JPH1014299A - 同期電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 大きな電源容量を要することなく定出力特性
を実現し、また電動機効率の向上を図る。 【解決手段】 速度０から基底回転速度Ｎ_baseまでは、
直軸電流Ｉ_d1を横軸電流Ｉ_qの比例関数におき、さらに
基底回転速度から最高回転速度までは、もう一つの直軸
電流Ｉ_d0を速度の関数におき、これを足し合わせること
で、同期電動機４の等価界磁制御を行う。また、同期電
動機４の負荷率の変化に対応した直軸電流Ｉ_d3を、前記
等価界磁制御に加えることで、低負荷時（同期電動機の
１００％負荷トルク以下の領域）の効率特性を改善させ
る。これにより、同期電動機、特に永久磁石同期電動機
の定出力制御が可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機、特に
永久磁石を界磁に用いた永久磁石同期電動機の制御方式
に関し、さらに詳しくは、広範囲の定出力範囲を必要と
する電動機の高効率駆動制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来における同期電動機の一種である永
久磁石同期電動機の制御方法は、図６，７に示すように
負荷率に対しても、モータ回転速度に対しても、モータ
に流す電流を、モータの誘起電圧（以降ＥＭＦと称す）
と同相、つまり電流をｄ−ｑ理論の直軸成分Ｉ_dと横軸
成分Ｉ_qに振り分けた時、電流がＩ_d＝０の磁石磁束に対
し直交するように流れるよう制御する事が一般的であっ
た。また、特開平４−１０１６９２号公報には、回転速
度に対応する位相の遅れとトルク指令の振幅補正係数を
それぞれ位相補正テーブルと振幅補正係数データテーブ
ルを予め作成しておき、モータの回転速度が定格を越え
た場合に、その回転速度に応じて各テーブルより読み出
した補正係数により位相とトルク指令を補正することに
よって、定出力制御を可能にした永久磁石界磁をもつ直
流ブラシレスモータの制御装置が開示されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図６，７に
示す従来技術では、界磁が永久磁石という固定界磁に加
え、前記Ｉ_d＝０であるために界磁制御を行なえないた
め、モータの出力特性は、図７に示すように定トルク特
性となり、定出力特性を得ようとする場合は、より大き
な電源容量を必要とした。また、特開平４−１０１６９
２号公報に開示された制御装置では、位相補償を行う制
御を行っているが、これでは結果としてｄ軸電流、ｑ軸
電流が流れ、高速域の出力特性の改善が可能である。し
かし、定出力を得ることを目的とせず、結果としては近
い特性を得る可能性はあるものの、必要とされる定出力
特性を正確に得ることができないという問題があった。
本発明が解決しようとする課題は、大きな電源容量を要
することなく定出力特性を実現し、また電動機効率の向
上を図ることにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は、１：ｎの定出力比を必要とする同期電動
機の制御方法において、同期電動機最高回転速度をＮ
_topとし、基底回転速度Ｎ_baseを Ｎ_base＝Ｎ_top／ｎ と表したとき、同期電動機回転速度Ｎが（１）０＜Ｎ≦
Ｎ_baseの範囲と、（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topの二つの制
御範囲に分け、 （１） ０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに
必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸
電流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、 Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００） ［但し、Ｉ
_qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］ Ｉ_d＝Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q ［但し、Ｋ_d1は比例定数］ と定め、 （２） Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保
するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電
圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、 Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但
し、Ｋ_d2は比例定数］ とし、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1 と定めてベクトル制御を行うものである。

