-
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Motorsteuervorrichtung,
die einen Synchronmotor (einschließlich eines Reluktanzmotors)
steuert, und ein Fahrzeug, das die Motorsteuervorrichtung verwendet,
und insbesondere eine Motorsteuervorrichtung, die für ein Elektrofahrzeug
oder ein Hybridfahrzeug geeignet ist.
-
Da
Informationen über
die Magnetpolposition des Rotors erforderlich sind, um die Drehzahl
oder das Drehmoment eines Synchronmotors zu steuern, wird die Magnetpolposition
im Allgemeinen mit einem Positionserfassungssensor, wie etwa eine
Codiereinrichtung, ein Drehmelder usw., erfasst. Ein Positionserfassungssensor
ist jedoch teuer und besitzt ein Problem dahingehend, dass in ihm
bei einer Verwendung unter bestimmten Umgebungsbedingungen ein Kurzschluss
auftreten kann. Deswegen wurden Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren,
bei denen kein Positionserfassungssensor verwendet wird, ersonnen
oder entwickelt.
-
Die
japanischen Patentanmeldungs-Offenlegungsschriften
Hei 8-205578 und
Hei
7-245981 offenbaren herkömmliche Magnetpolerfassungstechniken
für einen
Synchronmotor. Die
japanische
Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Hei 8-205578 offenbart
ein Verfahren zum Erfassen der Signifikanz in einem Synchronmotor
anhand der Korrelation zwischen dem Vektor der Spannung, die durch
eine PWM-Steuerung an den Synchronmotor angelegt wird, und Welligkeitskomponenten
im Motorstrom, die durch die angelegte Spannung bewirkt werden. Die
japanische Offenlegungsschrift Hei
7-245981 offenbart dagegen ein Verfahren zum Erfassen der
Magnetpolposition eines Synchronmotors durch Erfassen paralleler
und orthogonaler Komponenten in einem Stromvektor oder einem Spannungsvektor,
die einem Wechselspannungsvektor oder einem Wechselstromvektor entsprechen
und an den Synchronmotor mit Schenkelpolen angelegt werden, Berechnen
eines Phasendifferenzwinkels zwischen der Flussachse und dem angelegten
Vektor anhand wenigstens einer der erfassten Komponenten und Bestimmen
der Magnetpolposition anhand des berechneten Phasendifferenzwinkels.
-
Das
zuerst genannte Verfahren hat den Vorteil, dass zum Erfassen der
Magnetpolposition kein zusätzliches
Signal erforderlich ist, da gewöhnliche PWM-Signale
zum Steuern der an den Synchronmotor angelegten Spannung verwendet
werden. Das zuletzt genannte Verfahren besitzt einen Vorteil dahingehend,
dass es möglich
ist, die Magnetpolposition auch während des Motorhalts zu erfassen,
bei dem keine induzierte Spannung, die zum Erfassen der Magnetpolposition
nützlich
ist, zur Verfügung steht,
oder während
eines Betriebs des Motors mit sehr geringer Drehzahl zu erfassen,
da die Magnetpolposition erfasst wird, indem eine Wechselspannung
oder ein Wechselstrom an den Synchronmotor angelegt wird.
-
Um
das oben zuerst genannte herkömmliche Verfahren
zu realisieren, ist es erforderlich, den Motorstrom und die Motorspannung
an jedem Zeitpunkt, an dem sich die entsprechenden PWM-Signale ändern, zu
erfassen. Das heißt,
der Motorstrom und die Motorspannung müssen wenigstens sechsmal während eines
Zyklus der Trägerwelle
für PWM
erfasst werden und die Korrelation wird zu jedem Erfassungszeitpunkt
berechnet, was wiederum ein Problem dahingehend verursacht, dass
eine sehr leistungsfähige
Steuereinheit benötigt
wird. Bei der oben zuletzt genannten herkömmlichen Technik ist es erforderlich,
die Wechselspannung oder den Wechselstrom an den Synchronmotor anzulegen,
um die Magnetpolposition zu erfassen, und dies bewirkt ein Problem
dahingehend, dass der Pegel von Drehmomentschwingungen oder Störsignalen
in einem Betriebszustand mit hoher Last größer wird.
-
In
dem Dokument "An
Approach to Real-Time Position Estimation at Zero and Low Speed
for PM Motor Based an Saliency" von
Ogasawara und Ahagi ist ein Lösungsansatz
zur Positionsschätzung anhand
der magnetischen Signifikanz für
einen Einphasen-PM-Motor, der durch einen PWM-Inverter gespeist
wird, gezeigt. Durch diesen Lösungsansatz werden
die Harmonischen des Motorstroms erfasst und daraus die Rotorpositionsinformationen
berechnet.
-
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
-
Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Motorsteuervorrichtung,
bei der kein zusätzliches
Signal zum Erfassen einer Magnetpolposition eines Rotors in einem
Motor erforderlich ist und die die Magnetpolpositionen ohne Verwendung
eines Positionserfassungssensors während der Ausführung einer
gewöhnlichen
PWM-Steuerung erfassen kann
sowie eine kostengünstige
digitale Rechenvorrichtung, wie etwa einen Mikrocomputer, verwendet; und
ein Fahrzeug, das die Motorsteuervorrichtung verwendet, zu schaffen.
-
Die
oben genannte Aufgabe wird gelöst,
indem eine Synchronmotor-Steuervorrichtung
gemäß Anspruch
1 geschaffen wird. Die abhängigen
Ansprüche
beziehen sich auf eine bevorzugte Ausführungsform.
