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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Stromregelungs-Verfahren
und eine Vorrichtung für
einen Wechselstrom-Servomotor zur Benutzung als eine Antriebsquelle
für eine
Maschine, wie eine Werkzeugmaschine, Industriemaschine usw. und
eine andere Vorrichtung, wie einen Roboter, die durch eine NC-Einrichtung
oder dgl. gesteuert wird.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild gemäß 14 ein Beispiel für ein herkömmliches
Regelungs-System
für einen
Wechselstrom-Servomotor beschrieben. Einige der Merkmale dieses
Systems sind in den Druckschriften JP-A-6153569 u. US-A-5200682
offenbart.
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Eine
Positionsabweichung wird durch Subtrahieren eines Positions-Rückkopplungswerts,
der mittels eines Kodierers oder dgl. erfasst ist, von einem Positionsbefehl
gewonnen, und ein Geschwindigkeitsbefehl wird durch Multiplizieren
der Positionsabweichung mit einem Positionsergebebnis (POSITIONSREGELUNG 1)
gewonnen. Eine Geschwindigkeitsabweichung wird durch Subtrahieren
eines Geschwindigkeits-Rückkopplungswerts
von einem gewonnenen Geschwindigkeitsbefehl gewonnen, und ein Drehmomentbefehl
(Strombefehl) wird durch einen Prozess, wie eine Proportional-plus-Integral-Regelung
(GESCHWINDIGKEITSREGELUNG 2) gewonnen. Ferner wird eine
Stromabweichung durch Subtrahieren eines Strom-Rückkopplungswerts von dem gewonnenen
Drehmomentbefehl gewonnen, und ein Spannungsbefehl für jede Phase
wird durch einen Prozess, wie die Proportional-plus-Integral-Regelung (STROMREGELUNG 3)
gewonnen. Ein Wechselstrom-Servomotor 4 wird durch Ausführen einer
Impulsbreitenmodulations- (PWM-)Regelung oder dgl. in Übereinstimmung
mit diesem Spannungsbefehl geregelt.
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Im
allgemeinen werden 3-Phasen-Ströme
getrennt für
die einzelne Phasen in einer jeweiligen Stromregelungsschleife eines
Regelungs-System für
einen 3-Phasen-Wechsselstrom-Servomotor geregelt.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf 15 ein
Stromregelungsschleifen-Prozess für die auf diese Weise getrennte
Regelung der 3-Phasen-Ströme
beschrieben.
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Strombefehle
für die
einzelnen Phasen werden durch Multiplizieren eines Drehmomentbefehls
(Strombefehl), der in der GESCHWINDIGKEITSREGELUNG 2 mit
Sinuswellen gewonnen wird, die von einer Rotorphase θ des Servomotors
abgewichen sind, die mittels eines Kodierers oder dgl. erfasst wird,
durch einen zulässigen
Verzerrrungsgrad, der einem elektrischen Winkel von 2π/3 in bezug
auf U-, V- und W-Phasen entspricht, gewonnen. Stromabweichungen
werden durch Subtrahieren von Wirkströmen Iu, Iv u. Iw für die einzelnen
Phasen, die mittels eines Stromdetektors erfasst sind, von den gewonnenen
Strombefehlen gewonnen.
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Die
Proportional-plus-Integral- (PI-)Regelung oder dgl. wird durch Stromregler 5u, 5v u, 5w für die einzelnen
Phasen ausgeführt,
und einem Leistungsverstärker 6 werden
Befehlsspannungen Eu, Ev u. Ew für
die einzelnen Phasen zugeführt.
Der Leistungsverstärker 6 führt mittels
eines Wechselrichters oder dgl. eine PWM-Regelung aus und führt dem
Servomotor 4 Ströme
Iu, Iv u. Iw für
die einzelnen Phasen zu, um ihn dadurch zu treiben. Dieses Stromregelungs-System wird Wechselstrom-System
genannt.
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Im
allgemeinen wird in einem magnetischen Kreis in einem Wechselstrom-Servomotor
dann, wenn der Strom, der dem Motor zugeführt wird, erhöht wird,
eine magnetische Sättigung
verursacht. Infolge dieser magnetischen Sättigung neigt die Drehmomentkonstante
dazu, trotz wesentlicher Stromzufuhr abzusinken, so dass es schwierig
ist, ein gewünschtes
Dreh moment zu gewinnen.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf 16 die
Beziehung zwischen Stromzufuhr und Drehmoment beschrieben.
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Wenn
keine magnetische Sättigung
in dem magnetischen Kreis in dem Motor verursacht wird, steigt ein
Drehmoment T, das mit Zunahme der magnetische Sättigung Stromzufuhr erzeugt
wird, mit einer Dreh-momentkonstanten kt an. In dem Fall, in dem
eine magnetische Sättigung
verursacht wird, wenn Iq den Versorgungsstrom überschreitet, wird im Gegensatz
dazu das maximale Drehmoment (in der Figur durch eine gestrichelte
Linie angegeben), das durch den Motor erzeugt werden kann, niedriger
als ein Drehmomentwert, der auf der Grundlage der Drehmomentkonstanten
kt zu bestimmen ist, und das gewonnene Drehmoment wird nicht höher als
das maximale Drehmoment, das durch die gestrichelte Linie in der
Figur angegeben ist.
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Wenn
die magnetische Sättigung
durch die herkömmliche
Wechselstrom-System-Stromregelung korrigiert wird, führt eine
Hochgeschwindigkeits-Drehung zu einer wesentlichen Phasenverzögerung,
sogar obwohl es sich um eine Konstantgeschwindigkeits-Drehung handelt.
