JPH077940A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- JPH077940A JPH077940A JP5169705A JP16970593A JPH077940A JP H077940 A JPH077940 A JP H077940A JP 5169705 A JP5169705 A JP 5169705A JP 16970593 A JP16970593 A JP 16970593A JP H077940 A JPH077940 A JP H077940A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電圧の差による過電流保護の動作点の差
を自在に調整すること。 【構成】 コンデンサＣ2 の電荷の放電を阻止するダイ
オードＤ4 を、抵抗Ｒ9とツエナーダイオードＤ3 の回
路に直列に接続する。過電流保護の動作開始付近におい
ては、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間中のコンデンサ
Ｃ2 の充電経路は、抵抗Ｒ3 、及びダイオードＤ4 と抵
抗Ｒ9 とツエナーダイオードＤ3 の直列回路の２経路と
なる。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間中のコ
ンデンサＣ2 の放電経路は、上記ダイオードＤ4 の存在
により抵抗Ｒ9 等を介しての放電はできず、抵抗Ｒ3 の
みで自然放電させている。上記充電経路でコンデンサＣ
2 の充電を行うことのみで（抵抗Ｒ3 ，Ｒ9 の値を適宜
設定することで）、入力電圧の大小の差による過電流保
護の動作点の差を自在に調整することができる。
を自在に調整すること。 【構成】 コンデンサＣ2 の電荷の放電を阻止するダイ
オードＤ4 を、抵抗Ｒ9とツエナーダイオードＤ3 の回
路に直列に接続する。過電流保護の動作開始付近におい
ては、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間中のコンデンサ
Ｃ2 の充電経路は、抵抗Ｒ3 、及びダイオードＤ4 と抵
抗Ｒ9 とツエナーダイオードＤ3 の直列回路の２経路と
なる。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間中のコ
ンデンサＣ2 の放電経路は、上記ダイオードＤ4 の存在
により抵抗Ｒ9 等を介しての放電はできず、抵抗Ｒ3 の
みで自然放電させている。上記充電経路でコンデンサＣ
2 の充電を行うことのみで（抵抗Ｒ3 ，Ｒ9 の値を適宜
設定することで）、入力電圧の大小の差による過電流保
護の動作点の差を自在に調整することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、リンギング・チョーク
・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来のＦＥＴ式のリンギング・チ
ョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。尚、この種の従来
例としては、例えば、特公平４−９０３３号公報が挙げ
られる。交流電源ＡＣがヒューズＦ及びラインフィルタ
ＬＰＦを介して整流用のダイオードブリッジＤＢ1 の入
力端に接続されており、このダイオードブリッジＤＢ1
の出力端には平滑用のコンデンサＣ1 が接続されてい
る。
ョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。尚、この種の従来
例としては、例えば、特公平４−９０３３号公報が挙げ
られる。交流電源ＡＣがヒューズＦ及びラインフィルタ
ＬＰＦを介して整流用のダイオードブリッジＤＢ1 の入
力端に接続されており、このダイオードブリッジＤＢ1
の出力端には平滑用のコンデンサＣ1 が接続されてい
る。
【０００３】インバータ回路は、出力トランスＴ、ＦＥ
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ1 、起動用の抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2 等で構成されている。また、出力トランスＴの出力
巻線Ｎ2 の両端には、整流用のダイオードＤ1 、平滑用
のコンデンサＣ3 が接続されている。
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ1 、起動用の抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2 等で構成されている。また、出力トランスＴの出力
巻線Ｎ2 の両端には、整流用のダイオードＤ1 、平滑用
のコンデンサＣ3 が接続されている。
【０００４】更に、出力電圧の安定制御及び過電流保護
回路としての電圧検出回路及び制御回路が設けてある。
インバータ回路の出力側に設けた電圧検出回路は、出力
電圧を分圧して検出する抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 、フォトカプラ
ＰＣ1 の発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュ
レータＩＣ1 等で構成されている。また、インバータ回
路の出力トランスＴの帰還巻線ＮB 側に設けた制御回路
は、上記フォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤと対
となるフォトトランジスタＰＴ、抵抗Ｒ3 〜Ｒ5 、ダイ
