JP3726611B2

JP3726611B2 - Air conditioner power circuit

Info

Publication number: JP3726611B2
Application number: JP2000007415A
Authority: JP
Inventors: 章弘京極; 志朗前田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-01-17
Filing date: 2000-01-17
Publication date: 2005-12-14
Anticipated expiration: 2020-01-17
Also published as: JP2001204173A

Description

【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は、空気調和機の電源回路とその制御に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ダイオードを利用したさまざまな整流方式が知られている。図１８に、空気調和機にも用いられているブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。
【０００３】
図１８（ａ）は、交流電源１からの交流が、正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード３、平滑コンデンサ７、ダイオード４の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図１８（ｂ）は、交流電源１からの交流が、負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード５、平滑コンデンサ７、ダイオード２の順に流れ、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００５】
以上より、電流波形は図１９のＬ３のようになり、交流電源１からの交流は、正の半周期・負の半周期の間ともに整流され、正の直流電圧を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記のような従来の電源回路では、交流電源の電圧が直流電圧よりも高い期間しか入力電流が流れないため、軽負荷時の力率が低く、また高調波も大きくなるという課題があった。
【０００７】
通常、高調波の改善案として交流電源とブリッジ整流回路との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では、高調波を抑制できても力率が約７０％程度しか得られないという問題があった。
【０００８】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、ブリッジ整流回路の交流端と直流端との間に開閉手段を介してコンデンサを接続させ、開閉手段を制御することにより、高力率と高調波抑制とを両立できる電源回路を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源と、前記交流電源を全波整流する４個のダイオードからなるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端にコンデンサとを有し、前記交流電源と、前記ブリッジ整流回路との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、負荷検出手段とを備え、負荷検出手段に応じて開閉手段を制御することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１１】
（実施の形態１）
図１に実施の形態１に係る空気調和機の電源回路構成を示す。
【００１２】
図１に示した交流電源１はＡＣ２００Ｖであり、電源は、４個のダイオード２〜５で構成されるブリッジ整流回路６、平滑コンデンサ７と並列に接続された負荷８を有しており、一方の交流入力端はリアクタ９を介して交流電源１に接続され、他方の交流入力端とブリッジ整流回路６のマイナス出力端子間には開閉手段１０とコンデンサ１１が直列に接続されており、開閉手段１０には交流入力側からマイナス出力側を順方向とするようにダイオード１２が並列に接続されている。
さらに平滑コンデンサ７の両端には、ＤＣ電圧を検出するため、分圧抵抗などで構成される電圧検出手段１３を設けており、比較手段１４へ接続されている。比較手段１４では、電圧検出手段１３における検出電圧と、抵抗や定電圧ダイオードなどで構成された基準電圧とが、コンパレータなどの比較器１５で比較される。比較手段１４の出力は、開閉手段１０を駆動する開閉駆動手段１６に接続されている。
【００１３】
リアクタ９は、高調波を抑制するために５〜１０ｍＨ程度と比較的大きく、開閉手段１０に接続されるコンデンサ１１は、平滑コンデンサ７の約１／５０〜１／１００程度と小さい。
【００１４】
図１の回路において、開閉手段１０をオンとした場合の電流波形を図２に示す。図中Ｌ１が電源電圧、Ｌ２が電流波形を表している。通常の全波整流では、交流電源１が負の半周期時において、位相ゼロ付近では平滑コンデンサ７の電圧が交流電源１の電圧よりも低いため、電流は流れないが、本発明の回路では、コンデンサ１１からダイオード２、リアクタ９を通って電流が流れる。この電流はコンデンサ１１が交流電源１の整流電圧からダイオード２の順電圧ＶＦ分だけ低い電圧に充電されるまで流れ続ける。その後、交流電源１の電圧が上昇し、平滑コンデンサ７の電圧以上にまで達すると、コンデンサ５を通って平滑コンデンサ７へ充電電流が流れ始める。
【００１５】
次に交流電源１が正の半周期には、交流電源１の電圧に前記コンデンサ１１の電圧が重畳されるため、位相ゼロ付近においても交流電源１からダイオード３を通り、平滑コンデンサ７および負荷８へと電流が流れる。以上のように、本発明の回路は、交流電源１からの交流が正の半周期、負の半周期いずれの場合においても、交流電圧のゼロ位相より電流を流すことができ、高力率化が図れる。またこの電流は、リアクタ９とコンデンサ１１との直列共振電流であるため、その波形は滑らかであり、高調波規制を十分満足する。
【００１６】
このように、本発明の電源回路は、負荷８が一定以上の大きさである場合には電流波形が改善され、高調波、力率ともに両立した電源となる。しかしながら、軽負荷時、すなわちコンデンサ１１にチャージされた電荷のエネルギーが、交流電源１の次の半周期までに負荷８にて消費されない場合、平滑コンデンサ７の電圧は、徐々に上昇し、ついには倍電圧整流時と同じＤＣ電圧にまで達する。
【００１７】
通常の空気調和機では、圧縮機やファンモータが主な負荷であるが、それらの駆動電圧は３００〜４００Ｖ程度以下である。一方、本発明の回路をＡＣ２００Ｖで使用した場合、リアクタ９による昇圧効果も加わり、平滑後のＤＣ電圧は最大で約６００Ｖを越える。したがって、重負荷時から軽負荷時まで、開閉手段１０をオンに保持する場合、要求される平滑コンデンサ７の耐圧が必要以上に大きくなってしまう。
【００１８】
さらに、軽負荷時には、通常の全波整流時に見られる、平滑コンデンサ７への充放電電流よりも、コンデンサ１１への充放電電流の方が大きくなり、力率がかえって低下する現象が生じる。そこで、このような場合に前述したようにＤＣ電圧が高くなることを利用し、比較手段１４において、電圧検出手段１３と基準電圧とを比較し、ＤＣ電圧が、あらかじめ設定した過電圧リミット値を越えた場合に、開閉手段１０をオフする制御を行っている。
【００１９】
ここで、ダイオード１２は、開閉手段１０がオフした場合に、コンデンサ１１に蓄積した電荷を放電するため、放電経路を確保できるような方向で、開閉手段１０と並列に接続されている。
【００２０】
また、開閉手段１０がオフの場合は、本回路の動作は通常の全波整流回路と同じになる。開閉手段１０がオフの場合にも、本発明の回路ではリアクタ９が交流側に挿入されているため、高調波成分を抑制しており、高調波規制に十分対応している。
【００２１】
以上により、ＤＣ電圧が高くなる軽負荷時に、過電圧リミット値を設けて開閉手段をオフすることにより、軽負荷時から重負荷時まで高力率で高調波にも対応した電源を供給することができる。
【００２２】
（実施の形態２）
図１を用いて、実施の形態１で述べた過電圧リミット値を、無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低く設定した電源回路について説明する。
実施の形態１で述べたように、本発明の電源回路は、軽負荷時における過度の電圧上昇を防止するため、ＤＣ電圧が過度に上昇した場合に開閉手段１０をオフする電圧リミット機構を有しているが、この過電圧リミット値を無負荷時における整流後のＤＣ電圧よりも低く設定することにより、オフが望ましい軽負荷時において、開閉手段１０がオンしないようにすることができる。すなわち、無負荷の場合、ＤＣ電圧は過電圧リミット値以上の値となっており、開閉手段１０はオフとなる。負荷が徐々に大きくなっても、ＤＣ電圧が設定電圧よりも低くなるまでは、開閉手段１０はオフのまま維持される。
【００２３】
したがって、軽負荷時においては、開閉手段１０がオフで維持されるため、開閉手段１０を開閉するロスがなく、実施の形態１と比べて効率も改善される。
また、比較手段１４はヒステリシスを有しておらず、軽〜中負荷時には、開閉手段１０がオン・オフを繰り返しながら、ＤＣ電圧が設定したリミット電圧にほぼ保たれる。さらに負荷が大きくなった場合には、開閉手段１０はオン状態となる。
以上より、実施の形態２において電圧リミットの設定電圧値を２６０Ｖに設定した場合の負荷−ＤＣ電圧特性を一例として図３に示す。図中Ｍ５は開閉手段１０がオンとオフを小刻みに繰り返している領域を表しており、ＤＣ電圧は、オンとオフの比率が変化することによってほぼＤＣ２６０Ｖをセンターにして保たれている。
【００２４】
本実施の形態２の回路では、開閉手段１０がオンからオフ、あるいは、オフからオンに変化する場合には、必ずオン・オフの繰り返し状態を経て変化するため、開閉手段１０の切替時に生じるＤＣ電圧の変化を回避することが可能となる。また、開閉手段１０がオン・オフを繰り返している状態におけるＤＣ電圧のリプルへの影響も数Ｖ程度と小さいため、負荷への影響はほとんどない。
【００２５】
（実施の形態３）
実施の形態３に係る電源回路の構成を図４に示す。
【００２６】
開閉手段１０がオン状態では、リアクタ９による昇圧効果のため、同じ負荷状態において、コンデンサ１１の容量にもよるが、オフ状態の場合に比べてＤＣ電圧が数十Ｖ程度高くなる。そのため、開閉手段１０の状態が変化する場合には、電源周期の数周期の期間内にＤＣ電圧が数十Ｖ変化することになる。
【００２７】
上記を鑑み、実施の形態３の構成では、過電圧リミット値として、第１の基準電圧および、第１の基準電圧よりも約４０〜５０Ｖ程度高く設定した第２の基準電圧を用い、検出されたＤＣ電圧が、第１の基準電圧以下なら開閉手段１０をオン、第２の基準電圧以上なら開閉手段１０をオフすることによって、比較手段１４にヒステリシス特性を持たせている。これにより、開閉手段１０がオンした際にＤＣ電圧が上昇しても、生じる電圧上昇によって第２の基準電圧を超えないため、開閉手段１０はオンのままであり、単一の基準電圧を用いた場合と違い、開閉手段１０がオンとなって電圧が上昇し、過電圧リミットによって再び開閉手段１０がオフするといった、開閉手段１０がオン・オフを繰り返すハンチング現象が起きることはない。
【００２８】
図５に実施の形態１における負荷−電圧特性を示す。図中、Ｍ１は開閉手段１０がオン時の特性、Ｍ２はオフ時の特性を表している。先述したように、比較部１４はヒステリシス特性を有しているため、負荷が徐々に重くなる場合には、Ｍ２→Ｍ３→Ｍ１と変化し、逆に軽くなる場合には、Ｍ１→Ｍ４→Ｍ２と変化する。
以上のように、平滑コンデンサ７電圧の大小に応じて開閉手段１０をオン・オフさせることにより、負荷の軽重を問わず、高調波を抑制するとともに高力率を実現する電源回路を提供することができる。
【００２９】
（実施の形態４）
図６に実施の形態４に係る空気調和機の電源回路構成を示す。
【００３０】
実施の形態１の電源構成に加えて、交流電源からの電流を検出するためのカレントトランスなどで構成される電流検出手段１７が交流ラインに挿入されており、その出力は制御手段１８に接続されている。
【００３１】
電流検出器１７によって検出された入力電流が設定電流を超えた場合に開閉手段１０をオンする制御を行っている。したがって、軽負荷の間は、交流電源１の入力電流が小さいため、開閉手段１０はオフされているが、負荷が重くなって入力電流が大きくなると開閉手段１０はオンとなる。
【００３２】
入力電流と負荷の大きさは、ほぼ１対１に対応しているため、本制御を行うことにより、電流によって負荷の大きさをほぼ正確に判断し、軽負荷時に開閉手段１０をオフすることが可能となる。
【００３３】
なお、検出する電流は上記入力電流の代わりに、負荷へ供給されるＤＣ電流を用いて制御してもよい。
【００３４】
また、制御手段１８は、実施の形態１のように、コンパレータなどで構成される比較手段１４でも構わない。
【００３５】
（実施の形態５）
図７に空気調和機の室外機に適用される電源回路構成を示す。
【００３６】
空気調和機の主な負荷は圧縮機１９であり、圧縮機１９の回転数は、制御手段１８から出力される指示回転数によって制御されている。
【００３７】
圧縮機１９の現在の回転数を検出するために、回転数検出手段２０は、圧縮機１９内のモータ磁極位置を検出する信号を取り出しており、制御部１９は、検出信号のタイミングとその時間変化から現在の圧縮機１９の回転数を算出している。
空気調和機の負荷はこの圧縮機１９が大半を占めることから、圧縮機１９の回転数が低い場合、空気調和機は軽負荷状態であると見なせる。したがって、圧縮機１９の回転数があらかじめ設定された回転数よりも高い場合にのみ、開閉手段１０をオンする制御を行う。
【００３８】
なお、ディアイス時など、空気調和機の運転状態によっては、圧縮機１９の回転数が大きいにもかかわらず、負荷が小さくなる場合もあるが、このような場合に備えて、実施の形態１で挙げたＤＣ電圧のリミッタ機構を用いて開閉手段１０をオフする機構をあわせて持つことが有効である。この場合、電圧リミッタに用いる比較手段１４は、ヒステリシスがあってもなくても構わない。
【００３９】
以上のように圧縮機１９の回転数に応じて、開閉手段１０を制御することにより、広範囲にわたる空気調和機の負荷状態において、高力率かつ、高調波を抑制する電源を提供することが可能となる。
【００４０】
（実施の形態６）
同じく図７を用いて圧縮機１９を負荷とするインバータエアコンの室外機における電源回路および制御について説明を行う。
ここでの交流電源１は、内外接続電線を経て室内機に接続された商用電源を表している。
【００４１】
インバータエアコンでは、設定温度と現在の室内温度との差に基づいて圧縮機１９の目標回転数が決定されているが、こうして決定された目標回転数に対し、制御における各時間ステップ毎に制御手段１８において圧縮機１９の指示回転数が決定される。
【００４２】
指示回転数は、目標回転数と現在の圧縮機回転数との差と、現在の圧縮機の回転数とから、各時間ステップ毎の回転数の増減量が決定され、制御における各時間ステップ毎に、指示回転数にステップ毎の回転数増減量を加えて算出している。このように目標回転数から指示回転数を決定するのは、圧縮機１９の脱調を防止するためである。
【００４３】
こうして算出された指示回転数で圧縮機１９が回転するよう、圧縮機駆動手段２１によって圧縮機１９は駆動されているが、この指示回転数が設定された回転数よりも大きい場合に、負荷が十分重いとみなして開閉手段１０をオンとしている。また、設定された回転数よりも小さい場合には、軽負荷とみなして開閉手段１０をオフとする。
【００４４】
図８に圧縮機１９が回転数Ｎ１で回転している場合に、目標回転数がＮ２となった場合の各回転数の関係を、図９に制御のフローチャートを示す。
【００４５】
このように制御すれば、急な温度変化や温度設定の変化がない条件下では、目標回転数が煩雑に変化することはなく、指示回転数は単調に増加または減少するため、開閉手段１０は開閉を繰り返すこともなく、負荷である圧縮機１９の回転数が何度もオーバーシュートを繰り返すハンチング現象を回避することができる。
また、目標回転数ではなく、より実際の圧縮機回転数に近い指示回転数を用いて負荷状態を判断するため、目標回転数が高いにもかかわらず負荷が軽い場合においても、すぐに開閉手段１０をオンすることなく、ある程度負荷が大きくなってから開閉手段１０をオンとすることが可能である。
【００４６】
（実施の形態７）
図１０に実施の形態７にかかる電源回路の構成を示す。実施の形態７の電源回路は、交流電源１の位相を検出する電源位相検出回路２２を有している。
【００４７】
制御部１９は、検出された交流電源１のゼロ位相に対し、数百μｓ〜数ｍｓ経過した後に開閉手段１０をオンさせるように、オンタイミングのずれを調整した開閉手段制御信号２３を開閉駆動手段１６へ伝える。図１１に、開閉手段制御信号２３の例を示す。
【００４８】
なお、交流電源１のゼロ位相タイミングから開閉手段１０をオンするまでの時間は、交流電源１の電源回転数と、電源電流、ＤＣ電圧などで表わされる負荷状態の検出値に基づいてあらかじめテーブル等で設定された時間を選択する。
【００４９】
このように制御すれば、交流電源１の１周期間にコンデンサ１１の充放電される電荷量が、ゼロ位相タイミングからオンするまでの時間ΔＴの長さによって変化するため、ΔＴとしていくつかの異なる長さのデータを持つことにより、ΔＴを選択してＤＣ電圧を制御することが可能となる。
【００５０】
したがって、開閉手段１０がオンの場合にこの制御を用いれば、軽負荷時などにおいてもＤＣ電圧を低く保つことが可能となる。
【００５１】
（実施の形態８）
図１２に実施の形態８に係る電源回路における開閉手段の制御タイミングを示す。
【００５２】
本発明の電源回路は、力率と高調波を広範囲にわたって改善するために開閉手段１０の切替を行うが、その際、リアクタ９とダイオード２、コンデンサ１１で構成される昇圧回路の作用の有無により、電源周期の数周期の間にＤＣ電圧が数十Ｖ程度変化する現象が生じる。
【００５３】