-
Bei
Magnetpolpositions-Erfassungsmitteln ist es erforderlich, einen
Kurzschlusszustand in den Synchronmotor zu bestimmen, und dieser
Kurzschlusszustand wird bestimmt, indem geprüft wird, ob der Zustand eines
PWM-Signals für
jede Phase in einem Hochpegelzustand (Hi) oder in einen Tiefpegelzustand
(Low) ist.
-
Wenn
harmonische Komponenten der Drehfrequenz des Synchronmotors in den
Signalen der erfassten Magnetpolpositionen enthalten sind, ist es ferner
erwünscht,
ein digitales Filter zum Entfernen der harmonischen Komponenten
am Ausgangsabschnitt der Magnetpolpositions-Erfassungsmittel anzuordnen
und seine Kappungsfrequenz in Übereinstimmung
mit der Drehfrequenz des Synchronmotors veränderlich zu machen.
-
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
-
1 ist
eine graphische Darstellung, die Änderungen an PWM-Signalen zeigt, wenn
die Bestimmung eines Dreiphasen-Kurzschlusszustands und
die Stromerfassung im Dreiphasen-Kurzschlusszustand ausgeführt werden;
-
2 ist
ein Ablaufplan der Verarbeitung zur Stromunterschied-Erfassung, bei der
die Werte des Stromunterschieds im Dreiphasen-Kurzschlusszustand
anhand der Änderung
an dem PWM-Signal, das dem maximalen Spannungssteuerwert entspricht,
erhalten werden;
-
3 ist
eine Vektordarstellung, die das Prinzip eines Zweiphasen-Kurzschlussverfahrens zeigt;
-
4 ist
eine graphische Darstellung, die Änderungen an PWM-Signalen zeigt, wenn
die Bestimmung eines Zweiphasen- Kurzschlusszustands und
die Stromerfassung im Zweiphasen-Kurzschlusszustand ausgeführt werden;
-
5 ist
ein Ablaufplan der Verarbeitung der Stromunterschiederfassung, bei
der die Werte des Stromunterschieds im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
erhalten werden;
-
6 ist
eine Darstellung, die ein Beispiel des Ergebnisses der Magnetpolposition-Berechnung zeigt;
-
7 ist
ein schematischer Blockschaltplan, der den Aufbau des Positionssteuersystems
für einen
sensorlosen Motor, das ein digitales Filter enthält, zeigt;
-
8 ist
ein schematischer Blockschaltplan, der das in 7 gezeigte
digitale Filter zeigt;
-
9 ist
ein schematischer Blockschaltplan, der den Aufbau eines weiteren
Positionssteuersystems für
einen sensorlosen Motor zeigt;
-
10 ist
eine Darstellung, die die Beziehung zwischen dem Magnetpol und dem
Stromunterschiedvektor im Dreiphasen-Kurzschlusszustand eines Synchronmotors
zeigt; und
-
11 ist
eine Darstellung, die ein Beispiel des Aufbaus eines Inverters zeigt.
-
GENAUE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
-
Im
Folgenden werden Einzelheiten der Ausführungsformen gemäß der vorliegenden
Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert.
-
Zunächst ist
in 9 ein schematischer Blockschaltplan gezeigt, der
ein Beispiel des Aufbaus einer Synchronmotor-Steuervorrichtung ohne Magnetpolpositionssensor
(die als eine Positionssteuervorrichtung für einen sensorlosen Synchronmotor
bezeichnet wird) darstellt. Da sich die vorliegende Erfindung auf
ein Magnetpol-Erfassungsverfahren bezieht, das keinen Magnetpolpositionssensor
verwendet, wird in dieser Ausführungsform
im Folgenden ein Steuersystem für
einen Motor ohne Positionssensor erläutert. Die vorliegende Erfindung ist
jedoch nicht auf ein Steuersystem für einen Synchronmotor ohne
Positionssensor beschränkt,
sondern kann ebenfalls auf ein Motorsteuersystem mit einem Magnetpolpositionssensor
angewendet werden. Ein derartiges Motorsteuersystem mit einem Magnetpolpositionssensor,
bei dem die vorliegende Erfindung angewendet wird, kann verwendet
werden, um eine Anomalie bei dem Positionssensor zu erfassen, und
kann außerdem
als ein Sicherheits-Positionssensor funktionieren.
-
9 zeigt
eine Darstellung, die den Aufbau eines Motorsteuersystems zeigt,
bei dem ein Synchronmotor 1 mit einer Gleichstromleistung
(bezeichnet als DC-Leistung) angesteuert wird, die von einer Batterie 2 zugeführt wird.
Die von der Batterie 2 zugeführte Gleichspannung wird durch
einen Inverter 3 in eine Dreiphasen-Wechselspannung (bezeichnet als
AC-Spannung) umgesetzt und an den Synchronmotor 1 angelegt.
Ein Steuerwert zum Angeben der ange legten Spannung, d. h. ein Dreiphasen-Wechselspannungssteuerwert
wird durch eine digitale Rechenvorrichtung 4 berechnet.
Zunächst
bestimmt eine Stromsteuerwert-Erzeugungseinheit 6 einen d-Achsen-Stromsteuerwert id*
und einen q-Achsen-Stromsteuerwert iq*, die einem Drehmomentsteuerwert
Tr entsprechen, der vom Synchronmotor 1 gefordert wird.
Dabei gibt die d-Achse die Magnetpolrichtung im Rotor im Synchronmotor 1 an
und die q-Achse gibt die Richtung senkrecht zur d-Achse an. Das
Motorsteuersystem steuert den Motorstrom in dem d-q-Drehkoordinatensystem.