オードＤ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間
に並列に接続したトランジスタＱ2 、このトランジスタ
Ｑ2 のベース・エミッタ間に接続したコンデンサＣ2 等
で構成されている。
回路としての電圧検出回路及び制御回路が設けてある。
インバータ回路の出力側に設けた電圧検出回路は、出力
電圧を分圧して検出する抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 、フォトカプラ
ＰＣ1 の発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュ
レータＩＣ1 等で構成されている。また、インバータ回
路の出力トランスＴの帰還巻線ＮB 側に設けた制御回路
は、上記フォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤと対
となるフォトトランジスタＰＴ、抵抗Ｒ3 〜Ｒ5 、ダイ
オードＤ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間
に並列に接続したトランジスタＱ2 、このトランジスタ
Ｑ2 のベース・エミッタ間に接続したコンデンサＣ2 等
で構成されている。
【０００５】次に、図２に示す回路の動作について説明
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Ｑ1 がオンする。
このスイッチング素子Ｑ1 がオンすると、出力トランス
Ｔの１次巻線ＮP に電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎ
B に１次巻線ＮP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧により抵抗Ｒ3 を介してコンデンサＣ2 を充電
する。
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Ｑ1 がオンする。
このスイッチング素子Ｑ1 がオンすると、出力トランス
Ｔの１次巻線ＮP に電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎ
B に１次巻線ＮP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧により抵抗Ｒ3 を介してコンデンサＣ2 を充電
する。
【０００６】ここで、起動時においては、出力電圧はゼ
ロに近くフォトカプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴ
は遮断状態であり、コンデンサＣ2 は抵抗Ｒ3 を流れる
電流のみで充電される。また、この時コンデンサＣ2 に
は電荷が充電されていないために、短時間で充電され
る。そして、トランジスタＱ2 のベース・エミッタ間の
順方向電圧を越えると、トランジスタＱ2 がオンする。
ロに近くフォトカプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴ
は遮断状態であり、コンデンサＣ2 は抵抗Ｒ3 を流れる
電流のみで充電される。また、この時コンデンサＣ2 に
は電荷が充電されていないために、短時間で充電され
る。そして、トランジスタＱ2 のベース・エミッタ間の
順方向電圧を越えると、トランジスタＱ2 がオンする。
【０００７】トランジスタＱ2 がオンすると、トランジ
スタＱ2 のコレクタ電位がＬレベルとなって、スイッチ
ング素子Ｑ1 のゲートをＬレベルとして、該スイッチン
グ素子Ｑ1 をオフさせる。従って、起動時においては、
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は小さく抑えられる。
スタＱ2 のコレクタ電位がＬレベルとなって、スイッチ
ング素子Ｑ1 のゲートをＬレベルとして、該スイッチン
グ素子Ｑ1 をオフさせる。従って、起動時においては、
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は小さく抑えられる。
【０００８】スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、該ス
イッチング素子Ｑ1 のオン時に出力トランスＴに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線Ｎ2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードＤ1 で整流
され、また、コンデンサＣ3 にて平滑されて、負荷に電
力が供給されることになる。
イッチング素子Ｑ1 のオン時に出力トランスＴに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線Ｎ2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードＤ1 で整流
され、また、コンデンサＣ3 にて平滑されて、負荷に電
力が供給されることになる。
【０００９】コンデンサＣ2 の電荷が抵抗Ｒ3 を介して
放電していくと、トランジスタＱ2はオフし、スイッチ
ング素子Ｑ1 がオンする。スイッチング素子Ｑ1 がオン
すると、再び出力トランスＴの１次巻線ＮP に電圧が印
加されて、出力トランスＴにエネルギーを蓄積する。
放電していくと、トランジスタＱ2はオフし、スイッチ
ング素子Ｑ1 がオンする。スイッチング素子Ｑ1 がオン
すると、再び出力トランスＴの１次巻線ＮP に電圧が印
加されて、出力トランスＴにエネルギーを蓄積する。
【００１０】このような発振動作を繰り返して出力電圧
