に結合され、積分信号を発生する積分器と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような積分器及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第4,652,984号から既知である。順方向期間中に二次電圧が積分される。積分電圧が所定値を越えると同時に、他のスイッチングトランジスタがターンオンし、スイッチングトランジスタの制御電極を短絡する。
前記目的のために、第3の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの第1主電極と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と第1端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしきい値素子とを具えることを特徴とする。
しきい値素子とは、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。順方向期間において、一次電流は、感知抵抗の電圧降下とスイッチングトランジスタの制御電極と第1主電極との間の電圧との和がしきい値素子のしきい値電圧に等しくなるまで、直線的に増大する。このときしきい値素子がターンオンし、スイッチングトランジスタのベースを基準電位点に短絡し、その結果としてスイッチングトランジスタがターンオフする。
しきい値素子は感知抵抗とスイッチトランジスタの制御電極及び第1主電極間接合との直列接続と並列に配置する。給電すべき負荷、例えば電池を感知抵抗と直列に配置する場合にはその両端間の電圧がスイッチングトランジスタのカットオフ点に影響を及ぼさない。
変化する入力電圧の場合には、二次電圧も変化し、これがスイッチングトランジスタの制御電極に帰還される。ツェナーダイオードが降伏すると、変化する電流がこのツェナーダイオードを流れ、ツェナーダイオードの内部抵抗の両端間に変化するツェナー電圧を発生する。その結果として、スイッチングトランジスタのカットオフ点も変化する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは5V以上の高ツェナー電圧型である。これは、変成器の二次電圧が低い場合及び第2抵抗の電圧降下により生ずる消散を低くする必要がある場合に望ましくない。
この問題を解消するために、一実施例では、しきい値素子が、第1キャパシタ及び第1抵抗の直列接続とスイッチングトランジスタの制御電極との間に接続された他の直列抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第1ツェナーダイオードと、スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗を経て接続された第2ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする。
この問題を解決するために、他の実施例では、しきい値素子が、ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタとを具えていることを特徴とする。
発振サイクルの繰返し周波数は第1キャパシタ間の電圧差を相殺するのに要する時間に依存する。しきい値素子を、特に感知抵抗とスイッチングトランジスタの制御電極及び第1主電極間接合との直列接続の両端間に配置すると、第2抵抗を経る導通路に加えて、追加の導通路が得られ、この追加の導通路を経て第1キャパシタ間の電圧差を補償することができる。フライバック期間においては二次電圧の極性が逆転し、このときダイオードとして動作するツェナーダイオードを経て電流が流れうる。その結果として、第1キャパシタ間の電圧差を相殺するのに必要とされる時間の著しい短縮が生ずる。従って、発振サイクルの繰返し周波数が増大し、その結果として電源回路は以前より単位時間につき多量のエネルギーを給電すべき負荷又は電池に供給する。このことを電源回路の設計に考慮することができる。しかし、この効果は避けることもでき、その実施例では、しきい値素子と直列に第2ダイオードが配置され、該第2ダイオードがスイッチングトランジスタの制御電極の電圧制限中に導通することを特徴とする。
第2ダイオードはしきい値素子の追加の導通路を阻止する。第2ダイオードの存在は、電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能に構成することを可能にする追加の利点ももたらす。この目的のために、本発明電源回路の一実施例では、第2ダイオードと並列に、該第2ダイオードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする。
このスイッチは通常の電気スイッチ又はトランジスタスイッチとすることができる。電池を充電する場合には、電源回路を低速充電(スイッチ開:第2ダイオード非短絡)から高速充電(スイッチ閉:第2ダイオード短絡)へ変化させることができる。電池の過充電を阻止するために、一実施例では、当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段を具えていることを特徴とする。前記負荷の状態は充電すべき電池の電圧又は温度とすることができる。
給電すべき負荷の両端間の電圧をモニタするようにした実施例では、第2ダイオードが二次巻線の第1端子に接続された第1電極及びしきい値素子に接続された第2電極を有し、前記スイッチが、第1端子に接続された第1主電極、第2ダイオードの第2電極に結合された第2主電極及び二次巻線の第2端子に結合された制御電極を有する第1トランジスタと、第1端子に接続された第1主電極、第1トランジスタの制御電極に結合された第2主電極及び制御電極を有する第2トランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第2トランジスタの制御電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
バイポーラ又はユニポーラ(MOS)トランジスタとしうる第1トランジスタがフライバック期間において第2ダイオードを短絡する。このとき電源回路は高速充電器として動作する。第2トランジスタが所定の電池電圧でターンオンし、第1トランジスタの制御電極を短絡し、その結果として第2ダイオードの短絡が解除され、電源回路は自動的に低速充電に切り換えられる。
第1及び第2トランジスタを使用してツェナーダイオードの使用及びスイッチングトランジスタのカットオフ点の変化を避けることができる。この目的のために、一実施例では、しきい値素子が、第1端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第2端子に結合されたベースを有する第1バイポーラトランジスタと、第1端子に接続されたエミッタ、第1バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイオードを経て第1端子に接続されたベースを有する第2バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第2バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
第1及び第2トランジスタは本例ではバイポーラトランジスタであり、これらのトランジスタが、順方向期間において、第2バイポーラトランジスタのベースを第1端子に接続するダイオードと相まって、このダイオードの端子電圧と第1及び第2トランジスタのコレクタ−ベース電圧との和であるしきい値電圧を有するしきい値素子を構成する。フライバック期間においては、第1及び第2トランジスタが上述したように動作する。
変化する入力電圧の影響は更に低減することができ、該実施例では、しきい値素子が、第1端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第2端子に直列抵抗を経て結合されたベースを有する第1バイポーラトランジスタと、第1端子に接続されたエミッタ、第1バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第2バイポーラトランジスタと、第1端子に接続されたエミッタ、第1バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対導電型の第3バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第2バイポーラトランジスタのベース及び第3バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
本例では上述のダイオードが反対導電型の第3バイポーラトランジスタと置換され、且つ第1バイポーラトランジスタのベースと直列に抵抗が付加されている。この直列抵抗により補償程度を調整することができる。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。この目的のために、一実施例では、第2抵抗の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする。既に述べたように、第2抵抗は特に低速充電モードにおける発振サイクルの繰返し周波数に大きな影響を与える。第2抵抗を可調整又は可変にすることにより供給充電電流を変化させることができる。
他の実施例では、当該電源回路が分圧器のタップ電圧を制御する手段を具えていることを特徴とする。その結果として、この電源回路はこの手段がない場合より一層速く又は遅く切り換わるようにすることができる。
本発明のこれらの特徴及び他の特徴を図面につき以下に詳細に説明する。面において、
図1は本発明電源回路の一実施例を示し、
図2は本発明電源回路の一実施例を示し、
図3は本発明電源回路の一実施例を示し、
図4は本発明電源回路の一実施例を示し、
図5は本発明電源回路の一実施例を示し、
図6は本発明電源回路の一実施例を示し、
図7は図6に示す実施例の一部分を示し、
図8は本発明電源回路の一実施例を示し、
図9は図8に示す実施例の一部分を示し、
図10A及び10Bは本発明電源回路の一実施例の制御機能の動作説明図を示し、
図11は本発明電源回路の一実施例を示し、
図12は本発明電源回路の一実施例を示し、
図13は本発明電源回路の一実施例を示し、
図14は本発明電源回路の一実施例を示し、
図15は本発明電源回路の一実施例を示し、
図16は本発明電源回路の一実施例を示し、
図17は本発明電源回路を具える電気シェーバを示す。
これらの図では同一の部分には同一の符号を付けてある。
