JP3778571B2 - 電源回路 - Google Patents
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Description
本発明は、入力電圧から負荷を給電する電源回路であって、一次巻線及び二次巻線を有する変成器と；制御電極と、主電流通路を規定する第１及び第２主電極とを有し、該主電流通路が入力電圧に一次巻線と直列に接続され、一次巻線に電流を通すスイッチングトランジスタと；前記電流が予定値を越えるとき前記スイッチングトランジスタをターンオフする手段と；二次巻線の第１端子と二次巻線の第２端子との間に接続された給電すべき負荷と第１ダイオードの直列接続であって、給電すべき負荷が第１端子に、第１ダイオードが第２端子に接続されている直列接続と、第２端子と制御電極との間に接続されたキャパシタと第１抵抗の直列接続と、制御電極と電源端子との間に接続された第２抵抗とをを具える電源回路に関するものである。
このような電源回路は米国特許第４，６８４，８７１号の特に図１から既知であり、この電源回路は電池を充電し、電気機器を給電するのに使用することができる。このような電源回路は充電可能電池を具える電気シェーバに使用するのに特に好適であり、この場合には電源回路が電池に充電電流を供給するとともにシェーバのモータに駆動電流を供給する。この既知の電源回路では、スイッチングトランジスタはバイポーラトランジスタである。第２抵抗がスイッチングトランジスタの制御電極又はベースに始動電流を供給し、このトランジスタがターンオンする。すると、変成器の一次巻線を経て電流が流れる。この一次電流は第２巻線に電圧を誘起し、この電圧が第１キャパシタと第１抵抗の直列接続を経てスイッチングトランジスタのベースに正帰還される。その結果、スイッチングトランジスタは急速に飽和する。順方向期間中に一次電流はスイッチングトランジスタがターンオフするまで直線的に増大する。既知の電源回路では、一次電流をスイッチングトランジスタのエミッタリード内に配置された抵抗を経て流す。別のトランジスタのベース−エミッタ接合をこの抵抗の両端間に接続し、この抵抗の両端間の電圧が所定値を越えるとき、このトランジスタがスイッチングトランジスタのベースを短絡するようにする。次に開始するフライバック期間において、変成器に蓄積されたエネルギーが第１ダイオードを経て給電すべき負荷に供給され、二次巻線に二次電流を流し、この電流は次第に減少する。順方向期間からフライバック期間への遷移時に、二次電圧の極性が逆転し、スイッチングトランジスタの遮断が第１キャパシタ及び第２抵抗を経て正帰還により加速される。フライバック期間の終了時に第１ダイオードがターンオフし、待ち期間が始まり、この期間において第１キャパシタの両端間の電圧差が、スイッチングトランジスタのベースに得られる駆動電圧がこのトランジスタをターンオンするのに十分になるまで第２抵抗を経て補償される。従って、この電源回路は自励発振する。
この既知の電源回路は整流幹線電圧から取り出した入力電圧で動作させることができる。これは幾つかの問題を生ずる。公称幹線電圧は１００〜２００ＶＡ．Ｃ．の間で変化させることができる。整流電圧も同程度に変化し、第１キャパシタの両端間の電圧差を補償する待ち期間に直接影響を与える。従って、１発振サイクルの周期、従って発振周波数が供給幹線電圧に依存する。そして、電源回路により供給される電流の平均値が発振周波数に比例する。従って、平均出力電流が供給幹線電圧に依存する。これは電池を充電する場合に好ましくない。その理由は、これらの電池は過充電を避けるために既知の電流で充電する必要があるからである。
更に、整流幹線電圧は極めて高くすることができる。この場合には、スイッチングトランジスタのターンオフ時にその両端間に極めて大きな直流電圧が存在する。従って、有限スイッチング時間の結果として生ずるスイッチングトランジスタのスイッチング損がかなり大きくなり得る。特別の高電圧トランジスタだけが十分急速に動作し、このような場合に生ずる消散を処理しうるのみである。
本発明の目的はこれらの問題及びその他の問題を解消することにある。この目的のために、頭書に記載したタイプの電源回路において、当該電源回路は、更に、スイッチングトランジスタの第２主電極と第２抵抗とに結合された第１主電極、一次巻線に結合された第２主電極、及び入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えることを特徴とする。
前記他のトランジスタはスイッチングトランジスタと相まってカスコード回路を構成する。スイッチングトランジスタのカットオフ点に到達するとき、他のトランジスタの第１主電極の電圧変化がスイッチングトランジスタの第１主電極の電圧変化より著しく大きいため、他のトランジスタがスイッチングトランジスタと比較してかなり急速にターンオフする。また、他のトランジスタの第１主電極と制御電極との間にほぼ一定の電圧差が依存するため、他のトランジスタはスイッチングトランジスタの両端間の電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタの消散を低減する。他のトランジスタは、更に、能動的にバッファされ、安定化された電圧を第２抵抗に供給し、従って幹線電圧変化が待ち期間に及ぼす影響を除去する。
前記他のトランジスタは他の利点を有する。他のトランジスタの第１主電極は、スイッチングトランジスタが非導通であるフライバック期間に、バッファされ安定化された電圧を搬送する。この電圧を利用するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの第１主電極と他の電源端子との間に接続されたダイオードと、他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えることを特徴とする。このダイオードはスイッチングトランジスタが導通する順方向期間において遮断する。フライバック期間において他のトランジスタがこのダイオードを経て平滑キャパシタを充電する。他のトランジスタはその制御電極の安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、比較的小さい平滑キャパシタで十分である。平滑キャパシタの電圧は追加の電子回路を附勢するのに使用することができる。シェーバにおいてはこのような電子回路は、例えば制御ユニット、ディスプレイ及びマイクロプロセッサとすることができる。
他のトランジスタの制御電極の電圧は種々の方法で安定化することができる。一実施例では、この安定化を他のトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続されたツェナーダイオードと、該制御電極と入力電圧との間に接続された抵抗とにより実現する。
特に、他のトランジスタがバイポーラトランジスタである場合には、その制御電極又はベースを入力電圧に接続する抵抗を高くしすぎると、他のトランジスタのターンオン時に十分なベース電流を供給し得ないことが起こり得る。抵抗値の低減は不所望な消散を導く。これを解消するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの制御電極と二次巻線の第２端子との間に接続されたダイオードと抵抗の直列接続を具えることを特徴とする。順方向期間において、第２端子がこのダイオード及び抵抗を経て他のトランジスタの制御電極に追加の駆動信号を供給する。フライバック期間において、二次巻線の両端間の電圧が逆転する。このときこのダイオードがカットオフして制御電極上の電圧の電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
スイッチングトランジスタにおける消散を最小にするために、スイッチングトランジスタは急速にスイッチングする必要がある。スイッチングを加速するために、一実施例では、第１抵抗と並列に第２キャパシタが配置されていることを特徴とする。遷移時に第２キャパシタが二次巻線の第２端子とスイッチングトランジスタの制御電極との間のインピーダンスを低減する。
スイッチングトランジスタは種々の方法でターンオフすることができる。この目的のために、第１の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような感知抵抗及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第４，６８４，８７１号から既知である。
前記目的のために、第２の変形例では、前記ターンオフ手段が、第２端子に結合され、積分信号を発生する積分器と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような積分器及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第４，６５２，９８４号から既知である。順方向期間中に二次電圧が積分される。積分電圧が所定値を越えると同時に、他のスイッチングトランジスタがターンオンし、スイッチングトランジスタの制御電極を短絡する。
前記目的のために、第３の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの第１主電極と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と第１端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしきい値素子とを具えることを特徴とする。
しきい値素子とは、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。順方向期間において、一次電流は、感知抵抗の電圧降下とスイッチングトランジスタの制御電極と第１主電極との間の電圧との和がしきい値素子のしきい値電圧に等しくなるまで、直線的に増大する。このときしきい値素子がターンオンし、スイッチングトランジスタのベースを基準電位点に短絡し、その結果としてスイッチングトランジスタがターンオフする。
しきい値素子は感知抵抗とスイッチトランジスタの制御電極及び第１主電極間接合との直列接続と並列に配置する。給電すべき負荷、例えば電池を感知抵抗と直列に配置する場合にはその両端間の電圧がスイッチングトランジスタのカットオフ点に影響を及ぼさない。
変化する入力電圧の場合には、二次電圧も変化し、これがスイッチングトランジスタの制御電極に帰還される。ツェナーダイオードが降伏すると、変化する電流がこのツェナーダイオードを流れ、ツェナーダイオードの内部抵抗の両端間に変化するツェナー電圧を発生する。その結果として、スイッチングトランジスタのカットオフ点も変化する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは５Ｖ以上の高ツェナー電圧型である。これは、変成器の二次電圧が低い場合及び第２抵抗の電圧降下により生ずる消散を低くする必要がある場合に望ましくない。
この問題を解消するために、一実施例では、しきい値素子が、第１キャパシタ及び第１抵抗の直列接続とスイッチングトランジスタの制御電極との間に接続された他の直列抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第１ツェナーダイオードと、スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗を経て接続された第２ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする。
この問題を解決するために、他の実施例では、しきい値素子が、ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタとを具えていることを特徴とする。
発振サイクルの繰返し周波数は第１キャパシタ間の電圧差を相殺するのに要する時間に依存する。しきい値素子を、特に感知抵抗とスイッチングトランジスタの制御電極及び第１主電極間接合との直列接続の両端間に配置すると、第２抵抗を経る導通路に加えて、追加の導通路が得られ、この追加の導通路を経て第１キャパシタ間の電圧差を補償することができる。フライバック期間においては二次電圧の極性が逆転し、このときダイオードとして動作するツェナーダイオードを経て電流が流れうる。その結果として、第１キャパシタ間の電圧差を相殺するのに必要とされる時間の著しい短縮が生ずる。従って、発振サイクルの繰返し周波数が増大し、その結果として電源回路は以前より単位時間につき多量のエネルギーを給電すべき負荷又は電池に供給する。このことを電源回路の設計に考慮することができる。しかし、この効果は避けることもでき、その実施例では、しきい値素子と直列に第２ダイオードが配置され、該第２ダイオードがスイッチングトランジスタの制御電極の電圧制限中に導通することを特徴とする。
