JP3503894B2 - ステッピングモータの駆動装置 - Google Patents
ステッピングモータの駆動装置Info
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】［産業上の利用分野］本発明は，位置及び
速度を制御するためのステッピングモータ駆動装置に関
する。
速度を制御するためのステッピングモータ駆動装置に関
する。
【０００２】［従来技術］装置の高機能化に伴い，モー
タは低振動低騒音で広範囲に亘り回転できることが求め
られているが，ステッピングモータは各巻線の通電状態
を外部指令パルスの印加毎に瞬時に切り替えることで歩
進回転するため，電流の切り替え時に発生する振動騒音
の低減及び脱調の防止が課題である。振動騒音の低減及
び脱調防止のために，パルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方
式と記す）のインバータを用いて巻線通電電流を滑らか
に変化させるマイクロステップ駆動が一般的である。
タは低振動低騒音で広範囲に亘り回転できることが求め
られているが，ステッピングモータは各巻線の通電状態
を外部指令パルスの印加毎に瞬時に切り替えることで歩
進回転するため，電流の切り替え時に発生する振動騒音
の低減及び脱調の防止が課題である。振動騒音の低減及
び脱調防止のために，パルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方
式と記す）のインバータを用いて巻線通電電流を滑らか
に変化させるマイクロステップ駆動が一般的である。
【０００３】マイクロステップ駆動は，モータ巻線に正
弦波状の階段電流を，モータ相数に応じた位相差で通電
することで実現できるから，モータ相数に応じた複数の
相電流を制御することになり，駆動回路の構成は相数の
増加とともに複雑になってしまう。問題を簡略化するた
めに，ＡＣサーボモータで一般的な回転座標系を導入し
たインバータ制御装置の応用が考えられる。該インバー
タ制御装置技術は，回転角度を直接管理できるため，高
分解能のマイクロステップ駆動を実現するには好適の技
術である。ステッピングモータに対し回転座標系制御技
術の適用例は少ないが，マイクロステップ機能と脱調回
避を実現するために，例えば特開平６−２２５５９５記
載の通り，各相電流をｄ−ｑ回転座標系に変換し，モー
タ電流の制御を回転座標系で取り扱う制御装置がある。
特開平６−２２５５９５記載方式では，図５に示す構成
図の如くステッピングモータが永久磁石形同期モータと
同一モデルであるという前提で，ステッピングモータに
エンコーダを接続し，電流制御，速度制御，位置制御の
各閉ループ制御系を構成しこれらをｄ−ｑ回転座標系に
変換し位置制御を実現する具体的手法が記載されてい
る。又，制御構成の簡略化を目的に，ｄ，ｑ軸成分の非
干渉要素の省略と，電流指令を直接ｄ，ｑ軸上で与える
ことが明記されている。この場合，ステッピングモータ
の駆動装置は，位置検出信号が位置指令に一致するよう
にモータ位置を制御するから，ステッピングモータは，
位置指令及び位置検出器の分解能に応じて微小歩進，即
ちマイクロステップ駆動が可能となる。
弦波状の階段電流を，モータ相数に応じた位相差で通電
することで実現できるから，モータ相数に応じた複数の
相電流を制御することになり，駆動回路の構成は相数の
増加とともに複雑になってしまう。問題を簡略化するた
めに，ＡＣサーボモータで一般的な回転座標系を導入し
たインバータ制御装置の応用が考えられる。該インバー
タ制御装置技術は，回転角度を直接管理できるため，高
分解能のマイクロステップ駆動を実現するには好適の技
術である。ステッピングモータに対し回転座標系制御技
術の適用例は少ないが，マイクロステップ機能と脱調回
避を実現するために，例えば特開平６−２２５５９５記