図1は本発明電源回路の一実施例の回路図を示す。交流幹線電圧又は適当な直流電圧が入力端子N4及びN5に供給される。交流電圧はダイオードブリッジD0により整流され、キャパシタC1及びC2とコイルL1により平滑され且つろ波される。整流された入力電圧の負端子は接地する。正端子N7は変成器の一次巻線W1に接続する。ツェナーダイオードD1及びD2を一次巻線W1と並列に接続し、一次巻線W1を流れる電流の遮断時に発生する一次巻線W1の両端間の電圧を制限する。バイポーラNPNトランジスタであるスイッチングトランジスタT2の主電流通路を一次巻線W1と直列に接続し、このトランジスタの第2主電極又はコレクタを一次巻線W1に結合する。スイッチングトランジスタT2の第1主電極又はエミッタを抵抗R3を経て変成器の二次巻線W1の第1端子N1に接続し、この二次巻線W2は一次巻線W1に磁気的に結合している。二次巻線W2の第1端子N1は給電すべき負荷、例えば充電可能電池Bにも接続する。電池Bの負端子を端子N6に接続し、この端子をダイオードD3を経て二次巻線W2の第2端子N2に接続する。この結果として、二次巻線を流れる電流のみならず一次巻線を流れる電流も電池Bを流れる。これが望ましくない場合には、端子N6の代わりに第1端子N1を接地することができる。スイッチングトランジスタの制御電極又はベースを抵抗R6を経て供給端子N3に接続する。キャパシタC3と抵抗R5の直列接続をスイッチングトランジスタT2のベースと二次巻線W2の第2端子N2との間に接続する。更に、スイッチングトランジスタT2のベースを、ツェナーダイオードD5をダイオードD6と直列に具えるしきい値素子を経て第1端子N1に接続し、このしきい値素子はツェナーダイオードD5の降伏時にダイオードD6が導通する。しきい値素子とは、該素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、しきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。
加速キャパシタC5を抵抗R5と並列に配置してスイッチングトランジスタT2のターンオンを加速する。更に、カスコードトランジスタT1をスイッチングトランジスタT2と直列に配置し、このカスコードトランジスタは、例えばスイッチングトランジスタT2のコレクタに接続されたエミッタ、一次巻線W1に接続されたコレクタ、及び正端子N7に接続された供給抵抗R2と端子N6(接地)に接続されたツェナーダイオードD7との間の接続点に接続されたベースを有するNPNバイポーラトランジスタとする。抵抗R6が接続された供給端子N3をトランジスタT1のエミッタで構成する。この供給端子N3は、ツェナーダイオードD7により決定され且つカスコードトランジスタT1により能動的にバッファされた安定化電圧を供給する。スイッチングトランジスタT2がカットオフ点に到達するとき、トランジスタT1のエミッタの電圧変化の方がスイッチングトランジスタT2のエミッタの電圧変化よりはるかに大きい。その結果として、トランジスタT1がスイッチングトランジスタT2と比較して急速にターンオフする。トランジスタT1は更にスイッチングトランジスタT2のコレクタの電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタT2の消散を制限し、このトランジスタとして低電圧型のものを選択可能にする。
入力電圧を受信すると、始動電流が供給端子N3から抵抗R6を経てスイッチングトランジスタT2のベースに流れ、スイッチングトランジスタT2がターンオンし、順方向期間又は順方向フェーズが開始する。このとき、電流が正端子N7から一次巻線W1、スイッチングトランジスタT2、抵抗R3及び電池Bを経て端子N6へ流れはじめる。一次巻線W1の両端間の電圧差が二次巻線の両端間に変圧された電圧差を誘起し、第2端子N2が第1端子N1に対し正になる。このとき、ダイオードD3のカソードがダイオードD3のアノードに対し正になり、その結果としてダイオードD3がカットオフする。二次巻線W2の両端間の正の電圧差は正帰還作用をなし、キャパシタC3を経てスイッチングトランジスタT2のベース−エミッタ接合を更に高導通に駆動し、その駆動電流は抵抗R5により制限される。スイッチングトランジスタT2は飽和し、増大する電流が一次巻線を流れはじめる。この増大する電流は抵抗R3の両端間に増大する電圧降下を発生する。スイッチングトランジスタT2のベース−エミッタ電圧と抵抗R3の両端間の電圧降下との和がしきい値素子のしきい値電圧、本例ではツェナーダイオードD5のツェナー電圧とダイオードD6の接合電圧との和に等しくなると、スイッチングトランジスタT2のベースが第1端子N1に短絡される。従って、スイッチングトランジスタT2がターンオフし、一次巻線W1を流れる電流が遮断される。このときフライバック期間又はフライバックフェーズが開始し、変成器に蓄積されたエネルギーが電池Bに供給される。しきい値素子がスイッチングトランジスタT2のベース−エミッタ接合及び抵抗R3と並列に配置されているために、スイッチングトランジスタT2がターンオフする際のピーク電流は電池Bの電圧に依存しない。従って、短絡電池B又は別の負荷によりスイッチングトランジスタに過大なピーク電流が流れることは起こり得ない。
一次巻線W1を流れる電流の遮断は一次巻線W1の両端間に大きな電圧増大を発生し、この電圧増大は正電極端子N7の入力電圧に対し正であり、ダイオードD2とツェナーダイオードD1により制限される。電流遮断の結果として、一次巻線W1の両端間の電圧の符号が逆転し、その結果として、二次巻線W2の両端間の電圧の符号も逆転する。このとき二次巻線W2の第2端子N2は第1端子N1に対し負になる。このときダイオードD3が導通し、二次電流が二次巻線W2、ダイオードD3及び電池Bにより形成される二次回路を経て流れ、変成器のエネルギーが電池に供給される。二次電流は零に減少する。ダイオードD3が導通しているかぎり、二次巻線W2の両端間の負電圧はダイオードD3の両端間の電圧と電池Bの電圧との和に等しい。二次巻線W2の両端間の負電圧遷移がキャパシタC3の両端間に現れ、スイッチングトランジスタT2のベースをエミッタに対し負に維持する。キャパシタC3がこのとき順方向極性であるツェナーダイオードD5を経て放電するのをダイオードD6が阻止する。スイッチングトランジスタT2は、キャパシタC3が抵抗R6及びR5を経て再充電され、スイッチングトランジスタT2のベースの電圧がエミッタに対し十分に正になるまでカットオフに維持され、次いで新しい発振サイクルを開始する。この結果として、この電源回路は自励発振である。
キャパシタC3の充電に要する時間、従って発振サイクルの繰返し周波数は主として抵抗R6の抵抗値により決まる。その理由は、抵抗R5の抵抗値は実際上無視しうるためである。電源回路は、キャパシタC3が抵抗R6を経て十分に充電されるまで待つ。従って、フライバック期間の後に待ち期間が続く。各発振サイクルにおいてほぼ一定量のエネルギーが電池B又は別の負荷に供給される。従って、発振サイクルの繰返し周波数により電池Bに流入する平均充電電流が決まる。平均充電電流は抵抗R6の抵抗値を適切に選択することにより決めることができる。図1に示す電源回路は充電可能電池用の低速充電器又は細流充電器として特に好適である。
キャパシタC3の充電プロセスは順方向期間における2次巻線W2の両端間の正電圧差によっても決まる。この電圧差は正電源端子N7の入力電圧に比例し、この入力電圧は整流幹線電圧に比例し、この幹線電圧は100Vから240Vまで変化させることができる。幹線電圧が高くなればなるほど、キャパシタC3を充電するのに要する時間が長くなる。高い幹線電圧のためにスイッチングトランジスタT2がターンオフするピーク電流に急速に到達する場合には、キャパシタC3の充電時間が長くなる。その結果として、繰返し周波数が適応制御され、変化する幹線電圧に対する補償が得られる。
スイッチングトランジスタT2はバイポーラトランジスタである。しかし、この目的のためには他のタイプのトランジスタを使用することもできる。その例としては、ダーリントントランジスタ、ユニポーラMOSトランジスタ(第1主電極、第2主電極及び制御電極がソース、ドレイン及びゲートにそれぞれ対応する)、又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)がある。
始動時に、トランジスタT1が抵抗R2を経てベース電流を受信し、ターンオンする。このとき、供給端子N3の電圧がツェナーダイオードD7により安定化される。このとき、キャパシタC3がまだ抵抗R6を経て充電される必要があるため、スイッチングトランジスタT2はカットオフのままである。スイッチングトランジスタT2がターンオンするとすぐに、両トランジスタT1及びT2が飽和状態に駆動されるため、供給端子N3の電圧が減少する。このときツェナーダイオードD7がカットオフになる。スイッチングトランジスタT2がターンオフすると、ツェナーダイオードD7はターンオンし、トランジスタT1がスイッチングトランジスタT2のコレクタ電圧を、ツェナーダイオードD7のツェナー電圧とトランジスタT1のベース−エミッタ電圧とにより決まる値に制限する。
供給抵抗R2はツェナーダイオードD7のバイアス電流を供給し、その抵抗値は電力消費を最小にするためにできるだけ高く選択するのが好ましい。しかし、その抵抗値は高くしすぎると、スイッチングトランジスタT2がトランジスタT1からの電流を流すときにトランジスタT1に十分なベース電流を供給することができなくなる。これは、二次巻線W2の第2端子N2とトランジスタT1のベースとの間に直列に接続されたダイオードD4及び限流抵抗R4により克服される。このよにすると、順方向期間における二次巻線W2の両端間の正電圧の正帰還がトランジスタT1のベースの駆動にも作用する。フライバック期間では、二次巻線W2の両端間の電圧が逆転し、負になる。このときダイオードD4がカットオフし、トランジスタT1のベースの電圧に対する電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
ツェナーダイオードD5のしきい値電圧に到達すると、電流が二次線W2、キャパシタC3、抵抗R5、ツェナーダイオードD5及びダイオードD6を経て流れる。この電流は順方向期間に二次巻線の両端間に現れる正電圧に依存する。この正電圧は幹線電圧に依存する。従って、高い幹線電圧の場合には、ツェナーダイオードD5を流れる電流は低幹線電圧の場合より大きくなる。この場合、ツェナーダイオードD5の内部抵抗が変化するしきい値電圧を生じ、その結果としてスイッチングトランジスタT2のカットオフ点が幹線電圧に依存する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは同時に5V以上の高いツェナー電圧を有する高電圧型である。このことは、変成器の二次電圧が電池を低電圧で附勢するために低い場合、又は抵抗R3の抵抗値を電力消費の最小化のために小さくする必要がある場合に望ましくない。
図2はしきい値電圧の変化が小さいしきい値素子を具える実施例を示す。抵抗R7を抵抗R5とスイッチングトランジスタT2のベースとの間に配置する。抵抗R5及びR7間の接続点を追加のツェナーダイオードD8を経てダイオードD6のアノードに接続する。この追加のツェナーダイオードD8のツェナー電圧はツェナーダイオードD5のツェナー電圧より高くする。この追加のツェナーダイオードD8は二次巻線W2の両端間の電圧をほぼ一定値に制限するため、ツェナーダイオードD5を流れる電流はほぼ一定になり、そのしきい値電圧は幹線電圧に殆ど依存しなくなる。従って、ツェナーダイオードD5及びD8として比較的高い内部抵抗を有する低電圧型のものを選択することができる。