Gemäß der Stromregelung
des Wechselstrom-Servomtors auf der Grundlage des Wechselstrom-Systems
ist es schwierig, die Regelung mit einem Korrekturwert für die magnetische
Sättigung
auszuführen,
die von einer Phasenverzögerung
getrennt zu betrachten ist.
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Verglichen
mit dieser Wechselstrom-System-Stromregelung gibt es ein System,
in dem die 3-Phasen-Ströme
des Motors in zwei Phasen, d- u. q-Phasen, durch d-q-Umwandlung
umgewandelt werden, wobei ein d-Phasen-Strom Id in der Richtung
eines magnetischen Flusses, der durch ein Feldsystem erzeugt wird, derart
geregelt wird, dass er zu Null wird, und nur die Höhe eines
q-Phasen-Stroms Iq in einer Richtung senk-recht zu dem Strom Id
wird wie im Falle eines Gleich strom-Servomotors geregelt. Dieses
System ist dadurch stärker
als das Wechselstrom-System verbessert, dass es frei von dem Problem
der Phasenverzögerung
ist, weil der Strom als Gleichstrom geregelt wird. Trotzdem bleibt
das Problem der magnetischen Sättigung
nach wie vor bestehen, und das Ausgangsdrehmoment wird unter dem
Einfluss der magnetischen Sättigung
herabgesetzt, wenn die Strombefehle erhöht wer-den.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Stromregelungs-Verfahren
und eine Vorrichtung für
einen Wechselstrom-Servomotor zu schaffen, durch welche der Einfluss
der magnetischen Sättigung
zurückgehalten
wird, eine Drehmomentverringerung zu vermindern, wenn dem Wechselstrom-Servomotor
ein großer
Strom zugeführt
wird.
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Gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegendem Erfindung umfasst ein Stromregelungs-Verfahren
für einen
Wechselstrom-Servomotor Schritte zum Gewinnen eines d-Phasen-Stroms in der Richtung
eines magnetischen Flusses, der durch ein Feldsystem erzeugt wird,
und eines q-Phasen-Stroms
in einer Richtung senkrecht dazu aus einem Treiberstrom und einer
Rotor-phase des Wechselstrom-Servomotors
durch d/q-Wandlung, Einstellen eines d-Phasen-Strombefehls auf Null, Setzen eines
q-Phasen-Strombefehls als einen Drehmomentbefehl, der von einer
Geschwindigkeits-Regelschleife
zuzuführen
ist, und Gewinnen einer d-Phasen-Befehlsspannung
aus dem d-Phasen-Strombefehl und dem d-Phasen-Strom, Gewinnen einer q-Phasen-Befehlsspannung
aus dem q-Phasen-Strombefehl und dem q-Phasen-Strom, Umwandeln der
d- u. q-Phasen-Befehlsspannungen in 3-Phasen-Spannungen und Gewinnen
von dem Motor zuzuführenden 3-Phasen-Strömen aus
den 3-Phasen-Spannungen. Die Phase des q-Phasen-Strombefehls eilt um einen Winkel vor,
der dem Wert des q-Phasen-Strombefehls
entspricht.
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Gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfin dung ist eine entsprechende 3-Phasen-Wechsselstrom-Servomotor-Regelungsvorrichtung
nach dem vorliegenden Anspruch 4 vorgesehen.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung kann ein Korrektur-System zum Korrigieren der magnetischen Sättigung
für einen
Wechselstrom-Servomotor vorgesehen sein, durch das der Einfluss
der magnetischen Sättigung
zurückgehalten
wird, um eine Drehmomentverringerung zu vermindern, wenn ein großer Strom
zugeführt
wird.
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Es
ist einzusehen, dass der Begriff "Phasenvoreilung" in den vorliegenden Ansprüche und
der Beschreibung eine Phasendrehung im Uhrzeigersinn betrifft.
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1 zeigt eine Darstellung
zum Veranschaulichen eines Koordinatensystems für eine d-q-Umwandlung.
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2 zeigt ein Blockschaltbild
für einen
Stromregelungs-Abschnitt zum Ausführen einer Stromregelung durch
d-q-Umwandlung.
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3 zeigt ein Blockschaltbild
zum Veranschaulichen eines ersten Ausführungsbeispiels einer Konfiguration
zum Ausführen
eines Stromregelungs-Verfahrens für einen Wechselstrom-Servomotor
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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4 bis 6 zeigen Diagramme, die Vektoren eines
magnetischen Flusses in einem d-q-Koordinatensystem des Motors darstellen.
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7A zeigt ein Diagramm, das
angibt, dass die d-q-Koordinaten für eine Regelung phasenmäßig in bezug
auf tatsächlichen
d-q-Koordinaten voreilen.
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7B veranschaulicht eine
Regelung gemäß einem
Rege lungs-System, das in dem d-q-Koordinatensystem für die Regelung
ausgeführt
wird, das in 7A gezeigt
ist.
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8 zeigt ein Diagramm zum
Veranschaulichen der Beziehung zwischen einem Strombefehl und einem
Phasen-Voreilungswinkel.
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9 zeigt ein Diagramm, das
einen Übergang
eines effektiven magnetischen Flusses Φg veranschaulicht, der sich
ergibt, wenn die Phase eines Strombefehls voreilt.
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10 zeigt ein Blockschaltbild
eines digitalen Servo-Systems
gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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11 zeigt ein Flussdiagramm,
das einen Stromregelungsschleifen-Prozess darstellt, der durch einen
Prozessor einer digitalen Servo-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
als Ausführungsbeispiel nach 10 ausgeführt wird.