が立ち上がってくると、コンデンサＣ2 はスイッチング
素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴの帰還巻線ＮB に
発生する電圧により電荷が逆方向に充電される。そのた
め、電荷が空っぽのときよりも長い充電時間が必要とな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は長くなる。そし
て、出力電圧が立ち上がった後は、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴも遮断状態から能動状態にな
って、フォトトランジスタＰＴのコレクタ電流がコンデ
ンサＣ2 の充電時間を制御し、所定の出力電圧に応じた
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を得るようになる。
が立ち上がってくると、コンデンサＣ2 はスイッチング
素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴの帰還巻線ＮB に
発生する電圧により電荷が逆方向に充電される。そのた
め、電荷が空っぽのときよりも長い充電時間が必要とな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は長くなる。そし
て、出力電圧が立ち上がった後は、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴも遮断状態から能動状態にな
って、フォトトランジスタＰＴのコレクタ電流がコンデ
ンサＣ2 の充電時間を制御し、所定の出力電圧に応じた
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を得るようになる。
【００１１】ここで、定常状態において、負荷側の出力
電圧は、抵抗Ｒ7 とＲ8 とで常時分圧して検出されてお
り、この分圧した検出電圧とシャントレギュレータＩＣ
1 が有する基準電圧とを比較している。そして、出力電
圧の変動量をシャントレギュレータＩＣ1 で増幅し、フ
ォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに流す電流を変
化させて、発光ダイオードＰＤの発光量に応じてフォト
カプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴのインピーダン
スを変化させ、コンデンサＣ2 の充電時定数を変えるこ
とで、出力電圧が一定となるように制御を行う。
電圧は、抵抗Ｒ7 とＲ8 とで常時分圧して検出されてお
り、この分圧した検出電圧とシャントレギュレータＩＣ
1 が有する基準電圧とを比較している。そして、出力電
圧の変動量をシャントレギュレータＩＣ1 で増幅し、フ
ォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに流す電流を変
化させて、発光ダイオードＰＤの発光量に応じてフォト
カプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴのインピーダン
スを変化させ、コンデンサＣ2 の充電時定数を変えるこ
とで、出力電圧が一定となるように制御を行う。
【００１２】定常状態において、コンデンサＣ2 の充電
は主に抵抗Ｒ5 、ダイオードＤ2 、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴを介して充電される。また、
コンデンサＣ2 の充電電荷は、抵抗Ｒ3 を介して放電さ
れる。
は主に抵抗Ｒ5 、ダイオードＤ2 、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴを介して充電される。また、
コンデンサＣ2 の充電電荷は、抵抗Ｒ3 を介して放電さ
れる。
【００１３】ここで、出力電圧が上昇すると、フォトカ
プラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに電流が多く流れて、
フォトトランジスタＰＴのインピーダンスが下がるため
に、コンデンサＣ2 の充電時定数が短くなり、トランジ
スタＱ2 を早くオンさせて、スイッチング素子Ｑ1 をオ
フとして該スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を短くし、
出力電圧を低下させるように制御する。また、出力電圧
が低下した場合には、上記の逆の動作を行って、出力電
圧を上昇させるように制御を行い、出力電圧が一定とな
るように定電圧制御をする。
プラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに電流が多く流れて、
フォトトランジスタＰＴのインピーダンスが下がるため
に、コンデンサＣ2 の充電時定数が短くなり、トランジ
スタＱ2 を早くオンさせて、スイッチング素子Ｑ1 をオ
フとして該スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を短くし、
出力電圧を低下させるように制御する。また、出力電圧
が低下した場合には、上記の逆の動作を行って、出力電
圧を上昇させるように制御を行い、出力電圧が一定とな
るように定電圧制御をする。
【００１４】また、過電流や短絡電流のような異常電流
の場合の制御は以下のようにして行われる。すなわち、
出力電流が増加していくと、フォトカプラＰＣ1 の発光
ダイオードＰＤに流れる電流が絞られていく。そのた
め、フォトトランジスタＰＴに流れる電流も絞られて、
コンデンサＣ2の充電時間が長くなる。従って、トラン