図3はツェナーダイオードD5のしきい値電圧の変化に対し他の解決方法を使用する実施例を示す。本例ではツェナーダイオードD5を抵抗RsとツェナーダイオードZの直列接続と置き換える。これと並列にNPNトランジスタTNのコレクタ−エミッタ通路を配置し、そのベースをツェナーダイオードZと抵抗Rsとの接続点に接続する。トランジスタTNは、これがない場合にツェナーダイオードZを流れる電流の大部分を処理する。トランジスタTNのベース−エミッタ電圧が抵抗Rsの両端間の電圧降下を安定化するとともにツェナーダイオードZを流れる電流を安定化する。
ツェナーダイオードD7は端子N6に接続する。これは、電池Bの電圧が供給端子N3の安定化電圧を決定するファクタの一つであることを意味する。この安定化電圧は、既に説明したように、待ち期間の長さ及び発振サイクルの繰返し周波数の尺度である。ツェナーダイオードD7を電池Bの正端子に接続した場合には、待ち期間は電池電圧と無関係になる。しかし、ツェナーダイオードD7を電池Bの負端子に接続することにより、電源回路が電池の遮断又は欠落に対し保護される。電池が遮断されると、スイッチングトランジスタT2を経て電流が流れることができず、その結果としてトランジスタT1にも流れない。トランジスタT1及びT2がカットオフに維持され、供給端子N3の電圧がスイッチングトランジスタT2に対し安全な値に制限される。従って、トランジスタT2は降伏し得ないが、ツェナーダイオードD7を電池Bの正端子に接続した場合にはトランジスタT2は降伏し得る。
図4はカスコードトランジスタT1をMOSトランジスタで構成した実施例を示す。トランジスタT1のゲートは、このトランジスタのターンオン時に殆ど電流を流さないため、ダイオードD4及び抵抗R4を省略することができる。トランジスタT1のゲートに発生しうる過渡電圧に対処するために、オプションとしてキャパシタC5をツェナーダイオードD7の両端間に接続する。バイポーラトランジスタT1を使用する実施例と異なり、ツェナーダイオードD7はスイッチングトランジスタT2がターンオンしても導通状態に維持される。スイッチングトランジスタT2が飽和するとき、トランジスタT1のソース電極の電圧が減少する。増大したゲート−ソース電圧がトランジスタT1を所望の導通状態に駆動する。
ダイオードD6は第3キャパシタC3の急速充電を禁止する。このダイオードD6の存在は電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能にする。ダイオードD6を短絡することにより、キャパシタC3の両端間の負電圧遷移をフライバック期間に急速に補償することができ、これは、このときツェナーダイオードD5は順方向極性のダイオードとして動作するためである。この結果として、スイッチングトランジスタT2のベース電圧がスイッチングトランジスタT2を再び導通状態に駆動するのに適当な正の値に急速になる。この場合には発振サイクルの繰返し周波数は相当高くなり、その結果として電池B又は別の負荷に供給される電流の平均値が増大する。ダイオードD6の両端間のスイッチにより、電池Bの充電を低速充電から高速充電へ切り換えることができる。
図5は電子スイッチを具える実施例を示す。この電子スイッチは、例えば、第1端子N1に接続されたエミッタ、ダイオードD6のアノードに接続されたコレクタ及び限流抵抗R7を経て第2端子N2に接続されたベースを有するバイポーラPNPトランジスタT3で構成する。フライバック期間において、第2端子N2は第1端子N1対し負であり、その結果としてトランジスタT3がターンオンし、ダイオードD6を短絡する。電池Bの電圧が過度に増大し、電池Bが過充電されるのを阻止するために、電池電圧センサと、電池電圧が所定値を越えるときトランジスタT3の駆動を停止するスイッチとを設ける。電圧センサは電池Bの両端間に直列に接続された抵抗R8及びR9を具える分圧器の形態にする。スイッチは、例えば、第1端子N1に接続されたエミッタ、トランジスタT3のベースに接続されたコレクタ及び分圧器のタップに接続されたベースを有するPNPトランジスタで構成する。電池電圧が所定値を越えると、トランジスタT4がターンオンし、トランジスタT3のベース−エミッタ接合が短絡される。トランジスタT3及びT4として、バイポーラトランジスタの代わりに、ユニポーラ(MOS)トランジスタを使用することもできる。適切なインターフェース回路を用いて、トランジスタT4が別の電池状態を表す信号、例えば充電中の電池の温度又は電池内の圧力に応答する信号により駆動されるようにすることもできる。順方向期間において、トランジスタT3は、抵抗R7、分圧器R8,R9及びトランジスタT4の導通コレクタ−ベース接合により、過大ベース−エミッタ電圧に対し保護される。
トランジスタT3及びT4の存在はツェナーダイオードD5の使用なしでスイッチングトランジスタT2のカットオフ点の変化の発生を回避することができる。図6はツェナーダイオードD5を省略した実施例を示す。ダイオードD6も省略されている。この場合には抵抗R7をキャパシタC6を経て第2端子N2に接続する。更に、ダイオードD8をトランジスタT4のベース−エミッタ接合間に接続し、そのアノードをトランジスタT4のベースに接続する。図7は、トランジスタT3及びT4及びダイオードD8が順方向期間においてどの様に動作するかを示す。この期間において両トランジスタT3及びT4のコレクタ−ベース接合が導通状態になり、しきい値電圧は3つの接合電圧の和(約2.1V)に等しくなる。それらのコレクタ−ベース接合が導通すると、トランジスタT3及びT4は逆モードで動作し、即ちコレクタがエミッタとして、エミッタがコレクタとして動作する。こうして得られるしきい値素子の内部抵抗は特に逆動作モードにおけるこれらのトランジスタの電流利得、従って特にトランジスタT3の適度の電流利得に依存する。フライバック期間においては、トランジスタT3及びT4は図5に示す実施例につき述べたように動作する。キャパシタC6は、始動電流がトランジスタT3のコレクタ−ベース接合、抵抗R7及び二次巻線を経て電池へ流れるのを阻止する。
図8は、幹線電圧の変化の影響を更に補償しうる実施例を示す。本例では図6に示す回路配置のダイオードD8を、エミッタが第1端子N1に接続され、コレクタがトランジスタT3のベースに接続され、且つベースがトランジスタT4のベースに接続されたNPNトランジスタT5と置き換える。更に、トランジスタT4のコレクタを抵抗R11を経てトランジスタT3のベースに接続する。この抵抗R11により補償程度を調整することができる。図9は順方向期間における状態を示す。しきい値電圧はトランジスタT3のコレクタ−ベース電圧とトランジスタT5のコレクタ−エミッタ電圧との和である。トランジスタT4のコレクタ−ベース電圧とトランジスタT5のベース−エミッタ電圧との和であるトランジスタT4のコレクタの電圧はトランジスタT5により一定にに維持され、トランジスタT5は抵抗R7を経て供給される電流と同じ大きさの電流をトランジスタT4のコレクタから引き出す。その結果として、トランジスタT5のコレクタの電圧は、抵抗R11とR7との比に決まり且つ抵抗R7により供給される電流に比例する係数だけ減少する。抵抗R7はキャパシタC6を経て二次巻線W2の第2端子N2に接続されているため、トランジスタT5のコレクタの電圧は幹線電圧の一次関数として増減する。その結果として、スイッチングトランジスタT2のターンオフ瞬時が幹線電圧に比例して変化する。
キャパシタC6は始動電流がトランジスタT3のコレクタ−ベース接合、抵抗R11及びR7及び二次巻線W2を経て電池Bにリークするのを禁止する。同一の理由のために、抵抗R7をキャパシタC3に接続しないでキャパシタC4を省略しうるようにしている。これは、この場合には始動電流が抵抗R7、トランジスタT4のコレクタ−ベース接合及び抵抗R8を経てリークするためである。二次巻線W2の両端間の平均電圧は零であり、且つキャパシタC6の充電路及び放電路のインピーダンスはほぼ等しいため、キャパシタC6の両端間の平均電圧もほぼ零になる。抵抗R7とキャパシタC6の時定数がスイッチングサイクル時間に対し大きい場合には、キャパシタC4が幹線電圧補償に及ぼす影響は無視しうる。しかし、小さい時定数の場合でも幹線電圧補償は依然として満足に調整しうること明らかである。
図8は、スイッチSWにより電池Bに接続することができるモータMも示す。更に、平滑キャパシタC7が追加の妨害抑圧用に設けられている。モータMは幹線電圧から充電される充電可能電池を具えるシェーバのモータとすることができる。電源回路の動作は、直列抵抗R10を経て二次巻線W2の端子N1及びN2に接続されたLED D9により表示される。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。図10Aは分圧器R8、R9により測定される電池電圧の制御に基づく第1の方法を示す。この場合には電池を流れる平均充電電流IBが他の電池電圧VBのときに高い値から低い値へ切り換わる。図11は、分圧器R8,R9のタップ電圧を抵抗R12を経て変化させる制御ユニットCUを具える実施例を示す。この制御ユニットはこれを種々のパラメータ、例えば電池の温度、モータの回転又は非回転(図11には示されていない)、充電中の電池の電圧変化、経過時間に応答して、又は他の形態の電池管理に基づいて行うことができる。
しかし、更に抵抗R6の値を変化させ、その結果として図10Bに示すように比較的小さい低速充電電流を比較的大きい高速充電電流に増大させることができる。この目的のために、図11では抵抗R6を2つの抵抗に分割し、その一方の抵抗を制御ユニットCUにより制御されるトランジスタT6により短絡しうるようにする。抵抗R6の抵抗値を切り換えるためにディジタル制御信号により、又は抵抗R6の抵抗値を変調するためにアナログ信号によりトランジスタT6をターンオン及びターンオフすることができる。
制御ユニットCUはその電源電圧を、ダイオードD10を経て供給端子N3に接続され且つ平滑キャパシタC8を経て接地された電源端子N7から受信する。スイッチングトランジスタT2が導通するときダイオードD10がカットオフし、平滑キャパシタC8の放電を阻止する。トランジスタT1がそのベースの安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、平滑キャパシタC8を比較的小さくすることができる。
図12は、電池Bの負端子の代わりに電池Bの正端子を接地した実施例を示す。本例は例えば図8の実施例に適用したものであるが、上述した任意の他の実施例も同様に変更することができる。その結果として一次巻線W1を流れる電流はもはや電池B及び負荷を流れない。同様に、ツェナーダイオードD7のアノードを電池Bの正端子又は負端子に随意に接続することができる。しかし、電池の遮断又は欠落に対する上述の保護は、ツェナーダイオードD7を電池Bの負端子に接続した場合にのみ有効となる。
