JP2730787B2 - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JP2730787B2
JP2730787B2 JP2029729A JP2972990A JP2730787B2 JP 2730787 B2 JP2730787 B2 JP 2730787B2 JP 2029729 A JP2029729 A JP 2029729A JP 2972990 A JP2972990 A JP 2972990A JP 2730787 B2 JP2730787 B2 JP 2730787B2
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Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、第１及び第２電源端子間に、変成器の一次
巻線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッ
チと、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１
ダイオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテ
リを充電する電源回路であって、前記の第２直列回路は
バッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の
二次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の
第１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰
還通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コン
デンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側
の前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの
陰極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の
第１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記
の第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１
スイッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は
前記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部
に結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタ
スイッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された
第２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制
御入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源
回路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流
充電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えて
いる当該電源回路に関するものである。
このような電源回路は、整流した交流電圧か或いは直
流電圧とすることのできる入力電圧でバッテリを励起す
るか又は負荷に電力を供給するか又はこれらの双方を行
うのに用いることができる。このような電源回路は特に
バッテリを充電するか又はモータに電力を与えるか又は
これらの双方を行う為に電気かみそりに用いるのが適し
ている。
（従来の技術） 上述した種類の電源回路は欧州特許出願第0226253号
明細書から既知である。この既知の電源回路では、いわ
ゆる順方向期間中一次巻線に電流が流れ、その結果変成
器にエネルギーが蓄積される。一次電流は抵抗の両端間
の電圧に変換される。この電圧が特定の値に達すると、
第１スイッチング手段が第１トランジスタスイッチをタ
ーン・オフさせ、一次電流を遮断させる。この蓄積エネ
ルギーはいわゆる逆方向期間中二次巻線及び第１ダイオ
ードを経て、直線的に減少する充電電流としてバッテリ
に供給される。逆方向期間後、二次巻線と第１トランジ
スタスイッチの制御入力端子との間の正帰還により次の
順方向帰還が開始される。このようにして比較的大きな
電流で比較的急速にバッテリを充電しうる。
バッテリが過充電により損傷されるのを防止する為
に、既知の電源回路は、バッテリ電圧がしきい値を越え
た場合に第１スイッチング手段を介して電源回路をター
ン・オフさせ次にバッテリ電圧が特定の第２の値以下に
降下した瞬時に電源回路を動作させる第２スイッチング