第２ダイオードはしきい値素子の追加の導通路を阻止する。第２ダイオードの存在は、電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能に構成することを可能にする追加の利点ももたらす。この目的のために、本発明電源回路の一実施例では、第２ダイオードと並列に、該第２ダイオードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする。
このスイッチは通常の電気スイッチ又はトランジスタスイッチとすることができる。電池を充電する場合には、電源回路を低速充電（スイッチ開：第２ダイオード非短絡）から高速充電（スイッチ閉：第２ダイオード短絡）へ変化させることができる。電池の過充電を阻止するために、一実施例では、当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段を具えていることを特徴とする。前記負荷の状態は充電すべき電池の電圧又は温度とすることができる。
給電すべき負荷の両端間の電圧をモニタするようにした実施例では、第２ダイオードが二次巻線の第１端子に接続された第１電極及びしきい値素子に接続された第２電極を有し、前記スイッチが、第１端子に接続された第１主電極、第２ダイオードの第２電極に結合された第２主電極及び二次巻線の第２端子に結合された制御電極を有する第１トランジスタと、第１端子に接続された第１主電極、第１トランジスタの制御電極に結合された第２主電極及び制御電極を有する第２トランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２トランジスタの制御電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
バイポーラ又はユニポーラ（ＭＯＳ）トランジスタとしうる第１トランジスタがフライバック期間において第２ダイオードを短絡する。このとき電源回路は高速充電器として動作する。第２トランジスタが所定の電池電圧でターンオンし、第１トランジスタの制御電極を短絡し、その結果として第２ダイオードの短絡が解除され、電源回路は自動的に低速充電に切り換えられる。
第１及び第２トランジスタを使用してツェナーダイオードの使用及びスイッチングトランジスタのカットオフ点の変化を避けることができる。この目的のために、一実施例では、しきい値素子が、第１端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第２端子に結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイオードを経て第１端子に接続されたベースを有する第２バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
第１及び第２トランジスタは本例ではバイポーラトランジスタであり、これらのトランジスタが、順方向期間において、第２バイポーラトランジスタのベースを第１端子に接続するダイオードと相まって、このダイオードの端子電圧と第１及び第２トランジスタのコレクタ−ベース電圧との和であるしきい値電圧を有するしきい値素子を構成する。フライバック期間においては、第１及び第２トランジスタが上述したように動作する。
変化する入力電圧の影響は更に低減することができ、該実施例では、しきい値素子が、第１端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第２端子に直列抵抗を経て結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第２バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対導電型の第３バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタのベース及び第３バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
本例では上述のダイオードが反対導電型の第３バイポーラトランジスタと置換され、且つ第１バイポーラトランジスタのベースと直列に抵抗が付加されている。この直列抵抗により補償程度を調整することができる。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。この目的のために、一実施例では、第２抵抗の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする。既に述べたように、第２抵抗は特に低速充電モードにおける発振サイクルの繰返し周波数に大きな影響を与える。第２抵抗を可調整又は可変にすることにより供給充電電流を変化させることができる。
他の実施例では、当該電源回路が分圧器のタップ電圧を制御する手段を具えていることを特徴とする。その結果として、この電源回路はこの手段がない場合より一層速く又は遅く切り換わるようにすることができる。
本発明のこれらの特徴及び他の特徴を図面につき以下に詳細に説明する。面において、
図１は本発明電源回路の一実施例を示し、
図２は本発明電源回路の一実施例を示し、
図３は本発明電源回路の一実施例を示し、
図４は本発明電源回路の一実施例を示し、
図５は本発明電源回路の一実施例を示し、
図６は本発明電源回路の一実施例を示し、
図７は図６に示す実施例の一部分を示し、
図８は本発明電源回路の一実施例を示し、
図９は図８に示す実施例の一部分を示し、
図１０Ａ及び１０Ｂは本発明電源回路の一実施例の制御機能の動作説明図を示し、
図１１は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１２は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１３は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１４は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１５は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１６は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１７は本発明電源回路を具える電気シェーバを示す。
これらの図では同一の部分には同一の符号を付けてある。
図１は本発明電源回路の一実施例の回路図を示す。交流幹線電圧又は適当な直流電圧が入力端子Ｎ４及びＮ５に供給される。交流電圧はダイオードブリッジＤ０により整流され、キャパシタＣ１及びＣ２とコイルＬ１により平滑され且つろ波される。整流された入力電圧の負端子は接地する。正端子Ｎ７は変成器の一次巻線Ｗ１に接続する。ツェナーダイオードＤ１及びＤ２を一次巻線Ｗ１と並列に接続し、一次巻線Ｗ１を流れる電流の遮断時に発生する一次巻線Ｗ１の両端間の電圧を制限する。バイポーラＮＰＮトランジスタであるスイッチングトランジスタＴ２の主電流通路を一次巻線Ｗ１と直列に接続し、このトランジスタの第２主電極又はコレクタを一次巻線Ｗ１に結合する。スイッチングトランジスタＴ２の第１主電極又はエミッタを抵抗Ｒ３を経て変成器の二次巻線Ｗ１の第１端子Ｎ１に接続し、この二次巻線Ｗ２は一次巻線Ｗ１に磁気的に結合している。二次巻線Ｗ２の第１端子Ｎ１は給電すべき負荷、例えば充電可能電池Ｂにも接続する。電池Ｂの負端子を端子Ｎ６に接続し、この端子をダイオードＤ３を経て二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２に接続する。この結果として、二次巻線を流れる電流のみならず一次巻線を流れる電流も電池Ｂを流れる。これが望ましくない場合には、端子Ｎ６の代わりに第１端子Ｎ１を接地することができる。スイッチングトランジスタの制御電極又はベースを抵抗Ｒ６を経て供給端子Ｎ３に接続する。キャパシタＣ３と抵抗Ｒ５の直列接続をスイッチングトランジスタＴ２のベースと二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２との間に接続する。更に、スイッチングトランジスタＴ２のベースを、ツェナーダイオードＤ５をダイオードＤ６と直列に具えるしきい値素子を経て第１端子Ｎ１に接続し、このしきい値素子はツェナーダイオードＤ５の降伏時にダイオードＤ６が導通する。しきい値素子とは、該素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、しきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。
加速キャパシタＣ５を抵抗Ｒ５と並列に配置してスイッチングトランジスタＴ２のターンオンを加速する。更に、カスコードトランジスタＴ１をスイッチングトランジスタＴ２と直列に配置し、このカスコードトランジスタは、例えばスイッチングトランジスタＴ２のコレクタに接続されたエミッタ、一次巻線Ｗ１に接続されたコレクタ、及び正端子Ｎ７に接続された供給抵抗Ｒ２と端子Ｎ６（接地）に接続されたツェナーダイオードＤ７との間の接続点に接続されたベースを有するＮＰＮバイポーラトランジスタとする。抵抗Ｒ６が接続された供給端子Ｎ３をトランジスタＴ１のエミッタで構成する。この供給端子Ｎ３は、ツェナーダイオードＤ７により決定され且つカスコードトランジスタＴ１により能動的にバッファされた安定化電圧を供給する。スイッチングトランジスタＴ２がカットオフ点に到達するとき、トランジスタＴ１のエミッタの電圧変化の方がスイッチングトランジスタＴ２のエミッタの電圧変化よりはるかに大きい。その結果として、トランジスタＴ１がスイッチングトランジスタＴ２と比較して急速にターンオフする。トランジスタＴ１は更にスイッチングトランジスタＴ２のコレクタの電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタＴ２の消散を制限し、このトランジスタとして低電圧型のものを選択可能にする。
入力電圧を受信すると、始動電流が供給端子Ｎ３から抵抗Ｒ６を経てスイッチングトランジスタＴ２のベースに流れ、スイッチングトランジスタＴ２がターンオンし、順方向期間又は順方向フェーズが開始する。このとき、電流が正端子Ｎ７から一次巻線Ｗ１、スイッチングトランジスタＴ２、抵抗Ｒ３及び電池Ｂを経て端子Ｎ６へ流れはじめる。一次巻線Ｗ１の両端間の電圧差が二次巻線の両端間に変圧された電圧差を誘起し、第２端子Ｎ２が第１端子Ｎ１に対し正になる。このとき、ダイオードＤ３のカソードがダイオードＤ３のアノードに対し正になり、その結果としてダイオードＤ３がカットオフする。二次巻線Ｗ２の両端間の正の電圧差は正帰還作用をなし、キャパシタＣ３を経てスイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ接合を更に高導通に駆動し、その駆動電流は抵抗Ｒ５により制限される。スイッチングトランジスタＴ２は飽和し、増大する電流が一次巻線を流れはじめる。この増大する電流は抵抗Ｒ３の両端間に増大する電圧降下を発生する。スイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ電圧と抵抗Ｒ３の両端間の電圧降下との和がしきい値素子のしきい値電圧、本例ではツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧とダイオードＤ６の接合電圧との和に等しくなると、スイッチングトランジスタＴ２のベースが第１端子Ｎ１に短絡される。従って、スイッチングトランジスタＴ２がターンオフし、一次巻線Ｗ１を流れる電流が遮断される。このときフライバック期間又はフライバックフェーズが開始し、変成器に蓄積されたエネルギーが電池Ｂに供給される。しきい値素子がスイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ接合及び抵抗Ｒ３と並列に配置されているために、スイッチングトランジスタＴ２がターンオフする際のピーク電流は電池Ｂの電圧に依存しない。従って、短絡電池Ｂ又は別の負荷によりスイッチングトランジスタに過大なピーク電流が流れることは起こり得ない。