載の通り，各相電流をｄ−ｑ回転座標系に変換し，モー
タ電流の制御を回転座標系で取り扱う制御装置がある。
特開平６−２２５５９５記載方式では，図５に示す構成
図の如くステッピングモータが永久磁石形同期モータと
同一モデルであるという前提で，ステッピングモータに
エンコーダを接続し，電流制御，速度制御，位置制御の
各閉ループ制御系を構成しこれらをｄ−ｑ回転座標系に
変換し位置制御を実現する具体的手法が記載されてい
る。又，制御構成の簡略化を目的に，ｄ，ｑ軸成分の非
干渉要素の省略と，電流指令を直接ｄ，ｑ軸上で与える
ことが明記されている。この場合，ステッピングモータ
の駆動装置は，位置検出信号が位置指令に一致するよう
にモータ位置を制御するから，ステッピングモータは，
位置指令及び位置検出器の分解能に応じて微小歩進，即
ちマイクロステップ駆動が可能となる。
【０００４】しかし，特開平６−２２５５９５記載のス
テッピングモータ制御装置は，モータの回転角度を制御
するために位置検出器を用い，該位置検出器の検出信号
を用いてモータ電流をｄ−ｑ座標系に変換するように構
成されており，ステッピングモータ駆動装置は位置検出
器を用いた閉ループ位置制御となる。又，磁束方向成分
をｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸として，発生トル
クを制御する目的で磁束と直交する電流，即ちｑ軸電流
を速度偏差に応じて制御する構成になっており，位置制
御を実現するために位置制御器及び速度制御器を設ける
必要があった。よって，特開平６−２２５５９５記載の
ステッピングモータ制御装置では，位置検出器，位置制
御器及び速度制御器が必要であり，構成が複雑で高価な
制御装置となっていた。
テッピングモータ制御装置は，モータの回転角度を制御
するために位置検出器を用い，該位置検出器の検出信号
を用いてモータ電流をｄ−ｑ座標系に変換するように構
成されており，ステッピングモータ駆動装置は位置検出
器を用いた閉ループ位置制御となる。又，磁束方向成分
をｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸として，発生トル
クを制御する目的で磁束と直交する電流，即ちｑ軸電流
を速度偏差に応じて制御する構成になっており，位置制
御を実現するために位置制御器及び速度制御器を設ける
必要があった。よって，特開平６−２２５５９５記載の
ステッピングモータ制御装置では，位置検出器，位置制
御器及び速度制御器が必要であり，構成が複雑で高価な
制御装置となっていた。
【０００５】［発明が解決しようとする課題］従来のス
テッピングモータのマイクロステップ駆動装置に於い
て，高精度のマイクロステップ機能を実現するために回
転座標系の座標変換を適用する駆動装置では，位置検出
器，位置制御器及び速度制御器が必要であり，構成が複
雑で高価な制御装置となっていた。又，従来のｄ−ｑ回
転座標系に於けるモータ制御方式は，ｄ軸方向電流を励
磁成分，ｑ軸方向電流をトルク電流として，モータを回
転させるべくトルクを発生させるために，ｑ軸電流指令
を変化させ，所定位置に達した時点でｑ軸電流を最小値
にするように指令を変化させていた。本発明は，構成が
簡単で安価な高精度マイクロステップ駆動の機能を有す
る多相ステッピングモータドライバを実現することを目
的としている。
テッピングモータのマイクロステップ駆動装置に於い
て，高精度のマイクロステップ機能を実現するために回
転座標系の座標変換を適用する駆動装置では，位置検出
器，位置制御器及び速度制御器が必要であり，構成が複
雑で高価な制御装置となっていた。又，従来のｄ−ｑ回
転座標系に於けるモータ制御方式は，ｄ軸方向電流を励
磁成分，ｑ軸方向電流をトルク電流として，モータを回
転させるべくトルクを発生させるために，ｑ軸電流指令