ジスタＱ2 をオンさせるまでの時間が長くなってスイッ
チング素子Ｑ1 のオン期間が大きくなり、出力電流を多
く流そうとする。
の場合の制御は以下のようにして行われる。すなわち、
出力電流が増加していくと、フォトカプラＰＣ1 の発光
ダイオードＰＤに流れる電流が絞られていく。そのた
め、フォトトランジスタＰＴに流れる電流も絞られて、
コンデンサＣ2の充電時間が長くなる。従って、トラン
ジスタＱ2 をオンさせるまでの時間が長くなってスイッ
チング素子Ｑ1 のオン期間が大きくなり、出力電流を多
く流そうとする。
【００１５】しかし、フォトトランジスタＰＴに流れる
電流がゼロとなって遮断状態となった後は、コンデンサ
Ｃ2 の充電は抵抗Ｒ3 側のみとなり、スイッチング素子
Ｑ1のオン期間はコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ3 による時定
数により決まる値以上に増大することができず、出力電
流は限界となる。また、コンデンサＣ2 の電荷の放電も
抵抗Ｒ3 を介して行われる。更に負荷インピーダンスが
下がると出力電圧も下がり始めるが、出力電圧が下がる
と、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴ
の帰還巻線ＮB に発生する電圧も下がる。そのため、コ
ンデンサＣ2 に逆方向に蓄積される電荷が減って、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時のコンデンサＣ2 の充電時間
が短くなり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が短くな
る。
電流がゼロとなって遮断状態となった後は、コンデンサ
Ｃ2 の充電は抵抗Ｒ3 側のみとなり、スイッチング素子
Ｑ1のオン期間はコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ3 による時定
数により決まる値以上に増大することができず、出力電
流は限界となる。また、コンデンサＣ2 の電荷の放電も
抵抗Ｒ3 を介して行われる。更に負荷インピーダンスが
下がると出力電圧も下がり始めるが、出力電圧が下がる
と、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴ
の帰還巻線ＮB に発生する電圧も下がる。そのため、コ
ンデンサＣ2 に逆方向に蓄積される電荷が減って、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン時のコンデンサＣ2 の充電時間
が短くなり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が短くな
る。
【００１６】このように、負荷インピーダンスが最終的
にゼロ（短絡）になるまで、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン期間が短くなり続けるので、出力電流に対する出力電
圧は抑制されて、所謂フの字カーブを描いて過電流保護
制御が働く。
にゼロ（短絡）になるまで、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン期間が短くなり続けるので、出力電流に対する出力電
圧は抑制されて、所謂フの字カーブを描いて過電流保護
制御が働く。
【００１７】かかる従来例（特公平４−９０３３号公
報）においては、インバータ回路の入力電圧Ｖ1 の変動
により過電流保護の動作点が比例してシフトするという
問題がある。これは、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間
中のコンデンサＣ2 の充電経路と、スイッチング素子Ｑ
1 のオフ期間中のコンデンサＣ2 の放電経路とが、共に
抵抗Ｒ3 を介して行っているためである。つまり、コン
デンサＣ2 の充電経路と放電経路とが同一の構成として
いるからである。
報）においては、インバータ回路の入力電圧Ｖ1 の変動
により過電流保護の動作点が比例してシフトするという
問題がある。これは、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間
中のコンデンサＣ2 の充電経路と、スイッチング素子Ｑ
1 のオフ期間中のコンデンサＣ2 の放電経路とが、共に
抵抗Ｒ3 を介して行っているためである。つまり、コン
デンサＣ2 の充電経路と放電経路とが同一の構成として
いるからである。
【００１８】そこで、かかる従来例を改良したのが図３
に示す回路である。この回路は、例えば、特公平４−９
０３４号公報が挙げられる。すなわち、図３に示すよう
に、抵抗Ｒ3 と並列に、抵抗Ｒ9 とツエナーダイオード
Ｄ3 との直列回路を接続したものである。このように従
来の回路に、抵抗Ｒ9 とツエナーダイオードＤ3 との直
列回路を追加することで、スイッチング素子Ｑ1 のオン
期間中のコンデンサＣ2 の充電経路を抵抗Ｒ3 とし、ま
た、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間中のコンデンサＣ
2の放電経路を抵抗Ｒ9 、ツエナーダイオードＤ3 とし
ている。
に示す回路である。この回路は、例えば、特公平４−９
０３４号公報が挙げられる。すなわち、図３に示すよう
に、抵抗Ｒ3 と並列に、抵抗Ｒ9 とツエナーダイオード
Ｄ3 との直列回路を接続したものである。このように従
来の回路に、抵抗Ｒ9 とツエナーダイオードＤ3 との直
列回路を追加することで、スイッチング素子Ｑ1 のオン
期間中のコンデンサＣ2 の充電経路を抵抗Ｒ3 とし、ま