一次巻線Ｗ１を流れる電流の遮断は一次巻線Ｗ１の両端間に大きな電圧増大を発生し、この電圧増大は正電極端子Ｎ７の入力電圧に対し正であり、ダイオードＤ２とツェナーダイオードＤ１により制限される。電流遮断の結果として、一次巻線Ｗ１の両端間の電圧の符号が逆転し、その結果として、二次巻線Ｗ２の両端間の電圧の符号も逆転する。このとき二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２は第１端子Ｎ１に対し負になる。このときダイオードＤ３が導通し、二次電流が二次巻線Ｗ２、ダイオードＤ３及び電池Ｂにより形成される二次回路を経て流れ、変成器のエネルギーが電池に供給される。二次電流は零に減少する。ダイオードＤ３が導通しているかぎり、二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧はダイオードＤ３の両端間の電圧と電池Ｂの電圧との和に等しい。二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧遷移がキャパシタＣ３の両端間に現れ、スイッチングトランジスタＴ２のベースをエミッタに対し負に維持する。キャパシタＣ３がこのとき順方向極性であるツェナーダイオードＤ５を経て放電するのをダイオードＤ６が阻止する。スイッチングトランジスタＴ２は、キャパシタＣ３が抵抗Ｒ６及びＲ５を経て再充電され、スイッチングトランジスタＴ２のベースの電圧がエミッタに対し十分に正になるまでカットオフに維持され、次いで新しい発振サイクルを開始する。この結果として、この電源回路は自励発振である。
キャパシタＣ３の充電に要する時間、従って発振サイクルの繰返し周波数は主として抵抗Ｒ６の抵抗値により決まる。その理由は、抵抗Ｒ５の抵抗値は実際上無視しうるためである。電源回路は、キャパシタＣ３が抵抗Ｒ６を経て十分に充電されるまで待つ。従って、フライバック期間の後に待ち期間が続く。各発振サイクルにおいてほぼ一定量のエネルギーが電池Ｂ又は別の負荷に供給される。従って、発振サイクルの繰返し周波数により電池Ｂに流入する平均充電電流が決まる。平均充電電流は抵抗Ｒ６の抵抗値を適切に選択することにより決めることができる。図１に示す電源回路は充電可能電池用の低速充電器又は細流充電器として特に好適である。
キャパシタＣ３の充電プロセスは順方向期間における２次巻線Ｗ２の両端間の正電圧差によっても決まる。この電圧差は正電源端子Ｎ７の入力電圧に比例し、この入力電圧は整流幹線電圧に比例し、この幹線電圧は１００Ｖから２４０Ｖまで変化させることができる。幹線電圧が高くなればなるほど、キャパシタＣ３を充電するのに要する時間が長くなる。高い幹線電圧のためにスイッチングトランジスタＴ２がターンオフするピーク電流に急速に到達する場合には、キャパシタＣ３の充電時間が長くなる。その結果として、繰返し周波数が適応制御され、変化する幹線電圧に対する補償が得られる。
スイッチングトランジスタＴ２はバイポーラトランジスタである。しかし、この目的のためには他のタイプのトランジスタを使用することもできる。その例としては、ダーリントントランジスタ、ユニポーラＭＯＳトランジスタ（第１主電極、第２主電極及び制御電極がソース、ドレイン及びゲートにそれぞれ対応する）、又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）がある。
始動時に、トランジスタＴ１が抵抗Ｒ２を経てベース電流を受信し、ターンオンする。このとき、供給端子Ｎ３の電圧がツェナーダイオードＤ７により安定化される。このとき、キャパシタＣ３がまだ抵抗Ｒ６を経て充電される必要があるため、スイッチングトランジスタＴ２はカットオフのままである。スイッチングトランジスタＴ２がターンオンするとすぐに、両トランジスタＴ１及びＴ２が飽和状態に駆動されるため、供給端子Ｎ３の電圧が減少する。このときツェナーダイオードＤ７がカットオフになる。スイッチングトランジスタＴ２がターンオフすると、ツェナーダイオードＤ７はターンオンし、トランジスタＴ１がスイッチングトランジスタＴ２のコレクタ電圧を、ツェナーダイオードＤ７のツェナー電圧とトランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧とにより決まる値に制限する。
供給抵抗Ｒ２はツェナーダイオードＤ７のバイアス電流を供給し、その抵抗値は電力消費を最小にするためにできるだけ高く選択するのが好ましい。しかし、その抵抗値は高くしすぎると、スイッチングトランジスタＴ２がトランジスタＴ１からの電流を流すときにトランジスタＴ１に十分なベース電流を供給することができなくなる。これは、二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２とトランジスタＴ１のベースとの間に直列に接続されたダイオードＤ４及び限流抵抗Ｒ４により克服される。このよにすると、順方向期間における二次巻線Ｗ２の両端間の正電圧の正帰還がトランジスタＴ１のベースの駆動にも作用する。フライバック期間では、二次巻線Ｗ２の両端間の電圧が逆転し、負になる。このときダイオードＤ４がカットオフし、トランジスタＴ１のベースの電圧に対する電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
ツェナーダイオードＤ５のしきい値電圧に到達すると、電流が二次線Ｗ２、キャパシタＣ３、抵抗Ｒ５、ツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６を経て流れる。この電流は順方向期間に二次巻線の両端間に現れる正電圧に依存する。この正電圧は幹線電圧に依存する。従って、高い幹線電圧の場合には、ツェナーダイオードＤ５を流れる電流は低幹線電圧の場合より大きくなる。この場合、ツェナーダイオードＤ５の内部抵抗が変化するしきい値電圧を生じ、その結果としてスイッチングトランジスタＴ２のカットオフ点が幹線電圧に依存する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは同時に５Ｖ以上の高いツェナー電圧を有する高電圧型である。このことは、変成器の二次電圧が電池を低電圧で附勢するために低い場合、又は抵抗Ｒ３の抵抗値を電力消費の最小化のために小さくする必要がある場合に望ましくない。
図２はしきい値電圧の変化が小さいしきい値素子を具える実施例を示す。抵抗Ｒ７を抵抗Ｒ５とスイッチングトランジスタＴ２のベースとの間に配置する。抵抗Ｒ５及びＲ７間の接続点を追加のツェナーダイオードＤ８を経てダイオードＤ６のアノードに接続する。この追加のツェナーダイオードＤ８のツェナー電圧はツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧より高くする。この追加のツェナーダイオードＤ８は二次巻線Ｗ２の両端間の電圧をほぼ一定値に制限するため、ツェナーダイオードＤ５を流れる電流はほぼ一定になり、そのしきい値電圧は幹線電圧に殆ど依存しなくなる。従って、ツェナーダイオードＤ５及びＤ８として比較的高い内部抵抗を有する低電圧型のものを選択することができる。
図３はツェナーダイオードＤ５のしきい値電圧の変化に対し他の解決方法を使用する実施例を示す。本例ではツェナーダイオードＤ５を抵抗ＲｓとツェナーダイオードＺの直列接続と置き換える。これと並列にＮＰＮトランジスタＴＮのコレクタ−エミッタ通路を配置し、そのベースをツェナーダイオードＺと抵抗Ｒｓとの接続点に接続する。トランジスタＴＮは、これがない場合にツェナーダイオードＺを流れる電流の大部分を処理する。トランジスタＴＮのベース−エミッタ電圧が抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下を安定化するとともにツェナーダイオードＺを流れる電流を安定化する。
ツェナーダイオードＤ７は端子Ｎ６に接続する。これは、電池Ｂの電圧が供給端子Ｎ３の安定化電圧を決定するファクタの一つであることを意味する。この安定化電圧は、既に説明したように、待ち期間の長さ及び発振サイクルの繰返し周波数の尺度である。ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの正端子に接続した場合には、待ち期間は電池電圧と無関係になる。しかし、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの負端子に接続することにより、電源回路が電池の遮断又は欠落に対し保護される。電池が遮断されると、スイッチングトランジスタＴ２を経て電流が流れることができず、その結果としてトランジスタＴ１にも流れない。トランジスタＴ１及びＴ２がカットオフに維持され、供給端子Ｎ３の電圧がスイッチングトランジスタＴ２に対し安全な値に制限される。従って、トランジスタＴ２は降伏し得ないが、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの正端子に接続した場合にはトランジスタＴ２は降伏し得る。
図４はカスコードトランジスタＴ１をＭＯＳトランジスタで構成した実施例を示す。トランジスタＴ１のゲートは、このトランジスタのターンオン時に殆ど電流を流さないため、ダイオードＤ４及び抵抗Ｒ４を省略することができる。トランジスタＴ１のゲートに発生しうる過渡電圧に対処するために、オプションとしてキャパシタＣ５をツェナーダイオードＤ７の両端間に接続する。バイポーラトランジスタＴ１を使用する実施例と異なり、ツェナーダイオードＤ７はスイッチングトランジスタＴ２がターンオンしても導通状態に維持される。スイッチングトランジスタＴ２が飽和するとき、トランジスタＴ１のソース電極の電圧が減少する。増大したゲート−ソース電圧がトランジスタＴ１を所望の導通状態に駆動する。
ダイオードＤ６は第３キャパシタＣ３の急速充電を禁止する。このダイオードＤ６の存在は電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能にする。ダイオードＤ６を短絡することにより、キャパシタＣ３の両端間の負電圧遷移をフライバック期間に急速に補償することができ、これは、このときツェナーダイオードＤ５は順方向極性のダイオードとして動作するためである。この結果として、スイッチングトランジスタＴ２のベース電圧がスイッチングトランジスタＴ２を再び導通状態に駆動するのに適当な正の値に急速になる。この場合には発振サイクルの繰返し周波数は相当高くなり、その結果として電池Ｂ又は別の負荷に供給される電流の平均値が増大する。ダイオードＤ６の両端間のスイッチにより、電池Ｂの充電を低速充電から高速充電へ切り換えることができる。
図５は電子スイッチを具える実施例を示す。この電子スイッチは、例えば、第１端子Ｎ１に接続されたエミッタ、ダイオードＤ６のアノードに接続されたコレクタ及び限流抵抗Ｒ７を経て第２端子Ｎ２に接続されたベースを有するバイポーラＰＮＰトランジスタＴ３で構成する。フライバック期間において、第２端子Ｎ２は第１端子Ｎ１対し負であり、その結果としてトランジスタＴ３がターンオンし、ダイオードＤ６を短絡する。電池Ｂの電圧が過度に増大し、電池Ｂが過充電されるのを阻止するために、電池電圧センサと、電池電圧が所定値を越えるときトランジスタＴ３の駆動を停止するスイッチとを設ける。電圧センサは電池Ｂの両端間に直列に接続された抵抗Ｒ８及びＲ９を具える分圧器の形態にする。スイッチは、例えば、第１端子Ｎ１に接続されたエミッタ、トランジスタＴ３のベースに接続されたコレクタ及び分圧器のタップに接続されたベースを有するＰＮＰトランジスタで構成する。電池電圧が所定値を越えると、トランジスタＴ４がターンオンし、トランジスタＴ３のベース−エミッタ接合が短絡される。トランジスタＴ３及びＴ４として、バイポーラトランジスタの代わりに、ユニポーラ（ＭＯＳ）トランジスタを使用することもできる。適切なインターフェース回路を用いて、トランジスタＴ４が別の電池状態を表す信号、例えば充電中の電池の温度又は電池内の圧力に応答する信号により駆動されるようにすることもできる。順方向期間において、トランジスタＴ３は、抵抗Ｒ７、分圧器Ｒ８，Ｒ９及びトランジスタＴ４の導通コレクタ−ベース接合により、過大ベース−エミッタ電圧に対し保護される。
トランジスタＴ３及びＴ４の存在はツェナーダイオードＤ５の使用なしでスイッチングトランジスタＴ２のカットオフ点の変化の発生を回避することができる。図６はツェナーダイオードＤ５を省略した実施例を示す。ダイオードＤ６も省略されている。この場合には抵抗Ｒ７をキャパシタＣ６を経て第２端子Ｎ２に接続する。更に、ダイオードＤ８をトランジスタＴ４のベース−エミッタ接合間に接続し、そのアノードをトランジスタＴ４のベースに接続する。図７は、トランジスタＴ３及びＴ４及びダイオードＤ８が順方向期間においてどの様に動作するかを示す。この期間において両トランジスタＴ３及びＴ４のコレクタ−ベース接合が導通状態になり、しきい値電圧は３つの接合電圧の和（約２．１Ｖ）に等しくなる。それらのコレクタ−ベース接合が導通すると、トランジスタＴ３及びＴ４は逆モードで動作し、即ちコレクタがエミッタとして、エミッタがコレクタとして動作する。こうして得られるしきい値素子の内部抵抗は特に逆動作モードにおけるこれらのトランジスタの電流利得、従って特にトランジスタＴ３の適度の電流利得に依存する。フライバック期間においては、トランジスタＴ３及びＴ４は図５に示す実施例につき述べたように動作する。キャパシタＣ６は、始動電流がトランジスタＴ３のコレクタ−ベース接合、抵抗Ｒ７及び二次巻線を経て電池へ流れるのを阻止する。
