JP3656990B2 - 信号分配位相切り換え回路及びアクティブアレイアンテナシステム - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信に用いられる複数の素子アンテナと高周波回路を有するアクティブアレイアンテナシステムに関し、特に高周波回路内の周波数変換のために用いるローカル信号の位相を制御するための信号分配位相切り替え回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アクティブアレイアンテナシステムは、一般に複数の素子アンテナとこれに接続される高周波回路を含み、指向性ビームの走査を行ったり、任意の指向性ビームを実現したりする目的で、各素子アンテナの受信ＲＦ信号または送信ＲＦ信号に適当な位相差、あるいは位相差と利得差を与える機能を有するアンテナシステムである。
【０００３】
従来のアクティブアレイアンテナシステムの一例として、受信用アンテナシステムを説明する。ここでは、複数の素子アンテナの数として、例えば４個の場合を述べる。
【０００４】
各素子アンテナからの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタで帯域外の雑音成分が除去され、さらに低雑音増幅器により増幅された後、周波数変換回路によって搬送波周波数から中間周波数への周波数変換が行われる。周波数変換回路には、ローカル信号発生回路からローカル信号が供給される。ローカル信号は、信号分配機能を有する分配器と位相切り替え機能を有する可変移相回路とにより所定の位相が与えられる。すなわち、分配器により４つに分配されたローカル信号のそれぞれに対し、可変移相回路が所定の移相量を与えて出力する。この可変移相回路は、安価なシリコン集積回路により構成されるｎビットディジタル制御移相器（ｎは任意の自然数）を用いることによって実現できる。
【０００５】
次に、周波数変換回路から出力される中間周波数信号は、バンドバスフィルタにより所定の周波数成分のみが取り出される。各素子アンテナに対応してそれぞれ得られた中間周波数信号は、ＲＳＳＩ回路（Received Signal Strength Indicator）によりレベル測定されると共に、加算器により加算された後、受信回路で復調・検波される。そして、ＲＳＳＩ回路からのレベル測定結果と受信回路からの復調・検波出力は制御回路に入力され、この制御回路により可変移相回路の移相量が制御されると共に、受信信号が取り出される。
【０００６】
上述した信号分配機能と位相切り替え機能を併せ持つ信号分配位相切り換え回路の一例としては、特開平１１−３３０８４１号公報（以下、従来例という）の図１０に開示されている回路が挙げられる。図１０に開示されている信号分配位相切り換え回路は、第１及び第２の０−π／２移相量選択回路及び第１乃至第４の０−π／４移相量選択回路からなり、信号分配だけが目的の分配器は要しない。ローカル信号は同時に第１及び第２の０−π／２移相量選択回路に入る。第１の０−π／２移相量選択回路は、ローカル信号に対し移相量０又はπ／２のどちらか一方を与え、第１及び第２の０−π／４移相量選択回路へ同時に出力する。同様に、第２の０−π／２移相量選択回路は、ローカル信号に対し移相量０又はπ／２のどちらか一方を与え、第３及び第４の０−π／４移相量選択回路へ同時に出力する。第１乃至第４の０−π／４移相量選択回路それぞれは、一回移相されたローカル信号に対しさらに移相量０又はπ／４のどちらか一方を与え、対応する出力端子１乃至４に出力する。このツリー構造の信号分配位相切り換え回路によって、出力端子１乃至４には、ローカル信号に比べて０，π／４，π／２又は３π／４のいずれかに移相されたものが出力される。
【０００７】
一方、このツリー構造の信号分配位相切り換え回路を使用しないで、従来例の図９のような、予め分配器によって４つに分配されたローカル信号の入力端子毎に０−π／２移相量選択回路及び０−π／４移相量選択回路を設けた信号分配位相切り換え回路の場合、移相量選択回路の数は入力端子毎に２個で、ローカル信号が４つに分配されていることから、２×４＝８個になる。これに対して、ツリー構造の信号分配位相切り換え回路の場合、移相量選択回路の数は０−π／２移相量選択回路が2個、０−π／４移相量選択回路が４個の計６個と少なくなる。