た、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間中のコンデンサＣ
2の放電経路を抵抗Ｒ9 、ツエナーダイオードＤ3 とし
ている。
【００１９】このように、スイッチング素子Ｑ1 のオン
期間中のコンデンサＣ2 の充電経路と、スイッチング素
子Ｑ1 のオフ期間中のコンデンサＣ2 の放電経路を変え
ることで、インピーダンスを変え、特に放電を充分に行
うようにして、入力電圧Ｖ1の大小の差による過電流保
護の動作点の差を調整している。
期間中のコンデンサＣ2 の充電経路と、スイッチング素
子Ｑ1 のオフ期間中のコンデンサＣ2 の放電経路を変え
ることで、インピーダンスを変え、特に放電を充分に行
うようにして、入力電圧Ｖ1の大小の差による過電流保
護の動作点の差を調整している。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、図３に示す
回路においては、コンデンサＣ2 の放電を充分に行う経
路（抵抗Ｒ9 、ツエナーダイオードＤ3 ）がある為に、
スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作や、過電流保
護の動作に要する電流が大きく、同時にスイッチング素
子Ｑ1 のスイッチングに要する時間が大きいので、スイ
ッチング素子Ｑ1のドレイン・ソース間の電圧ＶDSの波
形がなまり、スイッチングロスの原因となっている。ま
た、負荷短絡時の損失が大きい等の問題があるために、
コンデンサＣ4 ，Ｃ2 の選定が非常に困難であるという
問題があった。
回路においては、コンデンサＣ2 の放電を充分に行う経
路（抵抗Ｒ9 、ツエナーダイオードＤ3 ）がある為に、
スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング動作や、過電流保
護の動作に要する電流が大きく、同時にスイッチング素
子Ｑ1 のスイッチングに要する時間が大きいので、スイ
ッチング素子Ｑ1のドレイン・ソース間の電圧ＶDSの波
形がなまり、スイッチングロスの原因となっている。ま
た、負荷短絡時の損失が大きい等の問題があるために、
コンデンサＣ4 ，Ｃ2 の選定が非常に困難であるという
問題があった。
【００２１】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、スイッチング素子のオフ期間中にコンデンサの
放電をあえて自然に行わせることで、入力電圧の差によ
る過電流保護の動作点の差を自在に調整することを目的
としたスイッチング電源装置を提供するものである。
あって、スイッチング素子のオフ期間中にコンデンサの
放電をあえて自然に行わせることで、入力電圧の差によ
る過電流保護の動作点の差を自在に調整することを目的
としたスイッチング電源装置を提供するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、１次巻線、出
力巻線及び帰還巻線を有する出力トランスと、上記出力
トランスの１次巻線に一端が接続され帰還巻線に制御端
子を接続した発振用のスイッチング素子と、出力トラン
スの出力巻線に接続された整流回路と、この整流回路の
出力側に設けられ出力電圧を検出する電圧検出回路と、
この電圧検出回路からの信号を受けて出力電圧の定電圧
制御と出力電流の過電流制御を行う制御回路とを備え、
該制御回路を、上記スイッチング素子の制御端子とアー
ス間に並列に接続した制御用トランジスタと、上記電圧
検出回路の信号量に応じてインピーダンスを変化させる
インピーダンス要素と、上記制御用トランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続され、上記インピーダンス要素の
充電時定数によりスイッチング素子のオン時に充電され
て上記制御用トランジスタをオンしてスイッチング素子
をオフさせると共に、該スイッチング素子のオフ時には
上記出力トランスの帰還巻線により発生する電圧により
上記充電方向とは逆方向に充電されるコンデンサと、出
力電流の過電流時において上記インピーダンス要素の値
が大となった時にスイッチング素子のオン、オフ時に応
じて上記コンデンサを所定の時定数で充電したり放電さ
せる第１の抵抗と、この第１の抵抗と並列に接続され、
正方向と逆方向でインピーダンスが変わるツエナーダイ
オード及び第２の抵抗との直列回路とで構成したリンギ
ング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電源装
置において、上記第２の抵抗とツエナーダイオードとの
直列回路を介してコンデンサの電荷が放電される放電経
路に該放電を阻止する方向にダイオードを設けたもので
ある。
力巻線及び帰還巻線を有する出力トランスと、上記出力
トランスの１次巻線に一端が接続され帰還巻線に制御端
子を接続した発振用のスイッチング素子と、出力トラン
スの出力巻線に接続された整流回路と、この整流回路の
出力側に設けられ出力電圧を検出する電圧検出回路と、
この電圧検出回路からの信号を受けて出力電圧の定電圧
制御と出力電流の過電流制御を行う制御回路とを備え、
該制御回路を、上記スイッチング素子の制御端子とアー
ス間に並列に接続した制御用トランジスタと、上記電圧
検出回路の信号量に応じてインピーダンスを変化させる
インピーダンス要素と、上記制御用トランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続され、上記インピーダンス要素の
充電時定数によりスイッチング素子のオン時に充電され
て上記制御用トランジスタをオンしてスイッチング素子
をオフさせると共に、該スイッチング素子のオフ時には
上記出力トランスの帰還巻線により発生する電圧により