手段を具えている。この結果として電源回路はバッテリ
電圧がしきい値を最初に越えると充電から細流充電に切
換わる。
（発明が解決しようとする課題） しかし従来の電源回路における第２スイッチング手段
は比較的多数の素子を有し、これにより電源回路は素子
の製造誤差の影響を一層受けやすくなる。
本発明の目的は、細流充電モードへの切換えを行なう
簡単なスイッチング手段を有する電源回路を提供するこ
とにある。
（課題を解決するための手段） 本発明は、第１及び第２電源端子間に、変成器の一次
巻線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッ
チと、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１
ダイオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテ
リを充電する電源回路であって、前記の第２直列回路は
バッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の
二次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の
第１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰
還通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コン
デンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側
の前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの
陰極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の
第１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記
の第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１
スイッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は
前記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部
に結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタ
スイッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された
第２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制
御入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源
回路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流
充電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えて
いる当該電源回路において、前記のツェナーダイオード
の陽極が前記の第１抵抗の一端に結合され、前記の第２
スイッチング手段が、前記の第１スイッチング手段の第
１入力端子と第２電源端子との間に配置された、第３抵
抗と制御入力端子を有する第２トランジスタスイッチと
第４抵抗との直列回路を有し、前記の第２トランジスタ
スイッチの制御入力端子は第２抵抗と第１コンデンサと
の間のノードに結合され、前記の第２抵抗にはこれと並
列に第３ダイオードが配置されていることを特徴とす
る。
第２スイッチング手段に対しこの電源回路で必要とす
る追加の回路素子は３つの抵抗及び１つのトランジスタ
のみであり、従って本発明による電源回路を簡単に実現
しうる。逆方向期間中コンデンサの両端間に現れ逆方向
期間の終了時にバッテリ電圧に比例する電圧が逆方向期
間の終了時に第２トランジスタスイッチをターン・オフ
させる。バッテリが完全に充電された場合には、第３抵
抗の両端間に現れるバッテリ電圧の一部分が第１スイッ
チング手段を附勢するのに従って次の順方向期間を禁止
するのに充分大きくなり、この禁止は、第１コンデンサ
の両端間の電圧が第３抵抗の両端間の電圧により最早や
第１スイッチング手段を附勢状態に保つのに充分でなく
なるような値に減少するまで続けられる。このようにし
て１つの逆方向期間後多数の順方向期間が禁止され、こ
れにより平均充電電流を減少させるとともに電源回路を
常規充電モードから細流充電モードへ切換える。
常規充電から細流充電への切換えを行なう電圧は、こ
れがスイッチによりバッテリと並列に接続しうるモータ
のモータ電圧に等しくなるように選択しうる。この場合
電源回路は、モータ負荷に依存して細流充電電流から常
規充電電流へ変化する電流を供給しうる定電圧源を構成
