JP3726611B2 - 空気調和機の電源回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は、空気調和機の電源回路とその制御に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ダイオードを利用したさまざまな整流方式が知られている。図１８に、空気調和機にも用いられているブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。
【０００３】
図１８（ａ）は、交流電源１からの交流が、正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード３、平滑コンデンサ７、ダイオード４の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図１８（ｂ）は、交流電源１からの交流が、負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード５、平滑コンデンサ７、ダイオード２の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００５】
以上より、電流波形は図１９のＬ３のようになり、交流電源１からの交流は、正の半周期・負の半周期の間ともに整流され、正の直流電圧を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記のような従来の電源回路では、交流電源の電圧が直流電圧よりも高い期間しか入力電流が流れないため、軽負荷時の力率が低く、また高調波も大きくなるという課題があった。
【０００７】
通常、高調波の改善案として交流電源とブリッジ整流回路との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では、高調波を抑制できても力率が約７０％程度しか得られないという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、ブリッジ整流回路の交流端と直流端との間に開閉手段を介してコンデンサを接続させ、開閉手段を制御することにより、高力率と高調波抑制とを両立できる電源回路を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源と、前記交流電源を全波整流する４個のダイオードからなるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端にコンデンサとを有し、前記交流電源と、前記ブリッジ整流回路との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、負荷検出手段とを備え、負荷検出手段に応じて開閉手段を制御することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１１】
（実施の形態１）
図１に実施の形態１に係る空気調和機の電源回路構成を示す。
【００１２】
図１に示した交流電源１はＡＣ２００Ｖであり、電源は、４個のダイオード２〜５で構成されるブリッジ整流回路６、平滑コンデンサ７と並列に接続された負荷８を有しており、一方の交流入力端はリアクタ９を介して交流電源１に接続され、他方の交流入力端とブリッジ整流回路６のマイナス出力端子間には開閉手段１０とコンデンサ１１が直列に接続されており、開閉手段１０には交流入力側からマイナス出力側を順方向とするようにダイオード１２が並列に接続されている。
さらに平滑コンデンサ７の両端には、ＤＣ電圧を検出するため、分圧抵抗などで構成される電圧検出手段１３を設けており、比較手段１４へ接続されている。比較手段１４では、電圧検出手段１３における検出電圧と、抵抗や定電圧ダイオードなどで構成された基準電圧とが、コンパレータなどの比較器１５で比較される。比較手段１４の出力は、開閉手段１０を駆動する開閉駆動手段１６に接続されている。
【００１３】
リアクタ９は、高調波を抑制するために５〜１０ｍＨ程度と比較的大きく、開閉手段１０に接続されるコンデンサ１１は、平滑コンデンサ７の約１／５０〜１／１００程度と小さい。
【００１４】
図１の回路において、開閉手段１０をオンとした場合の電流波形を図２に示す。図中Ｌ１が電源電圧、Ｌ２が電流波形を表している。通常の全波整流では、交流電源１が負の半周期時において、位相ゼロ付近では平滑コンデンサ７の電圧が交流電源１の電圧よりも低いため、電流は流れないが、本発明の回路では、コンデンサ１１からダイオード２、リアクタ９を通って電流が流れる。この電流はコンデンサ１１が交流電源１の整流電圧からダイオード２の順電圧ＶＦ分だけ低い電圧に充電されるまで流れ続ける。その後、交流電源１の電圧が上昇し、平滑コンデンサ７の電圧以上にまで達すると、コンデンサ５を通って平滑コンデンサ７へ充電電流が流れ始める。
【００１５】
次に交流電源１が正の半周期には、交流電源１の電圧に前記コンデンサ１１の電圧が重畳されるため、位相ゼロ付近においても交流電源１からダイオード３を通り、平滑コンデンサ７および負荷８へと電流が流れる。以上のように、本発明の回路は、交流電源１からの交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合においても、交流電圧のゼロ位相より電流を流すことができ、高力率化が図れる。またこの電流は、リアクタ９とコンデンサ１１との直列共振電流であるため、その波形は滑らかであり、高調波規制を十分満足する。
【００１６】
このように、本発明の電源回路は、負荷８が一定以上の大きさである場合には電流波形が改善され、高調波、力率ともに両立した電源となる。しかしながら、軽負荷時、すなわちコンデンサ１１にチャージされた電荷のエネルギーが、交流電源１の次の半周期までに負荷８にて消費されない場合、平滑コンデンサ７の電圧は、徐々に上昇し、ついには倍電圧整流時と同じＤＣ電圧にまで達する。
【００１７】
通常の空気調和機では、圧縮機やファンモータが主な負荷であるが、それらの駆動電圧は３００〜４００Ｖ程度以下である。一方、本発明の回路をＡＣ２００Ｖで使用した場合、リアクタ９による昇圧効果も加わり、平滑後のＤＣ電圧は最大で約６００Ｖを越える。したがって、重負荷時から軽負荷時まで、開閉手段１０をオンに保持する場合、要求される平滑コンデンサ７の耐圧が必要以上に大きくなってしまう。
【００１８】
さらに、軽負荷時には、通常の全波整流時に見られる、平滑コンデンサ７への充放電電流よりも、コンデンサ１１への充放電電流の方が大きくなり、力率がかえって低下する現象が生じる。そこで、このような場合に前述したようにＤＣ電圧が高くなることを利用し、比較手段１４において、電圧検出手段１３と基準電圧とを比較し、ＤＣ電圧が、あらかじめ設定した過電圧リミット値を越えた場合に、開閉手段１０をオフする制御を行っている。
【００１９】
ここで、ダイオード１２は、開閉手段１０がオフした場合に、コンデンサ１１に蓄積した電荷を放電するため、放電経路を確保できるような方向で、開閉手段１０と並列に接続されている。
【００２０】
また、開閉手段１０がオフの場合は、本回路の動作は通常の全波整流回路と同じになる。開閉手段１０がオフの場合にも、本発明の回路ではリアクタ９が交流側に挿入されているため、高調波成分を抑制しており、高調波規制に十分対応している。
【００２１】
以上により、ＤＣ電圧が高くなる軽負荷時に、過電圧リミット値を設けて開閉手段をオフすることにより、軽負荷時から重負荷時まで高力率で高調波にも対応した電源を供給することができる。
【００２２】
（実施の形態２）
図１を用いて、実施の形態１で述べた過電圧リミット値を、無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低く設定した電源回路について説明する。
