JP3701015B2 - コンデンサの充電方法及びその充電装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサを共振させて充電する共振充電型のコンデンサ充電装置に係り、特に、インダクタンス手段に蓄積された磁気エネルギーにより生じた慣性電流による過充電を高精度に防止するコンデンサ充電方法及びその充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザなどのパルスレーザにおいては、数ｋＶから数１０ｋＶ程度の高電圧に充電されたエネルギー蓄積コンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光の励起回数密度が高いほど、すなわちエネルギー蓄積コンデンサの充放電繰り返し回数密度が高いほど、レーザ装置としての性能が向上し、近年は数ｋＨｚの高繰り返しが課題となってきた。
【０００３】
このため、エネルギー蓄積コンデンサの充電装置も数１００μｓ以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しできる性能が必要である。また、高精度の電圧安定度を必要とするエキシマレーザでは毎回のレーザ光の出力変動を検出して、次のサイクルのレーザ光出力を制御するので、充電電圧をサイクルごとに制御する必要があり、高速制御性も重要である。
【０００４】
図１２は従来の共振充電型のコンデンサ充電装置の例を示す。１は商用電源などの交流電力を整流して得られる直流電源である。４はＩＧＢＴなどの半導体スイッチ、５は共振用インダクタンス手段、７はダイオード回路、８は負荷となるエネルギー蓄積コンデンサであり、これらは直流電源１に等価的に直列に接続されている。９と１０は電圧検出用抵抗器である。３は半導体スイッチ４と共振用インダクタンス手段５との接続点から直流電源１の負極端子に接続されたフライホイールダイオードである。１４は制御回路であり、充電開始信号１６で半導体スイッチ４をオンさせ、エネルギー蓄積コンデンサ８の電圧が目標充電電圧Ｖ１に達したときに半導体スイッチ４をオフさせるように制御する。
【０００５】
図１３により動作を説明する。Ｉは共振用インダクタンス手段５を流れる電流を示し、白地部分が半導体スイッチ４を流れる電流、斜線部分は半導体スイッチ４がオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあとに共振用インダクタンス手段５に蓄積されていた磁気エネルギーにより生じた慣性電流がフライホイールダイオード３を通してエネルギー蓄積コンデンサ８へ流れ込む電流である。
【０００６】
充電開始信号１６を受けた制御回路１４により時刻ｔ０で半導体スイッチ４がオンすると、共振用インダクタンス手段５とエネルギー蓄積コンデンサ８による共振電流が流れ、充電回路の部品や配線材などで生じる回路損失がなければエネルギー蓄積コンデンサ８は直流電源電圧Ｅの約２倍の電圧値に向かって充電される。時刻ｔ１でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに制御回路１４が半導体スイッチ４をオフさせる。しかし、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーによる慣性電流により、フライホイールダイオード３がオンしてエネルギー蓄積コンデンサ８を充電し続け、ΔＶだけ過充電してしまう。
【０００７】
このため、共振充電を利用した特開平８−９６３８号では、電源電圧を検出して基準電圧に逆位相で加え、電源電圧の変動分を補償するよう半導体スイッチのオフタイミングを調整する方法が提案されている。しかしながら、電源電圧変動と過充電量の関係は直線ではなく、また実際の充電器では充電電圧の目標が常に変化するので、電源電圧の変動補償だけでは、精度を向上できない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明ではエネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧や入力電圧変動により直流電源電圧が変化しても、常に高精度の電圧安定度でエネルギー蓄積コンデンサを充電できるコンデンサ充電装置を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明では、常時、その時点での半導体スイッチをオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの慣性電流による追加充電量を予測演算しながら充電を行い、そしてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときに第１の半導体スイッチをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで充電する。
【００１０】
さらに、負荷となるエネルギー蓄積コンデンサの充電を開始する第１の半導体スイッチとは別にバイパス又はしゃ断用の第２の半導体スイッチを設け、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電し、目標充電電圧まで充電される前に第１の半導体スイッチをオフさせ、その後、エネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧に達したときに、第1の方法として、第２の半導体スイッチをオンさせてエネルギー蓄積コンデンサへの余剰な充電電流をバイパスさせて阻止し、過充電を防止して高精度に充電し、また第２の方法として、第２の半導体スイッチをオン又はオフさせてエネルギー蓄積コンデンサへの余分な充電電流をしゃ断して過充電を防止して高精度に充電する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
第１の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び第１の半導体スイッチをオフしたあとの共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、エネルギー蓄積コンデンサの初期電圧をＶｏ、直流電源の出力電圧をＥ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ）の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせ、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１２】
つまり、常時、その時点での第１の半導体スイッチをオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの慣性電流による追加充電量を予測演算しながら充電を行い、そして上記演算式の演算にてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときに半導体スイッチをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで高精度に充電できることを示している。
【００１３】
第２の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び第１の半導体スイッチをオフしたあとの共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、その共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせ、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１４】
つまり、常時、その時点での第１の半導体スイッチをオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの慣性電流による追加充電量を予測演算しながら充電を行い、そして上記演算式の演算にてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときに半導体スイッチをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで高精度に充電できることを示している。
【００１５】
第３の発明は、第１の発明又は第２の発明において、エネルギー蓄積コンデンサへ流れている慣性電流をバイパスする第２の半導体スイッチを備え、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオンさせることを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１６】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへの余剰な慣性電流をバイパスして阻止する第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電方法である。
【００１７】
第４の発明は、第１の発明又は第２の発明において、エネルギー蓄積コンデンサへ流れている慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチを備え、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオン又はオフさせ、慣性電流を直流電源に帰還させることを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１８】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへの余剰な慣性電流をしゃ断し、この余剰な慣性電流を直流電源に帰還させる、第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電方法である。
【００１９】
第５の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び第１の半導体スイッチをオフしたあとの共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードと、直流電源電圧Ｅを検出する第１の検出手段と、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを検出する第２の検出手段と、前記第１の半導体スイッチを制御する第１の制御部並びに第１と第２の検出手段からの検出値を用いて演算する演算部とからなる制御回路と、を備え、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、エネルギー蓄積コンデンサの初期電圧をＶｏ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、第１と第２の検出手段からの検出値を用い、演算部での演算により、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ）の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせる信号を第１の制御部に与え、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２０】
つまり、第１の発明のコンデンサ充電方法を用いたコンデンサ充電装置である。
【００２１】
第６の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉを検出する電流検出手段と、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを検出する電圧検出手段と、第１の半導体スイッチを制御する第１の制御部並びに電流と電圧の検出手段からの検出値を用いて演算する演算部とからなる制御回路と、を備え、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、その共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、検出手段の検出値を用い、演算部での演算により、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせる信号を第１の制御部に与え、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２２】
つまり、第２の発明のコンデンサ充電方法を用いたコンデンサ充電装置である。
【００２３】
第７の発明は、第５の発明又は第６の発明において、そのエネルギー蓄積コンデンサへの慣性電流をバイパスする第２の半導体スイッチと、制御回路を構成する第２の半導体スイッチを制御する第２の制御部とを備え、第１と第２の検出手段、又は電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオンさせることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２４】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへ流れ込む余剰な慣性電流をバイパスして阻止する第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電装置である。
【００２５】
第８の発明は、第５の発明ないし第７の発明のいずれかにおいて、その第２の半導体スイッチはエネルギー蓄積コンデンサの両端に並列に接続され、第２の半導体スイッチとエネルギー蓄積コンデンサとの間にダイオード回路が接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２６】
