JP2702048B2 - 無停電性スイッチングレギュレータ - Google Patents
無停電性スイッチングレギュレータInfo
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- JP2702048B2 JP2702048B2 JP4349261A JP34926192A JP2702048B2 JP 2702048 B2 JP2702048 B2 JP 2702048B2 JP 4349261 A JP4349261 A JP 4349261A JP 34926192 A JP34926192 A JP 34926192A JP 2702048 B2 JP2702048 B2 JP 2702048B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高力率で出力リップル
の少ないスイッチング方式直流安定化電源、停電対策を
必要とするコンピュータ関連機器の無停電直流安定化電
源、あるいは携帯用溶接機や電動工具等のＡＣ入力コー
ドレス電源等に幅広く利用される無停電性スイッチング
レギュレータに関するものである。
の少ないスイッチング方式直流安定化電源、停電対策を
必要とするコンピュータ関連機器の無停電直流安定化電
源、あるいは携帯用溶接機や電動工具等のＡＣ入力コー
ドレス電源等に幅広く利用される無停電性スイッチング
レギュレータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来のスイッチングレギュレータ
の概略回路図を示す。１次側には、交流電源１を高周波
ラインフィルタ２を介して整流する全波整流器３が設け
られるとともに、入力側平滑コンデンサ３ａと、高周波
トンランス４の１次巻線Ｎ1と、高周波半導体スイッチ
ング素子である例えばＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）６とからなる１次側回路が構成されている。ＦＥＴ
６のゲート端子はパルス幅変調（以下、ＰＷＭとい
う。）スイッチング制御回路７のゲート出力端子に接続
されている。一方、２次側には、高周波トランス４の２
次巻線Ｎ2と、高周波整流ダイオード８と、フライホィ
ールダイオード９と、チョークコイル１０と、出力側平
滑コンデンサ１１とから２次側回路が構成されている。
また、この２次側回路の出力端子には、出力電圧検出用
抵抗１２及び分圧抵抗１３が接続されるとともに、負荷
１４の負荷回路が接続されている。前記出力電圧検出用
抵抗１２と分圧抵抗１３の間の分電圧はＰＷＭスイッチ
ング制御回路７の出力電圧入力端子に接続されている。
の概略回路図を示す。１次側には、交流電源１を高周波
ラインフィルタ２を介して整流する全波整流器３が設け
られるとともに、入力側平滑コンデンサ３ａと、高周波
トンランス４の１次巻線Ｎ1と、高周波半導体スイッチ
ング素子である例えばＦＥＴ（電界効果型トランジス
タ）６とからなる１次側回路が構成されている。ＦＥＴ
６のゲート端子はパルス幅変調（以下、ＰＷＭとい
う。）スイッチング制御回路７のゲート出力端子に接続
されている。一方、２次側には、高周波トランス４の２
次巻線Ｎ2と、高周波整流ダイオード８と、フライホィ
ールダイオード９と、チョークコイル１０と、出力側平
滑コンデンサ１１とから２次側回路が構成されている。
また、この２次側回路の出力端子には、出力電圧検出用
抵抗１２及び分圧抵抗１３が接続されるとともに、負荷
１４の負荷回路が接続されている。前記出力電圧検出用
抵抗１２と分圧抵抗１３の間の分電圧はＰＷＭスイッチ
ング制御回路７の出力電圧入力端子に接続されている。
【０００３】このスイッチングレギュレータでは、交流
電源１より供給される交流が全波整流器３によって全波
整流され、入力側平滑コンデンサ３ａによって平滑され
て、図９に示すようなリップル成分を含む直流電圧が発
生する。この直流電圧はＦＥＴ６によりスイッチングさ
れて高周波パルス電圧となり、高周波トランス４により
所要電圧に変圧される。変圧された高周波パルス電圧は
高周波整流ダイオード８とフライホィールダイオード
９、チョークコイル１０、出力側平滑コンデンサ１１に
よって平滑されて、図１０に示すような直流となる。
電源１より供給される交流が全波整流器３によって全波
整流され、入力側平滑コンデンサ３ａによって平滑され
て、図９に示すようなリップル成分を含む直流電圧が発
生する。この直流電圧はＦＥＴ６によりスイッチングさ
れて高周波パルス電圧となり、高周波トランス４により
所要電圧に変圧される。変圧された高周波パルス電圧は
高周波整流ダイオード８とフライホィールダイオード
９、チョークコイル１０、出力側平滑コンデンサ１１に
よって平滑されて、図１０に示すような直流となる。
【０００４】交流入力電圧及び負荷が一定であれば、１
次側高周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷に
は常に一定の直流電圧Ｖ0が供給される。しかし、交流
入力電圧又は負荷の変動に伴って出力電圧Ｖ0が変化し
ようとするので、ＰＷＭスイッチング制御回路７は出力
電圧検出用抵抗１２と分圧抵抗１３の間の分電圧によっ
て検出される電圧変化ΔＶに応じてＦＥＴ６へのパルス
信号のパルス幅を変調することにより、１次側高周波パ
ルス電圧のパルス幅を制御して出力電圧Ｖ0を一定にす
る。
次側高周波パルス電圧のパルス幅は一定であり、負荷に
は常に一定の直流電圧Ｖ0が供給される。しかし、交流
入力電圧又は負荷の変動に伴って出力電圧Ｖ0が変化し
ようとするので、ＰＷＭスイッチング制御回路７は出力
電圧検出用抵抗１２と分圧抵抗１３の間の分電圧によっ
て検出される電圧変化ΔＶに応じてＦＥＴ６へのパルス
信号のパルス幅を変調することにより、１次側高周波パ
ルス電圧のパルス幅を制御して出力電圧Ｖ0を一定にす
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかながら、前記従来
のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデン
サ３ａの両端に図９に示すようなリップル成分を含む直
流電圧が加わり、そのリップル部分を充電するのに電流
が集中する結果、交流入力電流は図９に示すような第
３，第５等の奇数高調波を多く含む非線形の波形とな
る。このため、入力配電線路にある変電所のトランスが
発熱したり、異常音が発生する等の高調波障害が近年問
題となってきた。この高周波障害は今や法的規制の対象
にならんとしている。
のスイッチングレギュレータでは、入力用平滑コンデン
サ３ａの両端に図９に示すようなリップル成分を含む直
流電圧が加わり、そのリップル部分を充電するのに電流
が集中する結果、交流入力電流は図９に示すような第
３，第５等の奇数高調波を多く含む非線形の波形とな
る。このため、入力配電線路にある変電所のトランスが
発熱したり、異常音が発生する等の高調波障害が近年問
題となってきた。この高周波障害は今や法的規制の対象
にならんとしている。
【０００６】また、出力電圧波形には、図１０に示すよ
うに、入力側平滑コンデンサ３ａの容量如何によってリ
ップル成分があらわれる。すなわち、入力側平滑コンデ
ンサ３ａの容量が小さいフィルムコンデンサ等では破線
のような台形出力波形となり、電解コンデンサ等のよう
に容量が大きくなるに従って１点鎖線から実線で示すよ
うにリップル成分が少なくなってゆく。このような出力
電圧は、リップル成分が影響しないような負荷には問題
はないが、ＩＣ回路等には使用できない。
うに、入力側平滑コンデンサ３ａの容量如何によってリ
ップル成分があらわれる。すなわち、入力側平滑コンデ
ンサ３ａの容量が小さいフィルムコンデンサ等では破線
のような台形出力波形となり、電解コンデンサ等のよう
に容量が大きくなるに従って１点鎖線から実線で示すよ
うにリップル成分が少なくなってゆく。このような出力
電圧は、リップル成分が影響しないような負荷には問題
はないが、ＩＣ回路等には使用できない。
【０００７】通常、スイッチング電源においては、保持
時間特性として、交流電源が瞬時にＯＦＦしてもある時
間（１０〜２０ｍｓｅｃ）以上の間、出力電圧を保持で
きることが要求される。しかし、たとえこのような秒単
位の保持時間特性を有していても、分単位で起こる停電
の場合は、出力電圧を保持できないため、別途バックア
ップ対策を設けなければならなかった。本発明は前述の
問題点を解消するとともに、保持時間特性を秒単位から
分単位に延ばせて、無停電性電源あるいはコードレス電
源として使用することができる無停電性スイッチングレ
ギュレータを提供することを目的とするものである。
時間特性として、交流電源が瞬時にＯＦＦしてもある時
間（１０〜２０ｍｓｅｃ）以上の間、出力電圧を保持で
きることが要求される。しかし、たとえこのような秒単
位の保持時間特性を有していても、分単位で起こる停電
の場合は、出力電圧を保持できないため、別途バックア
ップ対策を設けなければならなかった。本発明は前述の
問題点を解消するとともに、保持時間特性を秒単位から
分単位に延ばせて、無停電性電源あるいはコードレス電
源として使用することができる無停電性スイッチングレ
ギュレータを提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、第１発明は、シングルフォワード型スイッチングレ