を変化させ，所定位置に達した時点でｑ軸電流を最小値
にするように指令を変化させていた。本発明は，構成が
簡単で安価な高精度マイクロステップ駆動の機能を有す
る多相ステッピングモータドライバを実現することを目
的としている。
【０００６】［問題を解決するための手段］上記課題を
解決するために本発明では，外部指令パルスの印加毎に
モータが歩進回転するステッピングモータ駆動装置に於
いて，モータの各相の電流を検出する電流検出器と，巻
線に階段状の電流を通電する為の電流制御部を含むイン
バータと，該電流検出器で検出したモータ電流を，ロー
タの磁束方向をｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸とす
る回転座標系へ変換する座標変換器と，該指令パルスを
指令角度に変換する角度演算器を備え，ロータ位置に対
し該指令角度で第２の回転座標系ｄｐ，ｑｐを決定し，
ｄｐ軸電流指令をモータ通電電流振幅値に相当する値，
ｑｐ軸電流指令をゼロとして，ロータの相電流を該ｄ
ｐ，ｑｐ軸上に投影し，該検出電流のｄｐ軸成分とｑｐ
軸成分をそれぞれｄｐ軸電流指令及びｑｐ軸電流指令に
一致させるようにモータ電流を制御し，外部指令パルス
の印加毎に所定の角度だけｄｐ−ｑｐ座標系を回転させ
てモータを歩進回転させるように構成する。
解決するために本発明では，外部指令パルスの印加毎に
モータが歩進回転するステッピングモータ駆動装置に於
いて，モータの各相の電流を検出する電流検出器と，巻
線に階段状の電流を通電する為の電流制御部を含むイン
バータと，該電流検出器で検出したモータ電流を，ロー
タの磁束方向をｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸とす
る回転座標系へ変換する座標変換器と，該指令パルスを
指令角度に変換する角度演算器を備え，ロータ位置に対
し該指令角度で第２の回転座標系ｄｐ，ｑｐを決定し，
ｄｐ軸電流指令をモータ通電電流振幅値に相当する値，
ｑｐ軸電流指令をゼロとして，ロータの相電流を該ｄ
ｐ，ｑｐ軸上に投影し，該検出電流のｄｐ軸成分とｑｐ
軸成分をそれぞれｄｐ軸電流指令及びｑｐ軸電流指令に
一致させるようにモータ電流を制御し，外部指令パルス
の印加毎に所定の角度だけｄｐ−ｑｐ座標系を回転させ
てモータを歩進回転させるように構成する。
【０００７】上記を適用した場合の動作内容以下に詳述
する。図２は，２相α−β固定座標系とｄ−ｑ回転座標
系の関係を示すベクトル図である。図２に於いて，マイ
クロステップ駆動を行うために第１のモータ巻線Ａ相及
び第２のモータ巻線Ｂ相に，それぞれ正弦波状で電気角
９０°の位相差を持つ電流ｉα，ｉβを通電するものと
したとき，各相にｉα1，ｉβ1を通電することでα軸か
らλ＝λ１の角度だけ回転した合成電流ベクトルを得る
ことができる。これに対して，ロータの磁束方向がα軸
に対してθ１だけ傾いた位置にある場合，ｄ，ｑ軸は
α，β軸に対してそれぞれθ１だけ回転した方向とな
り，ｄ−ｑ座標系の成分は，合成電流ｉ１をｄ，ｑ軸に
投影したものとなる。周知の通り，モータトルクは，磁
束と電流の外積で発生するから，磁束と直交する電流ｉ
ｑが値を持つときにモータは回転力を持つことになる。
従って，図２に示すように，合成電流ｉ１とｄ軸が一致
しない場合，電流のｑ軸成分が現れ，モータはトルクを
発生する。
する。図２は，２相α−β固定座標系とｄ−ｑ回転座標
系の関係を示すベクトル図である。図２に於いて，マイ
クロステップ駆動を行うために第１のモータ巻線Ａ相及
び第２のモータ巻線Ｂ相に，それぞれ正弦波状で電気角
９０°の位相差を持つ電流ｉα，ｉβを通電するものと
したとき，各相にｉα1，ｉβ1を通電することでα軸か
らλ＝λ１の角度だけ回転した合成電流ベクトルを得る
ことができる。これに対して，ロータの磁束方向がα軸
に対してθ１だけ傾いた位置にある場合，ｄ，ｑ軸は