する。本発明による電源回路は負荷の変化に極めて急速
に応答し、モータ速度が一定で負荷に依存しない。
請求項１又は２に記載した本発明による電源回路の第
１実施態様では、前記の第１スイッチング手段の第２入
力端子と、前記の第２抵抗及び前記の第１コンデンサ間
のノードとの間に第５及び第６抵抗の直列回路が配置さ
れ、前記の第２トランジスタスイッチの制御入力端子が
前記の第５及び第６抵抗間のノードに接続されているよ
うにする。第２トランジスタスイッチがターン・オンさ
れる電圧は第５及び第６抵抗により正確に規定しうる。
本発明による電源回路の第２実施態様では、前記の第
４抵抗は２つの抵抗の直列回路を以って構成され、これ
ら２つの抵抗間のノードが第７抵抗を経て、充電電流か
ら細流充電電流への切換えが行われる電圧を高める制御
信号を受ける制御入力端子に結合されているようにす
る。このようにすることにより、放電したバッテリを急
速に再充電しうる。この実施態様では更に、前記の第１
トランジスタスイッチをターン・オフさせる前記の特定
の電圧を増大させる為に第７抵抗を正のバッテリ端子に
結合するか、或いは他の実施態様によれば、前記の２つ
の抵抗間のノードは第３トランジスタのベースに接続さ
れ、そのコレクタ及びエミッタは前記の２つの抵抗間の
ノード側とは反対側のこれら抵抗の端部に結合され、前
記の第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる前
記の特定の電圧を高める為に前記の第７抵抗を前記の第
３トランジスタのエミッタに結合されているようにす
る。
本発明による電源回路の第３実施態様では、前記の第
１スイッチング手段の第２入力端子は、入力電圧が増大
すると減少する基準電圧を生じる基準電圧源により、前
記の第１トランジスタスイッチの側とは反対側の第１抵
抗の端部に結合されているようにする。これらの構成に
より、入力電圧がスイッチング周波数の増大の結果とし
て増大する際に電源回路の出力電流が増大するのを阻止
する。
本発明による電源回路の第４実施態様では、前記の第
１スイッチング手段が第５トランジスタを有し、そのエ
ミッタがこの第１スイッチング手段の第１入力端子に接
続され、そのベースがこの第１スイッチング手段の第２
入力端子に接続され、そのコレクタが第11及び第12抵抗
の直列回路により第２電源端子に結合され、これら第11
及び第12抵抗間のノードが第６トランジスタのベースに
接続され、この第６トランジスタのコレクタが第１トラ
ンジスタスイッチの制御入力端子に結合され且つ第２コ
ンデンサを経て第１スイッチング手段の第２入力端子に
結合されているようにする。
（実施例） 第１図は本発明による電源回路の第１実施例の回路図
を示す。この回路は整流された交流電圧或いは直流電圧
としうる入力電圧を受ける２つの入力端子１及び２を有
する。これら入力端子１及び２間には変成器の一次巻線
N1と、トランジスタT1のコレクタ−エミッタ通路と、抵
抗R1との直列回路及び二次巻線N2及び整流ダイオードD1
の直列回路が配置されている。端子４及び２間にはバッ
テリＢが接続されており、このバッテリＢは本例の場合
２つのニッケル−カドミウム電池９及び10の直列回路を
以って構成する。このバッテリＢにはスイッチS1により
例えば電気かみそりのモータＭを並列に接続することが
できる。二次巻線N2及びダイオードD1間のノード５とト
ランジスタT1のベースとの間には抵抗R2とコンデンサC1
と抵抗R3との直列回路が配置されている。またコンデン
サC1及び抵抗R3間のノード７と、端子４に近い方の抵抗
R1の端部との間にはツェナーダイオードD2が配置されて
いる。トランジスタT1のベースは始動抵抗R6によりトラ
ンジスタT1のコレクタに接続されている。或いはこの抵
抗R6は入力端子に接続することもできることに注意すべ
きである。抵抗R1の端部３及び４は第１スイッチング手
段15の入力端子16及び17にそれぞれ接続され、第１スイ
ッチング手段15の出力端子18はトランジスタT1のベース
に接続されている。本例では、スイッチング手段15はト
ランジスタT3を有し、そのエミッタは入力端子16に結合
され、ベースは入力端子17に結合され、コレクタは２つ
の抵抗R7及びR8の直列回路を経て第２電源端子２に結合
されている。これら２つの抵抗間のノードはトランジス
タT4のベースに結合され、そのエミッタは第２電源端子
に結合され、そのコレクタは出力端子18に且つコンデン
サC2を経て入力端子17に結合されている。トランジスタ
T3及びT4は抵抗R7及びR8やコンデンサC2と相俟ってダイ
ミナミックシュミット・トリガ回路を構成している。ま
た抵抗R4とトランジスタT2のコレクタ−エミッタ通路と
抵抗R5との直列回路が第１入力端子16と電源端子２との
間に配置されている。トランジスタT2のベースは抵抗R2
とコンデンサC1との間のノードに接続されている。抵抗
R2にはダイオードD3が並列に配置されている。トランジ
スタT2のエミッタはツェナーダイオードD4により抵抗R1