第９の発明は、第５の発明ないし第８の発明のいずれかにおいて、共振用インダクタンス手段と第２の半導体スイッチとの間に昇圧用の変圧器を介在させ、共振用インダクタンス手段は変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２７】
第１０の発明は、第５の発明ないし第９の発明のいずれかにおいて、その第１の半導体スイッチは、二組の半導体スイッチとこれらを構成する４個の半導体スイッチそれぞれに逆並列接続されたフライホイールダイオードとからなるブリッジインバータ回路を構成したことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２８】
第１１の発明は、第５の発明ないし第１０の発明のいずれかにおいて、そのダイオード回路は、フルブリッジ回路又はハーフブリッジ回路又はダイオードであることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２９】
第１２の発明は、第５の発明又は第６の発明において、エネルギー蓄積コンデンサへの慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチと、制御回路を構成する第２の半導体スイッチを制御する第２の制御部とを備え、第１と第２の検出手段、又は電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオン又はオフさせ、慣性電流を直流電源に帰還させることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３０】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへの慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電方法である。
【００３１】
第１３の発明は、第５の発明又は第６の発明又は第１２の発明において、その第２の半導体スイッチは、その一端が共振用インダクタンス手段と逆流阻止用ダイオードとの接続点に逆流阻止用ダイオードを介して接続され、その他端は直流電源に接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３２】
第１４の発明は、第５の発明又は第６の発明又は第１２の発明において、その第２の半導体スイッチは、その一端が逆流阻止用ダイオードを介して共振用インダクタンス手段とダイオード回路との接続点に接続され、その他端は直流電源に接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３３】
【実施例】
まず、本発明の第１の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図１により説明する。主回路で従来例の図１２との違いは、ダイオード回路７と負荷のエネルギー蓄積コンデンサ８の直列回路にまたがって接続された本発明の第２の半導体スイッチ１１を設けてある点である。制御回路１４は第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００３４】
制御回路１４には、直流電源電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される。
なお、実際の回路では、検出された充電電圧Ｖｃは電圧検出用抵抗器９，１０により分圧されているが、ここでは説明を簡潔に行うためにＶｃと表している。基準電圧電源１５のＶ１も目標充電電圧Ｖ１に相当するものである。
【００３５】
第１の制御部は、充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４をオンさせ、演算部で演算された所定の演算結果に応じて第１の半導体スイッチ４のオフタイミングを制御し、第２の制御部は、充電開始信号１６により第２の半導体スイッチ１１をオフさせ、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。
【００３６】
電流、電圧波形は理想的には図５であるが、実際にはエネルギー蓄積コンデンサ８には初期電圧Ｖｏがあるので、図２により動作を説明する。電流Ｉの波形は全体で共振用インダクタンス手段５を流れる電流を示し、白地部分は第１の半導体スイッチ４を流れる電流、斜線部分はフライホイールダイオード３を通してエネルギー蓄積コンデンサ８に流れ込む電流、黒地部分は第２の半導体スイッチ１１を通してフライホイールダイオード３に流れる後述するバイパス電流である。
【００３７】
充電開始信号１６により第１の制御部は時刻ｔ０で第１の半導体スイッチ４をオンさせ、充電を開始する。この第１の半導体スイッチ４のオン時間は、直流電源電圧Ｅ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、このときの時刻が時刻ｔ１である。
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００３８】
第２の制御部は、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達した時刻ｔ２で第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は第２の半導体スイッチ１１でバイパスされ、負荷となるエネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００３９】
なお、バイパスされた慣性電流の余剰分の電流（図２の電流波形Ｉの黒地部分）は、共振用インダクタンス手段５、第２の半導体スイッチ１１、フライホイールダイオード３を通して循環し、最終的には回路損失で消費される。充電の繰り返し周波数が高い場合には、高速で消費させる必要があり、第２の半導体スイッチ１１と直列に小さい値の抵抗を接続することもできる。
【００４０】
このように、本発明では直流電源電圧Ｅ、目標充電電圧Ｖ１、充電電圧Ｖｃなど必要なパラメータに応じて、常時、演算部にて演算され、前述の演算式が成立したときに、目標充電電圧Ｖ１より低い充電電圧で第１の半導体スイッチ４をオフさせ、その後は、慣性電流で充電を継続し、目標充電電圧Ｖ１まで充電されたときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００４１】
ここで、上記演算式について述べる。
第１の半導体スイッチ４がオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあと、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーで目標充電電圧Ｖ１まで充電できるときの、第１の半導体スイッチ４のオフする充電電圧をＶｃとする。
第１の半導体スイッチ４が時刻ｔ０からｔ１までオンして充電電圧Ｖｃとなり、時刻ｔ１でオフした時の共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１まで充電できるとする。また、そのときの直流電源電圧Ｅは一定とする。
【００４２】
つぎに、第１の半導体スイッチ４がオンしてからオフするまでの時間における直流電源１からの入力エネルギーＪｅは、エネルギー蓄積コンデンサ８を初期電圧Ｖｏから目標充電電圧Ｖ１にまで充電する充電エネルギーＪｃに等しいことに注目する。
初めに、時刻ｔ０からｔ１までの電源からの入力エネルギーＪｅは、
積分期間を時刻ｔ０〜ｔ１として、Ｊｅ＝Ｅ×∫ｉｄｔ である。
一方、時刻ｔ０〜ｔ１での電流積分∫ｉｄｔでエネルギー蓄積コンデンサ８を初期電圧Ｖｏから充電電圧Ｖｃまで充電されたので、
Ｃ（Ｖｃ−Ｖｏ）＝∫ｉｄｔ である。
したがって、Ｊｅ＝Ｅ×∫ｉｄｔ＝Ｅ×Ｃ（Ｖｃ−Ｖｏ） となる。
【００４３】
ここで、初期電圧Ｖｏのエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１までに充電する全充電エネルギーＪｃは、
Ｊｃ＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｏ２）／２ である。また、Ｊｅ＝Ｊｃ であるから、
Ｅ×Ｃ（Ｖｃ−Ｖｏ）＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｏ２）／２ となり、この式を整理すると、Ｖｃ＝（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ となる。
【００４４】
すなわち、直流電源電圧Ｅと初期電圧Ｖｏと充電電圧Ｖｃを検出してこの演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１までに充電できる。
【００４５】
なお、上記演算には図３に示すように、たとえば新日本無線株式会社のＮＪＭ４２００のような高速乗算除算器集積回路ＩＣ１を使用し、各入力からオペアンプ又は演算増幅器等で加減算したＶ１＋Ｖｏ，Ｖ１−Ｖｏと、乗算した２×ＥとをＩＣ１の３つの入力に与える。また、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αを考慮に入れる。
【００４６】
このＩＣ１で、（Ｖ１−Ｖｏ）×（Ｖ１＋Ｖｏ）／（２Ｅ） を計算する。
つまり、（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ） を計算し、さらにこの値に加算回路にてＶｏを加え、（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ を計算する。
この計算結果と、別途計算されたＶｃ／αと比較し、
（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ＝Ｖｃ／α のとき、
つまり、Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） のとき、第１の半導体スイッチ４をオフする。
【００４７】
このときに第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８が目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスさせる。
【００４８】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフにより慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオンするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を極めて小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００４９】
次に、本発明の第２の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図２と図４により説明する。第１の実施例とは共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路がある。制御回路１４は第１の実施例と同じく第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００５０】
制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される。
共振充電回路の動作や制御回路の動作は実施例１と同じなので説明を省く。
【００５１】
充電開始信号１６により第１の制御部は時刻ｔ０で第１の半導体スイッチ４をオンさせ、充電を開始する。この第１の半導体スイッチ４のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサ８の容量Ｃ、目標充電電圧Ｖ１、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、このときの時刻が時刻ｔ１である。
【００５２】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００５３】
第２の制御部は、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達した時刻ｔ２で第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は、第２の半導体スイッチ１１にバイパスされ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００５４】
なお、バイパスされた慣性電流の余剰分の電流（図２の電流波形Ｉの黒地部分）は、共振用インダクタンス手段５、第２の半導体スイッチ１１、フライホイールダイオード３を通して循環し、最終的には回路損失で消費される。充電の繰り返し周波数が高い場合には、高速で消費させる必要があり、第２の半導体スイッチ１１と直列に小さい値の抵抗を接続することもできる。
【００５５】
このように、本発明では、目標充電電圧Ｖ１、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなど必要なパラメータに応じて、常時、演算部にて演算され、前述の演算式が成立したときに、目標充電電圧Ｖ１より低い充電電圧で第１の半導体スイッチ４をオフさせ、その後は、慣性電流で充電を継続し、目標充電電圧Ｖ１まで充電されたときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００５６】
ここで、上記演算式について述べる。第１の半導体スイッチ４が時刻ｔ１でオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーで目標充電電圧Ｖ１まで充電できるときの充電電圧をＶｃとする。第１の半導体スイッチ４がＶｃでオフする直前までに蓄えられていた共振用インダクタンス手段５のエネルギーＪｉは、その時の共振用インダクタンス手段５を流れている電流をＩとすると、Ｊｉ＝ＬＩ２／２ である。