図８は、幹線電圧の変化の影響を更に補償しうる実施例を示す。本例では図６に示す回路配置のダイオードＤ８を、エミッタが第１端子Ｎ１に接続され、コレクタがトランジスタＴ３のベースに接続され、且つベースがトランジスタＴ４のベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴ５と置き換える。更に、トランジスタＴ４のコレクタを抵抗Ｒ１１を経てトランジスタＴ３のベースに接続する。この抵抗Ｒ１１により補償程度を調整することができる。図９は順方向期間における状態を示す。しきい値電圧はトランジスタＴ３のコレクタ−ベース電圧とトランジスタＴ５のコレクタ−エミッタ電圧との和である。トランジスタＴ４のコレクタ−ベース電圧とトランジスタＴ５のベース−エミッタ電圧との和であるトランジスタＴ４のコレクタの電圧はトランジスタＴ５により一定にに維持され、トランジスタＴ５は抵抗Ｒ７を経て供給される電流と同じ大きさの電流をトランジスタＴ４のコレクタから引き出す。その結果として、トランジスタＴ５のコレクタの電圧は、抵抗Ｒ１１とＲ７との比に決まり且つ抵抗Ｒ７により供給される電流に比例する係数だけ減少する。抵抗Ｒ７はキャパシタＣ６を経て二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２に接続されているため、トランジスタＴ５のコレクタの電圧は幹線電圧の一次関数として増減する。その結果として、スイッチングトランジスタＴ２のターンオフ瞬時が幹線電圧に比例して変化する。
キャパシタＣ６は始動電流がトランジスタＴ３のコレクタ−ベース接合、抵抗Ｒ１１及びＲ７及び二次巻線Ｗ２を経て電池Ｂにリークするのを禁止する。同一の理由のために、抵抗Ｒ７をキャパシタＣ３に接続しないでキャパシタＣ４を省略しうるようにしている。これは、この場合には始動電流が抵抗Ｒ７、トランジスタＴ４のコレクタ−ベース接合及び抵抗Ｒ８を経てリークするためである。二次巻線Ｗ２の両端間の平均電圧は零であり、且つキャパシタＣ６の充電路及び放電路のインピーダンスはほぼ等しいため、キャパシタＣ６の両端間の平均電圧もほぼ零になる。抵抗Ｒ７とキャパシタＣ６の時定数がスイッチングサイクル時間に対し大きい場合には、キャパシタＣ４が幹線電圧補償に及ぼす影響は無視しうる。しかし、小さい時定数の場合でも幹線電圧補償は依然として満足に調整しうること明らかである。
図８は、スイッチＳＷにより電池Ｂに接続することができるモータＭも示す。更に、平滑キャパシタＣ７が追加の妨害抑圧用に設けられている。モータＭは幹線電圧から充電される充電可能電池を具えるシェーバのモータとすることができる。電源回路の動作は、直列抵抗Ｒ１０を経て二次巻線Ｗ２の端子Ｎ１及びＮ２に接続されたＬＥＤ Ｄ９により表示される。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。図１０Ａは分圧器Ｒ８、Ｒ９により測定される電池電圧の制御に基づく第１の方法を示す。この場合には電池を流れる平均充電電流ＩBが他の電池電圧ＶBのときに高い値から低い値へ切り換わる。図１１は、分圧器Ｒ８，Ｒ９のタップ電圧を抵抗Ｒ１２を経て変化させる制御ユニットＣＵを具える実施例を示す。この制御ユニットはこれを種々のパラメータ、例えば電池の温度、モータの回転又は非回転（図１１には示されていない）、充電中の電池の電圧変化、経過時間に応答して、又は他の形態の電池管理に基づいて行うことができる。
しかし、更に抵抗Ｒ６の値を変化させ、その結果として図１０Ｂに示すように比較的小さい低速充電電流を比較的大きい高速充電電流に増大させることができる。この目的のために、図１１では抵抗Ｒ６を２つの抵抗に分割し、その一方の抵抗を制御ユニットＣＵにより制御されるトランジスタＴ６により短絡しうるようにする。抵抗Ｒ６の抵抗値を切り換えるためにディジタル制御信号により、又は抵抗Ｒ６の抵抗値を変調するためにアナログ信号によりトランジスタＴ６をターンオン及びターンオフすることができる。
制御ユニットＣＵはその電源電圧を、ダイオードＤ１０を経て供給端子Ｎ３に接続され且つ平滑キャパシタＣ８を経て接地された電源端子Ｎ７から受信する。スイッチングトランジスタＴ２が導通するときダイオードＤ１０がカットオフし、平滑キャパシタＣ８の放電を阻止する。トランジスタＴ１がそのベースの安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、平滑キャパシタＣ８を比較的小さくすることができる。
図１２は、電池Ｂの負端子の代わりに電池Ｂの正端子を接地した実施例を示す。本例は例えば図８の実施例に適用したものであるが、上述した任意の他の実施例も同様に変更することができる。その結果として一次巻線Ｗ１を流れる電流はもはや電池Ｂ及び負荷を流れない。同様に、ツェナーダイオードＤ７のアノードを電池Ｂの正端子又は負端子に随意に接続することができる。しかし、電池の遮断又は欠落に対する上述の保護は、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの負端子に接続した場合にのみ有効となる。
図１３は図１に示す実施例にほぼ同一である実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６が省略され、第１端子Ｎ１がスイッチングトランジスタのエミッタに直接接続され、抵抗Ｒ３が端子Ｎ６と接地との間に接続されている。更に、エミッタが接地され、ベースが端子Ｎ６に接続され、コレクタがスイッチングトランジスタＴ２のベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴＳが付加されている。順方向期間に抵抗Ｒ３を流れる増大電流が抵抗Ｒ３の両端間に増大電圧差を発生する。この電圧差がトランジスタＴＳのベース−エミッタ接合しきい値電圧を越えると同時に、トランジスタＴＳがターンオンし、スイッチングトランジスタＴ２のベースを接地にプルダウンし、その結果としてスイッチングトランジスタＴ２をターンオフする。その後のこの実施例の動作は図１につき述べたとおりである。必要に応じ、抵抗Ｒ６の抵抗値を図１１に示すように切り換える、又は変化させることができる。
図１４は図１３に示す実施例の変形例を示す。図１４では電池Ｂを一次回路内に含めない。抵抗Ｒ３をスイッチングトランジスタＴ２のエミッタと接地との間に接続する。トランジスタＴＳのコレクタと直列のダイオードＤＳによりキャパシタＣ３がトランジスタＴＳのコレクタ−ベース接合及び抵抗Ｒ３を経て放電するのを阻止する。
図１５は一次電流の測定に抵抗Ｒ３を使用しない実施例を示す。図１５に示す回路は図１３に示すものとほぼ同一である。しかし、端子Ｎ６が直接接地されている。トランジスタＴＳの駆動用制御信号は、変圧された入力電圧が二次巻線Ｗ２の両端間に発生する順方向期間中に第２端子Ｎ２の電圧を積分することにより得られる。この積分器は第２端子Ｎ２と接地との間の抵抗Ｒ２０とキャパシタＣ２０の直列接続を具える。抵抗Ｒ２０とキャパシタＣ２０との接続点を分圧器Ｒ２１／Ｒ２２を経てトランジスタＴＳのベースに接続する。
図１６は図１に示す実施例にほぼ同一の実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６が省略されている。これらの素子の代わりに、エミッタが接地され、コレクタがスイッチングトランジスタＴ２のベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴＳが付加されている。トランジスタＴＳのベースは抵抗Ｒ２６を経て接地するとともに抵抗Ｒ２５を経てトランジスタＴＤのコレクタに接続する。トランジスタＴＤのエミッタは抵抗Ｒ２３を経てスイッチングトランジスタＴ２のエミッタに接続し、そのベースはツェナーダイオードＤ２０及びダイオードＤ２１の直列接続を経て第１端子Ｎ１に接続する。更に、トランジスタＴＤのベースは抵抗Ｒ２４を経てスイッチングトランジスタＴ２のエミッタに接続する。
抵抗Ｒ３の両端間の電圧が増大する場合には、ツェナーダイオードＤ２０が降伏し、トランジスタＴＤのベースの電圧を一定に維持する。更に増大すると、抵抗Ｒ２４の両端間の電圧降下がトランジスタＴＤをターンオンする。トランジスタＴＤのコレクタ電流が抵抗Ｒ２５及びＲ２６を経てトランジスタＴＳを駆動し、このトランジスタＴＳがスイッチングトランジスタＴ２のベースを接地に短絡する。トランジスタＴＳのスイッチング動作はトランジスタＴＳのコレクタとトランジスタＴＤのベースとの間のキャパシタＣ２１を経る正期間により加速される。
図１７は、電源回路ＰＳ，電池Ｂ及びモータＭを収納するハウジング１を有する電気シェーバを示す。モータＭがスイッチＳＷによりスイッチオンされ、シェーバヘッドを駆動する。
このような電源回路は米国特許第４，６８４，８７１号の特に図１から既知であり、この電源回路は電池を充電し、電気機器を給電するのに使用することができる。このような電源回路は充電可能電池を具える電気シェーバに使用するのに特に好適であり、この場合には電源回路が電池に充電電流を供給するとともにシェーバのモータに駆動電流を供給する。この既知の電源回路では、スイッチングトランジスタはバイポーラトランジスタである。第２抵抗がスイッチングトランジスタの制御電極又はベースに始動電流を供給し、このトランジスタがターンオンする。すると、変成器の一次巻線を経て電流が流れる。この一次電流は第２巻線に電圧を誘起し、この電圧が第１キャパシタと第１抵抗の直列接続を経てスイッチングトランジスタのベースに正帰還される。その結果、スイッチングトランジスタは急速に飽和する。順方向期間中に一次電流はスイッチングトランジスタがターンオフするまで直線的に増大する。既知の電源回路では、一次電流をスイッチングトランジスタのエミッタリード内に配置された抵抗を経て流す。別のトランジスタのベース−エミッタ接合をこの抵抗の両端間に接続し、この抵抗の両端間の電圧が所定値を越えるとき、このトランジスタがスイッチングトランジスタのベースを短絡するようにする。次に開始するフライバック期間において、変成器に蓄積されたエネルギーが第１ダイオードを経て給電すべき負荷に供給され、二次巻線に二次電流を流し、この電流は次第に減少する。順方向期間からフライバック期間への遷移時に、二次電圧の極性が逆転し、スイッチングトランジスタの遮断が第１キャパシタ及び第２抵抗を経て正帰還により加速される。フライバック期間の終了時に第１ダイオードがターンオフし、待ち期間が始まり、この期間において第１キャパシタの両端間の電圧差が、スイッチングトランジスタのベースに得られる駆動電圧がこのトランジスタをターンオンするのに十分になるまで第２抵抗を経て補償される。従って、この電源回路は自励発振する。
この既知の電源回路は整流幹線電圧から取り出した入力電圧で動作させることができる。これは幾つかの問題を生ずる。公称幹線電圧は１００〜２００ＶＡ．Ｃ．の間で変化させることができる。整流電圧も同程度に変化し、第１キャパシタの両端間の電圧差を補償する待ち期間に直接影響を与える。従って、１発振サイクルの周期、従って発振周波数が供給幹線電圧に依存する。そして、電源回路により供給される電流の平均値が発振周波数に比例する。従って、平均出力電流が供給幹線電圧に依存する。これは電池を充電する場合に好ましくない。その理由は、これらの電池は過充電を避けるために既知の電流で充電する必要があるからである。
更に、整流幹線電圧は極めて高くすることができる。この場合には、スイッチングトランジスタのターンオフ時にその両端間に極めて大きな直流電圧が存在する。従って、有限スイッチング時間の結果として生ずるスイッチングトランジスタのスイッチング損がかなり大きくなり得る。特別の高電圧トランジスタだけが十分急速に動作し、このような場合に生ずる消散を処理しうるのみである。
本発明の目的はこれらの問題及びその他の問題を解消することにある。この目的のために、頭書に記載したタイプの電源回路において、当該電源回路は、更に、スイッチングトランジスタの第２主電極と第２抵抗とに結合された第１主電極、一次巻線に結合された第２主電極、及び入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えることを特徴とする。