図13は図1に示す実施例にほぼ同一である実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードD5及びダイオードD6が省略され、第1端子N1がスイッチングトランジスタのエミッタに直接接続され、抵抗R3が端子N6と接地との間に接続されている。更に、エミッタが接地され、ベースが端子N6に接続され、コレクタがスイッチングトランジスタT2のベースに接続されたNPNトランジスタTSが付加されている。順方向期間に抵抗R3を流れる増大電流が抵抗R3の両端間に増大電圧差を発生する。この電圧差がトランジスタTSのベース−エミッタ接合しきい値電圧を越えると同時に、トランジスタTSがターンオンし、スイッチングトランジスタT2のベースを接地にプルダウンし、その結果としてスイッチングトランジスタT2をターンオフする。その後のこの実施例の動作は図1につき述べたとおりである。必要に応じ、抵抗R6の抵抗値を図11に示すように切り換える、又は変化させることができる。
図14は図13に示す実施例の変形例を示す。図14では電池Bを一次回路内に含めない。抵抗R3をスイッチングトランジスタT2のエミッタと接地との間に接続する。トランジスタTSのコレクタと直列のダイオードDSによりキャパシタC3がトランジスタTSのコレクタ−ベース接合及び抵抗R3を経て放電するのを阻止する。
図15は一次電流の測定に抵抗R3を使用しない実施例を示す。図15に示す回路は図13に示すものとほぼ同一である。しかし、端子N6が直接接地されている。トランジスタTSの駆動用制御信号は、変圧された入力電圧が二次巻線W2の両端間に発生する順方向期間中に第2端子N2の電圧を積分することにより得られる。この積分器は第2端子N2と接地との間の抵抗R20とキャパシタC20の直列接続を具える。抵抗R20とキャパシタC20との接続点を分圧器R21/R22を経てトランジスタTSのベースに接続する。
図16は図1に示す実施例にほぼ同一の実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードD5及びダイオードD6が省略されている。これらの素子の代わりに、エミッタが接地され、コレクタがスイッチングトランジスタT2のベースに接続されたNPNトランジスタTSが付加されている。トランジスタTSのベースは抵抗R26を経て接地するとともに抵抗R25を経てトランジスタTDのコレクタに接続する。トランジスタTDのエミッタは抵抗R23を経てスイッチングトランジスタT2のエミッタに接続し、そのベースはツェナーダイオードD20及びダイオードD21の直列接続を経て第1端子N1に接続する。更に、トランジスタTDのベースは抵抗R24を経てスイッチングトランジスタT2のエミッタに接続する。
抵抗R3の両端間の電圧が増大する場合には、ツェナーダイオードD20が降伏し、トランジスタTDのベースの電圧を一定に維持する。更に増大すると、抵抗R24の両端間の電圧降下がトランジスタTDをターンオンする。トランジスタTDのコレクタ電流が抵抗R25及びR26を経てトランジスタTSを駆動し、このトランジスタTSがスイッチングトランジスタT2のベースを接地に短絡する。トランジスタTSのスイッチング動作はトランジスタTSのコレクタとトランジスタTDのベースとの間のキャパシタC21を経る正期間により加速される。
図17は、電源回路PS,電池B及びモータMを収納するハウジング1を有する電気シェーバを示す。モータMがスイッチSWによりスイッチオンされ、シェーバヘッドを駆動する。
このような電源回路は米国特許第4,684,871号の特に図1から既知であり、この電源回路は電池を充電し、電気機器を給電するのに使用することができる。このような電源回路は充電可能電池を具える電気シェーバに使用するのに特に好適であり、この場合には電源回路が電池に充電電流を供給するとともにシェーバのモータに駆動電流を供給する。この既知の電源回路では、スイッチングトランジスタはバイポーラトランジスタである。第2抵抗がスイッチングトランジスタの制御電極又はベースに始動電流を供給し、このトランジスタがターンオンする。すると、変成器の一次巻線を経て電流が流れる。この一次電流は第2巻線に電圧を誘起し、この電圧が第1キャパシタと第1抵抗の直列接続を経てスイッチングトランジスタのベースに正帰還される。その結果、スイッチングトランジスタは急速に飽和する。順方向期間中に一次電流はスイッチングトランジスタがターンオフするまで直線的に増大する。既知の電源回路では、一次電流をスイッチングトランジスタのエミッタリード内に配置された抵抗を経て流す。別のトランジスタのベース−エミッタ接合をこの抵抗の両端間に接続し、この抵抗の両端間の電圧が所定値を越えるとき、このトランジスタがスイッチングトランジスタのベースを短絡するようにする。次に開始するフライバック期間において、変成器に蓄積されたエネルギーが第1ダイオードを経て給電すべき負荷に供給され、二次巻線に二次電流を流し、この電流は次第に減少する。順方向期間からフライバック期間への遷移時に、二次電圧の極性が逆転し、スイッチングトランジスタの遮断が第1キャパシタ及び第2抵抗を経て正帰還により加速される。フライバック期間の終了時に第1ダイオードがターンオフし、待ち期間が始まり、この期間において第1キャパシタの両端間の電圧差が、スイッチングトランジスタのベースに得られる駆動電圧がこのトランジスタをターンオンするのに十分になるまで第2抵抗を経て補償される。従って、この電源回路は自励発振する。
この既知の電源回路は整流幹線電圧から取り出した入力電圧で動作させることができる。これは幾つかの問題を生ずる。公称幹線電圧は100〜200VA.C.の間で変化させることができる。整流電圧も同程度に変化し、第1キャパシタの両端間の電圧差を補償する待ち期間に直接影響を与える。従って、1発振サイクルの周期、従って発振周波数が供給幹線電圧に依存する。そして、電源回路により供給される電流の平均値が発振周波数に比例する。従って、平均出力電流が供給幹線電圧に依存する。これは電池を充電する場合に好ましくない。その理由は、これらの電池は過充電を避けるために既知の電流で充電する必要があるからである。
更に、整流幹線電圧は極めて高くすることができる。この場合には、スイッチングトランジスタのターンオフ時にその両端間に極めて大きな直流電圧が存在する。従って、有限スイッチング時間の結果として生ずるスイッチングトランジスタのスイッチング損がかなり大きくなり得る。特別の高電圧トランジスタだけが十分急速に動作し、このような場合に生ずる消散を処理しうるのみである。
本発明の目的はこれらの問題及びその他の問題を解消することにある。この目的のために、頭書に記載したタイプの電源回路において、当該電源回路は、更に、スイッチングトランジスタの第2主電極と第2抵抗とに結合された第1主電極、一次巻線に結合された第2主電極、及び入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えることを特徴とする。
前記他のトランジスタはスイッチングトランジスタと相まってカスコード回路を構成する。スイッチングトランジスタのカットオフ点に到達するとき、他のトランジスタの第1主電極の電圧変化がスイッチングトランジスタの第1主電極の電圧変化より著しく大きいため、他のトランジスタがスイッチングトランジスタと比較してかなり急速にターンオフする。また、他のトランジスタの第1主電極と制御電極との間にほぼ一定の電圧差が依存するため、他のトランジスタはスイッチングトランジスタの両端間の電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタの消散を低減する。他のトランジスタは、更に、能動的にバッファされ、安定化された電圧を第2抵抗に供給し、従って幹線電圧変化が待ち期間に及ぼす影響を除去する。
前記他のトランジスタは他の利点を有する。他のトランジスタの第1主電極は、スイッチングトランジスタが非導通であるフライバック期間に、バッファされ安定化された電圧を搬送する。この電圧を利用するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの第1主電極と他の電源端子との間に接続されたダイオードと、他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えることを特徴とする。このダイオードはスイッチングトランジスタが導通する順方向期間において遮断する。フライバック期間において他のトランジスタがこのダイオードを経て平滑キャパシタを充電する。他のトランジスタはその制御電極の安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、比較的小さい平滑キャパシタで十分である。平滑キャパシタの電圧は追加の電子回路を附勢するのに使用することができる。シェーバにおいてはこのような電子回路は、例えば制御ユニット、ディスプレイ及びマイクロプロセッサとすることができる。
他のトランジスタの制御電極の電圧は種々の方法で安定化することができる。一実施例では、この安定化を他のトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続されたツェナーダイオードと、該制御電極と入力電圧との間に接続された抵抗とにより実現する。
特に、他のトランジスタがバイポーラトランジスタである場合には、その制御電極又はベースを入力電圧に接続する抵抗を高くしすぎると、他のトランジスタのターンオン時に十分なベース電流を供給し得ないことが起こり得る。抵抗値の低減は不所望な消散を導く。これを解消するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの制御電極と二次巻線の第2端子との間に接続されたダイオードと抵抗の直列接続を具えることを特徴とする。順方向期間において、第2端子がこのダイオード及び抵抗を経て他のトランジスタの制御電極に追加の駆動信号を供給する。フライバック期間において、二次巻線の両端間の電圧が逆転する。このときこのダイオードがカットオフして制御電極上の電圧の電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
スイッチングトランジスタにおける消散を最小にするために、スイッチングトランジスタは急速にスイッチングする必要がある。スイッチングを加速するために、一実施例では、第1抵抗と並列に第2キャパシタが配置されていることを特徴とする。遷移時に第2キャパシタが二次巻線の第2端子とスイッチングトランジスタの制御電極との間のインピーダンスを低減する。
スイッチングトランジスタは種々の方法でターンオフすることができる。この目的のために、第1の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような感知抵抗及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第4,684,871号から既知である。
前記目的のために、第2の変形例では、前記ターンオフ手段が、第2端子に結合され、積分信号を発生する積分器と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような積分器及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第4,652,984号から既知である。順方向期間中に二次電圧が積分される。積分電圧が所定値を越えると同時に、他のスイッチングトランジスタがターンオンし、スイッチングトランジスタの制御電極を短絡する。