実施の形態１で述べたように、本発明の電源回路は、軽負荷時における過度の電圧上昇を防止するため、ＤＣ電圧が過度に上昇した場合に開閉手段１０をオフする電圧リミット機構を有しているが、この過電圧リミット値を無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低く設定することにより、オフが望ましい軽負荷時において、開閉手段１０がオンしないようにすることができる。すなわち、無負荷の場合、ＤＣ電圧は過電圧リミット値以上の値となっており、開閉手段１０はオフとなる。負荷が徐々に大きくなっても、ＤＣ電圧が設定電圧よりも低くなるまでは、開閉手段１０はオフのまま維持される。
【００２３】
したがって、軽負荷時においては、開閉手段１０がオフで維持されるため、開閉手段１０を開閉するロスがなく、実施の形態１と比べて効率も改善される。
また、比較手段１４はヒステリシスを有しておらず、軽〜中負荷時には、開閉手段１０がオン・オフを繰り返しながら、ＤＣ電圧が設定したリミット電圧にほぼ保たれる。さらに負荷が大きくなった場合には、開閉手段１０はオン状態となる。
以上より、実施の形態２において電圧リミットの設定電圧値を２６０Ｖに設定した場合の負荷−ＤＣ電圧特性を一例として図３に示す。図中Ｍ５は開閉手段１０がオンとオフを小刻みに繰り返している領域を表しており、ＤＣ電圧は、オンとオフの比率が変化することによってほぼＤＣ２６０Ｖをセンターにして保たれている。
【００２４】
本実施の形態２の回路では、開閉手段１０がオンからオフ、あるいは、オフからオンに変化する場合には、必ずオン・オフの繰り返し状態を経て変化するため、開閉手段１０の切替時に生じるＤＣ電圧の変化を回避することが可能となる。また、開閉手段１０がオン・オフを繰り返している状態におけるＤＣ電圧のリプルへの影響も数Ｖ程度と小さいため、負荷への影響はほとんどない。
【００２５】
（実施の形態３）
実施の形態３に係る電源回路の構成を図４に示す。
【００２６】
開閉手段１０がオン状態では、リアクタ９による昇圧効果のため、同じ負荷状態において、コンデンサ１１の容量にもよるが、オフ状態の場合に比べてＤＣ電圧が数十Ｖ程度高くなる。そのため、開閉手段１０の状態が変化する場合には、電源周期の数周期の期間内にＤＣ電圧が数十Ｖ変化することになる。
【００２７】
上記を鑑み、実施の形態３の構成では、過電圧リミット値として、第１の基準電圧および、第１の基準電圧よりも約４０〜５０Ｖ程度高く設定した第２の基準電圧を用い、検出されたＤＣ電圧が、第１の基準電圧以下なら開閉手段１０をオン、第２の基準電圧以上なら開閉手段１０をオフすることによって、比較手段１４にヒステリシス特性を持たせている。これにより、開閉手段１０がオンした際にＤＣ電圧が上昇しても、生じる電圧上昇によって第２の基準電圧を超えないため、開閉手段１０はオンのままであり、単一の基準電圧を用いた場合と違い、開閉手段１０がオンとなって電圧が上昇し、過電圧リミットによって再び開閉手段１０がオフするといった、開閉手段１０がオン・オフを繰り返すハンチング現象が起きることはない。
【００２８】
図５に実施の形態１における負荷−電圧特性を示す。図中、Ｍ１は開閉手段１０がオン時の特性、Ｍ２はオフ時の特性を表している。先述したように、比較部１４はヒステリシス特性を有しているため、負荷が徐々に重くなる場合には、Ｍ２→Ｍ３→Ｍ１と変化し、逆に軽くなる場合には、Ｍ１→Ｍ４→Ｍ２と変化する。
以上のように、平滑コンデンサ７電圧の大小に応じて開閉手段１０をオン・オフさせることにより、負荷の軽重を問わず、高調波を抑制するとともに高力率を実現する電源回路を提供することができる。
【００２９】
（実施の形態４）
図６に実施の形態４に係る空気調和機の電源回路構成を示す。
【００３０】
実施の形態１の電源構成に加えて、交流電源からの電流を検出するためのカレントトランスなどで構成される電流検出手段１７が交流ラインに挿入されており、その出力は制御手段１８に接続されている。
【００３１】
電流検出器１７によって検出された入力電流が設定電流を超えた場合に開閉手段１０をオンする制御を行っている。したがって、軽負荷の間は、交流電源１の入力電流が小さいため、開閉手段１０はオフされているが、負荷が重くなって入力電流が大きくなると開閉手段１０はオンとなる。
【００３２】
入力電流と負荷の大きさは、ほぼ１対１に対応しているため、本制御を行うことにより、電流によって負荷の大きさをほぼ正確に判断し、軽負荷時に開閉手段１０をオフすることが可能となる。
【００３３】
なお、検出する電流は上記入力電流の代わりに、負荷へ供給されるＤＣ電流を用いて制御してもよい。
【００３４】
また、制御手段１８は、実施の形態１のように、コンパレータなどで構成される比較手段１４でも構わない。
【００３５】
（実施の形態５）
図７に空気調和機の室外機に適用される電源回路構成を示す。
【００３６】
空気調和機の主な負荷は圧縮機１９であり、圧縮機１９の回転数は、制御手段１８から出力される指示回転数によって制御されている。
【００３７】
圧縮機１９の現在の回転数を検出するために、回転数検出手段２０は、圧縮機１９内のモータ磁極位置を検出する信号を取り出しており、制御部１９は、検出信号のタイミングとその時間変化から現在の圧縮機１９の回転数を算出している。
空気調和機の負荷はこの圧縮機１９が大半を占めることから、圧縮機１９の回転数が低い場合、空気調和機は軽負荷状態であると見なせる。したがって、圧縮機１９の回転数があらかじめ設定された回転数よりも高い場合にのみ、開閉手段１０をオンする制御を行う。
【００３８】
なお、ディアイス時など、空気調和機の運転状態によっては、圧縮機１９の回転数が大きいにもかかわらず、負荷が小さくなる場合もあるが、このような場合に備えて、実施の形態１で挙げたＤＣ電圧のリミッタ機構を用いて開閉手段１０をオフする機構をあわせて持つことが有効である。この場合、電圧リミッタに用いる比較手段１４は、ヒステリシスがあってもなくても構わない。
【００３９】
以上のように圧縮機１９の回転数に応じて、開閉手段１０を制御することにより、広範囲にわたる空気調和機の負荷状態において、高力率かつ、高調波を抑制する電源を提供することが可能となる。
【００４０】
（実施の形態６）
同じく図７を用いて圧縮機１９を負荷とするインバータエアコンの室外機における電源回路および制御について説明を行う。
ここでの交流電源１は、内外接続電線を経て室内機に接続された商用電源を表している。
【００４１】
インバータエアコンでは、設定温度と現在の室内温度との差に基づいて圧縮機１９の目標回転数が決定されているが、こうして決定された目標回転数に対し、制御における各時間ステップ毎に制御手段１８において圧縮機１９の指示回転数が決定される。
【００４２】
指示回転数は、目標回転数と現在の圧縮機回転数との差と、現在の圧縮機の回転数とから、各時間ステップ毎の回転数の増減量が決定され、制御における各時間ステップ毎に、指示回転数にステップ毎の回転数増減量を加えて算出している。このように目標回転数から指示回転数を決定するのは、圧縮機１９の脱調を防止するためである。
【００４３】
こうして算出された指示回転数で圧縮機１９が回転するよう、圧縮機駆動手段２１によって圧縮機１９は駆動されているが、この指示回転数が設定された回転数よりも大きい場合に、負荷が十分重いとみなして開閉手段１０をオンとしている。また、設定された回転数よりも小さい場合には、軽負荷とみなして開閉手段１０をオフとする。
【００４４】
図８に圧縮機１９が回転数Ｎ１で回転している場合に、目標回転数がＮ２となった場合の各回転数の関係を、図９に制御のフローチャートを示す。
【００４５】
このように制御すれば、急な温度変化や温度設定の変化がない条件下では、目標回転数が煩雑に変化することはなく、指示回転数は単調に増加または減少するため、開閉手段１０は開閉を繰り返すこともなく、負荷である圧縮機１９の回転数が何度もオーバーシュートを繰り返すハンチング現象を回避することができる。
また、目標回転数ではなく、より実際の圧縮機回転数に近い指示回転数を用いて負荷状態を判断するため、目標回転数が高いにもかかわらず負荷が軽い場合においても、すぐに開閉手段１０をオンすることなく、ある程度負荷が大きくなってから開閉手段１０をオンとすることが可能である。
【００４６】
（実施の形態７）
図１０に実施の形態７にかかる電源回路の構成を示す。実施の形態７の電源回路は、交流電源１の位相を検出する電源位相検出回路２２を有している。
【００４７】