前記他のトランジスタはスイッチングトランジスタと相まってカスコード回路を構成する。スイッチングトランジスタのカットオフ点に到達するとき、他のトランジスタの第１主電極の電圧変化がスイッチングトランジスタの第１主電極の電圧変化より著しく大きいため、他のトランジスタがスイッチングトランジスタと比較してかなり急速にターンオフする。また、他のトランジスタの第１主電極と制御電極との間にほぼ一定の電圧差が依存するため、他のトランジスタはスイッチングトランジスタの両端間の電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタの消散を低減する。他のトランジスタは、更に、能動的にバッファされ、安定化された電圧を第２抵抗に供給し、従って幹線電圧変化が待ち期間に及ぼす影響を除去する。
前記他のトランジスタは他の利点を有する。他のトランジスタの第１主電極は、スイッチングトランジスタが非導通であるフライバック期間に、バッファされ安定化された電圧を搬送する。この電圧を利用するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの第１主電極と他の電源端子との間に接続されたダイオードと、他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えることを特徴とする。このダイオードはスイッチングトランジスタが導通する順方向期間において遮断する。フライバック期間において他のトランジスタがこのダイオードを経て平滑キャパシタを充電する。他のトランジスタはその制御電極の安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、比較的小さい平滑キャパシタで十分である。平滑キャパシタの電圧は追加の電子回路を附勢するのに使用することができる。シェーバにおいてはこのような電子回路は、例えば制御ユニット、ディスプレイ及びマイクロプロセッサとすることができる。
他のトランジスタの制御電極の電圧は種々の方法で安定化することができる。一実施例では、この安定化を他のトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続されたツェナーダイオードと、該制御電極と入力電圧との間に接続された抵抗とにより実現する。
特に、他のトランジスタがバイポーラトランジスタである場合には、その制御電極又はベースを入力電圧に接続する抵抗を高くしすぎると、他のトランジスタのターンオン時に十分なベース電流を供給し得ないことが起こり得る。抵抗値の低減は不所望な消散を導く。これを解消するために、一実施例では、電源回路が、更に、他のトランジスタの制御電極と二次巻線の第２端子との間に接続されたダイオードと抵抗の直列接続を具えることを特徴とする。順方向期間において、第２端子がこのダイオード及び抵抗を経て他のトランジスタの制御電極に追加の駆動信号を供給する。フライバック期間において、二次巻線の両端間の電圧が逆転する。このときこのダイオードがカットオフして制御電極上の電圧の電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
スイッチングトランジスタにおける消散を最小にするために、スイッチングトランジスタは急速にスイッチングする必要がある。スイッチングを加速するために、一実施例では、第１抵抗と並列に第２キャパシタが配置されていることを特徴とする。遷移時に第２キャパシタが二次巻線の第２端子とスイッチングトランジスタの制御電極との間のインピーダンスを低減する。
スイッチングトランジスタは種々の方法でターンオフすることができる。この目的のために、第１の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような感知抵抗及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第４，６８４，８７１号から既知である。
前記目的のために、第２の変形例では、前記ターンオフ手段が、第２端子に結合され、積分信号を発生する積分器と、スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような積分器及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第４，６５２，９８４号から既知である。順方向期間中に二次電圧が積分される。積分電圧が所定値を越えると同時に、他のスイッチングトランジスタがターンオンし、スイッチングトランジスタの制御電極を短絡する。
前記目的のために、第３の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタの第１主電極と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極と第１端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしきい値素子とを具えることを特徴とする。
しきい値素子とは、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。順方向期間において、一次電流は、感知抵抗の電圧降下とスイッチングトランジスタの制御電極と第１主電極との間の電圧との和がしきい値素子のしきい値電圧に等しくなるまで、直線的に増大する。このときしきい値素子がターンオンし、スイッチングトランジスタのベースを基準電位点に短絡し、その結果としてスイッチングトランジスタがターンオフする。
しきい値素子は感知抵抗とスイッチトランジスタの制御電極及び第１主電極間接合との直列接続と並列に配置する。給電すべき負荷、例えば電池を感知抵抗と直列に配置する場合にはその両端間の電圧がスイッチングトランジスタのカットオフ点に影響を及ぼさない。
変化する入力電圧の場合には、二次電圧も変化し、これがスイッチングトランジスタの制御電極に帰還される。ツェナーダイオードが降伏すると、変化する電流がこのツェナーダイオードを流れ、ツェナーダイオードの内部抵抗の両端間に変化するツェナー電圧を発生する。その結果として、スイッチングトランジスタのカットオフ点も変化する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは５Ｖ以上の高ツェナー電圧型である。これは、変成器の二次電圧が低い場合及び第２抵抗の電圧降下により生ずる消散を低くする必要がある場合に望ましくない。
この問題を解消するために、一実施例では、しきい値素子が、第１キャパシタ及び第１抵抗の直列接続とスイッチングトランジスタの制御電極との間に接続された他の直列抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第１ツェナーダイオードと、スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗を経て接続された第２ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする。
この問題を解決するために、他の実施例では、しきい値素子が、ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタとを具えていることを特徴とする。
発振サイクルの繰返し周波数は第１キャパシタ間の電圧差を相殺するのに要する時間に依存する。しきい値素子を、特に感知抵抗とスイッチングトランジスタの制御電極及び第１主電極間接合との直列接続の両端間に配置すると、第２抵抗を経る導通路に加えて、追加の導通路が得られ、この追加の導通路を経て第１キャパシタ間の電圧差を補償することができる。フライバック期間においては二次電圧の極性が逆転し、このときダイオードとして動作するツェナーダイオードを経て電流が流れうる。その結果として、第１キャパシタ間の電圧差を相殺するのに必要とされる時間の著しい短縮が生ずる。従って、発振サイクルの繰返し周波数が増大し、その結果として電源回路は以前より単位時間につき多量のエネルギーを給電すべき負荷又は電池に供給する。このことを電源回路の設計に考慮することができる。しかし、この効果は避けることもでき、その実施例では、しきい値素子と直列に第２ダイオードが配置され、該第２ダイオードがスイッチングトランジスタの制御電極の電圧制限中に導通することを特徴とする。
第２ダイオードはしきい値素子の追加の導通路を阻止する。第２ダイオードの存在は、電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能に構成することを可能にする追加の利点ももたらす。この目的のために、本発明電源回路の一実施例では、第２ダイオードと並列に、該第２ダイオードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする。
このスイッチは通常の電気スイッチ又はトランジスタスイッチとすることができる。電池を充電する場合には、電源回路を低速充電（スイッチ開：第２ダイオード非短絡）から高速充電（スイッチ閉：第２ダイオード短絡）へ変化させることができる。電池の過充電を阻止するために、一実施例では、当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段を具えていることを特徴とする。前記負荷の状態は充電すべき電池の電圧又は温度とすることができる。
給電すべき負荷の両端間の電圧をモニタするようにした実施例では、第２ダイオードが二次巻線の第１端子に接続された第１電極及びしきい値素子に接続された第２電極を有し、前記スイッチが、第１端子に接続された第１主電極、第２ダイオードの第２電極に結合された第２主電極及び二次巻線の第２端子に結合された制御電極を有する第１トランジスタと、第１端子に接続された第１主電極、第１トランジスタの制御電極に結合された第２主電極及び制御電極を有する第２トランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２トランジスタの制御電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
バイポーラ又はユニポーラ（ＭＯＳ）トランジスタとしうる第１トランジスタがフライバック期間において第２ダイオードを短絡する。このとき電源回路は高速充電器として動作する。第２トランジスタが所定の電池電圧でターンオンし、第１トランジスタの制御電極を短絡し、その結果として第２ダイオードの短絡が解除され、電源回路は自動的に低速充電に切り換えられる。
第１及び第２トランジスタを使用してツェナーダイオードの使用及びスイッチングトランジスタのカットオフ点の変化を避けることができる。この目的のために、一実施例では、しきい値素子が、第１端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第２端子に結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイオードを経て第１端子に接続されたベースを有する第２バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
第１及び第２トランジスタは本例ではバイポーラトランジスタであり、これらのトランジスタが、順方向期間において、第２バイポーラトランジスタのベースを第１端子に接続するダイオードと相まって、このダイオードの端子電圧と第１及び第２トランジスタのコレクタ−ベース電圧との和であるしきい値電圧を有するしきい値素子を構成する。フライバック期間においては、第１及び第２トランジスタが上述したように動作する。
変化する入力電圧の影響は更に低減することができ、該実施例では、しきい値素子が、第１端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第２端子に直列抵抗を経て結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第２バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対導電型の第３バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタのベース及び第３バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。
本例では上述のダイオードが反対導電型の第３バイポーラトランジスタと置換され、且つ第１バイポーラトランジスタのベースと直列に抵抗が付加されている。この直列抵抗により補償程度を調整することができる。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。この目的のために、一実施例では、第２抵抗の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする。既に述べたように、第２抵抗は特に低速充電モードにおける発振サイクルの繰返し周波数に大きな影響を与える。第２抵抗を可調整又は可変にすることにより供給充電電流を変化させることができる。
