JP3709239B2 - Ａｃサーボモータの磁気飽和補正方式 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＮＣ装置等で制御される工作機械や産業機械等の機械，装置やロボットの駆動源として使用されるＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は従来から行なわれているＡＣサーボモータの制御系のブロック線図である。位置指令からエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じて位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを乗じて速度指令を求める位置制御（１）を行ない、この速度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求め、比例，積分制御等の処理によってトルク指令（電流指令）を求める速度制御（２）を行う。さらに、このトルク指令から電流フィードバック値を減じて電流偏差を求め、比例，積分制御等の処理によって各相の電圧指令を求めてる電流制御（３）を行い、ＰＷＭ制御等によってＡＣサーボモータ４を制御している。
【０００３】
上記制御系において、電流ループとして、従来は例えば３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々に制御する方式が一般的である。図１５は上記３相電流を別々に制御する電流ループ処理の詳細図である。
【０００４】
速度制御（２）で求められたトルク指令（電流指令）に対して、エンコーダ等で検出されたサーボモータのロータ位相θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指令を求め、該電流指令から電流検出器で検出される各相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各相電流制御器５ｕ，５ｖ，５ｗで比例，積分（ＰＩ）制御等を行なって各相の指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器６に出力する。電力増幅器６ではインバータ等でＰＷＭ制御を行なって各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ４に流し駆動することになる。前記従来の電流制御方式は交流方式と呼ばれる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、ＡＣサーボモータに供給する電流を大きくすると、モータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生する。この磁気飽和により、大きな供給電流にもかかわらずトルク定数が低下して所望のトルクを得ることが困難となるという問題点がある。
【０００６】
図１６は供給電流とトルクとの関係を説明するための図である。モータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生しない場合には、供給電流の増加に伴って発生するトルクＴはトルク定数ｋｔに従って増加する。これに対して、例えば供給電流がＩｑを越えると磁気飽和が発生する場合には、モータが発生することができる最大トルク（図中の破線）は、トルク定数ｋｔにより定まるトルク値より低下し、得られるトルクは図中の破線で示す最大トルク以下となる。
【０００７】
そこで、本発明は前記した従来の問題点を解決して、大きな電流を供給した場合の磁気飽和の影響を抑制して、トルクの低下を低減するＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式は、電流指令の位相を進めることによって磁気飽和の影響を抑制してトルクの低下を低減するものであり、この電流指令の位相を進めるために、モータの電流制御を直流方式で行うｄ−ｑ変換方式を用いる。
【０００９】
磁気飽和の補正を従来の交流方式の電流制御で行うと、定速回転においても高速回転ではより大きな位相遅れが生じる。交流方式によるＡＣサーボモータの電流制御では、位相の遅れ分と磁気飽和の補正分を分離して制御を行うことが困難である。この交流方式に対して、３相電流をｄ−ｑ変換してｄ相，ｑ相の２相に変換した後にそれぞれの相を制御する方式があり、このｄ−ｑ変換を利用する方式は、電流を直流として制御するので制御系の位相遅れがなく、トルク特性が３相電流を別々に制御する場合と比較して改善されることが知られている。
【００１０】
本発明は、ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位相からｄ−ｑ変換によって界磁の作る磁束方向のｄ相電流と直交するｑ相電流を求め、ｄ相電流を零としｑ相電流を電流指令として直流方式で電流制御を行なう電流制御方式を用い、この直流方式の電流制御において、磁気飽和発生時に電流指令の有効成分であるｑ相電流指令の位相を進めることにより、磁気飽和の影響を抑制してトルクの低下を低減する。
【００１１】
さらに、本発明の磁気飽和補正方式は、電流指令の有効成分であるｑ相電流の位相進め角の大きさをそのｑ相電流の大きさに応じて定めることができ、これによって、電流指令の増大に応じて増える磁気飽和量を抑制する。また、ｑ相電流の位相は、磁気飽和を発生するｑ相電流の大きさより大きな電流指令に対して位相を進め、電流指令が磁気飽和を発生するｑ相電流よりも小さく磁気飽和が発生しない場合には、位相進めを行わず入力されたままの電流指令を使用する。これによって、電流指令の増大に応じて増える磁気飽和量を抑制する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図を参照しながら詳細に説明する。
本発明のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式は、ｄ−ｑ変換を用いてモータの電流制御を直流方式で行っている。以下、ｄ−ｑ変換による電流制御について説明する。ｄ−ｑ変換による電流制御方式は、３相電流をｄ−ｑ変換してｄ相，ｑ相の２相に変換した後にそれぞれの相を制御する方式である。ｄ−ｑ変換においては、ｄ軸は界磁の作る磁束の方向にとることが一般的であり、図１に示すようにロータの永久磁石の磁束の向きにｄ軸をとり、該ｄ軸に直交する向きにｑ軸をとっている。
【００１３】
このｄ−ｑ変換を利用する電流制御方法について説明する。次式（１）は３相同期電動機の回路方程式である。
【００１４】
【数１】