制御部１９は、検出された交流電源１のゼロ位相に対し、数百μｓ〜数ｍｓ経過した後に開閉手段１０をオンさせるように、オンタイミングのずれを調整した開閉手段制御信号２３を開閉駆動手段１６へ伝える。図１１に、開閉手段制御信号２３の例を示す。
【００４８】
なお、交流電源１のゼロ位相タイミングから開閉手段１０をオンするまでの時間は、交流電源１の電源回転数と、電源電流、ＤＣ電圧などで表わされる負荷状態の検出値に基づいてあらかじめテーブル等で設定された時間を選択する。
【００４９】
このように制御すれば、交流電源１の１周期間にコンデンサ１１の充放電される電荷量が、ゼロ位相タイミングからオンするまでの時間ΔＴの長さによって変化するため、ΔＴとしていくつかの異なる長さのデータを持つことにより、ΔＴを選択してＤＣ電圧を制御することが可能となる。
【００５０】
したがって、開閉手段１０がオンの場合にこの制御を用いれば、軽負荷時などにおいてもＤＣ電圧を低く保つことが可能となる。
【００５１】
（実施の形態８）
図１２に実施の形態８に係る電源回路における開閉手段の制御タイミングを示す。
【００５２】
本発明の電源回路は、力率と高調波を広範囲にわたって改善するために開閉手段１０の切替を行うが、その際、リアクタ９とダイオード２、コンデンサ１１で構成される昇圧回路の作用の有無により、電源周期の数周期の間にＤＣ電圧が数十Ｖ程度変化する現象が生じる。
【００５３】
その場合、負荷である圧縮機１９がＤＣモータである場合は、ＤＣ電圧が変わるため回転数が変化する。特に電圧が上昇する場合には、圧縮機１９の回転数の上昇速度が電圧の上昇に追随できなくなると、モータの巻線電流が上昇するなどの恐れがあるため、急激な電圧上昇は好ましくない。
【００５４】
上記課題を改善するために、本実施の形態では、制御部１９から開閉駆動手段１６に送る開閉手段制御信号２３のオンタイミングを、交流電源１の負のゼロ位相から遅らせている。ゼロ位相からのオンタイミングまでの遅延量ΔＴを変化させれば、電源の負の半周期におけるコンデンサ１１の充電量が変化する。充電量の変化により、次の正の半周期における放電量を変化させることができ、結果として電源１周期での電圧変化量を抑えることができる。
【００５５】
したがって、開閉手段１０の切換時において、開閉手段制御信号２３のオンタイミングの遅延量をΔＴ１、ΔＴ２（ΔＴ１＞ΔＴ２）と徐々に変化させ、最終的にΔＴをゼロにすることにより、ＤＣ電圧の変化速度を抑制し、滑らかに開閉手段１０の切り替えを行うことが可能となる。
【００５６】
（実施の形態９）
図１３に実施の形態９に係る開閉手段１０の制御タイミング波形を示す。
【００５７】
図１３は、負荷８の変化に応じて、開閉手段１０をオフからオンへと変化させる場合を表わしている。
【００５８】
開閉手段制御信号２３は、初め負の半周期だけオンさせて、オフしている。正の半周期では、ダイオード１２があるため、開閉手段１０の状態によらず、コンデンサ１１の電荷を放電するため、開閉手段１０がオンの場合と同じ電流波形となり、結果として１周期間、開閉手段１０がオンの場合の電流波形となっている。
次の３周期に相当する期間開閉手段１０をオフした後、再び半周期だけ開閉手段１０をオンしており、開閉手段１０がオフの間に低下した電圧が再び上昇し始める。
【００５９】
さらに、開閉手段１０を、交流電源１の位相を検出する電源位相検出手段２０を用いて、電源周波数に同期した形で、電源の１周期分もしくは、その整数倍のオフ期間の電流波形と、電源１周期分のオン期間の電流波形とを繰り返しながら、そのオンの割合を徐々に変化させていくことにより開閉手段１０の切り替え時の電圧急変を抑制している。
【００６０】
本制御により、開閉手段１０の切り替え時における電圧上昇は、電源の半周期１回分にコンデンサ１１に充電される電圧程度にまで抑制されるため、実施の形態１に比べ、電圧の上昇速度を数分の１程度にすることが可能となる。
【００６１】
（実施の形態１０）
図１４に実施の形態１０の電源回路構成を示す。
【００６２】
第１の開閉手段２４と第１のコンデンサ２５が直列に接続されており、それに並列に、第２の開閉手段２６と第２のコンデンサ２７とが直列に接続されている。また、実施の形態１と同様に、第1の開閉手段２８、第２の開閉駆動手段２９を有している。他は実施の形態１と同様の構成のため、説明を省略する。
【００６３】
実施の形態１で述べたように軽負荷時に開閉手段１０をオンした場合、力率が低下するが、力率が低下しはじめる負荷の大きさは、コンデンサ１１の大きさによって変化する。その関係を図１５に示す。
【００６４】
本発明の回路では、重負荷時におけるＤＣ電圧を確保するために、コンデンサ１１の容量を大きくすることが有効であるが、コンデンサ１１を大きくした場合に、力率が低下する点が重負荷側へシフトし、中負荷時の力率を高く保つことができなくなってしまうことがある。
【００６５】
そこで、コンデンサ１１の容量を切り替えて、中負荷時と、重負荷時でコンデンサ１１の容量を変化させることが、軽〜中負荷時において高力率を保つために有効な手段となる。
【００６６】
第１の開閉手段２４、第２の開閉手段２６は、いずれも、電圧や電流または圧縮機の回転数などで表わされる同一の負荷検出手段に基づいて制御され、軽負荷時は第１の開閉手段２４および第２の開閉手段２６をともにオフし、中間負荷時には、第１の開閉手段２４のみをオンし、重負荷時には第１、第２の開閉手段２４、２６をともにオンとする。
【００６７】
以上により、中負荷時に重負荷時よりも小さなコンデンサ容量をもった回路構成を取り、高力率を得ることが可能となる。
【００６８】
また、重負荷時には、コンデンサ容量を大きくすることができ、ＤＣ電圧を確保することもできる。
【００６９】
以上により、開閉手段の切換時における電圧変化が３段階となるため、第１のコンデンサ２５および第２のコンデンサ２７の容量を適切に選ぶことによって第１の開閉手段および第２の開閉手段でのオン・オフ切換時の電圧変化を小さくし、滑らかに移行する効果も期待でき、より広範囲の負荷状態において高調波の抑制と高力率化を実現することが可能となる。
【００７０】
（実施の形態１１）
図１６に実施の形態１１に係る電源の回路構成を示す。
【００７１】
リアクタ９は中間タップ３０を有しており、中間タップ３０に接続された第３の開閉手段３１によってインダクタンスを変化させることができる構成となっている。
【００７２】
本発明の回路では、高調波を抑制するため、比較的インダクタンスの大きなリアクタを使用しているため、４ｋＷ、５ｋＷ以上の空気調和機などでは、電流が大きくなるにつれてリアクタ９での電圧降下が大きくなり、ＤＣ電圧が下がってしまい、圧縮機１９を駆動するのに十分なＤＣ電圧が得られない場合がある。
そのような場合に、第３の開閉手段３１を重負荷時にオンすることにより、インダクタンスを減らすことで電圧降下を小さくし、ＤＣ電圧を確保することが可能となる。
【００７３】
（実施の形態１２）
図１７に実施の形態１２として、実施の形態３の開閉手段１０とダイオード１２をＭＯＳＦＥＴ３２で、開閉駆動手段１６をゲート駆動回路３３で置き換えた回路の構成を示す。
【００７４】
ＭＯＳＦＥＴ３２には、寄生ダイオードが存在するため、開閉手段１０と、それに並列接続されたダイオード１２の代わりに使用することにより、部品点数が削減される。回路の小型化および低価格化が可能となる。
また、機械的接点を有しないため、寿命面でも利点が大きくなる。
【００７５】
【発明の効果】
上記実施の形態から明らかなように、請求項１記載の発明によれば、全波整流回路にリアクタとコンデンサおよび開閉手段を接続し、平滑後の電圧を検出し、軽負荷時に過電圧リミッタによって開閉手段をオフすることにより、軽負荷時から重負荷時まで広範囲にわたって、高調波の抑制と高力率を両立した電源を供給することができる。
【００７６】
また、請求項２記載の発明によれば、過電圧リミッタの設定値を無負荷時における電源の整流電圧以下に設定することにより、力率および効率の面で開閉手段をオフとすることが望ましい軽負荷時に自動的に開閉手段をオフとすることが可能となる。また、開閉手段の開閉によるＤＣ電圧の急変がないため、負荷変動に対するＤＣ電圧を連続的に滑らかに変化することが可能である。