その場合、負荷である圧縮機１９がＤＣモータである場合は、ＤＣ電圧が変わるため回転数が変化する。特に電圧が上昇する場合には、圧縮機１９の回転数の上昇速度が電圧の上昇に追随できなくなると、モータの巻線電流が上昇するなどの恐れがあるため、急激な電圧上昇は好ましくない。
【００５４】
上記課題を改善するために、本実施の形態では、制御部１９から開閉駆動手段１６に送る開閉手段制御信号２３のオンタイミングを、交流電源１の負のゼロ位相から遅らせている。ゼロ位相からのオンタイミングまでの遅延量ΔＴを変化させれば、電源の負の半周期におけるコンデンサ１１の充電量が変化する。充電量の変化により、次の正の半周期における放電量を変化させることができ、結果として電源１周期での電圧変化量を抑えることができる。
【００５５】
したがって、開閉手段１０の切換時において、開閉手段制御信号２３のオンタイミングの遅延量をΔＴ１、ΔＴ２（ΔＴ１＞ΔＴ２）と徐々に変化させ、最終的にΔＴをゼロにすることにより、ＤＣ電圧の変化速度を抑制し、滑らかに開閉手段１０の切り替えを行うことが可能となる。
【００５６】
（実施の形態９）
図１３に実施の形態９に係る開閉手段１０の制御タイミング波形を示す。
【００５７】
図１３は、負荷８の変化に応じて、開閉手段１０をオフからオンへと変化させる場合を表わしている。
【００５８】
開閉手段制御信号２３は、初め負の半周期だけオンさせて、オフしている。正の半周期では、ダイオード１２があるため、開閉手段１０の状態によらず、コンデンサ１１の電荷を放電するため、開閉手段１０がオンの場合と同じ電流波形となり、結果として１周期間、開閉手段１０がオンの場合の電流波形となっている。
次の３周期に相当する期間開閉手段１０をオフした後、再び半周期だけ開閉手段１０をオンしており、開閉手段１０がオフの間に低下した電圧が再び上昇し始める。
【００５９】
さらに、開閉手段１０を、交流電源１の位相を検出する電源位相検出手段２０を用いて、電源周波数に同期した形で、電源の１周期分もしくは、その整数倍のオフ期間の電流波形と、電源１周期分のオン期間の電流波形とを繰り返しながら、そのオンの割合を徐々に変化させていくことにより開閉手段１０の切り替え時の電圧急変を抑制している。
【００６０】
本制御により、開閉手段１０の切り替え時における電圧上昇は、電源の半周期１回分にコンデンサ１１に充電される電圧程度にまで抑制されるため、実施の形態１に比べ、電圧の上昇速度を数分の１程度にすることが可能となる。
【００６１】
（実施の形態１０）
図１４に実施の形態１０の電源回路構成を示す。
【００６２】
第１の開閉手段２４と第１のコンデンサ２５が直列に接続されており、それに並列に、第２の開閉手段２６と第２のコンデンサ２７とが直列に接続されている。また、実施の形態１と同様に、第1の開閉手段２８、第２の開閉駆動手段２９を有している。他は実施の形態１と同様の構成のため、説明を省略する。
【００６３】
実施の形態１で述べたように軽負荷時に開閉手段１０をオンした場合、力率が低下するが、力率が低下しはじめる負荷の大きさは、コンデンサ１１の大きさによって変化する。その関係を図１５に示す。
【００６４】
本発明の回路では、重負荷時におけるＤＣ電圧を確保するために、コンデンサ１１の容量を大きくすることが有効であるが、コンデンサ１１を大きくした場合に、力率が低下する点が重負荷側へシフトし、中負荷時の力率を高く保つことができなくなってしまうことがある。
【００６５】
そこで、コンデンサ１１の容量を切り替えて、中負荷時と、重負荷時でコンデンサ１１の容量を変化させることが、軽〜中負荷時において高力率を保つために有効な手段となる。
【００６６】
第１の開閉手段２４、第２の開閉手段２６は、いずれも、電圧や電流または圧縮機の回転数などで表わされる同一の負荷検出手段に基づいて制御され、軽負荷時は第１の開閉手段２４および第２の開閉手段２６をともにオフし、中間負荷時には、第１の開閉手段２４のみをオンし、重負荷時には第１、第２の開閉手段２４、２６をともにオンとする。
【００６７】
以上により、中負荷時に重負荷時よりも小さなコンデンサ容量をもった回路構成を取り、高力率を得ることが可能となる。
【００６８】
また、重負荷時には、コンデンサ容量を大きくすることができ、ＤＣ電圧を確保することもできる。
【００６９】
以上により、開閉手段の切換時における電圧変化が３段階となるため、第１のコンデンサ２５および第２のコンデンサ２７の容量を適切に選ぶことによって第１の開閉手段および第２の開閉手段でのオン・オフ切換時の電圧変化を小さくし、滑らかに移行する効果も期待でき、より広範囲の負荷状態において高調波の抑制と高力率化を実現することが可能となる。
【００７０】
（実施の形態１１）
図１６に実施の形態１１に係る電源の回路構成を示す。
【００７１】
リアクタ９は中間タップ３０を有しており、中間タップ３０に接続された第３の開閉手段３１によってインダクタンスを変化させることができる構成となっている。
【００７２】
本発明の回路では、高調波を抑制するため、比較的インダクタンスの大きなリアクタを使用しているため、４ｋＷ、５ｋＷ以上の空気調和機などでは、電流が大きくなるにつれてリアクタ９での電圧降下が大きくなり、ＤＣ電圧が下がってしまい、圧縮機１９を駆動するのに十分なＤＣ電圧が得られない場合がある。
そのような場合に、第３の開閉手段３１を重負荷時にオンすることにより、インダクタンスを減らすことで電圧降下を小さくし、ＤＣ電圧を確保することが可能となる。
【００７３】
（実施の形態１２）
図１７に実施の形態１２として、実施の形態３の開閉手段１０とダイオード１２をＭＯＳＦＥＴ３２で、開閉駆動手段１６をゲート駆動回路３３で置き換えた回路の構成を示す。
【００７４】
ＭＯＳＦＥＴ３２には、寄生ダイオードが存在するため、開閉手段１０と、それに並列接続されたダイオード１２の代わりに使用することにより、部品点数が削減される。回路の小型化および低価格化が可能となる。
また、機械的接点を有しないため、寿命面でも利点が大きくなる。
【００７５】
【発明の効果】
上記実施の形態から明らかなように、請求項１記載の発明によれば、全波整流回路にリアクタとコンデンサおよび開閉手段を接続し、平滑後の電圧を検出し、軽負荷時に過電圧リミッタによって開閉手段をオフすることにより、軽負荷時から重負荷時まで広範囲にわたって、高調波の抑制と高力率を両立した電源を供給することができる。
【００７６】
また、請求項２記載の発明によれば、過電圧リミッタの設定値を無負荷時における電源の整流電圧以下に設定することにより、力率および効率の面で開閉手段をオフとすることが望ましい軽負荷時に自動的に開閉手段をオフとすることが可能となる。また、開閉手段の開閉によるＤＣ電圧の急変がないため、負荷変動に対するＤＣ電圧を連続的に滑らかに変化することが可能である。
【００７７】
また、請求項３記載の発明によれば、過電圧リミッタにヒステリシス特性を持たせて、そのヒステリシス量を、開閉手段の開閉時に生じるＤＣ電圧の変動分以上に設定することにより、開閉手段が切り替わる場合に、開閉を繰り返してＤＣ電圧が安定しないといったハンチング現象を防止することができる。
【００７８】
また、請求項４記載の発明によれば、電流によって開閉手段を制御することによって、負荷の軽重をほぼ正しく判断し、開閉手段を制御することができるようになる。
【００７９】
さらに、請求項５記載の発明によれば、空気調和機の圧縮機の回転数に応じて開閉手段を開閉することにより、実際に電圧が上昇してしまう可能性のある軽負荷時に開閉手段をオンさせることなく、開閉手段を制御することが可能となる。
【００８０】
また、請求項６記載の発明によれば、圧縮機の指示回転数において開閉手段を制御することにより、開閉手段の切替時の電圧変化に伴って、負荷の回転数がハンチングするのを防止することができる。さらに、実回転数に近い値をとる指示回転数を用いて開閉手段を開閉することにより、負荷の軽重をほぼ正しく判断しながら、負荷のハンチングを防止する電源を供給することができる。
【００８１】
さらに、請求項７記載の発明によれば、開閉手段のオン時間の長さと開始タイミングを変化させることにより、負荷の電圧を制御することが可能となる。
【００８２】
また、請求項８記載の発明によれば、開閉手段のオン信号にデューティを表わす幅をもたせ、そのオンタイミングとその幅を徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすることが可能となる。
【００８３】
また、請求項９記載の発明によれば、電源半周期を基本単位とした開閉手段のオンとオフの割合を徐々に変化させることにより、開閉手段切替時の電圧の変化速度を小さくすることができる。
【００８４】
さらに請求項１０記載の発明によれば、２組の開閉手段を用いて３段階の切換を行うことにより、より滑らかな切換が行え、また、より広範囲にわたって
高力率かつ高周波規制に対応できる電源回路が供給できる。
【００８５】
また、請求項１１記載の発明によれば、リアクタに中間タップを設け、中間タップとリアクタの一方端との間に開閉手段を設けることにより、軽〜中負荷時に開閉手段をオフ、重負荷時に開閉手段をオンすることで、重負荷時におけるＤＣ電圧の確保を行い、より広範囲の負荷に対応できる電源を供給することができる。
【００８６】
また、請求項１２記載の発明によれば、ＭＯＳＦＥＴを開閉手段とダイオードの代わりに使用することにより、部品点数を削減し、簡単な構成とすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における空気調和機の電源回路の構成図
【図２】実施の形態１における電流波形図
【図３】実施の形態２における負荷−電圧特性図
【図４】実施の形態３の構成図
【図５】実施の形態３における負荷−電圧特性図
【図６】実施の形態４の構成図
【図７】実施の形態５および実施の形態６の構成図
【図８】圧縮機制御に関する各回転数の関係図
【図９】実施の形態６における制御のフローチャート
【図１０】実施の形態７の構成図
【図１１】実施の形態７における開閉手段制御信号の説明図
【図１２】実施の形態８における開閉手段の制御タイミングと電流波形の説明図
【図１３】実施の形態９における開閉手段の制御タイミングと電流波形の説明図
【図１４】実施の形態１０の構成図
【図１５】本発明の電源回路における負荷−力率特性図
【図１６】実施の形態１１の構成図
【図１７】実施の形態１２の構成図
【図１８】従来の空気調和機の電源回路構成図
【図１９】従来の空気調和機の電源回路における電流波形図
【符号の説明】
１交流電源
２ダイオード
３ダイオード
４ダイオード
５ダイオード
６ブリッジ整流回路
７平滑コンデンサ
８負荷
９リアクタ
１０開閉手段
１１コンデンサ
１２ダイオード
１３電圧検出手段
１４比較手段
１５比較器
１６開閉駆動手段
１７電流検出手段
１８制御手段
１９圧縮機
２０回転数検出手段
２１圧縮機駆動手段
２２電源位相検出手段
２３制御手段制御信号
２４第1の開閉手段
２５第１のコンデンサ
２６第2の開閉手段
２７第２のコンデンサ
２８第1の開閉駆動手段
２９第２の開閉駆動手段
３０中間タップ
３１第３の開閉手段
３２ＭＯＳＦＥＴ
３３ゲート駆動回路[0001]
[Field of the Invention]
The present invention relates to a power supply circuit of an air conditioner and its control.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, various rectification methods using diodes are known. FIG. 18 shows an example of a full-wave rectifier circuit using a bridge rectifier circuit also used in an air conditioner.
[0003]
FIG. 18A shows the flow of current when the alternating current from the alternating current power source 1 is in the positive half cycle. As indicated by the arrows, the current flows in the order of the diode 3, the smoothing capacitor 7, and the diode 4, and the positive voltage Vo can be taken out.
[0004]
FIG. 18B shows the flow of current during the negative half cycle of alternating current from the alternating current power source 1. As indicated by the arrows, the current flows in the order of the diode 5, the smoothing capacitor 7, and the diode 2, and the positive voltage Vo can be taken out.
[0005]
As described above, the current waveform is as indicated by L3 in FIG. 19, and the AC from the AC power source 1 is rectified during both the positive half cycle and the negative half cycle, and a positive DC voltage can be obtained.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional power supply circuit as described above, since the input current flows only during a period when the voltage of the AC power supply is higher than the DC voltage, there is a problem that the power factor at light load is low and the harmonics are large. It was.
[0007]
Normally, a method of connecting a reactor between an AC power supply and a bridge rectifier circuit is used as a proposal for improving harmonics. However, with this method, a power factor of only about 70% can be obtained even if harmonics can be suppressed. There was a problem.
[0008]
The present invention solves such a conventional problem, and connects a capacitor via an opening / closing means between an AC terminal and a DC terminal of a bridge rectifier circuit, and controls the opening / closing means. It is an object of the present invention to provide a power supply circuit that can achieve both efficiency and harmonic suppression.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention comprises an AC power supply, a bridge rectifier circuit comprising four diodes for full-wave rectification of the AC power supply, and a capacitor at a DC output terminal of the bridge rectifier circuit, An AC power source; a reactor connected between the bridge rectifier circuit; an opening / closing means and a capacitor connected in series between an AC input terminal and a DC output terminal of the bridge rectifier circuit; and a load detection means. And opening / closing means is controlled according to the load detection means.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0011]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a power supply circuit configuration of the air conditioner according to Embodiment 1.
[0012]