Anschließend
werden ein U-Phasen-Strom iu und ein V-Phasen-Strom iv, die durch
entsprechende Stromsensoren 5a, 5b erfasst werden, über eine
Stromerfassungseinheit 10, die einen A/D-Umsetzer und dergleichen
enthält, in
die digitale Rechenvorrichtung 4 geleitet und werden in
einen erfassten d-Achsen-Stromwert id^ bzw. in einen erfassten q-Achsen-Stromwert
iq^ umgesetzt.
-
In
dem in 9 gezeigten System werden lediglich die U-Achsen-
und V-Achsen-Stromwerte im Motorstrom durch die Stromerfassungseinheit 10 erfasst
und der W-Phasen-Stromwert wird unter Verwendung der erfassten U-Achsen-
und V-Achsen-Stromwerte erhalten. Die vorliegende Erfindung kann
jedoch ohne Schwierigkeiten bei einem Motorsteuersystem angewendet
werden, bei dem der U-Achsen-, der V-Achsen- und der W-Achsen-Strom erfasst
werden. Ferner bestimmt eine Stromsteuereinheit 7 einen
d-Achsen-Spannungssteuerwert Vd* und einen q-Achsen-Spannungssteuerwert
Vq* in der Weise, dass der Unterschied zwischen dem Steuerwert id*
und dem erfassten Wert id^ des d-Achsen-Stroms und der Unterschied
zwischen dem Steuerwert iq* und dem erfassten Wert iq^ des q-Achsen-Stroms
null sind. Des Weiteren setzt eine Koordinatenumsetzungseinheit 8 den
d-Achsen-Spannungssteuerwert
Vd* und den q-Achsen-Spannungs steuerwert Vq* in Dreiphasen-Wechselspannungssteuerwerte
Vu*, Vv* und Vw* um und sendet sie zu einer PWM-Signal-Erzeugungseinheit 9.
Die PWM-Signal-Erzeugungseinheit 9 setzt die Dreiphasen-Wechselspannungssteuerwerte
Vu*, Vv* und Vw* in PWM-Signale um und sendet sie zum Inverter 3.
Demzufolge wird die entsprechende Spannung in Übereinstimmung mit den Dreiphasen-Wechselspannungswerten
Vu*, Vv* und Vw* an den Motor 1 angelegt. Dabei dreht sich
das d-q-Drehkoordinatensystem um einen Drehwinkel θ, der eine
Magnetpolposition in dem α-β-Ruhekoodinatensystem
darstellt. Deswegen ist die Erfassung der Magnetpolposition θ im Rotor
in den Koordinatenumsetzungseinheiten 8 und 11 erforderlich.
Diese erfasste Magnetpolposition θ^ wird durch Magnetpolpositions-Erfassungsmittel 14 erreicht.
-
Der
Aufbau und die Operationen des Steuersystems für einen Synchronmotor ohne
Positionssensor und der Rechenvorrichtung, die sich in diesem Motorsteuersystem
befindet, sind gleich jenen, die oben erwähnt wurden. Obwohl dieses Motorsteuersystem
als ein Drehmomentsteuersystem erläutert wurde, in welches ein
Drehmomentsteuerwert eingegeben wird, kann das Motorsteuersystem
als ein Drehzahlsteuersystem aufgebaut werden, in welches eine Drehzahlsteuereinheit
als ein höheres
Teilsystem eingefügt
wird, und ein Drehzahlsteuerwert wird in die Drehzahlsteuereinheit
eingegeben. Bei einem derartigen Drehzahlsteuersystem wird eine
geschätzte
Drehzahl ω^
unter Verwendung der Änderungsrate
bei dem erfassten Wert θ^
erhalten und diese geschätzte
Drehzahl ω^
wird als ein Drehzahlrückkopplungswert
verwendet.
-
Das
Positionserfassungsverfahren ist ein Verfahren, bei dem ein Stromunterschied
in einen Kurzschlusszustand eines Synchronmo tors erfasst wird und
die Magnetpolposition anhand der Größe und der Richtung des Stromunterschieds
erhalten wird. Dieses Verfahren, bei dem "ein Stromunterschied in einem Kurzschlusszustand
eines Synchronmotors erfasst wird und die Magnetpolposition anhand
der Größe und der
Richtung des Stromunterschieds erhalten wird" (im Folgenden als ein Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren
des Stromunterschiedtyps bezeichnet), wird im Folgenden kurz erläutert. Zunächst ist
die Beziehung zwischen der Magnetpolposition θ und dem Stromunterschiedvektor Pis
in einem Dreiphasen-Kurzschlusszustand eines Synchronmotors in 10 gezeigt.
Wie in 10 gezeigt ist, entspricht die
Magnetpolposition, die erfasst werden soll, der Phasenverschiebung
zwischen der a-Achse im Ruhekoordinatensystem und der d-Achse im
Drehkoordinatensystem und wird durch die Gleichung (1) ausgedrückt. θ = γ – δ (1)wobei γ eine Phase
des Stromunterschiedvektors pis bei einem Dreiphasen-Kurzschlusszustand
eines Synchronmotors von der α-Achse
ist und δ eine
Phase des Stromunterschiedvektors pis von der d-Achse ist. Um die Magnetpolposition θ zu erhalten,
ist es deshalb erforderlich, die Phase γ und die Phase δ zu erfassen.