他の実施例では、当該電源回路が分圧器のタップ電圧を制御する手段を具えていることを特徴とする。その結果として、この電源回路はこの手段がない場合より一層速く又は遅く切り換わるようにすることができる。
本発明のこれらの特徴及び他の特徴を図面につき以下に詳細に説明する。面において、
図１は本発明電源回路の一実施例を示し、
図２は本発明電源回路の一実施例を示し、
図３は本発明電源回路の一実施例を示し、
図４は本発明電源回路の一実施例を示し、
図５は本発明電源回路の一実施例を示し、
図６は本発明電源回路の一実施例を示し、
図７は図６に示す実施例の一部分を示し、
図８は本発明電源回路の一実施例を示し、
図９は図８に示す実施例の一部分を示し、
図１０Ａ及び１０Ｂは本発明電源回路の一実施例の制御機能の動作説明図を示し、
図１１は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１２は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１３は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１４は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１５は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１６は本発明電源回路の一実施例を示し、
図１７は本発明電源回路を具える電気シェーバを示す。
これらの図では同一の部分には同一の符号を付けてある。
図１は本発明電源回路の一実施例の回路図を示す。交流幹線電圧又は適当な直流電圧が入力端子Ｎ４及びＮ５に供給される。交流電圧はダイオードブリッジＤ０により整流され、キャパシタＣ１及びＣ２とコイルＬ１により平滑され且つろ波される。整流された入力電圧の負端子は接地する。正端子Ｎ７は変成器の一次巻線Ｗ１に接続する。ツェナーダイオードＤ１及びＤ２を一次巻線Ｗ１と並列に接続し、一次巻線Ｗ１を流れる電流の遮断時に発生する一次巻線Ｗ１の両端間の電圧を制限する。バイポーラＮＰＮトランジスタであるスイッチングトランジスタＴ２の主電流通路を一次巻線Ｗ１と直列に接続し、このトランジスタの第２主電極又はコレクタを一次巻線Ｗ１に結合する。スイッチングトランジスタＴ２の第１主電極又はエミッタを抵抗Ｒ３を経て変成器の二次巻線Ｗ１の第１端子Ｎ１に接続し、この二次巻線Ｗ２は一次巻線Ｗ１に磁気的に結合している。二次巻線Ｗ２の第１端子Ｎ１は給電すべき負荷、例えば充電可能電池Ｂにも接続する。電池Ｂの負端子を端子Ｎ６に接続し、この端子をダイオードＤ３を経て二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２に接続する。この結果として、二次巻線を流れる電流のみならず一次巻線を流れる電流も電池Ｂを流れる。これが望ましくない場合には、端子Ｎ６の代わりに第１端子Ｎ１を接地することができる。スイッチングトランジスタの制御電極又はベースを抵抗Ｒ６を経て供給端子Ｎ３に接続する。キャパシタＣ３と抵抗Ｒ５の直列接続をスイッチングトランジスタＴ２のベースと二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２との間に接続する。更に、スイッチングトランジスタＴ２のベースを、ツェナーダイオードＤ５をダイオードＤ６と直列に具えるしきい値素子を経て第１端子Ｎ１に接続し、このしきい値素子はツェナーダイオードＤ５の降伏時にダイオードＤ６が導通する。しきい値素子とは、該素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、しきい値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理解されたい。
加速キャパシタＣ５を抵抗Ｒ５と並列に配置してスイッチングトランジスタＴ２のターンオンを加速する。更に、カスコードトランジスタＴ１をスイッチングトランジスタＴ２と直列に配置し、このカスコードトランジスタは、例えばスイッチングトランジスタＴ２のコレクタに接続されたエミッタ、一次巻線Ｗ１に接続されたコレクタ、及び正端子Ｎ７に接続された供給抵抗Ｒ２と端子Ｎ６（接地）に接続されたツェナーダイオードＤ７との間の接続点に接続されたベースを有するＮＰＮバイポーラトランジスタとする。抵抗Ｒ６が接続された供給端子Ｎ３をトランジスタＴ１のエミッタで構成する。この供給端子Ｎ３は、ツェナーダイオードＤ７により決定され且つカスコードトランジスタＴ１により能動的にバッファされた安定化電圧を供給する。スイッチングトランジスタＴ２がカットオフ点に到達するとき、トランジスタＴ１のエミッタの電圧変化の方がスイッチングトランジスタＴ２のエミッタの電圧変化よりはるかに大きい。その結果として、トランジスタＴ１がスイッチングトランジスタＴ２と比較して急速にターンオフする。トランジスタＴ１は更にスイッチングトランジスタＴ２のコレクタの電圧を制限する。これはスイッチングトランジスタＴ２の消散を制限し、このトランジスタとして低電圧型のものを選択可能にする。
入力電圧を受信すると、始動電流が供給端子Ｎ３から抵抗Ｒ６を経てスイッチングトランジスタＴ２のベースに流れ、スイッチングトランジスタＴ２がターンオンし、順方向期間又は順方向フェーズが開始する。このとき、電流が正端子Ｎ７から一次巻線Ｗ１、スイッチングトランジスタＴ２、抵抗Ｒ３及び電池Ｂを経て端子Ｎ６へ流れはじめる。一次巻線Ｗ１の両端間の電圧差が二次巻線の両端間に変圧された電圧差を誘起し、第２端子Ｎ２が第１端子Ｎ１に対し正になる。このとき、ダイオードＤ３のカソードがダイオードＤ３のアノードに対し正になり、その結果としてダイオードＤ３がカットオフする。二次巻線Ｗ２の両端間の正の電圧差は正帰還作用をなし、キャパシタＣ３を経てスイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ接合を更に高導通に駆動し、その駆動電流は抵抗Ｒ５により制限される。スイッチングトランジスタＴ２は飽和し、増大する電流が一次巻線を流れはじめる。この増大する電流は抵抗Ｒ３の両端間に増大する電圧降下を発生する。スイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ電圧と抵抗Ｒ３の両端間の電圧降下との和がしきい値素子のしきい値電圧、本例ではツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧とダイオードＤ６の接合電圧との和に等しくなると、スイッチングトランジスタＴ２のベースが第１端子Ｎ１に短絡される。従って、スイッチングトランジスタＴ２がターンオフし、一次巻線Ｗ１を流れる電流が遮断される。このときフライバック期間又はフライバックフェーズが開始し、変成器に蓄積されたエネルギーが電池Ｂに供給される。しきい値素子がスイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ接合及び抵抗Ｒ３と並列に配置されているために、スイッチングトランジスタＴ２がターンオフする際のピーク電流は電池Ｂの電圧に依存しない。従って、短絡電池Ｂ又は別の負荷によりスイッチングトランジスタに過大なピーク電流が流れることは起こり得ない。
一次巻線Ｗ１を流れる電流の遮断は一次巻線Ｗ１の両端間に大きな電圧増大を発生し、この電圧増大は正電極端子Ｎ７の入力電圧に対し正であり、ダイオードＤ２とツェナーダイオードＤ１により制限される。電流遮断の結果として、一次巻線Ｗ１の両端間の電圧の符号が逆転し、その結果として、二次巻線Ｗ２の両端間の電圧の符号も逆転する。このとき二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２は第１端子Ｎ１に対し負になる。このときダイオードＤ３が導通し、二次電流が二次巻線Ｗ２、ダイオードＤ３及び電池Ｂにより形成される二次回路を経て流れ、変成器のエネルギーが電池に供給される。二次電流は零に減少する。ダイオードＤ３が導通しているかぎり、二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧はダイオードＤ３の両端間の電圧と電池Ｂの電圧との和に等しい。二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧遷移がキャパシタＣ３の両端間に現れ、スイッチングトランジスタＴ２のベースをエミッタに対し負に維持する。キャパシタＣ３がこのとき順方向極性であるツェナーダイオードＤ５を経て放電するのをダイオードＤ６が阻止する。スイッチングトランジスタＴ２は、キャパシタＣ３が抵抗Ｒ６及びＲ５を経て再充電され、スイッチングトランジスタＴ２のベースの電圧がエミッタに対し十分に正になるまでカットオフに維持され、次いで新しい発振サイクルを開始する。この結果として、この電源回路は自励発振である。
キャパシタＣ３の充電に要する時間、従って発振サイクルの繰返し周波数は主として抵抗Ｒ６の抵抗値により決まる。その理由は、抵抗Ｒ５の抵抗値は実際上無視しうるためである。電源回路は、キャパシタＣ３が抵抗Ｒ６を経て十分に充電されるまで待つ。従って、フライバック期間の後に待ち期間が続く。各発振サイクルにおいてほぼ一定量のエネルギーが電池Ｂ又は別の負荷に供給される。従って、発振サイクルの繰返し周波数により電池Ｂに流入する平均充電電流が決まる。平均充電電流は抵抗Ｒ６の抵抗値を適切に選択することにより決めることができる。図１に示す電源回路は充電可能電池用の低速充電器又は細流充電器として特に好適である。
キャパシタＣ３の充電プロセスは順方向期間における２次巻線Ｗ２の両端間の正電圧差によっても決まる。この電圧差は正電源端子Ｎ７の入力電圧に比例し、この入力電圧は整流幹線電圧に比例し、この幹線電圧は１００Ｖから２４０Ｖまで変化させることができる。幹線電圧が高くなればなるほど、キャパシタＣ３を充電するのに要する時間が長くなる。高い幹線電圧のためにスイッチングトランジスタＴ２がターンオフするピーク電流に急速に到達する場合には、キャパシタＣ３の充電時間が長くなる。その結果として、繰返し周波数が適応制御され、変化する幹線電圧に対する補償が得られる。
スイッチングトランジスタＴ２はバイポーラトランジスタである。しかし、この目的のためには他のタイプのトランジスタを使用することもできる。その例としては、ダーリントントランジスタ、ユニポーラＭＯＳトランジスタ（第１主電極、第２主電極及び制御電極がソース、ドレイン及びゲートにそれぞれ対応する）、又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）がある。
始動時に、トランジスタＴ１が抵抗Ｒ２を経てベース電流を受信し、ターンオンする。このとき、供給端子Ｎ３の電圧がツェナーダイオードＤ７により安定化される。このとき、キャパシタＣ３がまだ抵抗Ｒ６を経て充電される必要があるため、スイッチングトランジスタＴ２はカットオフのままである。スイッチングトランジスタＴ２がターンオンするとすぐに、両トランジスタＴ１及びＴ２が飽和状態に駆動されるため、供給端子Ｎ３の電圧が減少する。このときツェナーダイオードＤ７がカットオフになる。スイッチングトランジスタＴ２がターンオフすると、ツェナーダイオードＤ７はターンオンし、トランジスタＴ１がスイッチングトランジスタＴ２のコレクタ電圧を、ツェナーダイオードＤ７のツェナー電圧とトランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧とにより決まる値に制限する。
供給抵抗Ｒ２はツェナーダイオードＤ７のバイアス電流を供給し、その抵抗値は電力消費を最小にするためにできるだけ高く選択するのが好ましい。しかし、その抵抗値は高くしすぎると、スイッチングトランジスタＴ２がトランジスタＴ１からの電流を流すときにトランジスタＴ１に十分なベース電流を供給することができなくなる。これは、二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２とトランジスタＴ１のベースとの間に直列に接続されたダイオードＤ４及び限流抵抗Ｒ４により克服される。このよにすると、順方向期間における二次巻線Ｗ２の両端間の正電圧の正帰還がトランジスタＴ１のベースの駆動にも作用する。フライバック期間では、二次巻線Ｗ２の両端間の電圧が逆転し、負になる。このときダイオードＤ４がカットオフし、トランジスタＴ１のベースの電圧に対する電圧安定化が妨害されるのを阻止する。