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12 zeigt ein Diagramm, das
die Beziehung zwischen Drehgeschwindigkeit und Drehmoment gemäß einem
herkömmlichen
Regelungs-Verfahren für
einen Wechselstram-Servomotor darstellt.
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13 zeigt ein Diagramm, das
die Beziehung zwischen Drehgeschwindigkeit und Drehmoment gemäß dem Stromregelungs-Verfahren
für einen
Wechselstrom-Servomotor
gemäß der vorliegenden
Erfindung darstellt.
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14 zeigt ein Blockschaltbild
eines herkömmlichen
Wechselstrom-Servomotor-Regelungssystems.
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15 zeigt eine ins einzelne
gehende Darstellung, die einen Stromregelungsschleifen-Prozess für eine getrennte
Regelung dreier Phasen-Ströme
in dem herkömmlichen
Wechselstrom-Servomotor-Regelungssystem für die einzelnen Phasen zeigt.
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16 zeigt ein Diagram zum
Veranschaulichen der Beziehung zwischen einem Versorgungsstrom und
einem Drehmoment eines herkömmlichen
Wechselstrom-Servomotors.
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Bei
einem Verfahren zu Korrigieren einer magnetischen Sättigung
für einen
Wechselstrom-Servomotor gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Gleichstronm-System benutzt, um eine Stromregelung
für den Motor
durch d-q-Umwandlung auszuführen.
Das folgende ist eine Bechreibung einer Stromregelung auf der Grundlage
der d-q-Umwandlung.
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Gemäß einem
Stromregelungs-System auf der Grundlage einer d-q-Umwandlung werden
die 3-Phasen-Ströme
in zwei Phasen, d- und q-Phasen, durch d-q-Umwandlung umgewandelt,
und danach werden die einzelnen Phasen geregelt. Bei der d-q-Umwandlung
wird allgemein eine d-Achse angenommen, sie sich in der Richtung
eines magnetischen Flusses erstreckt, der durch ein Feldsystem erzeugt
wird. Wie in 1 gezeigt
ist ein d-Achse angenommen, die sich in der Richtung eines magnetischen
Flusses eines Permanentmagneten eines Rotors erstreckt, während eine
q-Achse angenommen ist, sie sich in der Richtung senkrecht zu der
d-Achse erstreckt.
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Das
folgende ist eine Beschreibung der Stromregelung, die eine solche
d-q-Umwandlung einsetzt. Der folgende Ausdruck (1) ist eine Schaltungsgleichung
eines 3-Pphasen-Synchron-motors:
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In
dem oben stehenden Ausdruck (1) sind Vu, Vv u. Vw auf der linken
Seite U-, V- bzw. W-Phasen-Spannungem des Motors. Die linke Matrix
in dem ersten Ausdruck auf der rechten Seite ist eine Impedanz-Matrix,
in der R der Widerstand einer Wicklung ist, L' ist die Induktivität der Wicklung, M' ist eine Gegeninduktivität, und s
ist ein Differentialoperator. Wenn Ia eine Streuinduktivität ist, gibt
es eine Beziehung L' =
Ia + M'. Die rechte
Matrix in dem ersten Ausdruck auf der rechten Seite repräsentiert
die jeweiligen Vektoren von U-, V- u. W-Phasen-Strömen Iu,
Iv u. Iw. Die Matrix in dem zweiten Ausdruck auf der rechten Seite
repräsentiert elektromotorische
Kräfte
eu, ev u. ew, die durch die U-, V- bzw. W-Phasen-Wicklungen induziert
werden.
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Der
folgende Ausdruck (4) zum Ausführen
einer d-q-Umwandlung kann durch Umwandeln des zuvor angegebenen
Ausdrucks (1) unter Benutzng einer Austauschmatrix C1 zum Umwandeln
eines 3-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystems in ein 2-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem,
das durch den folgenden Ausdruck (2) repräsentiert ist, und einer Austauschmatrix
C2, die das 2-Phasen-Wechselstrom-Koordinatensystem, das durch den
folgenden Ausdruck (3) repräsentiert
ist, in ein Rotations-Koordinatensystem umwandelt, gewonnen werden:
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In
dem vorstehenden Ausdruck (3) ist θ ein elektrischer Winkel (ausgedrückt durch
einen Winkel des Feldsystems in einer Richtung im Uhrzeigersinn
in bezug auf die u-Phasen- Wicklung)
des Rotors.
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In
dem vorstehenden Ausdruck (4) ist ω die Winkelgeschwindigkeit
(ausgedrückt
durch einen mechanischen Winkel) des Rotors, und Φ ist der
Maximalwert der Zahl von verketteten magnetischen Flüssen der Wicklungen.
Außerdem
gibt es eine Beziehung L = 1a + 3M'/2.
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Wie
dem vorstehenden Ausdruck (4) zu entnehmen ist kann der Wechselstrom-Servomotor
in gleicher Weise wie ein Gleichstrom-Servomotor geregelt werden,
wenn ein d-Phasen-Strom Id in der Richtung des magnetischen Flusses,
der durch das Feldsystem erzeugt wird, derart geregelt wird, dass
er zu Null wird, und nur die Höhe
ein q-Phasen-Stroms Iq geregelt wird.
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Das
Blockschaltbild gemäß 2 zeigt ein Beispiel aus
dem Stand der Technik, das den Wechselstrom-Servomotor durch d-q-Umwandlung regelt.