上記式（１）の左辺はモータのＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧であり、右辺第１項の左側の行列はインピーダンス行例であり、Ｒは巻線抵抗、Ｌ’は巻線の自己インダクタンス、Ｍ’は相互インダクタンスで、ｓは微分演算子である。また、右辺第１項右側のベクトルは各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのベクトルであり、右辺第２項は各相の巻線が誘起する起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗである。なお、ｌａを漏れインダクタンスとすると、Ｌ’＝ｌａ＋Ｍ’の関係がある。
【００１５】
ここで、式（２）で表される３相交流座標系から２相交流座標系に変換する交流行列Ｃ１、及び式（３）で表される２相交流座標系から３相交流座標系に変換する交流行列Ｃ２を用いて上記式（１）を変換すると、いわゆるｄ−ｑ変換を行なう式（４）が得られる。
【００１６】
【数２】

【００１７】
【数３】

【００１８】
【数４】

なお、上記式（３）において、θはロータの電気角（ｕ相の巻線を基準にして時計回りの方向にとった界磁の角度）であり、式（４）におけるωはロータの角速度（電気角）、Φは巻線鎖交磁束数の最大値であり、また、Ｌ＝ｌａ＋３Ｍ’／２の関係がある。上記式（４）より、界磁の作る磁束方向のｄ相電流Ｉｄを「０」に制御し、ｑ相電流Ｉｑについてのみ、その大きさを制御するようにすると、直流サーボモータと同じ制御を行うことができる。
図２はＡＣサーボモータの従来の制御をｄ−ｑ変換して制御するときのブロック線図である。図２に示すＡＣサーボモータの制御では、ｄ相の電流指令を「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループから出力されるトルク指令とし、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電流（３相の中からいずれの２相を検出すればよい）及びロータ位置検出器で検出されたロータの位相を用いて、３相電流から２相電流へ変換する手段９でｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求めて、前記の各相指令値から求めたｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、さらに電流制御器５ｄ，５ｑで従来と同様にして比例，積分制御を行ってｄ相指令電圧Ｖｄ，及びｑ相指令電圧Ｖｑを求める。そして、２相電圧から３相電圧に変換する手段８によって、求めたｄ相，ｑ相の指令電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、さらに電力増幅器６に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
【００１９】
また、上記変換行列Ｃ１，Ｃ２と３相の電圧，電流の合計が「０」である関係、すなわち、Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ＝０、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと２相電圧Ｖｄ，Ｖｑ、及び３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと２相電流Ｉｄ，Ｉｑの関係は次の式（５），式（６）が成立する。
【００２０】
【数５】

【００２１】
【数６】

そこで、図２の３相−２相変換器９は、上記式（６）の演算を行って３相電流のＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗから２相電流のＩｄ，Ｉｑを求めて各相の電流フィードバックとし、また、２相−３相変換器８は、上記式（５）の演算を行って２相電圧Ｖｄ，Ｖｑから３相電流Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求めることによって、ｄ−ｑ変換を利用してサーボモータの電流制御を行なうことができる。
【００２２】
次に、本発明のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式を実施するための一構成例を図３を用いて説明する。本発明のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式を実施するための構成は、前記図２に示したｄ−ｑ変換による電流制御ブロック線図において、磁気飽和補正の項１０を加えた構成であり、トルク指令Ｉｑ＊に応じて進め角θｍを求め、この進め角θｍをロータ位相のブロック７に加えて位相補正した位相角（θ＋θｍ）を求め、求めた位相角（θ＋θｍ）を３相−２相変換器に入力してｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この位相を進めたｑ相電流Ｉｑによって電流制御を行う。
【００２３】
したがって、図３に示すブロック線図において、ｄ相の電流指令Ｉｄを「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループから出力されるトルク指令Ｉｑ＊とする。トルク指令Ｉｑ＊は磁気飽和補正のブロック１０に入力され、該トルク指令Ｉｑ＊の大きさに応じた進め角θｍを求め、ロータ位相を求めるブロック７に入力する。ロータ位相のブロック７は、ロータ位置検出器で検出されたロータの位相θに磁気飽和補正のブロック１０からの進め角θｍを加えて位相角（θ＋θｍ）を求め、３相−２相変換器９に送る。
【００２４】
３相−２相変換器９は、ＡＣサーボモータＭの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電流（いずれから２相の実電流を検出し、他の１相は求めた２相から求めることができる）とロータ位相のブロック７からの位相角（θ＋θｍ）を用いて、ｄ−ｑ変換によってｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを求め、さらに指令値Ｉｄ，Ｉｑからこのｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この電流偏差をｄ相電流制御器５ｄおよびｑ相電流制御器５ｑで比例積分制御を行ない、ｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑを求める。求めたｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑを、２相−３相変換器８でＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、さらに電力増幅器６に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
【００２５】
次に、本発明の磁気飽和補正について説明する。図４，５，６は、モータのｄ−ｑ座標上での磁束ベクトルを示す図であり、前記図１と同様にロータの永久磁石の磁束（主磁束ΦM ）の方向をｄ軸とし、有効電流Ｉｑによって発生する磁束Ｍ・Ｉｑの方向をｑ軸としている。なお、ｄ軸とｑ軸は互いに直交する軸である。
【００２６】
したがって、ロータの永久磁石による主磁束ΦM と有効電流Ｉｑによって発生する磁束Ｍ・Ｉｑとをベクトル的に加算して合成磁束を求めると、トルクを形成ための有効磁束Φg となる。このとき発生するトルクＴは有効磁束Φg と有効電流Ｉｑの外積によって次式（７）で表される。
【００２７】