ツェナーダイオードＤ５のしきい値電圧に到達すると、電流が二次線Ｗ２、キャパシタＣ３、抵抗Ｒ５、ツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６を経て流れる。この電流は順方向期間に二次巻線の両端間に現れる正電圧に依存する。この正電圧は幹線電圧に依存する。従って、高い幹線電圧の場合には、ツェナーダイオードＤ５を流れる電流は低幹線電圧の場合より大きくなる。この場合、ツェナーダイオードＤ５の内部抵抗が変化するしきい値電圧を生じ、その結果としてスイッチングトランジスタＴ２のカットオフ点が幹線電圧に依存する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは同時に５Ｖ以上の高いツェナー電圧を有する高電圧型である。このことは、変成器の二次電圧が電池を低電圧で附勢するために低い場合、又は抵抗Ｒ３の抵抗値を電力消費の最小化のために小さくする必要がある場合に望ましくない。
図２はしきい値電圧の変化が小さいしきい値素子を具える実施例を示す。抵抗Ｒ７を抵抗Ｒ５とスイッチングトランジスタＴ２のベースとの間に配置する。抵抗Ｒ５及びＲ７間の接続点を追加のツェナーダイオードＤ８を経てダイオードＤ６のアノードに接続する。この追加のツェナーダイオードＤ８のツェナー電圧はツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧より高くする。この追加のツェナーダイオードＤ８は二次巻線Ｗ２の両端間の電圧をほぼ一定値に制限するため、ツェナーダイオードＤ５を流れる電流はほぼ一定になり、そのしきい値電圧は幹線電圧に殆ど依存しなくなる。従って、ツェナーダイオードＤ５及びＤ８として比較的高い内部抵抗を有する低電圧型のものを選択することができる。
図３はツェナーダイオードＤ５のしきい値電圧の変化に対し他の解決方法を使用する実施例を示す。本例ではツェナーダイオードＤ５を抵抗ＲｓとツェナーダイオードＺの直列接続と置き換える。これと並列にＮＰＮトランジスタＴＮのコレクタ−エミッタ通路を配置し、そのベースをツェナーダイオードＺと抵抗Ｒｓとの接続点に接続する。トランジスタＴＮは、これがない場合にツェナーダイオードＺを流れる電流の大部分を処理する。トランジスタＴＮのベース−エミッタ電圧が抵抗Ｒｓの両端間の電圧降下を安定化するとともにツェナーダイオードＺを流れる電流を安定化する。
ツェナーダイオードＤ７は端子Ｎ６に接続する。これは、電池Ｂの電圧が供給端子Ｎ３の安定化電圧を決定するファクタの一つであることを意味する。この安定化電圧は、既に説明したように、待ち期間の長さ及び発振サイクルの繰返し周波数の尺度である。ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの正端子に接続した場合には、待ち期間は電池電圧と無関係になる。しかし、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの負端子に接続することにより、電源回路が電池の遮断又は欠落に対し保護される。電池が遮断されると、スイッチングトランジスタＴ２を経て電流が流れることができず、その結果としてトランジスタＴ１にも流れない。トランジスタＴ１及びＴ２がカットオフに維持され、供給端子Ｎ３の電圧がスイッチングトランジスタＴ２に対し安全な値に制限される。従って、トランジスタＴ２は降伏し得ないが、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの正端子に接続した場合にはトランジスタＴ２は降伏し得る。
図４はカスコードトランジスタＴ１をＭＯＳトランジスタで構成した実施例を示す。トランジスタＴ１のゲートは、このトランジスタのターンオン時に殆ど電流を流さないため、ダイオードＤ４及び抵抗Ｒ４を省略することができる。トランジスタＴ１のゲートに発生しうる過渡電圧に対処するために、オプションとしてキャパシタＣ５をツェナーダイオードＤ７の両端間に接続する。バイポーラトランジスタＴ１を使用する実施例と異なり、ツェナーダイオードＤ７はスイッチングトランジスタＴ２がターンオンしても導通状態に維持される。スイッチングトランジスタＴ２が飽和するとき、トランジスタＴ１のソース電極の電圧が減少する。増大したゲート−ソース電圧がトランジスタＴ１を所望の導通状態に駆動する。
ダイオードＤ６は第３キャパシタＣ３の急速充電を禁止する。このダイオードＤ６の存在は電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で切り換え可能にする。ダイオードＤ６を短絡することにより、キャパシタＣ３の両端間の負電圧遷移をフライバック期間に急速に補償することができ、これは、このときツェナーダイオードＤ５は順方向極性のダイオードとして動作するためである。この結果として、スイッチングトランジスタＴ２のベース電圧がスイッチングトランジスタＴ２を再び導通状態に駆動するのに適当な正の値に急速になる。この場合には発振サイクルの繰返し周波数は相当高くなり、その結果として電池Ｂ又は別の負荷に供給される電流の平均値が増大する。ダイオードＤ６の両端間のスイッチにより、電池Ｂの充電を低速充電から高速充電へ切り換えることができる。
図５は電子スイッチを具える実施例を示す。この電子スイッチは、例えば、第１端子Ｎ１に接続されたエミッタ、ダイオードＤ６のアノードに接続されたコレクタ及び限流抵抗Ｒ７を経て第２端子Ｎ２に接続されたベースを有するバイポーラＰＮＰトランジスタＴ３で構成する。フライバック期間において、第２端子Ｎ２は第１端子Ｎ１対し負であり、その結果としてトランジスタＴ３がターンオンし、ダイオードＤ６を短絡する。電池Ｂの電圧が過度に増大し、電池Ｂが過充電されるのを阻止するために、電池電圧センサと、電池電圧が所定値を越えるときトランジスタＴ３の駆動を停止するスイッチとを設ける。電圧センサは電池Ｂの両端間に直列に接続された抵抗Ｒ８及びＲ９を具える分圧器の形態にする。スイッチは、例えば、第１端子Ｎ１に接続されたエミッタ、トランジスタＴ３のベースに接続されたコレクタ及び分圧器のタップに接続されたベースを有するＰＮＰトランジスタで構成する。電池電圧が所定値を越えると、トランジスタＴ４がターンオンし、トランジスタＴ３のベース−エミッタ接合が短絡される。トランジスタＴ３及びＴ４として、バイポーラトランジスタの代わりに、ユニポーラ（ＭＯＳ）トランジスタを使用することもできる。適切なインターフェース回路を用いて、トランジスタＴ４が別の電池状態を表す信号、例えば充電中の電池の温度又は電池内の圧力に応答する信号により駆動されるようにすることもできる。順方向期間において、トランジスタＴ３は、抵抗Ｒ７、分圧器Ｒ８，Ｒ９及びトランジスタＴ４の導通コレクタ−ベース接合により、過大ベース−エミッタ電圧に対し保護される。
トランジスタＴ３及びＴ４の存在はツェナーダイオードＤ５の使用なしでスイッチングトランジスタＴ２のカットオフ点の変化の発生を回避することができる。図６はツェナーダイオードＤ５を省略した実施例を示す。ダイオードＤ６も省略されている。この場合には抵抗Ｒ７をキャパシタＣ６を経て第２端子Ｎ２に接続する。更に、ダイオードＤ８をトランジスタＴ４のベース−エミッタ接合間に接続し、そのアノードをトランジスタＴ４のベースに接続する。図７は、トランジスタＴ３及びＴ４及びダイオードＤ８が順方向期間においてどの様に動作するかを示す。この期間において両トランジスタＴ３及びＴ４のコレクタ−ベース接合が導通状態になり、しきい値電圧は３つの接合電圧の和（約２．１Ｖ）に等しくなる。それらのコレクタ−ベース接合が導通すると、トランジスタＴ３及びＴ４は逆モードで動作し、即ちコレクタがエミッタとして、エミッタがコレクタとして動作する。こうして得られるしきい値素子の内部抵抗は特に逆動作モードにおけるこれらのトランジスタの電流利得、従って特にトランジスタＴ３の適度の電流利得に依存する。フライバック期間においては、トランジスタＴ３及びＴ４は図５に示す実施例につき述べたように動作する。キャパシタＣ６は、始動電流がトランジスタＴ３のコレクタ−ベース接合、抵抗Ｒ７及び二次巻線を経て電池へ流れるのを阻止する。
図８は、幹線電圧の変化の影響を更に補償しうる実施例を示す。本例では図６に示す回路配置のダイオードＤ８を、エミッタが第１端子Ｎ１に接続され、コレクタがトランジスタＴ３のベースに接続され、且つベースがトランジスタＴ４のベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴ５と置き換える。更に、トランジスタＴ４のコレクタを抵抗Ｒ１１を経てトランジスタＴ３のベースに接続する。この抵抗Ｒ１１により補償程度を調整することができる。図９は順方向期間における状態を示す。しきい値電圧はトランジスタＴ３のコレクタ−ベース電圧とトランジスタＴ５のコレクタ−エミッタ電圧との和である。トランジスタＴ４のコレクタ−ベース電圧とトランジスタＴ５のベース−エミッタ電圧との和であるトランジスタＴ４のコレクタの電圧はトランジスタＴ５により一定にに維持され、トランジスタＴ５は抵抗Ｒ７を経て供給される電流と同じ大きさの電流をトランジスタＴ４のコレクタから引き出す。その結果として、トランジスタＴ５のコレクタの電圧は、抵抗Ｒ１１とＲ７との比に決まり且つ抵抗Ｒ７により供給される電流に比例する係数だけ減少する。抵抗Ｒ７はキャパシタＣ６を経て二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２に接続されているため、トランジスタＴ５のコレクタの電圧は幹線電圧の一次関数として増減する。その結果として、スイッチングトランジスタＴ２のターンオフ瞬時が幹線電圧に比例して変化する。
キャパシタＣ６は始動電流がトランジスタＴ３のコレクタ−ベース接合、抵抗Ｒ１１及びＲ７及び二次巻線Ｗ２を経て電池Ｂにリークするのを禁止する。同一の理由のために、抵抗Ｒ７をキャパシタＣ３に接続しないでキャパシタＣ４を省略しうるようにしている。これは、この場合には始動電流が抵抗Ｒ７、トランジスタＴ４のコレクタ−ベース接合及び抵抗Ｒ８を経てリークするためである。二次巻線Ｗ２の両端間の平均電圧は零であり、且つキャパシタＣ６の充電路及び放電路のインピーダンスはほぼ等しいため、キャパシタＣ６の両端間の平均電圧もほぼ零になる。抵抗Ｒ７とキャパシタＣ６の時定数がスイッチングサイクル時間に対し大きい場合には、キャパシタＣ４が幹線電圧補償に及ぼす影響は無視しうる。しかし、小さい時定数の場合でも幹線電圧補償は依然として満足に調整しうること明らかである。
図８は、スイッチＳＷにより電池Ｂに接続することができるモータＭも示す。更に、平滑キャパシタＣ７が追加の妨害抑圧用に設けられている。モータＭは幹線電圧から充電される充電可能電池を具えるシェーバのモータとすることができる。電源回路の動作は、直列抵抗Ｒ１０を経て二次巻線Ｗ２の端子Ｎ１及びＮ２に接続されたＬＥＤ Ｄ９により表示される。
高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御することができる。図１０Ａは分圧器Ｒ８、Ｒ９により測定される電池電圧の制御に基づく第１の方法を示す。この場合には電池を流れる平均充電電流ＩBが他の電池電圧ＶBのときに高い値から低い値へ切り換わる。図１１は、分圧器Ｒ８，Ｒ９のタップ電圧を抵抗Ｒ１２を経て変化させる制御ユニットＣＵを具える実施例を示す。この制御ユニットはこれを種々のパラメータ、例えば電池の温度、モータの回転又は非回転（図１１には示されていない）、充電中の電池の電圧変化、経過時間に応答して、又は他の形態の電池管理に基づいて行うことができる。
しかし、更に抵抗Ｒ６の値を変化させ、その結果として図１０Ｂに示すように比較的小さい低速充電電流を比較的大きい高速充電電流に増大させることができる。この目的のために、図１１では抵抗Ｒ６を２つの抵抗に分割し、その一方の抵抗を制御ユニットＣＵにより制御されるトランジスタＴ６により短絡しうるようにする。抵抗Ｒ６の抵抗値を切り換えるためにディジタル制御信号により、又は抵抗Ｒ６の抵抗値を変調するためにアナログ信号によりトランジスタＴ６をターンオン及びターンオフすることができる。
制御ユニットＣＵはその電源電圧を、ダイオードＤ１０を経て供給端子Ｎ３に接続され且つ平滑キャパシタＣ８を経て接地された電源端子Ｎ７から受信する。スイッチングトランジスタＴ２が導通するときダイオードＤ１０がカットオフし、平滑キャパシタＣ８の放電を阻止する。トランジスタＴ１がそのベースの安定化電圧に対し能動バッファを構成するため、平滑キャパシタＣ８を比較的小さくすることができる。
図１２は、電池Ｂの負端子の代わりに電池Ｂの正端子を接地した実施例を示す。本例は例えば図８の実施例に適用したものであるが、上述した任意の他の実施例も同様に変更することができる。その結果として一次巻線Ｗ１を流れる電流はもはや電池Ｂ及び負荷を流れない。同様に、ツェナーダイオードＤ７のアノードを電池Ｂの正端子又は負端子に随意に接続することができる。しかし、電池の遮断又は欠落に対する上述の保護は、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの負端子に接続した場合にのみ有効となる。