【０００５】この制御方法における実施態様として、下
記のものを挙げることができる。 ａ） 前記ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dの関係式に、 Ｉ_d2＝Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝ ［但し、Ｋ
_d3は比例定数］ を付加し、 （１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必
要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電
流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、 Ｉ_q＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００） ［但し、Ｉ_qmaxは１
００％定格時のＩ_q電流］ Ｉ_d＝Ｉ_d1＋Ｉ_d2＝Ｋ_d1×Ｉ_q＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１
００）−１｝］［但し、Ｋ_d1，Ｋ_d3は比例定数］ と定め、 （２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保す
るためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電圧
を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、 Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但
し、Ｋ_d2は比例定数］ とし、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＋Ｉ_d2 と定めてベクトル制御を行う。 ｂ） 前記比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数（−）にす
る。 ｃ） 制御対象となる同期電動機を、直軸（ｄ軸）イン
ダクタンスＬ_dが、横軸（ｑ軸）インダクタンスＬ_qより
も小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久磁石同期電
動機とする。

【０００６】本発明においては、速度０から基底回転速
度Ｎ_baseまでは、直軸電流Ｉ_d1を横軸電流Ｉ_qの比例関
数におき、さらに基底回転速度から最高回転速度まで
は、もう一つの直軸電流Ｉ_d0を速度の関数におき、これ
を足し合わせることで、同期電動機の等価界磁制御を行
う。また、同期電動機の負荷率の変化に対応した直軸電
流Ｉ_d3を、上記等価界磁制御に加えることで、低負荷時
（同期電動機の１００％負荷トルク以下の領域）の効率
特性を改善させるものである。上記手段により、同期電
動機、特に永久磁石同期電動機の定出力制御が可能にな
る。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。図１に、本発明の第１実施例のブロック図
を示す。図中１はベクトル演算部、２はＰＷＭ発生器、
３はインバータパワー部、４は永久磁石同期電動機（モ
ータ）、５は位置検出器、６は速度演算器、７は３相ｄ
−ｑ変換器、８はＩ_d1演算器、９はＩ_d0演算器、１０は
電流検出器、１１〜１３は減算器、１４は加算器であ
る。本第１実施例は、速度制御を前提としたものになっ
ている。速度指令ω^*から速度フィードバック信号ω_fd
を減算して得られたｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が、トルク指令比
例成分としてＩ_d1演算器８に入力されることで、ｑ軸電
流指令Ｉ_q ^*に比例係数Ｋ_d1を掛けたｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*
が生成される。ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*は、モータ電流を３相
ｄ−ｑ変換器７に入力することで得られたｑ軸電流フィ
ードバックＩ_qfbと減算され、ベクトル演算部１に入
る。一方、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、速度比例成分として、
速度フィードバックω_fbがＩ_d0演算器９に入ることで作
られたｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*と前記ｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*とが
足し合わされることで作られ、ｄ軸電流フィードバック
Ｉ_dfbと足し引きされベクトル演算部１に入力される。
そして、このベクトル演算部１でモータ４の電圧指令Ｖ
^*と位相制御角指令θ^*を作り、この信号がＰＷＭ発生器
２に入ることで、インバータパワー部３をコントロール
しモータ４の速度制御を行うものである。

【０００８】図２に、図１のブロック図での各軸電流の
流れ方を示す。図２において、モータ最高回転速度をＮ
_topとしたとき、基底回転速度Ｎ_baseが Ｎ_base＝Ｎ_top／ｎ となり、モータの制御方法を、モータ回転速度Ｎが
（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseの範囲と、（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ
_topの二つの制御範囲に分ける。 （１） ０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに
必要な、トルク指令Ｔ_{re f}（％）に準拠して流れるｑ軸
電流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、 Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００） ［但し、Ｉ
_qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］ Ｉ_d＝Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q ［但し、Ｋ_d1は比例定数］ と定める。 （２） Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保
するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、モータ端子電圧を
抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、モータ回転速度に比
例した関数式で次のように表す。 Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但
し、Ｋ_d2は比例定数］ 従って、総合したｄ軸電流Ｉ_dは、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1 となり、この結果ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dとの関係
は、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ
_base）＋Ｋ_d1×Ｉ_q＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−
Ｎ_base）＋Ｋ_d1×Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００） で表される。そして、上記関数式のＩ_qmax，Ｋ_d1，
Ｋ_d2，Ｎ_base，Ｎ_topをパラメータ入力させることで汎
用性を持たせる。