【００７７】
また、請求項３記載の発明によれば、過電圧リミッタにヒステリシス特性を持たせて、そのヒステリシス量を、開閉手段の開閉時に生じるＤＣ電圧の変動分以上に設定することにより、開閉手段が切り替わる場合に、開閉を繰り返してＤＣ電圧が安定しないといったハンチング現象を防止することができる。
【００７８】
また、請求項４記載の発明によれば、電流によって開閉手段を制御することによって、負荷の軽重をほぼ正しく判断し、開閉手段を制御することができるようになる。
【００７９】
さらに、請求項５記載の発明によれば、空気調和機の圧縮機の回転数に応じて開閉手段を開閉することにより、実際に電圧が上昇してしまう可能性のある軽負荷時に開閉手段をオンさせることなく、開閉手段を制御することが可能となる。
【００８０】
また、請求項６記載の発明によれば、圧縮機の指示回転数において開閉手段を制御することにより、開閉手段の切替時の電圧変化に伴って、負荷の回転数がハンチングするのを防止することができる。さらに、実回転数に近い値をとる指示回転数を用いて開閉手段を開閉することにより、負荷の軽重をほぼ正しく判断しながら、負荷のハンチングを防止する電源を供給することができる。
【００８１】
さらに、請求項７記載の発明によれば、開閉手段のオン時間の長さと開始タイミングを変化させることにより、負荷の電圧を制御することが可能となる。
【００８２】
また、請求項８記載の発明によれば、開閉手段のオン信号にデューティを表わす幅をもたせ、そのオンタイミングとその幅を徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすることが可能となる。
【００８３】
また、請求項９記載の発明によれば、電源半周期を基本単位とした開閉手段のオンとオフの割合を徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすることができる。
【００８４】
さらに請求項１０記載の発明によれば、２組の開閉手段を用いて３段階の切換を行うことにより、より滑らかな切換が行え、また、より広範囲にわたって
高力率かつ高周波規制に対応できる電源回路が供給できる。
【００８５】
また、請求項１１記載の発明によれば、リアクタに中間タップを設け、中間タップとリアクタの一方端との間に開閉手段を設けることにより、軽〜中負荷時に開閉手段をオフ、重負荷時に開閉手段をオンすることで、重負荷時におけるＤＣ電圧の確保を行い、より広範囲の負荷に対応できる電源を供給することができる。
【００８６】
また、請求項１２記載の発明によれば、ＭＯＳＦＥＴを開閉手段とダイオードの代わりに使用することにより、部品点数を削減し、簡単な構成とすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における空気調和機の電源回路の構成図
【図２】実施の形態１における電流波形図
【図３】実施の形態２における負荷−電圧特性図
【図４】実施の形態３の構成図
【図５】実施の形態３における負荷−電圧特性図
【図６】実施の形態４の構成図
【図７】実施の形態５および実施の形態６の構成図
【図８】圧縮機制御に関する各回転数の関係図
【図９】実施の形態６における制御のフローチャート
【図１０】実施の形態７の構成図
【図１１】実施の形態７における開閉手段制御信号の説明図
【図１２】実施の形態８における開閉手段の制御タイミングと電流波形の説明図
【図１３】実施の形態９における開閉手段の制御タイミングと電流波形の説明図
【図１４】実施の形態１０の構成図
【図１５】本発明の電源回路における負荷−力率特性図
【図１６】実施の形態１１の構成図
【図１７】実施の形態１２の構成図
【図１８】従来の空気調和機の電源回路構成図
【図１９】従来の空気調和機の電源回路における電流波形図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ ダイオード
３ ダイオード
４ ダイオード
５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
７ 平滑コンデンサ
８ 負荷
９ リアクタ
１０ 開閉手段
１１ コンデンサ
１２ ダイオード
１３ 電圧検出手段
１４ 比較手段
１５ 比較器
１６ 開閉駆動手段
１７ 電流検出手段
１８ 制御手段
１９ 圧縮機
２０ 回転数検出手段
２１ 圧縮機駆動手段
２２ 電源位相検出手段
２３ 制御手段制御信号
２４ 第1の開閉手段
２５ 第１のコンデンサ
２６ 第2の開閉手段
２７ 第２のコンデンサ
２８ 第1の開閉駆動手段
２９ 第２の開閉駆動手段
３０ 中間タップ
３１ 第３の開閉手段
３２ ＭＯＳＦＥＴ
３３ ゲート駆動回路
【発明の属する分野】
本発明は、空気調和機の電源回路とその制御に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ダイオードを利用したさまざまな整流方式が知られている。図１８に、空気調和機にも用いられているブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。
【０００３】
図１８（ａ）は、交流電源１からの交流が、正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード３、平滑コンデンサ７、ダイオード４の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図１８（ｂ）は、交流電源１からの交流が、負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード５、平滑コンデンサ７、ダイオード２の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００５】
以上より、電流波形は図１９のＬ３のようになり、交流電源１からの交流は、正の半周期・負の半周期の間ともに整流され、正の直流電圧を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記のような従来の電源回路では、交流電源の電圧が直流電圧よりも高い期間しか入力電流が流れないため、軽負荷時の力率が低く、また高調波も大きくなるという課題があった。
【０００７】
通常、高調波の改善案として交流電源とブリッジ整流回路との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では、高調波を抑制できても力率が約７０％程度しか得られないという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、ブリッジ整流回路の交流端と直流端との間に開閉手段を介してコンデンサを接続させ、開閉手段を制御することにより、高力率と高調波抑制とを両立できる電源回路を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源と、前記交流電源を全波整流する４個のダイオードからなるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端にコンデンサとを有し、前記交流電源と、前記ブリッジ整流回路との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、負荷検出手段とを備え、負荷検出手段に応じて開閉手段を制御することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１１】
（実施の形態１）
図１に実施の形態１に係る空気調和機の電源回路構成を示す。
【００１２】
図１に示した交流電源１はＡＣ２００Ｖであり、電源は、４個のダイオード２〜５で構成されるブリッジ整流回路６、平滑コンデンサ７と並列に接続された負荷８を有しており、一方の交流入力端はリアクタ９を介して交流電源１に接続され、他方の交流入力端とブリッジ整流回路６のマイナス出力端子間には開閉手段１０とコンデンサ１１が直列に接続されており、開閉手段１０には交流入力側からマイナス出力側を順方向とするようにダイオード１２が並列に接続されている。