Zunächst
wird die Phase δ durch
die Gleichung (2) erhalten. δ = tan–1(piqs/pids)
=
tan–1[–Ld{ω((Ld – Lq)id
+ ϕ) + R·iq}/{Lq[ω((Lq – Ld)id – R·id)}] (2)wobei Ld
und Lq die d-Achsen-Induktivität
bzw. die q-Achsen-Induktivität
sind, R ist der ohmsche Widerstand des gewickelten Drahts und ω ist die
Winkelgeschwindigkeit des Motors. Dabei ist die Glei chung (2) aus
der Zustandsgleichung des Motors im Dreiphasen-Kurzschlusszustand abgeleitet. Die Motorwinkelgeschwindigkeit ω in der
Gleichung (2) wird aus der Änderungsrate
der erfassten Magnetpolposition erhalten, und wenn die Komponente
des ohmschen Widerstands R vernachlässigt werden kann, kann der Einfluss
eines Fehlers bei ω vernachlässigt werden. Die
erfassten Werte id^ und iq^ können
in der Gleichung (2) als id und iq verwendet werden. Anschließend wird
die Phase unter Verwendung der erfassten Stromunterschiede piu und
piv im Dreiphasen-Kurzschlusszustand des Synchronmotors durch die
Gleichungen (3), (4) und (5) erhalten. piα = (√3/2)·piu (3) piβ =
(1/√2)(piu
+ 2 piv) (4) γ =
tan–1(piβ/piα) (5)
-
Es
wird angemerkt, dass bei der obigen Berechnung die Stromunterschiede
piu und piv für
zwei Phasen verwendet werden, um piα und piβ zu erhalten. piα und piβ können jedoch
außerdem
unter Verwendung der Stromunterschiede piu, piv und piw für drei Phasen
erhalten werden. Dadurch werden die Phasen δ und γ erhalten und die Magnetpolposition wird
durch Einsetzen der berechneten Werte von δ und γ in die Gleichung (1) erhalten.
-
Der Überblick über das
Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren des Stromunterschiedtyps wurde
oben erläutert.
Dieses Verfahren kann nicht nur bei einem Synchronmotor des Schenkelpoltyps, sondern
außerdem
bei einem Synchronmotor des Zylindertyps angewendet werden. Um das
Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren des Stromunterschiedtyps
zu realisieren, ist es, wie oben erläutert wurde, erforderlich,
den Kurzschlusszustand des Motors zu bestimmen und den Motorstrom
in Übereinstimmung
mit dem Kurzschlusszustand zu erfassen. Deswegen wird im Folgenden
eine effektive Realisierungsmöglichkeit
des Magnetpolpositions-Erfassungsverfahrens des Stromunterschiedtyps
beschrieben.
-
Zunächst ist
der Aufbau des Inverters 3 in 11 gezeigt.
Die digitale Rechenvorrichtung 4 sendet die PWM-Signale
Pup, Pun, Pvp, Pvn, Pwp und Pwn (die in dieser Figur einfach als
pu, pv und pw bezeichnet sind) und steuert die Schaltelemente Sup,
Sun, Svp, Svn, Swp und Swn in Übereinstimmung
mit den entsprechenden PWM-Signalen. Dabei sind Pup und Pun ((Pvp
und Pvn) und (Pwp und Pwn)) ein Hochpegelsignal bzw. ein Tiefpegelsignal. Um
einen Kurzschluss in der Leistungsquelle zu verhindern, wenn die
Polarität
aller PWM-Impulssignale umgekehrt
wird, ist gewöhnlich
ein Zeitintervall, währenddessen
die Elemente sowohl in einem oberen Zweig als auch in einem unteren
Zweig im inaktiven Zustand sind, d. h. ein Totzeitintervall vorgesehen. Da
die digitale Rechenvorrichtung 4 die Wechselspannungssteuerwerte
(Vu*, Vv* und Vw*) in die PWM-Signale umsetzt und der PWM-Inverter 3 weiterhin
die Spannung in Reaktion auf die PWM-Signale an den Motor 1 anlegt,
wird somit die gleiche Spannung an die Phasen der Zweige, die auf
dergleichen Seite aktiv sind, angelegt. Das heißt, wenn die oberen drei Zweige
oder die unteren drei Zweige im aktiven Zustand sind, befindet sich
der Motor im Dreiphasen-Kurzschlusszustand, da die gleiche Spannung an
die drei Phasen der oberen Zweige oder der unteren Zweige angelegt
wird. Da die PWM-Signale in der digitalen Rechenvorrichtung 4 erzeugt
werden, ist es dabei möglich,
einen Kurzschlusszustand des Motors 1 zu bestimmen, in
dem die in der digitalen Rechenvorrichtung erzeugten PWM-Signale
geprüft
werden.
-
Im
Folgenden werden ein Dreiphasen-Kurzschluss-Bestimmungsverfahren
und ein Stromunterschied-Berechnungsverfahren für den Dreiphasen-Kurzschlusszustand
erläutert.
Obwohl diese Ausführungsform
unter der Annahme erläutert
wird, dass die digitale Rechenvorrichtung 4 ein Mikrocomputer
ist, ist die digitale Rechenvorrichtung 4 nicht auf einen
Mikrocomputer beschränkt. 1 ist
eine graphische Darstellung, die ein Konzept der Bestimmung des
Dreiphasen-Kurzschlusses und von Änderungen an den PWM-Signalen,
die für
die Stromerfassung in dem Dreiphasen-Kurzschlusszustand verwendet
werden, zeigt. Dabei ist 1 eine vereinfachte graphische
Darstellung, die lediglich die PWM-Signale in dem oberen Zweig zeigt,
der durch ein Hochpegelsignal in den aktiven Zustand geschaltet
wird.