図１３は図１に示す実施例にほぼ同一である実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６が省略され、第１端子Ｎ１がスイッチングトランジスタのエミッタに直接接続され、抵抗Ｒ３が端子Ｎ６と接地との間に接続されている。更に、エミッタが接地され、ベースが端子Ｎ６に接続され、コレクタがスイッチングトランジスタＴ２のベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴＳが付加されている。順方向期間に抵抗Ｒ３を流れる増大電流が抵抗Ｒ３の両端間に増大電圧差を発生する。この電圧差がトランジスタＴＳのベース−エミッタ接合しきい値電圧を越えると同時に、トランジスタＴＳがターンオンし、スイッチングトランジスタＴ２のベースを接地にプルダウンし、その結果としてスイッチングトランジスタＴ２をターンオフする。その後のこの実施例の動作は図１につき述べたとおりである。必要に応じ、抵抗Ｒ６の抵抗値を図１１に示すように切り換える、又は変化させることができる。
図１４は図１３に示す実施例の変形例を示す。図１４では電池Ｂを一次回路内に含めない。抵抗Ｒ３をスイッチングトランジスタＴ２のエミッタと接地との間に接続する。トランジスタＴＳのコレクタと直列のダイオードＤＳによりキャパシタＣ３がトランジスタＴＳのコレクタ−ベース接合及び抵抗Ｒ３を経て放電するのを阻止する。
図１５は一次電流の測定に抵抗Ｒ３を使用しない実施例を示す。図１５に示す回路は図１３に示すものとほぼ同一である。しかし、端子Ｎ６が直接接地されている。トランジスタＴＳの駆動用制御信号は、変圧された入力電圧が二次巻線Ｗ２の両端間に発生する順方向期間中に第２端子Ｎ２の電圧を積分することにより得られる。この積分器は第２端子Ｎ２と接地との間の抵抗Ｒ２０とキャパシタＣ２０の直列接続を具える。抵抗Ｒ２０とキャパシタＣ２０との接続点を分圧器Ｒ２１／Ｒ２２を経てトランジスタＴＳのベースに接続する。
図１６は図１に示す実施例にほぼ同一の実施例を示す。しかし、本例ではツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６が省略されている。これらの素子の代わりに、エミッタが接地され、コレクタがスイッチングトランジスタＴ２のベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴＳが付加されている。トランジスタＴＳのベースは抵抗Ｒ２６を経て接地するとともに抵抗Ｒ２５を経てトランジスタＴＤのコレクタに接続する。トランジスタＴＤのエミッタは抵抗Ｒ２３を経てスイッチングトランジスタＴ２のエミッタに接続し、そのベースはツェナーダイオードＤ２０及びダイオードＤ２１の直列接続を経て第１端子Ｎ１に接続する。更に、トランジスタＴＤのベースは抵抗Ｒ２４を経てスイッチングトランジスタＴ２のエミッタに接続する。
抵抗Ｒ３の両端間の電圧が増大する場合には、ツェナーダイオードＤ２０が降伏し、トランジスタＴＤのベースの電圧を一定に維持する。更に増大すると、抵抗Ｒ２４の両端間の電圧降下がトランジスタＴＤをターンオンする。トランジスタＴＤのコレクタ電流が抵抗Ｒ２５及びＲ２６を経てトランジスタＴＳを駆動し、このトランジスタＴＳがスイッチングトランジスタＴ２のベースを接地に短絡する。トランジスタＴＳのスイッチング動作はトランジスタＴＳのコレクタとトランジスタＴＤのベースとの間のキャパシタＣ２１を経る正期間により加速される。
図１７は、電源回路ＰＳ，電池Ｂ及びモータＭを収納するハウジング１を有する電気シェーバを示す。モータＭがスイッチＳＷによりスイッチオンされ、シェーバヘッドを駆動する。
Claims (22)
- 入力電圧から負荷を給電する電源回路であって、一次巻線及び二次巻線を有する変成器と；制御電極と、主電流通路を規定する第１及び第２主電極とを有し、該主電流通路が入力電圧に前記一次巻線と直列に接続され、前記一次巻線に電流を通すスイッチングトランジスタと；前記電流が予定値を越えるとき前記スイッチングトランジスタをターンオフする手段と；前記二次巻線の第１端子と前記二次巻線の第２端子との間に接続された給電すべき負荷と第１ダイオードの直列接続であって、給電すべき負荷が前記第１端子に、第１ダイオードが前記第２端子に接続されている直列接続と；前記第２端子と前記制御電極との間に接続されたキャパシタと第１抵抗の直列接続と；前記制御電極と電源端子との間に接続された第２抵抗とを具えた電源回路において、
当該電源回路は、更に、前記スイッチングトランジスタの前記第２主電極と前記第２抵抗とに結合された第１主電極、前記一次巻線に結合された第２主電極、及び前記入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えていることを特徴とする電源回路。 - 前記ターンオフ手段が、前記スイッチングトランジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、その制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えていることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
- 前記ターンオフ手段が、前記第２端子に結合され、積分信号を発生する積分器と、前記スイッチングトランジスタの制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えていることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
- 前記ターンオフ手段が、前記スイッチングトランジスタの第１主電極と直列に配置された感知抵抗と、その制御電極と前記第１端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしきい値素子とを具えていることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
- 前記しきい値素子と直列に第２ダイオードが配置され、該第２ダイオードが前記スイッチングトランジスタの制御電極の電圧の制限中導通することを特徴とする請求項４記載の電源回路。
- 前記第２ダイオードと並列に、該第２ダイオードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする請求項５記載の電源回路。
- 当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段を具えていることを特徴とする請求項６記載の電源回路。
- 前記第２ダイオードが前記二次巻線の第１端子に接続された第１電極及び前記しきい値素子に接続された第２電極を有し、前記スイッチが、前記第１端子に接続された第１主電極、前記第２ダイオードの第２電極に結合された第２主電極及び前記二次巻線の第２端子に結合された制御電極を有する第１トランジスタと、前記第１端子に接続された第１主電極、前記第１トランジスタの制御電極に結合された第２主電極及び制御電極を有する第２トランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ前記第２トランジスタの制御電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする請求項７記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、前記第１端子に接続されたエミッタ、前記スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び前記二次巻線の第２端子に結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、前記第１端子に接続されたエミッタ、前記第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイオードを経て前記第１端子に接続されたベースを有する第２バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ前記第２バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする請求項４記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、前記第１端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び前記二次巻線の第２端子に直列抵抗を経て結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、前記第１端子に接続されたエミッタ、前記第１バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第２バイポーラトランジスタと、前記第１端子に接続されたエミッタ、前記第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対導電型の第３バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ前記第２バイポーラトランジスタのベース及び前記第３バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする請求項４記載の電源回路。
- 当該電源回路が前記分圧器のタップの電圧を制御する手段を具えていることを特徴とする請求項８、９又は１０記載の電源回路。
- 前記他のトランジスタの制御電極が抵抗を経て入力電圧を受信するよう接続されているとともに他のしきい値素子を経て給電すべき負荷と前記第１ダイオードとの間の接続点に接続されていることを特徴とする請求項４〜１１の何れかに記載の電源回路。
- 前記しきい値素子がツェナーダイオードを具えていることを特徴とする請求項４〜１２の何れかに記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、前記第１キャパシタ及び前記第１抵抗の直列接続と前記スイッチングトランジスタの制御電極との間に接続された他の直列抵抗と、前記スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第１ツェナーダイオードと、前記スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗を経て接続された第２ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする請求項１３記載の電源回路。
- 前記しきい値素子が、ツェナーダイオードと他の直列抵抗の直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタとを具えていることを特徴とする請求項１３記載の電源回路。
- 前記第１抵抗と並列に第２キャパシタが配置されていることを特徴とする請求項１〜１５の何れかに記載の電源回路。
- 当該電源回路が、更に、前記他のトランジスタの制御電極と前記二次巻線の第２端子との間に接続されたダイオードと抵抗の直列接続を具えていることを特徴とする請求項１〜１６の何れかに記載の電源回路。
- 前記第２抵抗の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする請求項１〜１７の何れかに記載の電源回路。
- 前記他のトランジスタの制御電極が抵抗を経て入力電圧を受信するよう接続されているとともに他のしきい値素子を経て固定電位点に接続されていることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源回路。
- 前記他のしきい値素子はツェナーダイオードを具えていることを特徴とする請求項１９記載の電源回路。
- 当該電源回路が、更に、前記他のトランジスタの第１主電極と他の電源端子との間に接続されたダイオードと、前記他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えていることを特徴とする請求項１〜２０の何れかに記載の電源回路。
- 充電可能電池と、電気モータと、該モータを電池に接続するスイッチと、該電池及び／又はモータを附勢する請求項１〜２１の何れかに記載の電源回路とを具えた電気シェーバ。
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