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Bei
der Regelung des Wechselstrom-Servomotors, die in 2 gezeigt ist, wird ein d-Phasen-Strombefehl
Id* auf "0" eingestellt, und
ein q-Phasen-Strombefehl Iq* wird als ein Drehmomentbefehl benutzt,
der von einer Geschwindigkeitsregelungsschleife auszugeben ist.
Aus den Wirkströmen
Iu und Iv für
irgendwelche zwei Phasen (z. B. U- und V-Phasen) aus den U-, V-
u. W-Phasen des Motors und der Phase θ des Rotors, die durch einen
Rotorpositions-Detektor erfasst ist, werden die d- u. q-Phasen-Ströme Id u.
Iq durch Benutzung eines Mittels 9 zum Umwandeln der 3-Phasem-Ströme in 2-Phasen-Ströme gewonnen.
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Durch
Subtrahieren der d- u. q-Phasen-Ströme Id u. Iq, die von dem Umwandlungsmittel 9 ausgegeben
werden, von den d- u.
q-Phasen-Strombefehlen Id* (= 0) und Iq* (Drehmomentbefehl) werden
d- u. q-Phasen-Stromabweichungen (– Id. Iq* – Iq) einzeln gewonnen und
d- u. q-Phasen-Stromreglern 5d bzw. 5q zugeführt. Die
Stromregler 5d u. 5q führen eine Proportional-plus-Integral-Regelung
in gleicher Weise wie im herkömmlichen
Fall aus geben d- u. q-Phasen-Befehlsspannungen Vd bzw. Vq aus.
Ein Mittel 8 zum Umwandeln zweier Phasenströme in drei
Phasemströme
empfängt
diese d- und q-Phasen-Befehlsspannungen
Vd u. Vq und gibt die V- und W-Phasen-Befehlsspannungen
Vu, Vv u. Vw aus. Ein Leistungsverstärker 6 empfängt die Befehlsspannungen
Vu, Vv u. Vw, und führt
die U-, V- u. W-Phasen-Ströme
Iu, Iv u. Iw dem Servomotor 4 zu. Ein Wechselrichter oder
dgl. des Servomotors 4 führt die Ströme Iu, Iv u. Iw für die U-,
V- u. W-Phasen zu,
um dadurch den Servomotor zu regeln.
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Auf
der Grundlage der Austauschmatrizen C1 u. C2 der zuvor angegebenen
Ausdrücke
(2) u. (3) und der Beziehungen derart, dass die Gesamtsummen der
3-Phasen-Spannungen und -Ströme "0" sind, d. h. Vu + Vv + Vw = 0 und Iu
+ Iv + Iw = 0, sind die Beziehungen zwischen den 3-Phasen-Spannungen
Vu, Vv u. Vw und den 2-Phasen-Spannungen Vd u. Vq durch den folgenden
Ausdruck (5) und die Beziehungen zwischen den 3-Phasen-Strömen Iu, Iv u. Iw und den 2-Phasen-Strömen Id u.
Iq durch den folgennden Ausdruck (6) gegeben:
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Demgemäß führt der
3-Phasen/2-Phasen-Wandler 9 gemäß 2 die Berechnung des oben stehenden Ausdrucks
(6) aus, um dadurch die 2-Phasen-Ströme Id u. Iq aus zwei (Iu u.
Iv in dem Beispiel gemäß 2) der 3-Phasen-Ströme Iu, Iv
u. Iw zu gewinnen, und benutzt sie einzeln als d- u. q-Phasenstrom-Rückkopplungswerte.
Außerdem
führt der
2-Phasen/3-Phasen-Wandler 8 eine Berechnung des zuvor angegebenen
Ausdrucks (5) aus, um dadurch die 3-Phasen-Ströme Vu, Vv u. Vw aus den 2-Phasen-Spannungen
Vd u. Vq zu gewinnen. Auf diese Weise kann die Stromregelung des
Servomotors durch Einsatz der d-q-Wandlung ausgeführt werden.
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Im
folgenden wird ein Stromregelungsabschnitt des Wechselstrom-Servomotors
gemäß der vorliegenden
Erfindung unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild gemäß 3 beschrieben.
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Das
Blockschaltbild gemäß 3 enthält verglichen mit dem Böockschaltbild
gemäß 2 zusätzlich einen Korrektur-Block 10 zum
Korrigieren einer magnetischen Sättigung,
der den Drehmomentbefehl Iq* empfängt und einen Voreilungswinkel θm entsprechend
dem Drehmomentbefehlswert zum Gewinnen der Rotorphase an den Block 7 ausgibt.
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In
dem Blockschaltbild, das in 3 gezeigt
ist, wird der d-Phasen-Strombefehl Id* auf "0" eingestellt, und
der q-Phasen-Strombefehl
wird als Drehmomentbefehl Iq* benutzt, der von einer Geschwindigkeitsregelungsschleife
auszugeben ist. Der Korrektur-Block 10 zur Korrektur der
magnetischen Sättigung
gewinnt einen Voreilungswinkel θm
aus dem Drehmomentbefehl Iq* und führt diesen Voreilungswinkel θm dem Rotorphasen-Block 7 zu.
Der Rotorphasen-Block 7 korrigiert die Rotorphase θ, die mittels
des Rotorpositions-Detektor des Wechselstrom-Servomotors erfasst
wird, durch Addieren des Voreilungswinkels θm zu der Rotorphase θ (θ + θm). Ferner
empfängt
der 3-Phasen/2-Phasen-Wandler 9 zwei (Iu u. Iv in dem Beispiel
gemäß 3) der 3-Phasen-Ströme Iu, Iv
u. Iw und den phasenkorrigierten Phasenwinkel (θ + θm), gewinnt die d- u. q-Phasenströme Id u.