-
Wie
in 1 gezeigt ist, sind die Pegel aller PWM-Signale
an jedem Scheitelpunkt oder jedem Tiefpunkt der PWM-Trägerwelle
gleich. Das heißt,
die Pegel der PWM-Signale weisen an jedem Scheitelpunkt der PWM-Trägerwelle
einen Hochpegel auf und weisen umgekehrt an jedem Tiefpunkt der PWM-Trägerwelle
einen Tiefpegel auf. Diese Situation bedeutet, dass der Motor 1 im
Dreiphasen-Kurzschlusszustand ist, da an die drei Phasen des Motors 1 die
gleiche Spannung angelegt wird. In 1 ist jedes
der Dreiphasen-Kurzschlussintervalle durch ein Paar dicker Pfeile
gezeigt. Um alle Stromunterschiede im Dreiphasen-Kurzschlusszustand
unter Verwendung der digitalen Rechenvorrichtung 4 durch Erfassen
des Motorstroms synchron mit dem Anstieg oder Abfall des PWM-Signals
mit der geringsten Breite zu erhalten, wird dabei der Betrag der
Stromänderung,
d. h. der Stromunterschied in dem Intervall, das der geringsten
Breite entspricht, erhalten. Mit anderen Worten, zu dem Zeitpunkt,
wenn der Maximalwert oder Minimalwert der Spannungssteuerwerte für die drei
Phasen mit dem Wert der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
wird ein Unterbrechungsauslöser
T1 erzeugt. Demzufolge wird die Stromerfassungseinheit 10 durch
den Unterbrechungsauslöser
T1 gestartet und der Motorstrom wird erfasst.
-
Auf
diese Weise können
durch Erfassen des Motorstroms synchron mit dem Anstieg und dem
Abfall des PWM-Signals mit der geringsten Breite die Stromunterschiede
im Dreiphasen-Kurzschlusszustand des Motors 1 erhalten
werden, wodurch es wiederum möglich
ist, das oben genannte Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren des
Stromunterschiedtyps zu realisieren. Beim Erfassen des Dreiphasen-Kurzschlusszustands
kann der Auslöser
T1 synchron mit dem PWM-Signal
in Übereinstimmung
mit der Phase, die entweder den maximalen Spannungssteuerwert oder
den minimalen Spannungssteuerwert empfängt, ausgegeben werden. Wenn
bei der Rechenkapazität
der digitalen Rechenvorrichtung zusätzliche Möglichkeiten vorhanden sind,
kann der Motorstrom erfasst werden, indem der Auslöser T1 synchron
mit den PWM-Signalen, die den beiden Phasen entsprechen, die den
maximalen Spannungssteuerwert und den minimalen Steuerspannungswert
empfangen, ausgegeben wird. Da bei diesem Erfassungsverfahren die
Magnetpolposition in einem Zyklus der PWM-Periode zweimal erhalten werden
kann, kann die Magnetpolposition genauer erfasst werden. 1 zeigt
die Erzeugungsart des Unterbrechungsauslösers, wenn der Auslöser T1 synchron
mit den PWM-Signalen erzeugt wird, die den beiden Phasen entsprechen,
die den maximalen Spannungssteuerwert und den minimalen Spannungssteuerwert
empfangen.
-
Die
Prozesse zum Erfassen der Stromunterschiede im Dreiphasen-Kurzschlusszustand,
die durch die digitale Rechenvorrichtung 4 ausgeführt werden,
werden im Folgenden unter Bezugnahme auf den in 2 gezeigten
Ablaufplan erläutert. 2 zeigt
die Prozesse zum Erfassen der Stromunterschiede im Dreiphasen-Kurzschlusszustand
anhand des PWM-Signals, das der Phase entspricht, die den maximalen
Spannungssteuerwert empfangt. Zunächst wird im Schritt 100 unter
den drei Phasen die Phase, die den maximalen Spannungssteuerwert empfängt, bestimmt.
Im Schritt 101 wird der Zeitpunkt, an dem der maximale
Spannungssteuerwert mit der PWM-Trägerwelle übereinstimmt, erfasst. Das
heißt,
dieser Zeitpunkt ist der Anstiegspunkt oder der Abfallpunkt des
PWM-Signals, das der Phase entspricht, die den maximalen Spannungssteuerwert
empfängt.
Wenn im Schritt 101 bestimmt wird, dass der maximale Spannungssteuerwert
mit der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
wird das Unterbrechungsauslösesignal
T1 erzeugt und ausgegeben. Des Weiteren wird im Schritt 103 der
Prozess zum Erfassen des Motorstroms in Reaktion auf das Auslösesignal
T1 begonnen und der Motorstrom wird in die digitale Rechenvorrichtung 4 eingegeben.
-
Des
Weiteren wird im Schritt 104 der Gradient der PWM-Trägerwelle
zu dem Zeitpunkt, an dem der maximale Spannungssteuerwert mit der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
bestimmt. Wenn der Gradient der PWM-Trägerwelle positiv ist, wird festgelegt,
dass dieser Punkt der Anfangspunkt des Dreiphasen-Kurzschlusszustands
ist, wobei lediglich der Prozess zum Eingeben des Motorstroms ausgeführt wird.
Wenn dagegen der Gradient der PWM-Trägerwelle negativ ist, wird
festgelegt, dass dieser Punkt der Endpunkt des Dreiphasen-Kurzschlusszustands
ist, und nachdem der Motorstrom eingegeben wurde, werden die Stromunterschiede unter
Verwendung der Strom werte, die am Anfangspunkt bzw. Endpunkt des
Dreiphasen-Kurzschlusszustands erfasst wurden, erhalten. Die obige
Erläuterung
dient für
das Dreiphasen-Kurzschlussbestimmungsverfahren und das Stromunterschied-Berechnungsverfahren,
die bei diesem Bestimmungsverfahren verwendet werden.