ギュレータであって、交流電源からの交流を整流する平
滑コンデンサを含まない整流回路と、該整流回路の出力
側に高周波トランスの１次巻線と１次側スイッチング素
子とを直列に接続し、当該１次側スイッチング素子によ
り１次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回路と、
前記高周波トランスの２次巻線に整流，平滑回路を接続
し、負荷に直流出力電圧を供給する２次側回路と、前記
高周波トランスの３次巻線に電気二重層コンデンサ又は
２次電池とチョークコイルと高周波整流ダイオードとを
直列に接続した充電回路と、前記３次巻線の巻始め端と
巻終わり端又はその巻線の中途より引き出されたタップ
との間に、前記電気二重層コンデンサ又は２次電池と３
次側スイッチング素子とを直列に接続した放電回路と、
前記１次側スイッチング素子及び３次側スイッチング素
子に同期したパルス信号を出力してスイッチング動作を
行わせるとともに、前期２次側回路の出力電圧の変動に
応じて当該パルス信号のパルス幅を変調して１次側高周
波パルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調スイッ
チング制御回路とを備え、前記整流回路の出力電圧が所
定のレベルを越えれば前記充電回路が動作し、前記所定
のレベルより下がれば前記放電回路が動作するようにし
ている。
め、第１発明は、シングルフォワード型スイッチングレ
ギュレータであって、交流電源からの交流を整流する平
滑コンデンサを含まない整流回路と、該整流回路の出力
側に高周波トランスの１次巻線と１次側スイッチング素
子とを直列に接続し、当該１次側スイッチング素子によ
り１次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回路と、
前記高周波トランスの２次巻線に整流，平滑回路を接続
し、負荷に直流出力電圧を供給する２次側回路と、前記
高周波トランスの３次巻線に電気二重層コンデンサ又は
２次電池とチョークコイルと高周波整流ダイオードとを
直列に接続した充電回路と、前記３次巻線の巻始め端と
巻終わり端又はその巻線の中途より引き出されたタップ
との間に、前記電気二重層コンデンサ又は２次電池と３
次側スイッチング素子とを直列に接続した放電回路と、
前記１次側スイッチング素子及び３次側スイッチング素
子に同期したパルス信号を出力してスイッチング動作を
行わせるとともに、前期２次側回路の出力電圧の変動に
応じて当該パルス信号のパルス幅を変調して１次側高周
波パルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調スイッ
チング制御回路とを備え、前記整流回路の出力電圧が所
定のレベルを越えれば前記充電回路が動作し、前記所定
のレベルより下がれば前記放電回路が動作するようにし
ている。
【０００９】また、第２発明は、フライバック型スイッ
チングレギュレータであって、交流電源からの交流を整
流する平滑コンデンサを含まない整流回路と該整流回路
の出力側に高周波トランスの１次巻線と１次側スイッチ
ング素子とを直列に接続し、当該１次側スイッチング素
子により１次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回
路と、前記高周波トランスの１次巻線と逆極性に巻回さ
れた２次巻線に整流，平滑回路を接続し、負荷に直流出
力電圧を供給する２次側回路と、前記高周波トランスの
１次巻線と逆極性に巻回された３次巻線に、電気二重層
コンデンサ又は２次電池と高周波整流ダイオードとを直
列に接続した充電回路と、前記３次巻線の巻始め端又は
その巻線の中途より引き出されたタップと巻終わり端と
の間に、前記電気二重層コンデンサ又は２次電池とチョ
ークコイルと３次側スイッチング素子とを直列に接続し
た放電回路と、前記１次側スイッチング素子及び３次側
スイッチング素子に同期したパルス信号を出力してスイ
ッチング動作を行わせるとともに、前記２次側回路の出
力電圧の変動に応じて当該パルス信号のパルス幅を変調
して１次側高周波パルス電圧のパルス幅を制御するパル
ス幅変調スイッチング制御回路とを備え、前記整流回路
の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記充電回路が動
作し、前記所定のレベルより下がれば前記放電回路が動
作するようにしている。
チングレギュレータであって、交流電源からの交流を整
流する平滑コンデンサを含まない整流回路と該整流回路
の出力側に高周波トランスの１次巻線と１次側スイッチ
ング素子とを直列に接続し、当該１次側スイッチング素
子により１次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回
路と、前記高周波トランスの１次巻線と逆極性に巻回さ
れた２次巻線に整流，平滑回路を接続し、負荷に直流出
力電圧を供給する２次側回路と、前記高周波トランスの
１次巻線と逆極性に巻回された３次巻線に、電気二重層
コンデンサ又は２次電池と高周波整流ダイオードとを直
列に接続した充電回路と、前記３次巻線の巻始め端又は
その巻線の中途より引き出されたタップと巻終わり端と
の間に、前記電気二重層コンデンサ又は２次電池とチョ
ークコイルと３次側スイッチング素子とを直列に接続し
た放電回路と、前記１次側スイッチング素子及び３次側
スイッチング素子に同期したパルス信号を出力してスイ
ッチング動作を行わせるとともに、前記２次側回路の出
力電圧の変動に応じて当該パルス信号のパルス幅を変調
して１次側高周波パルス電圧のパルス幅を制御するパル
ス幅変調スイッチング制御回路とを備え、前記整流回路
の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記充電回路が動
作し、前記所定のレベルより下がれば前記放電回路が動
作するようにしている。
【００１０】さらに、第３発明は、フルブリッジ型スイ
ッチングレギュレータであって、交流電源からの交流を
整流する平滑コンデンサを含まない整流回路と、該整流
回路の出力側に高周波トランスの１次巻線とブリッジ接
続された４個の１次側スイッチング素子とを直列に接続
し、当該１次側スイッチング素子により正負交番する１
次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回路と、前記
高周波トランスの２次巻線に整流，平滑回路を接続し、
負荷に直流出力電圧を供給する２次側回路と、前記高周
波トランスの３次巻線に電気二重層コンデンサ又は２次
電池とチョークコイルとブリッジ接続された４個の高周
波整流ダイオードとを直列に接続した充電回路と、前記
３次巻線の巻始め端と前記電気二重層コンデンサ又は２
次電池のプラス極との間に、３次側第１スイッチング素
子を接続し、前記３次巻線の巻終わり端又はその巻線の
中途より引き出された第１タップと前記電気二重層コン
デンサ又は２次電池のマイナス極との間に、前記３次側
第１スイッチング素子と同期して動作する３次側第４ス
イッチング素子を直列に接続する一方、前記第３巻線の
巻終わり端と前記電気二重層コンデンサ又は２次電池の
プラス極との間に、３次側第２スイッチング素子を接続
し、前記３次巻線の巻始め端又はその巻線の中途より引
き出された第２タップと前記電気二重層コンデンサ又は
２次電池のマイナス極との間に、前記３次側第２スイッ
チング素子と同期して動作する３次側第３スイッチング
素子を直列に接続した放電回路と、前記１次側にブリッ
ジ接続された互いに対向する二つのスイッチング素子
と、前記３次側第１，第４スイッチング素子又は３次側
第２，第３スイッチング素子とに同期したパルス信号を
出力してスイッチング動作を行わせるとともに、前記２
次側回路の出力電圧の変動に応じて当該パルス信号のパ
ルス幅を変調して１次側高周波パルス電圧のパルス幅を
制御するパルス幅変調スイッチング制御回路とを備え、
前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記
充電回路が動作し、前記所定のレベルより下がれば前記
放電回路が動作するようにしている。なお、前記各発明
に係るスイッチングレギュレータにおいて、整流回路に
平滑コンデンサを含めてもよい。
ッチングレギュレータであって、交流電源からの交流を
整流する平滑コンデンサを含まない整流回路と、該整流
回路の出力側に高周波トランスの１次巻線とブリッジ接
続された４個の１次側スイッチング素子とを直列に接続
し、当該１次側スイッチング素子により正負交番する１
次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回路と、前記
高周波トランスの２次巻線に整流，平滑回路を接続し、
負荷に直流出力電圧を供給する２次側回路と、前記高周
波トランスの３次巻線に電気二重層コンデンサ又は２次
電池とチョークコイルとブリッジ接続された４個の高周
波整流ダイオードとを直列に接続した充電回路と、前記
３次巻線の巻始め端と前記電気二重層コンデンサ又は２
次電池のプラス極との間に、３次側第１スイッチング素
子を接続し、前記３次巻線の巻終わり端又はその巻線の
中途より引き出された第１タップと前記電気二重層コン
デンサ又は２次電池のマイナス極との間に、前記３次側