【０００９】図３は、図１の制御を、負荷トルクが小さ
い場合のモータ効率が良くなるように更に改良した第２
実施例であり、基本的には、図１の制御構成と同じであ
るが、Ｉ_d1演算器８の代わりにＩ_d2演算器８’を設けた
点が異なる。前記図１に示すｄ軸電流指令Ｉ_d ^*に、負荷
トルク率に応じて変化する成分として、速度指令ω^*か
ら作られたトルク指令と、速度フィードバックω_fbと
が、Ｉ_d2演算器８’に入ることで作られたｄ軸電流指令
Ｉ_d2 ^*を足し込んでいる。具体的には、前記トルク指令
比例成分となるｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*に、負荷トルク率１
００％の場合を０とし、１００％以上は、電流を加え、
１００％以下の場合は、電流を減じるものである。

【００１０】図４に、図３のブロック図での各軸電流の
流れ方を示す。本実施例では、前記ｑ軸電流Ｉ_qと_d軸電
流Ｉｄの関係式に、 Ｉ_d2＝Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝ ［但し、Ｋ
_d3は比例定数］ を付加し、 （１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必
要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電
流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、 Ｉ_q＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００） ［但し、Ｉ_qmaxは１
００％定格時のＩ_q電流］ Ｉ_d＝Ｉ_d1＋Ｉ_d2=Ｋ_d1×Ｉ_q＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１０
０）−１｝］［但し、Ｋ_d1，Ｋ_d3は比例定数］ と定める。 （２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保す
るためのＩ_q1とＩ_d1ノ関係に加え、モータ端子電圧を抑
制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、モータ回転速度に比例
した関数式で次のように表す。 Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但
し、Ｋ_d2は比例定数］ 従って、総合したｄ軸電流Ｉ_dは、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＋Ｉ_d2 となり、この結果ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dとの関係
は、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＋Ｉ_d2＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ
_top−Ｎ_base）＋Ｋ_d1×Ｉ_q＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１０
０）−１｝］ ＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）＋Ｋ_d1×
Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１０
０）−１｝］で表される。そして、上記関数式の
Ｉ_qmax，Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3，Ｎ_base，Ｎ_topをパラメー
タ入力させることで汎用性を持たせたる。

【００１１】前記比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数
（−）にし、制御対象となる同期電動機を、直軸（ｄ
軸）インダクタンスＬ_dが、横軸（ｑ軸）インダクタン
スＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久
磁石同期電動機とすることができる。図５はその例を示
すものである。同図のように、ｄ軸上には、永久磁石が
存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通
りにくく、従ってｄ軸方向インダクタンスＬ_dは小さ
い。逆にこれと直交する方向のｑ軸方向は、電機子反作
用磁束が鉄心コア（ロータコア）があるため通りやす
く、ｑ軸方向インダクタンスＬ_qは大きくなり、Ｌ_q＞Ｌ
_dの関係の突極形となっている。（これに対してＬ_q＝Ｌ
_dは円筒形という）。そして、直交するｄ−ｑ座標軸上
で、磁石磁束ベクトル方向をプラス（＋）方向に取った
場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス
（−）方向にＩ_d電流（−Ｉ_d）を流すようにする。この
ために、比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数（−）にして
制御すると、電流ベクトルは、モータの誘起電圧ベクト
ルに対し進み位相となり、前記モータの誘起電圧が弱め
られ（抑制され）、さらに前記突極性によりリラクタン
ストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出
力範囲を広くとることができる。また図５の磁石が挿入
されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、
この場合は、図５中のｄ軸、ｑ軸が入れ替わる（ｄ軸→
ｑ軸に変更、ｑ軸→ｄ軸に変更）。そして、比例定数Ｋ
_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を正数（＋）にして、＋Ｉ_dを流すよう
に制御する。このため、電流ベクトルは、ｄ軸磁束ベク
トルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発
生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これ
も広範囲の定出力特性が得られる。