-
Obwohl
der Ablaufplan zum Bestimmen des Dreiphasen-Kurzschlusszustands
anhand des PWM-Signals, das der Phase entspricht, die den maximalen
Spannungssteuerwert empfängt,
in 2 gezeigt ist, ist die Bestimmung des Dreiphasen-Kurzschlusszustands
anhand des PWM-Signals, das der Phase entspricht, die den maximalen
Spannungssteuerwert empfängt
oder anhand der PWM-Signale, die den beiden Phasen entsprechen,
die den maximalen und den minimalen Spannungssteuerwert empfangen,
möglich.
Obwohl in dem in 2 gezeigten Ablaufplan kein
Totzeitintervall berücksichtigt wird,
ist es außerdem
erforderlich, das Unterbrechungssignal T1 unter Berücksichtigung
des Totzeitintervalls zu erzeugen, wenn ein Totzeitintervall vorhanden
ist. Obwohl der Ausführungszeitpunkt
der Magnetpolposition-Berechnung unter Verwendung der erhaltenen
Stromunterschiedwerte nicht auf einen speziellen Zeitpunkt beschränkt ist,
ist es ferner wünschenswert,
diese Berechnung zu beenden, bevor die nächste Erzeugung des Dreiphasen-Kurzschlusses
beginnt.
-
Gemäß der oben
erläuterten
Verarbeitung kann das Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren des
Stromunterschiedtyps unter Verwendung der digitalen Rechenvorrichtung 4 realisiert
werden.
-
Im
Folgenden wird die zweite Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung erläutert. Das
Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren, das die Stromunterschiede
im Dreiphasen-Kurzschlusszustand des Motors verwendet, die für die Synchronmotor-Steuervorrichtung
der oben genannten ersten Ausführungsform
verwendet wurden, wurde oben erläutert.
Da jedoch das Zeitintervall des Dreiphasen-Kurzschlusszustands sehr kurz wird,
können
in Abhängigkeit
von der Leistungsfähigkeit
der Rechenvorrichtung und davon, ob die Magnetpolposition ordnungsgemäß berechnet
wurde, keine Stromunterschiede erfasst werden. Unter diesen Bedingungen ist
es nützlich,
die Stromunterschiede in dem Intervall im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
zu erhalten und die Stromunterschiede im Dreiphasen-Kurzschlusszustand
unter Verwendung dieser Stromunterschiede, die im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
erhalten wurden, zu schätzen.
Das ist der Fall, da zwei der drei Phasen im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
im gleichen Spannungszustand sind, was in der PM-Steuerung des Motors
ständig
auftritt, und dieser Zustand länger
andauert als der Dreiphasen-Kurzschlusszustand, wobei die Stromunterschiede
im Zweiphasen-Kurzschlusszustand zuverlässiger erhalten werden können als
jene im Dreiphasen-Kurzschlusszustand. Im Folgenden wird das Verfahren zum
Schätzen
der Stromunterschiede im Dreiphasen-Kurzschlusszustand mit den Stromunterschieden,
die im Zweiphasen-Kurzschlusszustand erhalten wurden, als ein Zweiphasen-Kurzschlussverfahren
bezeichnet.
-
Im
Folgenden wird ein Überblick über das Zweiphasen-Kurzschlussverfahren
erläutert.
Die Umsetzungsgleichung zum Umsetzen der Dreiphasen-Wechselspannung
Vu, Vv und Vw in die Zweiphasen-Wechselspannung
Vα und Vβ sind durch
die Gleichungen (6) und (7) angegeben. Vα = √2/3{Vu – (1/2)Vv – (1/2)Vw} (6) Vβ = √2/3{(√3/2)Vv – (√3/2)Vw) (7)
-
Dabei
ist aus den Gleichungen (6) und (7) bekannt, dass im Zweiphasen-Kurzschlusszustand, in
dem die Phasen V und W das gleiche Potential besitzen, Vα nicht null,
Vβ jedoch
null ist. Deswegen ist außerdem
bekannt, dass dieser Stromunterschied mit dem Stromunterschied in
der gleichen Richtung wie die dieses Stromunterschieds übereinstimmt,
da der Stromunterschied in der Richtung, in der der Stromunterschied
keinen Einfluss von Vα im
Zweiphasen-Kurzschlusszustand
erfährt,
keinen Einfluss der angelegten Spannung erfährt.
-
Obwohl
der Fall, bei dem die Phasen V und W das gleiche Potential besitzen,
oben erläutert
wurde, gibt es dann, wenn die Phasen W und V ebenfalls das gleiche
Potential haben, eine Richtung, in der ein Stromunterschied keinen
Einfluss der angelegten Spannung erfährt. Es ist demzufolge möglich, die Stromunterschiede
im Dreiphasen-Kurzschlusszustand
unter Verwendung von zwei Stromunterschieden in zwei unterschiedlichen
Richtungen, die in zwei Arten von Zweiphasen-Kurzschlusszuständen erhalten
werden, zu schätzen.
Dieses Prinzip zum Erhalten der oben genannten Stromunterschiede
ist in 3 konzeptionell gezeigt. 3 ist eine
Vektordarstellung zum Erläutern
des Verfahrens, bei dem unter Verwendung des Stromunterschieds piβ in der Richtung,
in der der Stromunterschied keinen Einfluss der angelegten Spannung
im Kurzschlusszustand der Phasen W und V erfährt und der Stromunterschied
piβ' in der Richtung,
in der der Stromunterschied keinen Einfluss der angelegten Spannung
im Kurzschlusszustand der Phasen W und V erfährt, der Stromunterschied Pis
im Dreiphasen-Kurzschlusszustand geschätzt wird. Da der Stromunterschied
im Dreiphasen-Kurzschlusszustand mit den Stromunterschieden in den
zwei Richtungen in den beiden Arten von Zweiphasen-Kurzschlusszuständen geschätzt wird,
wie in 3 gezeigt ist, ist es erforderlich, eine Kombination
aus zwei Arten von Zweiphasen-Kurzschlüssen zu bestimmen und den Stromunterschied
in einem Zeitintervall bei jeder Art des Dreiphasen-Kurzschlusses zu
erfassen.