【００５７】
また、第１の半導体スイッチ４がオフした後に、エネルギー蓄積コンデンサ８がＶｃから目標充電電圧Ｖ１に充電するのに必要なエネルギー増分ΔＪＣは、 ΔＪＣ＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｃ２）／２ である。
【００５８】
ここで、第１の半導体スイッチ４がオフする直前の共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーＪｉは全てエネルギー蓄積コンデンサ８に移行するから、 Ｊｉ＝ΔＪＣ であり、ＬＩ２／２＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｃ２）／２ となる。
さらに、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する補正係数をαを考慮に入れると、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） となる。
【００５９】
すなわち、共振用インダクタンス手段５を流れている電流Ｉと充電電圧Ｖｃを検出してこの演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１に充電できる。
【００６０】
なお、上記演算には図６に示すように、たとえば新日本無線株式会社のＮＪＭ４２００のような高速乗算除算器集積回路ＩＣ１を使用し、各入力からオペアンプ又は演算増幅器等で加減算したＶ１＋Ｖｃ，Ｖ１−Ｖｃと、乗算したＩ２とをＩＣ１の３つの入力に与える。
このＩＣ１で、（Ｖ１−Ｖｃ）×（Ｖ１＋Ｖｃ）／Ｉ２を計算する。
すなわち、（Ｖ１２−Ｖｃ２）／Ｉ２ を計算し、この演算結果と別途計算されたＬ／αＣと比較し、Ｌ／αＣ＝（Ｖ１２−Ｖｃ２）／Ｉ２ のとき、
つまり、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） のとき、第１の半導体スイッチ４をオフする。
【００６１】
このときに第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８が目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスさせる。
【００６２】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフにより慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオンするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を極めて小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００６３】
次に、本発明の第３の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図７により説明する。この実施例は、第１の実施例の原理を応用したものであり、第１の半導体スイッチ４とフライホイールダイオード３の替わりにブリッジインバータ回路２とし、変圧器６を追加、ダイオード回路７はフルブリッジ整流回路としたものである。
【００６４】
１は商用の３相交流電圧を整流する３相全波整流器と大容量の電解コンデンサを組み合わせた周知の直流電源である。直流電源１の出力はインバータ回路２に供給される。第１の半導体スイッチであるインバータ回路２は、フライホイールダイオード３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄがそれぞれ逆並列に接続された４個のＩＧＢＴ４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄからなる。インバータ回路２の交流側出力は共振用インダクタンス手段５を介して変圧器６の１次巻線６Ａに接続されており、その２次巻線６Ｂで所定の値に昇圧され、ダイオード回路７を通してエネルギー蓄積コンデンサ８に供給される。
【００６５】
１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂに付された黒点は巻線の極性を示す。ダイオード回路７は４個のダイオード回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄからなるフルブリッジ整流回路７である。共振用インダクタンス手段５は変圧器６の漏れインダクタンスも含む。
【００６６】
共振用インダクタンス手段５とフルブリッジ整流回路７とエネルギー蓄積コンデンサ８は直列共振回路を構成している。ここで、共振用インダクタンス手段５は、変圧器６の漏れインダクタンスだけで直列共振に必要なインダクタンスが得られれば、変圧器６だけでも良い。
【００６７】
インバータ回路２の一対（符号ＡとＤまたはＢとＣ）のＩＧＢＴを交互にオンさせると、エネルギー蓄積コンデンサ８は、直流電源１の電圧に変圧器６の変圧比を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向けて１周期で２回共振充電される。９と１０はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧検出抵抗であり、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを数Ｖの検出電圧に変換する。
【００６８】
１１は、２次巻線６Ｂの両端子にＯＲダイオード回路１２と１３を通して整流器７の接地端子に接続された第２の半導体スイッチ、たとえばＩＧＢＴである。１５は充電電圧設定用の基準電圧電源であり、目標充電電圧Ｖ１に対応する基準電圧を有する。
【００６９】
制御回路１４はインバータ回路２を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。インバータ回路２の構成や制御方法は色々あるが、詳細については言及しない。
【００７０】
動作については第１の実施例と同じであり、第１の制御部は充電開始信号１６によりインバータ回路２をオンさせ、このオン時間は直流電源電圧Ｅ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、演算部で演算された
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、インバータ回路２をオフさせる。
共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでインバータ回路２のフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００７１】
そして、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００７２】
このときに第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８が目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスさせる。
【００７３】
なお、このとき、インバータ回路２の半導体スイッチ４Ａ〜４Ｄがすべてオフしていると、フライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、高周波でのインバータ運転が可能となる。
【００７４】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフにより慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオンするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を極めて小さくできる。
【００７５】
また、図示しないが、第３の実施例とは共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路とし、制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される第４の実施例について述べる。
【００７６】
この第４の実施例の場合は、第１の半導体スイッチ４のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００７７】
第２の制御部は、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したとき第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は第２の半導体スイッチ１１にバイパスされ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００７８】
次に、本発明の第５の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図８により説明する。第３の実施例とは、変圧器６の２次側に接続されていた逆流阻止用ダイオード１２と１３がなくなり、第２の半導体スイッチ１１の回路の接続位置が異なるだけであり、第２の半導体スイッチ１１がエネルギー蓄積コンデンサ８に並列に逆流阻止用ダイオード１２を介して接続される。
インバータ回路２と第２の半導体スイッチ１１のオン・オフ制御動作と効果は第３の実施例と全く同じである。
【００７９】
また、図示しないが、第５の実施例とはインバータ回路２、共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路とし、制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される第６の実施例について述べる。
【００８０】
この第６の実施例の場合は、インバータ回路２のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、インバータ回路２をオフさせ、第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００８１】
第２の制御部は、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したとき第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は第２の半導体スイッチ１１にバイパスされ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００８２】
次に本発明の第７の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図９により説明する。この第７の実施例は、第１の実施例の原理を応用したものであり、第１の実施例との違いは、電流帰還用に第２の半導体スイッチ１１が共振用インダクタンス手段５とダイオード回路７の間に挿入され、逆流阻止用ダイオード１２が共振用インダクタンス手段５と第２の半導体スイッチ１１との接続点と直流電源１との間に挿入されている点である。
【００８３】
また、制御回路１４は第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００８４】
動作について説明する。充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４と第２の半導体スイッチ１１を同時にオンさせ、充電を開始する。第１の半導体スイッチ４のオン時間は直流電源電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、演算部で演算された
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせる。
【００８５】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、第２の半導体スイッチ１１を通してエネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００８６】
第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオフさせて余剰な慣性電流をしゃ断し、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００８７】
また、直流電源１へ余剰な慣性電流を帰還させるので、その余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、第１の半導体スイッチ４を高い周波数で運転することができる。
【００８８】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフによる慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオフするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００８９】
次に、本発明の第８の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図１０により説明する。この第８の実施例は、第２の実施例の原理を応用したものであり、第７の実施例との違いは、共振充電の回路と第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路がある。制御回路１４は第７の実施例と同じく第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００９０】