前記目的のために、第3の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの第1主電極と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と第1端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしきい値素子とを具えることを特徴とする。
しきい値素子とは、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。順方向期間において、一次電流は、感知抵抗の電圧降下とスイッチングトランジスタの制御電極と第1主電極との間の電圧との和がしきい値素子のしきい値電圧に等しくなるまで、直線的に増大する。このときしきい値素子がターンオンし、スイッチングトランジスタのベースを基準電位点に短絡し、その結果としてスイッチングトランジスタがターンオフする。
しきい値素子は感知抵抗とスイッチトランジスタの制御電極及び第1主電極間接合との直列接続と並列に配置する。給電すべき負荷、例えば電池を感知抵抗と直列に配置する場合にはその両端間の電圧がスイッチングトランジスタのカットオフ点に影響を及ぼさない。
変化する入力電圧の場合には、二次電圧も変化し、これがスイッチングトランジスタの制御電極に帰還される。ツェナーダイオードが降伏すると、変化する電流がこのツェナーダイオードを流れ、ツェナーダイオードの内部抵抗の両端間に変化するツェナー電圧を発生する。その結果として、スイッチングトランジスタのカットオフ点も変化する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは5V以上の高ツェナー電圧型である。これは、変成器の二次電圧が低い場合及び第2抵抗の電圧降下により生ずる消散を低くする必要がある場合に望ましくない。
この問題を解消するために、一実施例では、しきい値素子が、第1キャパシタ及び第1抵抗の直列接続とスイッチングトランジスタの制御電極との間に接続された他の直列抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第1ツェナーダイオードと、スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗を経て接続された第2ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする。
この問題を解決するために、他の実施例では、しきい値素子が、ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタとを具えていることを特徴とする。
発振サイクルの繰返し周波数は第1キャパシタ間の電圧差を相殺するのに要する時間に依存する。しきい値素子を、特に感知抵抗とスイッチングトランジスタの制御電極及び第1主電極間接合との直列接続の両端間に配置すると、第2抵抗を経る導通路に加えて、追加の導通路が得られ、この追加の導通路を経て第1キャパシタ間の電圧差を補償することができる。フライバック期間においては二次電圧の極性が逆転し、このときダイオードとして動作するツェナーダイオードを経て電流が流れうる。その結果として、第1キャパシタ間の電圧差を相殺するのに必要とされる時間の著しい短縮が生ずる。従って、発振サイクルの繰返し周波数が増大し、その結果として電源回路は以前より単位時間につき多量のエネルギーを給電すべき負荷又は電池に供給する。このことを電源回路の設計に考慮することができる。しかし、この効果は避けることもでき、その実施例では、しきい値素子と直列に第2ダイオードが配置され、該第2ダイオードがスイッチングトランジスタの制御電極の電圧制限中に導通することを特徴とする。
第2ダイオードはしきい値素子の追加の導通路を阻止する。第2ダイオードの存在は、電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能に構成することを可能にする追加の利点ももたらす。この目的のために、本発明電源回路の一実施例では、第2ダイオードと並列に、該第2ダイオードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする。
このスイッチは通常の電気スイッチ又はトランジスタスイッチとすることができる。電池を充電する場合には、電源回路を低速充電(スイッチ開:第2ダイオード非短絡)から高速充電(スイッチ閉:第2ダイオード短絡)へ変化させることができる。電池の過充電を阻止するために、一実施例では、当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段を具えていることを特徴とする。前記負荷の状態は充電すべき電池の電圧又は温度とすることができる。
給電すべき負荷の両端間の電圧をモニタするようにした実施例では、第2ダイオードが二次巻線の第1端子に接続された第1電極及びしきい値素子に接続された第2電極を有し、前記スイッチが、第1端子に接続された第1主電極、第2ダイオードの第2電極に結合された第2主電極及び二次巻線の第2端子に結合された制御電極を有する第1トランジスタと、第1端子に接続された第1主電極、第1トランジスタの制御電極に結合された第2主電極及び制御電極を有する第2トランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第2トランジスタの制御電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
バイポーラ又はユニポーラ(MOS)トランジスタとしうる第1トランジスタがフライバック期間において第2ダイオードを短絡する。このとき電源回路は高速充電器として動作する。第2トランジスタが所定の電池電圧でターンオンし、第1トランジスタの制御電極を短絡し、その結果として第2ダイオードの短絡が解除され、電源回路は自動的に低速充電に切り換えられる。
第1及び第2トランジスタを使用してツェナーダイオードの使用及びスイッチングトランジスタのカットオフ点の変化を避けることができる。この目的のために、一実施例では、しきい値素子が、第1端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第2端子に結合されたベースを有する第1バイポーラトランジスタと、第1端子に接続されたエミッタ、第1バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイオードを経て第1端子に接続されたベースを有する第2バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第2バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
第1及び第2トランジスタは本例ではバイポーラトランジスタであり、これらのトランジスタが、順方向期間において、第2バイポーラトランジスタのベースを第1端子に接続するダイオードと相まって、このダイオードの端子電圧と第1及び第2トランジスタのコレクタ−ベース電圧との和であるしきい値電圧を有するしきい値素子を構成する。フライバック期間においては、第1及び第2トランジスタが上述したように動作する。
変化する入力電圧の影響は更に低減することができ、該実施例では、しきい値素子が、第1端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第2端子に直列抵抗を経て結合されたベースを有する第1バイポーラトランジスタと、第1端子に接続されたエミッタ、第1バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第2バイポーラトランジスタと、第1端子に接続されたエミッタ、第1バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対導電型の第3バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第2バイポーラトランジスタのベース及び第3バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
本例では上述のダイオードが反対導電型の第3バイポーラトランジスタと置換され、且つ第1バイポーラトランジスタのベースと直列に抵抗が付加されている。この直列抵抗により補償程度を調整することができる。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。この目的のために、一実施例では、第2抵抗の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする。既に述べたように、第2抵抗は特に低速充電モードにおける発振サイクルの繰返し周波数に大きな影響を与える。第2抵抗を可調整又は可変にすることにより供給充電電流を変化させることができる。
他の実施例では、当該電源回路が分圧器のタップ電圧を制御する手段を具えていることを特徴とする。その結果として、この電源回路はこの手段がない場合より一層速く又は遅く切り換わるようにすることができる。
本発明のこれらの特徴及び他の特徴を図面につき以下に詳細に説明する。面において、
図1は本発明電源回路の一実施例を示し、
図2は本発明電源回路の一実施例を示し、
図3は本発明電源回路の一実施例を示し、
図4は本発明電源回路の一実施例を示し、
図5は本発明電源回路の一実施例を示し、
図6は本発明電源回路の一実施例を示し、
図7は図6に示す実施例の一部分を示し、
図8は本発明電源回路の一実施例を示し、
図9は図8に示す実施例の一部分を示し、
図10A及び10Bは本発明電源回路の一実施例の制御機能の動作説明図を示し、
図11は本発明電源回路の一実施例を示し、
図12は本発明電源回路の一実施例を示し、
図13は本発明電源回路の一実施例を示し、
図14は本発明電源回路の一実施例を示し、
図15は本発明電源回路の一実施例を示し、
図16は本発明電源回路の一実施例を示し、
図17は本発明電源回路を具える電気シェーバを示す。
これらの図では同一の部分には同一の符号を付けてある。