The AC power source 1 shown in FIG. 1 is 200 VAC, and the power source includes a bridge rectifier circuit 6 composed of four diodes 2 to 5 and a load 8 connected in parallel with a smoothing capacitor 7. The AC input terminal is connected to the AC power source 1 through the reactor 9, and an opening / closing means 10 and a capacitor 11 are connected in series between the other AC input terminal and the negative output terminal of the bridge rectifier circuit 6. 10, a diode 12 is connected in parallel so that the forward direction is from the negative input side to the negative input side.
Further, at both ends of the smoothing capacitor 7, voltage detection means 13 constituted by a voltage dividing resistor or the like is provided for detecting a DC voltage, and is connected to the comparison means 14. In the comparison means 14, the detection voltage in the voltage detection means 13 and a reference voltage composed of a resistor, a constant voltage diode or the like are compared by a comparator 15 such as a comparator. The output of the comparison means 14 is connected to an opening / closing drive means 16 that drives the opening / closing means 10.
[0013]
The reactor 9 is relatively large at about 5 to 10 mH for suppressing harmonics, and the capacitor 11 connected to the switching means 10 is as small as about 1/50 to 1/100 of the smoothing capacitor 7.
[0014]
FIG. 2 shows a current waveform when the switching means 10 is turned on in the circuit of FIG. In the figure, L1 represents a power supply voltage and L2 represents a current waveform. In normal full-wave rectification, when the AC power source 1 is in a negative half cycle, the voltage of the smoothing capacitor 7 is lower than the voltage of the AC power source 1 near the phase zero, so no current flows, but in the circuit of the present invention, A current flows from the capacitor 11 through the diode 2 and the reactor 9. This current continues to flow until the capacitor 11 is charged to a voltage lower than the rectified voltage of the AC power supply 1 by the forward voltage VF of the diode 2. Thereafter, when the voltage of the AC power supply 1 rises and reaches the voltage of the smoothing capacitor 7 or more, a charging current starts to flow to the smoothing capacitor 7 through the capacitor 5.
[0015]
Next, when the AC power supply 1 is in a positive half cycle, the voltage of the capacitor 11 is superimposed on the voltage of the AC power supply 1, so that the smoothing capacitor 7 and the load 8 pass from the AC power supply 1 through the diode 3 even near the phase zero. Current flows into the. As described above, the circuit according to the present invention allows a current to flow from the zero phase of the AC voltage regardless of whether the alternating current from the AC power source 1 is a positive half cycle or a negative half cycle, thereby increasing the power factor. Can be planned. Further, since this current is a series resonance current between the reactor 9 and the capacitor 11, the waveform thereof is smooth and sufficiently satisfies the harmonic regulation.
[0016]
As described above, the power supply circuit of the present invention is a power supply in which the current waveform is improved when the load 8 is larger than a certain level, and both harmonics and power factor are compatible. However, when the load is light, that is, when the energy of the electric charge charged in the capacitor 11 is not consumed by the load 8 by the next half cycle of the AC power supply 1, the voltage of the smoothing capacitor 7 gradually increases, and finally It reaches the same DC voltage as that during voltage doubler rectification.
[0017]
In a normal air conditioner, a compressor and a fan motor are the main loads, but their drive voltage is about 300 to 400V or less. On the other hand, when the circuit of the present invention is used at AC 200 V, the boosting effect by the reactor 9 is also added, and the DC voltage after smoothing exceeds about 600 V at the maximum. Therefore, when the switching means 10 is kept on from the heavy load to the light load, the required withstand voltage of the smoothing capacitor 7 becomes larger than necessary.
[0018]
Furthermore, at the time of a light load, the charge / discharge current to the capacitor 11 becomes larger than the charge / discharge current to the smoothing capacitor 7 that is seen at the time of normal full-wave rectification, and the power factor decreases. In such a case, the fact that the DC voltage is increased as described above is utilized, the comparison means 14 compares the voltage detection means 13 with the reference voltage, and the DC voltage exceeds the preset overvoltage limit value. In such a case, control to turn off the opening / closing means 10 is performed.
[0019]
Here, the diode 12 is connected in parallel with the switching means 10 in such a direction that a discharge path can be secured in order to discharge the charge accumulated in the capacitor 11 when the switching means 10 is turned off.
[0020]
When the opening / closing means 10 is off, the operation of this circuit is the same as that of a normal full-wave rectifier circuit. Even when the opening / closing means 10 is off, the reactor 9 is inserted on the AC side in the circuit of the present invention, so that the harmonic components are suppressed and the harmonic regulation is sufficiently met.
[0021]
As described above, by providing an overvoltage limit value and turning off the switching means at the time of a light load where the DC voltage becomes high, it is possible to supply a power source corresponding to harmonics with a high power factor from light load to heavy load. it can.
[0022]
(Embodiment 2)
A power supply circuit in which the overvoltage limit value described in the first embodiment is set lower than the DC voltage after rectification at no load will be described with reference to FIG.
As described in the first embodiment, the power supply circuit of the present invention has a voltage limit mechanism that turns off the switching means 10 when the DC voltage rises excessively in order to prevent an excessive voltage rise at light load. However, by setting the overvoltage limit value to be lower than the DC voltage after rectification at no load, the opening / closing means 10 can be prevented from being turned on at a light load that is preferably turned off. That is, in the case of no load, the DC voltage is equal to or higher than the overvoltage limit value, and the switching means 10 is turned off. Even if the load gradually increases, the switching means 10 is kept off until the DC voltage becomes lower than the set voltage.
[0023]
Therefore, at the time of light load, the opening / closing means 10 is maintained off, so there is no loss for opening / closing the opening / closing means 10 and the efficiency is improved as compared with the first embodiment.
Further, the comparison means 14 has no hysteresis, and the DC voltage is substantially kept at the set limit voltage while the switching means 10 is repeatedly turned on and off at light to medium loads. When the load further increases, the opening / closing means 10 is turned on.
From the above, FIG. 3 shows an example of the load-DC voltage characteristics when the set voltage value of the voltage limit is set to 260 V in the second embodiment. In the figure, M5 represents a region where the opening / closing means 10 is repeatedly turned on and off, and the DC voltage is maintained at about DC 260 V as the center by changing the ratio of on and off.
[0024]
In the circuit according to the second embodiment, when the opening / closing means 10 changes from on to off or from off to on, it always changes through the repeated on / off state, and therefore, the DC generated when the opening / closing means 10 is switched. A change in voltage can be avoided. Further, since the influence on the ripple of the DC voltage in a state where the opening / closing means 10 is repeatedly turned on and off is as small as several volts, there is almost no influence on the load.
[0025]
(Embodiment 3)
The configuration of the power supply circuit according to Embodiment 3 is shown in FIG.
[0026]