【０００８】
このように、ツリー構造の信号分配位相切り換え回路は必要な移相量選択回路の数も少なくなり、レイアウト面積の減少につながる。さらに、移相量選択回路は伝送線路若しくはフィルタを含むので、大きな面積を占有する。
【０００９】
また、信号分配位相切り換え回路を集積回路で実現しようとした場合、集積回路のコストは占有面積にほぼ比例するので、大きな面積を占める移相量選択回路が多ければ、それだけコストが高くなる。したがって、レイアウト面積の減少につながるツリー構造の信号分配位相切り換え回路は低コスト化に有効である。これらの効果は、特に、ツリーの階層が増えるほど有効になる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ツリー構造の信号分配位相切り換え回路は、ヌルビームのパターンの自由度が小さくなるという問題点がある。
【００１１】
そこで、本発明の目的は、ツリー構造の特徴・効果を維持したまま、ヌルビームパターンの自由度の減少を防ぐ信号分配位相切り換え回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
第１の発明は、少なくとも１つの入力端子（１３０）と、複数の出力端子（１７０）と、複数の基本移相回路（１４０，１５０，１６０）をツリー状に接続されて、入力端子の入力信号から複数の互いに位相が異なる出力信号を出力する多相化回路（１１０）と、前記多相化回路の複数の出力信号の中から前記複数の出力端子に供給すべき出力信号を選択する信号選択器（１２０）と、前記出力端子に得られた複数の出力信号のそれぞれについて、さらに位相差を与える位相切り換え回路（５１０）とを備え、前記位相切り換え回路は、前記多相化回路に含まれる基本移相回路よりも位相差の小さい他の基本移相回路（５４０）と、前記信号選択器とは別の信号選択器（５２０）を含むことを特徴とする信号分配位相切り換え回路である。
【００１８】
第２の発明は、複数の素子アンテナ又は単位アレイアンテナ（６０１）と、前記素子アンテナ又は単位アレイアンテナそれぞれに接続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、前記高周波回路は、前記素子アンテナ又は単位アレイアンテナそれぞれに対応して設けられ、ローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路（６０４）と、前記複数の周波数変換回路に供給する前記ローカル信号の位相を個別に制御する第１の発明記載の信号分配位相切り換え回路（６０６）を有することを特徴とするアクティブアレイアンテナシステムである。
【００１９】
第３の発明は、前記信号選択器を制御するための制御信号を供給する制御回路を更に備えたことを特徴とする第２の発明記載のアクティブアレイアンテナシステムである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）図１は本発明の第１の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の概略構成図である。信号分配位相切り換え回路１００は、ツリー構造の多相化回路１１０と信号選択器１２０を備える。
【００２１】
多相化回路１１０は、１入力端子及び２出力端子を有する複数の基本移相回路からなるツリー構造となっている。図１の多相化回路は、信号分配位相切り換え回路の入力端子１３０に入力された入力信号（ここでは、単相信号とする）を位相がπ／４ずつ異なる８相の信号に変換するために、３階層の場合を示している。第１の階層には位相差πの基本移相回路１４０が１つある。第２の階層には位相差π／２の基本移相回路１５０が２つある。第３の階層には位相差π／４の基本移相回路１６０が４つある。図１では階層の数として３つの場合を説明するが、ツリー構造の信号分配位相切り換え回路は３階層に限定されるものではなく、入力端子と出力端子との間に複数の基本移相回路がツリー状に接続されて複数の階層構造となっていればよい。