制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される。
共振充電回路の動作や制御回路の動作は実施例７と同じなので説明を省く。
【００９１】
充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４と第２の半導体スイッチ１１を同時にオンさせ、充電を開始する。第１の半導体スイッチ４のオン時間は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせる。
【００９２】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、第２の半導体スイッチ１１を通してエネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００９３】
第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオフさせて余剰な慣性電流をしゃ断し、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００９４】
また、直流電源１へ余剰な慣性電流を帰還させるので、その余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、第１の半導体スイッチ４を高い周波数で運転することができる。
【００９５】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフによる慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオフするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００９６】
次に、本発明の第９の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図１１により説明する。この実施例は、第１の実施例の原理を応用したものであり、第７の実施例との違いは、第２の半導体スイッチ１１の回路の接続位置が異なるだけであり、第２の半導体スイッチ１１は共振用インダクタンス手段５と逆流阻止用ダイオード１２との接続点と直流電源１との間に挿入される。
【００９７】
動作について説明する。充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４をオンさせ、同時に第２の半導体スイッチ１１をオフさせ、充電を開始する。第１の半導体スイッチ４のオン時間は直流電源電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、演算部で演算された
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせる。
【００９８】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００９９】
第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をしゃ断し、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【０１００】
また、直流電源１へ余剰な慣性電流を帰還させるので、その余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、第１の半導体スイッチ４を高い周波数で運転することができる。
【０１０１】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフによる慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオフするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【０１０２】
また、図示しないが、第９の実施例とは第１の半導体スイッチ４、共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路とし、制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される第１０の実施例について述べる。
【０１０３】
この第１０の実施例の場合は、第１の半導体スイッチ４のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【０１０４】
第２の制御部は、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したとき第２の半導体スイッチ１１をオンさせて過剰な慣性電流をしゃ断して直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【０１０５】
つぎに、実施例１１として、本件発明の前記実施形態から把握できる請求項以外の技術思想を、その効果とともに記載する。
図１１において、直流電源は複数の直流電源を直列接続したものを用い、第２の半導体スイッチ４をその複数の直流電源どうしの接続点に接続する。
【０１０６】
この場合、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖ１が直流電源電圧Ｅよりも小さいときにも、第１の半導体スイッチ４がオフしたときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせることにより、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させることができるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【０１０７】
なお、上記実施例１〜１１では、演算、制御はアナログ回路で構成しているが、信号検出回路にＡＤコンバータを設けてアナログ検出値をディジタル変換し、マイクロプロセッサ等を用いてディジタル演算、制御を行うことができる。
【０１０８】
なお、上記実施例１〜１１では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例で説明したが、ＦＥＴ、トランジスタなど他の素子も使用できる。ＦＥＴを用いたときは、フライホイールダイオードはこのＦＥＴのボディダイオードとすることができる。
【０１０９】
各演算式において、共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉはトランスの巻数比で除する必要があり、この場合、そのインダクタンス値Ｌは、トランスの巻数比の二乗を掛ける必要があるのは言うまでもない。
【０１１０】
【発明の効果】
本発明では、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチを２つの制御回路で制御することにより、コンデンサ充電回路の共振用インダクタンス手段による慣性電流に起因するエネルギー蓄積コンデンサへの過充電量の予測演算を行いながら充電制御を行い、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧まで充電されたときに、第２の半導体スイッチをオン又はオフさせる事により、エキシマレーザ電源などのエネルギー蓄積コンデンサの充電電圧の安定度を極めて高精度にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す。
【図２】第１の実施例の動作を説明するための電流、電圧波形を示す。
【図３】第１の実施例の制御例を示す。
【図４】本発明の第２の実施例を示す。
【図５】実施例の動作を説明するための参考図を示す。
【図６】第２の実施例の制御例を示す。
【図７】本発明の第３の実施例を示す。
【図８】本発明の第５の実施例を示す。
【図９】本発明の第７の実施例を示す。
【図１０】本発明の第８の実施例を示す。
【図１１】本発明の第９の実施例を示す。
【図１２】従来のコンデンサ充電装置の一例を示す図である。
【図１３】図１２の動作を説明するための電流、電圧波形を示す。
【符号の説明】
１・・直流電源 ２・・インバータ回路
３・・フライホイールダイオード ４・・第１の半導体スイッチ
５・・共振用インダクタンス手段 ６・・変圧器
７・・ダイオード回路 ８・・エネルギー蓄積コンデンサ
９，１０・・電圧検出用抵抗器 １１・・第２の半導体スイッチ
１２，１３・・ダイオード回路 １４・・制御回路
１５・・基準電圧電源 １６・・充電開始信号
【発明の属する技術分野】
この発明は、インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサを共振させて充電する共振充電型のコンデンサ充電装置に係り、特に、インダクタンス手段に蓄積された磁気エネルギーにより生じた慣性電流による過充電を高精度に防止するコンデンサ充電方法及びその充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザなどのパルスレーザにおいては、数ｋＶから数１０ｋＶ程度の高電圧に充電されたエネルギー蓄積コンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光の励起回数密度が高いほど、すなわちエネルギー蓄積コンデンサの充放電繰り返し回数密度が高いほど、レーザ装置としての性能が向上し、近年は数ｋＨｚの高繰り返しが課題となってきた。
【０００３】
このため、エネルギー蓄積コンデンサの充電装置も数１００μｓ以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しできる性能が必要である。また、高精度の電圧安定度を必要とするエキシマレーザでは毎回のレーザ光の出力変動を検出して、次のサイクルのレーザ光出力を制御するので、充電電圧をサイクルごとに制御する必要があり、高速制御性も重要である。
【０００４】
図１２は従来の共振充電型のコンデンサ充電装置の例を示す。１は商用電源などの交流電力を整流して得られる直流電源である。４はＩＧＢＴなどの半導体スイッチ、５は共振用インダクタンス手段、７はダイオード回路、８は負荷となるエネルギー蓄積コンデンサであり、これらは直流電源１に等価的に直列に接続されている。９と１０は電圧検出用抵抗器である。３は半導体スイッチ４と共振用インダクタンス手段５との接続点から直流電源１の負極端子に接続されたフライホイールダイオードである。１４は制御回路であり、充電開始信号１６で半導体スイッチ４をオンさせ、エネルギー蓄積コンデンサ８の電圧が目標充電電圧Ｖ１に達したときに半導体スイッチ４をオフさせるように制御する。
【０００５】
図１３により動作を説明する。Ｉは共振用インダクタンス手段５を流れる電流を示し、白地部分が半導体スイッチ４を流れる電流、斜線部分は半導体スイッチ４がオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあとに共振用インダクタンス手段５に蓄積されていた磁気エネルギーにより生じた慣性電流がフライホイールダイオード３を通してエネルギー蓄積コンデンサ８へ流れ込む電流である。
【０００６】
充電開始信号１６を受けた制御回路１４により時刻ｔ０で半導体スイッチ４がオンすると、共振用インダクタンス手段５とエネルギー蓄積コンデンサ８による共振電流が流れ、充電回路の部品や配線材などで生じる回路損失がなければエネルギー蓄積コンデンサ８は直流電源電圧Ｅの約２倍の電圧値に向かって充電される。時刻ｔ１でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに制御回路１４が半導体スイッチ４をオフさせる。しかし、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーによる慣性電流により、フライホイールダイオード３がオンしてエネルギー蓄積コンデンサ８を充電し続け、ΔＶだけ過充電してしまう。
【０００７】
このため、共振充電を利用した特開平８−９６３８号では、電源電圧を検出して基準電圧に逆位相で加え、電源電圧の変動分を補償するよう半導体スイッチのオフタイミングを調整する方法が提案されている。しかしながら、電源電圧変動と過充電量の関係は直線ではなく、また実際の充電器では充電電圧の目標が常に変化するので、電源電圧の変動補償だけでは、精度を向上できない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明ではエネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧や入力電圧変動により直流電源電圧が変化しても、常に高精度の電圧安定度でエネルギー蓄積コンデンサを充電できるコンデンサ充電装置を提供することを課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明では、常時、その時点での半導体スイッチをオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの慣性電流による追加充電量を予測演算しながら充電を行い、そしてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときに第１の半導体スイッチをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで充電する。
【００１０】