さらに平滑コンデンサ７の両端には、ＤＣ電圧を検出するため、分圧抵抗などで構成される電圧検出手段１３を設けており、比較手段１４へ接続されている。比較手段１４では、電圧検出手段１３における検出電圧と、抵抗や定電圧ダイオードなどで構成された基準電圧とが、コンパレータなどの比較器１５で比較される。比較手段１４の出力は、開閉手段１０を駆動する開閉駆動手段１６に接続されている。
【００１３】
リアクタ９は、高調波を抑制するために５〜１０ｍＨ程度と比較的大きく、開閉手段１０に接続されるコンデンサ１１は、平滑コンデンサ７の約１／５０〜１／１００程度と小さい。
【００１４】
図１の回路において、開閉手段１０をオンとした場合の電流波形を図２に示す。図中Ｌ１が電源電圧、Ｌ２が電流波形を表している。通常の全波整流では、交流電源１が負の半周期時において、位相ゼロ付近では平滑コンデンサ７の電圧が交流電源１の電圧よりも低いため、電流は流れないが、本発明の回路では、コンデンサ１１からダイオード２、リアクタ９を通って電流が流れる。この電流はコンデンサ１１が交流電源１の整流電圧からダイオード２の順電圧ＶＦ分だけ低い電圧に充電されるまで流れ続ける。その後、交流電源１の電圧が上昇し、平滑コンデンサ７の電圧以上にまで達すると、コンデンサ５を通って平滑コンデンサ７へ充電電流が流れ始める。
【００１５】
次に交流電源１が正の半周期には、交流電源１の電圧に前記コンデンサ１１の電圧が重畳されるため、位相ゼロ付近においても交流電源１からダイオード３を通り、平滑コンデンサ７および負荷８へと電流が流れる。以上のように、本発明の回路は、交流電源１からの交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合においても、交流電圧のゼロ位相より電流を流すことができ、高力率化が図れる。またこの電流は、リアクタ９とコンデンサ１１との直列共振電流であるため、その波形は滑らかであり、高調波規制を十分満足する。
【００１６】
このように、本発明の電源回路は、負荷８が一定以上の大きさである場合には電流波形が改善され、高調波、力率ともに両立した電源となる。しかしながら、軽負荷時、すなわちコンデンサ１１にチャージされた電荷のエネルギーが、交流電源１の次の半周期までに負荷８にて消費されない場合、平滑コンデンサ７の電圧は、徐々に上昇し、ついには倍電圧整流時と同じＤＣ電圧にまで達する。
【００１７】
通常の空気調和機では、圧縮機やファンモータが主な負荷であるが、それらの駆動電圧は３００〜４００Ｖ程度以下である。一方、本発明の回路をＡＣ２００Ｖで使用した場合、リアクタ９による昇圧効果も加わり、平滑後のＤＣ電圧は最大で約６００Ｖを越える。したがって、重負荷時から軽負荷時まで、開閉手段１０をオンに保持する場合、要求される平滑コンデンサ７の耐圧が必要以上に大きくなってしまう。
【００１８】
さらに、軽負荷時には、通常の全波整流時に見られる、平滑コンデンサ７への充放電電流よりも、コンデンサ１１への充放電電流の方が大きくなり、力率がかえって低下する現象が生じる。そこで、このような場合に前述したようにＤＣ電圧が高くなることを利用し、比較手段１４において、電圧検出手段１３と基準電圧とを比較し、ＤＣ電圧が、あらかじめ設定した過電圧リミット値を越えた場合に、開閉手段１０をオフする制御を行っている。
【００１９】
ここで、ダイオード１２は、開閉手段１０がオフした場合に、コンデンサ１１に蓄積した電荷を放電するため、放電経路を確保できるような方向で、開閉手段１０と並列に接続されている。
【００２０】
また、開閉手段１０がオフの場合は、本回路の動作は通常の全波整流回路と同じになる。開閉手段１０がオフの場合にも、本発明の回路ではリアクタ９が交流側に挿入されているため、高調波成分を抑制しており、高調波規制に十分対応している。
【００２１】
以上により、ＤＣ電圧が高くなる軽負荷時に、過電圧リミット値を設けて開閉手段をオフすることにより、軽負荷時から重負荷時まで高力率で高調波にも対応した電源を供給することができる。
【００２２】
（実施の形態２）
図１を用いて、実施の形態１で述べた過電圧リミット値を、無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低く設定した電源回路について説明する。
実施の形態１で述べたように、本発明の電源回路は、軽負荷時における過度の電圧上昇を防止するため、ＤＣ電圧が過度に上昇した場合に開閉手段１０をオフする電圧リミット機構を有しているが、この過電圧リミット値を無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低く設定することにより、オフが望ましい軽負荷時において、開閉手段１０がオンしないようにすることができる。すなわち、無負荷の場合、ＤＣ電圧は過電圧リミット値以上の値となっており、開閉手段１０はオフとなる。負荷が徐々に大きくなっても、ＤＣ電圧が設定電圧よりも低くなるまでは、開閉手段１０はオフのまま維持される。
【００２３】
したがって、軽負荷時においては、開閉手段１０がオフで維持されるため、開閉手段１０を開閉するロスがなく、実施の形態１と比べて効率も改善される。
また、比較手段１４はヒステリシスを有しておらず、軽〜中負荷時には、開閉手段１０がオン・オフを繰り返しながら、ＤＣ電圧が設定したリミット電圧にほぼ保たれる。さらに負荷が大きくなった場合には、開閉手段１０はオン状態となる。
以上より、実施の形態２において電圧リミットの設定電圧値を２６０Ｖに設定した場合の負荷−ＤＣ電圧特性を一例として図３に示す。図中Ｍ５は開閉手段１０がオンとオフを小刻みに繰り返している領域を表しており、ＤＣ電圧は、オンとオフの比率が変化することによってほぼＤＣ２６０Ｖをセンターにして保たれている。
【００２４】
本実施の形態２の回路では、開閉手段１０がオンからオフ、あるいは、オフからオンに変化する場合には、必ずオン・オフの繰り返し状態を経て変化するため、開閉手段１０の切替時に生じるＤＣ電圧の変化を回避することが可能となる。また、開閉手段１０がオン・オフを繰り返している状態におけるＤＣ電圧のリプルへの影響も数Ｖ程度と小さいため、負荷への影響はほとんどない。
【００２５】
（実施の形態３）
実施の形態３に係る電源回路の構成を図４に示す。
【００２６】
開閉手段１０がオン状態では、リアクタ９による昇圧効果のため、同じ負荷状態において、コンデンサ１１の容量にもよるが、オフ状態の場合に比べてＤＣ電圧が数十Ｖ程度高くなる。そのため、開閉手段１０の状態が変化する場合には、電源周期の数周期の期間内にＤＣ電圧が数十Ｖ変化することになる。
【００２７】
上記を鑑み、実施の形態３の構成では、過電圧リミット値として、第１の基準電圧および、第１の基準電圧よりも約４０〜５０Ｖ程度高く設定した第２の基準電圧を用い、検出されたＤＣ電圧が、第１の基準電圧以下なら開閉手段１０をオン、第２の基準電圧以上なら開閉手段１０をオフすることによって、比較手段１４にヒステリシス特性を持たせている。これにより、開閉手段１０がオンした際にＤＣ電圧が上昇しても、生じる電圧上昇によって第２の基準電圧を超えないため、開閉手段１０はオンのままであり、単一の基準電圧を用いた場合と違い、開閉手段１０がオンとなって電圧が上昇し、過電圧リミットによって再び開閉手段１０がオフするといった、開閉手段１０がオン・オフを繰り返すハンチング現象が起きることはない。
【００２８】
図５に実施の形態１における負荷−電圧特性を示す。図中、Ｍ１は開閉手段１０がオン時の特性、Ｍ２はオフ時の特性を表している。先述したように、比較部１４はヒステリシス特性を有しているため、負荷が徐々に重くなる場合には、Ｍ２→Ｍ３→Ｍ１と変化し、逆に軽くなる場合には、Ｍ１→Ｍ４→Ｍ２と変化する。
以上のように、平滑コンデンサ７電圧の大小に応じて開閉手段１０をオン・オフさせることにより、負荷の軽重を問わず、高調波を抑制するとともに高力率を実現する電源回路を提供することができる。
【００２９】
（実施の形態４）
図６に実施の形態４に係る空気調和機の電源回路構成を示す。
【００３０】
実施の形態１の電源構成に加えて、交流電源からの電流を検出するためのカレントトランスなどで構成される電流検出手段１７が交流ラインに挿入されており、その出力は制御手段１８に接続されている。