【００１２】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、同
期電動機のｄ−ｑ軸制御方式において、ｄ軸電流指令Ｉ
_d ^*を、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*に比例したｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*
と、同期電動機の回転速度の関数となるｄ軸電流指令Ｉ
_d0 ^*を足し合わしたものにすることで、同期電動機、中
でも、従来の制御法では困難であった永久磁石同期電動
機の定出力制御を可能にした。また、前記制御方式にお
いて、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*に、更に負荷率の関数となるｄ
軸電流指令Ｉ_d2 ^*を加えることで、負荷トルクが小さい
場合でも、同期電動機効率が最大に近くなる電流位相角
にコントロールすることができ、このポイントの効率の
改善が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施例を示す制御ブロツク図であ
る。

【図２】 本発明の実施例を示す出力カーブおよび各軸
電流パターンである。

【図３】 本発明の応用（改良）例を示す制御ブロック
図である。

【図４】 本発明の応用（改良）例を示す出力カーブお
よび各軸電流パターンである。

【図５】 本発明の他の実施例を示す説明図である。

【図６】 従来制御方式の制御ブロック図である。

【図７】 従来制御方式の出力カーブおよび各軸電流パ
ターンである。

【符号の説明】

１ ベクトル演算部、２ ＰＷＭ発生器、３ インバー
タパワー部、４ 永久磁石同期電動機（モータ）、５
位置検出器、６ 速度演算器、７ ３相ｄ−ｑ変換器、
８ Ｉｄ１演算器、８’ Ｉｄ２演算器、９ Ｉｄ０演
算器、１０ 電流検出器、１１〜１３ 減算器、１４
加算器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １：ｎの定出力比を必要とする同期電動
   機の制御方法において、 同期電動機最高回転速度をＮ_topとし、基底回転速度Ｎ
   _baseを Ｎ_base＝Ｎ_top／ｎ と表したとき、同期電動機回転速度Ｎが（１）０＜Ｎ≦
   Ｎ_baseの範囲と、（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topの二つの制
   御範囲に分け、 （１） ０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに
   必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸
   電流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、 Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００） ［但し、Ｉ
   _qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］ Ｉ_d＝Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q ［但し、Ｋ_d1は比例定数］ と定め、 （２） Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保
   するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電
   圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、 Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但
   し、Ｋ_d2は比例定数］ とし、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1 と定めてベクトル制御を行うことを特徴とする同期電動
   機の制御方法。
2. 【請求項２】 前記ｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dの関係式
   に、 Ｉ_d2＝Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１００）−１｝ ［但し、Ｋ
   _d3は比例定数］ を付加し、 （１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必
   要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電
   流Ｉ_qとｄ軸電流の関係を、 Ｉ_q＝Ｉ_qmax×（Ｔ_ref／１００）［但し、Ｉ_qmaxは１０
   ０％定格時のＩ_q電流］ Ｉ_d＝Ｉ_d1＋Ｉ_d2＝Ｋ_d1×Ｉ_q＋［Ｋ_d3×｛（Ｔ_ref／１
   ００）−１｝］［但し、Ｋ_d1，Ｋ_d3は比例定数］ と定め、 （２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、前記所要出力を確保す
   るためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電圧
   を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、 Ｉ_d0＝Ｋ_d2×（Ｎ−Ｎ_base）／（Ｎ_top−Ｎ_base）［但
   し、Ｋ_d2は比例定数］ とし、 Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＋Ｉ_d2 と定めてベクトル制御を行うことを特徴とする請求項１
   記載の同期電動機の制御方法。
3. 【請求項３】 前記比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d2，Ｋ_d3を負数
   （−）にし、制御対象となる同期電動機を、直軸（ｄ
   軸）インダクタンスＬ_dが、横軸（ｑ軸）インダクタン
   スＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久
   磁石同期電動機に適用することを特徴とする請求項１ま
   たは２に記載の同期電動機の制御方法。