さらに、負荷となるエネルギー蓄積コンデンサの充電を開始する第１の半導体スイッチとは別にバイパス又はしゃ断用の第２の半導体スイッチを設け、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電し、目標充電電圧まで充電される前に第１の半導体スイッチをオフさせ、その後、エネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧に達したときに、第1の方法として、第２の半導体スイッチをオンさせてエネルギー蓄積コンデンサへの余剰な充電電流をバイパスさせて阻止し、過充電を防止して高精度に充電し、また第２の方法として、第２の半導体スイッチをオン又はオフさせてエネルギー蓄積コンデンサへの余分な充電電流をしゃ断して過充電を防止して高精度に充電する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
第１の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び第１の半導体スイッチをオフしたあとの共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、エネルギー蓄積コンデンサの初期電圧をＶｏ、直流電源の出力電圧をＥ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ）の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせ、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１２】
つまり、常時、その時点での第１の半導体スイッチをオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの慣性電流による追加充電量を予測演算しながら充電を行い、そして上記演算式の演算にてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときに半導体スイッチをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで高精度に充電できることを示している。
【００１３】
第２の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び第１の半導体スイッチをオフしたあとの共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、その共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせ、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１４】
つまり、常時、その時点での第１の半導体スイッチをオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの慣性電流による追加充電量を予測演算しながら充電を行い、そして上記演算式の演算にてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときに半導体スイッチをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで高精度に充電できることを示している。
【００１５】
第３の発明は、第１の発明又は第２の発明において、エネルギー蓄積コンデンサへ流れている慣性電流をバイパスする第２の半導体スイッチを備え、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオンさせることを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１６】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへの余剰な慣性電流をバイパスして阻止する第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電方法である。
【００１７】
第４の発明は、第１の発明又は第２の発明において、エネルギー蓄積コンデンサへ流れている慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチを備え、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオン又はオフさせ、慣性電流を直流電源に帰還させることを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００１８】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへの余剰な慣性電流をしゃ断し、この余剰な慣性電流を直流電源に帰還させる、第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電方法である。
【００１９】
第５の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び第１の半導体スイッチをオフしたあとの共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードと、直流電源電圧Ｅを検出する第１の検出手段と、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを検出する第２の検出手段と、前記第１の半導体スイッチを制御する第１の制御部並びに第１と第２の検出手段からの検出値を用いて演算する演算部とからなる制御回路と、を備え、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、エネルギー蓄積コンデンサの初期電圧をＶｏ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、第１と第２の検出手段からの検出値を用い、演算部での演算により、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ）の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせる信号を第１の制御部に与え、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２０】
つまり、第１の発明のコンデンサ充電方法を用いたコンデンサ充電装置である。
【００２１】
第６の発明は、直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉを検出する電流検出手段と、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを検出する電圧検出手段と、第１の半導体スイッチを制御する第１の制御部並びに電流と電圧の検出手段からの検出値を用いて演算する演算部とからなる制御回路と、を備え、第１の半導体スイッチをオンすることにより共振用インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサとを共振させてエネルギー蓄積コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、その共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、検出手段の検出値を用い、演算部での演算により、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチをオフさせる信号を第１の制御部に与え、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２２】
つまり、第２の発明のコンデンサ充電方法を用いたコンデンサ充電装置である。
【００２３】
第７の発明は、第５の発明又は第６の発明において、そのエネルギー蓄積コンデンサへの慣性電流をバイパスする第２の半導体スイッチと、制御回路を構成する第２の半導体スイッチを制御する第２の制御部とを備え、第１と第２の検出手段、又は電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオンさせることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２４】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへ流れ込む余剰な慣性電流をバイパスして阻止する第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電装置である。
【００２５】
第８の発明は、第５の発明ないし第７の発明のいずれかにおいて、その第２の半導体スイッチはエネルギー蓄積コンデンサの両端に並列に接続され、第２の半導体スイッチとエネルギー蓄積コンデンサとの間にダイオード回路が接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２６】
第９の発明は、第５の発明ないし第８の発明のいずれかにおいて、共振用インダクタンス手段と第２の半導体スイッチとの間に昇圧用の変圧器を介在させ、共振用インダクタンス手段は変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２７】
第１０の発明は、第５の発明ないし第９の発明のいずれかにおいて、その第１の半導体スイッチは、二組の半導体スイッチとこれらを構成する４個の半導体スイッチそれぞれに逆並列接続されたフライホイールダイオードとからなるブリッジインバータ回路を構成したことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２８】
第１１の発明は、第５の発明ないし第１０の発明のいずれかにおいて、そのダイオード回路は、フルブリッジ回路又はハーフブリッジ回路又はダイオードであることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２９】
第１２の発明は、第５の発明又は第６の発明において、エネルギー蓄積コンデンサへの慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチと、制御回路を構成する第２の半導体スイッチを制御する第２の制御部とを備え、第１と第２の検出手段、又は電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチをオン又はオフさせ、慣性電流を直流電源に帰還させることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３０】
つまり、エネルギー蓄積コンデンサへの慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチを用いたコンデンサ充電方法である。
【００３１】
第１３の発明は、第５の発明又は第６の発明又は第１２の発明において、その第２の半導体スイッチは、その一端が共振用インダクタンス手段と逆流阻止用ダイオードとの接続点に逆流阻止用ダイオードを介して接続され、その他端は直流電源に接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３２】
第１４の発明は、第５の発明又は第６の発明又は第１２の発明において、その第２の半導体スイッチは、その一端が逆流阻止用ダイオードを介して共振用インダクタンス手段とダイオード回路との接続点に接続され、その他端は直流電源に接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３３】
【実施例】
まず、本発明の第１の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図１により説明する。主回路で従来例の図１２との違いは、ダイオード回路７と負荷のエネルギー蓄積コンデンサ８の直列回路にまたがって接続された本発明の第２の半導体スイッチ１１を設けてある点である。制御回路１４は第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００３４】
制御回路１４には、直流電源電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される。
なお、実際の回路では、検出された充電電圧Ｖｃは電圧検出用抵抗器９，１０により分圧されているが、ここでは説明を簡潔に行うためにＶｃと表している。基準電圧電源１５のＶ１も目標充電電圧Ｖ１に相当するものである。
【００３５】
第１の制御部は、充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４をオンさせ、演算部で演算された所定の演算結果に応じて第１の半導体スイッチ４のオフタイミングを制御し、第２の制御部は、充電開始信号１６により第２の半導体スイッチ１１をオフさせ、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。
【００３６】
電流、電圧波形は理想的には図５であるが、実際にはエネルギー蓄積コンデンサ８には初期電圧Ｖｏがあるので、図２により動作を説明する。電流Ｉの波形は全体で共振用インダクタンス手段５を流れる電流を示し、白地部分は第１の半導体スイッチ４を流れる電流、斜線部分はフライホイールダイオード３を通してエネルギー蓄積コンデンサ８に流れ込む電流、黒地部分は第２の半導体スイッチ１１を通してフライホイールダイオード３に流れる後述するバイパス電流である。
【００３７】
充電開始信号１６により第１の制御部は時刻ｔ０で第１の半導体スイッチ４をオンさせ、充電を開始する。この第１の半導体スイッチ４のオン時間は、直流電源電圧Ｅ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、このときの時刻が時刻ｔ１である。
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００３８】