【００３１】
電流検出器１７によって検出された入力電流が設定電流を超えた場合に開閉手段１０をオンする制御を行っている。したがって、軽負荷の間は、交流電源１の入力電流が小さいため、開閉手段１０はオフされているが、負荷が重くなって入力電流が大きくなると開閉手段１０はオンとなる。
【００３２】
入力電流と負荷の大きさは、ほぼ１対１に対応しているため、本制御を行うことにより、電流によって負荷の大きさをほぼ正確に判断し、軽負荷時に開閉手段１０をオフすることが可能となる。
【００３３】
なお、検出する電流は上記入力電流の代わりに、負荷へ供給されるＤＣ電流を用いて制御してもよい。
【００３４】
また、制御手段１８は、実施の形態１のように、コンパレータなどで構成される比較手段１４でも構わない。
【００３５】
（実施の形態５）
図７に空気調和機の室外機に適用される電源回路構成を示す。
【００３６】
空気調和機の主な負荷は圧縮機１９であり、圧縮機１９の回転数は、制御手段１８から出力される指示回転数によって制御されている。
【００３７】
圧縮機１９の現在の回転数を検出するために、回転数検出手段２０は、圧縮機１９内のモータ磁極位置を検出する信号を取り出しており、制御部１９は、検出信号のタイミングとその時間変化から現在の圧縮機１９の回転数を算出している。
空気調和機の負荷はこの圧縮機１９が大半を占めることから、圧縮機１９の回転数が低い場合、空気調和機は軽負荷状態であると見なせる。したがって、圧縮機１９の回転数があらかじめ設定された回転数よりも高い場合にのみ、開閉手段１０をオンする制御を行う。
【００３８】
なお、ディアイス時など、空気調和機の運転状態によっては、圧縮機１９の回転数が大きいにもかかわらず、負荷が小さくなる場合もあるが、このような場合に備えて、実施の形態１で挙げたＤＣ電圧のリミッタ機構を用いて開閉手段１０をオフする機構をあわせて持つことが有効である。この場合、電圧リミッタに用いる比較手段１４は、ヒステリシスがあってもなくても構わない。
【００３９】
以上のように圧縮機１９の回転数に応じて、開閉手段１０を制御することにより、広範囲にわたる空気調和機の負荷状態において、高力率かつ、高調波を抑制する電源を提供することが可能となる。
【００４０】
（実施の形態６）
同じく図７を用いて圧縮機１９を負荷とするインバータエアコンの室外機における電源回路および制御について説明を行う。
ここでの交流電源１は、内外接続電線を経て室内機に接続された商用電源を表している。
【００４１】
インバータエアコンでは、設定温度と現在の室内温度との差に基づいて圧縮機１９の目標回転数が決定されているが、こうして決定された目標回転数に対し、制御における各時間ステップ毎に制御手段１８において圧縮機１９の指示回転数が決定される。
【００４２】
指示回転数は、目標回転数と現在の圧縮機回転数との差と、現在の圧縮機の回転数とから、各時間ステップ毎の回転数の増減量が決定され、制御における各時間ステップ毎に、指示回転数にステップ毎の回転数増減量を加えて算出している。このように目標回転数から指示回転数を決定するのは、圧縮機１９の脱調を防止するためである。
【００４３】
こうして算出された指示回転数で圧縮機１９が回転するよう、圧縮機駆動手段２１によって圧縮機１９は駆動されているが、この指示回転数が設定された回転数よりも大きい場合に、負荷が十分重いとみなして開閉手段１０をオンとしている。また、設定された回転数よりも小さい場合には、軽負荷とみなして開閉手段１０をオフとする。
【００４４】
図８に圧縮機１９が回転数Ｎ１で回転している場合に、目標回転数がＮ２となった場合の各回転数の関係を、図９に制御のフローチャートを示す。
【００４５】
このように制御すれば、急な温度変化や温度設定の変化がない条件下では、目標回転数が煩雑に変化することはなく、指示回転数は単調に増加または減少するため、開閉手段１０は開閉を繰り返すこともなく、負荷である圧縮機１９の回転数が何度もオーバーシュートを繰り返すハンチング現象を回避することができる。
また、目標回転数ではなく、より実際の圧縮機回転数に近い指示回転数を用いて負荷状態を判断するため、目標回転数が高いにもかかわらず負荷が軽い場合においても、すぐに開閉手段１０をオンすることなく、ある程度負荷が大きくなってから開閉手段１０をオンとすることが可能である。
【００４６】
（実施の形態７）
図１０に実施の形態７にかかる電源回路の構成を示す。実施の形態７の電源回路は、交流電源１の位相を検出する電源位相検出回路２２を有している。
【００４７】
制御部１９は、検出された交流電源１のゼロ位相に対し、数百μｓ〜数ｍｓ経過した後に開閉手段１０をオンさせるように、オンタイミングのずれを調整した開閉手段制御信号２３を開閉駆動手段１６へ伝える。図１１に、開閉手段制御信号２３の例を示す。
【００４８】
なお、交流電源１のゼロ位相タイミングから開閉手段１０をオンするまでの時間は、交流電源１の電源回転数と、電源電流、ＤＣ電圧などで表わされる負荷状態の検出値に基づいてあらかじめテーブル等で設定された時間を選択する。
【００４９】
このように制御すれば、交流電源１の１周期間にコンデンサ１１の充放電される電荷量が、ゼロ位相タイミングからオンするまでの時間ΔＴの長さによって変化するため、ΔＴとしていくつかの異なる長さのデータを持つことにより、ΔＴを選択してＤＣ電圧を制御することが可能となる。
【００５０】
したがって、開閉手段１０がオンの場合にこの制御を用いれば、軽負荷時などにおいてもＤＣ電圧を低く保つことが可能となる。
【００５１】
（実施の形態８）
図１２に実施の形態８に係る電源回路における開閉手段の制御タイミングを示す。
【００５２】
本発明の電源回路は、力率と高調波を広範囲にわたって改善するために開閉手段１０の切替を行うが、その際、リアクタ９とダイオード２、コンデンサ１１で構成される昇圧回路の作用の有無により、電源周期の数周期の間にＤＣ電圧が数十Ｖ程度変化する現象が生じる。
【００５３】
その場合、負荷である圧縮機１９がＤＣモータである場合は、ＤＣ電圧が変わるため回転数が変化する。特に電圧が上昇する場合には、圧縮機１９の回転数の上昇速度が電圧の上昇に追随できなくなると、モータの巻線電流が上昇するなどの恐れがあるため、急激な電圧上昇は好ましくない。
【００５４】
上記課題を改善するために、本実施の形態では、制御部１９から開閉駆動手段１６に送る開閉手段制御信号２３のオンタイミングを、交流電源１の負のゼロ位相から遅らせている。ゼロ位相からのオンタイミングまでの遅延量ΔＴを変化させれば、電源の負の半周期におけるコンデンサ１１の充電量が変化する。充電量の変化により、次の正の半周期における放電量を変化させることができ、結果として電源１周期での電圧変化量を抑えることができる。
【００５５】
したがって、開閉手段１０の切換時において、開閉手段制御信号２３のオンタイミングの遅延量をΔＴ１、ΔＴ２（ΔＴ１＞ΔＴ２）と徐々に変化させ、最終的にΔＴをゼロにすることにより、ＤＣ電圧の変化速度を抑制し、滑らかに開閉手段１０の切り替えを行うことが可能となる。
【００５６】
（実施の形態９）
図１３に実施の形態９に係る開閉手段１０の制御タイミング波形を示す。
【００５７】
図１３は、負荷８の変化に応じて、開閉手段１０をオフからオンへと変化させる場合を表わしている。
【００５８】
開閉手段制御信号２３は、初め負の半周期だけオンさせて、オフしている。正の半周期では、ダイオード１２があるため、開閉手段１０の状態によらず、コンデンサ１１の電荷を放電するため、開閉手段１０がオンの場合と同じ電流波形となり、結果として１周期間、開閉手段１０がオンの場合の電流波形となっている。
次の３周期に相当する期間開閉手段１０をオフした後、再び半周期だけ開閉手段１０をオンしており、開閉手段１０がオフの間に低下した電圧が再び上昇し始める。
【００５９】
さらに、開閉手段１０を、交流電源１の位相を検出する電源位相検出手段２０を用いて、電源周波数に同期した形で、電源の１周期分もしくは、その整数倍のオフ期間の電流波形と、電源１周期分のオン期間の電流波形とを繰り返しながら、そのオンの割合を徐々に変化させていくことにより開閉手段１０の切り替え時の電圧急変を抑制している。