Iq aus diesen Werten durch die d-q-Umwandlung und gibt sie aus.
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Dem
d-Phasen-Stromregler 5d wird ein Wert zugeführt, der
durch Subtrahieren des d-Phasenstroms Id von demt d-Phasen-Befehlsstrom Id*
(= 0) gewonnen ist, dem q-Phasen-Stromregler 5q wird ein
Wert zugeführt,
der durch Subtrahieren des q-Phasenstroms Iq von dem q-Phasen-Befehlsstrom
(Drehmomentbefehl Iq*) gewonnen ist, und danach wird die Stromregelung
in gleicher Weise wie in dem Fall gemäß 2 ausgeführt.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf 4, 5 u. 6 eine Korrektur der magnetischen Sättigung
gemäß der vorliegenden
Erfindung beschrieben, wobei in diesen Figuren eine Phasenvoreilung
in einer Richtung im Uhrzeigersinn gegeben ist.
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4, 5 u. 6 zeigen
Diagramme, die Vektoren des magnetischen Flussess in d-q-Koordinaten
des Motors darstellen, wobei die d-Achse der Richtung des magnetischen
Flusses (magnetischer Haupt-Fluss ΦM) des Permanentmagneten des
Ro-tors entspricht und die q-Achse der Richtung eines magne-tichen
Flusses M·Iq
entspricht, der wie in dem Fall gemäß 1 durch einen effektiven Strom Iq erzeugt wird.
Die d-Achse und die q-Achse kreuzen sich unter einem rechten Win-kel.
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Wenn
der Vektor des magnetischen Haupt-Flusses ΦM auf der Rotorseite und der
Vektor des statorseitigen magnetischen Flusses M·Iq, der durch den effektiven
Strom Iq erzeugt wird, zusammengenommen sind, dient der Vektor des
sich ergebenden magnetischen Flusses als ein effektiver magne ticher
Fluss Φg
für die
Bildung des Drehmoments. Ferner wird ein Drehmoment T, das zu dieser
Zeit erzeugt wird, aus dem äußeren Produkt
des effektiven magnetischen Flusses Φg und des effektiven Stroms
Iq gewonnen. Demzufolge gilt: Φg
= ΦM +
M·Iq
T
= Φg × Iq (7)
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Auf
der Grundlage der vorstehenden Ausdrück (7) ist der absolute Wert
des Drehmoments T gleich einer Fläche S eines Dreiecks, dessen
eine Seite der Vektor Φg
ist und dessen andere Seite Iq auf der q-Achse ist, wie dies in 4 gezeigt ist.
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Hierbei
sei angenommen, dass der q-Phasenstrom von Iq auf Iq' erhöht wird.
Daraufhin wird der statorseitige magnetiche Fluss M·Iq', so dass der effektive
magnetische Fluss Φg' (= ΦM + M·Iq') wird, und der absolute
Wert eines erzeugten Drehmoments T' wird gleich einer Fläche S' eines Dreiecks,
dessen eine Seite Φg' ist und dessen andere
Seite Iq' auf der
q-Achse ist, wie dies in 4 gezeigt
ist. In 4 ist die Fläche S' größer als
the Fläche
S.
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Wenn
der q-Phasenstrom in dieser Weise erhöht wird, wird das erzeugte
Drehmoment T größer. Wenn der
q-Phasenstrom jedoch weiter erhöht
wird, nimmt der effektive magnetische Fluss Φg zusätzlcich zu, so dass unvermeidlich
eine magnetische Sättigung
in einem magnetischen Kreis in dem Motor verursacht wird. Wenn der
effektive magnetische Fluss Φg
auf diese Weise in den Bereich magnetischer Sättigung eingetreten ist, obwohl
der q-Phasenstrom Iq weiter erhöht
ist, wird der effektive magnetische Fluss Φg nicht mehr proportional zu
einer Erhöhung
des q-Phasenstrom zunehmen. Demgemäß wird die Erhöhung des
erzeugten Drehmoments T verringert.
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In
dem Diagramm für
den Vektor des magnetischen Flusses ge mäß 5, gibt der Teil, der mit vertikalen
Linien schraffiert ist, schematisch den Bereich magnetischer Sättigung
an. Gemäß 5 liegt ein magnetischer
Fluss Φg
(= ΦM +
M·Ig1),
der auf der Grundlage eines erhöhten
q-Phasenstroms Iq1
erzeugt ist, in dem Bereich magnetischer Sättigung. Als Ergebnis wird
der magnetische Fluss, der tatsächlich
durch die magnetische Sättigung
erzeugt wird, Φgs,
was kleiner als Φg
ist. Demzufolge ist das Drehmoment, das tatsächlich unter dem Einfluss der
magnetischen Sättigung
erzeugt ist, gleich einer Fläche
S1 eines Dreiecks, dessen eine Seite der Vektor Φgs ist und dessen andere Seite
Iq1 auf der q-Achse ist, wie dies in 5 gezeigt
ist. Wenn das Drehmoment nicht durch die magnetische Sättigung
beeinflusst wäre,
würde es
gleich einer Fläche
S1 + S2 (S2: Erhöhung)
eines Dreiecks sein, dessen eine Seite der Vektor Φg ist und
dessen andere Seite Iq1 auf der q-Achse ist, wie dies in 5 gezeigt ist. Demzufolge tritt der magnetische
Fluss Φg
auf der Grundlage des q-Phasenstroms Iq1 unvermeidlich in den Bereich
magnetischer Sättigung
ein, so dass das tatsächlich
erzeugte Drehmoment auf S1/(S1 + S2) verringert wird, was so groß wie ein
Drehmoment ist, das zu gewinnen ist, wenn der Fluss außerhalb
des Bereichs magnetischer Sättigung
bleibt.