上記充電方向とは逆方向に充電されるコンデンサと、出
力電流の過電流時において上記インピーダンス要素の値
が大となった時にスイッチング素子のオン、オフ時に応
じて上記コンデンサを所定の時定数で充電したり放電さ
せる第１の抵抗と、この第１の抵抗と並列に接続され、
正方向と逆方向でインピーダンスが変わるツエナーダイ
オード及び第２の抵抗との直列回路とで構成したリンギ
ング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電源装
置において、上記第２の抵抗とツエナーダイオードとの
直列回路を介してコンデンサの電荷が放電される放電経
路に該放電を阻止する方向にダイオードを設けたもので
ある。
【００２３】
【作用】本発明によれば、過電流保護の動作開始付近に
おいては、スイッチング素子のオン期間中のコンデンサ
の充電経路は、第１の抵抗及び、ダイオードと第２の抵
抗とツエナーダイオードの２経路となり、スイッチング
素子のオフ期間中のコンデンサの放電経路は、上記ダイ
オードにより第２の抵抗及びツエナーダイオードを介し
ての放電はできず、第１の抵抗のみで自然放電させてい
る。このように、スイッチング素子のオン期間中に、第
１の抵抗及び、ダイオードと第２の抵抗とツエナーダイ
オードの回路でコンデンサの充電を行うことのみで入力
電圧の大小の差による過電流保護の動作点の差を自在に
調整することができる。また、過電流保護は、スイッチ
ング素子のオン期間にコンデンサを充電することのみで
調整しているので、コンデンサの強制的な放電は必要な
く、コンデンサには電荷が残っているのでスイッチング
素子のスイッチング動作や過電流保護の動作には微少電
流で充分である。そして、スイッチング素子のターンオ
フが従来に比較して急峻になる。以上の２点によりスイ
ッチング電源の高効率化を図ることができる。また、以
上の効果を保ちつつ従来通り、第１の抵抗や第２の抵抗
の値を適宜設定することで、過電流保護の動作点の調整
は自由に行うことができる。
おいては、スイッチング素子のオン期間中のコンデンサ
の充電経路は、第１の抵抗及び、ダイオードと第２の抵
抗とツエナーダイオードの２経路となり、スイッチング
素子のオフ期間中のコンデンサの放電経路は、上記ダイ
オードにより第２の抵抗及びツエナーダイオードを介し
ての放電はできず、第１の抵抗のみで自然放電させてい
る。このように、スイッチング素子のオン期間中に、第
１の抵抗及び、ダイオードと第２の抵抗とツエナーダイ
オードの回路でコンデンサの充電を行うことのみで入力
電圧の大小の差による過電流保護の動作点の差を自在に
調整することができる。また、過電流保護は、スイッチ
ング素子のオン期間にコンデンサを充電することのみで
調整しているので、コンデンサの強制的な放電は必要な
く、コンデンサには電荷が残っているのでスイッチング
素子のスイッチング動作や過電流保護の動作には微少電
流で充分である。そして、スイッチング素子のターンオ
フが従来に比較して急峻になる。以上の２点によりスイ
ッチング電源の高効率化を図ることができる。また、以
上の効果を保ちつつ従来通り、第１の抵抗や第２の抵抗
の値を適宜設定することで、過電流保護の動作点の調整
は自由に行うことができる。
【００２４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１に本発明のスイッチング電源装置の具体回路
図を示す。尚、図３に示す従来と同じ要素には同一の記
号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分について
詳述する。また、定電圧制御の動作も従来と同じなの
で、その動作の説明は省略し、過電流保護の動作点付近
の動作について説明する。
する。図１に本発明のスイッチング電源装置の具体回路
図を示す。尚、図３に示す従来と同じ要素には同一の記
号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分について
詳述する。また、定電圧制御の動作も従来と同じなの
で、その動作の説明は省略し、過電流保護の動作点付近
の動作について説明する。
【００２５】本発明は、図１に示すように、図３の従来
の回路にダイオードＤ4 を追加したものである。すなわ
ち、抵抗Ｒ9 側にダイオードＤ4 のカソードを接続し、
ダイオードＤ4、抵抗Ｒ9 （第２の抵抗）、ツエナーダ
イオードＤ3 からなる直列回路によりコンデンサＣ2 を
充電するようにし、ダイオードＤ4 によりコンデンサＣ
2 の電荷の放電は阻止している。
の回路にダイオードＤ4 を追加したものである。すなわ
ち、抵抗Ｒ9 側にダイオードＤ4 のカソードを接続し、
ダイオードＤ4、抵抗Ｒ9 （第２の抵抗）、ツエナーダ
イオードＤ3 からなる直列回路によりコンデンサＣ2 を
充電するようにし、ダイオードＤ4 によりコンデンサＣ
2 の電荷の放電は阻止している。
【００２６】このようにダイオードＤ4 を追加すること
で、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間中のコンデンサＣ
2 の放電は抵抗Ｒ3 （第１の抵抗）のみで自然に行わ
せ、あえてツエナーダイオードＤ3 、抵抗Ｒ9 の経路か
ら行わせないようにしている。
で、スイッチング素子Ｑ1 のオフ期間中のコンデンサＣ
2 の放電は抵抗Ｒ3 （第１の抵抗）のみで自然に行わ
せ、あえてツエナーダイオードＤ3 、抵抗Ｒ9 の経路か
ら行わせないようにしている。
【００２７】ここで、フォトカプラＰＣ1 のフォトトラ
ンジスタＰＴが遮断状態となった過電流保護の動作開始