【００２２】
入力端子１３０からの入力信号は、位相差πの基本移相回路１４０で２つの出力信号の位相差がπのものが同時に出力される。次に、位相差π／２の基本移相回路１５０ａ，ｂそれぞれで、２つの出力信号の位相差がπ／２のものが同時に出力される。次に、位相差π／４の基本移相回路１６０ａ〜ｄそれぞれで、２つの出力信号の位相差がπ／４のものが同時に出力される。
【００２３】
入力端子１３０からの入力信号は、多相化回路１１０によって、位相がπ／４ずつ異なる８相の信号に変換され、同時に出力される。信号選択器（例えばスイッチ）１２０は、この８相の信号のうちの１つを選択して、信号分配位相切り換え回路の出力端子１７０へ出力する。図１の場合、出力端子の数を４つとしたので、４つの信号選択器１２０ａ〜ｄにより選択した信号を出力端子１７０ａ〜ｄへ出力している。図１では出力端子１７０ａ〜ｄに、位相のずれが同じ信号を出力するように描かれているが、これに限定されるものではなく、位相のずれが異なる信号を各出力端子へ出力しても良いことは言うまでもない。同様に、出力端子の数も４つに限定されるものではない。
【００２４】
図２は、１入力２出力の基本移相回路１４０，１５０，１６０の概略構成図である。基本移相回路は、複数の素子（抵抗素子Ｒ１，Ｒ２、容量素子（キャパシタ）Ｃ、演算増幅器（ＡＭＰ）Ａ１など）を図のように組合せ接続した構造からなり、入力信号の位相をシフトする第１の帯域通過フィルタ回路２０１と、この第１の帯域通過フィルタ回路２０１と同様の素子接続構造をとり、入力信号の位相をシフトする第２の帯域通過フィルタ回路２０２とからなる。
【００２５】
ここで、各帯域通過フィルタ回路２０１，２０２における素子間の接続構造自体は等しく、一部の素子の値、この場合、キャパシタＣの定数が異なるものである。各帯域通過フィルタ回路２０１，２０２は入力信号の周波数に対して所定の帯域通過特性と位相シフト特性とを有している。なお、キャパシタＣではなく抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の値を変えても良い。
【００２６】
基本移相回路では、入力信号を分岐させて第１の帯域通過フィルタ回路２０１及び第２の帯域通過フィルタ回路２０２にそれぞれ入力させる。第１及び第２の帯域通過フィルタ回路２０１，２０２では、入力信号に応じて位相をシフトさせ、第１の出力信号Ｓ１及び第２の出力信号Ｓ２を出力する。
【００２７】
ここで、例えば１０ＭＨｚの入力信号を例えば位相差π／４の基本移相回路（図１の１６０）から出力する場合は、第１の帯域通過フィルタ回路２０１をＲ１＝５ｋΩ、Ｒ２＝１０ｋΩ、Ｃ＝１．７４ｐＦとし、第２の帯域通過フィルタ回路２０２をＲ１＝５ｋΩ、Ｒ２＝１０ｋΩ、Ｃ＝３．１０ｐＦとすれば良い。
【００２８】
以下、本実施形態に係る信号分配位相切り換え回路と、従来例の図１０に開示されている信号分配位相切り換え回路との相違点を説明する。
【００２９】
従来例の図１０に開示された信号分配位相切り換え回路に含まれる移相量選択回路は、指定した分だけ位相が変動した１つの信号を出力していた。
【００３０】
これに対し、本実施形態の場合、基本移相回路（１４０，１５０，１６０）は互いに位相差が異なる複数の出力信号を出力する。信号選択器１２０は多相化回路１１０から出力された８信号から１つの信号を選ぶので８（２の３乗）通り、そして信号選択器１２０が４つあるので、（２の３乗）の４乗通りの出力信号の組合せが可能である。この出力信号は、[従来の技術]で説明したアクティブアレイアンテナシステム用のアンテナのビーム制御信号として使用される。ビーム制御信号は異なっていてもビームパターンとしては同じになるものが２の３乗通り（８通り）あるので、出力信号の種類は２の（３−１）×４乗通り、すなわち２の８乗通りになる。したがって、形成可能なビームパターンの種類も２の８乗通りになる。尚、ビーム制御信号は異なっていてもビームパターンとしては同じになるものとしては、例えば、（０度、１０度、２０度、３０度）と、（４０度、５０度、６０度、７０度）が挙げられる。１０度づつ位相がづれている点で共通だからである。だから一番端のアンテナの位相を０度にしたときにできるビームパターンの数と１０度にしたときの数は一致する。つまり一番端のアンテナの移相量の数と同じ数のダブりがある。