ここで、トルクＴは、図４，５，６中の面積Ｓに比例することになる。
【００２８】
図４において、ｑ相電流をＩｑからＩｑ’に増加させると面積はＳからＳ’に増加し、発生するトルクＴも増加する。さらにｑ相電流を増加させると、有効磁束Φg が増加してモータ内部の磁気回路において磁気飽和が発生する。有効磁束が磁気飽和領域に入ると、さらにｑ相電流Ｉｑを増加させてもそれに比例して有効磁束は大きくならず、したがってトルクが増加しなくなる。図５の磁束ベクトル図において、縦線によるハッチング部分は磁気飽和領域を模式的に示しており、増加したｑ相電流Ｉｑ1 によって形成される磁束Φg は磁気飽和領域内に入ることになり、磁気飽和によって実際に形成される磁束はΦg よりも小さなΦgsとなる。したがって、発生するトルクの大きさを図中の面積Ｓで比較すると、本来発生すべきトルクは（Ｓ1 ＋Ｓ2 ）であるのに対して、磁気飽和によって実際に発生するトルクはＳ1 となり、Ｓ2 ／（Ｓ1 ＋Ｓ2 ）分のトルクが減少することになる。
【００２９】
そこで、本発明の磁気飽和補正では、ｑ相電流Ｉｑの位相を進めることによって磁束Φg が磁気飽和領域内に進入しないよう制御し、トルク分の減少を抑える。図６の磁束ベクトル図において、ｑ軸方向のｑ相電流Ｉｑによって形成される磁束Φgsが磁気飽和領域に達しているとき、ｑ相電流Ｉｑをθだけ位相を進めると磁束Φgsと磁気飽和領域との間に余裕が生じ、より大きなｑ相電流Ｉｑ1(θ) を供給することができる。このときの磁束Φgs（θ）はΦgsよりも大きくとることができ、発生するトルクの大きさを図中の面積Ｓで比較すると、ｑ相電流Ｉｑをθだけ位相を進めて磁気飽和補正を行った場合に発生するトルクは（Ｓ1 ＋Ｓ３）となり、磁気飽和補正を行わない場合のに発生するトルクＳ1 に対して、Ｓ３／Ｓ1 分のトルクを増加させることができる。
【００３０】
この磁気飽和補正による増加トルクは、前記図５，図６において、トルクを面積Ｓで示した場合にはＳ３＜Ｓ２に関係となり、磁気飽和がない場合に得られる最大トルクに達しないもののトルクを増加させることができる。
【００３１】
ｑ相電流の位相進めの制御は、実際にはエンコーダによって検出されるロータ位相を進めることによって、制御上のｄ−ｑ座標を実際のｄ−ｑ座標より進めることにより行うことができ、制御系からみた制御態様は通常の制御と同様であって、ロータ位相のブロックから出力される位相のみが異なることになる。図７は制御上のｄ−ｑ座標と実際のｄ−ｑ座標とを比較するための図である。図７（ａ）において、ｑ相電流の位相進めの制御は、制御上のｄ−ｑ座標を実際のｄ−ｑ座標に対してθｍだけ位相を進めることに対応している。図７（ｂ）において、制御系による制御は、実際のｄ−ｑ座標に対してθｍだけ位相を進んでいる制御上のｄ−ｑ座標上で行われ、該ｄ−ｑ座標のｑ軸方向にｑ相電流を流すことによって磁気飽和補正を行うことができる。したがって、制御系からみた場合には、通常の制御と変わらない制御を行うことになる。
【００３２】
次に、本発明の磁気飽和補正における位相の進め角θｍについて説明する。図８は進め角θｍの一例を説明するための図であり、電流指令に対する進め角θｍを示している。図において、電流指令Iq* が設定した値Ib以内の場合には進め角θｍを０°とし、電流指令Iq* が設定した値Ibを越えた場合には進め角を電流指令Iq* に比例させて増加させている。図８に示す進め角θｍは、以下の式（８）により表される。
abs(Iq*)＞Ibのとき θｍ＝ｋ・（abs(Iq*)−Ib）・sign(Iq*)
abs(Iq*)＜Ibのとき θｍ＝０ …（８）
なお、 Iq*はｑ相指令電流、Ibは磁気飽和領域に入りはじめる電流指令の大きさを指定する電流値であり、ｋは比例定数、abs は絶対値、signは符号を表している。ここで、比例定数ｋは磁気飽和係数であり、モータ毎に異なる磁気飽和特性に応じて決定するものであり、実験により定めることができる。
【００３３】