α，β軸に対してそれぞれθ１だけ回転した方向とな
り，ｄ−ｑ座標系の成分は，合成電流ｉ１をｄ，ｑ軸に
投影したものとなる。周知の通り，モータトルクは，磁
束と電流の外積で発生するから，磁束と直交する電流ｉ
ｑが値を持つときにモータは回転力を持つことになる。
従って，図２に示すように，合成電流ｉ１とｄ軸が一致
しない場合，電流のｑ軸成分が現れ，モータはトルクを
発生する。
【０００８】図３は本発明の動作を説明するためのベク
トル図である。図３のｄ−ｑ軸は図２に於けるｄ−ｑ軸
と同一のもので，ある時刻（ｎ−１）の角度がα軸に対
してθ１だけ回転した位置にある場合，次のパルス指令
が加わったときの時刻ｎに於いて瞬時にｄ−ｑ軸に対し
てδだけ更に回転したｄｐ−ｑｐ軸をパルス列指令から
発生させ，ｄｐ軸上にｉ１と同一の大きさの電流指令を
与える。尚，時刻（ｎ−１）に於けるｄｐ軸は１パルス
毎の回転角度Δθだけ手前の位置にある。つまり，ｄｐ
−ｑｐ軸はパルス指令が１パルス印加される毎にステッ
プ角Δθだけ回転するように操作される。パルス指令が
印加された瞬間の時刻ｎでは電流ベクトルｉ１が流れて
おり，ｄ軸とｄｐ軸はδだけ角度差を持つことになるか
ら，電流指令のｄ，ｑ軸成分ｉｄｎ＊及びｉｑｎ＊が発
生する。よって，パルス指令が入力される毎にｄｐ軸と
ｄ軸に角度差が増加し，ｄｐ軸電流指令のｑ軸電流成分
が発生し，トルクが増大するためモータが回転し，電流
指令と検出電流が一致するように制御することで，負荷
に均衡する偏角を持って停止することになるから，モー
タはパルス指令印加毎に歩進回転が実現できる。本方式
では，モータ電流指令のｄｐ軸側を振幅相当値，ｑｐ軸
側をゼロと設定し，ロータ角度と指令角度の差により発
生するｑ軸成分で回転トルクが発生するため，ロータ角
度又は発生トルクに応じてｑ軸電流を制御する操作が不
要である。例えば，電流指令をα−β軸上で正弦波状に
与え，これをｄ−ｑ座標変換するという変換操作を省略
することができる。
トル図である。図３のｄ−ｑ軸は図２に於けるｄ−ｑ軸
と同一のもので，ある時刻（ｎ−１）の角度がα軸に対
してθ１だけ回転した位置にある場合，次のパルス指令
が加わったときの時刻ｎに於いて瞬時にｄ−ｑ軸に対し
てδだけ更に回転したｄｐ−ｑｐ軸をパルス列指令から
発生させ，ｄｐ軸上にｉ１と同一の大きさの電流指令を
与える。尚，時刻（ｎ−１）に於けるｄｐ軸は１パルス
毎の回転角度Δθだけ手前の位置にある。つまり，ｄｐ
−ｑｐ軸はパルス指令が１パルス印加される毎にステッ
プ角Δθだけ回転するように操作される。パルス指令が
印加された瞬間の時刻ｎでは電流ベクトルｉ１が流れて
おり，ｄ軸とｄｐ軸はδだけ角度差を持つことになるか
ら，電流指令のｄ，ｑ軸成分ｉｄｎ＊及びｉｑｎ＊が発
生する。よって，パルス指令が入力される毎にｄｐ軸と
ｄ軸に角度差が増加し，ｄｐ軸電流指令のｑ軸電流成分
が発生し，トルクが増大するためモータが回転し，電流
指令と検出電流が一致するように制御することで，負荷
に均衡する偏角を持って停止することになるから，モー
タはパルス指令印加毎に歩進回転が実現できる。本方式
では，モータ電流指令のｄｐ軸側を振幅相当値，ｑｐ軸
側をゼロと設定し，ロータ角度と指令角度の差により発
生するｑ軸成分で回転トルクが発生するため，ロータ角
度又は発生トルクに応じてｑ軸電流を制御する操作が不
要である。例えば，電流指令をα−β軸上で正弦波状に
与え，これをｄ−ｑ座標変換するという変換操作を省略
することができる。
【０００９】ここで固定座標系の信号を回転座標系に変
換するために（１）式を用い，回転座標系の信号を固定
座標系に変換するために（２）式を用いる。（１）
（２）式に於ける角度θにはパルス指令により定まる回
転角度（θ１＋δ）を用いることで，実際のロータ回転
角度θ１を用いなくても上記操作をｄｐ−ｑｐ座標軸上