【００６０】
本制御により、開閉手段１０の切り替え時における電圧上昇は、電源の半周期１回分にコンデンサ１１に充電される電圧程度にまで抑制されるため、実施の形態１に比べ、電圧の上昇速度を数分の１程度にすることが可能となる。
【００６１】
（実施の形態１０）
図１４に実施の形態１０の電源回路構成を示す。
【００６２】
第１の開閉手段２４と第１のコンデンサ２５が直列に接続されており、それに並列に、第２の開閉手段２６と第２のコンデンサ２７とが直列に接続されている。また、実施の形態１と同様に、第1の開閉手段２８、第２の開閉駆動手段２９を有している。他は実施の形態１と同様の構成のため、説明を省略する。
【００６３】
実施の形態１で述べたように軽負荷時に開閉手段１０をオンした場合、力率が低下するが、力率が低下しはじめる負荷の大きさは、コンデンサ１１の大きさによって変化する。その関係を図１５に示す。
【００６４】
本発明の回路では、重負荷時におけるＤＣ電圧を確保するために、コンデンサ１１の容量を大きくすることが有効であるが、コンデンサ１１を大きくした場合に、力率が低下する点が重負荷側へシフトし、中負荷時の力率を高く保つことができなくなってしまうことがある。
【００６５】
そこで、コンデンサ１１の容量を切り替えて、中負荷時と、重負荷時でコンデンサ１１の容量を変化させることが、軽〜中負荷時において高力率を保つために有効な手段となる。
【００６６】
第１の開閉手段２４、第２の開閉手段２６は、いずれも、電圧や電流または圧縮機の回転数などで表わされる同一の負荷検出手段に基づいて制御され、軽負荷時は第１の開閉手段２４および第２の開閉手段２６をともにオフし、中間負荷時には、第１の開閉手段２４のみをオンし、重負荷時には第１、第２の開閉手段２４、２６をともにオンとする。
【００６７】
以上により、中負荷時に重負荷時よりも小さなコンデンサ容量をもった回路構成を取り、高力率を得ることが可能となる。
【００６８】
また、重負荷時には、コンデンサ容量を大きくすることができ、ＤＣ電圧を確保することもできる。
【００６９】
以上により、開閉手段の切換時における電圧変化が３段階となるため、第１のコンデンサ２５および第２のコンデンサ２７の容量を適切に選ぶことによって第１の開閉手段および第２の開閉手段でのオン・オフ切換時の電圧変化を小さくし、滑らかに移行する効果も期待でき、より広範囲の負荷状態において高調波の抑制と高力率化を実現することが可能となる。
【００７０】
（実施の形態１１）
図１６に実施の形態１１に係る電源の回路構成を示す。
【００７１】
リアクタ９は中間タップ３０を有しており、中間タップ３０に接続された第３の開閉手段３１によってインダクタンスを変化させることができる構成となっている。
【００７２】
本発明の回路では、高調波を抑制するため、比較的インダクタンスの大きなリアクタを使用しているため、４ｋＷ、５ｋＷ以上の空気調和機などでは、電流が大きくなるにつれてリアクタ９での電圧降下が大きくなり、ＤＣ電圧が下がってしまい、圧縮機１９を駆動するのに十分なＤＣ電圧が得られない場合がある。
そのような場合に、第３の開閉手段３１を重負荷時にオンすることにより、インダクタンスを減らすことで電圧降下を小さくし、ＤＣ電圧を確保することが可能となる。
【００７３】
（実施の形態１２）
図１７に実施の形態１２として、実施の形態３の開閉手段１０とダイオード１２をＭＯＳＦＥＴ３２で、開閉駆動手段１６をゲート駆動回路３３で置き換えた回路の構成を示す。
【００７４】
ＭＯＳＦＥＴ３２には、寄生ダイオードが存在するため、開閉手段１０と、それに並列接続されたダイオード１２の代わりに使用することにより、部品点数が削減される。回路の小型化および低価格化が可能となる。
また、機械的接点を有しないため、寿命面でも利点が大きくなる。
【００７５】
【発明の効果】
上記実施の形態から明らかなように、請求項１記載の発明によれば、全波整流回路にリアクタとコンデンサおよび開閉手段を接続し、平滑後の電圧を検出し、軽負荷時に過電圧リミッタによって開閉手段をオフすることにより、軽負荷時から重負荷時まで広範囲にわたって、高調波の抑制と高力率を両立した電源を供給することができる。
【００７６】
また、請求項２記載の発明によれば、過電圧リミッタの設定値を無負荷時における電源の整流電圧以下に設定することにより、力率および効率の面で開閉手段をオフとすることが望ましい軽負荷時に自動的に開閉手段をオフとすることが可能となる。また、開閉手段の開閉によるＤＣ電圧の急変がないため、負荷変動に対するＤＣ電圧を連続的に滑らかに変化することが可能である。
【００７７】
また、請求項３記載の発明によれば、過電圧リミッタにヒステリシス特性を持たせて、そのヒステリシス量を、開閉手段の開閉時に生じるＤＣ電圧の変動分以上に設定することにより、開閉手段が切り替わる場合に、開閉を繰り返してＤＣ電圧が安定しないといったハンチング現象を防止することができる。
【００７８】
また、請求項４記載の発明によれば、電流によって開閉手段を制御することによって、負荷の軽重をほぼ正しく判断し、開閉手段を制御することができるようになる。
【００７９】
さらに、請求項５記載の発明によれば、空気調和機の圧縮機の回転数に応じて開閉手段を開閉することにより、実際に電圧が上昇してしまう可能性のある軽負荷時に開閉手段をオンさせることなく、開閉手段を制御することが可能となる。
【００８０】
また、請求項６記載の発明によれば、圧縮機の指示回転数において開閉手段を制御することにより、開閉手段の切替時の電圧変化に伴って、負荷の回転数がハンチングするのを防止することができる。さらに、実回転数に近い値をとる指示回転数を用いて開閉手段を開閉することにより、負荷の軽重をほぼ正しく判断しながら、負荷のハンチングを防止する電源を供給することができる。
【００８１】
さらに、請求項７記載の発明によれば、開閉手段のオン時間の長さと開始タイミングを変化させることにより、負荷の電圧を制御することが可能となる。
【００８２】
また、請求項８記載の発明によれば、開閉手段のオン信号にデューティを表わす幅をもたせ、そのオンタイミングとその幅を徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすることが可能となる。
【００８３】
また、請求項９記載の発明によれば、電源半周期を基本単位とした開閉手段のオンとオフの割合を徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすることができる。
【００８４】
さらに請求項１０記載の発明によれば、２組の開閉手段を用いて３段階の切換を行うことにより、より滑らかな切換が行え、また、より広範囲にわたって
高力率かつ高周波規制に対応できる電源回路が供給できる。
【００８５】
また、請求項１１記載の発明によれば、リアクタに中間タップを設け、中間タップとリアクタの一方端との間に開閉手段を設けることにより、軽〜中負荷時に開閉手段をオフ、重負荷時に開閉手段をオンすることで、重負荷時におけるＤＣ電圧の確保を行い、より広範囲の負荷に対応できる電源を供給することができる。
【００８６】
また、請求項１２記載の発明によれば、ＭＯＳＦＥＴを開閉手段とダイオードの代わりに使用することにより、部品点数を削減し、簡単な構成とすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における空気調和機の電源回路の構成図
【図２】実施の形態１における電流波形図
【図３】実施の形態２における負荷−電圧特性図
【図４】実施の形態３の構成図
【図５】実施の形態３における負荷−電圧特性図
【図６】実施の形態４の構成図
【図７】実施の形態５および実施の形態６の構成図
【図８】圧縮機制御に関する各回転数の関係図
【図９】実施の形態６における制御のフローチャート
【図１０】実施の形態７の構成図
【図１１】実施の形態７における開閉手段制御信号の説明図
【図１２】実施の形態８における開閉手段の制御タイミングと電流波形の説明図
【図１３】実施の形態９における開閉手段の制御タイミングと電流波形の説明図
【図１４】実施の形態１０の構成図