の端部４に接続されており、ツェナーダイオードD4と直
列にダイオードD4′が配置され、これら２つのダイオー
ドの陽極或いは陰極が互いに対向している。
第１図の回路の動作を、しばらくの間トランジスタT
2、抵抗R5及びダイオードD3の効果を無視して以下に説
明する。まずスイッチS1が開放しており、電源回路が電
池９及び10に対する充電電流のみを供給するものと仮定
する。入力電相が端子１及び２間に存在すると、小電流
が始動抵抗R6を経てトランジスタT1のベースに流れ、こ
のトランジスタが部分的に導通状態に駆動される。これ
により一次巻線N1に流れる電流により二次巻線N2の端子
間電圧を増大させ、従って抵抗R2、コンデンサC1及び抵
抗R3を経る正帰還の結果としてトランジスタT1が更に導
通状態に駆動される。この正帰還が連続する結果として
トランジスタT1が急激に飽和される。二次巻線N2の両端
間の電圧は一次巻線N1の両端間の電圧に、従って入力電
圧に比例する。従って、トランジスタT1のベース電流は
入力電圧に依存しない。その結果、入力電圧が増大する
場合にトランジスタT1のターン・オフ遅延の増大が生
じ、これによりバッテリＢの充電電流を不所望に増大さ
せる。しかし、トランジスタT1のベース電流によって、
ノード７における電圧がツェナーダイオードD2の降服電
圧に達するような電圧降下を抵抗R2の両端間に生ぜしめ
る。従って、トランジスタT1のベース電流が入力電圧に
依存しなくなり、常にトランジスタT1がある程度まで飽
和し、従ってターン・オフ遅延が入力電圧に依存しなく
なる。ベース電流の値は抵抗R3によって規定される。或
いはツェナーダイオードD2の陽極を第１トランジスタT1
のエミッタに直接結合することができる。しかし、第１
図の構造においては、順方向期間の開始時におけるトラ
ンジスタに対するベース電流が大きくなり、従ってトラ
ンジスタT1が充分にターン・オンされ順方向期間が急激
に開始されるという利点が得られる。更に、上述した構
造ではトランジスタT1が順方向期間の終了時にそれ程飽
和状態に駆動されず、従ってこのトランジスタがより一
層急激に遮断される。
トランジスタT1が上述したように基底状態になった
後、一次巻線N1を流れる電流は順方向期間中時間の一次
（線形）関数として増大とする。順方向期間中ノード５
における電圧は正である為、ダイオードD1は遮断されて
いる。一次電流は抵抗R1の両端間の電圧に変換され、こ
の電圧がトランジスタT3のベース−エミッタ接合及びツ
ェナーダイオードD4の直列回路に印加される。ツェナー
ダイオードD4の降服電圧に達すると、トランジスタT3の
ベース17における電圧は一定に保たれる。一次電流が更
に増大すると、抵抗R4の両端間の電圧は、トランジスタ
T3のしきい値電圧に達しこのトランジスタT3がターン・
オンされるまで増大する。トランジスタT3のコレクタ電
流は抵抗R7及びR8を経てトランジスタT4を導通状態に駆
動する為、トランジスタT1からベース電流が引出され
る。トランジスタT4のコレクタに現れる電圧ステップは
コンデンサC2を経てトランジスタT3のベースに伝達され
る為、トランジスタT3は急激に完全導通状態に駆動され
る。従って、トランジスタT3は充分にターン・オンさ
れ、トランジスタT1が急激に遮断される。
その結果、一次電流が無くなる為、二次巻線N2の両端
間の電圧の極性が反転され、ダイオードD1がターン・オ
ンされる。従って、順方向期間中変成器に蓄積されたエ
ネルギーがいわゆる逆方向期間中充電電流の形態でバッ
テリＢに供給される。この電流は時間の一次関数として
零まで減少する。逆方向期間中二次巻線N2の端部５にお
ける電圧は負でありダイオードD1の両端間の電圧に等し
くなる。逆方向期間の終了時には二次巻線N2の両端間の
電圧は零ボルトとなり、ノード５における電圧はバッテ
リ電圧に等しくなる。ノード５におけるこの正の電圧ス
テップが、ある時間後に次の順方向期間がR2,C1及びR3
を通る正帰還に応じて時間開始される。
上述したように電池９及び10は比較的大きな電流、例
えば各々が1.2Vの２つのICNiCd再充電可能電池の場合ほ
ぼ1.2Aの2C電流で比較的急激に充電されうる。
電池９及び10が過充電の結果として損傷されるのを防
止する為に、電源回路に極めて簡単なスイッチング手段
を設け、このスイッチング手段が、電池が完全充電状態
に達した際に常規電流から細流充電電流への切換えを行
なうようにする。これらのスイッチング手段はトランジ
スタT2と、抵抗R4,R5及びR11と、抵抗R2と一緒のダイオ
ードD3と、コンデンサC1と、ツェナーダイオードD2とを
有する。スイッチング手段は以下のように動作する。
電池９及び10が充電されると、トランジスタT3のエミ
ッタにおける電圧は順方向期間中少なくともバッテリ電
圧に等しくなる。トランジスタT2のベースにおける電圧
はバッテリ電圧と、ツェナーダイオードD2の降服電圧
と、コンデンサC1の両端間の電圧との和に等しく、順方
向期間中正である二次巻線N2の端子５に最も近くに位置