で実現可能となる。
換するために（１）式を用い，回転座標系の信号を固定
座標系に変換するために（２）式を用いる。（１）
（２）式に於ける角度θにはパルス指令により定まる回
転角度（θ１＋δ）を用いることで，実際のロータ回転
角度θ１を用いなくても上記操作をｄｐ−ｑｐ座標軸上
で実現可能となる。
【数１】
【数２】
【００１０】以上，２相ステッピングモータを例に説明
したが，３相ステッピングモータの場合，回転座標系か
ら固定座標系への変換時に（３）式を用いて予め三相電
流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相固定座標電流ｉα，ｉβに変
換した後に２相ステッピングモータと同様の制御を行
い，回転座標系から２相固定座標系に変換した後更
（４）式を用いることで同様の効果を得ることができ
る。
したが，３相ステッピングモータの場合，回転座標系か
ら固定座標系への変換時に（３）式を用いて予め三相電
流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相固定座標電流ｉα，ｉβに変
換した後に２相ステッピングモータと同様の制御を行
い，回転座標系から２相固定座標系に変換した後更
（４）式を用いることで同様の効果を得ることができ
る。
【数３】
【数４】
又，更に多相ステッピングモータのマイクロステップ駆
動に対しても相数に応じた座標変換を行うことで，同様
に実現可能である。
動に対しても相数に応じた座標変換を行うことで，同様
に実現可能である。
【００１１】
【作用】本方式では，モータ電流指令のｄｐ軸側を振幅
相当値，ｑｐ軸側をゼロと設定し，ロータ角度と指令角
度の差により発生するｑ軸成分で回転トルクが発生する
ため，ロータ角度又は発生トルクに応じてｑ軸電流を制
御する操作が不要であり，構成が簡単で安価な高精度マ
イクロステップ駆動の機能を有するステッピングモータ
ドライバを実現するこができる。例えば，電流指令をα
−β軸上で正弦波状に与え，これをｄ−ｑ座標系に変換
するという変換操作を省略することができ，従来のマイ
クロステップ駆動ドライバよりも構成が簡略化できるこ
とになる。尚，本発明は，その他の多相ステッピングモ
ータにも同様に適用可能であることは明らかである。
相当値，ｑｐ軸側をゼロと設定し，ロータ角度と指令角
度の差により発生するｑ軸成分で回転トルクが発生する
ため，ロータ角度又は発生トルクに応じてｑ軸電流を制
御する操作が不要であり，構成が簡単で安価な高精度マ
イクロステップ駆動の機能を有するステッピングモータ
ドライバを実現するこができる。例えば，電流指令をα
−β軸上で正弦波状に与え，これをｄ−ｑ座標系に変換
するという変換操作を省略することができ，従来のマイ
クロステップ駆動ドライバよりも構成が簡略化できるこ
とになる。尚，本発明は，その他の多相ステッピングモ
ータにも同様に適用可能であることは明らかである。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例である。図１に
於いて，ステッピングモータ８０に対してＰＷＭインバ
ータ７０でモータに所定の電圧を印加し，モータを回転
させる。電流検出器３１，３２はモータ相電流ｉαｆ，
ｉβｆを検出し，該モータ相電流ｉαｆ，ｉβｆを第１
の座標変換器６１で回転座標系電流ｉｄｆ，ｉｑｆに変
換する。このとき，座標変換のために用いる回転角度
は，パルス指令Ｐ＊から角度演算器２１で角度指令θ＊
を演算し，該角度指令θ＊を用いて行う。従って，電流
検出値ｉｄｆ，ｉｑｆは，磁束方向をｄ軸とする場合の
ｄ−ｑ座標系上の値ではなく，該ｄ−ｑ座標とはパルス
指令が印加されたときに回転方向に更にδだけ回転した
目標位置に相当するｄｐ−ｑｐ座標軸上の値である。一
方，ｄｐ軸電流指令入力端子１２とｑｐ軸電流指令入力