第２の制御部は、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達した時刻ｔ２で第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は第２の半導体スイッチ１１でバイパスされ、負荷となるエネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００３９】
なお、バイパスされた慣性電流の余剰分の電流（図２の電流波形Ｉの黒地部分）は、共振用インダクタンス手段５、第２の半導体スイッチ１１、フライホイールダイオード３を通して循環し、最終的には回路損失で消費される。充電の繰り返し周波数が高い場合には、高速で消費させる必要があり、第２の半導体スイッチ１１と直列に小さい値の抵抗を接続することもできる。
【００４０】
このように、本発明では直流電源電圧Ｅ、目標充電電圧Ｖ１、充電電圧Ｖｃなど必要なパラメータに応じて、常時、演算部にて演算され、前述の演算式が成立したときに、目標充電電圧Ｖ１より低い充電電圧で第１の半導体スイッチ４をオフさせ、その後は、慣性電流で充電を継続し、目標充電電圧Ｖ１まで充電されたときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００４１】
ここで、上記演算式について述べる。
第１の半導体スイッチ４がオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあと、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーで目標充電電圧Ｖ１まで充電できるときの、第１の半導体スイッチ４のオフする充電電圧をＶｃとする。
第１の半導体スイッチ４が時刻ｔ０からｔ１までオンして充電電圧Ｖｃとなり、時刻ｔ１でオフした時の共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１まで充電できるとする。また、そのときの直流電源電圧Ｅは一定とする。
【００４２】
つぎに、第１の半導体スイッチ４がオンしてからオフするまでの時間における直流電源１からの入力エネルギーＪｅは、エネルギー蓄積コンデンサ８を初期電圧Ｖｏから目標充電電圧Ｖ１にまで充電する充電エネルギーＪｃに等しいことに注目する。
初めに、時刻ｔ０からｔ１までの電源からの入力エネルギーＪｅは、
積分期間を時刻ｔ０〜ｔ１として、Ｊｅ＝Ｅ×∫ｉｄｔ である。
一方、時刻ｔ０〜ｔ１での電流積分∫ｉｄｔでエネルギー蓄積コンデンサ８を初期電圧Ｖｏから充電電圧Ｖｃまで充電されたので、
Ｃ（Ｖｃ−Ｖｏ）＝∫ｉｄｔ である。
したがって、Ｊｅ＝Ｅ×∫ｉｄｔ＝Ｅ×Ｃ（Ｖｃ−Ｖｏ） となる。
【００４３】
ここで、初期電圧Ｖｏのエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１までに充電する全充電エネルギーＪｃは、
Ｊｃ＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｏ２）／２ である。また、Ｊｅ＝Ｊｃ であるから、
Ｅ×Ｃ（Ｖｃ−Ｖｏ）＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｏ２）／２ となり、この式を整理すると、Ｖｃ＝（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ となる。
【００４４】
すなわち、直流電源電圧Ｅと初期電圧Ｖｏと充電電圧Ｖｃを検出してこの演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１までに充電できる。
【００４５】
なお、上記演算には図３に示すように、たとえば新日本無線株式会社のＮＪＭ４２００のような高速乗算除算器集積回路ＩＣ１を使用し、各入力からオペアンプ又は演算増幅器等で加減算したＶ１＋Ｖｏ，Ｖ１−Ｖｏと、乗算した２×ＥとをＩＣ１の３つの入力に与える。また、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αを考慮に入れる。
【００４６】
このＩＣ１で、（Ｖ１−Ｖｏ）×（Ｖ１＋Ｖｏ）／（２Ｅ） を計算する。
つまり、（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ） を計算し、さらにこの値に加算回路にてＶｏを加え、（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ を計算する。
この計算結果と、別途計算されたＶｃ／αと比較し、
（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ＝Ｖｃ／α のとき、
つまり、Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） のとき、第１の半導体スイッチ４をオフする。
【００４７】
このときに第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８が目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスさせる。
【００４８】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフにより慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオンするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を極めて小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００４９】
次に、本発明の第２の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図２と図４により説明する。第１の実施例とは共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路がある。制御回路１４は第１の実施例と同じく第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００５０】
制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される。
共振充電回路の動作や制御回路の動作は実施例１と同じなので説明を省く。
【００５１】
充電開始信号１６により第１の制御部は時刻ｔ０で第１の半導体スイッチ４をオンさせ、充電を開始する。この第１の半導体スイッチ４のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサ８の容量Ｃ、目標充電電圧Ｖ１、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、このときの時刻が時刻ｔ１である。
【００５２】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００５３】
第２の制御部は、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達した時刻ｔ２で第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は、第２の半導体スイッチ１１にバイパスされ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００５４】
なお、バイパスされた慣性電流の余剰分の電流（図２の電流波形Ｉの黒地部分）は、共振用インダクタンス手段５、第２の半導体スイッチ１１、フライホイールダイオード３を通して循環し、最終的には回路損失で消費される。充電の繰り返し周波数が高い場合には、高速で消費させる必要があり、第２の半導体スイッチ１１と直列に小さい値の抵抗を接続することもできる。
【００５５】
このように、本発明では、目標充電電圧Ｖ１、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなど必要なパラメータに応じて、常時、演算部にて演算され、前述の演算式が成立したときに、目標充電電圧Ｖ１より低い充電電圧で第１の半導体スイッチ４をオフさせ、その後は、慣性電流で充電を継続し、目標充電電圧Ｖ１まで充電されたときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００５６】
ここで、上記演算式について述べる。第１の半導体スイッチ４が時刻ｔ１でオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーで目標充電電圧Ｖ１まで充電できるときの充電電圧をＶｃとする。第１の半導体スイッチ４がＶｃでオフする直前までに蓄えられていた共振用インダクタンス手段５のエネルギーＪｉは、その時の共振用インダクタンス手段５を流れている電流をＩとすると、Ｊｉ＝ＬＩ２／２ である。
【００５７】
また、第１の半導体スイッチ４がオフした後に、エネルギー蓄積コンデンサ８がＶｃから目標充電電圧Ｖ１に充電するのに必要なエネルギー増分ΔＪＣは、 ΔＪＣ＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｃ２）／２ である。
【００５８】
ここで、第１の半導体スイッチ４がオフする直前の共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーＪｉは全てエネルギー蓄積コンデンサ８に移行するから、 Ｊｉ＝ΔＪＣ であり、ＬＩ２／２＝Ｃ（Ｖ１２−Ｖｃ２）／２ となる。
さらに、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する補正係数をαを考慮に入れると、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） となる。
【００５９】
すなわち、共振用インダクタンス手段５を流れている電流Ｉと充電電圧Ｖｃを検出してこの演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１に充電できる。
【００６０】
なお、上記演算には図６に示すように、たとえば新日本無線株式会社のＮＪＭ４２００のような高速乗算除算器集積回路ＩＣ１を使用し、各入力からオペアンプ又は演算増幅器等で加減算したＶ１＋Ｖｃ，Ｖ１−Ｖｃと、乗算したＩ２とをＩＣ１の３つの入力に与える。
このＩＣ１で、（Ｖ１−Ｖｃ）×（Ｖ１＋Ｖｃ）／Ｉ２を計算する。
すなわち、（Ｖ１２−Ｖｃ２）／Ｉ２ を計算し、この演算結果と別途計算されたＬ／αＣと比較し、Ｌ／αＣ＝（Ｖ１２−Ｖｃ２）／Ｉ２ のとき、
つまり、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） のとき、第１の半導体スイッチ４をオフする。
【００６１】
このときに第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８が目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスさせる。
【００６２】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフにより慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオンするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を極めて小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００６３】
次に、本発明の第３の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図７により説明する。この実施例は、第１の実施例の原理を応用したものであり、第１の半導体スイッチ４とフライホイールダイオード３の替わりにブリッジインバータ回路２とし、変圧器６を追加、ダイオード回路７はフルブリッジ整流回路としたものである。
【００６４】
１は商用の３相交流電圧を整流する３相全波整流器と大容量の電解コンデンサを組み合わせた周知の直流電源である。直流電源１の出力はインバータ回路２に供給される。第１の半導体スイッチであるインバータ回路２は、フライホイールダイオード３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄがそれぞれ逆並列に接続された４個のＩＧＢＴ４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄからなる。インバータ回路２の交流側出力は共振用インダクタンス手段５を介して変圧器６の１次巻線６Ａに接続されており、その２次巻線６Ｂで所定の値に昇圧され、ダイオード回路７を通してエネルギー蓄積コンデンサ８に供給される。
【００６５】
１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂに付された黒点は巻線の極性を示す。ダイオード回路７は４個のダイオード回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄからなるフルブリッジ整流回路７である。共振用インダクタンス手段５は変圧器６の漏れインダクタンスも含む。
【００６６】
共振用インダクタンス手段５とフルブリッジ整流回路７とエネルギー蓄積コンデンサ８は直列共振回路を構成している。ここで、共振用インダクタンス手段５は、変圧器６の漏れインダクタンスだけで直列共振に必要なインダクタンスが得られれば、変圧器６だけでも良い。
【００６７】