第１スイッチング素子と同期して動作する３次側第４ス
イッチング素子を直列に接続する一方、前記第３巻線の
巻終わり端と前記電気二重層コンデンサ又は２次電池の
プラス極との間に、３次側第２スイッチング素子を接続
し、前記３次巻線の巻始め端又はその巻線の中途より引
き出された第２タップと前記電気二重層コンデンサ又は
２次電池のマイナス極との間に、前記３次側第２スイッ
チング素子と同期して動作する３次側第３スイッチング
素子を直列に接続した放電回路と、前記１次側にブリッ
ジ接続された互いに対向する二つのスイッチング素子
と、前記３次側第１，第４スイッチング素子又は３次側
第２，第３スイッチング素子とに同期したパルス信号を
出力してスイッチング動作を行わせるとともに、前記２
次側回路の出力電圧の変動に応じて当該パルス信号のパ
ルス幅を変調して１次側高周波パルス電圧のパルス幅を
制御するパルス幅変調スイッチング制御回路とを備え、
前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記
充電回路が動作し、前記所定のレベルより下がれば前記
放電回路が動作するようにしている。なお、前記各発明
に係るスイッチングレギュレータにおいて、整流回路に
平滑コンデンサを含めてもよい。
【００１１】
【作用】本発明に係るスイッチングレギュレータによれ
ば、交流電源より１次側に入力された交流は整流回路に
より全波正弦波に整流された後、１次側スイッチング素
子によりスイッチングされる。スイッチングにより発生
する高周波パルス電圧により、２次巻線及び３次巻線に
電圧が誘起される。２次巻線に誘起された電圧は、整
流，平滑回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に
供給される。
ば、交流電源より１次側に入力された交流は整流回路に
より全波正弦波に整流された後、１次側スイッチング素
子によりスイッチングされる。スイッチングにより発生
する高周波パルス電圧により、２次巻線及び３次巻線に
電圧が誘起される。２次巻線に誘起された電圧は、整
流，平滑回路を経て平滑な直流出力電圧となって負荷に
供給される。
【００１２】入力交流電圧すなわち整流回路の出力電圧
が所定のレベルを越える間は、３次巻線に電圧が誘起さ
れて充電回路が動作し、電気二重層コンデンサ又は２次
電池が充電される。また、整流回路の出力電圧が所定の
レベルより低い間、あるいは停電等により交流電源が断
たれたときは、３次巻線に誘起される電圧よりも電気二
重層コンデンサ又は２次電池の充電電圧が勝って放電回
路が動作する。電気二重層コンデンサ又は２次電池の充
電電圧は３次側スイッチング素子によりスイッチングさ
れて３次側高周波パルス電流となり、この３次側高周波
パルス電流により２次巻線に電圧が誘起され、負荷に直
流出力電圧が供給される。したがって、入力交流電圧が
所定のレベルより低くなっても、２次側回路の負荷端に
は、落ち込んだり、間欠することのない一定の直流出力
電圧が得られる。
が所定のレベルを越える間は、３次巻線に電圧が誘起さ
れて充電回路が動作し、電気二重層コンデンサ又は２次
電池が充電される。また、整流回路の出力電圧が所定の
レベルより低い間、あるいは停電等により交流電源が断
たれたときは、３次巻線に誘起される電圧よりも電気二
重層コンデンサ又は２次電池の充電電圧が勝って放電回
路が動作する。電気二重層コンデンサ又は２次電池の充
電電圧は３次側スイッチング素子によりスイッチングさ
れて３次側高周波パルス電流となり、この３次側高周波
パルス電流により２次巻線に電圧が誘起され、負荷に直
流出力電圧が供給される。したがって、入力交流電圧が
所定のレベルより低くなっても、２次側回路の負荷端に
は、落ち込んだり、間欠することのない一定の直流出力
電圧が得られる。
【００１３】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面に従って説明す
る。 （１）第１実施例 図１は、シングルフォワード型スイッチングレギュレー
タを示す概略回路図である。この回路では、図８に示す
従来のスイッチングレギュレータの１次側に高周波整流
ダイオード５が追加され、また入力側平滑コンデンサ３
ａが除かれるとともに、新たに３次側回路が設けられた
以外は従来の回路と同一の構成であるので、従来の回路
と対応する部分には同一符号が付してある。３次側回路
は、電気二重層コンデンサ１５の充電回路と放電回路と
からなる。なお、この電気２重層コンデンサ１５に代え
て２次電池を用いてもよい。
る。 （１）第１実施例 図１は、シングルフォワード型スイッチングレギュレー
タを示す概略回路図である。この回路では、図８に示す
従来のスイッチングレギュレータの１次側に高周波整流
ダイオード５が追加され、また入力側平滑コンデンサ３
ａが除かれるとともに、新たに３次側回路が設けられた
以外は従来の回路と同一の構成であるので、従来の回路
と対応する部分には同一符号が付してある。３次側回路
は、電気二重層コンデンサ１５の充電回路と放電回路と
からなる。なお、この電気２重層コンデンサ１５に代え
て２次電池を用いてもよい。
【００１４】充電回路は、３次巻線Ｎ3と電気二重層コ
ンデンサ１５とチョークコイル１６と高周波整流ダイオ
ード１７とフライホィールダイオード１８とからなって
いる。３次巻線Ｎ3は１次巻線Ｎ1と同極性に巻回されて
いる。電気二重層コンデンサ１５のプラス極は３次巻線
Ｎ3の巻始め端に接続され、マイナス極は平滑チョーク
１６及び高周波整流ダイオード１７を介して３次巻線Ｎ
3の巻終わり端に接続されている。フライホィールダイ
オード１８はチョークコイル１６と高周波ダイオード１
７のアノード側との中点と、３次巻線Ｎ3の巻始め端と
の間に設けられている。前記電気二重層コンデンサ１５
は、ファラッド単位の容量で、電解コンデンサの１０3
〜１０6倍の容量を有するものである。この電気二重層
コンデンサ１５は、実用性を考慮して２個直列に接続さ
れているが、これに限らず単数であってもよいし、３個
以上接続してもよい。
ンデンサ１５とチョークコイル１６と高周波整流ダイオ
ード１７とフライホィールダイオード１８とからなって
いる。３次巻線Ｎ3は１次巻線Ｎ1と同極性に巻回されて
いる。電気二重層コンデンサ１５のプラス極は３次巻線
Ｎ3の巻始め端に接続され、マイナス極は平滑チョーク
１６及び高周波整流ダイオード１７を介して３次巻線Ｎ
3の巻終わり端に接続されている。フライホィールダイ
オード１８はチョークコイル１６と高周波ダイオード１
７のアノード側との中点と、３次巻線Ｎ3の巻始め端と
の間に設けられている。前記電気二重層コンデンサ１５
は、ファラッド単位の容量で、電解コンデンサの１０3
〜１０6倍の容量を有するものである。この電気二重層
コンデンサ１５は、実用性を考慮して２個直列に接続さ
れているが、これに限らず単数であってもよいし、３個
以上接続してもよい。
【００１５】放電回路は、前記３次巻線Ｎ3及び電気二
重層コンデンサ１５と、３次側ＦＥＴ１９と、逆流阻止
ダイオード２０とからなっている。３次側ＦＥＴ１９の
ドレイン端子は逆流阻止ダイオード２０を介して３次巻
線Ｎ3の巻終わり端又はその巻線の中途よりひきだされ
たタップＴに接続され、ソース端子は電気二重層コンデ
ンサ１５のマイナス極に接続され、ゲート端子は１次側
ＦＥＴ６のゲート端子とともにＰＷＭスイッチング制御
回路７の出力端子Ｄに接続されている。これにより、３
次側ＦＥＴ１９は１次側ＦＥＴ６と同期して高周波スイ
ッチング動作を行うようになっている。なお、前記逆流
阻止ダイオード２０は省略することも可能である。
重層コンデンサ１５と、３次側ＦＥＴ１９と、逆流阻止
ダイオード２０とからなっている。３次側ＦＥＴ１９の
ドレイン端子は逆流阻止ダイオード２０を介して３次巻
線Ｎ3の巻終わり端又はその巻線の中途よりひきだされ
たタップＴに接続され、ソース端子は電気二重層コンデ
ンサ１５のマイナス極に接続され、ゲート端子は１次側
ＦＥＴ６のゲート端子とともにＰＷＭスイッチング制御
回路７の出力端子Ｄに接続されている。これにより、３
次側ＦＥＴ１９は１次側ＦＥＴ６と同期して高周波スイ
ッチング動作を行うようになっている。なお、前記逆流
阻止ダイオード２０は省略することも可能である。
【００１６】以上の構成からなるスイッチングレギュレ
ータの動作を以下に説明する。交流電源１より供給され
る正弦波交流は、高周波ラインフィルター２を介して全
波整流器３により図２中Ａに示す全波正弦波脈流波形に
整流され、高周波トランス４の１次側に供給される。全
波正弦波脈流は、１次巻線Ｎ1及び逆流阻止ダイオード
５を介して１次側ＦＥＴ６に通される。このＦＥＴ６の
ゲート端子にはＰＷＭスイッチング制御回路７から高周
波のスイッチングパルス信号が印加されているので、こ
のＦＥＴ６により、全波正弦波電圧は直接スイッチング
（チョッピング）されて２次側へ出力される。このよう
に、脈流分の多い全波整流電圧を直接チョッピングする
ことをダイレクト高周波チョッピングという。
ータの動作を以下に説明する。交流電源１より供給され
る正弦波交流は、高周波ラインフィルター２を介して全
波整流器３により図２中Ａに示す全波正弦波脈流波形に
整流され、高周波トランス４の１次側に供給される。全
波正弦波脈流は、１次巻線Ｎ1及び逆流阻止ダイオード
５を介して１次側ＦＥＴ６に通される。このＦＥＴ６の