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Demgemäß wird eine
Korrektur der magnetischem Sättigung
dadurch erreicht, dass der magnetische Fluss Φg derart geregelt wird, dass
er nicht in den Bereich magnetischer Sättigung eintritt, und zwar
durch Voreilenlassen der Phase des q-Phasenstroms Iq, wodurch eine
Verringerung der Drehmomentkomponente zurückgehalten wird.
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Im
folgenden wird dieses Verfahren unter Bezugnahme auf 6 beschrieben.
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In
dem Diagramm für
den Vektor des magnetischen Flusses gemäß 6 sind der q-Phasenstrom Iq1 in der Richtung
der q-Achse und der magnetische Fluss Φgs, der durch den q- Phasenstrom Iq1 gebildet
ist, mit denen identisch, die in 5 gezeigt
ist. Der magnetische Fluss Φgs
hat bereits den Bereich der magnetischen Sättigung erreicht.
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In
diesem Zustand ist die Phase des q-Phasenstrom Iq1 um einen Winkel
e ohne Änderung
seines absoluten Werts vorgeeilt. Deutlicher ausgedrückt ist
ein q-Phasenstrom, der gemäß 6 durch Ig1(θ) bezeichnet
ist, zugeführt.
Daraufhin liegt ein magnetischer Fluss Φgs(θ) (= ΦM + M·Ig1(θ)), der auf der der Grundlage
des q-Phasenstroms Ig1(θ)
der vorgeeilten Phase erzeugt ist, noch nicht im Bereich der magnetischen
Sättigung.
Daher ist ersichtlich, dass wenn die Phase des q-Phasenstroms um θ vorgeeilt
ist, dem Wert des Stroms erlaubt werden kann, moch weiter zuzunehmen.
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Als
Folge davon kann, wenn der Wert des q-Phasenstroms Ig1(θ) bis zu
dem Zeitpunkt gerade vor dem Eintritt des magnetischen Flusses Φgs(θ), der durch
den q-Phasenstrom Ig1(θ)
erzeugt wird, in den Bereich der magnetischen Sättigung erhöht wird, das erzeugte Drehmoment
T von dem Wert entsprechend der Fläche S1 an (Bereich eines Dreiecks,
dessen eine Seite gemäß 5 Ig1(θ) ist und dessen andere Seite Φgs(θ)) ist,
um einen zulässigen
Verzerrrungsgrad entsprechend einer Fläche S3 eines Vierecks erhöht werden.
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Obwohl
die Fläche
S3 des Vierecks in 6,
d. h, eine Drehmomenterhöhung,
die durch Voreilenlassen der Phase des q-Phasenstroms gewonnen ist,
im allgemeinen kleiner als der Bereich ist, der in 5 gezeigt ist, dient sie zur Erhöhung des
Drehmoments.
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Tatsächlich kann
die Phasenvoreilung des q-Phasenstroms durch Voreilenlassen der
Rotorphase, die mittels des Kodierers erfasst wird, derart gesteuert
werden, dass die d-q-Koordinaten
zur Regelung in bezug auf die tatsächlichen d-q-Koordinaten voreilen. Die Art und
Weise der Regelung ist vom Standpunkt des Regelungs-Systems aus
betrachtet die gleiche wie diejenige einer herkömmlichen Regelung, allerdings
mit der Ausnahme, dass die Phase von dem Rotorphasen-Block 7 zugeführt wird
(s. 3).
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Im
folgenden werden daher unter Bezugnahme auf 7A u. 7B die
Beziehungen zwischen den d-q-Koordinaten zur Regelung und den tatsächlichen
d-q-Koordinaten beschrieben.
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7A gibt an, dass die d-q-Koordinaten
zur Regelung in der Phase vorgeeilt sind, d. h. um θm in bezug
auf die tatsächlichen
d-q-Koordinaten im Uhrzeigesinn gedreht sind. Ferner veranschaulicht 7B eine Regelung durch das
Regelungs-System, die in den d-q-Koordinaten zur Regelung ausgeführt wird,
die in 7A gezeigt sind.
Die magnetische Sättigung
kann dadurch korrigiert werden, dass verursacht wird, dass der q-Phasenstrom
in der Richtung der q-Achse
der d-q-Koordinaten zur Regelung fließt. Foglich kann gesagt werden,
dass eine solche Regelung von einer herkömmlichen, sofern sie vom Standpunkt
des Regelungs-Systems betrachtet wird, nicht verschieden ist.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf 8 der
Phasen-Voreilungswinkel θm bei der
Korrekur der magnetischen Sättigung
gemäß der vorliegenden
Erfindung beschrieben.
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8 veranschaulicht ein Beispiel
für ein
Verfahren zum Setzen des Voreilungswinkels θm gemäß dem Strombefehl Iq*.
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Gemäß 8 ist der Voreilungswinkel θm in dem
Fall, in dem der Strombefehl Iq* nicht höher als ein voreingestellter
Wert 1b ist, auf verringert 0°.