-
Das
Verfahren zum Bestimmen aller Zweiphasen-Kurzschlusszustände und
das Stromunterschied-Berechnungsverfahren werden im Folgenden unter
Bezugnahme auf 4 erläutert. 4 zeigt Änderungen
von PWM-Signalen, wenn jeweils ein Zweiphasen-Kurzschlusszustand
festgestellt wird, wobei der Stromunterschied in diesem Zweiphasen-Kurzschlusszustand
erfasst wird. Dabei ist 1 eine vereinfachte graphische
Darstellung, die lediglich die PWM-Signale in den oberen Zweigen zeigt, die
durch ein Hochpegelsignal in den aktiven Zustand geschaltet sind.
In dieser Figur ist jeder Zweiphasen-Kurzschlusszustand durch ein
Paar dicker Pfeile angegeben. Wie in 4 gezeigt
ist, werden die Phasen, die zu einem Kurzschlusszustand führen, anhand
des Spannungssteuerwertes, der einen dazwischen liegenden Wert in
den Dreiphasen-Spannungssteuerwerten angibt, bestimmt. Um die Stromunterschiede
in den Zweiphasen-Kurzschlusszuständen zu berechnen, erfasst
deswegen die digitale Rechenvorrichtung 4 den Motorstrom
synchron mit dem Anstieg und dem Abfall des PWM-Signals, das dem
Spannungssteuerwert mit einem dazwischen liegenden Wert entspricht,
und erhält
den Betrag der Stromänderung,
d. h. den Stromunterschied in dem Zeitintervall dieses Zweiphasen
Kurzschlusszustands. Insbesondere zu dem Zeitpunkt, an dem der dazwischen
liegende Spannungssteuerwert in den Spannungssteuerwerten für die drei
Phasen mit dem Wert der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
wird der Unterbrechungsauslöser
T2 erzeugt und die Stromerfassungseinheit 10 beginnt die Motorstromerfassung
beim Empfang des Auslösers
T2. Bei dieser Art der Stromerfassung wird der Stromunterschied
in dem Dreiphasen-Kurzschlusszustand
unter Verwendung der beiden Stromunterschiedswerte, die in den aufeinander
folgenden zwei Zeitintervallen im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
erhalten werden, geschätzt.
-
Die
Verarbeitung, die durch die digitale Rechenvorrichtung 4 beim
Erfassen des Stromunterschieds in jedem Zweiphasen-Kurzschlusszustand ausgeführt wird,
wird im Folgenden unter Bezugnahme auf den in 5 gezeigten
Ablaufplan erläutert. Zunächst wird
im Schritt 110 die Phase, für die ein Spannungssteuerwert
ein dazwischen liegender Wert ist, bestimmt. Im Schritt 111 wird
der Zeitpunkt, an dem der dazwischen liegende Spannungsbefehlswert
mit dem Wert der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
erfasst. Das heißt,
dieser Zeitpunkt entspricht dem Anstiegspunkt oder dem Abfallpunkt
des PWM-Signals für
den dazwischen liegenden Spannungssteuerwert. Wenn der dazwischen
liegende Spannungssteuerwert mit dem Wert der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
wird im Schritt 112 der Unterbrechungsauslöser T2 erzeugt
und der Motorstrom wird gemessen, um die Erfassung des Motorstroms
in Reaktion auf den Auslöser
T2 im Schritt 113 zu beginnen. Des Weiteren wird im Schritt 114 der Stromunterschiedwert
bei dem Zweiphasen-Kurzschluss dieses Zeitpunkts unter Verwendung
von zwei Stromunterschiedwerten, die an dem vorherigen und dem gegenwärtigen Erfassungszeitpunkt
erfasst wurden, berechnet. Des Weiteren wird im Schritt 115 der
Gradient der PWM-Trägerwelle
zu dem Zeitpunkt, an dem der dazwischen liegende Spannungssteuerwert
mit dem Wert der PWM-Trägerwelle übereinstimmt,
bestimmt. Wenn der Gradient positiv ist, wird festgelegt, dass zwei
Phasen, die dem dazwischen liegenden Spannungssteuerwert und dem
maximalen Spannungssteuerwert entsprechen, im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
sind. Wenn dagegen der Gradient negativ ist, wird festgestellt,
dass zwei Phasen, die dem dazwischen liegenden Spannungssteuerwert
und dem minimalen Spannungssteuerwert entsprechen, im Zweiphasen-Kurzschlusszustand
sind. Die oben erläuterten Verarbeitungen
sind die Verfahren zum Bestimmen des jeweiligen Zweiphasen-Kurzschlusszustands und
zum Berechnen des Stromunterschiedwertes in diesem Zweiphasen-Kurzschlusszustand.
-
Der
Zeitpunkt zum Berechnen jedes Stromunterschieds in der Richtung,
in der der Stromunterschied keine Beeinflussung durch die angelegte
Spannung erfährt,
und der Magnetpolposition unter Verwendung der berechneten Stromunterschiede
ist nicht auf einen speziellen Zeitpunkt beschränkt. Wenn jedoch der Zeitpunkt
dieser Berechnung verzögert
ist, tritt infolge der Drehung des Motors ein Phasenfehler auf und
es ist eine Phasenkorrektur für
den Phasenfehler erforderlich. Obwohl in dem Ablaufplan, der in 5 gezeigt
ist, kein Totzeitintervall berücksichtigt
ist, ist es dann, wenn ein Totzeitintervall vorhanden ist, erforderlich,
das Unterbrechungssignal T2 unter Berücksichtigung das Totzeitintervall
zu erzeugen.