ゲート端子にはＰＷＭスイッチング制御回路７から高周
波のスイッチングパルス信号が印加されているので、こ
のＦＥＴ６により、全波正弦波電圧は直接スイッチング
（チョッピング）されて２次側へ出力される。このよう
に、脈流分の多い全波整流電圧を直接チョッピングする
ことをダイレクト高周波チョッピングという。
【００１７】前記１次側ＦＥＴ６によりスイッチングさ
れた１次側の高周波パルス電圧は、高周波トランス４に
より変圧されて２次側に出力される。この２次側の高周
波パルス電圧は高周波整流ダイオード８によって再度直
流化され、さらにフライホィールダイオード９とチョー
クコイル１０と出力側平滑コンデンサ１１によって平滑
されて、負荷１４に直流出力電圧Ｖ0が供給される。こ
こで、交流入力電圧又は負荷が変動して出力電圧Ｖ0が
変化しようとすると、ＰＷＭスイッチング制御回路７は
抵抗１２，１３で検出される出力電圧を内部基準電圧と
比較し、出力電圧の変化に応じてＦＥＴ６のゲート端子
へのパルス信号のパルス幅を変調する。これにより、１
次側高周波パスル電圧のパスル幅が変化して出力電圧は
一定のＶ0に維持される。このような、定電圧制御ある
いは定電流，定電力制御において、ＰＷＭスイッチング
制御回路７により１次側高周波パスル電圧のパスル幅を
制御可能な２次側出力電圧レベルＶ0に対応する１次側
電圧レベルを、以下スライスレベルという。
れた１次側の高周波パルス電圧は、高周波トランス４に
より変圧されて２次側に出力される。この２次側の高周
波パルス電圧は高周波整流ダイオード８によって再度直
流化され、さらにフライホィールダイオード９とチョー
クコイル１０と出力側平滑コンデンサ１１によって平滑
されて、負荷１４に直流出力電圧Ｖ0が供給される。こ
こで、交流入力電圧又は負荷が変動して出力電圧Ｖ0が
変化しようとすると、ＰＷＭスイッチング制御回路７は
抵抗１２，１３で検出される出力電圧を内部基準電圧と
比較し、出力電圧の変化に応じてＦＥＴ６のゲート端子
へのパルス信号のパルス幅を変調する。これにより、１
次側高周波パスル電圧のパスル幅が変化して出力電圧は
一定のＶ0に維持される。このような、定電圧制御ある
いは定電流，定電力制御において、ＰＷＭスイッチング
制御回路７により１次側高周波パスル電圧のパスル幅を
制御可能な２次側出力電圧レベルＶ0に対応する１次側
電圧レベルを、以下スライスレベルという。
【００１８】さて、仮に３次側回路が無いとすれば、前
述したように、図２中Ｂに示す商用交流電源１の直流入
力電圧（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）に同期した台形波状の
ハムリップルが現れ、負荷に支障を来す。このハムリッ
プルを無くそうとすれば、平滑コンデンサ１１が極めて
大きくなるうえ、出力電圧の保持時間特性が得られなく
なる。本実施例では、電気二重層コンデンサ１５の充電
回路と放電回路からなる３次側回路が設けられているの
で、ハムリップルが無くなり、長時間の保持特性が得ら
れる無停電性電源としての機能を有する。
述したように、図２中Ｂに示す商用交流電源１の直流入
力電圧（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）に同期した台形波状の
ハムリップルが現れ、負荷に支障を来す。このハムリッ
プルを無くそうとすれば、平滑コンデンサ１１が極めて
大きくなるうえ、出力電圧の保持時間特性が得られなく
なる。本実施例では、電気二重層コンデンサ１５の充電
回路と放電回路からなる３次側回路が設けられているの
で、ハムリップルが無くなり、長時間の保持特性が得ら
れる無停電性電源としての機能を有する。
【００１９】以下、この３次側回路の動作を説明する。
整流器３の直流出力の脈流電圧のレベルが図２中Ａで示
すようにスライスレベルＳを越えている区間Ｐでは、１
次側ＦＥＴ６がＯＮしている時の１次側回路に流れる電
流Ｉ1によって、図３に示すように、３次側回路に電圧
Ｅ1が誘起されて３次巻線Ｎ3に図３中実線の矢印で示す
方向に電流Ｉ3が流れる。この電流Ｉ3がチョークコイル
１６によって平滑された電流Ｉ4が電気二重層コンデン
サ１５を充電する。なお、１次側ＦＥＴ６がＯＮしてい
る時には、これに同期して３次側ＦＥＴ１９もＯＮして
いるが、電流Ｉ1によって誘起される電圧Ｅ1が電気二重
層コンデンサ１５の充電電圧Ｅ4より高くて電気二重層
コンデンサ１５が充電中であるため、ドレイン電流は極
めて微小で流れないに等しい状態である。したがって、
この時の３次側ＦＥＴ１９は言わば空動作を行っている
にすぎない。この区間Ｐにおいて、以上のように３次側
回路が電気二重層コンデンサ１５の充電を行なっている
間、１次側回路では整流器３の出力電圧によって２次側
に、図２中Ｃで示すように、出力電圧Ｖ0が供給され
る。
整流器３の直流出力の脈流電圧のレベルが図２中Ａで示
すようにスライスレベルＳを越えている区間Ｐでは、１
次側ＦＥＴ６がＯＮしている時の１次側回路に流れる電
流Ｉ1によって、図３に示すように、３次側回路に電圧
Ｅ1が誘起されて３次巻線Ｎ3に図３中実線の矢印で示す
方向に電流Ｉ3が流れる。この電流Ｉ3がチョークコイル
１６によって平滑された電流Ｉ4が電気二重層コンデン
サ１５を充電する。なお、１次側ＦＥＴ６がＯＮしてい
る時には、これに同期して３次側ＦＥＴ１９もＯＮして
いるが、電流Ｉ1によって誘起される電圧Ｅ1が電気二重
層コンデンサ１５の充電電圧Ｅ4より高くて電気二重層
コンデンサ１５が充電中であるため、ドレイン電流は極
めて微小で流れないに等しい状態である。したがって、
この時の３次側ＦＥＴ１９は言わば空動作を行っている
にすぎない。この区間Ｐにおいて、以上のように３次側
回路が電気二重層コンデンサ１５の充電を行なっている
間、１次側回路では整流器３の出力電圧によって２次側
に、図２中Ｃで示すように、出力電圧Ｖ0が供給され
る。
【００２０】次に、整流器３の直流出力の脈流電圧のレ
ベルが図２中Ａで示すようにスライスレベルＳより低い
区間Ｑになると、あるいは停電により整流器３の直流出
力が得られなくなると、電気二重層コンデンサ１５の充
電電圧Ｅ4が３次巻線Ｎ3の誘起電圧Ｅ1よりも相対的に
高くなる。このため、充電時に充電回路に流れていた電
流Ｉ3，Ｉ4が停止し、放電回路、すなわち電気二重層コ
ンデンサ１５より３次巻線Ｎ3の巻始め端から中途タッ
プＴまでの巻数Ｎ3′の部分を経由して逆流阻止ダイオ
ード２０及び３次側ＦＥＴ１９に放電電流Ｉ5が流れ
る。これにより、充電時には空動作していた３次側ＦＥ
Ｔ１９は主動作に切り替わり、高周波スイッチング動作
を行う。放電電流Ｉ5が巻線Ｎ3′部分を流れることによ
り、２次側の２次巻線Ｎ2に電圧が誘起され、負荷１４
に出力電流Ｉ7が流れ、図２中Ｄに示すように出力電圧
Ｖ0が供給される。このように、区間Ｐにおいては整流
器３の出力電圧により、区間Ｑにおいては電気二重層コ
ンデンサ１５の充電電圧により、それぞれ２次側に出力
電圧Ｖ0が供給され、結局、図２中Ｅで示すように、全
区間を通して一定の出力電圧Ｖ0が供給されることにな
る。
ベルが図２中Ａで示すようにスライスレベルＳより低い
区間Ｑになると、あるいは停電により整流器３の直流出
力が得られなくなると、電気二重層コンデンサ１５の充
電電圧Ｅ4が３次巻線Ｎ3の誘起電圧Ｅ1よりも相対的に
高くなる。このため、充電時に充電回路に流れていた電
流Ｉ3，Ｉ4が停止し、放電回路、すなわち電気二重層コ
ンデンサ１５より３次巻線Ｎ3の巻始め端から中途タッ
プＴまでの巻数Ｎ3′の部分を経由して逆流阻止ダイオ
ード２０及び３次側ＦＥＴ１９に放電電流Ｉ5が流れ
る。これにより、充電時には空動作していた３次側ＦＥ
Ｔ１９は主動作に切り替わり、高周波スイッチング動作
を行う。放電電流Ｉ5が巻線Ｎ3′部分を流れることによ
り、２次側の２次巻線Ｎ2に電圧が誘起され、負荷１４
に出力電流Ｉ7が流れ、図２中Ｄに示すように出力電圧
Ｖ0が供給される。このように、区間Ｐにおいては整流
器３の出力電圧により、区間Ｑにおいては電気二重層コ
ンデンサ１５の充電電圧により、それぞれ２次側に出力
電圧Ｖ0が供給され、結局、図２中Ｅで示すように、全
区間を通して一定の出力電圧Ｖ0が供給されることにな
る。
【００２１】この動作について、近似関係式を用いてさ
らに詳細に説明する。負荷１４の両端電圧をＶ0とすれ
ば、Ｖ0とＥ4との間には次の関係式が成立する。
らに詳細に説明する。負荷１４の両端電圧をＶ0とすれ
ば、Ｖ0とＥ4との間には次の関係式が成立する。
【数１】Ｖ0＝Ｅ4（Ｎ2／Ｎ3） また、Ｅ4は１次側ＦＥＴ６のスイッチング動作により
誘起される電圧Ｅ1との間で次の関係式が成立する。
誘起される電圧Ｅ1との間で次の関係式が成立する。
【数２】Ｅ4＝Ｅ1（ＴON1／Ｔ） ここで、ＴON1／Ｔは、図４に示すように１次側ＦＥＴ
６のスイッチングＯＮ時間の周期Ｔに対するデューティ
比であり、ＴON1が定電圧、定電流、又は定電力制御の
制御範囲の中心点となるようにその値が定められてい
る。
６のスイッチングＯＮ時間の周期Ｔに対するデューティ
比であり、ＴON1が定電圧、定電流、又は定電力制御の
制御範囲の中心点となるようにその値が定められてい
る。
【００２２】説明の便宜上、逆流阻止ダイオード２０及
び３次側ＦＥＴ１９の電圧降下がないものとし、また３
次側ＦＥＴ１９のデューティ比を１次側ＦＥＴ６と同様
にＴON1／Ｔであるとすると、電気二重層コンデンサ１