When the switching means 10 is in the on state, the DC voltage is increased by several tens of volts in the same load state, depending on the capacitance of the capacitor 11, due to the boosting effect by the reactor 9, as compared with the off state. Therefore, when the state of the opening / closing means 10 changes, the DC voltage changes by several tens of volts within a period of several power supply cycles.
[0027]
In view of the above, in the configuration of the third embodiment, the overvoltage limit value is detected using the first reference voltage and the second reference voltage set about 40 to 50 V higher than the first reference voltage. When the DC voltage is equal to or lower than the first reference voltage, the switching means 10 is turned on, and when the DC voltage is equal to or higher than the second reference voltage, the switching means 10 is turned off to give the comparison means 14 hysteresis characteristics. As a result, even if the DC voltage rises when the switching means 10 is turned on, the second reference voltage is not exceeded due to the voltage rise that occurs, so the switching means 10 remains on and uses a single reference voltage. Unlike the case where the switching means 10 is turned on, the voltage rises, and the hunting phenomenon in which the switching means 10 is repeatedly turned on / off, such as the switching means 10 being turned off again by an overvoltage limit, does not occur.
[0028]
FIG. 5 shows the load-voltage characteristics in the first embodiment. In the figure, M1 represents a characteristic when the opening / closing means 10 is on, and M2 represents a characteristic when the switching means 10 is off. As described above, since the comparison unit 14 has a hysteresis characteristic, when the load gradually increases, it changes from M2 → M3 → M1, and conversely, when it becomes lighter, M1 → M4 → M2. And change.
As described above, it is possible to provide a power supply circuit that suppresses harmonics and realizes a high power factor regardless of the weight of the load by turning on and off the switching means 10 according to the magnitude of the voltage of the smoothing capacitor 7. Can do.
[0029]
(Embodiment 4)
FIG. 6 shows a power supply circuit configuration of the air conditioner according to the fourth embodiment.
[0030]
In addition to the power supply configuration of the first embodiment, current detection means 17 configured by a current transformer or the like for detecting current from an AC power supply is inserted in the AC line, and its output is connected to the control means 18. ing.
[0031]
Control is performed to turn on the switching means 10 when the input current detected by the current detector 17 exceeds the set current. Therefore, during the light load, since the input current of the AC power supply 1 is small, the switching means 10 is turned off. However, when the load becomes heavy and the input current increases, the switching means 10 is turned on.
[0032]
Since the input current and the magnitude of the load correspond approximately one to one, by performing this control, the magnitude of the load is judged almost accurately by the current, and the switching means 10 is turned off at light load. Is possible.
[0033]
The detected current may be controlled using a DC current supplied to the load instead of the input current.
[0034]
Further, the control means 18 may be the comparison means 14 constituted by a comparator or the like as in the first embodiment.
[0035]
(Embodiment 5)
FIG. 7 shows a power supply circuit configuration applied to an outdoor unit of an air conditioner.
[0036]
The main load of the air conditioner is the compressor 19, and the rotational speed of the compressor 19 is controlled by the indicated rotational speed output from the control means 18.
[0037]
In order to detect the current rotational speed of the compressor 19, the rotational speed detection means 20 takes out a signal for detecting the motor magnetic pole position in the compressor 19, and the controller 19 detects the timing of the detection signal and its time. The current rotational speed of the compressor 19 is calculated from the change.
Since the compressor 19 occupies most of the load of the air conditioner, it can be considered that the air conditioner is in a light load state when the rotation speed of the compressor 19 is low. Therefore, the control to turn on the opening / closing means 10 is performed only when the rotation speed of the compressor 19 is higher than the preset rotation speed.
[0038]
Depending on the operating condition of the air conditioner, such as during de-icing, the load may be reduced even though the rotational speed of the compressor 19 is large. In preparation for such a case, in the first embodiment, It is effective to have a mechanism for turning off the switching means 10 using the DC voltage limiter mechanism mentioned above. In this case, the comparison means 14 used for the voltage limiter may or may not have hysteresis.
[0039]
As described above, by controlling the opening / closing means 10 in accordance with the rotational speed of the compressor 19, it is possible to provide a power source that suppresses harmonics with a high power factor in a wide range of air conditioner load conditions. It becomes.
[0040]
(Embodiment 6)
Similarly, the power supply circuit and control in the outdoor unit of the inverter air conditioner having the compressor 19 as a load will be described with reference to FIG.
Here, the AC power source 1 represents a commercial power source connected to the indoor unit via an internal / external connection wire.
[0041]
In the inverter air conditioner, the target rotational speed of the compressor 19 is determined on the basis of the difference between the set temperature and the current indoor temperature. The control means for each time step in the control with respect to the target rotational speed thus determined. At 18, the indicated rotational speed of the compressor 19 is determined.
[0042]
The indicated rotational speed is determined by determining the amount of increase / decrease in the rotational speed for each time step from the difference between the target rotational speed and the current compressor rotational speed and the current rotational speed of the compressor. Further, the calculation is performed by adding the rotation speed increase / decrease amount for each step to the command rotation speed. The reason for determining the indicated rotational speed from the target rotational speed is to prevent the compressor 19 from stepping out.
[0043]
The compressor 19 is driven by the compressor drive means 21 so that the compressor 19 rotates at the commanded rotational speed calculated in this way. If the commanded rotational speed is greater than the set rotational speed, the load is increased. The opening / closing means 10 is turned on because it is considered sufficiently heavy. If it is smaller than the set number of revolutions, it is regarded as a light load, and the opening / closing means 10 is turned off.
[0044]
FIG. 8 shows the relationship between the rotational speeds when the target rotational speed is N2 when the compressor 19 rotates at the rotational speed N1, and FIG. 9 shows a control flowchart.
[0045]
If controlled in this way, the target rotational speed does not change complicatedly under conditions where there is no sudden temperature change or temperature setting change, and the indicated rotational speed monotonously increases or decreases. Without repeating opening and closing, it is possible to avoid a hunting phenomenon in which the rotation speed of the compressor 19 as a load repeatedly overshoots.
In addition, since the load state is determined by using the indicated rotational speed that is closer to the actual compressor rotational speed than the target rotational speed, even when the target rotational speed is high and the load is light, the opening / closing means It is possible to turn on the opening / closing means 10 after the load has increased to some extent without turning on the switch 10.
[0046]
(Embodiment 7)