【図１５】本発明の電源回路における負荷−力率特性図
【図１６】実施の形態１１の構成図
【図１７】実施の形態１２の構成図
【図１８】従来の空気調和機の電源回路構成図
【図１９】従来の空気調和機の電源回路における電流波形図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ ダイオード
３ ダイオード
４ ダイオード
５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
７ 平滑コンデンサ
８ 負荷
９ リアクタ
１０ 開閉手段
１１ コンデンサ
１２ ダイオード
１３ 電圧検出手段
１４ 比較手段
１５ 比較器
１６ 開閉駆動手段
１７ 電流検出手段
１８ 制御手段
１９ 圧縮機
２０ 回転数検出手段
２１ 圧縮機駆動手段
２２ 電源位相検出手段
２３ 制御手段制御信号
２４ 第1の開閉手段
２５ 第１のコンデンサ
２６ 第2の開閉手段
２７ 第２のコンデンサ
２８ 第1の開閉駆動手段
２９ 第２の開閉駆動手段
３０ 中間タップ
３１ 第３の開閉手段
３２ ＭＯＳＦＥＴ
３３ ゲート駆動回路
Claims (12)
- 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に、直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段における検出電圧を基準電圧と比較する比較手段とを有し、電圧検出手段における検出電圧が基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段をオン、基準電圧よりも高くなる場合に開閉手段をオフとすることを特徴とする空気調和機の電源回路。
- 前記比較手段の基準電圧は、無負荷時において前記交流電源を全波整流した場合におけるＤＣ電圧の波高値よりも低い電圧に設定されており、前記電圧検出手段における検出電圧が基準電圧よりも高い場合に前記開閉手段をオフ、基準電圧よりも低い場合に前記開閉手段をオンすることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
- 前記比較手段の基準電圧は、第１の基準電圧および、第１の基準電圧よりも高く設定された第２の基準電圧から構成されており、電圧検出手段における検出電圧が第１の基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段をオン、第２の基準電圧よりも高くなる場合に開閉手段をオフとするヒステリシス特性を有する電源回路であって、第１の基準電圧と第２の基準電圧の差が、前記開閉手段を開閉した場合に生じるＤＣ電圧の変化量よりも大きいことを特徴とする請求項１記載の電源回路。
- 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と他方の直流出力端との間に開閉手段と直列に接続されたコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、電源電流または負荷のＤＣ電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出する電流を設定電流と比較する比較手段とを有し、前記電流検出手段において検出された電流が設定電流よりも大きい場合に前記開閉手段をオンすることを特徴とする空気調和機の電源回路。
- 圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実回転数と目標回転数との差から前記圧縮機の指示回転数を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機において、
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記回転数検出手段で検出された圧縮機の回転数が、設定回転数よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴とする空気調和機の電源回路。 - 圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実回転数との目標回転数と差から前記圧縮機の指示回転数を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機において、
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記制御手段で算出される圧縮機の指示回転数が、設定回転数よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴とする空気調和機の電源回路。 - 交流電源の位相を検出する電源位相検出手段を具備し、前記交流電源の電源周期毎に、前記電源位相検出手段によって検出した前記交流電源がゼロ位相となる時刻から一定の期間、前記開閉手段をオフに保った後、前記開閉手段をオンさせる制御手段を有し、前記開閉手段をオフに保つ期間を、ゼロから電源周期までの範囲内で変更することにより、負荷へ供給するＤＣ電圧を調整することを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電源回路。
- 前記制御手段は、前記開閉手段をオフからオン状態に切り換える場合に、前記電源位相検出手段によって検出した前記交流電源がゼロ位相となる時刻から、前記開閉手段をオンするまでの時間を、あらかじめ設定された初期時間から、前記交流電源の電源周期毎に、徐々に短く変更し、最終的にゼロとすることにより、開閉手段の切替時に生じるＤＣ電圧の上昇速度を抑制することを特徴とする請求項７記載の空気調和機の電源回路。
- 前記制御手段は、前記開閉手段をオフからオン状態へ切り換える場合に、前記交流電源の一周期間、前記開閉手段をオンした後、複数周期間、前記開閉手段をオフとする動作を交互に繰り返し、前記開閉手段をオフする期間をあらかじめ設定した周期数から徐々に減少させながら、最終的に前記開閉手段をオフする期間をなくすことにより、開閉手段の切替時におけるＤＣ電圧の上昇速度を抑制することを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電源回路。
- 前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に、直列に接続された第１の開閉手段および第1のコンデンサと、第1の開閉手段に並列に接続された第１のダイオードと、直列に接続された第２の開閉手段および第２のコンデンサと、第２の開閉手段と並列に接続された第２のダイオードとを具備し、第1の開閉手段および第2の開閉手段がオンした場合に、第1のコンデンサと第2のコンデンサとが並列接続となるように接続された電源回路であって、
前記平滑コンデンサの両端電圧または、前記圧縮機の指示回転数または、前記圧縮機の実回転数を検出する負荷検出手段と、前記負荷検出手段の出力をあらかじめ設定した値と比較する比較手段または制御手段を有し、前記負荷検出手段の出力とあらかじめ設定された値との比較により、軽負荷時に第１の開閉手段および第２の開閉手段をともにオフし、中負荷時に第１の開閉手段のみオンし、さらに重負荷の場合に第1の開閉手段および第２の開閉手段をともにオンすることを特徴とする請求項３〜９記載の空気調和機の電源回路。 - 前記リアクタは、中間タップを有しており、前記中間タップと前記リアクタのいずれかの端との間に接続された第３の開閉手段と、前記負荷検出手段とを具備し、
軽負荷時において前記第３の開閉手段をオン、重負荷時に前記第３の開閉手段をオフすることを特徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電源回路。 - 少なくとも一つの前記開閉手段と前記開閉手段に並列に接続された前記ダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電源回路。
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