５に充電された電圧Ｅ4がＶ0′を得るための入力電圧と
なるため、負荷１４の両端電圧Ｖ0′は数式３で表され
る。なお、ここでは、説明の手順上、３次巻線Ｎ3に中
途タップＴがなくて巻終わり端より逆流阻止ダイオード
２０が接続されているとする。
び３次側ＦＥＴ１９の電圧降下がないものとし、また３
次側ＦＥＴ１９のデューティ比を１次側ＦＥＴ６と同様
にＴON1／Ｔであるとすると、電気二重層コンデンサ１
５に充電された電圧Ｅ4がＶ0′を得るための入力電圧と
なるため、負荷１４の両端電圧Ｖ0′は数式３で表され
る。なお、ここでは、説明の手順上、３次巻線Ｎ3に中
途タップＴがなくて巻終わり端より逆流阻止ダイオード
２０が接続されているとする。
【数３】Ｖ0′＝Ｅ4（ＴON1／Ｔ）（Ｎ2／Ｎ3） 従って、Ｖ0′はＴON1／Ｔなるデューティ比分だけＶ0
より低い値となり、出力に落ち込みが生じることにな
る。
より低い値となり、出力に落ち込みが生じることにな
る。
【００２３】そこで、これを補正するために、第３巻線
Ｎ3の途中よりタップＴを引き出し、巻数Ｎ3′の部分を
設けると、Ｎ3′とＮ3との間には次の数式が成立する。
Ｎ3の途中よりタップＴを引き出し、巻数Ｎ3′の部分を
設けると、Ｎ3′とＮ3との間には次の数式が成立する。
【数４】Ｎ3′＝Ｎ3（ＴON1／Ｔ） 数式３のＮ3をこのＮ3′に変更すると、Ｖ0′は次数式
で表される。
で表される。
【数５】 Ｖ0′＝Ｅ4（ＴON1／Ｔ）［Ｎ2／（Ｎ3ＴON1／Ｔ）］ ＝Ｅ4（Ｎ2／Ｎ3） ＝Ｖ0 従って、Ｖ0′がＶ0となり、負荷の出力は変化しないこ
とになる。この結果、出力電圧の落ち込みがなくなる。
とになる。この結果、出力電圧の落ち込みがなくなる。
【００２４】以上のように、本実施例では、電気二重層
コンデンサ１５が整流器３の出力側に通常接続される平
滑コンデンサの役割を果たし、かつ、大容量であるた
め、分単位の長時間の保持時間特性を有する。従って、
通常電力系統で起こり得る３分未満の瞬停に対して十分
に出力電圧を保持することができる。コンピュータ関連
機器においは、バックアップ電池を設けるよりも長寿命
であり、過充電，過放電等の配慮を必要とせず、安全な
電源装置となる。また、このように長時間の保持時間特
性を有するので、このスイッチングレギュレータは継続
してかつ頻繁には使用されない携帯用溶接機や電動工具
の電源装置として、充電時は急速充電が可能で、放電時
は長時間使用できるという特徴を利用することができ
る。すなわち、これらの本体を電源装置に対して着脱自
在にしておき、使用しないときは電源装置に接続し、使
用するときは電源装置から離脱してコードレス状態で作
業することができる。
コンデンサ１５が整流器３の出力側に通常接続される平
滑コンデンサの役割を果たし、かつ、大容量であるた
め、分単位の長時間の保持時間特性を有する。従って、
通常電力系統で起こり得る３分未満の瞬停に対して十分
に出力電圧を保持することができる。コンピュータ関連
機器においは、バックアップ電池を設けるよりも長寿命
であり、過充電，過放電等の配慮を必要とせず、安全な
電源装置となる。また、このように長時間の保持時間特
性を有するので、このスイッチングレギュレータは継続
してかつ頻繁には使用されない携帯用溶接機や電動工具
の電源装置として、充電時は急速充電が可能で、放電時
は長時間使用できるという特徴を利用することができ
る。すなわち、これらの本体を電源装置に対して着脱自
在にしておき、使用しないときは電源装置に接続し、使
用するときは電源装置から離脱してコードレス状態で作
業することができる。
【００２５】（２）第２実施例 図５は、小容量の電源装置として用いられるフライバッ
ク型スイッチングレギュレータを示す概略回路図であ
る。同図において、簡略のためＰＷＭスイッチング制御
回路は省略され、ＦＥＴ６，１９はスイッチ表示されて
いる。第１実施例との主な相違点は、２次側回路を構成
する２次巻線Ｎ2及び３次側回路を構成する３次巻線Ｎ3
が１次巻線Ｎ1と逆極性に巻回されている点である。ま
た、２次側回路にはチョークコイル及びフライホィール
ダイオードが設けられておらず、３次側回路の電気二重
層コンデンサ１５の充電回路にもチョークコイル及びフ
ライホィールダイオードが設けられていない。この替わ
り放電回路の逆流阻止ダイオード２０とＦＥＴ１９の間
にチョークコイル２１が設けられている。さらに、チョ
ークコイル２１とＦＥＴ１９の間の中点はフライホィー
ルダイオード２２を介して電気二重層コンデンサ１５の
プラス極に接続され、チョークコイル２１と逆流阻止ダ
イオードとの間の中点は還流回路用ダイオード２３を介
して電気二重層コンデンサのマイナス極に接続されてい
る。 なお、前記逆流阻止ダイオード２０は省略するこ
とができる。
ク型スイッチングレギュレータを示す概略回路図であ
る。同図において、簡略のためＰＷＭスイッチング制御
回路は省略され、ＦＥＴ６，１９はスイッチ表示されて
いる。第１実施例との主な相違点は、２次側回路を構成
する２次巻線Ｎ2及び３次側回路を構成する３次巻線Ｎ3
が１次巻線Ｎ1と逆極性に巻回されている点である。ま
た、２次側回路にはチョークコイル及びフライホィール
ダイオードが設けられておらず、３次側回路の電気二重
層コンデンサ１５の充電回路にもチョークコイル及びフ
ライホィールダイオードが設けられていない。この替わ
り放電回路の逆流阻止ダイオード２０とＦＥＴ１９の間
にチョークコイル２１が設けられている。さらに、チョ
ークコイル２１とＦＥＴ１９の間の中点はフライホィー
ルダイオード２２を介して電気二重層コンデンサ１５の
プラス極に接続され、チョークコイル２１と逆流阻止ダ
イオードとの間の中点は還流回路用ダイオード２３を介
して電気二重層コンデンサのマイナス極に接続されてい
る。 なお、前記逆流阻止ダイオード２０は省略するこ
とができる。
【００２６】このフライバック型スイッチングレギュレ
ータの動作を以下に説明する。整流器３の出力電圧がス
ライスレベルＳを越えている区間Ｐにおいて、１次側Ｆ
ＥＴ６がＯＮの時、１次巻線Ｎ1を流れる励磁電流Ｉ1に
よって高周波トランス４の鉄芯に磁気エネルギが蓄えら
れる。１次側ＦＥＴ６がＯＦＦの時には、鉄芯に蓄えら
れた磁気エネルギは反転エネルギとして２次側及び３次
側に供給される。２次側に供給された反転エネルギによ
り２次巻線Ｎ2に電圧が誘起され、該電圧は高周波整流
ダイオード８及び平滑コンデンサ１１を介して負荷１４
に出力される。ここで、２次側回路にはＩ6の電流が流
れる。一方、３次側に供給された反転エネルギにより３
次巻線Ｎ3に電圧が誘起され、該電圧によって電気二重
層コンデンサ１５が充電される。ここで、充電回路には
Ｉ4の充電電流が高周波整流ダイオード１７を介して流
れる。１次側ＦＥＴ６と同期して動作する３次側ＦＥＴ
１９は前記実施例と同様空動作を行う。
ータの動作を以下に説明する。整流器３の出力電圧がス
ライスレベルＳを越えている区間Ｐにおいて、１次側Ｆ
ＥＴ６がＯＮの時、１次巻線Ｎ1を流れる励磁電流Ｉ1に
よって高周波トランス４の鉄芯に磁気エネルギが蓄えら
れる。１次側ＦＥＴ６がＯＦＦの時には、鉄芯に蓄えら
れた磁気エネルギは反転エネルギとして２次側及び３次
側に供給される。２次側に供給された反転エネルギによ
り２次巻線Ｎ2に電圧が誘起され、該電圧は高周波整流
ダイオード８及び平滑コンデンサ１１を介して負荷１４
に出力される。ここで、２次側回路にはＩ6の電流が流
れる。一方、３次側に供給された反転エネルギにより３
次巻線Ｎ3に電圧が誘起され、該電圧によって電気二重
層コンデンサ１５が充電される。ここで、充電回路には
Ｉ4の充電電流が高周波整流ダイオード１７を介して流
れる。１次側ＦＥＴ６と同期して動作する３次側ＦＥＴ
１９は前記実施例と同様空動作を行う。
【００２７】整流器３の出力電圧がスライスレベルＳよ
り低い区間Ｑになり、あるいは停電等により交流電源が
切れると、電気二重層コンデンサ１５に蓄えられた電圧
によって、Ｉ5の電流が３次巻線Ｎ3のタップＴを経て逆
流阻止用ダイオード２０及びチョークコイル２１を介し
て流れ、３次側ＦＥＴ１９によってスイッチングされ
る。この結果、２次巻線Ｎ2に電圧が誘起されて２次側
回路にＩ7の電流が流れ、負荷１４に出力電圧が供給さ
れる。この出力電圧は、第１実施例で説明した通り、整
流器３の出力電圧がスライスレベルを越えている区間Ｐ
の出力電圧と同一である。このため、負荷１４に供給さ
れる電圧は、落ち込みがなくなり、停電等により電源が
断たれても長時間一定電圧が保持される。
り低い区間Ｑになり、あるいは停電等により交流電源が
切れると、電気二重層コンデンサ１５に蓄えられた電圧
によって、Ｉ5の電流が３次巻線Ｎ3のタップＴを経て逆
流阻止用ダイオード２０及びチョークコイル２１を介し
て流れ、３次側ＦＥＴ１９によってスイッチングされ
る。この結果、２次巻線Ｎ2に電圧が誘起されて２次側
回路にＩ7の電流が流れ、負荷１４に出力電圧が供給さ
れる。この出力電圧は、第１実施例で説明した通り、整
流器３の出力電圧がスライスレベルを越えている区間Ｐ
の出力電圧と同一である。このため、負荷１４に供給さ
れる電圧は、落ち込みがなくなり、停電等により電源が
断たれても長時間一定電圧が保持される。
【００２８】この区間Ｑでの特徴は、放電回路のチョー
クコイル２１が、２次巻線Ｎ2側の整流回路のチョーク