FIG. 10 shows a configuration of a power supply circuit according to the seventh embodiment. The power supply circuit of the seventh embodiment has a power supply phase detection circuit 22 that detects the phase of the AC power supply 1.
[0047]
The controller 19 opens and closes an opening / closing means control signal 23 in which the deviation of the on-timing is adjusted so that the opening / closing means 10 is turned on after several hundred μs to several ms has elapsed with respect to the detected zero phase of the AC power supply 1. Tell to means 16. FIG. 11 shows an example of the opening / closing means control signal 23.
[0048]
Note that the time from the zero phase timing of the AC power supply 1 to turning on the switching means 10 is set in advance based on the power supply rotation speed of the AC power supply 1 and the detected value of the load state represented by power supply current, DC voltage, etc. Select the time set with.
[0049]
If controlled in this way, the amount of charge charged / discharged by the capacitor 11 during one cycle of the AC power supply 1 varies depending on the length of time ΔT from the zero phase timing until it is turned on, and therefore, ΔT has several differences. Having the length data makes it possible to control the DC voltage by selecting ΔT.
[0050]
Therefore, if this control is used when the switching means 10 is on, the DC voltage can be kept low even during light loads.
[0051]
(Embodiment 8)
FIG. 12 shows the control timing of the switching means in the power supply circuit according to the eighth embodiment.
[0052]
The power supply circuit of the present invention performs switching of the switching means 10 in order to improve the power factor and harmonics over a wide range. At that time, depending on the presence or absence of the action of the booster circuit composed of the reactor 9, the diode 2, and the capacitor 11. A phenomenon occurs in which the DC voltage changes by several tens of volts during several power supply cycles.
[0053]
In this case, when the compressor 19 as a load is a DC motor, the rotational speed changes because the DC voltage changes. In particular, when the voltage rises, if the speed of increase in the rotation speed of the compressor 19 cannot follow the rise in voltage, there is a risk that the winding current of the motor will rise, so a rapid voltage rise is not preferable. .
[0054]
In order to improve the above problem, in the present embodiment, the ON timing of the opening / closing means control signal 23 sent from the control unit 19 to the opening / closing drive means 16 is delayed from the negative zero phase of the AC power supply 1. If the delay amount ΔT from the zero phase to the on-timing is changed, the charge amount of the capacitor 11 in the negative half cycle of the power supply changes. By changing the charge amount, the discharge amount in the next positive half cycle can be changed, and as a result, the voltage change amount in one cycle of the power source can be suppressed.
[0055]
Accordingly, when the switching means 10 is switched, the delay amount of the ON timing of the switching means control signal 23 is gradually changed as ΔT1 and ΔT2 (ΔT1> ΔT2), and finally ΔT is set to zero, so that the DC voltage The change speed can be suppressed, and the opening / closing means 10 can be switched smoothly.
[0056]
(Embodiment 9)
FIG. 13 shows a control timing waveform of the opening / closing means 10 according to the ninth embodiment.
[0057]
FIG. 13 shows a case where the opening / closing means 10 is changed from OFF to ON according to the change of the load 8.
[0058]
The opening / closing means control signal 23 is initially turned on for a negative half cycle and turned off. In the positive half cycle, since there is the diode 12, the electric charge of the capacitor 11 is discharged regardless of the state of the switching means 10, so that the current waveform is the same as when the switching means 10 is on, resulting in opening and closing for one cycle. The current waveform is obtained when the means 10 is on.
After the opening / closing means 10 is turned off for a period corresponding to the next three cycles, the opening / closing means 10 is turned on again for a half cycle, and the voltage that has decreased while the opening / closing means 10 is turned off begins to rise again.
[0059]
Further, the switching means 10 is synchronized with the power supply frequency by using the power supply phase detection means 20 for detecting the phase of the AC power supply 1, and the current waveform for one cycle of the power supply or an integral multiple of the off period thereof, While repeating the current waveform in the ON period for one cycle of the power supply, the voltage change during switching of the switching means 10 is suppressed by gradually changing the ON ratio.
[0060]
By this control, the voltage rise at the time of switching of the opening / closing means 10 is suppressed to about the voltage charged in the capacitor 11 in one half cycle of the power supply, and therefore the voltage rise rate is several times compared to the first embodiment. It becomes possible to make it about 1 / min.
[0061]
(Embodiment 10)
FIG. 14 shows a power supply circuit configuration according to the tenth embodiment.
[0062]
The first opening / closing means 24 and the first capacitor 25 are connected in series, and in parallel therewith, the second opening / closing means 26 and the second capacitor 27 are connected in series. Further, similarly to the first embodiment, the first opening / closing means 28 and the second opening / closing driving means 29 are provided. The rest of the configuration is the same as in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
[0063]
As described in the first embodiment, when the opening / closing means 10 is turned on at a light load, the power factor is reduced, but the magnitude of the load at which the power factor starts to decrease varies depending on the size of the capacitor 11. The relationship is shown in FIG.
[0064]
In the circuit of the present invention, it is effective to increase the capacity of the capacitor 11 in order to ensure a DC voltage at the time of heavy load. However, when the capacitor 11 is increased, the power factor decreases. May cause the power factor at medium load to be kept high.
[0065]
Therefore, switching the capacity of the capacitor 11 to change the capacity of the capacitor 11 during medium load and heavy load is an effective means for maintaining a high power factor during light to medium loads.
[0066]
The first opening / closing means 24 and the second opening / closing means 26 are both controlled based on the same load detection means expressed by voltage, current, or the rotational speed of the compressor, and the first opening / closing means at light load. Both the means 24 and the second opening / closing means 26 are turned off, only the first opening / closing means 24 is turned on during an intermediate load, and both the first and second opening / closing means 24, 26 are turned on during a heavy load.
[0067]
As described above, a circuit configuration having a smaller capacitor capacity at the time of medium load than at the time of heavy load can be taken, and a high power factor can be obtained.
[0068]
In addition, when the load is heavy, the capacitor capacity can be increased and a DC voltage can be secured.
[0069]
As described above, the voltage change at the time of switching of the switching means becomes three stages. Therefore, by appropriately selecting the capacities of the first capacitor 25 and the second capacitor 27, the first switching means and the second switching means The voltage change at the time of on / off switching can be reduced and a smooth transition effect can be expected, and harmonic suppression and higher power factor can be realized in a wider range of load conditions.
[0070]
(Embodiment 11)
FIG. 16 shows a circuit configuration of a power supply according to the eleventh embodiment.
[0071]