したがって、電流指令Iq* が小さくこの電流指令の大きさでは発生する磁束が磁気飽和領域に入らない場合には、磁気飽和補正を行う必要がないため、進め角θｍを０°として電流指令Iq* を位相制御することなくモータ制御を行う。これに対して、電流指令Iq* が大きくなりこの電流指令によって発生する磁束が磁気飽和領域に入る場合には、磁気飽和補正を行う必要が生じるため、進め角θｍを磁気飽和の程度に応じて位相を進める制御を行う。この磁気飽和の程度に応じた位相進めは、電流指令Iq* が磁気飽和領域に入りはじめる電流指令の大きさIbを越えた程度に応じて設定することができ、電流指令Iq* と電流Ibの差に従って競ってすることができる。
【００３４】
図９は、位相進みと有効磁束との関係を説明するための図であり、電流指令Iq* が順に増加する場合の状態を、図８中に示した位相の進め角θｍ（符号ａ〜ｇ）に対応して対応する同符号ａからｇで示している。例えば、電流指令Iq* がＩb より小さなIaの場合（符号ａ）には、発生する磁束は磁気飽和領域に達していないため、進め角θｍは０°に設定して位相進めを行うことなく電流制御を行う。電流指令Iq* が増加してＩb に達した場合（符号ｂ）には、発生する磁束は磁気飽和領域に達する。したがって、この磁気飽和領域に達するまでの電流指令Iq* に対しては、進め角θｍは０°に設定して位相進めを行うことなく電流制御を行う。さらに電流指令Iq* が増加してＩb を越えた場合には、発生する磁束は磁気飽和領域内に入るためこのままでは発生するトルクが抑えられることになる。そこで、電流指令Iq* が増加してＩb を越えた時点から進め角θｍを増加させ、発生する磁束が図中のｃ〜ｇに示す順に磁気飽和領域の境界に接近した状態を維持したまま位相が進むように制御を行う。これによって、磁気飽和領域内への磁束の進入を抑制して発生するトルクを増加させることができる。なお、ｑ相電流の位相を進めることによってｄ相電流分が発生する。このｄ相電流分は、熱等の損失分として消費される。
【００３５】
図１０は、本発明の実施例を適用したサーボモータ制御系のブロック図であり、その構成は従来のデジタルサーボ制御を行なう装置と同一の構成であるため、概略的に示している。図１０において、２０はコンピュータを内蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＭ，ＲＡＭ等を有するデジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサーボモータＭの回転とともにパルスを発生するエンコーダ、２５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出器である。
図１１は上記デジタルサーボ回路２２のプロセッサが所定周期毎に実施する電流ループ制御処理のフローチャートである。デジタルサーボ回路２２のプロセッサは、数値制御装置（ＣＮＣ）から指令された位置指令（もしくは速度指令）を共有ＲＡＭ２１を介して読み取り位置ループ処理，速度ループ処理を行ない、トルク指令（電流指令）を作成し、該速度ループ処理によって出力された電流指令（トルク指令）Ｉｑ＊を読むとともに（ステップＳ１）、ロータ位置検出器２５からロータ位相θとモータ速度ｗを取り込む（ステップＳ２）。
次に、ロータ位相のブロックでは、電流指令（トルク指令）の大きさに応じて、その位相を進ませる磁気飽和補正の演算を行う。この磁気飽和補正演算は、前記式（８）を用いた進め角θｍを求める演算であり、電流指令の大きさに応じた進め角θｍが求められる（ステップＳ３）。
【００３６】
また、電流ループでは、ｕ相，ｖ相の電流フィードバックＩｕ，Ｉｖの取込みを行い（ステップＳ４）、ステップＳ２で求めたロータ位相θとともに前記式（６）の演算を行って３相電流のＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗから２相電流のＩｄ，Ｉｑを求めて各相の電流フィードバックとする（ステップＳ５）。そして、求めたｄ相電流Ｉｄをフィードバック電流とし、ｄ相電流指令を「０」として、通常の電流ループ処理（比例積分制御）を行いｄ相指令電圧Ｖｄを求め、ステップＳ１で読み取った電流指令をｑ相の電流指令とし、ステップＳ５で算出したｑ相の電流値Ｉｑをフィードバック電流として電流ループ処理を行ってｑ相の電圧指令Ｖｑを求める。ここで使用するｑ相の電流値Ｉｑは磁気飽和補正によって位相進めの制御が行われた値である（ステップＳ６）。