Wenn der Strombefehl Iq* den voreingestellten Wert 1b überschreitet,
wird der Voreilungswinkel proportional zu dem Strombefehl Iq* erhöht. Der
Voreilungswinkel θm,
der in 8 gezeigt ist,
ist durch den folgenden Ausdruck (8) gegeben: θm = k·(abs(Iq*) – Ib)·sign(Iq*)
in
dem Fall, in dem abs(Iq*) > Ib,
oder
θm
= 0
in dem Fall, in dem abs(Iq*) < Ib (8)
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Hierbei
ist Iq* der q-Phase-Befehlsstrom, Ib ist ein Stromwert zum Bestimmen
des Werts des Strombefehls, mit dem der Eintritt in den Bereich
der magnetischen Sättigung
beginnt, k ist eine Proportionalkonstante, abs repräsentiert
einen absoluten Wert, und sign repräsentiert ein Vorzeichen. In
diesem Fall ist die Proportionalkonstante k ein Koeffizient der
magnetischen Sättigung,
der gemäß einer
Charakteristik der magnetischen Sättigung bestimmt wird, die
für einen
individullen Motor korrekt ist und durch Experiment gesetzt werden
kann.
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In
dem Fall, in dem der Strombefehl Iq* so klein ist, dass der erzeugte
magnetische Fluss nicht mit diesem Wert des Strombefehls in den
Bereich der magnetischen Sättigung
eintreten kann, muss daher die magnetische Sättigung nicht korrigiert werden,
und die Motorregelung wird mit einem Voreilungswinkel θm, der auf
0° gesetzt
ist, ohne Steuerung der Phase des Strombefehls Iq* ausgeführt. In
dem Fall, in dem der Strombefehl Iq* erhöht wird, so dass der magnetische
Fluss, der in Reaktion auf diesen Strombefehl erzeugt wird, in den
Bereich der magnetischen Sättigung
eintritt, muss die magnetische Sättigung
andererseits korrigiert werden, so dass die Steuerng zum Voreilenlassen
der Phase mit dem Voreilungswinkel θm entsprechend dem Grad der
magnetischen Sättigung
ausgeführt
wird. Diese Phasenvoreilung gemäß dem Grad
der magnetischen Sättigung
kann bei Inbetrachtziehen, wie weit (Iq* – Ib) den Strombefehl Iq* überschreitet,
auf den Wert Ib des Strombefehls gesetzt werden, bei dem begonnen
wird, in den Bereich der magnetischen Sät tigung einzutreten.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf 9 die
Beziehung zwischen der Phasenvoreilung durch Drehen in einer Richtung
im Uhrzeigersinn und dem effektiven magnetischen Fluss beschrieben.
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Gemäß 9 repräsentieren die Vektoren a, b,
c, d, e, f u. g den magnetischen Fluss θg, der erzeugt wird, wenn die
Beziehung zwischen dem Strombefehl Iq* und dem Voreilungswinkel Φm in den
Punkten a, b, c, d, e, f u. g gemäß 8 aufgestellt ist. In dem Fall (Symbol
a), in dem ein Strombefehl Iq* z. B. bei Ia liegt, was kleiner als
Ib ist, hat der erzeugte magnetische Fluss den Bereich der magnetischen
Sättigung
noch nicht erreicht, so dass die Stromregelung ohne Voreilenlassen
der Phase, wobei der Voreilungswinkel θm auf 0° gesetzt ist, ausgeführt wird.
In dem Fall (Symbol b), in dem der Strombefehl Iq* auf Ib erhöht ist,
erreicht der erzeugte magnetische Fluss den Bereich der magnetischen
Sättigung.
Für einen
Strombefehl Iq*, der den Bereich the magnetische Sättigung
noch nicht erreicht hat, wird daher die Stromregelung ohne Voreilenlassen der
Phase, wobei der Voreilungswinkel θm auf 0° gesetzt ist, ausgeführt.
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In
dem Fall, in dem der Strombefehl Iq* erhöht wird, um Ib zu überschreiten,
tritt überdies
der erzeugte magnetische Fluss in den Bereich der magnetischen Sättigung
ein, so dass das erzeugte Drehmoment zurückgehalten würde, wenn
darauf nicht eingegangen würde.
Daraufhin wird der Voreilungswinkel θm von dem Zeitpunkt an, zu
dem der Strombefehl Iq* erhöht
wird, um Ib zu überschreiten,
erhöht,
und die Regelung wird derart ausgeführt, dass die Phase von c nach
g in 9 voreilen kann,
wobei dann wieder das erzeugte Drehmoment dicht an der Grenze des
Bereichs der magnetischen Sättigung
gehalten wird. Dadurch kann der magnetische Fluss vom Eintreten
in den Bereich der magnetischen Sätti gung abgehalten werden,
so dass das erzeugte Drehmoment erhöht werden kann. Wenn die Phase
des q-Phasenstroms vorgeeilt ist, wird eine d-Phasenstromkomponente
erzeugt. Die Energie aus dieser d-Phasenstromkomponente wird als
ein Verlust, wie Wärme,
verbraucht.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf das Blockschaltbild gemäß 10 ein Servomotor-Regelungs-System
beschrieben, auf das ein anderes Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung angewendet ist. Da die Konfiguration des Regelungs-Systems
mit einer herkömmlichen
Einrichtung, die eine digitale Servo-Regelung ausführt, identisch
ist, wird sie hier lediglich schematisch veranschaulicht.
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In 10 bezeichnet das Bezugszeichen 20 eine
numerische Steuereinrichtung (CNC), die in sich einen Computer hat.
Das Bezugszeichen 21 bezeichnet einen gemeinsamen Speicher. 22,
und eine digital Servo-Schaltung 22 hat einen Prozessor
(CPU), einen ROM und einen RAM, usw.. Das Bezugszeichen 23 bezeichnet
einen Leistungsverstärker,
wie einen Transistor-Wechselrichter.