図1は本発明電源回路の一実施例の回路図を示す。交流幹線電圧又は適当な直流電圧が入力端子N4及びN5に供給される。交流電圧はダイオードブリッジD0により整流され、キャパシタC1及びC2とコイルL1により平滑され且つろ波される。整流された入力電圧の負端子は接地する。正端子N7は変成器の一次巻線W1に接続する。ツェナーダイオードD1及びD2を一次巻線W1と並列に接続し、一次巻線W1を流れる電流の遮断時に発生する一次巻線W1の両端間の電圧を制限する。バイポーラNPNトランジスタであるスイッチングトランジスタT2の主電流通路を一次巻線W1と直列に接続し、このトランジスタの第2主電極又はコレクタを一次巻線W1に結合する。スイッチングトランジスタT2の第1主電極又はエミッタを抵抗R3を経て変成器の二次巻線W1の第1端子N1に接続し、この二次巻線W2は一次巻線W1に磁気的に結合している。二次巻線W2の第1端子N1は給電すべき負荷、例えば充電可能電池Bにも接続する。電池Bの負端子を端子N6に接続し、この端子をダイオードD3を経て二次巻線W2の第2端子N2に接続する。この結果として、二次巻線を流れる電流のみならず一次巻線を流れる電流も電池Bを流れる。これが望ましくない場合には、端子N6の代わりに第1端子N1を接地することができる。スイッチングトランジスタの制御電極又はベースを抵抗R6を経て供給端子N3に接続する。キャパシタC3と抵抗R5の直列接続をスイッチングトランジスタT2のベースと二次巻線W2の第2端子N2との間に接続する。更に、スイッチングトランジスタT2のベースを、ツェナーダイオードD5をダイオードD6と直列に具えるしきい値素子を経て第1端子N1に接続し、このしきい値素子はツェナーダイオードD5の降伏時にダイオードD6が導通する。しきい値素子とは、該素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、しきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。
加速キャパシタC5を抵抗R5と並列に配置してスイッチングトランジスタT2のターンオンを加速する。更に、カスコードトランジスタT1をスイッチングトランジスタT2と直列に配置し、このカスコードトランジスタは、例えばスイッチングトランジスタT2のコレクタに接続されたエミッタ、一次巻線W1に接続されたコレクタ、及び正端子N7に接続された供給抵抗R2と端子N6(接地)に接続されたツェナーダイオードD7との間の接続点に接続されたベースを有するNPNバイポーラトランジスタとする。抵抗R6が接続された供給端子N3をトランジスタT1のエミッタで構成する。この供給端子N3は、ツェナーダイオードD7により決定され且つカスコードトランジスタT1により能動的にバッファされた安定化電圧を供給する。スイッチングトランジスタT2がカットオフ点に到達するとき、トランジスタT1のエミッタの電圧変化の方がスイッチングトランジスタT2のエミッタの電圧変化よりはるかに大きい。その結果として、トランジスタT1がスイッチングトランジスタT2と比較して急速にターンオフする。トランジスタT1は更にスイッチングトランジスタT2のコレクタの電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタT2の消散を制限し、このトランジスタとして低電圧型のものを選択可能にする。
入力電圧を受信すると、始動電流が供給端子N3から抵抗R6を経てスイッチングトランジスタT2のベースに流れ、スイッチングトランジスタT2がターンオンし、順方向期間又は順方向フェーズが開始する。このとき、電流が正端子N7から一次巻線W1、スイッチングトランジスタT2、抵抗R3及び電池Bを経て端子N6へ流れはじめる。一次巻線W1の両端間の電圧差が二次巻線の両端間に変圧された電圧差を誘起し、第2端子N2が第1端子N1に対し正になる。このとき、ダイオードD3のカソードがダイオードD3のアノードに対し正になり、その結果としてダイオードD3がカットオフする。二次巻線W2の両端間の正の電圧差は正帰還作用をなし、キャパシタC3を経てスイッチングトランジスタT2のベース−エミッタ接合を更に高導通に駆動し、その駆動電流は抵抗R5により制限される。スイッチングトランジスタT2は飽和し、増大する電流が一次巻線を流れはじめる。この増大する電流は抵抗R3の両端間に増大する電圧降下を発生する。スイッチングトランジスタT2のベース−エミッタ電圧と抵抗R3の両端間の電圧降下との和がしきい値素子のしきい値電圧、本例ではツェナーダイオードD5のツェナー電圧とダイオードD6の接合電圧との和に等しくなると、スイッチングトランジスタT2のベースが第1端子N1に短絡される。従って、スイッチングトランジスタT2がターンオフし、一次巻線W1を流れる電流が遮断される。このときフライバック期間又はフライバックフェーズが開始し、変成器に蓄積されたエネルギーが電池Bに供給される。しきい値素子がスイッチングトランジスタT2のベース−エミッタ接合及び抵抗R3と並列に配置されているために、スイッチングトランジスタT2がターンオフする際のピーク電流は電池Bの電圧に依存しない。従って、短絡電池B又は別の負荷によりスイッチングトランジスタに過大なピーク電流が流れることは起こり得ない。
一次巻線W1を流れる電流の遮断は一次巻線W1の両端間に大きな電圧増大を発生し、この電圧増大は正電極端子N7の入力電圧に対し正であり、ダイオードD2とツェナーダイオードD1により制限される。電流遮断の結果として、一次巻線W1の両端間の電圧の符号が逆転し、その結果として、二次巻線W2の両端間の電圧の符号も逆転する。このとき二次巻線W2の第2端子N2は第1端子N1に対し負になる。このときダイオードD3が導通し、二次電流が二次巻線W2、ダイオードD3及び電池Bにより形成される二次回路を経て流れ、変成器のエネルギーが電池に供給される。二次電流は零に減少する。ダイオードD3が導通しているかぎり、二次巻線W2の両端間の負電圧はダイオードD3の両端間の電圧と電池Bの電圧との和に等しい。二次巻線W2の両端間の負電圧遷移がキャパシタC3の両端間に現れ、スイッチングトランジスタT2のベースをエミッタに対し負に維持する。キャパシタC3がこのとき順方向極性であるツェナーダイオードD5を経て放電するのをダイオードD6が阻止する。スイッチングトランジスタT2は、キャパシタC3が抵抗R6及びR5を経て再充電され、スイッチングトランジスタT2のベースの電圧がエミッタに対し十分に正になるまでカットオフに維持され、次いで新しい発振サイクルを開始する。この結果として、この電源回路は自励発振である。
キャパシタC3の充電に要する時間、従って発振サイクルの繰返し周波数は主として抵抗R6の抵抗値により決まる。その理由は、抵抗R5の抵抗値は実際上無視しうるためである。電源回路は、キャパシタC3が抵抗R6を経て十分に充電されるまで待つ。従って、フライバック期間の後に待ち期間が続く。各発振サイクルにおいてほぼ一定量のエネルギーが電池B又は別の負荷に供給される。従って、発振サイクルの繰返し周波数により電池Bに流入する平均充電電流が決まる。平均充電電流は抵抗R6の抵抗値を適切に選択することにより決めることができる。図1に示す電源回路は充電可能電池用の低速充電器又は細流充電器として特に好適である。
キャパシタC3の充電プロセスは順方向期間における2次巻線W2の両端間の正電圧差によっても決まる。この電圧差は正電源端子N7の入力電圧に比例し、この入力電圧は整流幹線電圧に比例し、この幹線電圧は100Vから240Vまで変化させることができる。幹線電圧が高くなればなるほど、キャパシタC3を充電するのに要する時間が長くなる。高い幹線電圧のためにスイッチングトランジスタT2がターンオフするピーク電流に急速に到達する場合には、キャパシタC3の充電時間が長くなる。その結果として、繰返し周波数が適応制御され、変化する幹線電圧に対する補償が得られる。
スイッチングトランジスタT2はバイポーラトランジスタである。しかし、この目的のためには他のタイプのトランジスタを使用することもできる。その例としては、ダーリントントランジスタ、ユニポーラMOSトランジスタ(第1主電極、第2主電極及び制御電極がソース、ドレイン及びゲートにそれぞれ対応する)、又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)がある。
始動時に、トランジスタT1が抵抗R2を経てベース電流を受信し、ターンオンする。このとき、供給端子N3の電圧がツェナーダイオードD7により安定化される。このとき、キャパシタC3がまだ抵抗R6を経て充電される必要があるため、スイッチングトランジスタT2はカットオフのままである。スイッチングトランジスタT2がターンオンするとすぐに、両トランジスタT1及びT2が飽和状態に駆動されるため、供給端子N3の電圧が減少する。このときツェナーダイオードD7がカットオフになる。スイッチングトランジスタT2がターンオフすると、ツェナーダイオードD7はターンオンし、トランジスタT1がスイッチングトランジスタT2のコレクタ電圧を、ツェナーダイオードD7のツェナー電圧とトランジスタT1のベース−エミッタ電圧とにより決まる値に制限する。
供給抵抗R2はツェナーダイオードD7のバイアス電流を供給し、その抵抗値は電力消費を最小にするためにできるだけ高く選択するのが好ましい。しかし、その抵抗値は高くしすぎると、スイッチングトランジスタT2がトランジスタT1からの電流を流すときにトランジスタT1に十分なベース電流を供給することができなくなる。これは、二次巻線W2の第2端子N2とトランジスタT1のベースとの間に直列に接続されたダイオードD4及び限流抵抗R4により克服される。このよにすると、順方向期間における二次巻線W2の両端間の正電圧の正帰還がトランジスタT1のベースの駆動にも作用する。フライバック期間では、二次巻線W2の両端間の電圧が逆転し、負になる。このときダイオードD4がカットオフし、トランジスタT1のベースの電圧に対する電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
ツェナーダイオードD5のしきい値電圧に到達すると、電流が二次線W2、キャパシタC3、抵抗R5、ツェナーダイオードD5及びダイオードD6を経て流れる。この電流は順方向期間に二次巻線の両端間に現れる正電圧に依存する。この正電圧は幹線電圧に依存する。従って、高い幹線電圧の場合には、ツェナーダイオードD5を流れる電流は低幹線電圧の場合より大きくなる。この場合、ツェナーダイオードD5の内部抵抗が変化するしきい値電圧を生じ、その結果としてスイッチングトランジスタT2のカットオフ点が幹線電圧に依存する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは同時に5V以上の高いツェナー電圧を有する高電圧型である。このことは、変成器の二次電圧が電池を低電圧で附勢するために低い場合、又は抵抗R3の抵抗値を電力消費の最小化のために小さくする必要がある場合に望ましくない。
図2はしきい値電圧の変化が小さいしきい値素子を具える実施例を示す。抵抗R7を抵抗R5とスイッチングトランジスタT2のベースとの間に配置する。抵抗R5及びR7間の接続点を追加のツェナーダイオードD8を経てダイオードD6のアノードに接続する。この追加のツェナーダイオードD8のツェナー電圧はツェナーダイオードD5のツェナー電圧より高くする。この追加のツェナーダイオードD8は二次巻線W2の両端間の電圧をほぼ一定値に制限するため、ツェナーダイオードD5を流れる電流はほぼ一定になり、そのしきい値電圧は幹線電圧に殆ど依存しなくなる。従って、ツェナーダイオードD5及びD8として比較的高い内部抵抗を有する低電圧型のものを選択することができる。
図3はツェナーダイオードD5のしきい値電圧の変化に対し他の解決方法を使用する実施例を示す。本例ではツェナーダイオードD5を抵抗RsとツェナーダイオードZの直列接続と置き換える。これと並列にNPNトランジスタTNのコレクタ−エミッタ通路を配置し、そのベースをツェナーダイオードZと抵抗Rsとの接続点に接続する。トランジスタTNは、これがない場合にツェナーダイオードZを流れる電流の大部分を処理する。トランジスタTNのベース−エミッタ電圧が抵抗Rsの両端間の電圧降下を安定化するとともにツェナーダイオードZを流れる電流を安定化する。