【００３１】
一方、従来例の図１０に開示された技術は各移相量選択回路が１ビットで制御される（２信号のうちのどちらかしか出力しない）ので、本実施形態の多相化回路と同じ３階層にした場合、７ビットの制御信号が必要で制御信号としては２の７乗通りの組合せがあり、さらに同じビームパターンがないので、出力信号の種類は２の７乗通りになる。従って、形成可能なビームパターンの種類も２の７乗通りになる。
【００３２】
この２の８乗（２５６）通りと２の７乗（１２８）通りとの差が本実施形態と従来例の図１０に開示された技術とのビームパターンの自由度の差になる。
【００３３】
通常、アクティブアレイアンテナシステムでは、所望信号を送受信する主ビームと、不要信号をカットするヌルとを備えている。本実施形態の場合は、主ビームを所望の方向に向ける主ビームパターンを１２８通りとした場合、同時にヌルを不要信号の到来方向に向けるヌルビームパターンも１２８通りできる。
【００３４】
尚、本実施形態の回路規模は、従来例の図１０に開示された技術よりも信号選択器１２０の分だけ大きくなる。しかし、信号選択器１２０自体の大きさは基本移相回路と比較して小さいため、本実施形態の実際の回路規模は従来例の図１０に開示された技術とほとんど同じである。
【００３５】
（第２の実施の形態）図３は本発明の第２の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の構成図である。信号分配位相切り換え回路３００は、ツリー構造の多相化回路３１０と信号選択器３２０を備える。第１の実施形態と異なる入力信号に２相信号例えば、差動信号を用いている点である。多相化回路３１０は、２入力端子及び４出力端子を有する複数の基本移相回路を含むツリー構造となっている。図３の多相化回路は、信号分配位相切り換え回路の入力端子３３０に入力された入力信号（２相信号）を位相がπ／４ずつ異なる８相の信号すなわち、４組の２相信号に変換するために、２階層の場合を示している。第１の階層には位相差π／２の基本移相回路３４０が１つある。第２の階層には位相差π／４の基本移相回路３５０が２つある。図３では階層の数として２つの場合を説明するが、本実施形態は２階層に限定されるものではなく、階層の数はいくつであっても良いことは言うまでもない。
【００３６】
入力端子３３０からの入力信号は、多相化回路３１０によって、位相がπ／４ずつ異なる８相の信号に変換され、同時に出力される。信号選択器（例えばスイッチ）３２０は、この８相の信号のうちの２つを選択して、信号分配位相切り換え回路の出力端子３７０へ出力する。図３の場合、２つの出力端子の２組（計４つの出力端子）としたので、４つの信号選択器３２０ａ〜ｄにより選択した信号を出力端子３７０ａ〜ｄへ出力している。図３では出力端子３７０ａ〜ｄに、位相のずれが同じ信号を出力するように描かれているが、これに限定されるものではなく、位相のずれが異なる信号を各出力端子へ出力しても良いことは言うまでもない。同様に、出力端子の数も４つに限定されるものではない。
図４は、２入力４出力の基本移相回路３４０，３５０の概略構成図である。この基本移相回路は、図４に示すように、第１の全域通過フィルタ回路４０１と第２の全域通過フィルタ回路４０２とを含む。第１の全域通過フィルタ回路４０１は、入力信号の周波数に応じて信号経路が変わるＲＣブリッジ回路４０３と、このＲＣブリッジ回路４０３から出力される信号を緩衝増幅する緩衝増幅回路(ＢＵＦＦＥＲ ＡＭＰ)Ａ２とを含む。
【００３７】
この基本移相回路の場合、第１及び第２の全域通過フィルタ回路４０１，４０２は、入力信号の周波数全域を通過させる全域通過特性を有するものなので、出力振幅は周波数に依存しない。したがって、２つの全域通過フィルタ回路４０１，４０２の出力振幅はほぼ等しくなる。但し、各ＲＣブリッジ回路４０３，４０４から大きな信号電流を取り出す場合は、振幅や移相の誤差が大きくなるので、これを考慮して緩衝増幅回路(ＢＵＦＦＥＲ ＡＭＰ)Ａ２を用いている。