【００３７】
２相−３相変換器８は、上記式（５）の演算によってｄ−ｑ変換を行って２相電圧Ｖｄ，Ｖｑから３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求めて電圧指令とする（ステップＳ７）。求めた電圧指令出力は電力増幅器６に出力され、インバータ当でＰＷＭ制御を行って、各相の電流をＡＣサーボモータ４に供給し駆動する。
【００３８】
次に、図１２，図１３を用いて従来の制御方式と本発明の磁気飽和補正方式との比較を行う。図１２，図１３は回転数とトルクとの関係を示すトルク特性図であり、モータの各回転数における最大出力例を示している。図１２は従来の交流方式の制御によるトルク特性の一例であり、図１３は本発明の磁気飽和補正方式の制御によるトルク特性の一例である。本発明の磁気飽和補正方式によれば、高速回転における最大トルクを高めることができる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、大きな電流を供給した場合の磁気飽和の影響を抑制して、トルクの低下を低減するＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ｄ−ｑ変換の座標系を説明する図である。
【図２】電流制御をｄ−ｑ変換して行なう電流制御部のブロック線図である。
【図３】本発明のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式を実施するための一構成例を説明するためのブロック線図である。
【図４】モータのｄ−ｑ座標上での磁束ベクトルを示す図である。
【図５】モータのｄ−ｑ座標上での磁束ベクトルを示す図である。
【図６】モータのｄ−ｑ座標上での磁束ベクトルを示す図である。
【図７】制御上のｄ−ｑ座標と実際のｄ−ｑ座標とを比較するための図である。
【図８】進め角θｍの一例を説明するための図である。
【図９】位相進めの程度を説明するための図である。
【図１０】本発明の一実施例のデジタルサーボ系のブロック図である。
【図１１】本発明のデジタルサーボ回路のプロセッサが実施する電流ループ処理のフローチャートである。
【図１２】従来のＡＣサーボモータの制御方式による回転数とトルクの関係を示すグラフである。
【図１３】本発明のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式による回転数とトルクの関係を示すグラフである。
【図１４】従来のＡＣサーボモータの制御系のブロック線図である。
【図１５】従来のＡＣサーボモータの制御系の３相電流を別々に制御する電流ループ処理の詳細図である。
【図１６】従来のＡＣサーボモータの供給電流とトルクとの関係を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 位相制御ブロック
２ 速度制御ブロック
３ 電流制御ブロック
４ サーボモータ
５ 電流制御器
６ 電力増幅器
７ ロータ位相ブロック
８ ２相−３相変換器
９ ３相−２相変換器
１０ 磁気飽和補正ブロック

Claims (3)

1. ＡＣサーボモータの電流制御方法において、
   ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位相からｄ−ｑ変換によって界磁の作る磁束方向のｄ相電流と直交するｑ相電流を求め、ｄ相電流を零としｑ相電流を電流指令として電流制御を行なう電流制御方式であって、磁気飽和発生時のｑ相電流の位相を進めることを特徴とするＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式。
2. 前記ｑ相電流の位相進め角を、該ｑ相電流の大きさに応じて定めることを特徴とする請求項１記載のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式。
3. 前記ｑ相電流の位相は、磁気飽和が発生するｑ相電流以上の電流指令に対して進めることを特徴とする請求項１，又は２記載のＡＣサーボモータの磁気飽和補正方式。

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