端子１３にそれぞれｉｄｐ＊及びｉｑｐ＊を印加する。
ここで，ｉｄｐ＊はモータ電流振幅値に相当する値と
し，ｉｑｐ＊はゼロとする。比較器５１，５２は電流指
令と帰還電流の差分である電流誤差を演算するものであ
り，該電流誤差を電流補償器４１，４２で増幅した後，
第２の座標変換器６２で固定座標系に変換し該ＰＷＭイ
ンバータ７０の入力としている。ここで第２の座標変換
器６２の変換角度情報は，第１の座標変換器で用いたも
のと同一の角度指令θ＊を用いる。
於いて，ステッピングモータ８０に対してＰＷＭインバ
ータ７０でモータに所定の電圧を印加し，モータを回転
させる。電流検出器３１，３２はモータ相電流ｉαｆ，
ｉβｆを検出し，該モータ相電流ｉαｆ，ｉβｆを第１
の座標変換器６１で回転座標系電流ｉｄｆ，ｉｑｆに変
換する。このとき，座標変換のために用いる回転角度
は，パルス指令Ｐ＊から角度演算器２１で角度指令θ＊
を演算し，該角度指令θ＊を用いて行う。従って，電流
検出値ｉｄｆ，ｉｑｆは，磁束方向をｄ軸とする場合の
ｄ−ｑ座標系上の値ではなく，該ｄ−ｑ座標とはパルス
指令が印加されたときに回転方向に更にδだけ回転した
目標位置に相当するｄｐ−ｑｐ座標軸上の値である。一
方，ｄｐ軸電流指令入力端子１２とｑｐ軸電流指令入力
端子１３にそれぞれｉｄｐ＊及びｉｑｐ＊を印加する。
ここで，ｉｄｐ＊はモータ電流振幅値に相当する値と
し，ｉｑｐ＊はゼロとする。比較器５１，５２は電流指
令と帰還電流の差分である電流誤差を演算するものであ
り，該電流誤差を電流補償器４１，４２で増幅した後，
第２の座標変換器６２で固定座標系に変換し該ＰＷＭイ
ンバータ７０の入力としている。ここで第２の座標変換
器６２の変換角度情報は，第１の座標変換器で用いたも
のと同一の角度指令θ＊を用いる。
【００１３】図４は該角度演算器２１の機能を示す図
で，角度演算器２１は例えばアップダウンカウンタで構
成され，図１では省略しているが，駆動回路の初期化操
作時にモータの特定相を励磁し，α−β座標軸とｄｐ−
ｑｐ座標軸を予め一致させる操作を行った後該角度演算
器２１を初期化し，ＣＷ又はＣＣＷ方向のパルス列指令
Ｐ＊が入力される毎にロータ位置指令θ＊が増減するこ
とで，固定座標系に対する回転座標系の回転角を得るも
のである。
で，角度演算器２１は例えばアップダウンカウンタで構
成され，図１では省略しているが，駆動回路の初期化操
作時にモータの特定相を励磁し，α−β座標軸とｄｐ−
ｑｐ座標軸を予め一致させる操作を行った後該角度演算
器２１を初期化し，ＣＷ又はＣＣＷ方向のパルス列指令
Ｐ＊が入力される毎にロータ位置指令θ＊が増減するこ
とで，固定座標系に対する回転座標系の回転角を得るも
のである。
【００１４】ｉｄｐ＊はモータ電流振幅値に相当する値
であり，ｉｄｐ＊の大きさを変えることで通電電流の最
大値を調節することができるから，例えば，停止時にｉ
ｄｐ＊の値を小さくすることで容易に節電効果が上げら
れることは明らかであり，使用目的に応じ電流指令値を
変化させることは本発明の機能，特徴を損なうことなく
実現できる。
であり，ｉｄｐ＊の大きさを変えることで通電電流の最
大値を調節することができるから，例えば，停止時にｉ
ｄｐ＊の値を小さくすることで容易に節電効果が上げら
れることは明らかであり，使用目的に応じ電流指令値を
変化させることは本発明の機能，特徴を損なうことなく
実現できる。
【００１５】図６は本発明の第２の実施例である。図６
と図１の共通部は同一番号を付しているが，図６では，
対象モータが３相ステッピングモータになり，３相−２
相固定座標変換器６３，及び２相−３相固定座標変換器
６４，電流センサ３３が追加されている他は，同一の構
成である。３相電流を検出する場合，対称性を利用し
て，２つの電流センサ検出出力で第３相電流を演算する
ことで第３相目の電流センサを省略することも可能であ