The reactor 9 includes an intermediate tap 30, and the inductance can be changed by the third opening / closing means 31 connected to the intermediate tap 30.
[0072]
In the circuit of the present invention, a reactor having a relatively large inductance is used to suppress harmonics. Therefore, in an air conditioner of 4 kW, 5 kW or more, the voltage drop in the reactor 9 increases as the current increases. As a result, the DC voltage drops, and there may be a case where a DC voltage sufficient to drive the compressor 19 cannot be obtained.
In such a case, by turning on the third opening / closing means 31 under heavy load, it is possible to reduce the voltage drop by reducing the inductance and to secure the DC voltage.
[0073]
(Embodiment 12)
FIG. 17 shows a configuration of a circuit in which the switching means 10 and the diode 12 of the third embodiment are replaced with a MOSFET 32 and the switching drive means 16 is replaced with a gate drive circuit 33 as a twelfth embodiment.
[0074]
Since a parasitic diode exists in the MOSFET 32, the number of parts is reduced by using it instead of the switching means 10 and the diode 12 connected in parallel thereto. The circuit can be reduced in size and price.
In addition, since there is no mechanical contact, the advantage in terms of life is increased.
[0075]
【The invention's effect】
As is apparent from the above embodiment, according to the first aspect of the present invention, the reactor, the capacitor, and the switching means are connected to the full-wave rectifier circuit, the smoothed voltage is detected, and the full voltage rectifier circuit is opened and closed by the overvoltage limiter at light load. By turning off the means, it is possible to supply a power source that achieves both suppression of harmonics and high power factor over a wide range from light load to heavy load.
[0076]
According to the second aspect of the present invention, it is desirable to turn off the opening / closing means in terms of power factor and efficiency by setting the set value of the overvoltage limiter to be equal to or lower than the rectified voltage of the power supply during no load. The opening / closing means can be automatically turned off when a load is applied. In addition, since there is no sudden change in the DC voltage due to opening / closing of the opening / closing means, it is possible to continuously and smoothly change the DC voltage with respect to load fluctuations.
[0077]
According to the third aspect of the present invention, when the overvoltage limiter has a hysteresis characteristic and the amount of hysteresis is set to be equal to or greater than the fluctuation of the DC voltage generated when the switching means is opened and closed, the switching means is switched. In addition, it is possible to prevent the hunting phenomenon that the DC voltage is not stabilized by repeatedly opening and closing.
[0078]
According to the fourth aspect of the present invention, by controlling the opening / closing means with current, it is possible to determine the weight of the load almost correctly and control the opening / closing means.
[0079]
Further, according to the fifth aspect of the present invention, the opening / closing means is opened / closed according to the rotational speed of the compressor of the air conditioner, so that the opening / closing means can be opened at a light load where the voltage may actually increase. The opening / closing means can be controlled without being turned on.
[0080]
According to the sixth aspect of the present invention, by controlling the opening / closing means at the indicated rotational speed of the compressor, it is possible to prevent the rotational speed of the load from hunting due to a voltage change at the time of switching of the opening / closing means. be able to. Furthermore, by opening and closing the opening / closing means using the indicated rotational speed that takes a value close to the actual rotational speed, it is possible to supply power to prevent load hunting while determining the weight of the load almost correctly.
[0081]
Furthermore, according to the seventh aspect of the present invention, it is possible to control the voltage of the load by changing the length of the on-time of the switching means and the start timing.
[0082]
According to the eighth aspect of the invention, the ON signal of the opening / closing means has a width representing the duty, and the ON timing and the width thereof are gradually changed, so that the voltage changing speed when switching the opening / closing means is reduced. It becomes possible to do.
[0083]
According to the ninth aspect of the present invention, the rate of change of the voltage at the time of switching the switching means can be reduced by gradually changing the ON / OFF ratio of the switching means with the power supply half cycle as a basic unit. it can.
[0084]
Furthermore, according to the invention of claim 10, smooth switching can be performed by performing switching in three stages using two sets of opening / closing means, and over a wider range.
A power circuit that can meet high power factor and high frequency regulation can be supplied.
[0085]
According to the invention of claim 11, the intermediate tap is provided in the reactor, and the opening / closing means is provided between the intermediate tap and one end of the reactor, so that the opening / closing means is turned off during light to medium loads, and during heavy loads. By turning on the opening / closing means, it is possible to secure a DC voltage at the time of heavy load, and to supply power that can handle a wider range of loads.
[0086]
According to the invention of claim 12, by using the MOSFET instead of the switching means and the diode, the number of parts can be reduced and a simple configuration can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a power supply circuit of an air conditioner according to the present invention.
FIG. 2 is a current waveform diagram in the first embodiment.
FIG. 3 is a load-voltage characteristic diagram according to the second embodiment.
FIG. 4 is a configuration diagram of Embodiment 3.
FIG. 5 is a load-voltage characteristic diagram according to the third embodiment.
FIG. 6 is a configuration diagram of a fourth embodiment.
FIG. 7 is a configuration diagram of a fifth embodiment and a sixth embodiment.
FIG. 8 is a relationship diagram of each rotation speed related to compressor control.
FIG. 9 is a flowchart of control in the sixth embodiment.
FIG. 10 is a block diagram of a seventh embodiment.
11 is an explanatory diagram of an opening / closing means control signal in Embodiment 7. FIG.
FIG. 12 is an explanatory diagram of the control timing and current waveform of the switching means in the eighth embodiment.
FIG. 13 is an explanatory diagram of control timing and current waveforms of the switching means in the ninth embodiment.
14 is a configuration diagram of Embodiment 10. FIG.
FIG. 15 is a graph showing load-power factor characteristics in the power supply circuit of the present invention.
FIG. 16 is a configuration diagram of the eleventh embodiment.
FIG. 17 is a block diagram of a twelfth embodiment.
FIG. 18 is a power circuit configuration diagram of a conventional air conditioner
FIG. 19 is a current waveform diagram in a power supply circuit of a conventional air conditioner.
[Explanation of symbols]
1 AC power supply
2 Diode
3 Diode
4 Diode
5 Diode
6 Bridge rectifier circuit
7 Smoothing capacitor
8 Load
9 Reactor
10 Opening and closing means
11 Capacitor
12 diodes
13 Voltage detection means
14 Comparison means
15 comparator
16 Opening and closing drive means
17 Current detection means
18 Control means
19 Compressor
20 Rotational speed detection means
21 Compressor drive means
22 Power supply phase detection means
23 Control means control signal
24 First opening / closing means
25 First capacitor
26 Second opening / closing means
27 Second capacitor
28 First opening / closing drive means
29 Second opening / closing drive means
30 Middle tap
31 Third opening / closing means
32 MOSFET
33 Gate drive circuit