インバータ回路２の一対（符号ＡとＤまたはＢとＣ）のＩＧＢＴを交互にオンさせると、エネルギー蓄積コンデンサ８は、直流電源１の電圧に変圧器６の変圧比を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向けて１周期で２回共振充電される。９と１０はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧検出抵抗であり、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを数Ｖの検出電圧に変換する。
【００６８】
１１は、２次巻線６Ｂの両端子にＯＲダイオード回路１２と１３を通して整流器７の接地端子に接続された第２の半導体スイッチ、たとえばＩＧＢＴである。１５は充電電圧設定用の基準電圧電源であり、目標充電電圧Ｖ１に対応する基準電圧を有する。
【００６９】
制御回路１４はインバータ回路２を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。インバータ回路２の構成や制御方法は色々あるが、詳細については言及しない。
【００７０】
動作については第１の実施例と同じであり、第１の制御部は充電開始信号１６によりインバータ回路２をオンさせ、このオン時間は直流電源電圧Ｅ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、演算部で演算された
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、インバータ回路２をオフさせる。
共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでインバータ回路２のフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００７１】
そして、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００７２】
このときに第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８が目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をバイパスさせる。
【００７３】
なお、このとき、インバータ回路２の半導体スイッチ４Ａ〜４Ｄがすべてオフしていると、フライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、高周波でのインバータ運転が可能となる。
【００７４】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフにより慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオンするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を極めて小さくできる。
【００７５】
また、図示しないが、第３の実施例とは共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路とし、制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される第４の実施例について述べる。
【００７６】
この第４の実施例の場合は、第１の半導体スイッチ４のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００７７】
第２の制御部は、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したとき第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は第２の半導体スイッチ１１にバイパスされ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００７８】
次に、本発明の第５の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図８により説明する。第３の実施例とは、変圧器６の２次側に接続されていた逆流阻止用ダイオード１２と１３がなくなり、第２の半導体スイッチ１１の回路の接続位置が異なるだけであり、第２の半導体スイッチ１１がエネルギー蓄積コンデンサ８に並列に逆流阻止用ダイオード１２を介して接続される。
インバータ回路２と第２の半導体スイッチ１１のオン・オフ制御動作と効果は第３の実施例と全く同じである。
【００７９】
また、図示しないが、第５の実施例とはインバータ回路２、共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路とし、制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される第６の実施例について述べる。
【００８０】
この第６の実施例の場合は、インバータ回路２のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、インバータ回路２をオフさせ、第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄが条件に応じてオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００８１】
第２の制御部は、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したとき第２の半導体スイッチ１１をオンさせる。この結果、余剰な慣性電流は第２の半導体スイッチ１１にバイパスされ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【００８２】
次に本発明の第７の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図９により説明する。この第７の実施例は、第１の実施例の原理を応用したものであり、第１の実施例との違いは、電流帰還用に第２の半導体スイッチ１１が共振用インダクタンス手段５とダイオード回路７の間に挿入され、逆流阻止用ダイオード１２が共振用インダクタンス手段５と第２の半導体スイッチ１１との接続点と直流電源１との間に挿入されている点である。
【００８３】
また、制御回路１４は第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００８４】
動作について説明する。充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４と第２の半導体スイッチ１１を同時にオンさせ、充電を開始する。第１の半導体スイッチ４のオン時間は直流電源電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、演算部で演算された
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせる。
【００８５】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、第２の半導体スイッチ１１を通してエネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００８６】
第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオフさせて余剰な慣性電流をしゃ断し、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００８７】
また、直流電源１へ余剰な慣性電流を帰還させるので、その余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、第１の半導体スイッチ４を高い周波数で運転することができる。
【００８８】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフによる慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオフするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００８９】
次に、本発明の第８の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図１０により説明する。この第８の実施例は、第２の実施例の原理を応用したものであり、第７の実施例との違いは、共振充電の回路と第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路がある。制御回路１４は第７の実施例と同じく第１の半導体スイッチ４を制御する第１の制御部と、第２の半導体スイッチ１１を制御する第２の制御部と、演算部とからなる。
【００９０】
制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される。
共振充電回路の動作や制御回路の動作は実施例７と同じなので説明を省く。
【００９１】
充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４と第２の半導体スイッチ１１を同時にオンさせ、充電を開始する。第１の半導体スイッチ４のオン時間は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせる。
【００９２】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、第２の半導体スイッチ１１を通してエネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００９３】
第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオフさせて余剰な慣性電流をしゃ断し、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【００９４】
また、直流電源１へ余剰な慣性電流を帰還させるので、その余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、第１の半導体スイッチ４を高い周波数で運転することができる。
【００９５】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフによる慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオフするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【００９６】
次に、本発明の第９の実施例である共振充電型のコンデンサ充電装置について図１１により説明する。この実施例は、第１の実施例の原理を応用したものであり、第７の実施例との違いは、第２の半導体スイッチ１１の回路の接続位置が異なるだけであり、第２の半導体スイッチ１１は共振用インダクタンス手段５と逆流阻止用ダイオード１２との接続点と直流電源１との間に挿入される。
【００９７】
動作について説明する。充電開始信号１６により第１の半導体スイッチ４をオンさせ、同時に第２の半導体スイッチ１１をオフさせ、充電を開始する。第１の半導体スイッチ４のオン時間は直流電源電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃなどの変数入力と、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、初期電圧Ｖｏ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、演算部で演算された
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせる。
【００９８】
第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【００９９】
第１の半導体スイッチ４をオフする制御を行うと、実際には制御遅れ時間がありエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖ１以上に充電できるので、オフしたあとの慣性電流による充電にてエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせて余剰な慣性電流をしゃ断し、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【０１００】
また、直流電源１へ余剰な慣性電流を帰還させるので、その余剰な慣性電流を抵抗器等で消費させる必要がなくなり、第１の半導体スイッチ４を高い周波数で運転することができる。
【０１０１】
なお、第２の半導体スイッチ１１にも制御遅れ時間はあるが、第１の半導体スイッチ４の上記演算によるオフによる慣性電流が少なくなっているときに第２の半導体スイッチ１１をオフするので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電する量を小さくでき、極めて高精度に充電できる。
【０１０２】
また、図示しないが、第９の実施例とは第１の半導体スイッチ４、共振充電の回路、第２の半導体スイッチ１１の回路は同一であるが、直流電源電圧Ｅの検出回路が無く、代わりに、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを検出する変流器ＣＴを用いた電流検出回路とし、制御回路１４には、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃ、目標充電電圧Ｖ１など必要な検出値がパラメータとして入力される第１０の実施例について述べる。
【０１０３】