付近においては、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間中の
コンデンサＣ2 の充電経路は、抵抗Ｒ3 、及びダイオー
ドＤ4 、抵抗Ｒ9 、ツエナーダイオードＤ3 の直列回路
の２経路となる。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ
期間中のコンデンサＣ2 の放電経路は、上記ダイオード
Ｄ4 の存在によりツエナーダイオードＤ3 、抵抗Ｒ9 の
直列回路を介しての放電はできず、抵抗Ｒ3 のみで自然
に放電させている。
ンジスタＰＴが遮断状態となった過電流保護の動作開始
付近においては、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間中の
コンデンサＣ2 の充電経路は、抵抗Ｒ3 、及びダイオー
ドＤ4 、抵抗Ｒ9 、ツエナーダイオードＤ3 の直列回路
の２経路となる。そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ
期間中のコンデンサＣ2 の放電経路は、上記ダイオード
Ｄ4 の存在によりツエナーダイオードＤ3 、抵抗Ｒ9 の
直列回路を介しての放電はできず、抵抗Ｒ3 のみで自然
に放電させている。
【００２８】このように、スイッチング素子Ｑ1 のオン
期間中に、抵抗Ｒ3 、及びダイオードＤ4 、抵抗Ｒ9 、
ツエナーダイオードＤ3 の直列回路でコンデンサＣ2 の
充電を行うことのみで（抵抗Ｒ3 ，Ｒ9 の値を適宜設定
することで）、入力電圧の大小の差による過電流保護の
動作点の差を自在に調整することができる。
期間中に、抵抗Ｒ3 、及びダイオードＤ4 、抵抗Ｒ9 、
ツエナーダイオードＤ3 の直列回路でコンデンサＣ2 の
充電を行うことのみで（抵抗Ｒ3 ，Ｒ9 の値を適宜設定
することで）、入力電圧の大小の差による過電流保護の
動作点の差を自在に調整することができる。
【００２９】また、過電流保護は、スイッチング素子Ｑ
1 のオン期間にコンデンサＣ2 を充電することのみで調
整しているので、コンデンサＣ2 の強制的な放電は必要
なく、コンデンサＣ2 には電荷が残っているのでスイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング動作や過電流保護の動作
には微少電流で充分である。そして、スイッチング素子
Ｑ1 のターンオフが従来に比較して急峻になる。以上の
２点によりスイッチング電源の高効率化を図ることがで
きる。また、以上の効果を保ちつつ従来通り、抵抗
Ｒ3 ，Ｒ9 の値を適宜設定することで、過電流保護の動
作点の調整は自由に行うことができる。
1 のオン期間にコンデンサＣ2 を充電することのみで調
整しているので、コンデンサＣ2 の強制的な放電は必要
なく、コンデンサＣ2 には電荷が残っているのでスイッ
チング素子Ｑ1 のスイッチング動作や過電流保護の動作
には微少電流で充分である。そして、スイッチング素子
Ｑ1 のターンオフが従来に比較して急峻になる。以上の
２点によりスイッチング電源の高効率化を図ることがで
きる。また、以上の効果を保ちつつ従来通り、抵抗
Ｒ3 ，Ｒ9 の値を適宜設定することで、過電流保護の動
作点の調整は自由に行うことができる。
【００３０】尚、上記各実施例においては、スイッチン
グ素子Ｑ1 としてＦＥＴを用いた場合について説明した
が、スイッチング素子にトランジスタを用いたＲＣＣ方
式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することが
できるものである。
グ素子Ｑ1 としてＦＥＴを用いた場合について説明した
が、スイッチング素子にトランジスタを用いたＲＣＣ方
式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することが
できるものである。
【００３１】
【発明の効果】本発明によれば、過電流保護の動作開始
付近においては、スイッチング素子のオン期間中のコン
デンサの充電経路は、第１の抵抗及び、ダイオードと第
２の抵抗とツエナーダイオードの２経路となり、スイッ
チング素子のオフ期間中のコンデンサの放電経路は、上
記ダイオードにより第２の抵抗及びツエナーダイオード
を介しての放電はできず、第１の抵抗のみで自然放電さ
せている。このように、スイッチング素子のオン期間中
に、第１の抵抗及び、ダイオードと第２の抵抗とツエナ
ーダイオードの回路でコンデンサの充電を行うことのみ
で入力電圧の大小の差による過電流保護の動作点の差を
自在に調整することができる。また、過電流保護は、ス
イッチング素子のオン期間にコンデンサを充電すること
のみで調整しているので、コンデンサの強制的な放電は
必要なく、コンデンサには電荷が残っているのでスイッ
チング素子のスイッチング動作や過電流保護の動作には
微少電流で充分である。そして、スイッチング素子のタ
ーンオフが従来に比較して急峻になる。以上の２点によ
りスイッチング電源の高効率化を図ることができる。ま
た、以上の効果を保ちつつ従来通り、第１の抵抗や第２
の抵抗の値を適宜設定することで、過電流保護の動作点
の調整は自由に行うことができるという効果を奏するも
のである。
付近においては、スイッチング素子のオン期間中のコン
デンサの充電経路は、第１の抵抗及び、ダイオードと第
２の抵抗とツエナーダイオードの２経路となり、スイッ
チング素子のオフ期間中のコンデンサの放電経路は、上
記ダイオードにより第２の抵抗及びツエナーダイオード
を介しての放電はできず、第１の抵抗のみで自然放電さ
せている。このように、スイッチング素子のオン期間中
に、第１の抵抗及び、ダイオードと第２の抵抗とツエナ
ーダイオードの回路でコンデンサの充電を行うことのみ