【００３８】
上述した第１の実施形態の基本移相回路（図２に示した帯域通過フィルタ回路２０１，２０２）では演算演算増幅回路Ａ１などが必要であり、このような場合は、高周波での利用は困難であるが、この第２の実施形態では、緩衝増幅回路(ＢＵＦＦＥＲ ＡＭＰ)Ａ２を用いており、この緩衝増幅回路(ＢＵＦＦＥＲ ＡＭＰ)は、高周波でも利用できるので、この第２の実施形態の信号分配移相器は、高周波での利用に適するものと言える。
【００３９】
（第３の実施の形態）図５は本発明の第３の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の構成図である。本実施形態に係る信号分配位相切り換え回路５００は、第２の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路３００にさらに位相切り換え回路５１０ａ，ｂを加えたものである。図５の場合、位相切り換え回路５１０は１ビット移相量選択回路５８０を２つ縦続接続した２ビット移相量選択回路である。１ビット移相量選択回路５８０は、２入力端子及び４出力端子を有する基本移相回路（位相差π／８の基本移相回路５４０又は位相差π／１６の基本移相回路５５０）と信号選択器５２０とを含んでいる。
【００４０】
入力端子３３０から入力された２相信号は、多相化回路３１０で位相がπ／４ずつ異なる８相の信号に変換される。この８相の信号のうち信号選択器３２０で任意に選ばれた２相信号は、位相切り換え回路５１０によって、さらに位相がπ／１６の単位で異なるように位相を切り換えられ、出力端子５７０へ出力される。尚、位相切り換え回路５１０に関しては、位相差π／８の基本移相回路５４０と位相差π／１６の基本移相回路５５０の順番を入れ替えても、機能としては同じになる。
【００４１】
図５では移相切り換え回路５１０として２ビット移相量選択回路を２組備えた例を示したが、図１と同様に４出力を得るには信号選択器３２０と位相切り換え回路５１０をそれぞれ必要個数増やせばよい。さらに多数の出力を得る場合も同様である。また、位相切り換え回路５１０は縦続接続する１ビット移相量選択回路５８０の数を適宜増やしても良い。
【００４２】
本実施形態のように、信号分配位相切り換え回路をすべて多相化回路にするのではなく、前段は多相化回路で、後段は位相切り換え回路５１０とすることにより、信号選択器３２０の配線が多くなるのを防ぐことができ、回路構成が複雑になるのを防ぐことができる。
【００４３】
（第４の実施形態）図６は、本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成図である。本実施形態のアンテナシステムは第１〜第３の実施形態で説明した信号分配位相切り換え回路を備えることを特徴とする。図６では、一例として、受信用アンテナシステムについて説明し、図１の信号分配位相切り替え回路の出力端子数に合わせるため、複数の素子アンテナ又は単位アレイアンテナの数を４個とした。ここで、単位アレイアンテナとは、複数の素子アンテナを組み合せたものをいう。
【００４４】
各素子アンテナ又は単位アレイアンテナ６０１からの受信ＲＦ信号は、それぞれＲＦフィルタ６０２で帯域外の雑音成分が除去され、さらに低雑音増幅器６０３により増幅された後、周波数変換回路６０４によって搬送波周波数から中間周波数への周波数変換が行われる。周波数変換回路６０４には、ローカル信号発生回路６０５から信号分配位相切り換え回路６０６を介してローカル信号がそれぞれ入力されている。この信号分配位相切り換え回路６０６が、第１〜第３の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路に相当する。周波数変換回路６０４から出力される中間周波数信号は、バンドバスフィルタ６０７により所定の周波数成分のみが取り出される。
【００４５】