-
Gemäß der oben
erläuterten
Verarbeitung kann das Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren des
Stromunterschiedtyps unter Verwendung der digitalen Rechenvorrichtung 4 realisiert
werden.
-
Um
die Stromunterschiede im Dreiphasen-Kurzschlusszustand zu erhalten,
wird, wie oben erläutert
wurde, der Motorstrom synchron mit der Phase erfasst, die dem maximalen
oder minimalen Steuerspannungswert entspricht. Um dagegen die Stromunterschiedwerte
im Zweiphasen-Kurzschlusszustand zu erhalten, wird der Motor strom
synchron mit der Phase erfasst, die dem dazwischen liegenden Spannungssteuerwert
entspricht. Die Phase, mit der die Erfassung des Motorstroms synchronisiert
ist, ist nicht nur auf eine Phase festgelegt, die dem maximalen,
dem dazwischen liegenden oder dem minimalen Spannungssteuerwert
entspricht, und kann umgeschaltet werden. Die Fähigkeit zum Umschalten einer derartigen
Phase ist insbesondere zwischen dem Dreiphasen-Kurzschlussverfahren,
bei dem die Stromunterschiede direkt im Dreiphasen-Kurzschlusszustand
berechnet werden, und dem Zweiphasen-Kurzschlussverfahren erforderlich.
-
Im
Folgenden wird die dritte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung erläutert.
Da das oben genannte Magnetpolpositions-Erfassungsverfahren des Stromunterschiedtyps
die Stromunterschiede anhand der im Motor induzierten Induktionsspannung
berechnet, erscheinen dann, wenn die Induktionsspannung harmonische
Komponenten enthält,
Einflüsse
der harmonischen Komponenten gelegentlich an der berechneten Magnetpolposition.
Ein Beispiel derartiger Einflüsse
der harmonischen Komponenten auf die berechnete Magnetpolposition
ist in 6 gezeigt. In 6 kann erkannt
werden, dass die harmonische Welle sechster Ordnung in Bezug auf
die Grundfrequenz erscheint.
-
Ein
Verfahren zum Entfernen derartiger harmonischer Komponenten enthält ein digitales
Filter, das in dieser Ausführungsform
in der digitalen Rechenvorrichtung enthalten ist. Der Aufbau eines Steuersystems
ohne Positionssensoren ist in 7 gezeigt.
Obwohl ein allgemein verwendetes Tiefpassfilter bei dem digitalen
Filter 20, das in 7 gezeigt
ist, angewendet werden kann, ist es vorzuziehen, dass eine Kappungsfrequenz,
die im digitalen Filter 20 eingerichtet ist, verändert werden
kann, da sich eine Frequenz einer harmonischen Welle, die in der
berechneten Magnetpolposition enthalten ist, in Abhängigkeit
von der Drehfrequenz des Motors ändert.
-
Das
digitale Filter 20 ist deshalb in der Weise aufgebaut,
wie in 8 gezeigt ist, so dass seine Kappungsfrequenz
in Übereinstimmung
mit der Motordrehzahl geändert
wird. Zunächst
wird die erfasste Magnetpolposition θ^ in eine Drehzahlberechnungseinheit 21 eingegeben
und die geschätzte
Drehfrequenz ω^
des Motors wird berechnet. Die geschätzte Drehfrequenz ω^ kann erhalten
werden, indem die Änderungsrate
der Magnetpolposition θ^
berechnet wird. Des Weiteren bestimmt eine Kappungsfrequenzeinheit 22 die
Kappungsfrequenz eines digitalen Filters 23 anhand der
geschätzten
Drehfrequenz ω^. Die
Kappungsfrequenz wird als eine Frequenz in der Weise eingestellt,
dass sie niedriger ist als die entfernte harmonische Frequenz, wobei
bei der Motorsteuerung eine Verzögerung
der Grundkomponente infolge der Filterung mit der Kappungsfrequenz
ignoriert werden kann.
-
Das
Verfahren zum Realisieren des Magnetpolerfassungsverfahrens, das
eine digitale Rechenvorrichtung wie etwa einen Mikrocomputer verwendet,
wurde oben beschrieben, und dieses Verfahren ist für eine Steuervorrichtung
eines Elektrofahrzeugs und eines elektrischen Fahrzeugs, wie etwa
ein Hybridfahrzeug, geeignet. Der Grund, warum dieses Verfahren
für eine
Steuervorrichtung eines Elektrofahrzeugs und eines elektrischen
Fahrzeugs geeignet ist, besteht darin, dass ein Mikrocomputer hauptsächlich in
einer Steuervorrichtung eines Elektrofahrzeugs und eines elektrischen
Fahrzeugs verwendet wird; außerdem
ein Synchronmotor des Permanentmagnettyps hauptsächlich vom Standpunkt der Verkleinerung
und der Verbesserung der Effizienz eines Motors verwendet wird;
und ein sensorloses Steuerverfahren für ein Elektrofahrzeug und ein
elektrisches Fahrzeug in Bezug auf die Notwendigkeit einer hohen
Zuverlässigkeit
und niedrigen Kosten erwünscht ist.
-
Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist es möglich
geworden, die Magnetpolposition eines Synchronmotors während der
Ausführung
einer gewöhnlichen
PWM-Steuerung unter Verwendung einer kostengünstigen digitalen Rechenvorrichtung,
wie etwa ein Mikrocomputer, ohne die Hinzufügung eines Signals zum Erfassen
der Magnetpolposition zu erfassen.