インプット方式平滑回路のインダクタンスと等価的な役
割を担い、出力側平滑コンデンサ１１に過大な電流が流
れるのを防止すると同時に、３次側ＦＥＴ１９の突入電
流による負担を緩和することである。また、他の特徴
は、放電回路が動作しているときの３次側ＦＥＴ１９が
シングルフォーワード型のスイッチング動作を行うこと
である。さらに、他の特徴は、３次側ＦＥＴ１９がＯＦ
Ｆのときにチョークコイル２１の反転エネルギーがフラ
イホィールダイオード２２を介して電気二重層コンデン
サ１５に戻され、ダイオード２３を介してチョークコイ
ル２１に還流する点である。
クコイル２１が、２次巻線Ｎ2側の整流回路のチョーク
インプット方式平滑回路のインダクタンスと等価的な役
割を担い、出力側平滑コンデンサ１１に過大な電流が流
れるのを防止すると同時に、３次側ＦＥＴ１９の突入電
流による負担を緩和することである。また、他の特徴
は、放電回路が動作しているときの３次側ＦＥＴ１９が
シングルフォーワード型のスイッチング動作を行うこと
である。さらに、他の特徴は、３次側ＦＥＴ１９がＯＦ
Ｆのときにチョークコイル２１の反転エネルギーがフラ
イホィールダイオード２２を介して電気二重層コンデン
サ１５に戻され、ダイオード２３を介してチョークコイ
ル２１に還流する点である。
【００２９】（３）第３実施例 図６は、通常大容量の電源装置に用いられるブリッジ型
スイッチングレギュレータの概略回路図である。同図に
おいては、簡略のため、前記第２実施例と同様に、ＦＥ
Ｔ６ａ〜６ｄ，１９ａ〜１９ｄはスイッチ表示され、パ
ルス幅変調スイッチング制御回路は省略されている。こ
のブリッジ型スイッチングレギュレータでは、１次側回
路に４個のＦＥＴ６ａ〜６ｄがブリッジ接続され、隣接
する第１ＦＥＴ６ａ及び第２ＦＥＴ６ｂにそれぞれ逆流
阻止ダイオード５ａ，５ｂが直列に接続されている。一
方の対向する第１ＦＥＴ６ａと第４ＦＥＴ６ｄは同期し
て動作し、他方の対向する第２ＦＥＴ６ｂと第３ＦＥＴ
６ｃは同期して動作するが、第１ＦＥＴ６ａ及び第４Ｆ
ＥＴ６ｄとは逆位相で動作するようになっている。
スイッチングレギュレータの概略回路図である。同図に
おいては、簡略のため、前記第２実施例と同様に、ＦＥ
Ｔ６ａ〜６ｄ，１９ａ〜１９ｄはスイッチ表示され、パ
ルス幅変調スイッチング制御回路は省略されている。こ
のブリッジ型スイッチングレギュレータでは、１次側回
路に４個のＦＥＴ６ａ〜６ｄがブリッジ接続され、隣接
する第１ＦＥＴ６ａ及び第２ＦＥＴ６ｂにそれぞれ逆流
阻止ダイオード５ａ，５ｂが直列に接続されている。一
方の対向する第１ＦＥＴ６ａと第４ＦＥＴ６ｄは同期し
て動作し、他方の対向する第２ＦＥＴ６ｂと第３ＦＥＴ
６ｃは同期して動作するが、第１ＦＥＴ６ａ及び第４Ｆ
ＥＴ６ｄとは逆位相で動作するようになっている。
【００３０】２次側回路の２次巻線Ｎ2の巻始め端と巻
終わり端はそれぞれ高周波整流ダイオード８ａ，８ｂの
アノードに接続され、各高周波ダイオード８ａ，８ｂの
カソードは点Ｐにおいて互いに結線されている。そし
て、この結線点Ｐと２次巻線の中途タップＴとの間に、
第１実施例と同様に、整流，平滑回路が形成されてい
る。なお、中途タップＴを設けずに、４個の高周波整流
ダイオードを１次側と同様にブリッジ接続するようにし
てもよい。
終わり端はそれぞれ高周波整流ダイオード８ａ，８ｂの
アノードに接続され、各高周波ダイオード８ａ，８ｂの
カソードは点Ｐにおいて互いに結線されている。そし
て、この結線点Ｐと２次巻線の中途タップＴとの間に、
第１実施例と同様に、整流，平滑回路が形成されてい
る。なお、中途タップＴを設けずに、４個の高周波整流
ダイオードを１次側と同様にブリッジ接続するようにし
てもよい。
【００３１】３次側回路の充電回路は、電気二重層コン
デンサ１５と、チョークコイル１６とブリッジ接続され
た４個の高周波整流ダイオード１７ａ〜１７ｄとからな
っている。第１高周波整流ダイオード１７ａと第３高周
波整流ダイオード１７ｃの中点は３次巻線Ｎ3の巻始め
端に接続され、第２高周波整流ダイオード１７ｂと第４
高周波整流ダイオード１７ｄの中点は３次巻線Ｎ3の巻
終わり端に接続されている。第１，第２高周波整流ダイ
オード１７ａ，１７ｂのカソードは電気二重層コンデン
サ１５のプラス極に接続され、電気二重層コンデンサ１
５のマイナス極はチョークコイル１６を介して第３，第
４高周波整流ダイオード１７ｃ，１７ｄのアノードに接
続されている。
デンサ１５と、チョークコイル１６とブリッジ接続され
た４個の高周波整流ダイオード１７ａ〜１７ｄとからな
っている。第１高周波整流ダイオード１７ａと第３高周
波整流ダイオード１７ｃの中点は３次巻線Ｎ3の巻始め
端に接続され、第２高周波整流ダイオード１７ｂと第４
高周波整流ダイオード１７ｄの中点は３次巻線Ｎ3の巻
終わり端に接続されている。第１，第２高周波整流ダイ
オード１７ａ，１７ｂのカソードは電気二重層コンデン
サ１５のプラス極に接続され、電気二重層コンデンサ１
５のマイナス極はチョークコイル１６を介して第３，第
４高周波整流ダイオード１７ｃ，１７ｄのアノードに接
続されている。
【００３２】３次側回路の放電回路は、前記電気二重層
コンデンサ１５と、２個の逆流素子用ダイオード２０
ａ，２０ｂと、４個の３次側ＦＥＴ１９ａ〜１９ｄとか
らなっている。電気二重層コンデンサ１５のプラス極
は、第１ＦＥＴ１９ａを介して３次巻線Ｎ3の巻始め端
に接続されるとともに、第２ＦＥＴ１９ｂを介して３次
巻線Ｎ3の巻終わり端に接続されている。電気二重層コ
ンデンサ１５のマイナス極は、第４ＦＥＴ１９ｄ及び第
１逆流阻止ダイオード２０ａを介して第３巻線Ｎ３の巻
終わり端寄りの中途タップＴ１に接続されるとともに、
第３ＦＥＴ１９ｃ及び第２逆流阻止ダイオード２０ｂを
介して第３巻線Ｎ3の巻始め端寄りの中途タップＴ2に接
続されている。前記３次側第１，第４ＦＥＴ１９ａ，１
９ｄは前記１次側回路の第１，第４ＦＥＴ６ａ，６ｄと
同期して動作し、３次側第２，第３ＦＥＴ１９ｂ，１９
ｃは前記１次側回路の第２，第３ＦＥＴ６ｂ，６ｃと同
期し、かつ３次側第１，第４ＦＥＴ１９ａ，１９ｄと逆
位相で動作するようになっている。なお、前記第１，第
２逆流阻止ダイオード２０ａ，２０ｂは省略することガ
できる。
コンデンサ１５と、２個の逆流素子用ダイオード２０
ａ，２０ｂと、４個の３次側ＦＥＴ１９ａ〜１９ｄとか
らなっている。電気二重層コンデンサ１５のプラス極
は、第１ＦＥＴ１９ａを介して３次巻線Ｎ3の巻始め端
に接続されるとともに、第２ＦＥＴ１９ｂを介して３次
巻線Ｎ3の巻終わり端に接続されている。電気二重層コ
ンデンサ１５のマイナス極は、第４ＦＥＴ１９ｄ及び第
１逆流阻止ダイオード２０ａを介して第３巻線Ｎ３の巻
終わり端寄りの中途タップＴ１に接続されるとともに、
第３ＦＥＴ１９ｃ及び第２逆流阻止ダイオード２０ｂを
介して第３巻線Ｎ3の巻始め端寄りの中途タップＴ2に接
続されている。前記３次側第１，第４ＦＥＴ１９ａ，１
９ｄは前記１次側回路の第１，第４ＦＥＴ６ａ，６ｄと
同期して動作し、３次側第２，第３ＦＥＴ１９ｂ，１９
ｃは前記１次側回路の第２，第３ＦＥＴ６ｂ，６ｃと同
期し、かつ３次側第１，第４ＦＥＴ１９ａ，１９ｄと逆
位相で動作するようになっている。なお、前記第１，第
２逆流阻止ダイオード２０ａ，２０ｂは省略することガ
できる。
【００３３】以下、このブリッジ型スイッチングレギュ
レータの動作を説明する。整流器３の出力電圧がスライ
スレベルＳを越えている区間Ｐでは、１次側回路の第
１，第４ＦＥＴ６ａ，６ｄがＯＮすると、１次巻線Ｎ1
にＩ1の正方向の電流が流れる。次に、１次側回路の第
１，第４ＦＥＴ６ａ，６ｄがＯＦＦして第２，第３ＦＥ
Ｔ６ｂ，６ｃがＯＮすると、１次巻線にＩ1′の負の電
流が流れる。このように、１次巻線Ｎ1に正負の電流
Ｉ1，Ｉ1′が交互に流れる。１次巻線Ｎ1に正の電流Ｉ1
が流れると、２次巻線Ｎ2の巻始め端と中途タップＴの
間に電圧が誘起され、同時に３次巻線Ｎ3にも電圧が誘
起される。２次巻線Ｎ2に誘起された電圧により、２次
側回路にＩ6の電流が流れて負荷１４に出力電圧が供給
される。３次巻線Ｎ3に誘起された電圧により、電気二
重層コンデンサ１５にＩ4の充電電流がチョークコイル
１６及び第１，第４高周波整流ダイオード１７ａ，１７
ｄを介して流れ、電気二重層コンデンサ１５が充電され
る。
レータの動作を説明する。整流器３の出力電圧がスライ
スレベルＳを越えている区間Ｐでは、１次側回路の第
１，第４ＦＥＴ６ａ，６ｄがＯＮすると、１次巻線Ｎ1
にＩ1の正方向の電流が流れる。次に、１次側回路の第
１，第４ＦＥＴ６ａ，６ｄがＯＦＦして第２，第３ＦＥ
Ｔ６ｂ，６ｃがＯＮすると、１次巻線にＩ1′の負の電
流が流れる。このように、１次巻線Ｎ1に正負の電流
Ｉ1，Ｉ1′が交互に流れる。１次巻線Ｎ1に正の電流Ｉ1
が流れると、２次巻線Ｎ2の巻始め端と中途タップＴの
間に電圧が誘起され、同時に３次巻線Ｎ3にも電圧が誘
起される。２次巻線Ｎ2に誘起された電圧により、２次
側回路にＩ6の電流が流れて負荷１４に出力電圧が供給
される。３次巻線Ｎ3に誘起された電圧により、電気二
重層コンデンサ１５にＩ4の充電電流がチョークコイル
１６及び第１，第４高周波整流ダイオード１７ａ，１７
ｄを介して流れ、電気二重層コンデンサ１５が充電され
る。
【００３４】また、１次巻線に負の電流Ｉ1′が流れる
と、２次巻線Ｎ2の中途タップＴと巻終わり端の間に逆