Claims

交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に、直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段における検出電圧を基準電圧と比較する比較手段とを有し、電圧検出手段における検出電圧が基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段をオン、基準電圧よりも高くなる場合に開閉手段をオフとすることを特徴とする空気調和機の電源回路。An AC power source, a bridge rectifier circuit composed of four diodes for full-wave rectification of AC from the AC power source, a smoothing capacitor connected between DC outputs of the bridge rectifier circuit, the AC power source and the bridge A reactor connected between the AC input terminal of the rectifier circuit; an opening / closing means and a capacitor connected in series between one AC input terminal and one DC output terminal of the bridge rectifier circuit; A diode connected in parallel to the means, a voltage detection means for detecting the voltage across the smoothing capacitor, and a comparison means for comparing the detection voltage in the voltage detection means with a reference voltage. A power supply circuit for an air conditioner characterized in that the switching means is turned on when the voltage becomes lower than the reference voltage, and the switching means is turned off when the voltage becomes higher than the reference voltage.

前記比較手段の基準電圧は、無負荷時において前記交流電源を全波整流した場合におけるＤＣ電圧の波高値よりも低い電圧に設定されており、前記電圧検出手段における検出電圧が基準電圧よりも高い場合に前記開閉手段をオフ、基準電圧よりも低い場合に前記開閉手段をオンすることを特徴とする請求項１記載の電源回路。The reference voltage of the comparison means is set to a voltage lower than the peak value of the DC voltage when the AC power supply is full-wave rectified at no load, and the detection voltage in the voltage detection means is higher than the reference voltage 2. The power supply circuit according to claim 1, wherein the switching means is turned off and the switching means is turned on when the voltage is lower than a reference voltage.

前記比較手段の基準電圧は、第１の基準電圧および、第１の基準電圧よりも高く設定された第２の基準電圧から構成されており、電圧検出手段における検出電圧が第１の基準電圧よりも低くなる場合に開閉手段をオン、第２の基準電圧よりも高くなる場合に開閉手段をオフとするヒステリシス特性を有する電源回路であって、第１の基準電圧と第２の基準電圧の差が、前記開閉手段を開閉した場合に生じるＤＣ電圧の変化量よりも大きいことを特徴とする請求項１記載の電源回路。The reference voltage of the comparison means is composed of a first reference voltage and a second reference voltage set higher than the first reference voltage, and the detection voltage in the voltage detection means is higher than the first reference voltage. A power supply circuit having hysteresis characteristics in which the switching means is turned on when the voltage becomes lower and the switching means is turned off when the voltage becomes higher than the second reference voltage, and the difference between the first reference voltage and the second reference voltage 2. The power supply circuit according to claim 1, wherein is greater than a change amount of a DC voltage generated when the opening / closing means is opened / closed.