る。尚，第１及び第２の実施例に示す機能は，構成部品
を少なくするためにマイクロプロセッサを用いて実現す
ることも可能である。
と図１の共通部は同一番号を付しているが，図６では，
対象モータが３相ステッピングモータになり，３相−２
相固定座標変換器６３，及び２相−３相固定座標変換器
６４，電流センサ３３が追加されている他は，同一の構
成である。３相電流を検出する場合，対称性を利用し
て，２つの電流センサ検出出力で第３相電流を演算する
ことで第３相目の電流センサを省略することも可能であ
る。尚，第１及び第２の実施例に示す機能は，構成部品
を少なくするためにマイクロプロセッサを用いて実現す
ることも可能である。
【００１６】
【図１】本発明の第１の実施例である。
【図２】固定座標系と回転座標系の関係説明図である。
【図３】本発明原理説明のためのｄｐ−ｑｐ座標系とｄ
−ｑ座標系の関係を示す説明図である。
−ｑ座標系の関係を示す説明図である。
【図４】本発明の角度演算器２１の機能説明図
【図５】特開平６−２２５５９５記載の第１の従来例で
ある。
ある。
【図６】本発明の第２の実施例である。
１１ パルス指令入力端子
１２ ｄｐ軸電流指令入力端子
１３ ｑｐ軸電流指令入力端子
２１ 角度演算器
３１，３２，３３ 電流検出器
４１ 第１の電流制御器（ｄ軸）
４２ 第２の電流制御器（ｑ軸）
５１，５２ 加算器
６１ 第１の座標変換器（αβ／ｄｑ座標変換
器） ６２ 第２の座標変換器（ｄｑ／αβ座標変換
器） ６３ 第３の座標変換器（ｕｖｗ／αβ座標変換
器） ６４ 第４の座標変換器（αβ／ｕｖｗ座標変換
器） ７０ ＰＷＭインバータ ８０ ステッピングモータ ９０ エンコーダ ９１ 角度演算器 １０１〜１０５ 加算器 １１０ 位置制御器 １２０ 速度制御器 １３０ 座標変換器（ｄｑ／３相座標変換器） １４１，１４２ 電流制御器 １５０ ＰＷＭインバータ １６０ 速度，位置信号処理器 １７０ 三角関数発生器
器） ６２ 第２の座標変換器（ｄｑ／αβ座標変換
器） ６３ 第３の座標変換器（ｕｖｗ／αβ座標変換
器） ６４ 第４の座標変換器（αβ／ｕｖｗ座標変換
器） ７０ ＰＷＭインバータ ８０ ステッピングモータ ９０ エンコーダ ９１ 角度演算器 １０１〜１０５ 加算器 １１０ 位置制御器 １２０ 速度制御器 １３０ 座標変換器（ｄｑ／３相座標変換器） １４１，１４２ 電流制御器 １５０ ＰＷＭインバータ １６０ 速度，位置信号処理器 １７０ 三角関数発生器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−225595（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−207799（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−90554（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−225590（ＪＰ，Ａ)
特開2001−95296（ＪＰ，Ａ)
特開2001−95297（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 8/00
H02P 5/00 301
H02P 21/00
Claims (3)
- 【請求項１】 外部指令パルスの印加毎にモータが歩進
回転するステッピングモータ駆動装置であり，モータの
各相の電流を検出する電流検出器と，巻線に階段状の電
流を通電する為の電流制御部を含むインバータと，該電
流検出器で検出したモータ電流を，ロータの磁束方向を
ｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする回転座標系へ
変換する座標変換器と，該指令パルスを指令角度に変換
する角度演算器を備え，ロータ位置に対し該指令角度で