電圧が誘起され、同時に３次巻線Ｎ3にも逆電圧が誘起
される。２次巻線Ｎ2に誘起された逆電圧により、２次
側回路にＩ6′の電流が流れて負荷に出力電圧が供給さ
れる。３次巻線Ｎ3に誘起された電圧により、電気二重
層コンデンサ１５にＩ4′の充電電流がチョークコイル
１６及び第２，第３高周波整流ダイオード１７ｂ，１７
ｃを介して流れ、電気二重層コンデンサ１５が充電され
る。なお、この区間Ｐにおいては、３次側第１〜第４Ｆ
ＥＴ１９ａ〜１９ｄは、前記第１実施例と同様に空動作
を行っている。
と、２次巻線Ｎ2の中途タップＴと巻終わり端の間に逆
電圧が誘起され、同時に３次巻線Ｎ3にも逆電圧が誘起
される。２次巻線Ｎ2に誘起された逆電圧により、２次
側回路にＩ6′の電流が流れて負荷に出力電圧が供給さ
れる。３次巻線Ｎ3に誘起された電圧により、電気二重
層コンデンサ１５にＩ4′の充電電流がチョークコイル
１６及び第２，第３高周波整流ダイオード１７ｂ，１７
ｃを介して流れ、電気二重層コンデンサ１５が充電され
る。なお、この区間Ｐにおいては、３次側第１〜第４Ｆ
ＥＴ１９ａ〜１９ｄは、前記第１実施例と同様に空動作
を行っている。
【００３５】整流器の出力電圧がスライスレベルＳより
低い区間Ｑになり、あるいは停電等により交流電源が断
たれた場合、３次側第１〜第４ＦＥＴ１９ａ〜１９ｄは
空動作から主動作に切り替わる。すなわち、この第１，
第４ＦＥＴ１９ａ，１９ｄによって、電気二重層コンデ
ンサ１５から３次巻線Ｎ3の巻始め端と第１中途タップ
Ｔ1の間の部分を経て第１逆流阻止用ダイオード２０ａ
を介して流れるＩ5なる正の電流がスイッチングされ
る。また、この第１，第４ＦＥＴ１９ａ，１９ｄと逆位
相の関係で動作する第２，第３ＦＥＴ１９ｂ，１９ｃに
より、電気二重層コンデンサ１５から３次巻線Ｎ3の巻
終わり端と第２中途タップＴ2の間の部分を経て第２逆
流阻止用ダイオード２０ｂを介して流れるＩ5′なる負
の電流がスイッチングされる。
低い区間Ｑになり、あるいは停電等により交流電源が断
たれた場合、３次側第１〜第４ＦＥＴ１９ａ〜１９ｄは
空動作から主動作に切り替わる。すなわち、この第１，
第４ＦＥＴ１９ａ，１９ｄによって、電気二重層コンデ
ンサ１５から３次巻線Ｎ3の巻始め端と第１中途タップ
Ｔ1の間の部分を経て第１逆流阻止用ダイオード２０ａ
を介して流れるＩ5なる正の電流がスイッチングされ
る。また、この第１，第４ＦＥＴ１９ａ，１９ｄと逆位
相の関係で動作する第２，第３ＦＥＴ１９ｂ，１９ｃに
より、電気二重層コンデンサ１５から３次巻線Ｎ3の巻
終わり端と第２中途タップＴ2の間の部分を経て第２逆
流阻止用ダイオード２０ｂを介して流れるＩ5′なる負
の電流がスイッチングされる。
【００３６】このように、３次巻線Ｎ3に正負の電流
Ｉ5，Ｉ5′が流れる結果、２次巻線Ｎ2に電圧が誘起さ
れて２次側回路にＩ7，Ｉ7′の電流が流れ、負荷１４に
出力電圧が供給される。この出力電圧は、第１実施例で
説明した通り、整流器３の出力電圧がスライスレベルＳ
を越えている区間Ｐの出力電圧と同一である。このた
め、負荷１４に供給される電圧は、落ち込みがなく、停
電等により電源が断たれても長時間一定電圧が保持され
る。
Ｉ5，Ｉ5′が流れる結果、２次巻線Ｎ2に電圧が誘起さ
れて２次側回路にＩ7，Ｉ7′の電流が流れ、負荷１４に
出力電圧が供給される。この出力電圧は、第１実施例で
説明した通り、整流器３の出力電圧がスライスレベルＳ
を越えている区間Ｐの出力電圧と同一である。このた
め、負荷１４に供給される電圧は、落ち込みがなく、停
電等により電源が断たれても長時間一定電圧が保持され
る。
【００３７】（４）その他の実施例 以上の各実施例において、整流器３に入力側平滑コンデ
ンサを含めても、各スイッチングレギュレータは有効に
動作する。この場合、入力側平滑コンデンサの出力は、
図２中Ａで示すような全波正弦波形ではなく、図７に示
すような若干のリップルを含む平滑な波形になる。この
ため、通常の動作中においてはスライスレベルＳより低
くなる区間は存在せず、３次側回路の電気二重奏コンデ
ンサ１５から２次側に出力電圧は供給されない。しか
し、交流入力電圧が大幅に変動したり、停電等による交
流入力電圧が断たれて整流器３の出力電圧がスライスレ
ベルＳを下回った場合には、３次側回路の電気二重層コ
ンデンサ１５より２次側に出力電圧が供給される。
ンサを含めても、各スイッチングレギュレータは有効に
動作する。この場合、入力側平滑コンデンサの出力は、
図２中Ａで示すような全波正弦波形ではなく、図７に示
すような若干のリップルを含む平滑な波形になる。この
ため、通常の動作中においてはスライスレベルＳより低
くなる区間は存在せず、３次側回路の電気二重奏コンデ
ンサ１５から２次側に出力電圧は供給されない。しか
し、交流入力電圧が大幅に変動したり、停電等による交
流入力電圧が断たれて整流器３の出力電圧がスライスレ
ベルＳを下回った場合には、３次側回路の電気二重層コ
ンデンサ１５より２次側に出力電圧が供給される。
【００３８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば以下の効果を有する。入力交流電圧すなわち整
流回路の出力電圧が所定のレベルを越える間はその整流
回路の出力電圧によって負荷に直流出力電圧が供給さ
れ、所定のレベルより低くなると３次側回路のファラッ
ド単位の大容量の電気二重層コンデンサ又は２次電池の
充電電圧によって負荷に直流出力電圧が供給されるの
で、入力交流電圧が低下しても、落ち込みのない一定の
直流出力電圧が得られ、保持時間特性が秒単位から分単
位に拡大される。このため、停電等により分単位で交流
電源が断たれても一定の出力電圧を供給することがで
き、コンピュータ関連機器においてバックアップ電池等
の停電対策を設ける必要がない。また、携帯用溶接機や
電動工具のコードレス電源として利用することができ
る。
によれば以下の効果を有する。入力交流電圧すなわち整
流回路の出力電圧が所定のレベルを越える間はその整流
回路の出力電圧によって負荷に直流出力電圧が供給さ
れ、所定のレベルより低くなると３次側回路のファラッ
ド単位の大容量の電気二重層コンデンサ又は２次電池の
充電電圧によって負荷に直流出力電圧が供給されるの
で、入力交流電圧が低下しても、落ち込みのない一定の
直流出力電圧が得られ、保持時間特性が秒単位から分単
位に拡大される。このため、停電等により分単位で交流
電源が断たれても一定の出力電圧を供給することがで
き、コンピュータ関連機器においてバックアップ電池等
の停電対策を設ける必要がない。また、携帯用溶接機や
電動工具のコードレス電源として利用することができ
る。
【図１】 本発明の第１実施例に係るシングルフォーワ
ード型スイッチングレギュレータの概略回路図である。
ード型スイッチングレギュレータの概略回路図である。
【図２】 Ａは整流器の出力電圧の波形図、Ｂは３次側
回路がない場合の負荷端の出力電圧の波形図、ＣはＡの
Ｐ区間において整流器の出力電圧により供給される負荷
端の出力電圧の波形図、ＤはＡのＱ区間において３次側
回路の電気二重層コンデンサの充電電圧により供給され
る負荷端の出力電圧の波形図、ＥはＡの全区間にわたる
負荷端の出力電圧の波形図である。
回路がない場合の負荷端の出力電圧の波形図、ＣはＡの
Ｐ区間において整流器の出力電圧により供給される負荷
端の出力電圧の波形図、ＤはＡのＱ区間において３次側
回路の電気二重層コンデンサの充電電圧により供給され
る負荷端の出力電圧の波形図、ＥはＡの全区間にわたる
負荷端の出力電圧の波形図である。
【図３】 図１の３次側回路の拡大回路図である。
【図４】 ＦＥＴによるスイッチングパルス波形図であ
る。
る。
【図５】 本発明の第２実施例に係るフライバック型ス
イッチングレギュレータの概略回路図である。
イッチングレギュレータの概略回路図である。
【図６】 本発明の第３実施例に係るブリッジ型スイッ
チングレギュレータの概略回路図である。
チングレギュレータの概略回路図である。
【図７】 １次側に平滑コンデンサを設けた場合の平滑
コンデンサの出力電圧波形とスライスレベルを示す図で
ある。
コンデンサの出力電圧波形とスライスレベルを示す図で
ある。
【図８】 従来のスイッチングレギュレータの概略回路
図である。
図である。
【図９】 図８の従来の回路における１次側の平滑コン
デンサの出力電圧及び入力電流の波形図である。
デンサの出力電圧及び入力電流の波形図である。
【図１０】 図８の従来の回路における出力電圧の波形
図である。
図である。
１…交流電源、 ２…高周波ライン
フィルタ、３…全波整流器、 ４…高
周波トランス、５…高周波整流ダイオード、 ６
…１次側スイッチング素子、７…ＰＷＭスイッチング制
御回路、 ８…高周波整流ダイオード、９…フライホィ
ールダイオード、 １０…チョークコイル、１１…出力
側平滑コンデンサ、 １４…負荷、１５…電気二重
層コンデンサ、 １６…チョークコイル、１７…高
周波整流ダイオード、 １８…フライホフィールダ
イオード、１９…３次側スイッチング素子、 ２１…
チョークコイル、Ｎ1…１次巻線、
Ｎ2…２次巻線、Ｎ3…３次巻線。
フィルタ、３…全波整流器、 ４…高
周波トランス、５…高周波整流ダイオード、 ６
…１次側スイッチング素子、７…ＰＷＭスイッチング制
御回路、 ８…高周波整流ダイオード、９…フライホィ
ールダイオード、 １０…チョークコイル、１１…出力