交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と他方の直流出力端との間に開閉手段と直列に接続されたコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードと、電源電流または負荷のＤＣ電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出する電流を設定電流と比較する比較手段とを有し、前記電流検出手段において検出された電流が設定電流よりも大きい場合に前記開閉手段をオンすることを特徴とする空気調和機の電源回路。An AC power source, a bridge rectifier circuit composed of four diodes for full-wave rectification of AC from the AC power source, a smoothing capacitor connected between DC outputs of the bridge rectifier circuit, the AC power source and the bridge A reactor connected between the AC input terminal of the rectifier circuit, a capacitor connected in series with the switching means between one AC input terminal and the other DC output terminal of the bridge rectifier circuit, and the switching means A diode connected in parallel with each other, a current detection means for detecting a power supply current or a DC current of the load, and a comparison means for comparing a current detected by the current detection means with a set current, which is detected by the current detection means A power supply circuit for an air conditioner, wherein the opening / closing means is turned on when the applied current is larger than a set current.

圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実回転数と目標回転数との差から前記圧縮機の指示回転数を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機において、
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記回転数検出手段で検出された圧縮機の回転数が、設定回転数よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴とする空気調和機の電源回路。A compressor, a rotational speed detection means for detecting the rotational speed of the compressor, and a control for calculating an indicated rotational speed of the compressor from a difference between an actual rotational speed detected by the rotational speed detection means and a target rotational speed; And an air conditioner for controlling the rotation speed of the compressor, the compressor driving means for driving the compressor to rotate the compressor at the indicated rotation speed,
An AC power source, a bridge rectifier circuit composed of four diodes for full-wave rectification of AC from the AC power source, a smoothing capacitor connected between DC outputs of the bridge rectifier circuit, the AC power source and the bridge A reactor connected between the AC input end of the rectifier circuit, an opening / closing means and a capacitor connected in series between one AC input end and one DC output end of the bridge rectifier circuit, and the opening / closing means And a diode connected in parallel, and when the rotation speed of the compressor detected by the rotation speed detection means is larger than a set rotation speed, the opening / closing means is turned on. Power supply circuit.

圧縮機と、前記圧縮機の回転数を検出する回転数検出手段と、前記回転数検出手段で検出された実回転数との目標回転数と差から前記圧縮機の指示回転数を算出する制御手段と、前記圧縮機を前記指示回転数で回転させるように前記圧縮機を駆動する圧縮機駆動手段とを有し、前記圧縮機の回転数制御を行う空気調和機において、
交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで構成されるブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に直列に接続された開閉手段およびコンデンサと、前記開閉手段に並列に接続されたダイオードとを具備し、前記制御手段で算出される圧縮機の指示回転数が、設定回転数よりも大きい場合に開閉手段をオンすることを特徴とする空気調和機の電源回路。Control for calculating the indicated rotational speed of the compressor from the target rotational speed and the difference between the compressor, the rotational speed detecting means for detecting the rotational speed of the compressor, and the actual rotational speed detected by the rotational speed detecting means And an air conditioner for controlling the rotation speed of the compressor, the compressor driving means for driving the compressor to rotate the compressor at the indicated rotation speed,
An AC power source, a bridge rectifier circuit composed of four diodes for full-wave rectification of AC from the AC power source, a smoothing capacitor connected between DC outputs of the bridge rectifier circuit, the AC power source and the bridge A reactor connected between the AC input end of the rectifier circuit, an opening / closing means and a capacitor connected in series between one AC input end and one DC output end of the bridge rectifier circuit, and the opening / closing means And a diode connected in parallel to the air conditioner, wherein the opening / closing means is turned on when the indicated rotational speed of the compressor calculated by the control means is larger than the set rotational speed. circuit.

交流電源の位相を検出する電源位相検出手段を具備し、前記交流電源の電源周期毎に、前記電源位相検出手段によって検出した前記交流電源がゼロ位相となる時刻から一定の期間、前記開閉手段をオフに保った後、前記開閉手段をオンさせる制御手段を有し、前記開閉手段をオフに保つ期間を、ゼロから電源周期までの範囲内で変更することにより、負荷へ供給するＤＣ電圧を調整することを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電源回路。Power supply phase detection means for detecting the phase of the AC power supply, and for each power supply cycle of the AC power supply, the opening / closing means for a certain period from the time when the AC power supply detected by the power supply phase detection means becomes zero phase. A control means for turning on the opening / closing means after being kept off, and adjusting a DC voltage supplied to the load by changing a period during which the opening / closing means is kept off within a range from zero to a power cycle. The power supply circuit according to any one of claims 3 to 6, wherein:

前記制御手段は、前記開閉手段をオフからオン状態に切り換える場合に、前記電源位相検出手段によって検出した前記交流電源がゼロ位相となる時刻から、前記開閉手段をオンするまでの時間を、あらかじめ設定された初期時間から、前記交流電源の電源周期毎に、徐々に短く変更し、最終的にゼロとすることにより、開閉手段の切替時に生じるＤＣ電圧の上昇速度を抑制することを特徴とする請求項７記載の空気調和機の電源回路。The control means sets in advance a time from when the AC power supply detected by the power supply phase detection means becomes zero phase to when the opening / closing means is turned on when switching the opening / closing means from OFF to ON. The rising speed of the DC voltage generated when switching the switching means is suppressed by gradually changing the period from the initial time to the power supply cycle of the AC power supply and gradually reducing it to zero. Item 8. A power supply circuit for an air conditioner according to Item 7.

前記制御手段は、前記開閉手段をオフからオン状態へ切り換える場合に、前記交流電源の一周期間、前記開閉手段をオンした後、複数周期間、前記開閉手段をオフとする動作を交互に繰り返し、前記開閉手段をオフする期間をあらかじめ設定した周期数から徐々に減少させながら、最終的に前記開閉手段をオフする期間をなくすことにより、開閉手段の切替時におけるＤＣ電圧の上昇速度を抑制することを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電源回路。The control means, when switching the opening and closing means from OFF to ON state, alternately turning on the opening and closing means for a plurality of cycles after turning on the opening and closing means for one cycle of the AC power supply, By gradually decreasing the period for turning off the opening / closing means from a preset number of cycles, the period for turning off the opening / closing means is finally eliminated, thereby suppressing the rate of increase in DC voltage when switching the opening / closing means. The power supply circuit according to claim 3, wherein:

前記ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に、直列に接続された第１の開閉手段および第1のコンデンサと、第1の開閉手段に並列に接続された第１のダイオードと、直列に接続された第２の開閉手段および第２のコンデンサと、第２の開閉手段と並列に接続された第２のダイオードとを具備し、第1の開閉手段および第2の開閉手段がオンした場合に、第1のコンデンサと第2のコンデンサとが並列接続となるように接続された電源回路であって、
前記平滑コンデンサの両端電圧または、前記圧縮機の指示回転数または、前記圧縮機の実回転数を検出する負荷検出手段と、前記負荷検出手段の出力をあらかじめ設定した値と比較する比較手段または制御手段を有し、前記負荷検出手段の出力とあらかじめ設定された値との比較により、軽負荷時に第１の開閉手段および第２の開閉手段をともにオフし、中負荷時に第１の開閉手段のみオンし、さらに重負荷の場合に第1の開閉手段および第２の開閉手段をともにオンすることを特徴とする請求項３〜９記載の空気調和機の電源回路。A first switching means and a first capacitor connected in series between one AC input terminal and one DC output terminal of the bridge rectifier circuit, and a first switching circuit connected in parallel to the first switching circuit. 1 diode, a second switching means and a second capacitor connected in series, and a second diode connected in parallel with the second switching means, the first switching means and the second A power supply circuit connected so that the first capacitor and the second capacitor are connected in parallel when the switching means of
Load detection means for detecting the voltage across the smoothing capacitor, the indicated rotational speed of the compressor or the actual rotational speed of the compressor, and comparison means or control for comparing the output of the load detection means with a preset value The first opening / closing means and the second opening / closing means are both turned off at a light load, and only the first opening / closing means is at a middle load by comparing the output of the load detection means with a preset value. 10. The air conditioner power supply circuit according to claim 3, wherein both the first opening / closing means and the second opening / closing means are turned on when the load is heavy.

前記リアクタは、中間タップを有しており、前記中間タップと前記リアクタのいずれかの端との間に接続された第３の開閉手段と、前記負荷検出手段とを具備し、
軽負荷時において前記第３の開閉手段をオン、重負荷時に前記第３の開閉手段をオフすることを特徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電源回路。The reactor includes an intermediate tap, and includes a third opening / closing means connected between the intermediate tap and either end of the reactor, and the load detection means,
The power supply circuit according to any one of claims 3 to 9, wherein the third opening / closing means is turned on at a light load, and the third opening / closing means is turned off at a heavy load.

少なくとも一つの前記開閉手段と前記開閉手段に並列に接続された前記ダイオードとがＭＯＳＦＥＴで構成されていることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電源回路。12. The power supply circuit according to claim 1, wherein at least one of the opening / closing means and the diode connected in parallel to the opening / closing means are configured by MOSFETs.