するコンデンサC1の端子６は端子７に比べて正である。
従って、トランジスタT3及びT2のベース−エミッタ電圧
の和は負であり、従ってトランジスタT2は順方向期間中
遮断される。この状態ではトランジスタT2のベースに電
流が流れない為、抵抗R11に電圧降下が生じない。逆方
向期間の開始時に二次巻線N2の両端間の電圧の極性が反
転される為、ダイオードD1がターン・オンされ、ノード
５における電圧は負の電源電圧（大地）から１つのダイ
オード電圧を引いた値に等しくなる。
この結果、コンデンサC1はツェナーダイオードD2及び
ダイオードD3を経て再充電される。抵抗R11を経てトラ
ンジスタT2のベースに結合されたノード６における電圧
は逆方向期間中ダイオードとして動作するツェナーダイ
オードD2によりバッテリ電圧から１つのダイオード電圧
を引いた値にクランプされる。トランジスタT3のエミッ
タ16における電圧はバッテリ電圧に等しい。従って、ト
ランジスタT3のエミッタ16とノード６との間の電圧差は
バッテリ電圧に等しい。この場合抵抗R11はトランジス
タT2のベース電流に対する電流制限抵抗として機能する
為、２つのベース−エミッタ電圧の合計はあまり大きく
なり得ない。実際逆方向期間の開始時には、バッテリの
両端間の電圧は、充電電流によりバッテリの内部抵抗の
両端間に生じる電圧の結果として実際のバッテリ電圧よ
りも著しく高くなる。従って、通常の状態の下ではトラ
ンジスタT2及びT3のベース−エミッタ接合の両端間の電
圧はベース−エミッタ電圧の２倍よりも高くなり、これ
らトランジスタT2及びT3は導通する。トランジスタT2が
充分な電流を流す限り、抵抗R4がトランジスタT3に適切
なベース−エミッタ電圧を保ち、このトランジスタT3を
導通状態に保ち且つトランジスタT2を介してスイッチン
グトランジスタT1を遮断状態に保つ。これによりトラン
ジスタT1をターン・オフ後再びターン・オンしないよう
にする。
内部抵抗がバッテリ電圧に及ぼす影響を無くす為に、
終電電流が零になった際の逆方向期間の終了時にバッテ
リ電圧を検出することにより、バッテリが適切に充電さ
れ細流充電に切換える必要があるかどうかの検出を行な
う。逆方向期間の終了時に二次巻線N2の両端間の電圧が
零ボルトになり、二次巻線とダイオードD1との間のノー
ド５における電圧は零ボルトからバッテリ電圧へ飛上
る。この電圧ステップをコンデンサC1と抵抗R2との間の
ノード６が直ちに追わない為、トランジスタT2のベース
における電圧は逆方向期間の終了時に直ちに変化しな
い。従って、コンデンサC1の両端間の電圧に等しい電圧
がトランジスタT3のエミッタとトランジスタT2のベース
との間に現れる。逆方向期間中、このコンデンサC1はバ
ッテリ電圧からダイオードD2の両端間の電圧を引いた値
まで充電される為、このコンデンサC1の両端間の電圧は
バッテリ電圧に比例する。電池が適切に充電されると、
コンデンサC1の両端間の電圧はトランジスタT2及びT3が
導通する程度の大きさとなる。
ツェナーダイオードD2はダイオードとして動作し導通
状態に維持される為、ツェナーダイオードD2側に位置す
るコンデンサC1の端子における電圧はバッテリ電圧とツ
ェナーダイオードD2の両端間の電圧との間の差に等しく
保たれる。スイッチングトランジスタT1がオフ状態を保
っている限り、ノード５はバッテリ電圧に保たれる。次
にこのノード５に近い方のコンデンサC1の端子が徐々に
この電圧になる。この時定数はR2及びC1を有する回路の
RC時定数で表わされる。この電圧が充分に高い限り、ト
ランジスタT2及びT3は導通状態を維持する。従って、ト
ランジスタT1が遮断状態を保ち、これにより次の順方向
期間の開始を禁止する。この場合トランジスタT2は適切
な範囲で導通状態を保っている。抵抗R1の両端間のわず
かな電圧降下とトランジスタT2のコレクタ−エミッタ電
圧とを無視する場合には抵抗R4及びR5の両端間の電圧は
バッテリ電圧に等しくなる。この場合、コンデンサC1の
両端間の電圧降下が、トランジスタT2が遮断する程度に
減少し且つ抵抗R4の両端間の電圧がトランジスタT3を導
通させるにはあまりにも小さすぎるようになるまでトラ
ンジスタT3が導通状態に保たれる。トランジスタT3が非
導通状態になると、次の順方向期間を開始せしめること
ができる。すなわち、少なくとも１個分のベース−エミ
ッタ電圧がコンデンサC1に得られるようになると、トラ
ンジスタT1が順方向期間の開始時に直ちに導通状態に駆
動される。従って、特定のバッテリ電圧に達し電池が適
切に充電されると、各１つの逆方向期間後に多数の順方
向期間が抑圧され、これにより平均充電電流を減少させ
る。このようにして例えば1.2Aの充電電流から0.12Aの
細流充電電流に切換えることができる。
第2a図は細流充電モードの一次電流を線図的に示して
おり、抑圧された順方向期間を破線で示してある。第2b
図は平均充電電流をバッテリ電圧の関数として線図的に
示している。
第１図に示す回路配置では、常規充電電流から細流充