側平滑コンデンサ、 １４…負荷、１５…電気二重
層コンデンサ、 １６…チョークコイル、１７…高
周波整流ダイオード、 １８…フライホフィールダ
イオード、１９…３次側スイッチング素子、 ２１…
チョークコイル、Ｎ1…１次巻線、
Ｎ2…２次巻線、Ｎ3…３次巻線。
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源からの交流を整流する平滑コン
デンサを含まない整流回路と、 該整流回路の出力側に高周波トランスの１次巻線と１次
側スイッチング素子とを直列に接続し、当該１次側スイ
ッチング素子により１次側高周波パルス電圧を発生させ
る１次側回路と、 前記高周波トランスの２次巻線に整流，平滑回路を接続
し、負荷に直流出力電圧を供給する２次側回路と、 前記高周波トランスの３次巻線に電気二重層コンデンサ
又は２次電池とチョークコイルと高周波整流ダイオード
とを直列に接続した充電回路と、 前記３次巻線の巻始め端と巻終わり端又はその巻線の中
途より引き出されたタップとの間に、前記電気二重層コ
ンデンサ又は２次電池と３次側スイッチング素子とを直
列に接続した放電回路と、 前記１次側スイッチング素子及び３次側スイッチング素
子に同期したパルス信号を出力してスイッチング動作を
行わせるとともに、前期２次側回路の出力電圧の変動に
応じて当該パルス信号のパルス幅を変調して１次側高周
波パルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調スイッ
チング制御回路とを備え、 前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記
充電回路が動作し、前記所定のレベルより下がれば前記
放電回路が動作するようにしたことを特徴とする無停電
性スイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 交流電源からの交流を整流する平滑コン
デンサを含まない整流回路と該整流回路の出力側に高周
波トランスの１次巻線と１次側スイッチング素子とを直
列に接続し、当該１次側スイッチング素子により１次側
高周波パルス電圧を発生させる１次側回路と、 前記高周波トランスの１次巻線と逆極性に巻回された２
次巻線に整流，平滑回路を接続し、負荷に直流出力電圧
を供給する２次側回路と、 前記高周波トランスの１次巻線と逆極性に巻回された３
次巻線に、電気二重層コンデンサ又は２次電池と高周波
整流ダイオードとを直列に接続した充電回路と、 前記３次巻線の巻始め端又はその巻線の中途より引き出
されたタップと巻終わり端との間に、前記電気二重層コ
ンデンサ又は２次電池とチョークコイルと３次側スイッ
チング素子とを直列に接続した放電回路と、 前記１次側スイッチング素子及び３次側スイッチング素
子に同期したパルス信号を出力してスイッチング動作を
行わせるとともに、前記２次側回路の出力電圧の変動に
応じて当該パルス信号のパルス幅を変調して１次側高周
波パルス電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調スイッ
チング制御回路とを備え、 前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記
充電回路が動作し、前記所定のレベルより下がれば前記
放電回路が動作するようにしたことを特徴とする無停電
性スイッチングレギュレータ。 - 【請求項３】 交流電源からの交流を整流する平滑コン
デンサを含まない整流回路と、 該整流回路の出力側に高周波トランスの１次巻線とブリ
ッジ接続された４個の１次側スイッチング素子とを直列
に接続し、当該１次側スイッチング素子により正負交番
する１次側高周波パルス電圧を発生させる１次側回路
と、 前記高周波トランスの２次巻線に整流，平滑回路を接続
し、負荷に直流出力電圧を供給する２次側回路と、 前記高周波トランスの３次巻線に電気二重層コンデンサ
又は２次電池とチョークコイルとブリッジ接続された４
個の高周波整流ダイオードとを直列に接続した充電回路
と、 前記３次巻線の巻始め端と前記電気二重層コンデンサ又
は２次電池のプラス極との間に、３次側第１スイッチン
グ素子を接続し、前記３次巻線の巻終わり端又はその巻
線の中途より引き出された第１タップと前記電気二重層
コンデンサ又は２次電池のマイナス極との間に、前記３
次側第１スイッチング素子と同期して動作する３次側第
４スイッチング素子を直列に接続する一方、前記第３巻
線の巻終わり端と前記電気二重層コンデンサ又は２次電
池のプラス極との間に、３次側第２スイッチング素子を
接続し、前記３次巻線の巻始め端又はその巻線の中途よ
り引き出された第２タップと前記電気二重層コンデンサ
又は２次電池のマイナス極との間に、前記３次側第２ス
イッチング素子と同期して動作する３次側第３スイッチ
ング素子を直列に接続した放電回路と、 前記１次側にブリッジ接続された互いに対向する二つの
スイッチング素子と、前記３次側第１，第４スイッチン
グ素子又は３次側第２，第３スイッチング素子とに同期
したパルス信号を出力してスイッチング動作を行わせる
とともに、前記２次側回路の出力電圧の変動に応じて当
該パルス信号のパルス幅を変調して１次側高周波パルス
電圧のパルス幅を制御するパルス幅変調スイッチング制
御回路とを備え、 前記整流回路の出力電圧が所定のレベルを越えれば前記
充電回路が動作し、前記所定のレベルより下がれば前記
放電回路が動作するようにしたことを特徴とする無停電
性スイッチングレギュレータ。 - 【請求項４】 前記整流回路が平滑コンデンサを含む請
求項１から３のいずれかに記載の無停電性スイッチング
レギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4349261A JP2702048B2 (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 無停電性スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4349261A JP2702048B2 (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 無停電性スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06205546A JPH06205546A (ja) | 1994-07-22 |
| JP2702048B2 true JP2702048B2 (ja) | 1998-01-21 |
Family
ID=18402574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4349261A Expired - Fee Related JP2702048B2 (ja) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | 無停電性スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2702048B2 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2818645B2 (ja) * | 1995-07-27 | 1998-10-30 | 景信 丁 | 二重／多重電圧レベル入力切替電源供給装置 |
| JP2917871B2 (ja) * | 1995-09-22 | 1999-07-12 | 株式会社日本プロテクター | 無停電性スイッチングレギュレータ |
| US5786685A (en) * | 1997-01-15 | 1998-07-28 | Lockheed Martin Corporation | Accurate high voltage energy storage and voltage limiter |
| JPH1189113A (ja) * | 1997-09-01 | 1999-03-30 | Fujitsu Ltd | 無停電電源装置 |
| JP3444234B2 (ja) * | 1999-05-14 | 2003-09-08 | 株式会社ニプロン | 無停電性二重化電源装置 |
| JP2001333577A (ja) * | 2000-05-19 | 2001-11-30 | Densei Lambda Kk | 電源装置 |
| EP1172922B1 (en) * | 2000-07-14 | 2004-09-22 | Alcatel | Universal switched power converter |
| KR20020015465A (ko) * | 2000-08-22 | 2002-02-28 | 김진영 | 무정전 스위칭 모드 전원 장치 |
| JP2006314171A (ja) * | 2005-05-09 | 2006-11-16 | Toyota Industries Corp | 直流電源装置 |
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|---|---|
| JPH06205546A (ja) | 1994-07-22 |
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