ツェナーダイオードD7は端子N6に接続する。これは、電池Bの電圧が供給端子N3の安定化電圧を決定するファクタの一つであることを意味する。この安定化電圧は、既に説明したように、待ち期間の長さ及び発振サイクルの繰返し周波数の尺度である。ツェナーダイオードD7を電池Bの正端子に接続した場合には、待ち期間は電池電圧と無関係になる。しかし、ツェナーダイオードD7を電池Bの負端子に接続することにより、電源回路が電池の遮断又は欠落に対し保護される。電池が遮断されると、スイッチングトランジスタT2を経て電流が流れることができず、その結果としてトランジスタT1にも流れない。トランジスタT1及びT2がカットオフに維持され、供給端子N3の電圧がスイッチングトランジスタT2に対し安全な値に制限される。従って、トランジスタT2は降伏し得ないが、ツェナーダイオードD7を電池Bの正端子に接続した場合にはトランジスタT2は降伏し得る。
図4はカスコードトランジスタT1をMOSトランジスタで構成した実施例を示す。トランジスタT1のゲートは、このトランジスタのターンオン時に殆ど電流を流さないため、ダイオードD4及び抵抗R4を省略することができる。トランジスタT1のゲートに発生しうる過渡電圧に対処するために、オプションとしてキャパシタC5をツェナーダイオードD7の両端間に接続する。バイポーラトランジスタT1を使用する実施例と異なり、ツェナーダイオードD7はスイッチングトランジスタT2がターンオンしても導通状態に維持される。スイッチングトランジスタT2が飽和するとき、トランジスタT1のソース電極の電圧が減少する。増大したゲート−ソース電圧がトランジスタT1を所望の導通状態に駆動する。
ダイオードD6は第3キャパシタC3の急速充電を禁止する。このダイオードD6の存在は電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能にする。ダイオードD6を短絡することにより、キャパシタC3の両端間の負電圧遷移をフライバック期間に急速に補償することができ、これは、このときツェナーダイオードD5は順方向極性のダイオードとして動作するためである。この結果として、スイッチングトランジスタT2のベース電圧がスイッチングトランジスタT2を再び導通状態に駆動するのに適当な正の値に急速になる。この場合には発振サイクルの繰返し周波数は相当高くなり、その結果として電池B又は別の負荷に供給される電流の平均値が増大する。ダイオードD6の両端間のスイッチにより、電池Bの充電を低速充電から高速充電へ切り換えることができる。
図5は電子スイッチを具える実施例を示す。この電子スイッチは、例えば、第1端子N1に接続されたエミッタ、ダイオードD6のアノードに接続されたコレクタ及び限流抵抗R7を経て第2端子N2に接続されたベースを有するバイポーラPNPトランジスタT3で構成する。フライバック期間において、第2端子N2は第1端子N1対し負であり、その結果としてトランジスタT3がターンオンし、ダイオードD6を短絡する。電池Bの電圧が過度に増大し、電池Bが過充電されるのを阻止するために、電池電圧センサと、電池電圧が所定値を越えるときトランジスタT3の駆動を停止するスイッチとを設ける。電圧センサは電池Bの両端間に直列に接続された抵抗R8及びR9を具える分圧器の形態にする。スイッチは、例えば、第1端子N1に接続されたエミッタ、トランジスタT3のベースに接続されたコレクタ及び分圧器のタップに接続されたベースを有するPNPトランジスタで構成する。電池電圧が所定値を越えると、トランジスタT4がターンオンし、トランジスタT3のベース−エミッタ接合が短絡される。トランジスタT3及びT4として、バイポーラトランジスタの代わりに、ユニポーラ(MOS)トランジスタを使用することもできる。適切なインターフェース回路を用いて、トランジスタT4が別の電池状態を表す信号、例えば充電中の電池の温度又は電池内の圧力に応答する信号により駆動されるようにすることもできる。順方向期間において、トランジスタT3は、抵抗R7、分圧器R8,R9及びトランジスタT4の導通コレクタ−ベース接合により、過大ベース−エミッタ電圧に対し保護される。
トランジスタT3及びT4の存在はツェナーダイオードD5の使用なしでスイッチングトランジスタT2のカットオフ点の変化の発生を回避することができる。図6はツェナーダイオードD5を省略した実施例を示す。ダイオードD6も省略されている。この場合には抵抗R7をキャパシタC6を経て第2端子N2に接続する。更に、ダイオードD8をトランジスタT4のベース−エミッタ接合間に接続し、そのアノードをトランジスタT4のベースに接続する。図7は、トランジスタT3及びT4及びダイオードD8が順方向期間においてどの様に動作するかを示す。この期間において両トランジスタT3及びT4のコレクタ−ベース接合が導通状態になり、しきい値電圧は3つの接合電圧の和(約2.1V)に等しくなる。それらのコレクタ−ベース接合が導通すると、トランジスタT3及びT4は逆モードで動作し、即ちコレクタがエミッタとして、エミッタがコレクタとして動作する。こうして得られるしきい値素子の内部抵抗は特に逆動作モードにおけるこれらのトランジスタの電流利得、従って特にトランジスタT3の適度の電流利得に依存する。フライバック期間においては、トランジスタT3及びT4は図5に示す実施例につき述べたように動作する。キャパシタC6は、始動電流がトランジスタT3のコレクタ−ベース接合、抵抗R7及び二次巻線を経て電池へ流れるのを阻止する。
図8は、幹線電圧の変化の影響を更に補償しうる実施例を示す。本例では図6に示す回路配置のダイオードD8を、エミッタが第1端子N1に接続され、コレクタがトランジスタT3のベースに接続され、且つベースがトランジスタT4のベースに接続されたNPNトランジスタT5と置き換える。更に、トランジスタT4のコレクタを抵抗R11を経てトランジスタT3のベースに接続する。この抵抗R11により補償程度を調整することができる。図9は順方向期間における状態を示す。しきい値電圧はトランジスタT3のコレクタ−ベース電圧とトランジスタT5のコレクタ−エミッタ電圧との和である。トランジスタT4のコレクタ−ベース電圧とトランジスタT5のベース−エミッタ電圧との和であるトランジスタT4のコレクタの電圧はトランジスタT5により一定にに維持され、トランジスタT5は抵抗R7を経て供給される電流と同じ大きさの電流をトランジスタT4のコレクタから引き出す。その結果として、トランジスタT5のコレクタの電圧は、抵抗R11とR7との比に決まり且つ抵抗R7により供給される電流に比例する係数だけ減少する。抵抗R7はキャパシタC6を経て二次巻線W2の第2端子N2に接続されているため、トランジスタT5のコレクタの電圧は幹線電圧の一次関数として増減する。その結果として、スイッチングトランジスタT2のターンオフ瞬時が幹線電圧に比例して変化する。
キャパシタC6は始動電流がトランジスタT3のコレクタ−ベース接合、抵抗R11及びR7及び二次巻線W2を経て電池Bにリークするのを禁止する。同一の理由のために、抵抗R7をキャパシタC3に接続しないでキャパシタC4を省略しうるようにしている。これは、この場合には始動電流が抵抗R7、トランジスタT4のコレクタ−ベース接合及び抵抗R8を経てリークするためである。二次巻線W2の両端間の平均電圧は零であり、且つキャパシタC6の充電路及び放電路のインピーダンスはほぼ等しいため、キャパシタC6の両端間の平均電圧もほぼ零になる。抵抗R7とキャパシタC6の時定数がスイッチングサイクル時間に対し大きい場合には、キャパシタC4が幹線電圧補償に及ぼす影響は無視しうる。しかし、小さい時定数の場合でも幹線電圧補償は依然として満足に調整しうること明らかである。
図8は、スイッチSWにより電池Bに接続することができるモータMも示す。更に、平滑キャパシタC7が追加の妨害抑圧用に設けられている。モータMは幹線電圧から充電される充電可能電池を具えるシェーバのモータとすることができる。電源回路の動作は、直列抵抗R10を経て二次巻線W2の端子N1及びN2に接続されたLED D9により表示される。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。図10Aは分圧器R8、R9により測定される電池電圧の制御に基づく第1の方法を示す。この場合には電池を流れる平均充電電流IBが他の電池電圧VBのときに高い値から低い値へ切り換わる。図11は、分圧器R8,R9のタップ電圧を抵抗R12を経て変化させる制御ユニットCUを具える実施例を示す。この制御ユニットはこれを種々のパラメータ、例えば電池の温度、モータの回転又は非回転(図11には示されていない)、充電中の電池の電圧変化、経過時間に応答して、又は他の形態の電池管理に基づいて行うことができる。
しかし、更に抵抗R6の値を変化させ、その結果として図10Bに示すように比較的小さい低速充電電流を比較的大きい高速充電電流に増大させることができる。この目的のために、図11では抵抗R6を2つの抵抗に分割し、その一方の抵抗を制御ユニットCUにより制御されるトランジスタT6により短絡しうるようにする。抵抗R6の抵抗値を切り換えるためにディジタル制御信号により、又は抵抗R6の抵抗値を変調するためにアナログ信号によりトランジスタT6をターンオン及びターンオフすることができる。
制御ユニットCUはその電源電圧を、ダイオードD10を経て供給端子N3に接続され且つ平滑キャパシタC8を経て接地された電源端子N7から受信する。スイッチングトランジスタT2が導通するときダイオードD10がカットオフし、平滑キャパシタC8の放電を阻止する。トランジスタT1がそのベースの安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、平滑キャパシタC8を比較的小さくすることができる。
図12は、電池Bの負端子の代わりに電池Bの正端子を接地した実施例を示す。本例は例えば図8の実施例に適用したものであるが、上述した任意の他の実施例も同様に変更することができる。その結果として一次巻線W1を流れる電流はもはや電池B及び負荷を流れない。同様に、ツェナーダイオードD7のアノードを電池Bの正端子又は負端子に随意に接続することができる。しかし、電池の遮断又は欠落に対する上述の保護は、ツェナーダイオードD7を電池Bの負端子に接続した場合にのみ有効となる。
図13は図1に示す実施例にほぼ同一である実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードD5及びダイオードD6が省略され、第1端子N1がスイッチングトランジスタのエミッタに直接接続され、抵抗R3が端子N6と接地との間に接続されている。更に、エミッタが接地され、ベースが端子N6に接続され、コレクタがスイッチングトランジスタT2のベースに接続されたNPNトランジスタTSが付加されている。順方向期間に抵抗R3を流れる増大電流が抵抗R3の両端間に増大電圧差を発生する。この電圧差がトランジスタTSのベース−エミッタ接合しきい値電圧を越えると同時に、トランジスタTSがターンオンし、スイッチングトランジスタT2のベースを接地にプルダウンし、その結果としてスイッチングトランジスタT2をターンオフする。その後のこの実施例の動作は図1につき述べたとおりである。必要に応じ、抵抗R6の抵抗値を図11に示すように切り換える、又は変化させることができる。