電電流への切換え点をいかなる所望の電圧にも位置させ
ることができ、例えばモータ電圧に位置させることがで
きる。この場合、電源回路はスイッチS1を閉じた際に定
電圧源として動作し、この定電圧源はモータの負荷に応
じて細流充電電流から常規充電電流までの範囲の出力電
流を生じうる。これにより、負荷が増大した際にモータ
への供給電圧、従ってモータの回転速度が増大しないよ
うにする。
上述した回路は抽出電流及び電圧間の依存性を急峻と
する為、モータの負荷が変化した場合に、モータに供給
される電流が0.12A及び1.2A間で急激に変化し、モータ
速度が一定に保たれる。
第３図は本発明による電源回路の第２実施例を示す。
この第３図では第１図の素子と同一の素子に同じ符号を
付してある。本例では商用電圧を２つの端子20及び21を
介してブリッジ整流器Ｇに印加する。整流された電圧は
コイルL1と２つのコンデンサC3及びC4とを有するフィル
タ22により平滑化され、次に入力端子１に供給される。
一次巻線にはこれと並列にツェナーダイオードD5とダイ
オードD6との直列回路が配置され、一次巻線に流れる電
流が遮断された際のサージ電圧を抑圧するようになって
いる。
抵抗R10及びR11を有する分圧器はトランジスタT2のエ
ミッタ及びベース間に配置され、抵抗R10は好ましくは
可変抵抗とする。この分圧器はトランジスタT2を導通状
態に駆動する電圧、従って常規充電電流から細流充電電
流への切換えを行なう電圧を正確に調整しうるようにす
る。
更に、本例の抵抗R5は２つの抵抗R5a及びR5bに分割さ
れており、これら抵抗間のノードは抵抗R12により制御
入力端子25に接続されている。この入力端子25がバッテ
リの正端子に接続されると、バッテリ電圧の一部、例え
ばバッテリ電圧の半分が抵抗R12の両端間に現われる。
トランジスタT2が逆方向期間中基底状態になると、抵抗
R4及びR5aを有する分圧器が抵抗R12の両端間の電圧の一
部分を抵抗R4の両端間に現われるようにする。抵抗R4及
びR5aを適切な大きさとすることにより、信号入力端子2
5に信号が無い場合にトランジスタT3がターン・オンす
る電圧よりも２倍のバッテリ電圧だけ高い電圧でトラン
ジスタT3がターン・オンしうるようにできる。細流充電
電流へのこの切換えは常規使用中よりもバッテリ電圧だ
け高い電圧で行ないうる。このことは空になったバッテ
リを極めて急速に再充電するために用いることができ
る。更に、本例の電源回路はバッテリの正端子４とトラ
ンジスタT1のベースとの間に直列に配置した発光ダイオ
ードD7及び抵抗R9を有する。充電モード中このダイオー
ドD7は、これが連続点灯ダイオードであるかのような印
象を与えるような周波数で明滅する。従って、ダイオー
ドD7はバッテリ充電指示器として機能する。
第４図は本発明による電源回路の第３実施例を示し、
第３図と同じ素子には同じ符号を付してある。一次電流
が順方向期間中時間の一次関数として増大する速度は入
力電圧に比例する。従って入力電圧が増大する場合、ト
ランジスタT1がターン・オフする一次電流値に早く達す
るようになる。その結果電源回路のスイッチング周波数
が高くなり、従って入力電圧が増大すると平均充電電流
が増大する。入力電圧が増大する際に充電電流をできる
だけ一定に保つ為には、電源回路に入力電圧補償手段を
設ける。この目的の為に、第３図の回路のツェナーダイ
オードD4の代わりに基準電圧回路を用い、その基準電圧
が入力電圧の増大にともなって減少するようにする。こ
の基準電圧回路は抵抗R13及びR14の直列回路を有し、こ
の直列回路はトランジスタT2のエミッタと抵抗R1の端部
４との間に配置され、抵抗R13及びR14間のノードはトラ
ンジスタT6のベースに接続され、このトランジスタのコ
レクタは抵抗R13に接続され、エミッタは抵抗R14に接続
され、ベースは抵抗R15により二次巻線N2の端子５に接
続されている。順方向期間中抵抗R1の両端間の電圧の一
部分が分圧器R4,R13及びR14を経て抵抗R14の両端間に現
われ、二次巻線N2の両端間の電圧の一部分が分圧器R15,
R14を経てこの抵抗R14の両端間に現われる。抵抗R14の
両端間の電圧がトランジスタT6のしきい値電圧に達する
と、このトランジスタT6がターン・オンする。従ってコ
レクタ−エミッタ電圧はトランジスタT6のベース−エミ
ッタ電圧に、抵抗R13及びR14の抵抗値によって決まるフ
ァクタを乗じた値に等しくなる。この電圧は抵抗R1の両
端間の電圧が増大する際にもはや増大しない。入力電圧
が増大すると、二次巻線N2の両端間の電圧が増大し、こ
れにより抵抗R14の両端間の電圧を増大させる。このよ
うにして、入力電圧が増大する場合に抵抗R14の両端間
の電圧は一次電流の値の減少時にトランジスタT6のベー
ス−エミッタしきい値電圧に達し、従って入力電圧が増
大する場合にトランジスタT1が一次電流の値の増大時に
ターン・オフする。その結果回路の平均出力電流は入力
電圧に殆ど依存しなくなる。
第５図は本発明による電源回路の第４実施例を示し、