このようにして各素子アンテナ又は単位アレイアンテナに対応してそれぞれ得られた中間周波数信号は、ＲＳＳＩ回路（Received Signal Strength Indicator）６０８によりレベル測定されると共に、加算器６０９により加算された後、受信回路６１０で復調・検波される。そして、ＲＳＳＩ回路からのレベル測定結果と受信回路からの復調・検波出力は制御回路６１１に入力され、この制御回路により信号分配位相切り換え回路６０６の移相量が制御されると共に、受信信号が取り出される。すなわち、制御回路からの制御信号によって、第１〜第３実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の信号選択器が制御される。
【００４６】
尚、本実施形態では受信用アンテナシステムについて説明したが、送信用アンテナシステムに適用できることは言うまでもない。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、ツリー構造の効果は維持したまま、ヌルビームパターンの自由度の減少を防ぐ信号分配位相切り換え回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の概略構成図。
【図２】 図１の１入力２出力の基本移相回路１４０，１５０，１６０の概略構成図。
【図３】 本発明の第１の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の概略構成図。
【図４】 図３の２入力４出力の基本移相回路３４０，３５０の概略構成図。
【図５】 本発明の第３の実施形態に係る信号分配位相切り換え回路の概略構成図。
【図６】 本発明の第４の実施形態に係るアクティブアレイアンテナシステムの概略構成図。
【符号の説明】
１００，３００，５００，６０６ 信号分配位相切り換え回路
１１０，３１０ 多相化回路
１２０，３２０，５２０ 信号選択器
１３０，３３０ 入力端子
１４０，１５０，１６０，３４０，３５０，５４０，５５０ 基本移相回路
１７０，３７０，５７０ 出力端子
２０１，２０２ 帯域通過フィルタ回路
４０１，４０２ 全域通過フィルタ回路
４０３，４０４ ＲＣブリッジ回路
５１０ 位相切り換え回路
５８０ １ビット移相量選択回路
６０１ 素子アンテナ又は単位アレイアンテナ
６０２ ＲＦフィルタ
６０３ 低雑音増幅器
６０４ 周波数変換器
６０５ ローカル信号発生回路
６０７ バンドバスフィルタ
６０８ ＲＳＳＩ回路
６０９ 加算器
６１０ 受信回路
６１１ 制御回路

Claims (3)

1. 少なくとも１つの入力端子と、
   複数の出力端子と、
   複数の基本移相回路をツリー状に接続されて、入力端子の入力信号から複数の互いに位相が異なる出力信号を出力する多相化回路と、
   前記多相化回路の複数の出力信号の中から前記複数の出力端子に供給すべき出力信号を選択する信号選択器と、
   前記出力端子に得られた複数の出力信号のそれぞれについて、さらに位相差を与える位相切り換え回路とを備え、
   前記位相切り換え回路は、前記多相化回路に含まれる基本移相回路よりも位相差の小さい他の基本移相回路と、前記信号選択器とは別の信号選択器を含むことを特徴とする信号分配位相切り換え回路。
2. 複数の素子アンテナ又は単位アレイアンテナと、前記素子アンテナ又は単位アレイアンテナそれぞれに接続される高周波回路とを備えるアクティブアレイアンテナシステムにおいて、
   前記高周波回路は、
   前記素子アンテナ又は単位アレイアンテナそれぞれに対応して設けられ、ローカル信号を用いて周波数変換を行う複数の周波数変換回路と、
   前記複数の周波数変換回路に供給する前記ローカル信号の位相を個別に制御する請求項１記載の信号分配位相切り換え回路を有することを特徴とするアクティブアレイアンテナシステム。
3. 前記信号選択器を制御するための制御信号を供給する制御回路を更に備えたことを特徴とする請求項２記載のアクティブアレイアンテナシステム。

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