図14は図13に示す実施例の変形例を示す。図14では電池Bを一次回路内に含めない。抵抗R3をスイッチングトランジスタT2のエミッタと接地との間に接続する。トランジスタTSのコレクタと直列のダイオードDSによりキャパシタC3がトランジスタTSのコレクタ−ベース接合及び抵抗R3を経て放電するのを阻止する。
図15は一次電流の測定に抵抗R3を使用しない実施例を示す。図15に示す回路は図13に示すものとほぼ同一である。しかし、端子N6が直接接地されている。トランジスタTSの駆動用制御信号は、変圧された入力電圧が二次巻線W2の両端間に発生する順方向期間中に第2端子N2の電圧を積分することにより得られる。この積分器は第2端子N2と接地との間の抵抗R20とキャパシタC20の直列接続を具える。抵抗R20とキャパシタC20との接続点を分圧器R21/R22を経てトランジスタTSのベースに接続する。
図16は図1に示す実施例にほぼ同一の実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードD5及びダイオードD6が省略されている。これらの素子の代わりに、エミッタが接地され、コレクタがスイッチングトランジスタT2のベースに接続されたNPNトランジスタTSが付加されている。トランジスタTSのベースは抵抗R26を経て接地するとともに抵抗R25を経てトランジスタTDのコレクタに接続する。トランジスタTDのエミッタは抵抗R23を経てスイッチングトランジスタT2のエミッタに接続し、そのベースはツェナーダイオードD20及びダイオードD21の直列接続を経て第1端子N1に接続する。更に、トランジスタTDのベースは抵抗R24を経てスイッチングトランジスタT2のエミッタに接続する。
抵抗R3の両端間の電圧が増大する場合には、ツェナーダイオードD20が降伏し、トランジスタTDのベースの電圧を一定に維持する。更に増大すると、抵抗R24の両端間の電圧降下がトランジスタTDをターンオンする。トランジスタTDのコレクタ電流が抵抗R25及びR26を経てトランジスタTSを駆動し、このトランジスタTSがスイッチングトランジスタT2のベースを接地に短絡する。トランジスタTSのスイッチング動作はトランジスタTSのコレクタとトランジスタTDのベースとの間のキャパシタC21を経る正期間により加速される。
図17は、電源回路PS,電池B及びモータMを収納するハウジング1を有する電気シェーバを示す。モータMがスイッチSWによりスイッチオンされ、シェーバヘッドを駆動する。
Claims (22)
- 入力電圧から負荷を給電する電源回路であって、一次巻線及び二次巻線を有する変成器と;制御電極と、主電流通路を規定する第1及び第2主電極とを有し、該主電流通路が入力電圧に前記一次巻線と直列に接続され、前記一次巻線に電流を通すスイッチングトランジスタと;前記電流が予定値を越えるとき前記スイッチングトランジスタをターンオフする手段と;前記二次巻線の第1端子と前記二次巻線の第2端子との間に接続された給電すべき負荷と第1ダイオードの直列接続であって、給電すべき負荷が前記第1端子に、第1ダイオードが前記第2端子に接続されている直列接続と;前記第2端子と前記制御電極との間に接続されたキャパシタと第1抵抗の直列接続と;前記制御電極と電源端子との間に接続された第2抵抗とを具えた電源回路において、
当該電源回路は、更に、前記スイッチングトランジスタの前記第2主電極と前記第2抵抗とに結合された第1主電極、前記一次巻線に結合された第2主電極、及び前記入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えていることを特徴とする電源回路。 - 前記ターンオフ手段が、前記スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、その制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えていることを特徴とする請求項1記載の電源回路。
- 前記ターンオフ手段が、前記第2端子に結合され、積分信号を発生する積分器と、前記スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えていることを特徴とする請求項1記載の電源回路。
- 前記ターンオフ手段が、前記スイッチングトランジスタの第1主電極と直列に配置された感知抵抗と、その制御電極と前記第1端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしきい値素子とを具えていることを特徴とする請求項1記載の電源回路。
- 前記しきい値素子と直列に第2ダイオードが配置され、該第2ダイオードが前記スイッチングトランジスタの制御電極の電圧の制限中導通することを特徴とする請求項4記載の電源回路。
- 前記第2ダイオードと並列に、該第2ダイオードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする請求項5記載の電源回路。
- 当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段を具えていることを特徴とする請求項6記載の電源回路。
- 前記第2ダイオードが前記二次巻線の第1端子に接続された第1電極及び前記しきい値素子に接続された第2電極を有し、前記スイッチが、前記第1端子に接続された第1主電極、前記第2ダイオードの第2電極に結合された第2主電極及び前記二次巻線の第2端子に結合された制御電極を有する第1トランジスタと、前記第1端子に接続された第1主電極、前記第1トランジスタの制御電極に結合された第2主電極及び制御電極を有する第2トランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ前記第2トランジスタの制御電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする請求項7記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、前記第1端子に接続されたエミッタ、前記スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び前記二次巻線の第2端子に結合されたベースを有する第1バイポーラトランジスタと、前記第1端子に接続されたエミッタ、前記第1バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイオードを経て前記第1端子に接続されたベースを有する第2バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ前記第2バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする請求項4記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、前記第1端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び前記二次巻線の第2端子に直列抵抗を経て結合されたベースを有する第1バイポーラトランジスタと、前記第1端子に接続されたエミッタ、前記第1バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第2バイポーラトランジスタと、前記第1端子に接続されたエミッタ、前記第1バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対導電型の第3バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ前記第2バイポーラトランジスタのベース及び前記第3バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする請求項4記載の電源回路。
- 当該電源回路が前記分圧器のタップの電圧を制御する手段を具えていることを特徴とする請求項8、9又は10記載の電源回路。
- 前記他のトランジスタの制御電極が抵抗を経て入力電圧を受信するよう接続されているとともに他のしきい値素子を経て給電すべき負荷と前記第1ダイオードとの間の接続点に接続されていることを特徴とする請求項4〜11の何れかに記載の電源回路。
- 前記しきい値素子がツェナーダイオードを具えていることを特徴とする請求項4〜12の何れかに記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、前記第1キャパシタ及び前記第1抵抗の直列接続と前記スイッチングトランジスタの制御電極との間に接続された他の直列抵抗と、前記スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第1ツェナーダイオードと、前記スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗を経て接続された第2ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする請求項13記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、ツェナーダイオードと他の直列抵抗の直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタとを具えていることを特徴とする請求項13記載の電源回路。
- 前記第1抵抗と並列に第2キャパシタが配置されていることを特徴とする請求項1〜15の何れかに記載の電源回路。
- 当該電源回路が、更に、前記他のトランジスタの制御電極と前記二次巻線の第2端子との間に接続されたダイオードと抵抗の直列接続を具えていることを特徴とする請求項1〜16の何れかに記載の電源回路。
- 前記第2抵抗の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする請求項1〜17の何れかに記載の電源回路。
- 前記他のトランジスタの制御電極が抵抗を経て入力電圧を受信するよう接続されているとともに他のしきい値素子を経て固定電位点に接続されていることを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載の電源回路。
- 前記他のしきい値素子はツェナーダイオードを具えていることを特徴とする請求項19記載の電源回路。
- 当該電源回路が、更に、前記他のトランジスタの第1主電極と他の電源端子との間に接続されたダイオードと、前記他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えていることを特徴とする請求項1〜20の何れかに記載の電源回路。
- 充電可能電池と、電気モータと、該モータを電池に接続するスイッチと、該電池及び/又はモータを附勢する請求項1〜21の何れかに記載の電源回路とを具えた電気シェーバ。
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