Das Bezugszeichen M bezeichnet einen Wechselstrom-Servomotor. Das
Bezugszeichen 24 bezeichnet einen Kodierer zum ERzeugen
von Impulse, wenn der Wechselstrom-Servomotor M dreht, und das Bezugszeichen 25 bezeichnet
einen Rotorpositions-Detektor zum Erfassen der Rotorphase.
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Im
folgenden wird unter Bezugnahme auf ein Flussdiagramm gemäß 11 ein Stromregelungsschleifen-Regelungsprozess
beschrieben, der mit jedem vorbestimmten Zyklus durch den Prozessor
der digitalen Servo-Schaltung 22 ausgeführt wird. Der Prozessor der
digitalen Servo-Schaltung 22 liest einen Positionsbefehl
(oder Geschwindigkeitsbefehl) aus, der von der numerischen Steuereinrichtung
(CNC) mittels des gemeinsamen Speichers 21 zugefgührt wird,
führt einen
Positionsregelungsschleifen-Regelungsprozess und einen Geschwindigkeitsregelungsschleifen-Regelungsprozess
aus, erzeugt den Drehmomentbefehl (Strombefehl), liest den Strombefehl (Drehmomentbefehl)
Iq* aus, der durch den Geschwindigkeitsregelungsschleifen-Regelungsprozess
ausgegeben ist (Schritt S1) und ruft überdies die Rotorphase θ und eine
Motorgeschwindigkeit w aus dem Rotorpositions-Detektor 25 ab
(Schritt S2).
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Dann
wird in dem Rotorphasen-Block eine Berechnung für die Korrektur der magnetischen
Sättigung zum
Voreilenlassen der Phase des Strombefehls (Drehmomentbefehl) abhängigvon
dem Wert dieses Befehls ausgeführt.
Diese Berechnung der Korrektur der magnetischen Sättigung
ist eine Berechnung zum Gewinnen des Voreilungswinkels θm gemäß dem zuvor
angegebenen Ausdruck (8), durch die der Voreilungswinkel θm entsprechend
dem Wert des Strombefehls gewonnen wird (Schritt S3).
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In
einer Stromregelungsschleife werden überdies die u- u. v-Phasenstrom-Rückkopplungswerte
Iu u. Iv abgerufen (Schritt S4), und es wird eine Berechnung gemäß dem zuvor
angegebenen Ausdruck (6) unter Benutzung der Rotorphase e, die in
Schritt S2 gewonnen ist, ausgeführt,
woraufhin die 2-Phasen-Ströme
Id u. Iq aus den 3-Phasen-Ströme
Iu, Iv u. Iw gewonnen und als Stromrückkopplungswerte für die einzelnen
Phasen benutzt werden (Schritt S5). Dann wird die d-Phasen-Befehlsspannung
Vd durch Ausführen
eines herkömmlichen
Stromregelungsschleifen-Regelungsprozesses (Proportional-plus-Integral-Regelung)
unter Benutzung des gewonnenen d-Phasemstroms Id als ein Rückkopplungsstrom
und des d-Phasen-Strombefehls bei "0" gewonnen,
während
der q-Phasen-Spannungsbefehl Vq durch Ausführen eines Stromregelungsschleifen-Regelungsprozesses
unter Benutzung des Strombefehls, der in Schritt S1 als ein Strombefehl
ausgelesen ist, und des q-Phasenstromwert Iq, der in Schritt S5
als ein Rückkopplungstrom
berechnet ist, gewonnen wird. Der q-Phasenstromwert Iq, der hierbei
benutzt wird, ist ein Wert, der einer Steuerung für das Phasenvoreilenlassen auf
der Grundlage der Korrektur der magnetischen Sättigung un terzogen wird (Schritt
S6).
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Der
2-Phasen/3-Phasen-Wandler 8 führt eine d-q-Umwandlung auf
der Grundlage der Berechnung gemäß dem zuvor
angegebenen Ausdruck (5) aus, um dadurch die 3-Phasen-Spannungen
Vu, Vv u. Vw, die Spannungsbefehle werden, aus den 2-Phasen-Spannungen
Vd u. Vq zu gewinnen (Schritt S7). Die gewonnenen Spannungsbefehl-Ausgangssignale
werden dem Leistungsverstärker 6 zugeführt, der
eine PWM-Steuerung mittels eines Wechselrichters oder dgl. ausführt und
die Ströme
für die
einzelnen Phasen dem Wechselstrom-Servomotor 4 zuführt, um
ihn dadurch zu treiben.
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Im
folgenden werden unter Bezugnahme auf 12 und 13 das herkömmliche
Regelungs-System und das Korrektur-System zum Korrigieren der magnetischen
Sättigung
gemäß der vorliegenden
Erfindung verglichen.
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12 und 13 sind Drehmoment-Charateristik-Diagramme,
welche die Beziehungen zwischen Drehungsfrequenz und Drehmoment
zeigen und Beispiele für
die maximale Ausgabe für
jede Drehungsfrequenz des Motors veranschaulichen. 12 zeigt ein Beispiel einer Drehmoment-Kennlinie
auf der Grundlage der herkömmlichen
Wechselstrommotor-Regelung, und 13 zeigt
ein Beispiel einer Drehmoment-Kennlinie auf der Grundlage der Regelung
durch das Korrektur-System zum Korrigieren der magnetischen Sättigung
gemäß der vorliegenden
Erfindung. Durch das Korrektur-System zum Korrigieren der magnetischen
Sättigung gemäß der vorliegenden
Erfindung kann das maximale Drehmoment für eine Hochgeschwindigkeits-Drehung erhöht werden.