第４図と同じ素子には同一符号を付した。本例では抵抗
R15が順方向期間中二次巻線N2の正端子に接続されずに
一次巻線N1の正端子に接続される。或いは抵抗R15を回
路中で入力電圧に比例する電圧にあるいかなる他の点に
接続することもできる。本例では、更に、抵抗R5a及びR
5b間のノードがトランジスタT7のベースに接続され、こ
のトランジスタT7のエミッタはそのベース側とは反対側
の抵抗R5bの端部に接続され、コレクタはベース側とは
反対側の抵抗R5aの端部に接続されている。更に、トラ
ンジスタT7のベースは抵抗R12により制御入力端子25に
接続されている。トランジスタT2が導通していると、抵
抗R5bの両端間に生じる電圧がトランジスタT7のしきい
値電圧よりも高くなり、このトランジスタT7が導通す
る。従ってこのトランジスタT7のコレクタ−エミッタ電
圧がトランジスタT7のベース−エミッタ電圧と抵抗R5a
及びR5bの抵抗値によって決定されるファクタとの積に
等しい値に固定される。バッテリ電圧とトランジスタT7
の両端間の電圧との差が抵抗R4の両端間に現われ、細流
充電への切換えを行なう必要があるか否かを決定する。
端子25をトランジスタT7のエミッタに接続することによ
り抵抗R5b及びR12が互いに並列に接続される。抵抗R12
の値を抵抗R5bの値に対し適切に選択すると、トランジ
スタT7の両端間の電圧が増大する。このことは、抵抗R4
の両端間に現われるバッテリ電圧の部分が、端子25に信
号がない場合よりも小さくなるということを意味する。
その結果細流充電への切換えを行なうバッテリ電圧は最
初に述べた場合よりも高くなる。
本発明は上述した実施例に限定されず、幾多の変更を
加えうること勿論である。例えば、第１及び第２トラン
ジスタスイッチが複合トランジスタ或いは他の半導体ス
イッチング素子を有するようにすることができる。更に
第１スイッチング手段は図示以外の方法で構成すること
ができ、入力電圧補償手段をも図示以外の方法で構成す
ることもできる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による電源回路の第１実施例を示す回
路図、 第２図は、第１図の回路の動作を説明する特性曲線図、 第３図は、本発明による電源回路の第２実施例を示す回
路図、 第４図は、同じくその第３実施例を示す回路図、 第５図は、同じくその第３実施例を示す回路図である。 1,2……電源端子 9,10……ニッケルカドミウム電池 15……第１スイッチング手段 25……制御入力端子 Ｂ……バッテリ Ｇ……ブリッジ整流器

Claims (17)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１及び第２電源端子間に、変成器の一次
    巻線と、制御入力端子を有する第１トランジスタスイッ
    チと、第１抵抗との第１直列回路及び二次巻線と、第１
    ダイオードとの第２直列回路を具え、充電電流でバッテ
    リを充電する電源回路であって、前記の第２直列回路は
    バッテリ接続端子を有し、前記の電源回路は更に前記の
    二次巻線及び前記の第１ダイオード間のノードと前記の
    第１トランジスタスイッチの制御入力端子との間に正帰
    還通路を具え、この正帰還通路は第２抵抗及び第１コン
    デンサの直列回路を有し、前記の第２抵抗側とは反対側
    の前記の第１コンデンサの端子はツェナーダイオードの
    陰極に結合されており、前記の電源回路は更に、前記の
    第１抵抗の両端間の電圧が特定の電圧になった際に前記
    の第１トランジスタスイッチをターン・オフさせる第１
    スイッチング手段を具え、この第１スイッチング手段は
    前記の第１トランジスタスイッチの側の第１抵抗の端部
    に結合された第１入力端子と、前記の第１トランジスタ
    スイッチの側とは反対側の第１抵抗の端部に結合された
    第２入力端子と、前記の第１トランジスタスイッチの制
    御入力端子に結合された出力端子とを有し、前記の電源
    回路は更に特定のしきい値電圧以上で充電電流から細流
    充電電流に切換えを行う第２スイッチング手段を具えて
    いる当該電源回路において、前記のツェナーダイオード
    の陽極が前記の第１抵抗の一端に結合され、前記の第２
    スイッチング手段が、前記の第１スイッチング手段の第
    １入力端子と第２電源端子との間に配置された、第３抵
    抗と制御入力端子を有する第２トランジスタスイッチと
    第４抵抗との直列回路を有し、前記の第２トランジスタ
    スイッチの制御入力端子は第２抵抗と第１コンデンサと
    の間のノードに結合され、前記の第２抵抗にはこれと並
    列に第３ダイオードが配置されていることを特徴とする
    電源回路。
  2. 【請求項２】請求項１に記載の電源回路において、この
    電源回路がバッテリに並列にモータを接続するスイッチ
    を具えていることを特徴とする電源回路。