この第１０の実施例の場合は、第１の半導体スイッチ４のオン時間は、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉ、充電電圧Ｖｃなどの変数入力とエネルギー蓄積コンデンサの容量Ｃ、共振用インダクタンス手段５のインダクタンス値Ｌ、目標充電電圧Ｖ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数αにより決定され、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、第１の半導体スイッチ４をオフさせ、第１の半導体スイッチ４がオフした後、共振用インダクタンス手段５の残留エネルギーでフライホイールダイオード３がオンして、エネルギー蓄積コンデンサ８へ慣性電流が流れ込み、充電を継続する。
【０１０４】
第２の制御部は、充電電圧Ｖｃが目標充電電圧Ｖ１に達したとき第２の半導体スイッチ１１をオンさせて過剰な慣性電流をしゃ断して直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させ、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されないので、エネルギー蓄積コンデンサ８を極めて高精度に充電できる。
【０１０５】
つぎに、実施例１１として、本件発明の前記実施形態から把握できる請求項以外の技術思想を、その効果とともに記載する。
図１１において、直流電源は複数の直流電源を直列接続したものを用い、第２の半導体スイッチ４をその複数の直流電源どうしの接続点に接続する。
【０１０６】
この場合、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖ１が直流電源電圧Ｅよりも小さいときにも、第１の半導体スイッチ４がオフしたときに第２の半導体スイッチ１１をオンさせることにより、直流電源１へその余剰な慣性電流を帰還させることができるので、エネルギー蓄積コンデンサ８を過充電することが無くなる。
【０１０７】
なお、上記実施例１〜１１では、演算、制御はアナログ回路で構成しているが、信号検出回路にＡＤコンバータを設けてアナログ検出値をディジタル変換し、マイクロプロセッサ等を用いてディジタル演算、制御を行うことができる。
【０１０８】
なお、上記実施例１〜１１では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例で説明したが、ＦＥＴ、トランジスタなど他の素子も使用できる。ＦＥＴを用いたときは、フライホイールダイオードはこのＦＥＴのボディダイオードとすることができる。
【０１０９】
各演算式において、共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉはトランスの巻数比で除する必要があり、この場合、そのインダクタンス値Ｌは、トランスの巻数比の二乗を掛ける必要があるのは言うまでもない。
【０１１０】
【発明の効果】
本発明では、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチを２つの制御回路で制御することにより、コンデンサ充電回路の共振用インダクタンス手段による慣性電流に起因するエネルギー蓄積コンデンサへの過充電量の予測演算を行いながら充電制御を行い、慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサが目標充電電圧まで充電されたときに、第２の半導体スイッチをオン又はオフさせる事により、エキシマレーザ電源などのエネルギー蓄積コンデンサの充電電圧の安定度を極めて高精度にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す。
【図２】第１の実施例の動作を説明するための電流、電圧波形を示す。
【図３】第１の実施例の制御例を示す。
【図４】本発明の第２の実施例を示す。
【図５】実施例の動作を説明するための参考図を示す。
【図６】第２の実施例の制御例を示す。
【図７】本発明の第３の実施例を示す。
【図８】本発明の第５の実施例を示す。
【図９】本発明の第７の実施例を示す。
【図１０】本発明の第８の実施例を示す。
【図１１】本発明の第９の実施例を示す。
【図１２】従来のコンデンサ充電装置の一例を示す図である。
【図１３】図１２の動作を説明するための電流、電圧波形を示す。
【符号の説明】
１・・直流電源 ２・・インバータ回路
３・・フライホイールダイオード ４・・第１の半導体スイッチ
５・・共振用インダクタンス手段 ６・・変圧器
７・・ダイオード回路 ８・・エネルギー蓄積コンデンサ
９，１０・・電圧検出用抵抗器 １１・・第２の半導体スイッチ
１２，１３・・ダイオード回路 １４・・制御回路
１５・・基準電圧電源 １６・・充電開始信号
Claims (14)
- 直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び前記第１の半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、
前記第１の半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、
前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの初期電圧をＶｏ、前記直流電源の出力電圧をＥ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ）の演算式が成立するときに、前記第１の半導体スイッチをオフさせ、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法。 - 直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び前記第１の半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、
前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、
前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、前記第１の半導体スイッチをオフさせ、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法。 - 請求項１又は請求項２に記載のコンデンサ充電方法において、前記エネルギー蓄積コンデンサへ流れている前記慣性電流をバイパスする第２の半導体スイッチを備え、
前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサが前記目標充電電圧Ｖ１に達したときに前記第２の半導体スイッチをオンさせることを特徴とするコンデンサ充電方法。 - 請求項１又は請求項２に記載のコンデンサ充電方法において、前記エネルギー蓄積コンデンサへ流れている前記慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチを備え、
前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサが前記目標充電電圧Ｖ１に達したときに前記第２の半導体スイッチをオン又はオフさせ、前記慣性電流を前記直流電源に帰還させることを特徴とするコンデンサ充電方法。 - 直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び前記第１の半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードと、前記直流電源電圧Ｅを検出する第１の検出手段と、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを検出する第２の検出手段と、前記第１の半導体スイッチを制御する第１の制御部並びに前記第１と第２の検出手段からの検出値を用いて演算する演算部とからなる制御回路と、を備え、
前記第１の半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、前記エネルギー蓄積コンデンサの初期電圧をＶｏ、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、前記第１と第２の検出手段からの検出値を用い、前記演算部での演算により、
Ｖｃ＝α（（Ｖ１２−Ｖｏ２）／（２Ｅ）＋Ｖｏ）の演算式が成立するときに、前記第１の半導体スイッチをオフさせる信号を前記第１の制御部に与え、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 直流電源に互いに直列接続された第１の半導体スイッチと共振用インダクタンス手段とダイオード回路とエネルギー蓄積コンデンサ、及び前記共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉを検出する電流検出手段と、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを検出する電圧検出手段と、前記第１の半導体スイッチを制御する第１の制御部並びに前記電流と電圧の検出手段からの検出値を用いて演算する演算部とからなる制御回路と、を備え、
前記第１の半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電するコンデンサ充電装置において、
前記電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶ１、充電回路の部品や配線材などで生じる電力損失を補償する回路損失係数をαとして、前記検出手段の検出値を用い、前記演算部での演算により、
ＬＩ２＝αＣ（Ｖ１２−Ｖｃ２） の演算式が成立するときに、前記第１の半導体スイッチをオフさせる信号を前記第１の制御部に与え、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖ１まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 請求項５又は請求項６に記載のコンデンサ充電装置において、前記エネルギー蓄積コンデンサへの前記慣性電流をバイパスする第２の半導体スイッチと、前記制御回路を構成する前記第２の半導体スイッチを制御する第２の制御部とを備え、
前記第１と第２の検出手段、又は前記電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサが前記目標充電電圧Ｖ１に達したときに前記第２の半導体スイッチをオンさせることを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 請求項５ないし請求項７のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記第２の半導体スイッチは前記エネルギー蓄積コンデンサの両端に並列に接続され、前記第２の半導体スイッチと前記エネルギー蓄積コンデンサとの間に前記ダイオード回路が接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置。
- 請求項５ないし請求項８のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段と前記第２の半導体スイッチとの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は前記変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置。
- 請求項５ないし請求項９のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記第１の半導体スイッチは、二組の半導体スイッチとこれらを構成する４個の半導体スイッチそれぞれに逆並列接続されたフライホイールダイオードとからなるブリッジインバータ回路を構成したことを特徴とするコンデンサ充電装置。
- 請求項５ないし請求項１１のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記ダイオード回路は、フルブリッジ回路又はハーフブリッジ回路又はダイオードであることを特徴とするコンデンサ充電装置。
- 請求項５又は請求項６に記載のコンデンサ充電装置において、前記エネルギー蓄積コンデンサへの前記慣性電流をしゃ断する第２の半導体スイッチと、前記制御回路を構成する前記第２の半導体スイッチを制御する第２の制御部とを備え、
前記第１と第２の検出手段、又は前記電流と電圧の検出手段からの検出値を用い、前記慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサが前記目標充電電圧Ｖ１に達したときに前記第２の半導体スイッチをオン又はオフさせ、前記慣性電流を前記直流電源に帰還させることを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 請求項５又は請求項６又は請求項１２に記載のコンデンサ充電装置において、前記第２の半導体スイッチは、その一端が前記共振用インダクタンス手段と逆流阻止用ダイオードとの接続点に逆流阻止用ダイオードを介して接続され、その他端は前記直流電源に接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置。
- 請求項５又は請求項６又は請求項１２に記載のコンデンサ充電装置において、前記第２の半導体スイッチは、その一端が逆流阻止用ダイオードを介して前記共振用インダクタンス手段と前記ダイオード回路との接続点に接続され、その他端は前記直流電源に接続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置。
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