第２の回転座標系ｄｐ，ｑｐを決定し，ｄｐ軸電流指令
をモータ通電電流振幅値に相当する値，ｑｐ軸電流指令
をゼロとして，ロータの相電流を該ｄｐ，ｑｐ軸上に投
影し，該検出電流のｄｐ軸成分とｑｐ軸成分をそれぞれ
ｄｐ軸電流指令及びｑｐ軸電流指令に一致させるように
モータ電流を制御し，外部指令パルスの印加毎に所定の
角度だけｄｐ−ｑｐ座標系を回転させてモータを歩進回
転させるように構成したステッピングモータ駆動装置。 - 【請求項２】 ２相ステッピングモータを対象とし，座
標変換が２相α−β固定座標系と２相ｄｐ−ｑｐ回転座
標系を用いることを特徴とする１項記載のステッピング
モータ駆動装置。 - 【請求項３】 ３相ステッピングモータを対象とし，座
標変換が３相ＵＶＷ固定座標系と２相ｄｐ−ｑｐ回転座
標系を用いることを特徴とする１項記載のステッピング
モータ駆動装置。
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| CN107992109B (zh) * | 2017-12-06 | 2021-03-09 | 深圳易能电气技术股份有限公司 | 全闭环定位控制***及方法 |
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| US5970811A (en) * | 1997-08-15 | 1999-10-26 | Aichi Kikai Kogyo Kabushiki Kaisha | Automatic speed-change apparatus for a gear transmission |
| WO2000014866A1 (fr) * | 1998-09-03 | 2000-03-16 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Unite de commande pour moteur a courant alternatif |
| JP3681318B2 (ja) * | 2000-02-28 | 2005-08-10 | 株式会社日立製作所 | 同期モータ制御装置及びそれを用いた車両 |
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- 2001-09-26 JP JP2001293003A patent/JP3503894B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
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- 2002-09-16 EP EP02256392.8A patent/EP1298787B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-09-25 US US10/253,581 patent/US6747433B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| WO2022065141A1 (ja) * | 2020-09-24 | 2022-03-31 | オリエンタルモーター株式会社 | ステッピングモータ駆動装置 |
| JP2022053167A (ja) * | 2020-09-24 | 2022-04-05 | オリエンタルモーター株式会社 | ステッピングモータ駆動装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1298787A2 (en) | 2003-04-02 |
| EP1298787B1 (en) | 2014-02-26 |
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