  3. 【請求項３】請求項１又は２に記載の電源回路におい
    て、前記の第１スイッチング手段の第２入力端子と、前
    記の第２抵抗及び前記の第１コンデンサ間のノードとの
    間に第５及び第６抵抗の直列回路が配置され、前記の第
    ２トランジスタスイッチの制御入力端子が前記の第５及
    び第６抵抗間のノードに接続されていることを特徴とす
    る電源回路。
  4. 【請求項４】請求項３に記載の電源回路において、前記
    の第５抵抗は可変抵抗であることを特徴とする電源回
    路。
  5. 【請求項５】請求項３又は４に記載の電源回路におい
    て、前記の第４抵抗は２つの抵抗の直列回路を以って構
    成され、これら２つの抵抗間のノードが第７抵抗を経
    て、充電電流から細流充電電流への切換えが行われる電
    圧を高める制御信号を受ける制御入力端子に結合されて
    いることを特徴とする電源回路。
  6. 【請求項６】請求項５に記載の電源回路において、第１
    トランジスタスイッチをターン・オフさせる前記の特定
    の電圧を高める為に、バッテリの正端子に前記の第７抵
    抗が結合されていることを特徴とする電源回路。
  7. 【請求項７】請求項５に記載の電源回路において、前記
    の２つの抵抗間のノードは第３トランジスタのベースに
    接続され、そのコレクタ及びエミッタは前記の２つの抵
    抗間のノード側とは反対側のこれら抵抗の端部に結合さ
    れ、前記の第１トランジスタスイッチをターン・オフさ
    せる前記の特定の電圧を高める為に前記の第７抵抗を前
    記の第３トランジスタのエミッタに結合されていること
    を特徴とする電源回路。
  8. 【請求項８】請求項１〜７のいずれか一項に記載の電源
    回路において、前記の第１スイッチング手段の第２入力
    端子は、入力電圧が増大すると減少する基準電圧を生じ
    る基準電圧源により、前記の第１トランジスタスイッチ
    の側とは反対側の第１抵抗の端部に結合されていること
    を特徴とする電源回路。
  9. 【請求項９】請求項８に記載の電源回路において、前記
    の基準電圧源が第８及び第９抵抗の直列回路を有し、こ
    れら抵抗間のノードが第10抵抗により入力電圧に比例す
    る電圧を生じるように配置された電圧端子に結合され且
    つこのノードが第４トランジスタのベースに結合され、
    この第４トランジスタのコレクタ及びエミッタが前記の
    第８及び第９抵抗間のノード側とは反対側のこれらの抵
    抗の端部にそれぞれ結合されていることを特徴とする電
    源回路。
  10. 【請求項１０】請求項９に記載の電源回路において、二
    次巻線と第１ダイオードとの間のノードを以って前記の
    電圧端子が構成されていることを特徴とする電源回路。
  11. 【請求項１１】請求項９に記載の電源回路において、一
    次巻線に接続された入力端子を以って前記の電圧端子が
    構成されていることを特徴とする電源回路。
  12. 【請求項１２】請求項１〜11のいずれか一項に記載の電
    源回路において、前記の第１スイッチング手段が第５ト
    ランジスタを有し、そのエミッタがこの第１スイッチン
    グ手段の第１入力端子に接続され、そのベースがこの第
    １スイッチング手段の第２入力端子に接続され、そのコ
    レクタが第11及び第12抵抗の直列回路により第２電源端
    子に結合され、これら第11及び第12抵抗間のノードが第
    ６トランジスタのベースに接続され、この第６トランジ
    スタのコレクタが第１トランジスタスイッチの制御入力
    端子に結合され且つ第２コンデンサを経て第１スイッチ
    ング手段の第２入力端子に結合されていることを特徴と
    する電源回路。
  13. 【請求項１３】請求項１〜12のいずれか一項に記載の電
    源回路において、前記の第１トランジスタスイッチの制
    御入力端子とバッテリの正端子との間に発光ダイオード
    が配置されていることを特徴とする電源回路。
  14. 【請求項１４】請求項12に記載の電源回路において、前
    記の発光ダイオードと直列に第13抵抗が配置されている
    ことを特徴とする電源回路。
  15. 【請求項１５】請求項１〜14のいずれか一項に記載の電
    源回路において、前記の第１トランジスタスイッチがト
    ランジスタを有していることを特徴とする電源回路。
  16. 【請求項１６】請求項１〜14のいずれか一項に記載の電
    源回路において、前記の第２トランジスタスイッチがト
    ランジスタを有していることを特徴とする電源回路。
  17. 【請求項１７】請求項１〜16のいずれか一項に記載の電
    源回路を具えていることを特徴とする電気かみそり装
    置。
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