で入力電圧の大小の差による過電流保護の動作点の差を
自在に調整することができる。また、過電流保護は、ス
イッチング素子のオン期間にコンデンサを充電すること
のみで調整しているので、コンデンサの強制的な放電は
必要なく、コンデンサには電荷が残っているのでスイッ
チング素子のスイッチング動作や過電流保護の動作には
微少電流で充分である。そして、スイッチング素子のタ
ーンオフが従来に比較して急峻になる。以上の２点によ
りスイッチング電源の高効率化を図ることができる。ま
た、以上の効果を保ちつつ従来通り、第１の抵抗や第２
の抵抗の値を適宜設定することで、過電流保護の動作点
の調整は自由に行うことができるという効果を奏するも
のである。
【図１】本発明の実施例のスイッチング電源装置の具体
回路図である。
回路図である。
【図２】従来例のスイッチング電源装置の具体回路図で
ある。
ある。
【図３】他の従来例のスイッチング電源装置の具体回路
図である。
図である。
Ｔ 出力トランス ＮP １次巻線 Ｎ2 出力巻線 ＮB 帰還巻線 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 制御用トランジスタ Ｃ2 コンデンサ ＰＣ1 フォトカプラ Ｒ3 抵抗（第１の抵抗） Ｒ9 抵抗（第２の抵抗） Ｄ3 ツエナーダイオード Ｄ4 ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】 １次巻線、出力巻線及び帰還巻線を有す
る出力トランスと、上記出力トランスの１次巻線に一端
が接続され帰還巻線に制御端子を接続した発振用のスイ
ッチング素子と、出力トランスの出力巻線に接続された
整流回路と、この整流回路の出力側に設けられ出力電圧
を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路からの信
号を受けて出力電圧の定電圧制御と出力電流の過電流制
御を行う制御回路とを備え、該制御回路を、上記スイッ
チング素子の制御端子とアース間に並列に接続した制御
用トランジスタと、上記電圧検出回路の信号量に応じて
インピーダンスを変化させるインピーダンス要素と、上
記制御用トランジスタのベース・エミッタ間に接続さ
れ、上記インピーダンス要素の充電時定数によりスイッ
チング素子のオン時に充電されて上記制御用トランジス
タをオンしてスイッチング素子をオフさせると共に、該
スイッチング素子のオフ時には上記出力トランスの帰還
巻線により発生する電圧により上記充電方向とは逆方向
に充電されるコンデンサと、出力電流の過電流時におい
て上記インピーダンス要素の値が大となった時にスイッ
チング素子のオン、オフ時に応じて上記コンデンサを所
定の時定数で充電したり放電させる第１の抵抗と、この
第１の抵抗と並列に接続され、正方向と逆方向でインピ
ーダンスが変わるツエナーダイオード及び第２の抵抗と
の直列回路とで構成したリンギング・チョーク・コンバ
ータ方式のスイッチング電源装置において、上記第２の
抵抗とツエナーダイオードとの直列回路を介してコンデ
ンサの電荷が放電される放電経路に該放電を阻止する方
向にダイオードを設けたことを特徴とするスイッチング
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5169705A JPH077940A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5169705A JPH077940A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077940A true JPH077940A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=15891350
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5169705A Pending JPH077940A (ja) | 1993-06-15 | 1993-06-15 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077940A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6798671B1 (en) | 2003-03-25 | 2004-09-28 | Orion Electric Company, Ltd. | Switching power supply unit |
-
1993
- 1993-06-15 JP JP5169705A patent/JPH077940A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6798671B1 (en) | 2003-03-25 | 2004-09-28 | Orion Electric Company, Ltd. | Switching power supply unit |
| EP1463191A2 (en) * | 2003-03-25 | 2004-09-29 | Orion Electric Company, Ltd. | Self-oscillating flyback converter |
| EP1463191A3 (en) * | 2003-03-25 | 2005-10-19 | Orion Electric Company, Ltd. | Self-oscillating flyback converter |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20001114 |